JP2007049475A - 光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】 交流結合用容量素子の後段における受信信号を検波する構成を有する光受信器において、入力断の判定時間を短縮するとともに該判定時間を容易に変更でき、且つ受信信号からクロック周波数を抽出できない場合でも入力断を判定できる光受信器を提供する。
【解決手段】 光受信器１は、交流結合用の容量素子９ａ，９ｂの後段に接続され受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の入力断を検出する受信信号監視回路４を備える。受信信号監視回路４は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２に含まれる各ビットの論理値を参照しつつ所定時間をカウントし、該論理値が所定時間連続して同値であった場合に無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤを生成する無信号アラーム生成部５と、所定時間をカウントするためのクロック信号ＣＬを無信号アラーム生成部５へ提供するクロック発生部７とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、光通信において光信号を受信する光受信器に関するものである。

図９は、従来の光受信器１００において用いられている受信信号監視回路１０６の構成の一例を示す回路図である。光受信器１００は、信号光Ｐ_ｉｎを電流信号へ変換するフォトダイオード１０１と、フォトダイオード１０１からの電流信号を電圧信号へ変換するトランスインピーダンスアンプ１０２と、この電圧信号を更に増幅する飽和増幅部１０５と、トランスインピーダンスアンプ１０２と飽和増幅部１０５とを交流結合する容量素子１０３ａ及び１０３ｂと、飽和増幅部１０５の入力インピーダンスを規定する抵抗素子１０４とを備える。そして、受信信号監視回路１０６は、容量素子１０３ａ及び１０３ｂ並びに抵抗素子１０４の後段から受信信号を取り込む。

図９の例では、受信信号監視回路１０６は、ピーク検出部１０６ａ及び１０６ｃ、閾値電圧発生部１０６ｂ、及びコンパレータ１０６ｄを有する。ピーク検出部１０６ａは、受信信号のピークレベルを検波し、ピークレベルの時間変化を示す電圧信号を生成する。他方、閾値電圧発生部１０６ｂは、信号断を判定するための閾値電圧を生成する。ピーク検出部１０６ｃは、ピーク検出部１０６ａと同じ構成を有しており、閾値電圧のピークレベルを検波する。コンパレータ１０６ｄは、ピーク検出部１０６ａ及び１０６ｃそれぞれからの電圧信号の大小を比較し、ピーク検出部１０６ａからの電圧信号がピーク検出部１０６ｃからの電圧信号よりも小さい場合に、入力断を示す受信アラーム信号を出力する。

なお、入力断を監視する受信信号監視回路としては、上記の他にも、例えば特許文献１及び２に記載されたものがある。特許文献１に記載された光受信器は、受光素子を流れる光電流をカレントミラー回路によりモニタし、該モニタ電流から変換された電圧信号の大きさを閾値と比較することにより、入力断を検出している。更に、この光受信器では、交流結合用の容量素子（図９の例では、容量素子１０３ａ及び１０３ｂ）の前段において受信信号を分岐し、該信号レベルを検波している。

また、特許文献２に記載された光入力断検出回路は、受信信号の電気信号レベルが低下したことを検出して入力断アラーム信号を出力するレベル検出部と、受信信号から再生されたデータの０が所定数以上連続したことを検出する０連検出部とを備える。

特開２００３−１５２４６０号公報 特開平７−９５１５６号公報

図９に示した従来の受信信号監視回路１０６では、交流結合用の容量素子１０３ａ及び１０３ｂ並びに抵抗素子１０４の後段から受信信号を取り込み、受信信号のピークレベルを検波している。この場合、容量素子１０３ａ及び１０３ｂ並びに抵抗素子１０４によってハイパスフィルタが形成されるので、信号光が遮断された際、受信信号レベルは比較的緩やかに低下する。従って、受信信号監視回路１０６が受信アラーム信号を出力するタイミングが、実際の入力断から大きく遅延してしまう。

また、特許文献１では、上記問題点を解消するために、容量素子の前段における受信信号レベルを検波している。しかし、電流電圧変換回路の出力を分岐することとなるので、高周波信号を受信する際に波形歪が生じてしまう。また、特許文献２では、受信信号から再生されたデータの０が連続する回数をカウントしているが、受信信号は所定のクロック周波数で入力されるので、入力断の判定時間を変更するためにはカウント数を変更しなければならず、判定時間の変更が容易ではない。更に、受信信号からクロック周波数を抽出する必要があるので、入力断によってクロック周波数を抽出できなくなった場合、機能しなくなる。

本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、交流結合用容量素子の後段における受信信号を検波する構成を有する光受信器において、入力断の判定時間を短縮するとともに該判定時間を容易に変更でき、且つ受信信号からクロック周波数を抽出できない場合でも入力断を判定できる光受信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の光受信器は、信号光に対応した光電流を生成するフォトダイオードと、光電流を電気的な受信信号に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路の後段に接続された交流結合用の容量素子と、容量素子の後段に接続され、受信信号の入力断を検出する受信信号監視回路とを備え、受信信号監視回路が、受信信号の電圧値が所定の閾値電圧値よりも小さい場合にレベルアラーム信号を生成するレベルアラーム生成部と、受信信号に含まれる各ビットの論理値を参照しつつ所定時間をカウントし、論理値が所定時間連続して同値であった場合に無信号アラーム信号を生成する無信号アラーム生成部と、所定時間をカウントするためのクロック信号を無信号アラーム生成部へ提供するクロック発生部と、レベルアラーム信号及び無信号アラーム信号の論理和を求めることにより、受信信号の信号断を示す受信アラーム信号を生成する受信アラーム生成部とを有することを特徴とする。

上記した光受信器では、電流電圧変換回路の後段に接続された（交流結合用の）容量素子の後段に受信信号監視回路が接続されているので、高周波信号を受信する際の波形歪を小さく抑えることができる。更に、上記した光受信器では、論理値が所定時間連続して同値であった場合に無信号アラーム生成部が無信号アラーム信号を生成し、この無信号アラーム信号に基づいて受信アラーム信号が出力されるので、入力断の後に受信信号レベルが緩やかに低下する場合であっても、受信アラーム信号をすばやく生成でき、入力断の判定時間を短縮できる。

また、上記した光受信器では、受信信号監視回路が、同値（同符号）連続を検出する無信号アラーム生成部を有しており、無信号アラーム生成部が、クロック発生部からのクロック信号によって所定時間をカウントし、該所定時間における同値（同符号）連続を検出している。従って、上記した光受信器によれば、クロック発生部におけるクロック信号の周期を変更することにより、入力断の判定時間（所定時間）を容易に変更できる。更に、上記した光受信器によれば、クロック発生部からのクロック信号によって所定時間をカウントしているので、受信信号からクロック周波数を抽出する必要がなく、入力断によってクロック周波数を抽出できなくなっても受信信号監視回路は好適に動作できる。

また、光受信器は、無信号アラーム生成部が、受信信号に含まれる各ビットの論理値を検出する論理検出部と、論理値を参照しつつ、クロック信号に基づいて所定時間をカウントし、Ｎ回（Ｎは１以上の整数）カウントする間連続して論理値が同値であった場合に同符号連続検出信号を出力するＮ進カウンタとを有し、同符号連続検出信号に基づいて無信号アラーム信号を生成することを特徴としてもよい。この構成により、無信号アラーム生成部は、論理値が所定時間連続して同値（同符号）であった場合に無信号アラーム信号を好適に生成できる。

また、無信号アラーム生成部がＮ進カウンタを有する場合、無信号アラーム生成部は、同符号連続検出信号を保持することにより無信号アラーム信号を生成するラッチ部を更に有することが好ましい。これにより、ノイズ等に起因する無信号アラーム信号のチャタリングを好適に防止できる。

また、無信号アラーム生成部がラッチ部を有する場合、無信号アラーム生成部は、ラッチ部における同符号連続検出信号の保持状態を解除するためのラッチ解除信号を生成するラッチ解除信号生成部を更に有し、ラッチ解除信号生成部が、同符号連続検出信号及び無信号アラーム信号を参照し、Ｎ進カウンタから同符号連続検出信号が出力されず、且つラッチ部から無信号アラーム信号が出力される状態が所定時間を超えて続いた場合に、ラッチ解除信号を生成することが好ましい。これにより、信号光が入力断状態から正常入力状態へ移行したときに、無信号アラーム生成部における無信号アラーム信号を好適に解除できる。

本発明によれば、交流結合用容量素子の後段における受信信号を検波する構成を有し、受信アラーム信号の遅延を短縮し、入力断の判定時間を容易に変更でき、且つ受信信号からクロック周波数を抽出できない場合でも動作できる光受信器を提供できる。

以下、図面を参照しつつ本発明に係る光受信器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態である光受信器の構成を示す図である。同図に示す光受信器１は、入力された信号光Ｐ_ｉｎに対応した出力信号ＤＡＴＡ_＋，ＤＡＴＡ₋を外部に出力するための光通信モジュールであり、信号光Ｐ_ｉｎを光電変換するための光検出部２と、光電変換された電気信号を増幅する飽和増幅部３と、受信信号の入力断をモニタする受信信号監視回路４とを備える。

光検出部２は、例えばＲＯＳＡ（ReceiverOptical Sub Assembly）といった小型のパッケージ構成を有する。光検出部２は、信号光Ｐ_ｉｎに対応した光電流Ｉを生成するＰＩＮフォトダイオード、アバランシェフォトダイオード等のフォトダイオード２１と、フォトダイオード２１のアノードに接続され、光電流Ｉを電気的な受信信号に変換する電流電圧変換回路であるトランスインピーダンスアンプ２２と、トランスインピーダンスアンプ２２の出力側（後段）に接続され、トランスインピーダンスアンプ２２からの受信信号を増幅して受信信号Ｓｐ_１（正相），Ｓｎ_１（逆相）を生成するバッファ２３とを有する。また、フォトダイオード２１のカソードは電源電位線１０に接続されており、フォトダイオード２１には逆バイアス電圧が印加されている。

光ファイバ等の光伝送媒体を伝送してきた信号光Ｐ_ｉｎは、フォトダイオード２１の受光面において光電変換され、光電流Ｉとなる。光電流Ｉは、トランスインピーダンスアンプ２２により電圧信号である受信信号に変換されて差動信号として出力され、バッファ２３によって、差動信号の差分信号が生成されるとともに、その差信号分が、正負が逆の２つの受信信号Ｓｐ_１，Ｓｎ_１に増幅されて後段の飽和増幅部３に出力される。このように、受信信号Ｓｐ_１，Ｓｎ_１を差動処理により取り出すことにより、光電流Ｉにおける信号振幅を等価的に２倍にして扱うことができるので、ハイレベルとローレベルとの間の遷移時間を短くできる結果、より高速な信号処理を可能にする。

飽和増幅部３は、受信信号を増幅する増幅器３２〜３５と、飽和増幅部３の入力インピーダンスを規定する抵抗素子３１とを有する。具体的には、飽和増幅部３の増幅器３２の２つの入力端は、それぞれ容量素子９ａ及び９ｂを介してバッファ２３の２つの出力端に接続されている。容量素子９ａ及び９ｂは、トランスインピーダンスアンプ２２の後段（本実施形態では、バッファ２３の後段）に接続されており、光検出部２と飽和増幅部３とを互いに交流結合する。また、増幅器３２の２つの入力端同士は、抵抗素子３１を介して接続されている。受信信号Ｓｐ_１，Ｓｎ_１は、容量素子９ａ及び９ｂ並びに抵抗素子３１の影響を受け、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２として増幅器３２に入力される。増幅器３３は増幅器３２の後段に接続されており、増幅器３４は増幅器３３の後段に接続されており、増幅器３５は増幅器３４の後段に接続されている。増幅器３２〜３５は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２を増幅及び成形して、信号光Ｐ_ｉｎに対応する出力信号ＤＡＴＡ_＋，ＤＡＴＡ₋を生成する。

受信信号監視回路４は、無信号アラーム生成部５、レベルアラーム生成部６、クロック発生部７、及び受信アラーム生成部８を有する。これらの回路部分は、それぞれ別の回路として構成されてもよく、或いは１つの集積チップ内に構成されてもよい。これらの回路部分のうち、クロック発生部７は、無信号アラーム生成部５において所定時間をカウントするためのクロック信号ＣＬを無信号アラーム生成部５へ提供するための回路部分である。クロック発生部７は、クロック信号ＣＬを、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の信号クロック（すなわち、信号光Ｐ_ｉｎの信号クロック）とは無関係に独立して発生する。クロック発生部７は、例えば［１ＭＨｚ］のクロック周波数をもつクロック信号ＣＬを発生する。

無信号アラーム生成部５は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２に含まれる各ビットの論理値を参照しつつ所定時間をカウントし、論理値が所定時間連続して同値であった場合に無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤを生成するための回路部分である。また、レベルアラーム生成部６は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の電圧値が所定の閾値電圧値Ｖ_ｔｈよりも小さい場合にレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨを生成するための回路部分である。また、受信アラーム生成部８は、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤ及びレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨの論理和（ＯＲ）を求めることにより、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の入力断（すなわち信号光Ｐ_ｉｎの入力断）を示す受信アラーム信号ＬＯＳを生成するための回路部分である。

具体的には、無信号アラーム生成部５は、論理検出部５１、０連続ビット検出部５２、１連続ビット検出部５３、及び論理和演算回路５４を有する。論理検出部５１は、差動信号である受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２に含まれる各ビットの論理値（１または０）を検出し、該論理値を示す論理信号Ｓ_Ｌを０連続ビット検出部５２及び１連続ビット検出部５３へ提供する。０連続ビット検出部５２及び１連続ビット検出部５３は、クロック発生部７からのクロック信号ＣＬに基づいて所定時間をカウントしつつ、論理信号Ｓ_Ｌを参照する。０連続ビット検出部５２はＮ進カウンタを含んで構成されており、クロック信号ＣＬに基づいてカウントされるＮ周期（所定時間）の間に、論理信号Ｓ_Ｌに示される論理値が連続して０であった場合、０連続ビット検出部５２は無信号アラーム信号ＬＯＳ_０として論理値１を出力する。同様に、１連続ビット検出部５３はＮ進カウンタを含んで構成されており、クロック信号ＣＬに基づいてカウントされるＮ周期（所定時間）の間に、論理信号Ｓ_Ｌに示される論理値が連続して１であった場合、１連続ビット検出部５３は無信号アラーム信号ＬＯＳ_１として論理値１を出力する。論理和演算回路５４は、無信号アラーム信号ＬＯＳ_０及びＬＯＳ_１の論理和（ＯＲ）を演算し、その演算結果を無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤとして受信アラーム生成部８へ出力する。

また、レベルアラーム生成部６は、ピーク検出部６１及び６３、閾値発生部６２、並びに比較器（コンパレータ）６４を有する。ピーク検出部６１は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の振幅のピークレベルを検波するための回路部分である。ピーク検出部６１は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２のピークレベルを示すピークレベル信号Ｓ_ｐｋを生成する。また、閾値発生部６２は、入力断を判定するためのレベル（信号電圧値）を設定するための回路部分である。閾値発生部６２は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２と同様の差動信号として閾値電圧Ｖｐ，Ｖｎを生成する。ピーク検出部６３はピーク検出部６１と同様の回路構成を有しており、ピーク検出部６３は、閾値電圧Ｖｐ，Ｖｎのピークレベルを示す閾値電圧Ｖ_ｔｈを生成する。比較器６４は、ピーク検出部６１からのピークレベル信号Ｓ_ｐｋとピーク検出部６３からの閾値電圧Ｖ_ｔｈとの大小を比較する。比較器６４は、ピークレベル信号Ｓ_ｐｋが閾値電圧Ｖ_ｔｈよりも小さい場合に、レベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨとして論理値１を受信アラーム生成部８へ出力する。また、比較器６４は、ピークレベル信号Ｓ_ｐｋが閾値電圧Ｖ_ｔｈよりも大きくなった場合には、レベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨを論理値０とすることによりアラームを解除する。なお、比較器６４にはヒステリシスが付加されており、ノイズによるレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨのチャタリングを防止している。

受信アラーム生成部８は、論理和演算回路８１を有する。論理和演算回路８１には、無信号アラーム生成部５からの無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤと、レベルアラーム生成部６からのレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨとが入力される。そして、論理和演算回路８１は、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤ及びレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨの論理和（ＯＲ）を演算し、演算結果を受信アラーム信号ＬＯＳとして受信信号監視回路４の外部へ出力する。

ここで、無信号アラーム生成部５の構成について、更に詳細に説明する。図２は、無信号アラーム生成部５の内部構成を示す回路図である。図２を参照すると、論理検出部５１は、高速比較器５１ａによって構成されている。高速比較器５１ａは、差動信号である受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の電圧レベルに基づいて、各ビットの論理値（１または０）を判定する。高速比較器５１ａは、判定結果を示す論理信号Ｓ_Ｌを０連続ビット検出部５２及び１連続ビット検出部５３へ提供する。

０連続ビット検出部５２は、Ｎ進カウンタ５５及びラッチ部５６を含んで構成されている。Ｎ進カウンタ５５の入力端には、高速比較器５１ａから論理信号Ｓ_Ｌが入力される。また、Ｎ進カウンタ５５のクロック入力端には、クロック発生部７からクロック信号ＣＬが入力される。Ｎ進カウンタ５５は、クロック発生部７からのクロック信号ＣＬに基づいてＮ周期といった所定時間をカウントしつつ、論理信号Ｓ_Ｌの論理値を参照し、該論理値がＮ周期の間連続して０であった場合に同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０を出力する。また、論理信号Ｓ_Ｌの論理値がカウント途中で１となった場合、Ｎ進カウンタ５５はリセットされ、再びＮ周期のカウントが開始される。

ラッチ部５６は、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０を保持することにより無信号アラーム信号ＬＯＳ_０を生成するための回路部分である。ラッチ部５６は、論理和演算回路５６ａ及びＤフリップフロップ回路５６ｂを含んで構成されている。論理和演算回路５６ａの一方の入力端はＮ進カウンタ５５に接続されており、他方の入力端はＤフリップフロップ回路５６ｂのＱ端子に接続されている。また、論理和演算回路５６ａの出力端はＤフリップフロップ回路５６ｂのＤ端子に接続されている。Ｄフリップフロップ回路５６ｂのクロック端子には、クロック発生部７からクロック信号ＣＬが入力される。これらの構成により、ラッチ部５６においては、Ｎ進カウンタ５５から同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０が論理値１として出力されると、その後の同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０の変化に拘わらずＱ端子からの出力を論理値１にラッチする。そして、ラッチ部５６は、Ｄフリップフロップ回路５６ｂのＱ端子からの出力を無信号アラーム信号ＬＯＳ_０として論理和演算回路５４へ出力する。このラッチ部５６により、ノイズ等に起因する無信号アラーム信号ＬＯＳ_０のチャタリングを好適に防止できる。

１連続ビット検出部５３は、０連続ビット検出部５２と同様の構成を有する。すなわち、１連続ビット検出部５３は、Ｎ進カウンタ５７及びラッチ部５８を含んで構成されている。Ｎ進カウンタ５７の入力端には、高速比較器５１ａから論理信号Ｓ_Ｌが入力される。また、Ｎ進カウンタ５７のクロック入力端には、クロック発生部７からクロック信号ＣＬが入力される。Ｎ進カウンタ５７は、クロック信号ＣＬに基づいて論理信号Ｓ_Ｌの論理値を参照し、該論理値がＮ回連続して１であった場合に同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１を出力する。

ラッチ部５８は、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１を保持することにより無信号アラーム信号ＬＯＳ_１を生成するための回路部分である。ラッチ部５８は、論理和演算回路５８ａ及びＤフリップフロップ回路５８ｂを含んで構成されている。論理和演算回路５８ａの一方の入力端はＮ進カウンタ５７に接続されており、他方の入力端はＤフリップフロップ回路５８ｂのＱ端子に接続されている。また、論理和演算回路５８ａの出力端はＤフリップフロップ回路５８ｂのＤ端子に接続されている。Ｄフリップフロップ回路５８ｂのクロック端子にはクロック信号ＣＬが入力される。これらの構成により、ラッチ部５８においては、Ｎ進カウンタ５７から同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１が論理値１として出力されると、その後の同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１の変化に拘わらずＱ端子からの出力を論理値１にラッチする。そして、ラッチ部５８は、Ｄフリップフロップ回路５８ｂのＱ端子からの出力を無信号アラーム信号ＬＯＳ_１として論理和演算回路５４へ出力する。このラッチ部５８により、ノイズ等に起因する無信号アラーム信号ＬＯＳ_１のチャタリングを好適に防止できる。

論理和演算回路５４は、上述したように、無信号アラーム信号ＬＯＳ_０及びＬＯＳ_１の論理和（ＯＲ）を演算し、その演算結果を無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤとして無信号アラーム生成部５の外部へ出力する。本実施形態では、無信号アラーム生成部５は、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤをラッチ（保持）するためのＤフリップフロップ回路５０を更に有する。具体的には、Ｄフリップフロップ回路５０は、論理和演算回路５４の出力端に接続されたＤ端子と、クロック発生部７からクロック信号ＣＬを入力するクロック端子とを有する。そして、Ｄフリップフロップ回路５０は、クロック信号ＣＬに同期してラッチした無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤをＱ端子から無信号アラーム生成部５の外部へ出力する。

また、無信号アラーム生成部５は、ラッチ解除信号生成部５９を更に有する。ラッチ解除信号生成部５９は、ラッチ部５６及び５８における同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０及びＳ_ＣＮＴ１の保持状態（すなわち、無信号アラーム信号ＬＯＳ_０，ＬＯＳ_１の出力状態）を解除するためのラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲを生成する回路部分である。ラッチ解除信号生成部５９は、クロック発生部７からのクロック信号ＣＬに基づいて同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０，Ｓ_ＣＮＴ１及び無信号アラーム信号ＬＯＳ_０を参照し、Ｎ進カウンタ５５及び５７のそれぞれから同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０及びＳ_ＣＮＴ１が出力されず、且つラッチ部５６または５８から無信号アラーム信号ＬＯＳ_０またはＬＯＳ_１が出力される状態（すなわち、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤが出力される状態）がＭ周期（Ｍ＞２×N＋２）以上続いた場合に、ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲを生成する。

具体的には、ラッチ解除信号生成部５９は、論理和演算回路５９ａ、Ｍ進カウンタ５９ｂ、及び否定回路５９ｃを有する。論理和演算回路５９ａは、Ｎ進カウンタ５５からの同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０と、Ｎ進カウンタ５７からの同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１と、Ｄフリップフロップ回路５０のＱの否定端子からの信号（すなわち無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの反転信号）との論理和（ＯＲ）を演算し、その演算結果Ｓ_ＣをＭ進カウンタ５９ｂへ提供する。Ｍ進カウンタ５９ｂは、クロック発生部７からのクロック信号ＣＬと同期して動作し、論理和演算回路５９ａからの演算結果Ｓ_Ｃの論理値が０のときにカウントアップする。そして、カウント数がＭに達すると、ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲとして論理１を出力する。ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲの論理は、否定回路５９ｃによって反転される。反転されたラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲは、ラッチ部５６のＤフリップフロップ回路５６ｂのクリア端子、及びラッチ部５８のＤフリップフロップ回路５８ｂのクリア端子へ提供される。

以上の構成を有する光受信器１における、入力断及び入力復帰の際の動作について説明する。図３（ａ）〜（ｅ）のそれぞれは、図１に示した信号光Ｐ_ｉｎ、並びに受信信号Ｓｐ_１、Ｓｎ_１、Ｓｐ_２、及びＳｎ_２の波形の一例を示すグラフである。なお、図３（ａ）〜（ｅ）は、信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_１において遮断され、時刻ｔ_２において復帰した場合を示している。また、図３（ａ）〜（ｅ）においては、トランスインピーダンスアンプ２２の自動利得調整回路による時定数への影響を無視している。

信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_１において遮断されると（図３（ａ））、光検出部２から出力される正相側の受信信号Ｓｐ_１は低電位側にシフトし（図３（ｂ））、逆相側の受信信号Ｓｎ_１は高電位側にシフトする（図３（ｃ））。その後、容量素子９ａ及び９ｂ並びに抵抗素子３１によって構成されるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）が有する時定数τによって、正相側の受信信号Ｓｐ_２は低電位側からゆっくりと差動中点電位Ｖ_０まで放電した波形になり（図３（ｄ））、逆相側の受信信号Ｓｎ_２は高電位側からゆっくりと差動中点電位Ｖ_０まで放電した波形になる（図３（ｅ））。また、時刻ｔ_２において信号光Ｐ_ｉｎが復帰すると（図３（ａ））、正相側の受信信号Ｓｐ_２は、差動中点電位Ｖ_０から高電位側へ微分状に信号が立ち上がり、その後、時定数τで差動中点電位Ｖ_０に向けて収束する（図３（ｄ））。また、逆相側の受信信号Ｓｎ_２は、差動中点電位Ｖ_０から低電位側へ微分状に信号が立ち下がり、その後、時定数τで差動中点電位Ｖ_０に向けて収束する（図３（ｅ））。

また、図４（ａ）〜（ｅ）のそれぞれは、図１に示した信号光Ｐ_ｉｎ、並びに受信信号Ｓｐ_１、Ｓｎ_１、Ｓｐ_２、及びＳｎ_２の波形の他の一例を示すグラフである。図４（ａ）〜（ｅ）は、信号光Ｐ_ｉｎから時刻ｔ_１においてデータ成分がなくなり、時刻ｔ_２においてデータが復帰した場合を示している。すなわち、この例では、時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの間、信号光Ｐ_ｉｎは定常光として入力される。なお、図４（ａ）〜（ｅ）においても、トランスインピーダンスアンプ２２の自動利得調整回路による時定数への影響を無視している。

信号光Ｐ_ｉｎから時刻ｔ_１においてデータ成分がなくなると（図４（ａ））、光検出部２から出力される正相側の受信信号Ｓｐ_１は高電位側に固定され（図４（ｂ））、逆相側の受信信号Ｓｎ_１は低電位側に固定される（図４（ｃ））。その後、容量素子９ａ及び９ｂ並びに抵抗素子３１によって構成されるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）が有する時定数τによって、正相側の受信信号Ｓｐ_２は高電位側からゆっくりと差動中点電位Ｖ_０まで放電した波形になり（図４（ｄ））、逆相側の受信信号Ｓｎ_２は低電位側からゆっくりと差動中点電位Ｖ_０まで放電した波形になる（図４（ｅ））。また、時刻ｔ_２において信号光Ｐ_ｉｎのデータ成分が復帰すると（図４（ａ））、正相側の受信信号Ｓｐ_２は、差動中点電位Ｖ_０から低電位側へ微分状に信号が立ち下がり、その後、時定数τで差動中点電位Ｖ_０に向けて収束する（図４（ｄ））。また、逆相側の受信信号Ｓｎ_２は、差動中点電位Ｖ_０から高電位側へ微分状に信号が立ち上がり、その後、時定数τで差動中点電位Ｖ_０に向けて収束する（図４（ｅ））。

なお、上記したハイパスフィルタ（ＨＰＦ）は、バッファ２３の出力インピーダンスＲ_ｏｕｔ、容量素子９ａ及び９ｂの静電容量Ｃ_ａｃ、飽和増幅部３の抵抗素子３１で規定される入力インピーダンスＲ_ｉｎにより形成される。この場合、時定数τは、次の（１）式によって表される。

通常、ＲＯＳＡなどの光検出部２と飽和増幅部３との間のインピーダンス整合の為、片相当たりＲ_ｉｎ及びＲ_ｏｕｔをそれぞれ５０［Ω］で設計するが、低速信号の場合（１５５Ｍｂｐｓなど）は、反射の影響が少ないので、低域カットオフ周波数を低く設定するために１［ｋΩ］といった高抵抗で終端することもある。例えば、ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨ信号を受信する場合、７２ビット同符号連続を誤り率の劣化無く受信する必要があり、低域カットオフ周波数ｆ_ＣＬは次の（２）式のように決定される。

なお、式（２）中のＢＲは伝送ビットレート［ｂｉｔ／ｓ］、ＣＩＤ（Consecutive Identical Digits）は同符号連続ビット数［ｂｉｔ］、ＡＰ（Amplitude Penalty）は振幅ペナルティ（１％の振幅ペナルティであれば、０．０１）である。一例として、ＢＲ＝１５５．５２［Ｍｂｉｔ／ｓ］（ＯＣ−３／ＳＴＭ−１の場合）、ＣＩＤ＝７２、ＡＰ＝０．０１の場合、ｆ_ＣＬは３．４５５［ｋＨｚ］以下に設定される必要がある。ここでＲ_ｏｕｔ＝５０［Ω］、Ｒ=１［ｋΩ］とすると、ｆ_ＣＬ≦３．４５５［ｋＨｚ］を実現するＣ_ａｃは、４３．８［ｎＦ］以上となる。このとき、時定数τは約４６［μｓｅｃ］となる。

交流結合用の容量素子９ａ及び９ｂを通過した受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２は、飽和増幅部３の初段の増幅器３２によって増幅される。そして、増幅された受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２は、受信信号監視回路４と後段の増幅器３３〜３５とへ分岐される。増幅器３３〜３５により更に増幅された受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２は、それぞれ信号光Ｐ_ｉｎに対応した出力信号ＤＡＴＡ_＋，ＤＡＴＡ₋として光受信器１の外部回路（例えばＣＤＲ（Clock and Data Recovery）回路）へ出力される。

受信信号監視回路４へ分岐した受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２は、更に分岐され、一方は無信号アラーム生成部５へ入力され、他方はレベルアラーム生成部６へ入力される。無信号アラーム生成部５は、同値（同符号）連続が検出された場合に、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤを出力する。また、レベルアラーム生成部６は、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の電圧値が所定の閾値電圧Ｖｐ，Ｖｎよりも小さい場合に、レベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨを出力する。そして、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤ及びレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨの論理和が受信アラーム生成部８によって演算されることにより、受信信号監視回路４から受信アラーム信号ＬＯＳが出力される。

レベルアラーム生成部６においては、閾値発生部６２及びピーク検出部６３によって生成された閾値電圧Ｖ_ｔｈと、ピーク検出部６１において受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２に基づいて生成されたピークレベル信号Ｓ_ｐｋとの大小が、比較器６４によって比較される。そして、ピークレベル信号Ｓ_ｐｋが閾値電圧Ｖ_ｔｈよりも小さい場合、レベルアラーム生成部６からレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨが出力される。

なお、レベルアラーム生成部６では、信号光Ｐ_ｉｎが遮断した場合（図３（ａ）参照）、時定数τの影響を受ける。例えば、信号光Ｐ_ｉｎが最大レベルで入力されている状態から遮断した場合を考えると、最大レベル入力時のバッファ２３の出力振幅を０．１５［Ｖ_ｐ−ｐ］、閾値電圧Ｖｐ，Ｖｎを０．０１５［Ｖ_ｐ−ｐ］、時定数τを４６［μｓｅｃ］にそれぞれ設定した場合、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の振幅は指数関数的に減衰することから（図３（ｄ）参照）、信号光Ｐ_ｉｎの遮断からレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨ出力までの応答時間ｔは、次式（３）

から導かれる次式（４）

となる。このように、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の電圧レベルに基づいて入力断を検出する場合、容量素子９ａ及び９ｂ並びに抵抗素子３１によって構成されるハイパスフィルタ（ＨＰＦ）の作用により、小型プラガブル光データリンク（ＳＰＦ）のＭＳＡ（Multi Source Agreement）等で規格化されている１００［μｓｅｃ］以下の応答時間を満足することができない場合がある。

信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_１において遮断した場合（図３（ａ）参照）、ハイパスフィルタの作用により、上述したように受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の振幅は時定数τで徐々に低下することとなる。つまり、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の振幅差が無くなるまでは同値（同符号）連続が続いたときと同じ状態となる。そこで、本実施形態の光受信器１では、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の振幅が徐々に低下する場合に、同値（同符号）連続を検出する無信号アラーム生成部５によって信号光Ｐ_ｉｎの遮断をすばやく検出する。

ここで、無信号アラーム生成部５の動作について、図２、図５（ａ）〜図５（ｇ）、及び図６（ａ）〜図６（ｇ）を参照しながら説明する。図５（ａ）〜図５（ｇ）は、それぞれ、論理検出部５１から出力される論理信号Ｓ_Ｌ、クロック信号ＣＬ、Ｎ進カウンタ５５から出力される同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０、ラッチ部５６から出力される無信号アラーム信号ＬＯＳ_０、論理和演算回路５９ａから出力される演算結果Ｓ_Ｃ、ラッチ解除信号生成部５９から出力されるラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲ、及び無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの信号波形の一例を示すグラフである。図６（ａ）〜図６（ｇ）は、それぞれ、前記各信号の信号波形の他の一例を示すグラフである。

信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_１において遮断した場合（図３（ａ）参照）、図５（ａ）に示すように、論理信号Ｓ_Ｌが時刻ｔ_１において論理０へ遷移する。そして、ハイパスフィルタの作用により、論理０が維持される。このとき、クロック発生部７からは図５（ｂ）に示すクロック信号ＣＬが出力されている。そして、論理信号Ｓ_Ｌが論理値０へ遷移している間、０連続ビット検出部５２のＮ進カウンタ５５がクロック信号ＣＬに基づいてカウントを行い、Ｎ周期カウントした後（時刻ｔ_３）に同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０の論理値を１へ遷移させる（図５（ｃ））。例えば、クロック信号ＣＬの周波数が１［ＭＨｚ］でカウント数Ｎが４の場合、Ｎ周期を時間に換算すると４［μｓｅｃ］となる。すなわち、この例では、論理信号Ｓ_Ｌの論理値が４［μｓｅｃ］の間連続して０であった場合に、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０の論理値が１へ遷移する。ＳＯＮＥＴ／ＳＤＨ信号を受信する場合、７２ビット連続符号に要する時間は、通信速度が１５５．５２［Ｍｂｐｓ］の場合約４６２．９［ｎｓ］である。従って、Ｎ進カウンタ５５におけるカウント時間が４［μｓｅｃ］あれば、７２ビット連続符号に対してアラーム信号を出力しないという規格にも適合できる。なお、図５に示した例においては、論理信号Ｓ_Ｌが論理値０へ遷移している為、１連続ビット検出部５３のＮ進カウンタ５７は常にリセット状態となるので、Ｎ進カウンタ５７ではカウントが行われず、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１として論理値０が出力され続ける。

一般的に、Ｎ進カウンタ５５といったカウンタ回路からの出力（同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０）は、Ｎ周期毎に論理１と論理０とを繰り返す。従って、ラッチ部５６によって同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０を無信号アラーム信号ＬＯＳ_０としてラッチ（保持）することが望ましい。これにより、図５（ｄ）に示すように、時刻ｔ_３の１周期後に無信号アラーム信号ＬＯＳ_０が論理１に保持される。そして、この無信号アラーム信号ＬＯＳ_０は論理和演算回路５４へ入力され、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤとして論理値１が出力される。

また、時刻ｔ_１において信号光Ｐ_ｉｎからデータ成分がなくなり、定常光となった場合（図４（ａ）参照）、図６（ａ）に示すように、論理信号Ｓ_Ｌが時刻ｔ_１において論理１へ遷移する。そして、ハイパスフィルタの作用により、論理１が維持される。このとき、クロック発生部７からは図６（ｂ）に示すクロック信号ＣＬが出力されている。そして、論理信号Ｓ_Ｌが論理値１へ遷移している間、１連続ビット検出部５３のＮ進カウンタ５７がクロック信号ＣＬに基づいてカウントを行い、Ｎ周期カウントした後（時刻ｔ_６）に同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１の論理値を１へ遷移させる（図６（ｃ））。

１連続ビット検出部５３においては、０連続ビット検出部５２と同様に、ラッチ部５８によって同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１を無信号アラーム信号ＬＯＳ_１としてラッチ（保持）している。これにより、図６（ｄ）に示すように、時刻ｔ_６の１周期後に無信号アラーム信号ＬＯＳ_１が論理１に保持される。そして、この無信号アラーム信号ＬＯＳ_１は論理和演算回路５４へ入力され、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤとして論理値１が出力される。

次に、信号光Ｐ_ｉｎが復帰したときの動作について説明する。信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_２において復帰した場合（図３（ａ），図４（ａ）参照）、信号光Ｐ_ｉｎに含まれるビット内容に応じて論理信号Ｓ_Ｌが遷移する（図５（ａ），図６（ａ））。そして、論理信号Ｓ_Ｌの論理値が１となるたびに０連続ビット検出部５２のＮ進カウンタ５５がリセットされるので、Ｎ進カウンタ５５はＮ周期をカウントする以前にリセットされることとなり、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０の論理値が０に固定される（図５（ｃ））。同様に、論理信号Ｓ_Ｌの論理値が０となるたびに１連続ビット検出部５３のＮ進カウンタ５７がリセットされるので、Ｎ進カウンタ５７はＮ周期をカウントする以前にリセットされることとなり、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ１の論理値が０に固定される（図６（ｃ））。対して、ラッチ部５６及び５８のそれぞれから出力される無信号アラーム信号ＬＯＳ_０及びＬＯＳ_１のうち少なくとも一方は論理値１にラッチされたままなので、このラッチを解除する必要がある。ラッチの解除は、ラッチ解除信号生成部５９からのラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲにより行われる。

ラッチ解除信号生成部５９は、次の２つの条件を満足したときに、ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲを各ラッチ部５６及び５８へ出力する。すなわち、２つの条件とは、（１）同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０及びＳ_ＣＮＴ１の双方が論理値０であり、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤが１のとき、及び（２）前記（１）の状態が、Ｎ周期よりも長く（好ましくは、（２×Ｎ＋２）周期以上）続いたとき、である。ここで、条件（２）において「好ましくは（２×Ｎ＋２）周期以上」としたのは、Ｎ進カウンタ５５（または５７）のカウント動作中、図５（ｃ）（または図６（ｃ））に示すように同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０（またはＳ_ＣＮＴ１）として論理値１と論理値０とがＮ周期毎に交互に出力されるからである。すなわち、誤判定を避けるためには、最悪ケース（論理値０から１への遷移と同時刻に０連続ビットから１連続ビットへの変化があった場合）を想定する必要があり、２×Ｎ＋２周期の間、Ｓ_ＣＮＴ０とＳ_ＣＮＴ１が論理値０となる場合を考慮する必要がある。すなわち、信号光Ｐ_ｉｎの復帰判定に２×Ｎ＋１周期以上の待機時間を設けることが好ましい。さらに、論理検出部５１からの論理信号Ｓ_Ｌがクロック発生部７からのクロック信号ＣＬと非同期であるため、論理信号Ｓ_Ｌの遷移が最大で１周期分だけ遅延する可能性がある。従って、信号光Ｐ_ｉｎの復帰判定に更に１周期以上の待機時間を設けることが好ましい。以上のことから、前記（１）の状態が（２×Ｎ＋２）周期よりも長く続いたときに、各ラッチ部５６及び５８のラッチを解除することが好ましい。

具体的には、まず、論理和演算回路５９ａにおいて、同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０及びＳ_ＣＮＴ１の各論理値、並びに無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの否定値の論理和が演算されることにより、条件（１）を示す演算結果Ｓ_Ｃが生成される（図５（ｅ），図６（ｅ））。この演算結果Ｓ_Ｃの論理値が０である場合、条件（１）が満たされていることになる。そして、演算結果Ｓ_Ｃの論理値が０である間、Ｍ進カウンタ５９ｂがカウントを行い、カウント数がＭ（Ｍ≧２×Ｎ＋２、図５及び図６の例ではＭ＝１５）回に達した時点（図５（ｆ）の時刻ｔ_４，図６（ｆ）の時刻ｔ_７）でラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲが出力される。なお、カウント中に条件（１）が満たされなくなれば、Ｍ進カウンタ５９ｂはリセットされラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲは出力されない。ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲは、否定回路５９ｃによってその論理が反転され（図５（ｆ），図６（ｆ））、ラッチ部５６及び５８へ出力される。これにより、ラッチ部５６（またはラッチ部５８）では無信号アラーム信号ＬＯＳ_０（またはＬＯＳ_１）が論理値０に遷移し（図５（ｄ），図６（ｄ））、これを受けて１周期後（図５（ｇ）の時刻ｔ_５，図６（ｇ）の時刻ｔ_８）に無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの論理値が０に遷移する。こうして、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤが解除される。なお、信号光Ｐ_ｉｎが復帰してからラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲが出力されるまでの時間は、Ｍ進カウンタ５９ｂのカウント状態と信号光Ｐ_ｉｎの復帰タイミングとの関係に依存するので、最長で（Ｍ＋２）周期、最短で（Ｍ＋２−Ｎ）周期となる。

以上に説明した本実施形態による光受信器１が有する効果について説明する。本実施形態による光受信器１では、トランスインピーダンスアンプ２２の後段に接続された交流結合用の容量素子９ａ，９ｂの後段に受信信号監視回路４が接続されている。従って、特許文献１に記載された光受信器とは異なり、高周波信号を受信する際に波形歪を小さく抑えることができる。なお、本実施形態においても入力断検出のために受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２を分岐することとなるが、飽和増幅部３を構成するＩＣの内部で分岐することにより、分岐回路を集中定数的に扱うことができる。これによって、高周波信号への影響を、特許文献１のように交流結合前段から分岐する方式と比べ低減できる。

更に、本実施形態による光受信器１では、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２の論理値が所定時間（Ｎ周期）連続して同符号であった場合に無信号アラーム生成部５が無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤを生成し、この無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤに基づいて受信アラーム信号ＬＯＳが出力されるので、交流結合用の容量素子９ａ，９ｂによるハイパスフィルタ作用に影響されることなく受信アラーム信号ＬＯＳをすばやく生成でき、受信アラーム信号ＬＯＳの出力遅延を従来より短縮できる。

ここで、図７（ａ）〜（ｆ）は、信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_１において遮断し、時刻ｔ_２において復帰した場合における、受信アラーム信号ＬＯＳの応答速度（遅延時間）について説明するためのグラフである。また、図８（ａ）〜（ｆ）は、信号光Ｐ_ｉｎから時刻ｔ_１においてデータ成分がなくなり、時刻ｔ_２においてデータが復帰した場合における、受信アラーム信号ＬＯＳの応答速度（遅延時間）について説明するためのグラフである。なお、図７（ａ）及び図８（ａ）は信号光Ｐ_ｉｎの波形を、図７（ｂ）及び図８（ｂ）は受信信号Ｓｐ_２の波形を、図７（ｃ）及び図８（ｃ）は受信信号Ｓｎ_２の波形を、図７（ｄ）及び図８（ｄ）は無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの波形を、図７（ｅ）及び図８（ｅ）はレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨの波形を、図７（ｆ）及び図８（ｆ）は受信アラーム信号ＬＯＳの波形を、それぞれ一例として示している。

レベルアラーム生成部６からレベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨが出力される時刻ｔ_９は、既述したように交流結合用の容量素子９ａ，９ｂによるハイパスフィルタ作用（図７（ｂ），（ｃ）及び図８（ｂ），（ｃ）参照）によって遅延する（図７（ｅ），図８（ｅ））。例えば、ハイパスフィルタの時定数τが４６［μｓｅｃ］である場合、アラーム時刻ｔ_９は遮断時刻ｔ_１に対して約１０５［μｓｅｃ］だけ遅れることとなる。これに対し、無信号アラーム生成部５においては、Ｎ進カウンタ５５，５７におけるカウント数Ｎに応じて無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの応答速度が定まるので、交流結合用の容量素子９ａ，９ｂによるハイパスフィルタ作用に関係なく、応答時間をより早く設定できる。例えば、クロック信号ＣＬの周波数を１［ＭＨｚ］とし、Ｎを４とした場合、図７（ｄ）及び図８（ｄ）に示すアラーム時刻ｔ_１０は遮断時刻ｔ_１に対して約６［μｓｅｃ］の遅れしか生じない。レベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨと無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤとの論理和である受信アラーム信号ＬＯＳの応答時間は無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの応答時間とほぼ等しくなるので、図７（ｆ）及び図８（ｆ）に示すように、受信信号監視回路がレベルアラーム生成部のみからなる場合と比較して受信アラーム信号ＬＯＳの出力遅延を格段に短縮できる。

また、信号光Ｐ_ｉｎが時刻ｔ_２において復帰した場合については、一般的にレベルアラーム生成部６の応答速度のほうが無信号アラーム生成部５の応答速度よりも早い。これは、信号光Ｐ_ｉｎが復帰するときは受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２が微分波形のように瞬時に復帰するので（図７（ｂ），（ｃ）及び図８（ｂ），（ｃ）参照）、一般的に数マイクロ秒で応答できるからである。これに対し、無信号アラーム生成部５においては、ラッチ解除の為に少なくともＮ周期より長い時間（好ましくは、（２×Ｎ＋２）周期以上）を要する。従って、受信アラーム信号ＬＯＳの解除応答時間は、無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの解除応答時間によって定まる。しかしながら、ラッチ解除信号生成部５９のＭ進カウンタ５９ｂは、例えばクロック信号ＣＬの周波数を１［ＭＨｚ］とし、カウント数Ｍを１５とした場合、解除条件（１）の成立後１５［μｓｅｃ］でラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲを生成できる。従って、無信号アラーム生成部５は、１５［μｓｅｃ］にＤフリップフロップ回路５０での動作に要する１クロック分の時間を加えた１６［μｓｅｃ］といった比較的短い時間で解除応答が可能となる。この解除応答時間は、小型プラガブル光データリンク（ＳＦＰ）のＭＳＡ等で規格化されているＬＯＳ解除応答時間（１００［μｓｅｃ］以下）を十分満足できるものである。

また、本実施形態の受信信号監視回路４は、同符号連続を検出する無信号アラーム生成部５を有しており、無信号アラーム生成部５は、クロック発生部７からのクロック信号ＣＬによって所定時間（Ｎ周期）をカウントし、該所定時間の同符号連続を検出している。従って、本実施形態の光受信器１によれば、クロック発生部７におけるクロック信号ＣＬの周期を変更することにより、入力断の判定時間（所定時間、Ｎ周期）を容易に変更できる。更に、本実施形態の光受信器１によれば、クロック発生部７からのクロック信号ＣＬによってＮ周期をカウントしているので、受信信号Ｓｐ_２，Ｓｎ_２からクロック周波数を抽出する必要がなく、入力断によってクロック周波数を抽出できなくなっても受信信号監視回路４は好適に動作できる。

図１は、本発明の好適な一実施形態である光受信器の構成を示す図である。 図２は、無信号アラーム生成部の内部構成を示す回路図である。 図３は、信号光が時刻ｔ_１において遮断され、時刻ｔ_２において復帰した場合における、（ａ）信号光Ｐ_ｉｎ、（ｂ）受信信号Ｓｐ_１、（ｃ）受信信号Ｓｎ_１、（ｄ）受信信号Ｓｐ_２、及び（ｅ）受信信号Ｓｎ_２の波形の一例を示すグラフである。 図４は、信号光から時刻ｔ_１においてデータ成分がなくなり、時刻ｔ_２においてデータが復帰した場合における、（ａ）信号光Ｐ_ｉｎ、（ｂ）受信信号Ｓｐ_１、（ｃ）受信信号Ｓｎ_１、（ｄ）受信信号Ｓｐ_２、及び（ｅ）受信信号Ｓｎ_２の波形の一例を示すグラフである。 図５は、（ａ）論理信号Ｓ_Ｌ、（ｂ）クロック信号ＣＬ、（ｃ）同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０、（ｄ）無信号アラーム信号ＬＯＳ_０、（ｅ）演算結果Ｓ_Ｃ、（ｆ）ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲ、及び（ｇ）無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの信号波形の一例を示すグラフである。 図６は、（ａ）論理信号Ｓ_Ｌ、（ｂ）クロック信号ＣＬ、（ｃ）同符号連続検出信号Ｓ_ＣＮＴ０、（ｄ）無信号アラーム信号ＬＯＳ_０、（ｅ）演算結果Ｓ_Ｃ、（ｆ）ラッチ解除信号Ｓ_ＣＬＲ、及び（ｇ）無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤの信号波形の他の一例を示すグラフである。 図７は、信号光が時刻ｔ_１において遮断し、時刻ｔ_２において復帰した場合における、（ａ）信号光Ｐ_ｉｎ、（ｂ）受信信号Ｓｐ_２、（ｃ）受信信号Ｓｎ_２、（ｄ）無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤ、（ｅ）レベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨ、及び（ｆ）受信アラーム信号ＬＯＳの波形の一例を示すグラフである。 図８は、信号光から時刻ｔ_１においてデータ成分がなくなり、時刻ｔ_２においてデータが復帰した場合における、（ａ）信号光Ｐ_ｉｎ、（ｂ）受信信号Ｓｐ_２、（ｃ）受信信号Ｓｎ_２、（ｄ）無信号アラーム信号ＬＯＳ_ＣＩＤ、（ｅ）レベルアラーム信号ＬＯＳ_ＰＨ、及び（ｆ）受信アラーム信号ＬＯＳの波形の一例を示すグラフである。 図９は、従来の光受信器において用いられている受信信号監視回路の構成の一例を示す回路図である。

符号の説明

１…光受信器、８…受信アラーム生成部、９ａ，９ｂ…容量素子、２１…フォトダイオード、２２…トランスインピーダンスアンプ、２３…バッファ、３２〜３５…増幅器、５１…論理検出部、５６，５８…ラッチ部、５９…ラッチ解除信号生成部、ＣＬ…クロック信号、ＤＡＴＡ_＋，ＤＡＴＡ₋…出力信号、Ｉ…光電流、ＬＯＳ…受信アラーム信号、ＬＯＳ_０，ＬＯＳ_１，ＬＯＳ_ＣＩＤ…無信号アラーム信号、ＬＯＳ_ＰＨ…レベルアラーム信号、Ｐ_ｉｎ…信号光、Ｓ_Ｃ…演算結果、Ｓ_ＣＬＲ…ラッチ解除信号、Ｓ_ＣＮＴ０，Ｓ_ＣＮＴ１…同符号連続検出信号、Ｓ_Ｌ…論理信号、Ｓｐ_１，Ｓｎ_１，Ｓｐ_２，Ｓｎ_２…受信信号、Ｓ_ｐｋ…ピークレベル信号、Ｖｐ，Ｖｎ，Ｖ_ｔｈ…閾値電圧。

Claims (4)

1. 信号光に対応した光電流を生成するフォトダイオードと、
   前記光電流を電気的な受信信号に変換する電流電圧変換回路と、
   前記電流電圧変換回路の後段に接続された交流結合用の容量素子と、
   前記容量素子の後段に接続され、前記受信信号の入力断を検出する受信信号監視回路と
   を備え、
   前記受信信号監視回路が、
   前記受信信号の電圧値が所定の閾値電圧値よりも小さい場合にレベルアラーム信号を生成するレベルアラーム生成部と、
   前記受信信号に含まれる各ビットの論理値を参照しつつ所定時間をカウントし、前記論理値が前記所定時間連続して同値であった場合に無信号アラーム信号を生成する無信号アラーム生成部と、
   前記所定時間をカウントするためのクロック信号を前記無信号アラーム生成部へ提供するクロック発生部と、
   前記レベルアラーム信号及び前記無信号アラーム信号の論理和を求めることにより、前記受信信号の入力断を示す受信アラーム信号を生成する受信アラーム生成部と
   を有することを特徴とする、光受信器。
2. 前記無信号アラーム生成部が、
   前記受信信号に含まれる各ビットの前記論理値を検出する論理検出部と、
   前記論理値を参照しつつ、前記クロック信号に基づいて前記所定時間をカウントし、Ｎ回（Ｎは１以上の整数）カウントする間連続して前記論理値が同値であった場合に同符号連続検出信号を出力するＮ進カウンタと
   を有し、
   前記同符号連続検出信号に基づいて前記無信号アラーム信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の光受信器。
3. 前記無信号アラーム生成部が、前記同符号連続検出信号を保持することにより前記無信号アラーム信号を生成するラッチ部を更に有することを特徴とする、請求項２に記載の光受信器。
4. 前記無信号アラーム生成部が、前記ラッチ部における前記同符号連続検出信号の保持状態を解除するためのラッチ解除信号を生成するラッチ解除信号生成部を更に有し、
   前記ラッチ解除信号生成部が、前記同符号連続検出信号及び前記無信号アラーム信号を参照し、前記Ｎ進カウンタから前記同符号連続検出信号が出力されず、且つ前記ラッチ部から前記無信号アラーム信号が出力される状態が前記所定時間を超えて続いた場合に、前記ラッチ解除信号を生成することを特徴とする、請求項３に記載の光受信器。
   

Images