JP2011166659A - 光信号断検出回路および光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】外部からの制御信号を必要とすることなく自律的に動作して、光信号の入力有無を的確に検出する。
【解決手段】コンパレータ１１で、結合コンデンサを介して入力されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号のうち、基準値以上の振幅を持つパルスを比較出力信号Ｃｏｕｔとして出力し、アナログ保持回路１２で、比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスを保持コンデンサで充電するとともに、充電により得られた直流電圧を放電抵抗で放電することにより、光信号の入力有無に応じて変化する保持出力信号Ｈｏｕｔを生成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光通信技術に関し、特に光信号の入力有無を的確に検出することができる光信号検出技術に関する。

高速広帯域光伝送方式としてＦＴＴＨ（Fiber To The Home）システムに採用されているＰＯＮ（Passive Optical Network）方式では、局側で複数ユーザを収容するＯＬＴ（Optical Line Terminal）とユーザ側で光加入者線を終端するＯＮＵ（Optical Network Unit）との間が光ファイバで結ばれ、信号が双方向伝送される。

このようなＯＬＴの光受信回路において、光入力がない状態において不要なノイズが出力されるのを防ぐノイズマスク機能がない場合は、新たなＯＮＵが接続された際に、アナログフロントエンドの後段に接続されたアクセスコントローラは、受信した光信号がノイズなのか新たに接続されたＯＮＵからの光信号なのかを特定のアルゴリズムにより判別しなければならない。したがって、上位レイヤの複雑化に伴ってコストがアップし、通信制御として効率的ではない。

一方、ＯＬＴの光受信回路では、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ: Trans Impedance Amplifier）から出力される電気信号に基づいて、光信号断検出回路で光信号の入力有無を判定し、光信号がない状態において不要なノイズが光受信器から出力されるのを防ぐ技術が提案されている（例えば、特許文献１など参照）。

図１０は、従来の光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。この光受信器２００において、フォトダイオードＰＤで受光された光信号Ｐｉｎは光電流信号Ｉｉｎに光電変換されて、プリアンプであるトランスインピーダンスアンプＴＩＡによって増幅される。このトランスインピーダンスアンプＴＩＡの電気信号Ｔｏｕｔは、ポストアンプであるリミッティングアンプＬＡに入力され、異なる強度の光信号Ｐｉｎが一定振幅の電気信号となるように増幅され、受信出力Ｒｏｕｔとして出力される。リミッティングアンプＬＡの後段には、通常、ＣＤＲ（Clock Data Recovery）などの波形整形回路やタイミング調整回路が接続され、データ信号からクロック信号が抽出されデジタル信号として扱いやすい波形に整形される。

一方、トランスインピーダンスアンプＴＩＡの後段には、リミッティングアンプＬＡと並列的に、光信号Ｐｉｎの受信を判定する光信号断検出回路（ＬＯＳ：Loss Of Signal）２０が設けられている。この光信号断検出回路２０により、充分な信号強度の光信号Ｐｉｎを受信しているか否かを示す信号断検出信号ＬＯＳを生成することで、通信の異常検出や、無信号時にリミッティングアンプＬＡからノイズの出力を遮断するためのスケルチ（Squelch）回路制御を行う。

この光信号断検出回路２０では、光信号Ｐｉｎを受信した場合のみコンパレータ２１が比較出力信号Ｃｏｕｔを出力し、この比較出力信号ＣｏｕｔをＳＲラッチ２２で保持して、ＤＣ信号からなる信号断検出信号ＬＯＳに変換する。ＳＲラッチ２２における信号断検出信号ＬＯＳの保持解除はリセット信号ＲＥＳＥＴで行う。例えばＰＯＮシステムに代表されるバースト通信では、ＰＯＮ制御ＩＣがバーストパケットの受信終了時にリセット信号ＲＥＳＥＴを出力することができる。

したがって、この信号断検出信号ＬＯＳをリミッティングアンプＬＡの出力制御信号として、例えばスケルチの制御に用いて、リセットを受信して次のバースト信号を受信するまでスケルチを閉じることにより、リミッティングアンプＬＡからノイズが出力されることを防ぐことができる。また、バースト信号を受信した場合には、スケルチを開くことにより、通常の受信状態とすることができる。

図１１は、従来の光信号断検出回路で用いられるコンパレータの構成を示す回路図である。このコンパレータ２１は、バイアス回路２１Ａ、初段増幅回路２１Ｂ、初段エミッタフォロア回路２１Ｃ、次段増幅回路２１Ｄから構成されている。
トランスインピーダンスアンプＴＩＡから入力される電気信号Ｔｏｕｔの非反転信号Ｔｏｕｔ＋および反転信号Ｔｏｕｔ−は、それぞれの結合コンデンサＣを介してバイアス回路２１ＡへＡＣ結合されている。この結合コンデンサＣは微分回路であるから、非反転信号Ｔｏｕｔ＋および反転信号Ｔｏｕｔ−の微分波形が初段増幅回路２１Ｂの差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２に入力される。

ここで、差動トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２の負荷抵抗Ｒ５，Ｒ６の値を互いに異なる値にすれば、初段増幅回路２１Ｂの出力はそのＤＣレベルにオフセット電圧を有することになる。
したがって、充分な振幅の非反転信号Ｔｏｕｔ＋および反転信号Ｔｏｕｔ−が入力されないと初段増幅回路２１Ｂの出力振幅が足りず、差動信号を形成しないため、すなわちトランジスタＱ１からの非反転出力とトランジスタＱ２からの反転出力が交差しないため、初段エミッタフォロア回路２１Ｃを介して接続されている次段増幅回路２１Ｄから比較出力信号Ｃｏｕｔは出力されず、Ｌｏｗレベルのままである。

一方、入力された非反転信号Ｔｏｕｔ＋および反転信号Ｔｏｕｔ−の振幅が十分大きい場合は、トランジスタＱ１からの非反転出力とトランジスタＱ２からの反転出力が交差するため、比較出力信号Ｃｏｕｔとして、その交差部分に応じたＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルが交互に現れることになる。
この比較出力信号ＣｏｕｔはＳＲラッチ２２で保持されるため、例えば光信号Ｐｉｎの受信とともに、比較出力信号ＣｏｕｔとしてＨｉｇｈレベルが出力され続ける。したがって、この回路の特徴は、ひとたび比較出力信号ＣｏｕｔとしてＨｉｇｈレベルが出力されればそのレベルが保持されるので、信号受信に即座に応答する高速な光信号断検出回路２０を実現できることである。

特開２００９−０４４２２８号公報

しかしながら、このような従来技術では、外部からの制御信号を必要とすることなく自律的に動作して、光信号の入力有無を的確に検出することができないという問題点があった。
すなわち、前述した従来の光信号断検出回路２０では、コンパレータ２１の比較出力信号ＣｏｕｔをＳＲラッチ２２で保持する構成となっているため、光信号Ｐｉｎの信号断状態から信号受信状態への変化については俊敏に検出して表示することができるものの、光信号の受信状態から信号断状態への変化を検出できない。また、外部からの制御信号としてＳＲラッチ２２をリセットするリセット信号ＲＥＳＥＴが必須であることから、自律的な動作はできない。

さらに、ＳＲラッチ２２を用いる場合は、コンパレータ２１の比較出力信号Ｃｏｕｔの論理レベルとリセット信号ＲＥＳＥＴの論理レベルとの関係によっては不定論理を生じる危険がある。この問題についてはＳＲラッチ２２の代わりにＪＫフリップフロップ回路を用いれば解決できるが、別途、クロック信号が必要となる。
また、ＳＲラッチ２２は、コンパレータ２１が比較出力信号Ｃｏｕｔとして１パルスでもＨｉｇｈレベルを出力すれば、信号断検出信号ＬＯＳとしてＨｉｇｈレベルを出力し続けてしまうため、光信号Ｐｉｎの信号断時に大きなノイズ入力があると誤動作を起こす危険があった。

したがって、このような従来技術を光受信器に用いた場合には、光信号がない状態において不要なノイズが出力されるのを防ぐノイズマスク機能を適切に駆動することができないという問題点があった。
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、外部からの制御信号を必要とすることなく自律的に動作して、光信号の入力有無を的確に検出することができる光信号検出技術を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる光信号断検出回路は、パルス列からなる光信号を光電変換して得られた電気信号に基づいて、光信号の入力有無を検出する光信号断検出回路であって、結合コンデンサを介して入力された電気信号のうち、基準値以上の振幅を持つパルスを比較出力信号として出力するコンパレータと、比較出力信号に含まれる各パルスを保持コンデンサで充電するとともに、充電により得られた直流電圧を放電抵抗で放電することにより、光信号の入力有無に応じて変化する保持出力信号を生成するアナログ保持回路とを備えている。

この際、アナログ保持回路に、比較出力信号に含まれる各パルスを整流するダイオードと、整流されたこれらパルスを充電する保持コンデンサと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗とを含むようにしてもよい。

また、アナログ保持回路に、比較出力信号に含まれる各パルスを整流する、ダイオード接続されたトランジスタと、このトランジスタからの出力信号を充電する保持コンデンサと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗とを含むようにしてもよい。

また、電気信号として、反転信号と非反転信号とからなる差動信号を用い、コンパレータに、直列接続された複数の差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち最後尾に位置する差動増幅回路で、反転信号および非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗のうちの少なくともいずれか一方の負荷抵抗を可変抵抗とし、コンパレータから出力された差動信号から比較出力信号を生成してアナログ保持回路へ出力する中間バッファをさらに備えてもよい。

また、電気信号として、反転信号と非反転信号とからなる差動信号を用い、コンパレータに、直列接続された複数の差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち最後尾より前側に位置するいずれか１つの差動増幅回路で、反転信号および非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗のうちの少なくともいずれか一方の負荷抵抗を可変抵抗としてもよい。

また、アナログ保持回路で得られた保持出力信号を、ヒステリシス特性に基づいて整形出力するバッファをさらに備えてもよい。

また、電気信号として、反転信号と非反転信号とからなる差動信号を用い、コンパレータに、直列接続された２つの差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち前側に位置する前側差動増幅回路で、反転信号および非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗であって、かつ基準値に応じた互いに異なる抵抗値を有する負荷抵抗を用いて、これら反転信号および非反転信号を差動増幅することにより、当該反転信号の直流バイアスと当該非反転信号の直流バイアスとの間に基準値に応じたオフセット電圧を印加して出力し、前側差動増幅回路より後側に位置する後側差動増幅回路で、前側差動増幅回路から出力された反転信号と非反転信号とを差動増幅するようにしてもよい。

また、本発明にかかる光受信器は、パルス列からなる光信号を光電流信号に光電変換して出力する光電変換素子と、光電流信号を増幅して反転信号と非反転信号とからなる電気信号を出力するトランスインピーダンスアンプと、電気信号に含まれるパルス列の各パルスを一定振幅に増幅して出力するリミッティングアンプと、電気信号に基づいて光信号の入力有無を検出する、前述したいずれか１つの光信号断検出回路とを備えている。

本発明によれば、リセット信号など、光信号断検出回路の外部からの制御信号を必要とすることなく自律的に動作して、光信号の入力有無を的確に検出することができる。したがって、外部からの制御信号の入力を必要としないため、このような制御信号を出力する機能を持たない光受信器にも容易に適用でき、高い汎用性が得られる。また、光受信器から、このような制御信号を出力する回路部を削除することができ、低コスト化を実現できる。また、アナログ保持回路でバースト信号に含まれるパルスを充電することにより、光信号の入力有無を検出しているため、光信号の信号断時にノイズ入力があった場合でも、これによる誤動作を回避でき、安定した光信号検出動作を実現できる。

第１の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態にかかるコンパレータの構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態にかかる光信号断検出回路の動作を示す信号波形図である。 第２の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態にかかるコンパレータの構成を示す回路図である。 第３の実施の形態にかかる光信号断検出回路の動作を示す信号波形図である。 第４の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。 第５の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。 従来の光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。 従来の光信号断検出回路で用いられるコンパレータの構成を示す回路図である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
まず、図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。

この光受信器１００は、光ファイバを介して受信した光信号を電気信号に変換して出力する通信装置であり、例えばＦＴＴＨシステムに採用されているＰＯＮ方式において、局側で複数ユーザを収容するＯＬＴで用いられる。
光受信器１００には、主な回路構成として、フォトダイオードＰＤ、トランスインピーダンスアンプＴＩＡ、リミッティングアンプＬＡ、および光信号断検出回路１０が設けられている。

光ファイバを介して到達した光信号Ｐｉｎは、フォトダイオードＰＤで受信されて光電流信号Ｉｉｎに変換され、プリアンプであるトランスインピーダンスアンプＴＩＡによって増幅される。このトランスインピーダンスアンプＴＩＡの電気信号Ｔｏｕｔは、ポストアンプであるリミッティングアンプＬＡに入力され、異なる強度の光信号Ｐｉｎが一定振幅の電気信号となるように増幅され、受信出力Ｒｏｕｔとして出力される。なお、図１では省略してあるが、リミッティングアンプＬＡの後段には、通常、ＣＤＲなどの波形整形回路やタイミング調整回路が設けられており、データ信号からクロック信号が抽出されデジタル信号として扱いやすい波形に整形される。

光信号断検出回路１０は、トランスインピーダンスアンプＴＩＡに対して、リミッティングアンプＬＡと並行に接続されて、トランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号に基づいて、光信号Ｐｉｎの入力有無を検出する回路部である。

本実施の形態にかかる光信号断検出回路１０は、結合コンデンサを介して入力されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号Ｔｏｕｔのうち、基準値以上の振幅を持つパルスを比較出力信号Ｃｏｕｔとして出力するコンパレータ１１と、比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスを保持コンデンサで充電するとともに、充電により得られた直流電圧を放電抵抗で放電することにより、光信号Ｐｉｎの入力有無に応じて変化する保持出力信号Ｈｏｕｔを生成するアナログ保持回路１２とを備えている。

次に、図１を参照して、本実施の形態にかかる光信号断検出回路の構成について詳細に説明する。
光信号断検出回路１０には、主な回路部として、コンパレータ１１、アナログ保持回路１２、および出力バッファ１３が設けられている。

コンパレータ１１は、ＡＣ結合用の結合コンデンサＣを介して入力されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡからの非反転信号Ｔｏｕｔ＋および反転信号Ｔｏｕｔ−のうち、予め設定された基準値以上の振幅を持つパルスを比較出力信号Ｃｏｕｔとして出力する機能を有している。なお、コンパレータ１１の内部構成の詳細については、図２を参照して後述する。

前述したように、光信号Ｐｉｎは、フォトダイオードＰＤにより光電流信号Ｉｉｎに変換されて、トランスインピーダンスアンプＴＩＡで増幅され、得られた電気信号ＴｏｕｔはリミッティングアンプＬＡに入力される。
ＬＡは、通常、多段の増幅回路で構成されており、レベル調整のため、エミッタフォロア回路を介して前段と後段の増幅回路が接続されることが多い。したがって、入力段は増幅回路であったり、エミッタフォロア回路であったりする。また、トランスインピーダンスアンプＴＩＡの出力端子とリミッティングアンプＬＡの入力端子は、ＡＣ結合である場合もあればＤＣ結合である場合もある。

一方、トランスインピーダンスアンプＴＩＡからの非反転信号Ｔｏｕｔ＋および反転信号Ｔｏｕｔ−は、結合コンデンサＣを介してＡＣ結合によりコンパレータ１１にも接続されている。
結合コンデンサＣの容量は、受信信号のビットレートに応じて最適化すればよい。例えばビットレートが１０Ｇｂｐｓであれば、概ね１ｐＦ以下が望ましい。

アナログ保持回路１２は、コンパレータ１１から出力された比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスを保持コンデンサＣｈで充電するとともに、充電により得られたアナログの直流電圧を放電抵抗Ｒｈで放電することにより、この直流電圧から光信号Ｐｉｎの入力有無に応じて変化する保持出力信号Ｈｏｕｔを生成する機能を有している。
出力バッファ１３は、アナログ保持回路１２で生成されたアナログの直流電圧からなる保持出力信号Ｈｏｕｔを、一般的な論理ゲートで用いられるデジタル論理信号へ整形することにより、光信号Ｐｉｎの入力有無を示す信号断検出信号ＬＯＳを出力する機能を有している。

コンパレータ１１から出力された比較出力信号Ｃｏｕｔは、アナログ保持回路１２に入力されて充放電され、得られたアナログの直流電圧からなる保持出力信号Ｈｏｕｔが、出力バッファ１３を介してデジタル論理信号からなる信号断検出信号ＬＯＳとして出力される。
アナログ保持回路１２の保持出力信号Ｈｏｕｔは、原理的には、光信号Ｐｉｎの受信時にトップホールドされるとともに、信号断時にはＬｏｗレベルとなるため、信号断検出信号ＬＯＳもこれに応じた論理となる。この際、例えば、信号断検出信号ＬＯＳにおいて信号断表示をＨｉｇｈレベルで表示する場合には、保持出力信号ＨｏｕｔがＬｏｗレベルであるとき、信号断検出信号ＬＯＳがＨｉｇｈレベルとなるような論理構成にすればよい。

本実施の形態において、アナログ保持回路１２は、図１に示すように、コンパレータ１１から出力された比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスを整流するダイオードＤｈと、このダイオードＤｈで整流されたこれらパルスを充電する保持コンデンサＣｈと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗Ｒｈとから構成されている。

具体的には、ダイオードＤｈのうち、アノード端子がコンパレータ１１の出力端子に接続され、カソード端子が保持コンデンサＣｈの一端に接続されている。また、保持コンデンサＣｈの他端が接地電位に接続されている。
これにより、コンパレータ１１から出力された比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスのうち、保持コンデンサＣｈの直流電圧よりダイオード接合電圧分だけ高いパルスのみがダイオードＤｈで抽出されて、保持コンデンサＣｈに充電される。

また、保持コンデンサＣｈに対して放電抵抗Ｒｈが並列接続されており、保持コンデンサＣｈに充電された直流電圧が放電抵抗Ｒｈを介して自然放電される。これにより、光信号Ｐｉｎが信号断状態となった場合には、直流電圧が放電されるため、光信号Ｐｉｎの信号断を示す信号断検出信号ＬＯＳが自律的に出力される。これら保持コンデンサＣｈと放電抵抗Ｒｈで決まる時定数については、電気信号Ｔｏｕｔ＋，Ｔｏｕｔ−として入力されるバースト信号の先頭を検出するための応答速度と、バースト信号内に含まれる同符号連続区間を信号断と誤判定しない同符号連続耐性との兼ね合いで決定される。

［コンパレータ］
次に、図２を参照して、本実施の形態にかかる光信号断検出回路１０で用いられるコンパレータ１１の内部構成について詳細に説明する。図２は、第１の実施の形態にかかるコンパレータの構成例を示す回路図である。
このコンパレータ１１には、バイアス回路１１Ａ、初段増幅回路（前側増幅回路）１１Ｂ、初段エミッタフォロア回路１１Ｃ、次段増幅回路（後側増幅回路）１１Ｄ、および次段エミッタフォロア回路１１Ｅが設けられており、これら回路部が半導体チップ上にそれぞれ集積化されている。ここでは、これら回路部をバイポーラトランジスタで構成した場合を例として説明するが、これらの一部あるいはすべてをＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。

バイアス回路１１Ａは、電源電位Ｖｃｃにプルアップされた抵抗素子Ｒ１，Ｒ３と接地電位ＧＮＤにプルダウンされた抵抗素子Ｒ２，Ｒ４とから構成された抵抗分割回路からなり、結合コンデンサＣを介して入力された、トランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号Ｔｏｕｔ＋，Ｔｏｕｔ−に対して、Ｒ１，Ｒ３の抵抗比およびＲ２，Ｒ４の抵抗比に応じた直流バイアスをそれぞれ印加する機能を有している。実際には、これらの抵抗比は等しいため、入力された電気信号Ｔｏｕｔ＋，Ｔｏｕｔ−に対して等しい直流バイアスが印加される。

初段増幅回路１１Ｂは、差動対をなすトランジスタＱ１，Ｑ２と、Ｑ１のコレクタ端子とＶｃｃとの間に接続された抵抗素子Ｒ５と、Ｑ２のコレクタ端子とＶｃｃとの間に接続された抵抗素子Ｒ６と、Ｑ１，Ｑ２のエミッタ端子間に直列接続された抵抗素子Ｒ７，Ｒ８と、抵抗素子Ｒ７，Ｒ８の接続点とＧＮＤとの間に接続された定電流源Ｉ１とで構成された差動増幅回路からなり、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子に入力された電気信号Ｔｏｕｔ＋，Ｔｏｕｔ−を差動増幅する機能を有している。

ここで、Ｒ５，Ｒ６については、差動増幅回路の負荷抵抗に相当し、基準値に応じた互いに異なる抵抗値が予め設定されている。このため、Ｑ１，Ｑ２のエミッタ端子からそれぞれ出力される差動出力には、オフセット電圧分の直流電圧差が印加されることになる。

初段エミッタフォロア回路１１Ｃは、それぞれのエミッタ端子がトランジスタＱ３，Ｑ４とこれらＱ３，Ｑ４のコレクタ端子とＧＮＤとの間にそれぞれ接続された定電流源Ｉ２，Ｉ３とからなり、これらＱ３，Ｑ４のベース端子にそれぞれ入力された初段増幅回路１１Ｂの初段出力信号Ｆｏｕｔをそれぞれ低インピーダンスで出力する機能を有している。

次段増幅回路１１Ｄは、差動対をなすトランジスタＱ５，Ｑ６と、Ｑ５のコレクタ端子とＶｃｃとの間に接続された抵抗素子Ｒ９と、Ｑ６のコレクタ端子とＶｃｃとの間に接続された抵抗素子Ｒ１０と、Ｑ５，Ｑ６のエミッタ端子の接続点とＧＮＤとの間に接続された定電流源Ｉ４とで構成された差動増幅回路からなり、トランジスタＱ５，Ｑ６のベース端子に入力された、初段エミッタフォロア回路１１Ｃの初段出力信号Ｆｏｕｔを差動増幅する機能を有している。

この場合、Ｑ５，Ｑ６のベース端子に入力される初段出力信号Ｆｏｕｔの反転出力と非反転出力とに対して、初段増幅回路１１Ｂでオフセット電圧が印加されているため、これら反転出力と非反転出力に含まれるパルスの振幅がオフセット電圧より小さい場合、これら信号は交差しなくなり、結果としてＱ５，Ｑ６のエミッタ端子から出力される次段差動出力が変化しなくなる。このため、コンパレータ１１に入力される電気信号Ｔｏｕｔ＋，Ｔｏｕｔ−に含まれるパルスのうち、Ｒ５，Ｒ６で決定されるオフセット電圧と対応する基準値に満たない振幅のパルスについては除去され、基準値以上の振幅を持つパルスのみが出力されることになる。

次段エミッタフォロア回路１１Ｅは、それぞれのエミッタ端子がトランジスタＱ７，Ｑ８とこれらＱ７，Ｑ８のコレクタ端子とＧＮＤとの間にそれぞれ接続された定電流源Ｉ５，Ｉ６とからなり、これらＱ７，Ｑ８のベース端子にそれぞれ入力された次段増幅回路１１Ｄの差動出力を、比較出力信号Ｃｏｕｔとしてそれぞれ低インピーダンスで出力する機能を有している。

［第１の実施の形態の動作］
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる光信号断検出回路１０の動作について説明する。図３は、第１の実施の形態にかかる光信号断検出回路の動作を示す信号波形図である。

ここでは、光信号断検出回路１０を含む光受信器１００が適用されるシステムとして、１０Ｇ−ＥＰＯＮを想定しており、入力されるバースト信号は、ビットレートが１０Ｇｂｐｓで、約１０ｍＶの振幅（差動で約２０ｍＶの振幅）を持っている。この１０ｍＶという振幅は、一般的なＴＩＡにおける最小受信感度（−３０ｄＢｍ程度）のときの出力振幅に相当する。また、バースト信号には、例えば１２８ｂｉｔ、すなわち約１３ｎｓｅｃの連続同符号区間が含まれるものとし、バースト信号の先頭検出に対する応答時間は１００ｎｓ以下としている。これにより、アナログ保持回路１２の保持コンデンサＣｈの容量値を１ｐＦとし、放電抵抗Ｒｈの抵抗値を２５ｋΩとした。なお、電源電位Ｖｃｃは３．３Ｖであり、接地電位ＧＮＤは０Ｖである。

トランスインピーダンスアンプＴＩＡから入力されたバースト信号は、結合コンデンサＣを介して微分波形となってコンパレータ１１に入力され、図２に示した初段増幅回路１１Ｂで差動増幅される。この際、抵抗素子Ｒ５，Ｒ６の抵抗値として、基準値に応じた互いに異なる抵抗値が予め設定されているため、初段出力信号Ｆｏｕｔのうち反転信号Ｆｏｕｔ−の直流バイアスと非反転信号Ｆｏｕｔ＋の直流バイアスとの間には、基準値に相当するオフセット電圧が印加されている。

初段出力信号Ｆｏｕｔは、初段エミッタフォロア回路１１Ｃを介して次段増幅回路１１Ｄへ入力されて差動増幅される。このため、反転信号Ｆｏｕｔ−および非反転信号Ｆｏｕｔ＋に含まれるパルスのうち、オフセット電圧に満たない振幅のパルスについては、互いの信号が交差しなくなって、次段増幅回路１１Ｄから出力されない。したがって、次段増幅回路１１Ｄでは、オフセット電圧に満たない振幅のパルスが除去され、基準値以上の振幅を持つパルスのみが比較出力信号Ｃｏｕｔとして、次段エミッタフォロア回路１１Ｅを介して出力される。

続いて、比較出力信号Ｃｏｕｔは、アナログ保持回路１２へ入力されて、比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスのうち、保持コンデンサＣｈの直流電圧よりダイオード接合電圧分だけ高い信号区間のみがダイオードＤｈで抽出されて、保持コンデンサＣｈに充電される。

これにより、保持コンデンサＣｈの直流電圧、すなわち保持出力信号Ｈｏｕｔは、光信号Ｐｉｎのバースト信号のうち、基準値以上の振幅を持つパルスにより充電されて電圧値が上昇し、バースト信号のない信号断区間、バースト信号のうちパルス信号のない同符号連続区間、および基準値に満たない振幅のパルス区間については、放電抵抗Ｒｈにより放電されて電圧値が低下する。なお、バースト信号のない信号断区間において、保持出力信号Ｈｏｕｔが接地電位ＧＮＤまで低下しないのは、比較出力信号Ｃｏｕｔに直流バイアスが印加されているからである。

この際、保持コンデンサＣｈと放電抵抗Ｒｈの時定数は、バースト信号の先頭を検出するための応答速度と、バースト信号内に含まれる同符号連続区間を信号断と誤判定しない同符号連続耐性との兼ね合いで決定されている。

これにより、バースト信号が入力された際、このバースト信号に含まれるパルスによって、応答時間として規定された１００ｎｓ以下の所要時間で、保持出力信号Ｈｏｕｔがバースト信号のないＬｏｗレベルからバースト信号有りを示すＨｉｇｈレベルまで充電される。また、バースト信号に含まれる同符号連続区間が到来した際、このパルス断により保持出力信号Ｈｏｕｔが放電されても、最大同符号連続区間である約１３ｎｓｅｃだけ、バースト信号有りを示すＨｉｇｈレベル、すなわちしきい値Ｈｔｈ以上に保持される。

したがって、バースト信号が入力された際には、所定の応答時間内に光信号Ｐｉｎの検出を示す信号断検出信号ＬＯＳを出力することができ、バースト信号内に同符号連続区間が含まれている場合でも、誤って信号断を示す信号断検出信号ＬＯＳを出力することもなく、光信号Ｐｉｎの検出を示す信号断検出信号ＬＯＳを保持出力することができる。特に、図３では、１０ｎｓ程度の応答時間で信号断検出信号ＬＯＳが出力されている。
また、バースト信号が終了して信号断状態となった場合には、その終了時点から最大同符号連続区間が経過した後、光信号Ｐｉｎの信号断を示す信号断検出信号ＬＯＳを出力することができる。

［第１の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、光信号断検出回路１０において、コンパレータ１１で、結合コンデンサを介して入力されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号のうち、基準値以上の振幅を持つパルスを比較出力信号Ｃｏｕｔとして出力し、アナログ保持回路１２で、比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスを保持コンデンサで充電するとともに、充電により得られた直流電圧を放電抵抗で放電することにより、光信号の入力有無に応じて変化する保持出力信号Ｈｏｕｔを生成するようにしたので、リセット信号などの外部からの制御信号を必要とすることなく自律的に動作して、光信号の入力有無を的確に検出することができる。

したがって、光信号断検出回路１０の外部から、リセット信号などの制御信号の入力を必要としないため、このような制御信号を出力する機能を持たない光受信器にも容易に適用でき、高い汎用性が得られる。また、光受信器から、このような制御信号を出力する回路部を削除することができ、低コスト化を実現できる。

また、前述した従来技術では、コンパレータからの比較出力信号をラッチして信号断検出信号を生成しているため、光信号Ｐｉｎの信号断時にノイズ入力があった場合、このノイズ入力により誤検出されて、光信号ありを示す信号断検出信号が出力されてしまうという問題点があった。本実施の形態では、アナログ保持回路１２でバースト信号に含まれるパルスを充電することにより、光信号の入力有無を検出しているため、光信号Ｐｉｎの信号断時にノイズ入力があった場合でも、これによる誤動作を回避でき、安定した光信号検出動作を実現できる。

また、本実施の形態では、比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスを整流するダイオードＤｈと、整流されたこれらパルスを充電する保持コンデンサＣｈと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗Ｒｈとからアナログ保持回路１２を構成しているため、極めて小さい回路規模で、光信号の入力有無に応じて変化する保持出力信号を生成することができる。この際、ＣｈとＲｈの時定数については、対象となるＦＴＴＨシステムに応じて、バースト信号の先頭を検出するための応答速度と、バースト信号内に含まれる同符号連続区間を信号断と誤判定しない同符号連続耐性との兼ね合いで決定することができ、高速応答性を確保しつつ、十分なノイズ耐性を得ることができる。

また、本実施の形態では、コンパレータ１１に、直列接続された２つの差動増幅回路１１Ｂ，１１Ｄを設け、これら差動増幅回路のうち前側に位置する初段増幅回路１１Ｂで、反転信号Ｆｏｕｔ−および非反転信号Ｆｏｕｔ＋のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗Ｒ５，Ｒ６であって、かつ基準値に応じた互いに異なる抵抗値を有する負荷抵抗Ｒ５，Ｒ６を用いて、これら反転信号および非反転信号を差動増幅することにより、当該反転信号の直流バイアスと当該非反転信号の直流バイアスとの間に基準値に応じたオフセット電圧を印加して出力し、前段差動増幅回路より後側に位置する後側差動増幅回路で、前側差動増幅回路から出力された反転信号Ｆｏｕｔ−と非反転信号Ｆｏｕｔ＋とを差動増幅するようにしたので、光信号Ｐｉｎの信号断時にノイズ入力があった場合でも、基準値に満たない振幅のパルスについては除去することができる。

［第２の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる光信号断検出回路１０について説明する。図４は、第２の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。

第１の実施の形態では、アナログ保持回路１２として、コンパレータ１１からの比較出力信号ＣｏｕｔをダイオードＤｈを介して保持コンデンサＣｈで充電し、保持コンデンサＣｈに並列接続された放電抵抗Ｒｈで、充電により得られた直流電圧を放電する場合について説明した。本実施の形態では、ダイオードＤｈに代えてダイオード接続したトランジスタＱｈを用いるとともに、このトランジスタＱｈに放電抵抗Ｒｈを並列接続する場合を例として説明する。

本実施の形態にかかるアナログ保持回路１２は、図４に示すように、トランジスタＱｈのうち、ベース端子がコレクタ端子およびコンパレータ１１の比較出力信号Ｃｏｕｔと接続され、エミッタ端子が保持コンデンサＣｈの一端に接続されている。また、保持コンデンサＣｈの他端が接地電位に接続されている。また、放電抵抗ＲｈがトランジスタＱｈのベース端子とコレクタ端子との間に並列接続されている。

これにより、コンパレータ１１から出力された比較出力信号Ｃｏｕｔに含まれる各パルスのうち、保持コンデンサＣｈの直流電圧よりダイオード接合電圧分だけ高いパルスのみがトランジスタＱｈで抽出されて、保持コンデンサＣｈに充電される。また、各パルスのうち、保持コンデンサＣｈの直流電圧より高いパルスのみが放電抵抗Ｒｈを介して保持コンデンサＣｈに充電される。これにより、保持コンデンサＣｈの直流電圧は、ダイオード接合電圧分の電圧降下がなくなり、電源電位Ｖｃｃでピークホールドされることになる。

また、光信号Ｐｉｎが信号断状態となった場合には、直流電圧が放電抵抗Ｒｈを介してコンパレータ１１側へ放電されるため、第１の実施の形態と同様に、光信号Ｐｉｎの信号断を示す信号断検出信号ＬＯＳが自律的に出力される。

［第２の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態では、アナログ保持回路１２を、比較出力信号に含まれる各パルスを整流する、ダイオード接続されたトランジスタと、整流されたこれらパルスを充電する保持コンデンサと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗とから構成したので、保持出力信号Ｈｏｕｔとしてデジタル論理信号のＨｉｇｈレベルを出力することができ、出力バッファ１３で保持出力信号Ｈｏｕｔをデジタル論理信号からなる信号断検出信号ＬＯＳへ、容易にレベル変換することができる。また、トランジスタをダイオード接続によりダイオードとして使用することにより、ダイオードを別途作成するプロセスを省くことができる。

なお、本実施の形態では、ダイオード接続したトランジスタＱｈを用いたが、このトランジスタＱｈに代えて、第１の実施の形態と同様のダイオードＤｈを用いてもよい。
また、保持コンデンサＣｈと放電抵抗Ｒｈで決まる時定数については、電気信号Ｔｏｕｔ＋，Ｔｏｕｔ−として入力されるバースト信号の先頭を検出するための応答速度と、バースト信号内に含まれる同符号連続区間を信号断と誤判定しない同符号連続耐性との兼ね合いで決定される。

［第３の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる光信号断検出回路１０について説明する。図５は、第３の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。

本実施の形態では、コンパレータ１１に、光信号の検出感度を調整するための可変抵抗Ｒｓを設けた場合を例として説明する。
本実施の形態において、コンパレータ１１は、直列接続された複数の差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち最後尾に位置する差動増幅回路で、反転信号および非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗のうちの少なくともいずれか一方の負荷抵抗を可変抵抗Ｒｓとしている。また、コンパレータ１１から出力された差動信号から比較出力信号Ｃｏｕｔを生成してアナログ保持回路１２へ出力する中間バッファ１４をさらに備えている。

図６は、第３の実施の形態にかかるコンパレータの構成を示す回路図である。前述の図２で説明した第１の実施の形態にかかるコンパレータと比較して、本実施の形態にかかるコンバータ１０には、次段増幅回路（最後尾増幅回路）１１Ｄの負荷抵抗である抵抗素子Ｒ９，Ｒ１０のうち、Ｆｏｕｔ＋に対応する負荷抵抗であるＲ９に、感度調整用の可変抵抗Ｒｓが並列接続されている。すなわち、可変抵抗Ｒｓの一端がトランジスタＱ５のコレクタ端子に接続され、他端が電源電位Ｖｃｃに接続されている。

一方、中間バッファ１４は、差動対をなすＦＥＴＭ１，Ｍ２と、差動対をなすＦＥＴＭ３，Ｍ４とから構成されている。このうちＭ１，Ｍ２はカレントミラー回路構成しており、Ｍ１のゲート端子がソース端子とＭ２のゲート端子に接続されており、Ｍ１のドレイン端子とＭ２のドレイン端子が電源電位Ｖｃｃに接続されている。また、Ｍ１，Ｍ２は差動増幅回路を構成しており、Ｍ３のドレイン端子がＭ１のソース端子に接続され、Ｍ４のドレイン端子がＭ２のソース端子に接続され、Ｍ３，Ｍ４の接続点とＧＮＤとの間に定電流源Ｉ７が接続されている。これにより、中間バッファ１４は、Ｍ３，Ｍ４のゲート端子に入力された比較出力信号Ｃｏｕｔを差動増幅し、得られた差動比較出力のうちＭ４から出力された非反転出力を、保持入力信号Ｈｉｎとしてアナログ保持回路１２へ出力する。

図７は、第３の実施の形態にかかる光信号断検出回路の動作を示す信号波形図である。
この可変抵抗Ｒｓの抵抗値を変化させた場合、Ｑ５の負荷抵抗値が変化する。このため、次段差動増幅回路１１Ｄからの比較出力信号Ｃｏｕｔのうち、反転信号Ｃｏｕｔ−の直流バイアスが変化して、非反転信号Ｃｏｕｔ＋の直流バイアスとの間のオフセット電圧が変化する。
したがって、中間バッファ１４において、これら反転信号Ｃｏｕｔ−と非反転信号Ｃｏｕｔ＋に含まれるパルスのうち、オフセット電圧に満たない振幅のパルスについては、互いの信号が交差しなくなって、中間バッファ１４から保持入力信号Ｈｉｎとして出力されない。したがって、アナログ保持回路１２の保持コンデンサＣｈに充電される直流電圧の大きさが変化する。

例えば、図７における比較出力信号Ｃｏｕｔの反転信号Ｃｏｕｔ−は、可変抵抗Ｒｓの抵抗値が調整されたものであり、図３のものと比較して、直流バイアスが０．２Ｖほど低めに設定されている。これにより、図３の場合と比較して、反転信号Ｃｏｕｔ−と非反転信号Ｃｏｕｔ＋のパルスが交差する割合が低下し、保持入力信号Ｈｉｎとして出力されるパルスの数や振幅が低減する。したがって、アナログ保持回路１２の保持出力信号Ｈｏｕｔは、図３のものと比較して全体的に電圧が低下して、しきい値Ｈｔｈより低くなっている。このため、結果として、バースト信号の検出感度が低下して、バースト信号有りを示すＨｉｇｈレベルの信号断検出信号ＬＯＳは出力されていない。

［第３の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態では、コンパレータ１１に、直列接続された複数の差動増幅回路１１Ｂ，１１Ｄを含み、これら差動増幅回路のうち最後尾に位置する差動増幅回路１１Ｄで、反転信号Ｆｏｕｔ−および非反転信号Ｆｏｕｔ＋のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗Ｒ９，Ｒ１０のうちの少なくともいずれか一方の負荷抵抗Ｒ９を可変抵抗とし、中間バッファ１４で、コンパレータ１１から出力された比較出力信号Ｃｏｕｔを差動増幅してアナログ保持回路１２へ出力するようにしたので、可変抵抗の値を調整することにより、光信号Ｐｉｎの入力有無を検出する検出感度を調整することができる。これにより、温度や電源電位の変動に応じて可変抵抗の抵抗値を変化させることで、温度や電源電位の変動が発生した場合でも、安定した光信号検出動作を実現できる。

また、本実施の形態では、コンパレータ１１の差動増幅回路のうち、最後尾の差動増幅回路１１Ｄに可変抵抗Ｒｓを設けた場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、最後尾より前側に位置する初段増幅回路１１Ｂで、負荷抵抗Ｒ５，Ｒ６のうちの少なくともいずれか一方に可変抵抗Ｒｓを設けてもよい。この際には、次段増幅回路１１Ｄで、初段増幅回路１１Ｂの初段出力信号Ｆｏｕｔが差動増幅されるため、中間バッファ１４を省くことができる。

なお、コンパレータ１１では、初段増幅回路１１Ｂにおいて、初段出力信号Ｆｏｕｔの反転信号Ｆｏｕｔ−および非反転信号Ｆｏｕｔ＋にオフセット電圧を与えるため、初段増幅回路１１Ｂの増幅率は低く設定し、次段増幅回路１１Ｄの増幅率を高く設定してある。したがって、次段増幅回路１１Ｄの負荷抵抗も大きい抵抗値を有しているため、負荷抵抗の値を大きく変化させることができ、次段増幅回路１１Ｄに可変抵抗Ｒｓを接続したほうが感度調整範囲を広くとることができる。

また、本実施の形態では、負荷抵抗に対して可変抵抗Ｒｓを並列接続する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、抵抗値を変化させることが可能な負荷抵抗回路であればいずれの回路を用いてもよい。

［第４の実施の形態］
次に、図８を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる光信号断検出回路１０について説明する。図８は、第４の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。

第４の実施の形態では、出力バッファ１３としてヒステリシス特性を持つバッファを用いる場合を例として説明する。
アナログ保持回路１２の保持出力信号Ｈｏｕｔにおいて、その立ち上がりおよび立ち下りは緩やかで、バースト信号に含まれる同符合連続区間では、その電圧レベルも変動する。このような特性は、アナログ保持回路１２のＣＲ時定数に起因するものであるから、例えば同符合連続区間のレベル変動を抑制するために、保持コンデンサＣｈの容量や、放電抵抗Ｒｈの値を大きくすると、ますます立ち上がりや立ち下りが遅くなってしまう。

このような、立ち上がり時間や立ち下り時間の増加、および同符合連続区間での保持レベルの変動は、出力バッファ１３から出力される信号断検出信号ＬＯＳのチャタリングの原因となって好ましくない。
本実施の形態では、アナログ保持回路１２として、シュミットトリガインバータなど、ヒステリシス特性を具備した論理回路を用いている。もちろん、信号断検出信号ＬＯＳのレベル調整やバッファリングのために、シュミットトリガインバータ出力に対して、さらにインバータや出力バッファを接続してもよい。また、シュミットトリガインバータの代わりに、ヒステリシスコンパレータを接続してもよい。

［第４の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、アナログ保持回路１２として、シュミットトリガインバータなど、ヒステリシス特性を具備した論理回路を用いたので、アナログ保持回路１２のＣＲ時定数を大きく設定した場合でも、信号断検出信号ＬＯＳのチャタリング発生を抑制することができる。

［第５の実施の形態］
次に、図９を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路について説明する。図９は、第５の実施の形態にかかる光受信器および光信号断検出回路の構成を示すブロック図である。

第１の実施の形態では、トランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号Ｔｏｕｔを光信号断検出回路１０のコンパレータ１１へ入力する場合を例として説明した。本実施の形態では、リミッティングアンプＬＡを構成する初段増幅回路ＰＡから出力される電気信号Ｐｏｕｔ（Ｐｏｕｔ＋，Ｐｏｕｔ−）をコンパレータ１１へ入力している。
リミッティングアンプＬＡの初段増幅回路ＰＡは、出力インピーダンスの低い、エミッタフォロア回路または差動増幅回路からなり、入力されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号Ｔｏｕｔを、リミッティングアンプＬＡ内に設けられている後段の増幅回路へ出力する機能を有している。

したがって、トランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号Ｔｏｕｔは、光信号断検出回路１０へ分岐されることなくリミッティングアンプＬＡに入力される。そして、リミッティングアンプＬＡの初段増幅回路ＰＡから低インピーダンスで出力された電気信号Ｐｏｕｔが、光信号断検出回路１０へ分岐される。

［第５の実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、トランスインピーダンスアンプＴＩＡからの電気信号Ｔｏｕｔに代えて、リミッティングアンプＬＡに設けられた初段増幅回路ＰＡから低インピーダンスで出力された電気信号Ｐｏｕｔを分岐して、光信号断検出回路１０へ入力するようにしたので、電気信号Ｔｏｕｔの分岐に伴うトランスインピーダンスアンプＴＩＡの負荷インピーダンスの低下を初段増幅回路ＰＡでカバーすることができる。このため、トランスインピーダンスアンプＴＩＡの駆動負荷を軽減できる。また、初段増幅回路ＰＡによるインピーダンス変換により、トランスインピーダンスアンプＴＩＡの出力とリミッティングアンプＬＡの入力とのインピーダンス整合がとりやすくなる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。

１００…光受信器、ＰＤ…フォトダイオード、ＴＩＡ…トランスインピーダンスアンプ、ＬＡ…リミッティングアンプ、１０…光信号断検出回路、１１…コンパレータ、１１Ａ…バイアス回路、１１Ｂ…初段増幅回路、１１Ｃ…初段エミッタフォロア回路、１１Ｄ…次段増幅回路、１１Ｅ…次段エミッタフォロア回路、１２…アナログ保持回路、１３…出力バッファ、１４…中間バッファ、Ｃ…結合コンデンサ、Ｄｈ…ダイオード、Ｃｈ…保持コンデンサ、Ｒｈ…放電抵抗、Ｒｓ…可変抵抗、Ｑ１〜Ｑ８…トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ１０…抵抗素子、Ｉ１〜Ｉ７…定電流源、Ｐｉｎ…光信号、Ｉｉｎ…光電流信号、Ｔｏｕｔ…電気信号、Ｔｏｕｔ＋…非反転信号、Ｔｏｕｔ−…反転信号、Ｐｏｕｔ…電気信号、Ｆｏｕｔ…初段出力信号、Ｆｏｕｔ＋…非反転信号、Ｆｏｕｔ−…反転信号、Ｃｏｕｔ…比較出力信号、Ｃｏｕｔ＋…非反転信号、Ｃｏｕｔ−…反転信号、Ｈｉｎ…保持入力信号、Ｈｏｕｔ…保持出力信号、ＬＯＳ…信号断検出信号、Ｒｏｕｔ…受信出力、Ｖｃｃ…電源電位、ＧＮＤ…接地電位。

Claims (8)

1. パルス列からなる光信号を光電変換して得られた電気信号に基づいて、前記光信号の入力有無を検出する光信号断検出回路であって、
   結合コンデンサを介して入力された前記電気信号のうち、基準値以上の振幅を持つパルスを比較出力信号として出力するコンパレータと、
   前記比較出力信号に含まれる各パルスを保持コンデンサで充電するとともに、充電により得られた直流電圧を放電抵抗で放電することにより、前記光信号の入力有無に応じて変化する保持出力信号を生成するアナログ保持回路と
   を備えることを特徴とする光信号断検出回路。
2. 請求項１に記載の光信号断検出回路において、
   前記アナログ保持回路は、前記比較出力信号に含まれる各パルスを整流するダイオードと、整流されたこれらパルスを充電する保持コンデンサと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗とを含むことを特徴とする光信号断検出回路。
3. 請求項１に記載の光信号断検出回路において、
   前記アナログ保持回路は、前記比較出力信号に含まれる各パルスを整流する、ダイオード接続されたトランジスタと、このトランジスタからの出力信号を充電する保持コンデンサと、充電により得られた直流電圧を放電する放電抵抗とを含むことを特徴とする光信号断検出回路。
4. 請求項１に記載の光信号断検出回路において、
   前記電気信号は、反転信号と非反転信号とからなる差動信号からなり、
   前記コンパレータは、直列接続された複数の差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち最後尾に位置する差動増幅回路で、前記反転信号および前記非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗のうちの少なくともいずれか一方の負荷抵抗を可変抵抗とし、
   前記コンパレータから出力された差動信号から前記比較出力信号を生成して前記アナログ保持回路へ出力する中間バッファをさらに備える
   ことを特徴とする光信号断検出回路。
5. 請求項１に記載の光信号断検出回路において、
   前記電気信号は、反転信号と非反転信号とからなる差動信号からなり、
   前記コンパレータは、直列接続された複数の差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち最後尾より前側に位置するいずれか１つの差動増幅回路で、前記反転信号および前記非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗のうちの少なくともいずれか一方の負荷抵抗を可変抵抗とすることを特徴とする光信号断検出回路。
6. 請求項１に記載の光信号断検出回路において、
   前記アナログ保持回路で得られた前記保持出力信号を、ヒステリシス特性に基づいて整形出力するバッファをさらに備えることを特徴とする光信号断検出回路。
7. 請求項１に記載の光信号断検出回路において、
   前記電気信号は、反転信号と非反転信号とからなる差動信号からなり、
   前記コンパレータは、直列接続された２つの差動増幅回路を含み、これら差動増幅回路のうち前側に位置する前側差動増幅回路で、前記反転信号および前記非反転信号のそれぞれに対応した２つの負荷抵抗であって、かつ前記基準値に応じた互いに異なる抵抗値を有する負荷抵抗を用いて、これら反転信号および前記非反転信号を差動増幅することにより、当該反転信号の直流バイアスと当該非反転信号の直流バイアスとの間に前記基準値に応じたオフセット電圧を印加して出力し、前記前側差動増幅回路より後側に位置する後側差動増幅回路で、前記前側差動増幅回路から出力された前記反転信号と前記非反転信号とを差動増幅する
   ことを特徴とする光信号断検出回路。
8. パルス列からなる光信号を光電流信号に光電変換して出力する光電変換素子と、
   前記光電流信号を増幅して反転信号と非反転信号とからなる電気信号を出力するトランスインピーダンスアンプと、
   前記電気信号に含まれる前記パルス列の各パルスを一定振幅に増幅して出力するリミッティングアンプと、
   前記電気信号に基づいて前記光信号の入力有無を検出する請求項１〜請求項７のいずれか１つに記載した光信号断検出回路と
   を備えることを特徴とする光受信器。

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