JP2007512793A - 電圧ポンプを有するマイクロホン - Google Patents

Abstract

第２マイクロホン部材に関連して可動な第１マイクロホン部材によって発生された入力信号を受け取るために結合された前置増幅器（１０８）と、どちらのマイクロホン部材にもバイアス電圧を供給する電圧ポンプ（１０４）とを備えた、マイクロホン出力信号を供給するように構成された集積回路（１０２）。

Description

本発明は、電圧ポンプおよびマイクロホン前置増幅器を有する集積回路に関する。

長年、遠隔通信（すなわち移動電話）用の好ましいタイプのマイクロホンは、エレクトレット・マイクロホンであった。このタイプのマイクロホンは、マイクロホンの膜を構成する可動部材と、もう１つの部材、例えばマイクロホンのいわゆるバックプレートとによって形成されるコンデンサの原理に基づいている。マイクロホンの部材の１つ、好ましくは膜には、エレクトレット層としても知られる捕獲された電荷が与えられる。

しかし、最近では、マイクロホンは、動作中にＤＣ電圧源によっても電荷が与えられる。これらのマイクロホンには、普通のコンデンサ・マイクロホン、および遠隔通信用途での利用がかなり進んでいるＭＥＭＳマイクロホンがある。

エレクトレット層を有しないマイクロホンは、２つの異なる方法で実装されることができる。すなわち、一方は、部品が金属部品として製作されて１つの（通常マイクロホンのコンデンサ・プレートとバックプレートの両方を形成する）ケースに搭載される従来の方法である。

他方、最近、一般に集積回路に使用されるシリコンも、機械的構造物の製作に使用されるようになってきた。この技術は、通常、ＭＥＭＳと呼ばれる。マイクロホンのＭＥＭＳ技術での製作と従来の技術での製作の違いは、主に、その関係工程および精度である。すなわち、ＭＥＭＳ技術には、クリーン・ルームとシリコン技術が必要である。精度はシリコン技術のほうが高いが、コストも高い。

２つのタイプのマイクロホンの特徴は、一般にマイクロホンの容量がより小さく、必要なバイアス電圧がより低いことである。これは、シリコン内に実装されるマイクロホンは、コスト的に競争することができるように、より小さくなければならないためである。これは、２つのマイクロホン・タイプの原理は同じであるが、シリコン・マイクロホンは異なる方法で最適化されるということである。すなわち、シリコン・マイクロホンの膜面積は一般に１ｍｍ^２、エアギャップは１〜２ｕｍ、容量は１ｐＦ、およびバイアス電圧は１０Ｖである。一方、従来のマイクロホンでは、面積＝３ｍｍ^２、エアギャップ＝１０〜１５ｕｍ、および容量３ｐＦ、バイアス電圧３０〜４０Ｖまたは、さらにより高いバイアス電圧である。

全てのコンデンサ部材にわたって音圧と電圧の間の比例を維持するために、マイクロホン・コンデンサ上の電荷は一定に保持されなければならないので、マイクロホンのいかなる放電も導入しないことが重要である。

したがって、主に高入力抵抗を提供するように構成された増幅器は、コンデンサからマイクロホン信号をピックアップするために、他の目的のために最適化された回路からコンデンサをバッファすることが好ましい。マイクロホン信号をピックアップするように接続された増幅器は、一般に前置増幅器またはバッファアンプ、あるいは単にバッファと呼ばれる。この前置増幅器は、一般に物理的にコンデンサのすぐ近くに――ほんの数ミリメートルまたは数分の１ミリメートルしか離れていないところに――接続される。

小型マイクロホンでは、マイクロホン部材の１つに蓄えられる電荷量は非常に限られている。このため、高入力抵抗が必要になる。その結果、小型マイクロホンの前置増幅器の入力抵抗は極端に高くなければならない――ギガオームの大きさである。さらに、この増幅器の入力容量は、音圧に対する良好な感度を実現するために、非常に小さくなければならない。

集積化された前置増幅器を有する遠隔通信マイクロホンは、大量にしかも非常に安価で販売されている。遠隔通信マイクロホン用増幅器のコストは、前置増幅器チップ・ダイのサイズに直接関係するので、価格低減のために前置増幅器ダイはできるだけ小さくすることが重要である。

したがって、利得および非常に小さな入力容量、ならびにできるだけ小さな前置増幅器ダイ面積を有するマイクロホン前置増幅器が必要であることは明らかである。さらに、低雑音が重要である。低雑音は、雑音は面積と交換されることができるので重要である。すなわち、回路が低雑音を有し、雑音が必要以上に低い場合は、その雑音レベルのオーバーヘッドはより小さなチップ・ダイ面積と交換されることができ、したがってより低いコストで前置増幅器を製作することが可能になる。

しかし、感度は低価格と交換されるので、遠隔通信用マイクロホンは比較的感度が低い。市場から見ると、組み合わされたマイクロホンと前置増幅器には、より大きな感度が求められる。したがって、前置増幅器での利得は、この要求を満たすために大きくしなければならない。さらに、可聴範囲での低雑音も必要とされる。さらに、比較的大きな感度に対する要求を満たしながら、良好な信号対雑音比を保証するために、前置増幅器の入力容量は、マイクロホンからの不必要な信号損失を回避するために、小さくなければならない（容量によって構成された電圧分割器にさらされるマイクロホン信号の等価物を参照）。

前置増幅器によって占められるチップ面積は、比較的低コストを達成するために、できるだけ小さくなければならないので、前置増幅器は、できるだけ小さくなければならない。したがって、補聴器から知られる増幅器の構成は、一般にチップ面積が同じ程度に最適化されていないので、利用できない。さらに、補聴器に利用されるバッファまたは増幅器は、遠隔通信用途で使用される低感度マイクロホンに必要とされるほど高い利得レベルを提供するようには構成されていないことに留意されたい。補聴器のチップでは、バッファは補聴器内の過負荷を回避する必要があるので、同じ雑音性能を得るために、より大きなスペースが必要とされる。

マイクロホン・コンデンサ上の電荷は、比較的高いＤＣ電源によって、または、静電荷が１つのコンデンサ部材上で、例えばテフロン（登録商標）で作られることができる膜上で捕獲される製作工程によって、供給されることができる。静電荷が印加されているタイプのマイクロホンは、このタイプはＤＣ電圧によって電荷を供給する回路を必要としないので、遠隔通信用途で好まれる。しかし、このタイプは、比較的高い温度にさらされた場合、電荷を失うことが明らかになっている。さらに、そのようなマイクロホンは、例えば本質的にマイクロホンを高い温度にさらすはんだ工程中には、注意深い取扱いと取り付けを必要とする。マイクロホンがその静電荷を失った場合、音声コンバータとしてのマイクロホンの機能が低下し、あまりにも不適当になりすぎて電荷を設定し直すことができなくなる。

雑音もまた、遠隔通信マイクロホンにとっての重要なパラメータである。一般に、顕著な雑音源は、マイクロホン内の前置増幅器に関連している。しかし、スイッチング回路および／または振動回路がチップ・ダイに組み込まれている場合、過渡信号を有する、周囲の／隣接した、回路／回路パスが大きな雑音源になり得る。さらに、雑音信号が、別の信号、例えばマイクロホン信号として、同じパスまたは端子上に送られた場合、この雑音信号は大きな直接の雑音源を構成し、その雑音の影響を抑えるのは難しい可能性がある。

ＣＭＯＳ技術でマイクロホン用の前置増幅器を設計する場合、通常３つの雑音源がある。それらの発生源は、バイアスからの雑音、入力トランジスタからの１／ｆ雑音、および入力トランジスタからの白色雑音である。入力トランジスタ雑音が一番大きいと考えられる。白色雑音も１／ｆ雑音も、入力トランジスタ（１つまたは複数）の長さと幅の最適化によって最小化されることができる。これは、どの入力段、例えば単一トランジスタ段または差動段にもあてはまる。バイアス・トランジスタからの雑音も最小化されることができる。バイアス抵抗器が非常に大きく作られている場合は、抵抗器からの雑音は高域フィルタされ、帯域内雑音は非常に低い。しかし、これは、増幅器の帯域幅の下限が非常に低くなるという影響を有する。これは、増幅器の入力が電源入力後、非常に長い時間が経った後でないと公称値で安定しないので、問題となり得る。さらに、例えばドアをバタンと閉めることから生じる、あるいは自動車内の可聴下音から生じる超低周波数成分を有する信号は、増幅器に過負荷をかける可能性がある。もう１つの関連する問題は、マイクロホン・モジュールの中にダイを実装することから生じる小さな漏洩電流である。このような電流は、極端な入力インピーダンスのために、ＤＣオフセットを確立する。これは増幅器の過負荷限界を下げる。

従来技術
米国特許第２００３／０２３５３１５−Ａ１号は、エレクトレット・マイクロホン上の音圧に敏感に反応するデジタル出力ビット・ストリームを提供するエレクトレット・コンデンサ・マイクロホン、前置増幅器、リミッタおよびシグマ・デルタ変調器を備えたデジタル・マイクロホンを開示している。シグマ・デルタ変調器は、高（オーバーサンプリングされた）ビット・レートでの単一ビット・ストリーム出力を提供する。前置増幅器、リミッタ、およびシグマ・デルタ・コンバータは、より大きな幾何学的アナログＩＣ技術を使用して集積回路上に実装される。このマイクロホンは携帯電話に利用される。

米国特許第２００２／００７１５７８号は、ハウジング内にエレクトレット・コンデンサ・マイクロホンおよびＪＦＥＴタイプの前置増幅器を備えたマイクロホンを開示している。この前置増幅器は、第１集積回路上に集積されており、マイクロホン出力信号を第２、ただし外部、集積回路に供給する。この出力信号は、第２、ただし外部、集積回路上のシグマ・デルタＡ／Ｄコンバータの入力積分器に結合される。この入力積分器は、ＪＦＥＴにバイアスをかける。
米国特許第２００３／０２３５３１５−Ａ１号 米国特許第２００２／００７１５７８号

第２マイクロホン部材に関連して可動な第１マイクロホン部材によって発生された入力信号を受け取るように結合された前置増幅器と、バイアス電圧をどちらのマイクロホン部材にも供給する電圧ポンプとを備えた、マイクロホン出力信号を供給するように構成された集積回路が提供される。

その結果として、マイクロホンの感度はマイクロホン部材の１つに供給される電荷に密接に関連するので、マイクロホン部材の１つの音圧に対してより敏感に反応するマイクロホン出力が提供される。これに関連して、このマイクロホン出力信号は、出力信号を所望の利得を有するバッファされた出力信号として供給する前置増幅器によって供給される。

前置増幅器および電圧ポンプは半導体基板上に集積回路として組み込まれるので、マイクロホン素子および集積回路の高密度集積が可能である。さらに、マイクロホンのための電気的動作条件を提供しマイクロホン出力信号の別の信号処理を行う他の回路システムは、マイクロホンに高いバイアス電圧を供給する必要がないので、前置増幅器および電圧ポンプと一緒に集積されたマイクロホンの用途はさらに広くなる。これは、バイアス電圧が、集積回路技術の普通の公称電圧レベルよりかなり高くなるので、大きな改善である。バイアス電圧は、普通の公称電圧レベルが約３または５ボルトであるのに対して、１０、２０から約６０ボルトまで高くなることができる。

好ましくは、この集積回路は、バイアス電圧をどちらのマイクロホン部材にも供給し、発振器によって駆動される、電圧ポンプを備えて構成され、発振器は、発振器によって供給される信号サイクルにまたがってほぼ等しいレベルの電流を引き出すように構成される。それによって、特にマイクロホン出力信号および動作電力が共用の端子（およびパス）を介して供給される場合、マイクロホン信号の品質が改善される。これは、発振器がより一定のレベルの電流を引き出すので実現される。そうでない場合は、マイクロホン出力信号は、発振器が半サイクルごとに異なるレベルの電流を引き出すので、レベルシフトされるはずである。さらに、発振器のスイッチング・ノイズの発生も少なくなる。

好ましい一実施形態では、発振器は、電荷を充電されることができる素子を有するパスを含み、それらのパスは、様々なパスのそれぞれ異なる素子を共通のソースから引き出された電流によって交互に充電するように、発振器によって制御される。コンデンサの形をしたこれらの素子は、交互に充電され、レベルに敏感に反応するトリガに結合され、１８０度移相された、方形の発振器信号を供給する。

好ましくは、電圧ポンプは、ある電圧パルス・レベルの振動信号がより高い電圧パルス・レベルへポンプされる第１ポンプ段と、ある電圧レベルが、第１段で供給されたより高い電圧パルス・レベルの発振器信号に作用する回路によって、さらに高いレベルへポンプされる第２ポンプ段を有する。それによって、面積効率のよい電圧ポンプが提供される。特に遠隔通信マイクロホンにとっては、これは重要なパラメータである。

集積回路は、公称電圧レベルでの、あるいはそれより下での電気的動作のための回路構成要素レイアウトを有して構成された第１部分と、公称電圧より上での電気的動作のための回路構成部品レイアウトを有して構成された第２部分とを備えることができる。第１部分は低電圧部とも呼ばれ、第２部分は高電圧部とも呼ばれる。高電圧部の構成部品は低電圧部の構成部品より大きい。電圧ポンプの交差部分実装によって、より良いチップ面積効率のポンプの実装が実現される。

低電圧部で供給された発振器信号のパルス振幅が低電圧部の公称電圧にほぼ等しい場合、高電圧部は簡単な電圧ポンプを備えて構成されることができる。これは、高圧に耐えることができる費用効果の高い寄生構成部品を使用したポンプの実装を可能にする利点を提供する。

一般に、集積回路では、実質的に公称動作電圧より上の電圧を必要とするフィードバックを実現することは非常に面倒である。したがって、好ましい一実施形態では、第１電圧ポンプ段の出力信号は、第１ポンプ段から調整電圧パルス・レベルの信号出力を供給する回路に、フィードバック信号として供給される。それによって、低電圧で動作するフィードバック構成によって比較的正確なバイアス電圧を供給することが可能になる。

好ましくは、電圧ポンプは、中間バイアス電圧を供給する第１ポンプ段と、中間バイアス電圧からバイアス電圧を供給する第２ポンプ段とを有し、第２ポンプ段は、ディクソン・コンバータとして構成された電圧ポンプを備える。ディクソン・コンバータは、安定状態に達し（マイクロホンによって）静電容量的に負荷をかけられた場合、その出力信号上に低雑音、低リップルを提供する。さらに、その回路構成は簡単で、実装に必要な面積は小さい。

好ましくは、ディクソン・タイプの電圧変換器の出力信号は、電圧変換器を動作させる調整電圧パルス・レベルの発振器信号を供給する回路に、フィードバック信号として供給される。それによって、簡単なフィードバック構成が提供される。

複数の電圧変換器がカスケードされた場合、（例えば２０または３０ボルトを超える）非常に高い電圧が供給されることができる。しかし、複数の電圧変換器は、チップ面積および費用効果の高い電圧ポンプを実現するために構成が簡単になっているので、バイアス電圧は、チップ・ダイによってかなり大きく変わる可能性がある。したがって、好ましくは、複数の電圧変換器がバイアス電圧を供給するためにカスケードされ、このカスケードで第１コンバータにマッチする別の電圧変換器が結合され、第１コンバータと同じ信号を受け取り、その別の電圧変換器から、固定電圧レベルの信号出力を保持する回路にフィードバック信号を提供する。それによって、この別のコンバータと第１コンバータは、マスター・スレーブ構成として結合される。これらのマスター／スレーブ・コンバータはほとんど同じにされることがきるので、カスケードの１部分を入れたフィードバック・ループが実現される。それによって、供給されたバイアス電圧は、チップ・ダイごとに、はるかによく制御されることができるようになる。

集積回路は、様々なＩＣ技術によって実装されることができるが、電圧ポンプに必要な高圧構成部品は、より大きなスペース、より深いウェル、より厚いゲート酸化膜などを必要とする。そのような構成部品に関する技術は存在するが、それらは費用がかかり、一般には低コストの遠隔通信用途には利用できない。しかし、電圧ポンプが金属コンデンサとして実装されるコンデンサからなる場合は、標準技術が利用されることができる。これらの構成部品は、寄生素子をベースとし、したがってあまり精密ではなく、うまく制御されない。しかし、そのような構成部品は、簡単なディクソン・マルチプライヤが実装されている場合には、うまく使用される。

それに対応して、好ましい一実施形態では、電圧ポンプは、ポリ・ダイオードとして実装されたダイオードを含む。
さらにそれに対応して、好ましい一実施形態では、電圧ポンプは、Ｎウェル内の拡散ダイオードとして実装されたダイオードを含む。

遠隔通信マイクロホンの本質的な感度は、通常、比較的高いバイアス電圧を供給されるにもかかわらず、比較的低い。したがって、前置増幅器は利得を必要とする。さらに、高感度も必要とされる。その結果、より高い利得が前置増幅器によって提供されなければならない。しかし、高い過負荷限界や、車が動いてたてる音やドアを閉める音などの大きく低い周波数信号を処理できることが望ましい。さらに、低周波数信号は電圧ポンプの起動によって発生されたパルスを含むことができる。

これらの要求を満たすために、第１および第２端子を有する差動入力段ならびに出力端子を有する出力段と、低域通過周波数伝達関数を有し、出力端子と第１入力端子の間で結合され、半導体基板上に集積されたフィードバック回路とを備え、第２入力端子がマイクロホン信号の入力を提供する、前置増幅器が提供される。

それによって、半導体マイクロホン前置増幅器は、フィルタ・フィードバック構成を備える。この前置増幅器は、可聴帯域外で大きなループ利得を提供することができ、可聴帯域内でのひずみはほとんど生じない。しかし、より重要なことは、可聴帯域外の低周波数での周波数成分によって導入される相互変調ひずみが非常に低いことである。フィードバック構成によって提供されるループ利得特性は、例えばより低いひずみを提供する。

好ましくは、フィードバック回路は、周波数領域で、ゼロおよび極を持つ伝達関数を有するフィルタであり、ゼロは極より高い周波数位置にある。
好ましくは、前置増幅器は、周波数領域で、ゼロおよび極を持つ伝達関数を有し、極は０．１Ｈｚ〜５０Ｈｚ、または０．１Ｈｚ〜１００Ｈｚ、または０．１Ｈｚ〜２００Ｈｚの範囲にある。

フィードバック回路は、周波数領域で、遷移周波数範囲より下では比較的高い利得レベルを有し、遷移周波数範囲より上では比較的低い利得レベルを有するフィルタとして構成されることができる。

好ましい一実施形態では、集積回路は、ＤＣ電圧が第１または第２マイクロホン部材にバイアスをかけることから引き起こす前置増幅器の入力でのＤＣ電圧を減少させるように結合されたＤＣブロッキング・コンデンサを備える。

好ましくは、集積回路は、さらにアナログ・デジタル変換器を備えて構成される。電圧ポンプとアナログ・デジタル変換器は、共通のクロック信号によって駆動される。それによって、Ａ／Ｄ変換器のデジタル・ビットを読み出すために提供された外部クロック信号は、電圧ポンプを駆動するためのクロック信号として利用されることができる。
以下で、本発明は、図面に関連してさらに詳しく説明される。

図１は、電圧ポンプを有する集積回路を備えたマイクロホンを示す。マイクロホン１０１は、マイクロホン素子１０９および集積回路１０２を有する複合ユニットである。集積回路１０２は、半導体基板上に、ソリッド・ステート拡散処理によって製作されたシングル・チップ・ダイとして実装される。マイクロホン素子は、マイクロホンの膜を構成する可動部材ともう１つの部材によって形成され、それによって、膜が、その膜に作用する音圧に応答して、他方の部材に関連して動くことが可能になる。マイクロホンによって検出された音圧は、膜を動かし、その結果として膜部材と他方の部材によって形成されたコンデンサの容量を変える。これらの２つの部材によって形成されたコンデンサ上の電荷が一定に保持される場合、２つのコンデンサ部材にまたがる電圧は音圧によって変化する。

シングル・チップ・ダイとして実装される集積回路１０２は、マイクロホン素子１０９のすぐ近くに集積される。マイクロホン素子１０９と集積回路１０２の近接集積は、マイクロホン素子およびチップ・ダイを小さなサイズのマイクロホン・カートリッジ内に集積することによって実現される。

マイクロホン１０１は、端子Ｔ１およびＴ２を備え、それぞれ、接地端子、およびマイクロホン信号と電源の組合せ端子である。端子Ｔ１およびＴ２は、（カートリッジに入れられた）マイクロホンを電源手段に結合し、さらにその先の信号処理回路に結合するために使用される。そのような信号処理回路は、一般に、ＩＣ技術を使用して、いわゆるシステム・オン・チップ（ＳＯＣ）デバイスの一部分として集積される。

マイクロホンは、コンデンサ、Ｃｍｉｃによって示されたマイクロホン素子１０９、および集積回路１０２を備える。集積回路１０２は、３つの端子Ｔｃ１、Ｔｃ２、Ｔｃ３を備え、これらはそれぞれ、マイクロホン信号と電源との組合せ端子、一定の電荷をマイクロホン上に供給するためのＤＣ電圧レベルとマイクロホン素子信号との組合せ端子、および接地端子である。

集積回路１０２は、例えばいわゆるディクソン・コンバータの形をした昇圧型コンバータまたは電圧ポンプ、ＵＰＣ、１０４を備える。電圧ポンプは、好ましくは方形波発振器信号を電圧ポンプに供給する発振器１０３によって作動される。調波の含有率がより低い他の信号、例えば正弦波またはフィルタされた方形波は、より低い雑音を得るために使用されることができる。発振器１０３および電圧ポンプ１０４は、直列抵抗１０６、Ｒを介して公称電源電圧に結合された端子Ｔｃ１（Ｔ１）を通して引き出される電流によって電力を与えられる。

発振器信号に応答して、電圧ポンプ２０４は、公称電源電圧を上回るポンプ電圧を供給する。公称電圧は、例えば３または５ボルトであり、ポンプ電圧は、例えば１０、１２、１５、または２０ボルトである。しかし、より高い電圧レベル（例えば、約６０ボルトまで、またはそれ以上）が、後述のように、供給されることができる。ポンプ電圧は、ＤＣ電圧と考えられるが、電圧ポンプが影響を及ぼす発振器信号から生じる（強い）雑音構成要素によって重畳される。

ポンプ電圧は、直列抵抗１０５、Ｒを介してマイクロホン素子１０９の第１部材に供給される。マイクロホン素子１０９の第２部材は、接地基準に結合される。それによって、電圧ポンプはマイクロホン素子上に一定の電荷を供給する。一般に、第１部材は、マイクロホンの膜である。

音圧が膜に作用すると、マイクロホン素子信号が第２部材に関連する膜で発生される。マイクロホン素子信号は、抵抗１０５、Ｒを介して供給されるポンプ電圧上に重畳される。前置増幅器１０８、Ａ１の入力段のＤＣ電圧負荷を減らすために、コンデンサ１０７、Ｃ１がＤＣブロックとして結合される。受け入れられない信号ロスを避けるために、コンデンサＣ１はマイクロホン素子１０９の容量の約１０倍より大きな容量を持たなければならない。

前置増幅器１０８、Ａ１は、（直列抵抗１０６、Ｒを介して公称電源電圧に結合される）端子Ｔｃ１を介し、その出力を通して動作電流を引き出すことによって電力を与えられる。前置増幅器は、入力信号を受け取り、その出力で出力信号を供給する。前置増幅器は、簡単なバッファアンプとして、または、０ｄｂより多くの利得を供給する増幅器として、構成される。代替的に、前置増幅器は、好ましい周波数依存性利得応答を供給するように構成される。これは以下で説明される。

電圧ポンプ１０４および発振器１０３によって発生される雑音の問題に戻ると、以下のことが適用される。電圧ポンプは電子回路なので、１／ｆ雑音および白色雑音を発生し、電圧ポンプはスイッチ回路なので、やはり（高周波数）スイッチ・ノイズを発生する。発振器のスイッチ周波数の調波では、スイッチ・ノイズが圧倒的に多い。発振器のスイッチ周波数は、マイクロホン素子からマイクロホン出力端子（Ｔ１）への伝達関数内の通過帯域の高域遮断周波数（例えば２０ＫＨｚ）より大きいように設計される。典型的な発振器周波数は、２００ＫＨｚ、５００ＫＨｚまたは１ＭＨｚである。

チャージ・ポンプの全ての雑音源の影響は、低域フィルタによって低減されることができる。これは、雑音の影響を低減する最も効率のよい方法である。１／ｆ雑音源および白色雑音源そのものを低減するには、非常に大きな面積および／または電流消費が必要である。低域フィルタは、抵抗１０５、Ｒおよびマイクロホン素子１０９のコンデンサ構成部品によって実施される。低域フィルタ１０５、１０９の遮断周波数はマイクロホン素子からマイクロホン出力端子（Ｔ１）への伝達関数内の通過帯域に影響を及ぼす。低域フィルタ１０５、１０９の遮断周波数は、マイクロホン素子からマイクロホン出力端子（Ｔ１）への伝達関数内の通過帯域の低域遮断周波数（例えば２０Ｈｚ）にほぼ等しいことが好ましい。低域フィルタ１０５の遮断周波数は、好ましくは、よく知られたＡ計量カーブより下の周波数に位置する。

一実施形態では、マイクロホン素子Ｃｍｉｃは、電気的フローティング・デバイスとして結合される。これは、結合コンデンサ１０７とマイクロホン素子１０９を取り替えることによって実施される。回路および端子のレイアウトには、当業者の技能の及ぶ範囲内で、必要な変更を加えることができる。

図２は、一定の電流引き出し発振器によって作動される電圧ポンプを有する集積回路を備えたマイクロホンを示す。この実施形態では、発振器２０６は、発振器２０６によって供給される発振器信号の複数の半サイクルにまたがって同じレベルの電流を引き出すように構成される。それによって、より平坦でより少ない雑音の動作電流が、マイクロホン出力と電力との組合せ端子Ｔｃ１（Ｔ１）を通して引き出される。

発振器２０６は、定電流源２０３、および、定電流源２０３から電流を交互に引き出すことによってコンデンサを交互に充電および放電する第１回路パス２０５と第２回路パス２０４を備える。電圧レベルに敏感に反応する素子、例えばコンパレータまたはシュミット・トリガは、デジタル出力発振器信号Ｐ１およびＰ２を電圧ポンプ１０４に供給する。スイッチ２０７は、好ましくは、パス２０５またはパス２０４のいずれかを通る定電流源２０３からの直流に利用される。このスイッチは、パス２０４および２０５からのそれぞれの信号によって制御される。好ましくは、出力信号Ｐ１およびＰ２は互いに関して１８０度移相される。

定電流源２０３および信号パス２０４と２０５のために、発振器２０６は、連続した発振器信号の半サイクルにまたがってほぼ同じレベルの電流を引き出すように構成される。
一代替実施形態では、パス２０４、２０５のうちの１つだけが充電可能な素子、例えばコンデンサを有するように構成されるが、他方のパスは抵抗を有するように構成されることができる。その結果、単一のパルス信号しか電圧ポンプに供給されない場合、コンデンサは省かれる。

図３は、定電流消費を有する第１発振器を示す。この実施形態では、発振器は、端子Ｔｐｓを介して供給されることができる電源からの定電流を引き出すように構成された２つの電流源３０３および３０４を備える。
この実施形態では、電流源３０３、３０４は、それぞれ定電流を引き出すように構成される。電流源はそれぞれ、それぞれのインバータ３０１、３０２に電力供給するように構成される。

内部的には、インバータは、内部素子、例えば抵抗またはトランジスタを通して、あるいはその出力を通して、電流を引き出すように構成される。インバータが、電流が内部素子を通して引き出される状態にあるか、または、電流が出力を通して引き出される状態にあるかは、その入力での電圧レベルが閾値電圧レベルより上にあるか下にあるかによって制御される。この閾値は基準電圧Ｖｒｅｆの比として設定されることができる。インバータ３０１および３０２の出力は、それぞれコンデンサＣ２およびＣ３に結合される。インバータ３０１、３０２が、電流が出力を介して引き出される状態にある場合、コンデンサは充電され、コンデンサＣ２およびＣ３にまたがる電圧はそれぞれ増加する。あるいは、インバータのもう一方の状態では、コンデンサは、インバータを介して、または別の負荷を介して、放電される。

制御回路３０５は、入力信号をインバータ３０１および３０２に供給するように構成される。これらの入力信号は、全てのコンデンサにまたがって、または端子Ｐ１およびＰ２で供給されるように、インバータの出力での電圧レベルに応答してデジタル信号として供給される。制御信号は、コンデンサＣ２およびＣ３が交互に充電および放電されて、互いに関して約１８０度移相される振動信号Ｐ１およびＰ２を供給するように、供給される。

したがって、端子Ｐ１およびＰ２で、それぞれコンデンサＣ３およびＣ２上の電荷の関数である振動信号が供給される。デジタル信号を得るために、閾値要素、例えばシュミット・トリガが供給されることができる。

図４は、定電流消費を有する第２発振器を示す。この実施形態は、さらに詳しく示された発振器である。図４から分かるように、この発振器は２つのインバータ４０３および４０４の近くに構築される。インバータ４０３および４０４は、電流源Ｔ１によって電力を供給される。電流源Ｔ１は、バイアス回路４０２、バイアス２によってバイアスをかけられて定電流を供給する。

インバータは、内部素子、例えば抵抗またはトランジスタ、あるいはその出力のいずれかを介して、電流を引き出すように構成される。インバータが、電流が内部素子を介して引き出される状態にあるか、それとも電流が出力を介して引き出される状態にあるかは、回路ポイントＩＤ１およびＩＤ２から供給される、その入力での電圧レベルが、閾値電圧レベルの上にあるか、それとも下にあるかに応じて制御される。

インバータ４０３および４０４の出力は、それぞれコンデンサＣ１およびＣ２に結合される。インバータ４０３、４０４は、電流が出力を介して引き出される状態にある場合、コンデンサはそれぞれ充電され、コンデンサにまたがる電圧は増大する。あるいは、インバータのもう一方の状態では、コンデンサはインバータを介して、あるいは別の負荷を介して放電される。

コンデンサＣ１およびＣ２にまたがる電圧は、その充電レベルに依存し、それぞれトランジスタＴ３およびＴ５を制御する。これは、トランジスタＴ３のゲート端子と、コンデンサＣ１と、インバータ４０３の出力端子とを接続する回路ノードによって遂行される。それに対応して、回路ノードは、トランジスタＴ５のゲート端子と、コンデンサＣ２と、インバータ４０４の出力端子とを接続する。

トランジスタＴ２およびＴ３は、定電流源として、それぞれトランジスタＴ３およびＴ５に直列に結合される。トランジスタＴ２およびＴ４は、バイアス回路４０１、バイアス１によってバイアスをかけられる。Ｔ３およびＴ５は、コンデンサＣ１およびＣ２にまたがる電圧レベルによって制御され、これらのコンデンサは、その入力ＩＤ１およびＩＤ２での電圧レベルによる決定に従って充電または放電される。それによってバッファされた発振器信号Ｐ１およびＰ２が供給される。

制御回路４０５は、逆位相発振器信号Ｐ１およびＰ２を供給する回路を制御するために提供される。１８０度移相された信号が供給されることが好ましい。
図５は、第１段電圧ポンプの第一実施形態を示す。第１段電圧ポンプは、基準電圧電源を電圧ポンプ５０２および５０３に供給するバッファアンプ５０１を備える。この基準電源は、バッファアンプ５０１の非反転入力への基準電圧Ｖｒｅｆ入力によって決められた固定レベルで維持されるように調節される。バッファアンプ５０１からの出力は、バッファアンプ５０１の反転入力へのフィードバックとして提供される。

電圧ポンプ５０２および５０３は、積層型コンデンサの原理によって実装されることが好ましい。電圧ポンプ５０２および５０３は、発振器信号を、例えば、図３および図４に示されている発振器から発振器信号を受け取るために接続される。これらの図では、発振器信号はそれぞれＰ１およびＰ２と名づけられている。電圧ポンプは、その出力で信号Ｐ１’およびＰ２’を供給する。電圧ポンプは、関数２〜３、例えば２．４、またはそれより高い、例えば関数４〜１０の、増大した電圧レベルを供給することができる。

通常、いかなるＩＣ技術でも公称動作電圧を有し、全ての構成部品はその電圧で動作可能であると仕様書に記載されている。たいていのＣＭＯＳ技術では、３Ｖまたは５Ｖが一般的である。これらの公称電圧より下では、全てのデバイスが絶縁破壊することなく安全に動作させられることができる。高性能を有する複雑な回路の実装が可能である。

この公称電圧レベルより上では、通常、限られた数の構成部品しか使用できない。すなわち、標準ＣＭＯＳトランジスタは、破壊されるので使用できない。ただし、いわゆる高圧ＣＭＯＳトランジスタを使用するＩＣ技術があることはある。しかし、これらの技術は費用がかかり、高圧ＣＭＯＳトランジスタは非常に大きくかさばる。したがって、電圧ポンプを、低電圧部と高電圧部の２つの部分に分割するのが有利である。低電圧部は、この技術の通常の動作電圧より下、一般に３Ｖまたは５Ｖで動作し、高電圧部は、それより上で動作する。高電圧部では、ＩＣ構成部品は、高電圧レベルでの構成部品の破壊を予防的に回避するように構成される。

信号Ｐ１’およびＰ２’は、このようにポンプされた発振器信号である。これらの信号は、フィードバック構成によって調節された振幅レベルを備えている。それによって、正確な発振器信号が供給される。フィードバック構成に必要な回路レイアウトは、より複雑で、他のものも全て同様なので、この第１段電圧ポンプは、好ましくは、チップ・ダイの一部分に実装され、そのチップ・ダイの一部の公称電圧レベルまたはそれより下の電圧レベルで動作するように構成されＰ１’およびＰ２’の振幅レベルは、好ましくは、その部分の公称電圧レベルにほぼ等しい。発振器信号Ｐ１’およびＰ２’で動作する次の電圧ポンプは、正確な振幅レベルが入力されるので、より簡単なものにすることができる。さらに、発振器信号の振幅は、一般に、公称電圧レベルより十分小さいので、振幅の公称値までのポンピングは、所与の（ポンプされる）バイアス電圧レベルに達するための次の電圧ポンプ段の数を低減する。

図６は、第１段電圧ポンプの第２実施形態を示す。この実施形態では、出力信号Ｐ１’およびＰ２’は、バッファアンプ５０１へのフィードバック信号としてその反転入力で供給される。出力信号Ｐ１’およびＰ２’は、信号Ｐ１’およびＰ２’の正確な、かつ／または固定のパルス・レベルを得るために、回路６０４を介してフィードバックとして供給される。回路６０４は、Ｐ１’とＰ２’を組み合せた、例えばＰ１’とＰ２’を統合した振幅を表す出力信号を供給する。

好ましい実施形態では、正確な、かつ／または固定のパルス・レベルを供給する回路／レギュレータの所望の安定性を得るために、追加のフィードバック・ループが提供されることができる。

図７は、第１段電圧ポンプの第３実施形態を示す。この実施形態では、入力電圧を、例えば２．４倍または３倍にポンプするインバータ５０２および５０３は、入力電圧をポンプしない普通のインバータによって置き換えられる。しかし、低電圧部で正確で比較的高いパルス振幅レベルを得るために、電圧ポンプ７０３が提供される。この電圧ポンプ７０３は、ポンプされた電源電圧をインバータ７０１および７０１に供給する。インバータは、インバータの電源電圧にほぼ等しいパルス振幅電圧で発振器信号Ｐ１’およびＰ２’を供給するように構成される。それによって、調節された発振器信号を供給するための代替回路が提供される。

さらに、調節された発振器信号を供給するための代替回路では、バッファアンプ５０１の反転入力（−）へのフィードバック信号が、電圧ポンプＶＰ、７０３の出力から直接供給される。それによって、インバータ７０１および７０２によって供給される出力電圧は、フィードバック・ループに含まれない。しかし、インバータは、電圧ポンプ７０３に比べると比較的正確なので、Ｐ１’およびＰ２’の良好な調節が達成される。それによって、回路６０４は回避されることができる。

図８は複合電圧ポンプを示す。複合電圧ポンプ８０７は、第１段電圧ポンプ８０２、ＵＰＣ１および第２段電圧ポンプを備える。第２段電圧ポンプは、電圧ポンプ８０３、８０４、８０５、８０６、ＵＰＣ２のカスケードを備える。

第１段電圧ポンプは、様々な方法で実装されることができるが、第１段電圧ポンプの好ましい実施形態は、上記で開示されてきた。第１段電圧ポンプは、互いに関して約１８０度移相された発振器信号Ｐ１およびＰ２を供給する発振器８０１に基づく。発振器信号は、電圧ポンプ８０２、ＵＰＣ１に供給されて、ポンプされた発振器信号Ｐ１’およびＰ２’を供給する。上記から、ポンプされた発振器信号は正確で同時に比較的高い電圧レベルを提供するように調節されることが、想起される。さらに、ポンプされた発振器信号は、低電圧部に実装された回路によって供給されることが、想起される。この低電圧部は、破線枠８１０によって示されている。

発振器信号Ｐ１’およびＰ２’を構成する繰り返されるパルスのパルス振幅が、低電圧部８１０用に指定された公称電圧レベルに関して最大化される場合は、第２段でカスケードされた電圧ポンプの数は最少化されることができ、その他のものも同様である。その結果として、チップ面積効率のより高い設計が提供される。

いかなるＩＣ技術でも、全ての構成部品がその電圧またはそれより下の電圧ではＤＣ電圧絶縁破壊なしに動作可能であると、仕様書に記載されている公称電圧を有することが想起される。公称電圧またはそれより下の電圧では、高い性能を有する複雑な回路が実装されることができる。この公称電圧レベルより上では、限られた数の構成部品しか使用できない。すなわち、例えば標準ＣＭＯＳトランジスタは、電圧レベルが高いため絶縁破壊するので、使用されることができない。この限定された数の構成部品には、高圧ＣＭＯＳトランジスタが含まれるが、高圧ＣＭＯＳトランジスタを実装する技術は費用がかかり、構成部品は非常に大きくかさばる。したがって、チャージ・ポンプを低電圧部と高電圧部に分割するのが有利である。

電圧ポンプの説明に戻る。ポンプされた発振器信号Ｐ１’およびＰ２’は、カスケード方式で配置された電圧ポンプ８０３、８０４、８０５、８０６、ＵＰＣ２のそれぞれに供給される。ＵＰＣ２と名づけられた各電圧ポンプには、回路ノード（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）で、Ｐ１’およびＰ２’のパルス振幅とほぼ同じパルス振幅を有する発振器信号によって重畳されたＤＣ電圧を特徴とする入力信号が供給される。ノード（ａ）は、好ましくは、ＵＰＣ１からＤＣ信号を受け取るように結合される。このＤＣ信号は、接地基準、ＤＣレベル、例えばインバータ５０２、５０３に供給されるＤＣ電源電圧、または別のＤＣ信号であり得る。

電圧ポンプのカスケードは、回路ノード（ａ）から回路ノード（ｂ）へ、そして回路ノード（ｃ）へ、さらに回路ノード（ｄ）および（ｅ）へ、だんだん大きくなる電圧レベルを発生する。各電圧ポンプは、発振器信号のパルス振幅の例えば４倍に相当する電圧を、その電圧ポンプに入力されたＤＣ信号に追加することができる。しかし、これは、ポンプの構成、特に、その構成内のコンデンサの数およびそのポンプ内の損失の大きさによって変わる。

回路ノード（ｅ）で電圧ポンプ８０５によって供給される電圧レベルは、１つのマイクロホン部材上に電荷を供給するためのマイクロホン・バイアス電圧として、直列抵抗８０８、Ｒおよび端子Ｔｃ２を介して供給される。

コンデンサ８０９、Ｃは、バイアス電圧が供給される端子Ｔｃ２に結合されたマイクロホン部材からマイクロホン信号を受け取る端子Ｔｃ４に結合された前置増幅器（図示されていない）の入力段に、ポンプされたＤＣバイアス電圧が達するのを阻止するように結合される。

発振器８０１および電圧ポンプ８０２は、端子Ｔｃ５を介して電流を引き出すことによって、動作電力を供給される。ただし、動作電力は、マイクロホン信号も供給する端子Ｔｃ４を介して供給されることもできる。

特に遠隔通信マイクロホンでは、チップ・ダイ面積単位ごとの関連する大きな全体の電圧ポンプ関数を得るために、この多段式電圧ポンプを使用することが好ましい。
電圧ポンプ８０３、８０４、８０５、および８０６、ＵＰＣ２は、同じタイプであることが好ましい。すなわち、それらは類似しているかまたは同一であることが好ましい。

高電圧ＩＣ構成部品は、より大きな相互スペーシング、より深いウェル、より厚いゲート酸化膜などを必要とする。すなわち、それらは、物理的に様々な構成部品である。下記では、高電圧部に実装するためのディクソン・タイプの電圧ポンプが説明される。

図９は、第２段電圧ポンプを示す。この電圧ポンプは、ディクソン・コンバータの形で示されていて、好ましくは、複合電圧ポンプのモジュール８０３〜８０６、ＵＰＣ２を構成する。この実施形態では、ディクソン・コンバータは、４つのダイオード・コンデンサ段を備えるが、それより少ないかあるいはそれより多い段を使用することもできる。ディクソン電圧ポンプは、通常、いくつかのダイオード・コンデンサ段からなる。部分の数は、発振器信号Ｐ１’およびＰ２’のパルス振幅ならびに所望の出力電圧によって変わる。電圧ポンプ９０１は、入力電圧信号を受け取る。ポンプ９０１がカスケードで結合されている場合、入力信号は、Ｐ１’またはＰ２’にほぼ相当する発振器信号によって重畳されるＤＣ信号として、前述のポンプ・モジュールによって供給されることができる。入力信号は「Ｉｎ」と名づけられた端子で供給され、「Ｏｕｔ」と名づけられた端子で、ポンプされた出力信号を供給する。ポンプは、発振器信号Ｐ１’およびＰ２’によって作動され、コンデンサＣ１、Ｃ３、およびＣ２、Ｃ４をそれぞれ交互に充電する。電圧ポンプが標準動作状態に達し、その結果ポンプされた出力電圧が公称レベルに達したとき、各ダイオード・コンデンサ段は、その段でのいかなる損失をも差し引いた発振器パルス振幅に等しい電圧ステップを追加する。その結果、入力電圧とパルス振幅より大きい出力電圧が供給されることができる。

ディクソン・チャージ・ポンプの特徴は、多くの様々なＩＣ技術で実装されることができる簡単な回路構成である。ディクソン・ポンプは、非常に小さなチップ面積を使用して実装されることができる。さらに、ディクソン・チャージ・ポンプの特徴は、高インピーダンス負荷（マイクロホン）を駆動しているときの低雑音および低出力リップルである。すなわち、電圧ポンプが標準動作状態に達し、ポンプされた出力電圧がその結果公称レベルに達したとき、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３およびＤ４（またはＣＭＯＳトランジスタの形をしたアクティブ・デバイス等）を通る電流は非常に小さくなる。これは、ダイオードのインピーダンスを劇的に増加させ、したがって、いかなるスイッチング・ノイズも他の回路部分からの雑音も効果的にフィルタする。

しかし、魅力的で簡単なＩＣ実装では、そのポンプ・レベルの性能は、寄生コンデンサによって低下させられ、入力電圧レベルを出力電圧レベルに関連させるそのポンプ・レベルの係数は、うまく制御することができない。それによって、予測可能なまたは所望のバイアス・レベルは、達成するのが難しくなる。増倍率は寄生コンデンサによって変わるので、また、各ディクソン部にまたがって絶対電圧低下があるので、効率的な回路構成を実現するためには、使用するディクソン段をできるだけ少なくしなければならない。

ディクソン・マルチプライヤの正確さを高め、各ディクソン部にまたがる電圧低下を最小化することはできる。しかし、その代償として、複雑さが増し、サイズが大きくなる。すなわち、ディクソン・マルチプライヤは、したがって、簡単な構成部品を使用して実装されることはできず、高電圧トランジスタおよび特別高電圧プロセスを使用して実装されなければならない。これは、より大きな面積およびより高いコストの原因となる。

好ましい標準的ＩＣ技術は、公称電圧より高い電圧に耐えることができる構成部品を作る可能性を提供する。これらの構成部品は、寄生コンデンサに基づき、したがって、それほど精密ではなく、うまく制御されない。金属コンデンサは、金属層、ｎウェル内の接合ダイオードなどの間の寄生結合に基づくことに留意されたい。しかし、そのような構成部品は、ディクソン・ポンプなどの簡単な電圧ポンプを使用する場合にしか使用できない。また、簡単なディクソン・マルチプライヤを使用することによって、高電圧技術による高電圧構成部品のサブセット、例えば深いＮウェルも使用することができる。

発振器信号Ｐ１’およびＰ２’のパルス振幅が低電圧部の公称電圧にほぼ等しい場合、高電圧部は簡単な電圧ポンプを備えて構成されることができる。これは、高電圧に耐えることができる寄生構成部品を使用してポンプを実装する利点を提供する。寄生構成部品の例には、金属コンデンサ、接合ダイオード、およびポリ・ダイオードなどがある。

図１０は、寄生コンデンサを有する第２段電圧ポンプを示す。この段は、図８に示されたポンプ段に相当するが、ここでは、寄生コンデンサＣｐ１、Ｃｐ２、Ｃｐ３およびＣｐ４が示されている。寄生コンデンサは、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３およびＣ４が集積回路チップ上に実装された場合に生じる。

図１１は、金属酸化膜コンデンサのＩＣ実装を示す。一般に、また、電圧ポンプのコンデンサを実装する場合、金属酸化膜基板（ＭＯＳ）ＩＣ技術は、面積単位ごとに限定された容量しか提供しない。しかし、ＭＯＳ技術は、電圧のブレークスルー（破裂放電）なしに高電圧に耐えることができる。したがって、ＭＯＳ技術は、高電圧電圧ポンプまたはディクソン・コンバータのカスケード段を実装するのに適している。複合電圧ポンプの第２段は、一般に、電圧を１０ボルトより上、例えば１５、２０、３０、あるいは５０または６０ボルトまでも上げることに留意されたい。これらの電圧は、移動電話、カメラ、ＰＤＡなどのコンシューマ製品のマイクロホンに普通に利用できる技術にとっては、高い電圧である。

ここで、金属酸化膜コンデンサのＩＣ実装が、コンデンサ、例えば図１０のＣ１に関して簡単に説明される。このコンデンサは、２つの金属板によって実装される。このコンデンサは、シリコン基板１１０１上に実装される。シリコン基板上では、シリコン酸化膜の第１層１１０２が、第１プレートＭ１、１１０６を基板から絶縁するために提供される。シリコン酸化膜の第２層１１０３は、第１層およびプレートＭ１、１１０６上に、第１プレートを第２プレートＭ２、１１０５から絶縁するために提供される。シリコン酸化膜の第３層１１０４は、プレートＭ２を他の回路または周囲から絶縁するために提供される。コンデンサ・プレートを接続するパスは、例えば第２および第３酸化膜層１１０３および１１０４内で決められる。

基板は、一般に接地基準に接続されるので、Ｃ１の第１プレートと共に作用して寄生コンデンサＣｐ１を作り出すコンデンサ・プレートを形成することがわかる。
いわゆるポリコンデンサに比べて、ＭＯＳ技術では、酸化膜層はより厚く、したがって容量はより小さい。

図１２は、ポリ・ダイオードのＩＣ実装を示す。ポリ・ダイオードのＩＣ実装は、単一ダイオードに関して簡単に説明される。ダイオードは、Ｐ＋と表示された材料１２０３およびＰ＋部分に隣接して配置されたＮ＋と表示された材料１２０４の層部分によって実装される。Ｐ＋と表示され層部分およびＮ＋と表示された層部分は、これらの部分をシリコン基板１２０１から絶縁するためにシリコン酸化膜の層上に配置される。ポリ・ダイオードは、高電圧に耐えることができるので、電圧ポンプに好都合である。一般に、酸化膜層の厚さは約１０００ｎｍであり、２００〜３００ボルトまで耐えることができる。

図１３は拡散ダイオードのＮウェル内でのＩＣ実装を示す。拡散ダイオードは、シリコン基板層１３０１内のウェルに入れられる。ウェル１３０４は、基板１３０１のＮ＋と表示された部分を提供することによって得られる。ウェル１３０４では、Ｐ＋と表示された部分１３０２は、Ｎ＋と表示された部分１３０３から離れたところに提供される。

Ｐ＋と表示された部分は、電気回路ノード（１）を提供するための回路パスを備え、Ｎ＋と表示された部分は、回路ノード（２）を提供するための回路パスを備える。それによって、ダイオードＤ１が形成される。しかし、Ｎウェル・ダイオードの物理的構造のために、また、基板１３０１は一般に接地基準（ノード（３））に接続されるために、寄生ダイオードＤ２も作り出される。

図１４は、Ｎ−ＭＯＳスイッチを有するチャージ・ポンプを示す。チャージ・ポンプは、ディクソン・タイプのものであり、４つのスイッチ・コンデンサ段、Ｓ１、Ｃ１、Ｓ２、Ｃ２、Ｓ３、Ｃ３およびＳ４、Ｃ４を備える。Ｎ−ＭＯＳスイッチ１４０１、１４０２、１４０３は、制御可能スイッチとして結合された第２トランジスタ１４０５のバイアスを供給するダイオードとして結合された第１Ｎ−ＭＯＳトランジスタ１４０１を含む。

最終スイッチ・コンデンサ段のスイッチＳ４は、ダイオードとして結合される。コンデンサ１４１３、ＣＬは負荷（マイクロホン素子）を表す。トランジスタ１４０７は、コンデンサ１４１２、Ｃ５と組み合って、スイッチＳ３、１４０３の制御を提供する。
電圧ポンプの他のタイプおよび実装も利用可能であることに留意されたい。

図１５は、マスター・スレーブ構成を有する複合チャージ・ポンプを示す。複合チャージ・ポンプ８０７のこの構成では、簡単なフィードバック回路が高電圧部８１１内に提供される。フィードバック回路は、電圧ポンプ・モジュール８０３に類似している、好ましくは、できる限り類似している、電圧ポンプ・モジュール１５０１に基づいている。電圧ポンプ・モジュール１５０１は、ポンプ・モジュール８０３と同じ入力を受け取る。ポンプ・モジュール１５０１の出力は、（コンパレータの形で示されている）レギュレータ１５０２に結合される。ポンプ・モジュール１５０１からの出力は、基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、レギュレータはエラー信号を電圧ポンプ８０２に戻す。電圧ポンプ８０２は、エラー信号に応じて、発振器信号Ｐ１’およびＰ２’の調節された振幅を供給するように構成される。それによって、マスター・スレーブ調節構成が提供され、この場合、電圧は高電圧部で、ただし高電圧部のカスケード電圧ポンプの比較的前の段で、検知される。

代替構成では、回路ノード（ｂ）での検知された電圧は、回路ノード（ａ）から直接供給される。それによって、マスター電圧ポンプ１５０１は省かれることができる。

図１６は、電圧ポンプを備えた集積回路と、フィードバック・フィルタを備えた前置増幅器とを有するマイクロホンを示す。電圧ポンプＶｐｍｐ、１６０１は、ポンプ電圧を抵抗Ｒｃ、１６０２を介してバイアス電圧Ｖｂとして供給する。コンデンサＣｃは、電圧ポンプからの雑音を減結合するために抵抗Ｒｃと一緒に動作する。電圧ポンプ１６０１は、図８に示されたように実施されることができ、この場合、抵抗Ｒｃ、１６０２は、抵抗Ｒ、８０８に相当し、コンデンサＣｃは、コンデンサＣ、８０９に相当する。しかし、示された構成では、マイクロホン素子Ｃｍｉｃ、１６０３は、フローティング・デバイスとして結合される。マイクロホン素子をフローティング・デバイスとして結合するこの構成は、ＭＥＭＳマイクロホンは一般にフローティング・デバイスとして結合されることができるので、マイクロホン素子がＭＥＭＳデバイスである場合は特に好都合である。

電圧ポンプは、マイクロホン１０１の、Ｐｗｒ／Ｏｕｔと名づけられた出力端子を介して、動作電流を受け取る。
代替構成では、マイクロホン素子１６０３は、そのマイクロホン部材の１つによって、接地基準に結合される（例えば図１参照）。典型的な静電コンデンサ・マイクロホンでは、そのマイクロホン部材の１つ（一般にバックプレート）は、接地基準に接続されるように構成される。

動作可能増幅器１６０４の非反転入力（＋）は、コンデンサ・マイクロホン素子Ｃｍｉｃのプレート部材の第１部材からマイクロホン信号を受け取るように結合される。増幅器１６０４は、フィードバック回路１６０５を備える。フィードバック回路１６０５は、増幅器１６０４からの出力信号を受け取るように結合された「ａ」と名づけられた入力ポート、および増幅器１６０４の反転入力（−）に結合された「ｂ」と名づけられた出力ポートを有する。増幅器１６０４およびフィードバック回路１６０５を備えた前置増幅器は、半導体基板１６０６上に実装される。

増幅器１６０４およびフィードバック回路１６０５は、連合して、非反転入力（＋）から（フィードバック回路の入力ポート「ａ」に接続された回路ノードに相当する）出力への周波数伝達関数を有する。この周波数伝達関数は、高域通過特性を有する。しかし、フィードバック回路は、ゼロおよびポールを持つ、ポート「ａ」からポート「ｂ」への周波数伝達関数を有する。ここで、ゼロはポールより高い周波数に置かれる。したがって、フィードバック回路は低域通過特性を有する。

フィルタの形のフィードバック回路は、第１オーダ・フィルタであり得るか、あるいは、例えば第２オーダ、第３オーダ、または第４オーダなど、より高いオーダのものであり得る。この回路はまた、パッシブ回路としても、アクティブ回路としても実装されることができる。フィードバック・ループは、フィードバックを有する増幅器の全体の利得が、低周波数（例えば２０、１０または５Ｈｚより下）では比較的低く、可聴帯域周波数（例えば２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚの範囲）では比較的高いことを保証する。

前置増幅器は、Ｐｗｒ／Ｏｕｔと名づけられたその出力端子から電力を供給される。しかし、端子Ｐｗｒ／Ｏｕｔを通して、例えば電源電圧Ｖｄｄに結合された抵抗１６０８を介して、電流を引き出すことが可能でなければならない。増幅器は、非反転入力に接続されたマイクロホンを有する非反転増幅器として結合される。これは、マイクロホンの静電容量の負荷が非常に低いことを保証する。フィードバックのために、増幅器１６０４の反転入力端子（−）は、非反転端子（＋）を正確にフォローする。増幅器１６０４の入力段が差動トランジスタ対（すなわち差動段）である場合、トランジスタ対のゲート電源電圧は一定のままで、入力容量は、その結果として、非常に低くなる。

電圧ポンプによって発生されるバイアス電圧に戻る。マイクロホン・プレート部材の１つにエレクトレット層がない場合、外部バイアスが必要であり、これは、前置増幅器として同じ半導体基板上に集積された電圧ポンプによって供給され得ることが、想起される。さらに、電圧ポンプは、通常、かなり雑音が多く、したがって、減結合フィルタが必要である。このフィルタは、減結合コンデンサＣｃおよび大きな抵抗、Ｒｅからなっていてよい。電圧ポンプ１１０１の雑音を減結合するためには、非常に低い遮断周波数を有するフィルタが必要である。したがって、パワー・アップ中に非常にゆっくり安定する。すなわち、非常に大きな低周波数信号が、かなりの時間増幅器の入力上に存在する。したがって、低周波数での低利得を有する前置増幅器は、非常に有益であることが分かる。

マイクロホンが高ＤＣ電圧でバイアスをかけられた場合、増幅器はほとんど全ての場合、過負荷なしには大きなＤＣレベルを処理することができないので、増幅器とマイクロホンの間にＤＣ結合静電容量が必要である。さらに、同じチップにあらゆるものを集積することによって、トータル性能ができる限りよい性能を生み出して最適化されることができる。

集積回路への動作電力は、代替として、別個の電力端子を介して供給されることができ、それによって、マイクロホン信号を供給し、それぞれ異なる端子を介して動作電力を受け取ることに留意されたい。

図１７ａは、第１フィードバック・フィルタを示す。フィードバック・フィルタ１６０５は、「ａ」と名づけられた入力ポートおよび「ｂ」と名づけられた出力ポートを有するフィードバック回路を形成する。入力ポート、ａは、第１抵抗Ｒ２、１７０２、コンデンサＣ、１７０３、および第２抵抗Ｒ３、１７０１の直列接続を介して接地基準に接続される。出力ポート、ｂは、第１抵抗Ｒ、１７０２およびコンデンサＣ、１７０３の相互接続によって形成された回路ノードに結合される。

フィードバック・フィルタは、様々なやり方で実装されることができるが、それら全てがチップに集積するのが同様に容易なわけではない。特に、直列抵抗を有するフィルタ・タイプは、必要な構成部品値をチップまたは半導体基板に実装するのが難しいので、実装するのが難しい。

所望のフィルタ伝達関数は、高域フィルタ関数である。これは、一般に、コンデンサを有する２つの直列抵抗を使用して実装される（図１７ａ参照）。ポートａからポートｂへの伝達関数は、より低い周波数では１に近く、より高い周波数ではＲ２とＲ３の比によって決定される。低雑音を得るためには、抵抗はｋＯｈｍの範囲内になければならず、したがって、コンデンサ値は所望の遮断周波数を実現するためにｎＦの範囲にある必要がある。ｎＦの範囲にあるコンデンサは過度に大きなチップ面積を必要とし、したがって、チップ実装にはそのような解決策は不可能であると考えられる。しかし、フィルタを好都合なＩＣ実装のために修正することは、当業者の技能の範囲内にある。

図１７ｂは、ＩＣ実装のための第２フィードバック・フィルタを示す。フィードバック・フィルタ１６０５は、「ａ」と名づけられた入力ポートおよび「ｂ」と名づけられた出力ポートを有するフィードバック回路を形成する。フィルタは、相互接続で抵抗ノードを形成する第１抵抗Ｒ２、１７０７および第２抵抗Ｒ３、１７０８の直列接続に接続された入力ポート、ａを備えた構成を有する。入力ポートは、相互接続でコンデンサ・ノードを形成する第１コンデンサＣ１、１７０６および第２コンデンサＣ２、１７０４の直列接続にも接続される。コンデンサ・ノードは出力ポートを形成する。さらに、抵抗ノードおよびコンデンサ・ノードは、抵抗Ｒ１、１７０５によって相互接続される。

このフィードバック・フィルタの構成では、ポートａからポートｂへの低周波数伝達関数は、２つの抵抗Ｒ２、１７０７およびＲ３、１７０８によって決定される。高周波数伝達関数は、Ｃ１、１７０６とＣ２、１７０４によって決定される。フィルタの遮断周波数は、Ｒ１、１７０５によって設定されることができる。Ｒ１、１７０５が非常に大きいように選ばれた場合、フィルタの雑音は非常に低い周波数に移され、したがって、可聴帯域雑音は、過度に大きなコンデンサ値を使用することなしに最小化される。半導体基板上への実装に適切な範囲は、Ｃ１＝１〜５００ｐＦ、Ｃ２＝１〜５００ｐＦ、およびＲ１＝ＧＯｈｍ〜Ｔｏｈｍである。

図１８は、前置増幅器の詳細図と共にブートストラップ構成を示す。増幅器入力段１８０１は、ＰＭＯＳデバイス１８０３、１８０６の差動対を備える。この差動対は、１／ｆ雑音および白色雑音の最適条件が存在するので、幅と長さの両方で最適化されなければならない。必要な場合は、この差動対内の２つのトランジスタの縦横比を調節することによって、差動対にオフセットを組み込むことができる。代替として、あるいは追加として、差動段の底部にあるカレント・ミラー１８０４、１８０５のミラーリング関数を調節することができる。差動対トランジスタの縦横比間の比率がＡで、カレント・ミラー関数がＢである場合、増幅器のオフセットは、ｎ^＊Ｖｔ^＊ｌｎ（Ａ^＊Ｂ）になる。ｎがいわゆる弱反転傾斜率である場合、Ｖｔは２６ｍＶにほぼ等しい定数である。

差動入力段の様々な実装形態が存在する。例えばＮＭＯＳカレント・ミラー１８０４、１８０５は、ＰＭＯＳカレント・ミラーと組み合ったいわゆる折りたたみカスコードによって置き換えられることができる。

増幅器の出力段１８０２で、出力トランジスタ１８０８は、高インピーダンス利得ノードに接続される。この機能は、利得を追加することと、高インピーダンス・ノードを外部から絶縁することである。変化する電流を有するデバイスは、出力トランジスタだけであることに留意されたい。そのため、他のトランジスタは、一定の電流源によってバイアスをかけられる。
したがって、差動入力段および出力段を有する主増幅器が説明される。

上記で説明されたように、金属酸化膜コンデンサは、本質的に寄生コンデンサを提供する。したがって、Ｃ１、１０７などのＤＣブロッキング・コンデンサは、寄生コンデンサを確立する。この寄生コンデンサは、前置増幅器へのマイクロホン信号入力を劣化させる。しかし、コンデンサＣｐ、１８０９によって示されるように、この寄生コンデンサの影響は、マイクロホン信号が受け取られる増幅器の入力端子（例えば非反転入力）と、トランジスタ１８０７と１８０３（１８０６）の間に設定された増幅器の回路ノードとの間に寄生コンデンサを結合することによって、実質的に除去されることができる。この２つのノード間で、トランジスタ１８０３（場合によっては１８０６）は、ほぼ１倍（０ｄＢ）の利得を提供する。それによって、コンデンサにまたがる電圧スイングは、ほぼ０ボルトに保持される。

代替的に、寄生コンデンサは、前置増幅器の反転入力（−）と非反転入力（＋）の間に結合される。それによって、入力端子の特性から生じる電圧が、寄生コンデンサＣｐの影響を低減するために利用される。

寄生コンデンサＣｐのプレート部材のうちの第１部材は、非寄生コンデンサ（例えば、コンデンサＣ１、１０７などのＤＣブロッキング・コンデンサ）と共用される。寄生コンデンサＣｐのもう１つのプレート部材は、基本的にＩＣの基板であるが、これはグラウンドに結合されるので、基板と第１プレート部材の間のシールドが寄生コンデンサへの接触を確立するために提供される。このシールドは、寄生コンデンサのプレート部材であるが、例えば、基板に対する電気絶縁を提供するＮウェル・ダイオードによって提供される。

図１９は、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを有する集積回路を備えたマイクロホンの第一実施形態を示す。シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータ１９０３は、クロック信号をチップ・ダイ１９０２の端子Ｔｃ４およびマイクロホン１９０１の端子Ｔ３を介して受け取る。クロック信号に呼応して、直列デジタル・データが、端子Ｔｃ５およびＴ４を介して出力される。シグマ・デルタ・コンバータは、レギュレータ１９０４から電圧基準を受け取る。レギュレータ１９０４はまた、発振器１０３および増幅器１０８にも電圧基準または電圧電源を提供する。レギュレータ１９０４は、個別の端子Ｔｃ６（Ｔ５）を介して動作電力を受け取る。

低域フィルタ９０４、ＬＰＦは、ポンプ電圧信号内の主にスイッチング・ノイズを減らすために、電圧ポンプ１０４からのポンプ電圧をフィルタする。

図２０は、シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを有する集積回路を備えたマイクロホンの第２実施形態を示す。この実施形態では、シグマ・デルタ・コンバータ１９０３を制御するクロック信号はまた、電圧ポンプ１０３への入力発振器信号としても利用される。好ましくは、電圧ポンプは、以下に説明される次の処理のための信号Ｐ１およびＰ２を提供するために、クロック信号の１８０度移相されたバージョンを提供する。

一代替実施形態では、周波数ディバイダまたはマルチプライヤは、発振器周波数を、シグマ・デルタ・コンバータと電圧ポンプの間で相対的にシフトするために提供される。外部から供給されたクロック信号の共用は、チップ・ダイ面積の消費を低減する。

一般に、マイクロホンは、代替として、フローティング構成で結合され得ることに留意されたい。例えば、マイクロホン、Ｃｍｉｃは、コンデンサＣ１または９０６に取って代わることができる。したがって、コンデンサＣ１または９０６は、マイクロホン、Ｃｍｉｃに取って代わることができる。

一般に、前置増幅器構成に関連して、前置増幅器は、様々なタイプのものでよいことに留意されたい。したがって、前置増幅器は、差動出力信号を供給する差動増幅器として実装されることができる。それによって、マイクロホン上で音圧に呼応して供給された信号は、差動前置増幅器に供給される。差動前置増幅器の特徴は、可聴範囲より下の周波数では比較的利得が低く、可聴範囲内の周波数では比較的利得が高いという利得特性を有することである。好ましくは、利得特性は、可聴範囲より下では、第１、第２、第３、第４、またはより高いオーダとして、下降する。なおその上に、この増幅器の特徴は、低周波数マイクロホン信号を共通モード信号として処理し、高周波数マイクロホン信号を差動モード信号として処理することである。それによって、低周波数構成部品は効果的に抑制される。差動出力信号は、マイクロホン前置増幅器出力信号として２つの端子にまたがって供給される。

特に、シグマ・デルタ変調器に関連して、低周波数信号を除去することが重要である。なぜなら、そうしないと、低周波数信号が、シグマ・デルタ・コンバータによって供給されるデジタル信号内で、アイドル・モード・トーンを発生するからである。

図２１は、マイクロホン・カートリッジを示す。マイクロホン・カートリッジ２１０１が、集積回路ＩＣ、２１０２およびマイクロホン素子２１０３を示す概略図に示されている。集積回路２１０２は、上記で開示された前置増幅器および電圧ポンプを備え、半導体基板または単一チップ・ダイ上に実施される。

図２２は、集積回路およびＭＥＭＳマイクロホン素子を有するマイクロホンの概略図を示す。マイクロホン２２０１は、第１基板２２０２上に集積されたＭＥＭＳマイクロホン部材からなる。第２基板２２０３上には、前置増幅器回路および電圧ポンプが、前記で説明されたように、提供される。第１および第２基板は、電気的接続を実現するように互いにボンディングされる。

前置増幅器回路は、上記で開示された様々な実施形態の１つを備える、すなわち電圧ポンプおよび前置増幅器を備える。任意選択で、前置増幅器は、高域フィルタ特性を有する増幅器を提供するためにフィードバック回路を備える。
ＭＥＭＳマイクロホン素子、電圧ポンプ、およびマイクロホン前置増幅器は、単一の半導体基板上に集積されることができることに留意されたい。

好ましい一実施形態では、前置増幅器の入力サイドはリミッタ回路に結合される。チャージ・ポンプが始動するとき、非常に大きな信号がマイクロホン・コンデンサの片側に存在する。リミッタがない場合、この大きな信号は前置増幅器の入力にも結合する。この信号は、大きな低周波数成分を有し、したがって、低周波数での公称利得を有する場合は、前置増幅器に過負荷をかける。そのようなチャージ・ポンプからの「パワー・オン」パルスは、非常に大きな入力音圧レベルの等価物である。前置増幅器の入力でのリミッタは、一般には通常の動作に影響することなく、始動パルスをクランプするように設計されることができる。そのようなリミッタは、２つのダイオード結合トランジスタまたは１対のバック・トゥ・バック結合ダイオードによって実装されることができる。前置増幅器は、追加として、高域フィルタ関数を持つ利得対周波数関数を有するように設計された場合、識別された問題は容易に回避されることができる。集積回路は、別々の回路と違って、複数の回路が物理的に同じシリコン内に実装されることが特徴である。

一般に、コンデンサ・プレートの１つがエレクトレット層なしに（または実質的にエレクトレット層なしに）可動な膜である、コンデンサの原理に基づくマイクロホンは、コンデンサ・マイクロホンと呼ばれる。

上記の機能は、フィードバック・フィルタを備えた利得段を含む前置増幅器構成の諸実施形態において利用されることができ、この構成は、可聴帯域より低い周波数では比較的低い利得応答を有し、可聴帯域内では比較的高くほぼ平坦な利得応答を有する。この可聴帯域は、可聴帯域の典型的な定義の範囲内のいかなる帯域でもよいと定義されることができる。典型的な定義は、２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚでよい。例示的な可聴帯域の低域遮断周波数は、２０Ｈｚ、５０Ｈｚ、８０Ｈｚ、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、２００Ｈｚ、２５０ｈｚなどでよい。例示的な可聴帯域の高域遮断周波数は、３ＫＨｚ、５ＫＨｚ、８ＫＨｚ、１０ＫＨｚ、１８ＫＨｚ、２０ＫＨｚなどでよい。ほぼ平坦なとは、およそ＋／−１ｄＢ、＋／−３ｄＢ、＋／−４ｄＢ、＋／−６ｄＢなどの範囲内の利得応答の変動を意味する。ただし、他の追加の変動値も、用語「ほぼ平坦な」を定義するために使用されることができる。

上記で、差動前置増幅器構成が開示されてきた。これらの構成は、様々な入力／出力端子構成、例えば２端子構成を含む。しかし、マイクロホンおよび前置増幅器への信号の入力／出力のために、３つまたは４つ、あるいはそれ以上の端子が提供され得ることに留意されたい。特に、（第１端子での）電源電圧および（第２端子での）前置増幅器出力には、それぞれ個別の端子が提供され得ることに留意されたい。差動前置増幅器出力の場合、電源用端子のほかに、出力信号用に２つの端子が提供され得る。
接地基準用には専用端子が提供される。この接地基準は、一般に電源および出力信号とによって共用される。ただし、必ずしも共用されるわけではない。

電圧ポンプを有する集積回路を備えたマイクロホンを示す図である。 定電流引き出し発振器によって作動される電圧ポンプを有する集積回路を備えたマイクロホンを示す図である。 定電流消費を有する第１発振器を示す図である。 定電流消費を有する第２発振器を示す図である。 第１段電圧ポンプの第１実施形態を示す図である。 第１段電圧ポンプの第２実施形態を示す図である。 第１段電圧ポンプの第３実施形態を示す図である。 複合電圧ポンプを示す図である。 第２段電圧ポンプを示す図である。 寄生コンデンサを有する第２段電圧ポンプを示す図である。 金属酸化膜コンデンサのＩＣ実装を示す図である。 ポリ・ダイオードのＩＣ実装を示す図である。 Ｎウェル内での拡散ダイオードのＩＣ実装を示す図である。 Ｎ−ＭＯＳスイッチを有するチャージ・ポンプを示す図である。 マスター・スレーブ構成を有する複合チャージ・ポンプを示す図である。 電圧ポンプと、フィードバック・フィルタを有する前置増幅器とを有する集積回路を備えたマイクロホンを示す図である。 第１フィードバック・フィルタを示す図である。 第２フィードバック・フィルタを示す図である。 前置増幅器の詳細図と共にブートストラップ構成を示す図である。 シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを有する集積回路を備えたマイクロホンの第１実施形態を示す図である。 シグマ・デルタＡ／Ｄコンバータを有する集積回路を備えたマイクロホンの第２実施形態を示す図である。 マイクロホン・カートリッジを示す図である。 集積回路およびＭＥＭＳマイクロホン部材を有するマイクロホンの概略図である。

Claims (27)

1. マイクロホン出力信号を供給するように構成された集積回路であって、
   第２マイクロホン部材に関連して可動な第１マイクロホン部材によって発生された入力信号を受け取るために結合された前置増幅器と、
   どちらのマイクロホン部材にもバイアス電圧を供給する電圧ポンプと
   を備える集積回路。
2. バイアス電圧をどちらのマイクロホン部材にも供給するために発振器によって駆動される電圧ポンプを備えて構成され、前記発振器が、前記発振器によって供給される信号サイクルにまたがってほぼ等しいレベルの電流を引き出すように構成される、請求項１に記載の集積回路。
3. 前記発振器が、電荷を充電されることができる素子を有するパスを備え、前記パスが、前記異なるパスの前記異なる素子を共通のソースから引き出された電流によって交互に充電するために、前記発振器によって制御される、請求項１または２に記載の集積回路。
4. 前記電圧ポンプが、電圧パルス・レベルを有する振動信号がより高い電圧パルス・レベルへポンプされる第１ポンプ段と、電圧レベルが前記第１段で前記より高い電圧パルス・レベルを供給された発振器信号に作用する回路によってより高いレベルへポンプされる第２ポンプ段とを有する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の集積回路。
5. 公称電圧レベルでの、またはそれより下での電気的動作のための回路構成部品レイアウトを備えて構成される第１部と、前記公称電圧より上での電気的動作のための回路構成部品レイアウトを備えて構成される第２部とを含む、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の集積回路。
6. 前記第１電圧ポンプ段の出力信号が、前記第１ポンプ段から出力される前記信号（Ｐ１’、Ｐ２’）の固定電圧パルス・レベルを維持する回路へのフィードバック信号として供給される、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の集積回路。
7. 前記電圧ポンプが、中間バイアス電圧を供給する第１ポンプ段と、前記中間バイアス電圧からの前記バイアス電圧を供給する第２ポンプ段とを有し、前記第２ポンプ段がディクソン・コンバータとして構成される電圧ポンプを備える、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の集積回路。
8. 前記ディクソン・タイプの電圧変換器の出力信号が、前記電圧変換器から出力された前記信号の調節された電圧パルス・レベルを供給する回路へのフィードバック信号として提供される、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の集積回路。
9. 複数の電圧変換器が前記バイアス電圧を供給するためにカスケードされ、前記カスケードの前記第１変換器に合致する別の電圧変換器が、前記第１変換器として前記同じ信号を受け取り、フィードバック信号を、前記別の電圧変換器から出力された前記信号の固定電圧レベルを維持する回路に供給するために結合される、請求項１乃至８のいずれか１項に記載の集積回路。
10. 前記電圧ポンプが金属コンデンサとして実装されるコンデンサを備える、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の集積回路。
11. 前記電圧ポンプがポリ・ダイオードとして実装されたダイオードを備える、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の集積回路。
12. 前記電圧ポンプがＮウェル内の拡散ダイオードとして実装されたダイオードを備える、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の集積回路。
13. 前記前置増幅器が、
    第１および第２入力端子を有する差動入力段ならびに出力端子を有する出力段と、
    前記出力端子と前記第１入力端子の間に結合され、前記半導体基板上に集積された、低域通過周波数伝達関数を有するフィードバック回路とを備え、
    前記第２入力端子がマイクロホン信号のための入力を供給する、
    請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の集積回路。
14. 前記フィードバック回路が、前記周波数領域で、ゼロおよびポールを持つ伝達関数を有するフィルタであり、前記ゼロが前記ポールより高い周波数に置かれる、請求項１３に記載の集積回路。
15. 前記前置増幅器が、前記周波数領域で、ゼロおよびポールを持つ伝達関数を有し、前記ポールが０．１Ｈｚ乃至５０Ｈｚまたは０．１Ｈｚ乃至１００Ｈｚまたは０．１乃至２００Ｈｚの範囲にある、請求項１３または１４に記載の集積回路。
16. 前記フィードバック回路が、前記周波数領域で、遷移周波数範囲より下では比較的高い利得レベルを有し、前記遷移周波数範囲より上では比較的低い利得レベルを有するフィルタである、請求項１３乃至１５のいずれか１項に記載の集積回路。
17. 前記遷移周波数範囲が約１００Ｈｚの周波数より下にある、請求項１３乃至１６のいずれか１項に記載の集積回路。
18. 前記遷移周波数範囲が４０Ｈｚの周波数より下にある、請求項１３乃至１７のいずれか１項に記載の集積回路。
19. ＤＣ電圧が前記第１または第２マイクロホン部材にバイアスをかけることから起こす前記前置増幅器の前記入力でのＤＣ電圧を下げるために結合された、ＤＣブロッキング・コンデンサを備える、請求項１乃至１８のいずれか１項に記載の集積回路。
20. 前記集積回路がＡ／Ｄコンバータを備える、請求項１乃至１９のいずれか１項に記載の集積回路。
21. さらにアナログ・デジタル変換器を備えて構成され、前記電圧ポンプおよび前記アナログ・デジタル変換器が共通のクロック信号によって駆動される、請求項１乃至２０のいずれか１項に記載の集積回路。
22. 前記アナログ・デジタル変換器がシグマ・デルタ・コンバータ・タイプのものである、請求項２０または２１に記載の集積回路。
23. 高域フィルタを備えた、請求項１乃至２２のいずれか１項に記載の集積回路。
24. 前記前置増幅器が高域フィルタ関数を提供するように構成された、請求項１乃至２３のいずれか１項に記載の集積回路。
25. 請求項１乃至２４のいずれか１項に記載の集積回路を備えたマイクロホン。
26. コンデンサ・マイクロホンである、請求項２５に記載のマイクロホン。
27. ＭＥＭＳマイクロホンである、請求項２５に記載のマイクロホン。
    

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