DE102018118795B3

DE102018118795B3 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons

Info

Publication number: DE102018118795B3
Application number: DE102018118795.5A
Authority: DE
Inventors: Lars Urbansky; Udo Zölzer
Original assignee: Helmut Schmidt Universitaet
Current assignee: Helmut Schmidt Universitaet
Priority date: 2018-08-02
Filing date: 2018-08-02
Publication date: 2019-11-28
Anticipated expiration: 2038-08-03
Also published as: EP3606098A1; EP3606098B1

Abstract

Es wird ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons nach einem Hochfrequenzverfahren mit Doppelseitenband-Amplitudenmodulation beschrieben. Die Signalverarbeitung erfolgt dabei weitgehend mittels eines digitalen Schaltungsteils (D-C), der vorzugsweise in Form eines FPGAs bzw. eines digitalen Signalprozessors realisiert ist und einen HF-Generator (CG) zur Erzeugung eines digitalen überabgetasteten HF-Trägersignals (x(k); x(k)), vorzugsweise eine Einheit (NS) zur Rauschformung, sowie einen digitalen Demodulator (Dm) zur Demodulation eines digitalen DSB-AM Audiosignals (x(m)) und zur Erzeugung eines digitalen Basisband-Audiosignals (x(m)) aufweist. Vorzugsweise ist auch ein Dezimator (Dc) zur Dezimierung der Abtastrate des digitalen Basisband-Audiosignals (x(m)) und zur Erzeugung eines digitalen Basisband-Audiosignals (x(n)) mit einer Standard-Audio-Abtastrate vorgesehen. Ein wesentlicher Vorteil besteht dabei darin, dass ein hoher Dynamikbereich ohne den Einsatz von Mehrkanal-A/D-Wandlern und ein hoher Signal/Rauschabstand in dem digitalen DSB-AM Audiosignal erzielt werden kann.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons nach einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation.
Bei einem Kondensatormikrofon werden Schallwellen bekanntlich in Form von Änderungen der Kapazität einer Kondensatorkapsel erfasst, die eine durch die Schallwellen bewegte Membran und mindestens eine starre Gegenelektrode aufweist. Unterschieden wird dabei u. a. zwischen Standard-Kondensatorwandlern, die nur eine Gegenelektrode aufweisen, und symmetrischen Kondensatorwandlern oder Gegentaktwandlern, bei denen die Membran zwischen zwei Gegenelektroden angeordnet ist, sodass zwei Kondensatoren entstehen. Eine durch auftreffende Schallwellen verursachte Membranauslenkung in einer Richtung führt dabei zu einer Verkleinerung des Luftspaltes zu der einen Gegenelektrode und einer gleichzeitigen Vergrößerung des Luftspaltes zu der anderen Gegenelektrode. Dies hat eine entsprechend gegenläufige Vergrößerung bzw. Verkleinerung der Kapazitäten der beiden Kondensatoren (Gegentaktwandler) zur Folge.
Da die Masse der Membran sehr gering ist, kann sie den auftreffenden Schallwellen sehr genau und schnell folgen, sodass Kondensatormikrofone insbesondere gegenüber dynamischen Mikrofonen überlegene physikalische Eigenschaften aufweisen und damit NF-Ausgangssignale mit hoher Klangqualität, Impulstreue, Empfindlichkeit und Rauscharmut erzeugt werden können.
Allerdings benötigen Kondensatormikrofone eine externe Spannungsversorgung für die Kondensatorkapsel, um die Kapazitätsänderungen in ein Ausgangssignal umsetzen zu können. In diesem Zusammenhang werden zwei grundsätzlich unterschiedliche Verfahren unterschieden:
Bei dem Niederfrequenz-Verfahren wird die Kondensatorkapsel über einen hochohmigen Widerstand mit einer Vorspannung aufgeladen. Die sich durch die auftreffenden Schallwellen ändernde Kapazität der Kondensatorkapsel führt bei im Wesentlichen konstanter Kondensatorladung zu einer entsprechenden proportionalen Änderung der Ausgangsspannung an der Kondensatorkapsel. Dieses Verfahren hat jedoch verschiedene Nachteile. Zum einen können insbesondere in Umgebungen mit hoher Luftfeuchtigkeit Leckströme auftreten, die zu einem schlechten Signal/Rauschverhältnis führen, zum anderen ist aufgrund der geringen Kapazität der Kondensatorkapsel ein Impedanzwandler mit sehr hohem Eingangswiderstand für die weitere Verarbeitung der Ausgangsspannung erforderlich.
Zur Vermeidung dieser Nachteile wird bevorzugt eines der bekannten HochfrequenzVerfahren angewendet, bei dem die sich ändernde Kapazität der Kondensatorkapsel zur Modulation der Frequenz, der Phase oder der Amplitude eines hochfrequenten elektrischen Trägersignals (HF-Signal) benutzt wird.
Bei der Frequenzmodulation ist die Kondensatorkapsel Teil eines Resonanzkreises, sodass die durch die Schallwellen verursachten Änderungen der Kapazität der Kondensatorkapsel zu entsprechenden Änderungen der Resonanzfrequenz führen. Dieses Verfahren erfordert jedoch einen sehr frequenzstabilen Oszillator, damit das nach der Demodulation gewonnene Audiosignal nicht gestört ist.
Bei der Phasenmodulation ist die Kondensatorkapsel Teil eines LC Parallel-Resonanzkreises, sodass die Änderungen der Kapazität der Kondensatorkapsel zu entsprechenden Änderungen der Resonanzfrequenz des LC-Kreises und damit zu Phasenverschiebungen des extern erzeugten und eingekoppelten HF-Signals führen. Auch für dieses Verfahren ist ein sehr frequenzstabiles HF-Signal sowie zur Erzielung einer großen Phasenverschiebung bzw. Mikrofonempfindlichkeit ein hoher Q-Faktor des LC-Kreises erforderlich. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass die Phasen-Antwort nur einen relativ geringen linearen Bereich aufweist, sodass im Falle eines hohen Schalldruckpegels die Änderung der Kapazität und die sich ergebenden Phasenverschiebungen nicht mehr proportional zueinander sind.
Bei der Amplitudenmodulation bildet die Kondensatorkapsel schließlich zusammen mit zwei gleichartigen Wicklungen eine HF-Transformator-Brückenschaltung, die auf die Frequenz eines HF-Trägersignals abgestimmt ist, das von einem über eine weitere Wicklung angekoppelten HF-Oszillator erzeugt wird. Durch die Bewegung der Membran und die dadurch bewirkte Veränderung der Kapazität kann am Brückenzweig der Schaltung eine dazu proportionale Doppelseitenband-amplitudenmodulierte (DSB-AM) Audio-Ausgangsspannung mit unterdrücktem HF-Trägersignal erzeugt werden.
Dieses Verfahren ist insbesondere für die eingangs genannten symmetrischen Kondensatorwandler oder Gegentaktwandler geeignet, bei denen die beiden Kondensatoren als kapazitiver Spannungsteiler in einen der Brückenarme geschaltet werden.
Aus der DE 4300379A1 und der DE 102010000686A1 sind Beispiele für solche HF-Transformator-Brückenschaltungen mit symmetrischen Kondensatorwandlern bekannt.
Bei Standard-Kondensatorwandlern muss hingegen für den Spannungsteiler ein entsprechender Referenz-Kondensator in den Brückenarm geschaltet werden.
Aus der US 6,697,493 B1 ist ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung bekannt, mit dem/der ein auf einen kapazitiven Schallwandler auftreffendes akustisches Signal in ein digitales Signal umgewandelt wird. Dazu wird der Schallwandler mit einem Gegen-Signal in der Weise beaufschlagt, dass dieser im Wesentlichen in seinem Ruhezustand verbleibt, wenn auf diesen ein akustisches Signal auftrifft. Jede Auslenkung aus dem Ruhezustand in der einen oder anderen Richtung wird in ein digitales Signal „1“ bzw. „0“ umgesetzt, aus dem das Gegen-Signal abgeleitet wird und das Informationen über das akustische Signal enthält.
In der US 2008/0219474 A1 wird eine integrierte Schaltung beschrieben, die zur Erzeugung eines Mikrofon-Ausgangssignals einen Vorverstärker für ein mit einer Mikrofonmembran oder einem Mikrofonelement, demgegenüber die Membran beweglich ist, erzeugtes Eingangssignal, eine Ladungspumpe und einen Tiefpassfilter aufweist, wobei der Tiefpassfilter zur Filterung der Pumpspannung und zur Erzeugung einer Vorspannung für die Membran oder das Mikrofonelement vorgesehen ist.
In „IEEE Sensors Journal“, Vol. 11, Nr. 2, Februar 2011, Seiten 296 bis 304 wird ein digitales CMOS-Silizium-Kondensatormikrofon beschrieben, bei dem der akustische Sensor zusammen mit den elektrischen Schaltkreisen auf einem Chip integriert ist. Alle Komponenten werden mit der gleichen Versorgungsspannung betrieben, wobei eine Ladungspumpe nicht erforderlich ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons zu schaffen, mit dem/der die oben genannten überlegenen physikalischen Eigenschaften eines solchen Mikrofons noch besser ausgenutzt und in NF-Ausgangssignale mit hoher Klangtreue umgesetzt werden können. Dabei soll insbesondere ein digitales Mikrofon mit kleinstmöglichem analogen Aufwand geschaffen werden, bei dem der Dynamikbereich und das Signal/Rauschverhältnis der NF-Ausgangssignale mindestens gleichwertig oder sogar besser ist als bei bekannten, analog betriebenen Mikrofonen.
Gelöst wird diese Aufgabe mit einem Verfahren gemäß Anspruch 1 und einer Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 15.
Ein wesentliches Erfindungsprinzip besteht demnach darin, durch digitale Signalverarbeitung in Kombination mit einer geeigneten analogen Schaltung zur Erfassung der durch auftreffende Schallwellen erzeugten Kapazitätsänderungen ein NF-Ausgangssignal zu gewinnen, das sich insbesondere durch einen hohen Dynamikbereich und ein hohes Signal/Rauschverhältnis auszeichnet.
Vorteile der erfindungsgemäßen Lösungen bestehen darin, dass durch die reduzierte Anzahl an analogen Komponenten und insbesondere durch den Einsatz eines digitalen synchronen Demodulators keine spürbaren Nichtlinearitäten eingebracht werden. Ferner wird auch das elektrische 1/f-Rauschen anhand der analogen Bandpassverarbeitung weitgehend reduziert bzw. vermieden.
Durch die digitale Erzeugung eines (digitalen) HF-Trägersignals insbesondere in Kombination mit einer möglichst hohen Abtastrate und/oder mit einer möglichst hohen Auflösung bzw. großen Wortbreite kann die Frequenz des analogen HF-Trägersignals sehr exakt auf die Resonanz des analogen Schaltungsteils abgestimmt werden, und es kann außerdem ein spektral sehr reines HF-Trägersignal erzeugt werden.
Die abhängigen Ansprüche haben vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung zum Inhalt.
Da Digital/Analog-Wandler üblicherweise eine begrenzte Auflösung aufweisen, wird das digitale HF-Trägersignal vor der Digital/Analogwandlung vorzugsweise einer Rauschformung unterworfen, mit der nicht nur die Auflösung bzw. Wortbreite reduziert, sondern auch das Quantisierungsrauschen in Frequenzbereiche verschoben wird, die zur Erfassung der relevanten NF-Bandbreite des Mikrofons nicht erforderlich sind. Dadurch bleibt in dem relevanten Frequenzband ein hohes Signal/Rauschverhältnis erhalten.
Vorzugsweise ist die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals einstellbar, um eine Veränderung bzw. Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons insbesondere in Abhängigkeit von einem auftretenden Schalldruckpegel vorzunehmen. Somit kann die Empfindlichkeit digital eingestellt werden, und es sind keine Mehrkanal-Analog/Digital-Wandler erforderlich, um einen hohen Dynamikbereich bzw. eine hohe Verstärkung zu erzielen.
Bevorzugt wird diese Amplitude mittels eines Schalldruckpegel-Detektors/Prädiktors in Abhängigkeit von einem erfassten oder vorhergesagten Schalldruckpegel automatisch so verändert, dass eine entsprechende Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons vorgenommen und damit eine Übersteuerung des analogen Schaltungsteils vermieden wird.
Schließlich kann auch dadurch, dass das erfasste Audiosignal bevorzugt überabgetastet digitalisiert und nach der Demodulation auf eine geringere Abtastfrequenz heruntergetaktet wird (zum Beispiel auf eine Standard-Abtastfrequenz von 48 kHz), ein zusätzlicher Signal/Rauschabstand und Dynamikbereich gewonnen werden.
Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von beispielhaften und bevorzugten Ausführungsformen anhand der Zeichnung. Es zeigt:

1 eine bekannte HF-AM-Schaltung mit einem Kondensatormikrofon mit Gegentaktwandler;
2 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
3 eine erste Komponente des digitalen Schaltungsteils;
4 eine zweite Komponente des digitalen Schaltungsteils;
5 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
6 eine erste Ausführungsform eines analogen Schaltungsteils mit Gegentakt-Kondensatormikrofon;
7 eine zweite Ausführungsform eines analogen Schaltungsteils mit Gegentakt-Kondensatormikrofon;
8 eine dritte Ausführungsform eines analogen Schaltungsteils mit Gegentakt-Kondensatormikrofon; und
9 ein alternativ in den Schaltungsteilen gemäß den 6 bis 8 einsetzbares Kondensatormikrofon mit Standardwandler.

Da in dem analogen Schaltungsteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bevorzugt ein Kondensatormikrofon eingesetzt und dieses bevorzugt nach dem eingangs genannten Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation betrieben wird, soll zunächst die grundsätzliche Funktion und Realisierung dieser Betriebsart anhand der 1 erläutert werden.
1 zeigt eine beispielhafte Schaltungsanordnung mit einem Kondensatormikrofon mit symmetrischem Wandler (Gegentaktwandler), der einen ersten und einen zweiten Kondensator C₁(t), C₂(t) aufweist, deren Kapazitäten wie oben erläutert durch eintreffende Schallwellen s(t) gegenläufig verändert werden.
Die Schaltungsanordnung arbeitet nach dem eingangs genannten, im Zusammenhang mit der Erfindung bevorzugt angewendeten Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation und umfasst einen ersten Übertrager Tr₁ , einen zweiten Übertrager Tr2, einen HF-Generator HF, eine erste und eine zweite Diode D1, D2 sowie einen Ladekondensator Ca.
Auf der Primärseite des ersten Übertragers Tr1 befindet sich eine erste Wicklung W1, über die die von dem HF-Generator HF erzeugte HF-Spannung (HF-Trägersignal) eingekoppelt wird.
Auf einer ersten Sekundärseite weist der erste Übertrager Tr1 eine zweite und eine gleiche dritte Wicklung W2, W3 auf. Die beiden Wicklungen W2, W3 bilden zusammen mit den beiden Kondensatoren C₁(t), C₂(t) eine Brückenschaltung. Auf einer zweiten Sekundärseite des ersten Übertragers Tr1 befindet sich eine vierte und eine gleiche fünfte Wicklung W4, W5, deren äußere Enden über zwei in Reihe geschaltete Dioden D1, D2 miteinander verbunden sind und die zusammen einen Synchrongleichrichter bilden.
Der zweite Übertrager Tr2 liegt schließlich mit einer Seite zwischen dem Mittenabgriff zwischen der zweiten und der dritten Wicklung W2, W3 und Masse, während die andere Seite zwischen den Mittenabgriff zwischen der vierten und der fünften Wicklung W4, W5 und einen der Ausgangsanschlüsse geschaltet ist. Der andere Ausgangsanschluss wird zwischen den beiden Dioden D1, D2 abgegriffen. Parallel zu den Ausgangsanschlüssen ist der Ladekondensator Ca geschaltet, an dem die Ausgangsspannung x_AF(t) in Form des demodulierten Audiosignals (Basisband-Signal) anliegt.
Die durch den ersten und den zweiten Kondensator C₁(t), C₂(t) sowie die zweite und die dritte Wicklung W2, W3 gebildete HF-Brückenschaltung ist auf die Frequenz des von dem HF-Generator HF erzeugten HF-Trägersignals abgestimmt. Solange sich die Membran der Kondensatorkapsel in der mittleren Ruhelage befindet (d.h. keine Schallwellen auftreffen), ist die Brücke abgeglichen, und an deren Ausgang entsteht keine HF-Spannung. Wenn die Membran durch eintreffende Schallwellen s(t) ausgelenkt wird, entsteht eine zu der Membranauslenkung proportionale HF-Spannung, die zur Demodulation über den Synchrongleichrichter D1, D2 auf den Ladekondensator Ca geführt wird und an dem dann die zu der Membranbewegung in Betrag und Phase proportionale Ausgangsspannung x_AF(t) anliegt.
2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer beispielhaften ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die sich im Wesentlichen aus drei Komponenten, nämlich einem digitalen Schaltungsteil D-C, einem analogen Schaltungsteil A-C und einem gemischt analog/digitalen Schaltungsteil M-C zusammensetzt, wobei letzterer zwischen den digitalen und den analogen Schaltungsteil geschaltet ist und beide miteinander verbindet.
Der digitale Schaltungsteil D-C umfasst die digitalen Komponenten der Schaltungsanordnung. Dieses sind im Wesentlichen ein HF-Generator CG zur Erzeugung eines digitalen überabgetasteten HF-Trägersignals x_c,h(k) mit einer ersten hohen Abtastrate f_S,1 sowie mit einer ersten hohen Auflösung, die einer ersten großen Wortbreite von wo Bit entspricht, eine optionale Einheit NS zur Rauschformung des HF-Trägersignals x_c,h(k) und zur Erzeugung eines HF-Trägersignals x_c(k) mit gleicher erster Abtastrate f_S,i und mit einer gegenüber der ersten Auflösung geringeren zweiten Auflösung, die einer entsprechend geringeren zweiten Wortbreite von w₁ Bit entspricht.
Der digitale Schaltungsteil D-C umfasst ferner einen Demodulator Dm zur Demodulation eines anliegenden digitalen DSB-AM Audio-Ausgangssignals x_DSB(m), das eine zweite Abtastrate f_S,2 und eine dritte Auflösung bzw. dritte Wortbreite von w₂ Bit aufweist, und zur Erzeugung eines demodulierten digitalen (Basisband-) Audiosignals x_dem(m) mit unveränderter (zweiter) Abtastrate f_S,2 und einer vierten Auflösung bzw. vierten Wortbreite von w₃ Bit. Der digitale Schaltungsteil umfasst schließlich einen Dezimator Dc zur Dezimation bzw. Verminderung der zweiten Abtastrate f_S,2 des demodulierten Audiosignals x_dem(m) und zur Erzeugung eines digitalen Audio-Ausgangssignals x_AF(n) mit einer Standard-Audio-Abtastfrequenz von zum Beispiel 48 kHz (dritte Abtastrate f_S ) mit einer gewünschten fünften Auflösung bzw. einer fünften Wortbreite von w₄ Bit.
Dieser digitale Schaltungsteil D-C wird vorzugsweise in Form eines FPGA (fieldprogrammable gate array) realisiert und stellt einen digitalen Signalprozessor (DSP) dar. Die Realisierung erfolgt vorzugsweise durch ein entsprechendes Programm, das auf einem System zur Datenverarbeitung ausgeführt wird.
Der analog/digitale Schaltungsteil M-C umfasst einen Digital/Analog-Wandler D/A zur Erzeugung eines analogen HF-Trägersignals x_c(t) aus dem zugeführten digitalen HF-Trägersignal x_c(k), sowie einen Analog/Digital-Wandler A/D zur Erzeugung eines digitalen DSB-AM Audiosignals x_DSB(m) mit der genannten dritten Auflösung bzw. dritten Wortbreite von w₂ Bit aus einem zugeführten analogen DSB-AM Audiosignal X_DSB(t), das mit der Mikrofoneinheit Cm erzeugt wird.
Der analoge Schaltungsteil A-C beinhaltet schließlich die Mikrofoneinheit Cm mit einem Kondensatormikrofon und dient dazu, die durch die auftreffenden Schallwellen s(t) (NF-Audiosignal) erzeugten Änderungen der Kapazität des Mikrofons mittels des zugeführten analogen HF-Trägersignals x_c(t) in das analoge DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) mit unterdrücktem HF-Trägersignal x_c(t) umzusetzen.
Diese Schaltungsanordnung arbeitet im Detail wie folgt:
Der HF-Generator CG erzeugt ein über-abgetastetes (oversampled) digitales HF-Trägersignal x_c,h(k) mit der genannten ersten hohen Abtastrate f_S,1 und der ersten hohen Auflösung, die der ersten großen Wortbreite von wo Bit entspricht.
Die Höhe der Trägerfrequenz f_r des HF-Trägersignal x_c,h(k) wird insbesondere in Abhängigkeit von den elektrischen Eigenschaften des analogen Schaltungsteils A-C (insbesondere dessen Resonanzfrequenz, siehe unten) geeignet gewählt.
Unter dem Begriff „Über-Abtastung“ ist zu verstehen, dass das Signal mit einer Abtastrate erzeugt wird, die höher ist, als sie gemäß dem Abtasttheorem zur Erfassung der HF-Trägerfrequenz f_r erforderlich ist (auch Oversampling genannt). Die (erste) Abtastrate f_S,i des HF-Trägersignals x_c,h(k) mit der Frequenz f_r ist demzufolge größer als die nach dem Abtasttheorem benötigte Abtastrate von 2*f_r .
Die genannte erste hohe Auflösung des HF-Trägersignals x_c,h(k) (und die damit verbundene erste große Wortbreite von w_o Bit) wird so groß gewählt, dass das Signal/Rauschverhältnis im relevanten Frequenzbereich hinreichend hoch ist und auch dann noch groß genug ist, wenn eine Verstärkungsanpassung des HF-Trägersignals erfolgt. Dieses Prinzip wird nachfolgend anhand der 5 noch erläutert werden.
Ein solcher HF-Generator CG kann zum Beispiel ein Synthesizer sein, der nach dem bekannten DDS (direct digital synthesis) Verfahren arbeitet, oder in Form einer Nachschlagetabelle (LUT - look-up table) realisiert werden. Ein DDS-Synthesizer hat den Vorteil, dass die Trägerfrequenz in einfacher Weise an die elektrischen Eigenschaften wie zum Beispiel die Resonanzfrequenz des analogen Schaltungsteils A-C angepasst werden kann, während bei Einsatz einer Nachschlagetabelle der digitale Schaltungsaufwand und damit die Kosten für die Hardware geringer sind. Darüber hinaus sind weitere HF-Generatoren denkbar, die die genannten Anforderungen erfüllen.
Da Digital/Analog-Wandler mit hoher Abtastrate üblicherweise eine relativ begrenzte Auflösung aufweisen, wird die relativ große erste Wortbreite von wo Bit des HF-Trägersignals x_c,h(k) vorzugsweise entsprechend auf die zweite Wortbreite von w₁ Bit reduziert.
Um dies zu erreichen, ohne das Signal/Rauschverhältnis in dem relevanten Frequenzband wesentlich zu vermindern, wird das digitale HF-Trägersignal x_c,h(k) zunächst vorzugsweise der Einheit NS zur Rauschformung (noise shaping) zugeführt, mit der das Quantisierungsrauschen in an sich bekannter Weise in Bereichen außerhalb des relevanten Frequenzbandes konzentriert und damit in Frequenzbereiche verschoben wird, die zur Erfassung der relevanten NF-Bandbreite (d.h. üblicherweise etwa 40 kHz symmetrisch um die Trägerfrequenz) nicht erforderlich sind. Dadurch bleibt in dem relevanten Frequenzband ein hohes Signal/Rauschverhältnis erhalten, und es wird ein entsprechend dem Auflösevermögen des Digital/Analog-Wandlers D/A re-quantifiziertes HF-Trägersignal x_c(k) mit der reduzierten zweiten Wortbreite von w₁ Bit erzeugt.
3 zeigt den HF-Generator CG und ein mögliches Ersatzschaltbild der Einheit NS zur Rauschformung. Die damit realisierte z-Übertragungsfunktion lautet: $X_{c} (z) = X_{c, h} (z) + E (z) * (1 - H (z))$
Dies bedeutet, dass der Quantisierungsfehler e(k) durch H(z) spektral gewichtet beaufschlagt wird und somit der Re-Quantisierungsfehler für das stark über-abgetastete HF-Trägersignal in dem relevanten Frequenzband minimiert werden kann.
Wenn man hingegen (je nach Anwendungsfall) ein etwas geringeres Signal/Rauschverhältnis in dem relevanten Frequenzband in Kauf nehmen kann, so kann alternativ der HF-Generator CG auch so dimensioniert werden, dass er ein digitales HF-Trägersignal x_c(k) mit einer reduzierten, an das Auflösevermögen des Digital/Analog-Wandlers angepassten zweiten Wortbreite von w₁ Bit erzeugt, sodass man dann auf die Einheit NS zur Rauschformung verzichten kann.
In beiden Fällen wird das digitale HF-Trägersignal x_c(k) dem Digital/Analog-Wandler D/A zugeführt, mit dem daraus in an sich bekannter Weise ein analoges HF-Trägersignal x_c(t) erzeugt wird.
Dieses analoge HF-Trägersignal x_c(t) wird der Mikrofoneinheit Cm zugeführt und dient dazu, die durch die auftreffenden Schallwellen s(t) (NF-Audiosignal) erzeugten Änderungen der Kapazität des Mikrofons in ein DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) umzusetzen, und zwar vorzugsweise nach einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation und unterdrückter Trägerfrequenz. Hierzu wird Bezug genommen auf die weiter unten noch folgenden Erläuterungen im Zusammenhang mit den 6 bis 9.
Das von der Mikrofoneinheit Cm erzeugte analoge DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) wird dann dem Analog/Digital-Wandler A/D zugeführt. Um ein qualitativ hochwertiges digitales Audiosignal zu erzeugen, hat dieser die genannte möglichst hohe (dritte) Auflösung mit der dritten Wortbreite von w₂ Bit. Ferner wird das DSB-AM Audiosignal x_DSB(t), da es sich um ein Bandpass-Signal handelt, mit der genannten zweiten Abtastrate f_S,2 (über-) abgetastet (oversampling), die wiederum höher ist, als es nach dem Abtasttheorem für die in dem Bandpass-signal vorkommende Bandbreite von 40 kHz erforderlich ist.
Realisiert wird dies vorzugsweise mit einem Analog/Digital-Wandler, der nach dem bekannten Verfahren der sukzessiven Approximation (SAR - successive approximation register) arbeitet.
Solche SAR-Analog/Digital-Wandler haben den Vorteil, dass sie eine relativ geringe Wandler-Latenz aufweisen, die für die nachfolgend noch anhand der 5 beschriebene Verstärkungsregelung von besonderer Bedeutung ist. Außerdem kann durch den Einsatz solcher Hochleistungs-Analog/Digital-Wandler ein sehr hohes Signal/Rauschverhältnis erzielt werden.
Bekannt und geeignet sind Ausführungen solcher Wandler mit zum Beispiel einer Auflösung von bis zu 18 Bit bei einer Abtastrate von bis zu 15 MHz oder mehr.
Das am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers A/D anliegende digitale DSB-AM Audiosignal x_DSB(m) mit der genannten hohen (dritten) Auflösung mit der dritten Wortbreite von w₂ Bit und der genannten zweiten Abtastrate f_S,2 wird dann dem Demodulator Dm zugeführt, mit dem es synchron demoduliert wird, sodass sich ein digitales Basisbandsignal x_dem(m) mit der zweiten Abtastrate f_S,2 und der vierten Auflösung bzw. vierten Wortbreite von w₃ Bit ergibt.
Der Demodulator Dm ist vorzugsweise ein kohärenter Demodulator, dessen HF-Demodulatorsignal x_d,h(m) mit der zweiten Abtastrate f_S,2 und einer gewünschten sechsten Auflösung bzw. sechsten Wortbreite von w₅ Bit digital erzeugt und zur Demodulation verwendet wird. Da die Frequenz des HF-Trägersignals x_c,h(k) bekannt ist, kann das HF-Demodulatorsignal entsprechend frequenzsynchron generiert werden.
4 zeigt beispielhaft ein Blockschaltbild eines solchen Demodulators, der eine Demodulator/Generator-Einheit DmG und vorzugsweise eine Einheit PhE zur Phasenabschätzung aufweist, an deren Eingang das demodulierte digitale Basisbandsignal x_dem(m) anliegt und deren Ausgang mit der Demodulator/Generator-Einheit DmG verbunden ist, um die Phase des von der Demodulator/Generatoreinheit DmG erzeugten HF-Demodulatorsignals x_d,h(m), mit dem das DSB-AM Audiosignal x_DSB(m) demoduliert wird, zur Erzielung einer kohärenten Demodulation entsprechend zu verschieben bzw. anzupassen. Dies ist erforderlich, weil die Phase des von der Mikrofoneinheit Cm erzeugten, mit dem Audiosignal modulierten HF-Trägersignals x_DSB(t) üblicherweise nicht bekannt ist.
Sofern jedoch die exakte Phase des HF-Trägersignals x_DSB(m) am Eingang der Demodulator/Generator-Einheit DmG zum Beispiel durch vorherige Phasenmessung des Gesamtsystems ermittelt wird, kann alternativ auf die Einheit PhE zur Phasenabschätzung verzichtet werden.
Die Frequenz des von der Demodulator/Generator-Einheit DmG erzeugten HF-Demodulatorsignals x_d,h(m) ist dabei gleich der Frequenz des von dem HF-Generator CG erzeugten HF-Trägersignals x_c,h(k), während die Abtastrate f_S,2 derjenigen des Analog/DigitalWandlers A/D entspricht.
Durch diese digitale Demodulation des HF-Trägersignals (Bandpass-Signal) x_DSB(m) kann eine nahezu ideale Linearität erzielt werden. Die Genauigkeit dieser Linearität ist nur abhängig von der internen Bit-Auflösung, wobei alle nachteiligen analogen Einflüsse vermieden werden.
Da das demodulierte digitale Basisbandsignal x_dem(m) nun eine Bandbreite von etwa 20 kHz aufweist und in hohem Maße mit der (zweiten) Abtastrate f_S,2 über-abgetastet ist, wird es vorzugsweise mit dem nachfolgenden Dezimator Dc gefiltert und heruntergetaktet, um ein digitales NF-Audiosignal x_AF(n) mit einer üblichen bzw. Standard-Abtastfrequenz von zum Beispiel 48 kHz (dritte Abtastrate fs) zu erzeugen.
Dabei wird gleichzeitig ein zusätzlicher Rauschabstand und Dynamikbereich erzielt. Wenn man zum Beispiel von einer Überabtastung mit einem Faktor von 100 ausgeht (der einer Abtastfrequenz des Analog/Digitalwandlers A/D von 4,8 MHz entspricht) und weißes Quantisierungsrauschen vorliegt, so ergibt sich ein zusätzlicher Signal/Rauschabstand und Dynamikbereich von 20 dB, was einer zusätzlichen Auflösung von etwa 3 Bit entspricht.
Der Dezimationsvorgang kann in mehreren Stufen durchgeführt werden. Der Dezimator Dc kann zum Beispiel durch Einsatz von FIR (finite impulse response) Filter-Topologien wie zum Beispiel CIC (cascaded integrator comb) Filtern oder Polyphasen-Filtern realisiert werden. Zur Minimierung der Dezimations-Latenz können insbesondere IIR (infinite impulse response) Filter eingesetzt werden. In diesem Fall besteht ein Hauptkriterium bei dem Entwurf dieser Filter darin, eine lineare Phase in dem Audiofrequenzband zu bewahren.
5 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer beispielhaften zweiten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die sich ebenfalls aus den drei oben genannten Komponenten, nämlich einem digitalen Schaltungsteil D-C, einem analogen Schaltungsteil A-C und einem gemischt analog/digitalen Schaltungsteil M-C zusammensetzt.
Gleiche bzw. einander entsprechende Komponenten und Signale sind in diesem Blockschaltbild mit gleichen Bezeichnungen versehen wie in dem Blockschaltbild der 2.
Im Vergleich zu dem digitalen Schaltungsteil D-C der in 2 gezeigten Schaltungsanordnung umfasst diese Ausführungsform zusätzlich eine zwischen den Ausgang des Analog/Digital-Wandlers A/D und den Eingang des Demodulators Dm geschaltete erste Korrektureinheit Corr1, einen Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor SPL-DP, der ebenfalls mit dem Ausgang des Analog/Digital-Wandlers A/D und ferner mit der ersten Korrektureinheit Corr1 verbunden ist, sowie eine Einheit GC zur Verstärkungsregelung, die durch den Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor SPL-DP angesteuert wird und mittels eines ersten Multiplizierers M1 das von dem HF-Generator CG erzeugte HF-Trägersignal x_c,h(k) mit einem ersten Verstärkungsfaktor g₁(k) und mittels eines zweiten Multiplizierers M2 das Ausgangssignal der ersten Korrektureinheit Corr1 mit einem zweiten Verstärkungsfaktor g₂(m) beaufschlagt.
Weiterhin ist eine optionale zweite Korrektureinheit Corr2 vorgesehen, die mit dem Ausgang des Dezimators Dc verbunden ist. Die Einheit NS zu Rauschformung ist auch hier wiederum optional.
Mit dieser Ausführungsform kann insbesondere der Tatsache Rechnung getragen werden, dass hohe Schalldruckpegel zu einer Übersteuerung des analogen Schaltungsteils A-C sowie des Analog/Digital-Wandlers A/D führen können. Deshalb ist üblicherweise der analoge Ausgangspegel von Mikrofonen einstellbar, indem z.B. das aufgenommene NF-Signal gedämpft wird.
Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Ausführungsform besteht darin, dass eine solche Einstellbarkeit bzw. Dämpfung des NF-Signals nicht erforderlich ist.
Da nämlich die Empfindlichkeit des Mikrofons direkt proportional zu der Amplitude des analogen HF-Trägersignals x_c(t) ist und erfindungsgemäß das HF-Trägersignal in der digitalen Ebene erzeugt wird, kann die Empfindlichkeit ohne zusätzliche analoge Schaltungen digital erhöht und vermindert und somit der Dynamikbereich des Mikrofons entsprechend erweitert bzw. optimiert werden.
Die Möglichkeit, das HF-Trägersignal auf digitale Weise zu verändern, ist einer der wesentlichen Vorteile der Erzeugung des HF-Trägersignals in der digitalen Ebene. Da das HF-Trägersignal in dem interessierenden Frequenzbereich mit einem wie oben erläutert hohen Signal/Rauschverhältnis erzeugt wird, kann seine Intensität vermindert werden, bevor es danach der Rauschformung in der Einheit NS unterworfen wird, um dadurch ein optimales Signal/Rauschverhältnis beizubehalten.
Somit erfolgt also, wie es auch in den 3 und 5 dargestellt ist, die Einstellung der Empfindlichkeit vorzugsweise vor der Rauschformung, und zwar durch die genannte Beaufschlagung des digitalen HF-Trägersignals x_c,h(k) mit dem ersten Verstärkungsfaktor g₁(k) ≤ 1 (wobei natürlich auch der HF-Generators CG direkt mit dem ersten Verstärkungsfaktor g₁(k) entsprechend angesteuert werden kann).
Unter der Annahme eines Spannungspegels von -20 dBFS bei einem 94 dBSPL Eingangspegel würde der maximal verarbeitbare Schalldruckpegel 114 dBSPL betragen. Um diesen Bereich um zum Beispiel 30 dB auf einen Pegel von 144 dBSPL zu erweitern (sofern das betreffende Mikrofon einen solchen Schalldruckpegel erfassen kann), kann die Amplitude des HF-Trägersignals in der Weise eingestellt werden, dass sich im Ruhezustand ein Verstärkungsfaktor g₁(k) von etwa 1/32 ergibt.
Durch Anwendung eines solchen Faktors g₁(k) vermindert sich zwar die Ausgangsauflösung um etwa 5 Bit. Dieser Verlust kann jedoch durch die oben erläuterte Rauschformung wieder weitgehend kompensiert werden, sodass das HF-Trägersignal weiterhin ein hinreichend hohes Signal/Rauschverhältnis aufweist. Da $g {(k)}_{dB} = - 20 {log}_{10} (32) \approx - 30 dB$
ist, wird die Empfindlichkeit des Mikrofons vermindert, was zu dem erforderlichen zusätzlichen Dynamikbereich für den Analog/Digital-Wandler A/D führt.
In diesem Fall kann die oben erwähnte, erste hohe Auflösung bzw. die erste große Wortbreite von wo Bit des HF-Trägersignals x_c,h(k) beispielsweise so gewählt werden, dass diese die verlorenen 5 Bit bereits vor der Rauschformung bereitstellt, d.h. das HF-Trägersignal x_c,h(k) vor der Rauschformung ist um 5 Bit höher aufgelöst, als das HF-Trägersignal x_c(k) nach der Rauschformung.
Darüber hinaus werden bevorzugt jedoch weitere Maßnahmen getroffen, um den im Vergleich zu dem Analog/Digital-Wandler A/D sehr hohen Dynamikbereich von modernen bzw. zukünftigen Mikrofonen von zwischen 140 und 150 dB oder mehr weitgehend verlustfrei verarbeiten zu können.
Dabei wird erfindungsgemäß von dem so genannten „Gain ranging“ Gebrauch gemacht, bei dem der Pegelbereich des Mikrofons automatisch an einen aufgenommenen Schalldruckpegel angepasst und damit der Dynamikbereich des gesamten Systems automatisch verändert bzw. entsprechend erhöht und vermindert wird.
Bekannt ist es, zu diesem Zweck Analog/Digital-Wandler mit mehreren Kanälen einzusetzen, die jeweils unterschiedliche Verstärkungsfaktoren aufweisen, sodass mehrere Analog/Digital-gewandelte Signale entstehen, die dann auf der digitalen Ebene entsprechend kombiniert und nachverarbeitet werden müssen, um ein Audiosignal mit einem erhöhten Dynamikbereich, d.h. einer höheren Bitauflösung, zu erzeugen. Dabei wird jedoch das Signal/Rauschverhältnis nicht verbessert, was als nachteilig angesehen wird.
Erfindungsgemäß wird dieses Problem bei der Schaltungsanordnung gemäß 5 durch eine automatische Empfindlichkeitseinstellung bzw. -anpassung des Mikrofons beim Auftreten oder der Vorhersage von hohen Schalldruckpegeln gelöst.
Zu diesem Zweck ist der Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor SPL-DP vorgesehen, der die Einheit GC zur Verstärkungsregelung, die den genannten ersten Verstärkungsfaktor g₁(k) zur Beaufschlagung des HF-Generators CG bzw. des HF-Trägersignals x_c,h(k) erzeugt, ansteuert.
Der Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor SPL-DP dient zur Erfassung oder Vorhersage von insbesondere hohen Schalldruckpegeln. Da, wie oben bereits erwähnt wurde, vorzugsweise ein SAR-Analog/Digital-Wandler A/D eingesetzt wird, und das digitale DSB-AM Bandpass-Signal x_DSB(m) stark über-abgetastet ist, kann das System weitgehend verzögerungsfrei auf hohe Schalldruckpegel reagieren.
Die Einheit GC erzeugt dabei nicht nur den ersten Verstärkungsfaktor g₁ (k) für die Beaufschlagung des HF-Trägersignals x_c,_h(k), sondern auch den zweiten Verstärkungsfaktor g₂(m), mit dem mittels des zweiten Multiplizierer M2 das digitale DSB-AM Audiosignal x_DSB(m) am Eingang des Demodulators Dm verstärkt bzw. multipliziert wird. Die Einheit GC erzeugt den zweiten Verstärkungsfaktor g₂(m) in der Weise, dass damit die Amplitudenanpassung bzw. Multiplikation des HF-Trägersignals x_c,h(k) mit dem ersten Verstärkungsfaktor g₁(k) wieder kompensiert und somit ein korrigiertes digitales DSB-AM Audiosignal x^∼ _DSB(m) erzeugt wird, das dem Demodulator Dm zugeführt wird.
Um eine möglichst exakte Kompensation zu erzielen, wird der zweite Verstärkungsfaktor g₂(m) vorzugsweise nicht nur durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors g₁(k) ermittelt, sondern es werden zusätzlich auch die internen Verzögerungen und Filtereigenschaften der Schaltung sowie die Änderung der Abtastrate in dem Signalpfad zwischen dem ersten Multiplizierer M1 oder der Einheit NS zur Rauschformung und dem zweiten Multiplizierer M2 mit eingerechnet.
Durch diese automatische Einstellung der Empfindlichkeit in beiden Zweigen werden im Ergebnis die in dem Digital/Analog-Wandler D/A verlorenen Bits zu dem Analog/DigitalWandler A/D überführt, was zu einem erhöhten Dynamikbereich führt. Das Signal/Rauschverhältnis nach der Analog/Digital-Wandlung bleibt, ebenso wie bei dem oben beschriebenen bekannten Ansatz, weitgehend unverändert. Der Analog/Digital-Wandler A/D kann somit auch als Gleitkomma- (floating-point) A/D-Wandler bezeichnet werden.
Die optionale erste Korrektureinheit Corr1 dient dabei vorzugsweise dazu, vor der Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals x_DSB(m) mit dem genannten zweiten Verstärkungsfaktor g₂(m) eventuell verbliebene fehlerhafte Abtastwerte auf Grund unterschiedlicher Filtercharakteristiken zwischen der Digital/Analog-Wandlung und der Analog/DigitalWandlung zu kompensieren, und zwar insbesondere dann, wenn der Faktor g₂(m) nur durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors g₁(k) ermittelt wird oder nicht genau genug dem verzögerten, gefilterten und invertierten Wert von g₁(k) entspricht. Dafür kann der Schaltkreis beispielsweise exakt ausgemessen werden, sodass die benötigte Korrektur errechnet und angewendet werden kann. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, an den insoweit kritischen Stellen mit prädizierten Abtastwerten zu arbeiten.
Der erste Verstärkungsfaktor g₁(k), mit dem das digitale HF-Trägersignal x_c,h(k) beaufschlagt wird, kann dabei sowohl ein konstanter Faktor, als auch ein zeitlich monoton abfallender Faktor sein. Es muss dabei nur sichergestellt werden, dass in dem analogen Schaltungsteil A-C durch die hohen Schalldruckpegel keine Übersteuerungen (clipping) auftreten.
Sofern erforderlich, kann schließlich noch die optionale zweite Korrektureinheit Corr2 vorgesehen sein, mit der das von dem Dezimator Dc ausgegebene temporäre NF-Audiosignal x^∼ _AF(m) weiterhin korrigiert und das digitale NF-Audiosignal x_AF(n) erzeugt wird.
Zur Erläuterung des analogen Schaltungsteils A-C wird schließlich noch auf die 6 bis 8 Bezug genommen. Diese Figuren zeigen jeweils den bevorzugten Einsatz eines Kondensatormikrofons mit Gegentaktwandler. Als Alternative zu dem Einsatz eines solchen Gegentakt-Mikrofons zeigt 9 ein Kondensatormikrofon mit Standardwandler C₁(t) und Referenzkondensator C₂ . Dieses Standard-Mikrofon kann anstelle des Gegentakt-Mikrofons in den 6 bis 8 durch Verbindung mit den jeweils gleich lautenden Kontaktpunkten K1, K2, K3 verwendet werden. Die nachfolgenden Erläuterungen gelten somit für beide Arten von Mikrofonen.
Wie bereits erwähnt wurde, wird das Kondensatormikrofon bevorzugt mit einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation, insbesondere der Doppelseitenband-Amplitudenmodulation (DSB-AM), betrieben.
Die Auswahl der konkreten Schaltung, mit der das Mikrofon betrieben wird, erfolgt in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Mikrofons, dem vorgesehenen Anwendungsfall, der geforderten Aufnahmequalität und anderen Kriterien.
Mit dem analogen Schaltungsteil A-C wird also bevorzugt ein (analoges) DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) erzeugt. Hierzu umfasst der analoge Schaltungsteil A-C einen Übertrager Tr mit einer Primärseite L_p und einer Sekundärseite L_s , die eine Mittenanzapfung aufweist bzw. durch zwei gleiche, in Reihe geschaltete Induktivitäten L_s1 , L_s2 , gebildet ist.
Parallel zu der Sekundärseite L_s ist ein kapazitiver Spannungsteiler, nämlich die Reihenschaltung aus den beiden Kondensatoren C₁(t) und C₂(t) des Gegentakt-Mikrofons bzw. die Reihenschaltung aus dem Kondensator C₁(t) des Standard-Mikrofons und dem Referenzkondensator C₂ geschaltet, sodass auf diese Weise eine HF-Brückenschaltung entsteht.
Das wie oben erläutert erzeugte HF-Trägersignal x_c(t) wird an die Primärseite L_p des Übertragers Tr angelegt.
Das am Ausgangsanschluss der Brücke anliegende DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) (Mikrofonsignal mit unterdrücktem HF-Trägersignal x_c(t)) wird gemäß den 6 bis 8 an der Membran zwischen den beiden Kondensatoren C₁(t), C₂(t) des (Gegentakt-) Mikrofons bzw. an dem Kontaktpunkt K3 ausgekoppelt. Es ist jedoch ebenso möglich, die Auskopplung an der Mittenanzapfung der Sekundärseite L_s des Übertragers Tr vorzunehmen, während die Membran bzw. der Kontaktpunkt K3 selbst an eine Referenzspannung gekoppelt ist.
Bei der einfachsten Ausführung gemäß 6 wird das ausgekoppelte DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) nach Impedanzwandlung und Verstärkung direkt dem Analog/Digitalwandler A/D des gemischt analog/digitalen Schaltungsteils M-C zugeführt.
Vorzugsweise wird das DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) jedoch über einen auf den Ausgangsanschluss der Brücke abgestimmten Resonanzkreis ausgekoppelt.
Bei der Ausführung gemäß 7 wird das DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) über einen Resonanzkreis mit einer in Reihe zu dem Ausgangsanschluss der Brücke geschalteten Reihenschaltung aus einer Induktivität L und einem Widerstand R als Stromsignal i_x(t) ausgekoppelt.
Der erzeugte Strom i_x(t) wird gemäß der in 7 gezeigten Ausführung vorzugsweise mittels eines Transimpedanz-Verstärkers erfasst bzw. gemessen, der durch einen invertierend beschalteten und durch die Parallelschaltung einer Kapazität C_f mit einem Widerstand R_f rückgekoppelten Verstärker V (Operationsverstärker) realisiert ist, und an dessen Ausgang das DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) (Spannungssignal) anliegt.
Dabei bestimmt die Induktivität L die Resonanzfrequenz f_r des Kreises (die mit der niedrigsten Quellenimpedanz korrespondiert), während die Frequenzbandbreite (die bei dem DSB-AM Audiosignal bei 40 kHz liegt) und damit der Q-Faktor des Kreises nur durch der Widerstand R bestimmt wird.
Ein Vorteil dieser Ausführung besteht darin, dass auf Grund der niedrigen Quellenimpedanz ein DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) mit verbesserten Rauscheigenschaften erzielt werden kann.
Bei der Ausführung gemäß 8 wird das DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) über einen Resonanzkreis mit einer parallel zu dem Ausgangsanschluss der Brücke geschalteten Reihenschaltung aus einer Induktivität L und einem Widerstand R als Spannungssignal u_x(t) ausgekoppelt.
Die erzeugte Spannung u_x(t) wird gemäß der in 8 gezeigten Ausführung vorzugsweise mittels eines Verstärkers erfasst bzw. gemessen, der durch einen nicht-invertierend beschalteten und durch einen Spannungsteiler R₁ /R₂ rückgekoppelten Verstärker V (Operationsverstärker) realisiert ist, und an dessen Ausgang wiederum das DSB-AM Audiosignal x_DSB(t) anliegt.
Ein Vorteil dieser Ausführung besteht darin, dass das Spannungssignal u_x(t) eine (abhängig vom Q-Faktor) höhere Empfindlichkeit aufweist, dafür jedoch auch die Quellenimpedanz höher ist.

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Kondensatormikrofons nach einem Hochfrequenzverfahren mit Amplitudenmodulation, gekennzeichnet durch folgende Schritte: - Erzeugen eines digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)), - Erzeugen eines analogen HF-Trägersignals (x_c(t)) durch Digital/Analogwandlung des digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)), - Erzeugen eines analogen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(t)) durch Doppelseitenband-Amplitudenmodulation (DSB-AM) des analogen HF-Trägersignals (x_c(t)) mittels des Mikrofons, - Erzeugen eines digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) durch Analog/Digitalwandlung des analogen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(t)), und - Demodulieren des digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) und Erzeugen eines digitalen Basisband-Audiosignals (xdem(m)).
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das digitale HF-Trägersignal (x_c,h(k); x_c(k)) mit einer ersten Abtastrate (f_S,1) überabgetastet erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das digitale HF-Trägersignal (x_c,h(k)) mit einer ersten hohen Auflösung erzeugt wird, die größer ist als eine maximale Auflösung bei der Digital/Analogwandlung, und bei dem vor der Digital/Analogwandlung ein digitales HF-Trägersignal (x_c(k)) erzeugt wird, das eine an die maximale Auflösung bei der Digital/Analogwandlung angepasste reduzierte zweite Auflösung aufweist und bei dem durch Rauschformung eine durch die Reduzierung der ersten Auflösung verursachte Verminderung des Signal/Rauschverhältnisses in dem DSB-AM-Frequenzband des Audiosignals zumindest weitgehend kompensiert ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem zur Veränderung der Empfindlichkeit des Mikrofons die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)) digital einstellbar ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem ein Schalldruckpegel in dem digitalen DSB-AM Audiosignal (x_DSB(m)) erfasst oder vorhergesagt und in Abhängigkeit davon ein erster Verstärkungsfaktor (g₁(k)) erzeugt wird, mit dem die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)) zur Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons an den erfassten bzw. vorhergesagten Schalldruckpegel beaufschlagt wird.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem ein zweiter Verstärkungsfaktor (g₂(m)) durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors (g₁(k)) in der Weise erzeugt wird, dass damit durch Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) die Veränderung der Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)) durch den ersten Verstärkungsfaktor (g₁(k)) zumindest weitgehend kompensiert wird.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem bei der Ermittlung des zweiten Verstärkungsfaktors (g₂(m)) zusätzlich Verzögerungen und Filtereigenschaften sowie eine Änderung der Abtastrate in dem Signalpfad zwischen der Beaufschlagung des HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)) und der Beaufschlagung des DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) berücksichtigt werden.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem vor der Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) mit dem zweiten Verstärkungsfaktor (g₂(m)) eventuelle fehlerhafte Abtastwerte in dem digitalen DSB-AM Audiosignal (x_DSB(m)) korrigiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das digitale DSB-AM Audiosignal (x_DSB(m)) durch mit einer zweiten Abtastrate (f_S,2) überabgetastete Analog/Digitalwandlung des analogen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(t)) erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Abtastrate des digitalen Basisband-Audiosignals (x_dem(m)) nach der Demodulation zur Erzeugung eines Basisband-Audiosignals (x_AF(n)) auf eine Standard-Audio-Abtastrate dezimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das analoge DSB-AM Audiosignal (x_DSB(t)) mittels einer HF-Übertrager-Brückenschaltung mit einem durch das Mikrofon gebildeten kapazitiven Spannungsteiler erzeugt wird, wobei das DSB-AM Audiosignal (x_DSB(t)) über einen auf einen Ausgangsanschluss der Brücke abgestimmten Resonanzkreis ausgekoppelt wird.
Ein in Hardware oder Software implementiertes Verfahren zur Durchführung der Schritte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11.
System zur Datenverarbeitung mit einem digitalen Signalprozessor bzw. einem FPGA zur Durchführung der Schritte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11.
Digitale Signalverarbeitungseinheit mit Befehlen zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch 12 mit einem System nach Anspruch 13.
Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Kondensatormikrofons nach einem Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, mit: - einem digitalen HF-Generator (CG) zur Erzeugung eines digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)), - einem Digital/Analog-Wandler (D/A) zur Erzeugung eines analogen HF-Trägersignals x_c(t) aus dem digitalen HF-Trägersignal (x_c,h(k); x_c(k)), - einer Mikrofoneinheit (Cm) mit einem Kondensatormikrofon zur Erzeugung eines analogen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(t)) durch Doppelseitenband-Amplitudenmodulation (DSB-AM) des analogen HF-Trägersignals (x_c(t)) mittels des Mikrofons, - einem Analog/Digital Wandler (A/D) zur Erzeugung eines digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) aus dem analogen DSB-AM Audiosignal (X_DSB(t)), und - einem digitalen Demodulator (Dm) zur Demodulation des digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) und zur Erzeugung eines digitalen Basisband-Audiosignals (x_dem(m)).
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, mit einer Einheit (NS) zur Rauschformung, zur Erzeugung eines digitalen HF-Trägersignals (x_c(k)) mit einer an den Digital/Analog-Wandler (A/D) angepassten, reduzierten Auflösung, sowie zur Rauschformung des HF-Trägersignals zur zumindest weitgehenden Kompensation eines durch die Reduzierung der Auflösung beeinträchtigten Signal/Rauschverhältnisses in dem DSB-AM-Frequenzband des Audiosignals.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, mit: - einem Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor (SPL-DP) zur Erfassung oder Vorhersage eines Schalldruckpegels in dem digitalen DSB-AM Audiosignal ((x_DSB(m)), und - einer Einheit (GC) zur Verstärkungsregelung, die durch den Schalldruckpegel-Detektor/Prädiktor (SPL-DP) angesteuert wird und einen ersten Verstärkungsfaktor (g₁(k)) erzeugt, mit dem die Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)) zur Anpassung der Empfindlichkeit des Mikrofons an den erfassten bzw. vorhergesagten Schalldruckpegel mittels eines ersten Multiplizierers (M1) veränderbar ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, bei dem die Einheit (GC) zur Verstärkungsregelung einen zweiten Verstärkungsfaktor (g₂(m)) durch Invertierung des ersten Verstärkungsfaktors (g₁(k)) in der Weise erzeugt, dass damit durch Beaufschlagung des digitalen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(m)) mittels eines zweiten Multiplizierers (M2) die Veränderung der Amplitude des digitalen HF-Trägersignals (x_c,h(k); x_c(k)) durch den ersten Verstärkungsfaktor (g₁(k)) zumindest weitgehend kompensiert wird.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, mit einer ersten Korrektureinheit (Corr1) zur Kompensation oder Beseitigung von fehlerhaften Abtastwerten in dem digitalen DSB-AM Audiosignal (x_DSB(m)).
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, mit einem Dezimator (Dc) zur Dezimierung der Abtastrate des digitalen Basisband-Audiosignals (x_dem(m)) und zur Erzeugung eines digitalen Basisband-Audiosignals (x_AF(n)) mit einer Standard-Audio-Abtastrate.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, bei der die Mikrofoneinheit (Cm) eine HF-Übertrager-Brückenschaltung (L_s1, L_s2) mit einem durch das Mikrofon gebildeten kapazitiven Spannungsteiler zur Erzeugung des analogen DSB-AM Audiosignals (x_DSB(t)) aufweist, wobei das DSB-AM Audiosignal (x_DSB(t)) über einen auf einen Ausgangsanschluss der Brücke abgestimmten Resonanzkreis ausgekoppelt wird.