DE3631131A1 - Schaltungsanordnung zur gewinnung von nutzsignalen aus einem festkoerper-bildwandler - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf die Gewinnung von Videosignalen aus den Ausgangssignalen eines CCD-Ladungsübertragungskanals, wie man ihn z. B. in einem Festkörper-Bildwandler findet. Die Abkürzung CCD steht für "Charge Coupled Device" und ist auch hierzulande gebräuchlich, um ladungsgekoppelte Bauelemente zu bezeichnen.

In der US-Patentschrift 44 35 730 ist ein Weg beschrieben, das sogenannte Flimmerrauschen (1/f-Rauschen) zu überwinden, dem man begegnet, wenn man als CCD-Ausgangssignalstufen Elektrometer mit "schwimmenden" Elementen verwendet, d. h. mit Elementen freischwebenden oder schwimmenden Potentials. Solche mit schwimmenden Elementen arbeitende Elektrometer fühlen die Ladung an einem schwimmenden Element in einem CCD-Ladungsübertragungskanal, um die Ladung in eine Ausgangsspannung oder einen Ausgangsstrom umzuwandeln. Das Potential am schwimmenden Element, bei dem es sich entweder um ein schwimmendes Gate oder um ein schwimmendes Diffusionsgebiet handeln kann, muß eine periodische Nachstellung seiner Gleichstromkomponente erfahren (Gleichstromhaltung), um einen Referenzwert für die Spannungen zu liefern, die am Element elektrostatisch durch ein Ladungspaket induziert werden, welches sich nahe diesem Element im Ladungsübertragungskanal befindet. Elektrometer mit schwimmender Diffusion sind gegenüber Elektrometern mit schwimmendem Gate zu bevorzugen, weil die schwimmende Diffusion auch als Sourceelektrode des MOS-Transistors (Transistor mit Metall-Oxid-Halbleiter-Aufbau) dienen kann, der als Klemmelement bei der Gleichstromhaltung benutzt wird. Dies vermindert die dem schwimmenden Element zugeordnete Kapazität und erhöht dadurch die Empfindlichkeit des Elektrometers, entsprechend dem Coulombschen Gesetz. Die niedrigfrequenten Komponenten des Antwortsignals des mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometers sind in unerwünschter Weise durch das erwähnte Flimmerrauschen verunreinigt. Gemäß der oben genannten US-Patentschrift wird dieses Problem durch Verwendung einer Frequenzweiche beseitigt. Die Frequenzweiche wählt nur die höherfrequenten Komponenten des Ausgangssignals des mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometers als höherfrequente Komponenten des Endausgangssignals des Bildwandlers, während es als die niedrigerfrequenten Komponenten des Endausgangssignals die niedrigerfrequenten Komponenten des Rückstelldrainstroms auswählt. Der Rückstelldrainstrom wird typischerweise unter Verwendung eines Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers gefühlt, der als Eingangsstufe einen als Verstärker in Sourceschaltung angeordneten PN-Feldeffekttransistor (Junction-Feldeffekttransistors) enthält. Die Ausgangsspannung des Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers, die sich als Antwort auf den eingangsseitig zugeführten Rückstelldrainstrom ergibt, hat allerdings meist eine schlechtere Hochfrequenzempfindlichkeit als das mit schwimmendem Element arbeitende Elektrometer. Andererseits ist aber der niedrigfrequente Teil des Ausgangsspektrums des Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers relativ wenig durch 1/f-Rauschen verunreinigt.

Zur Überwindung des 1/f-Rauschens sind auch alternative Methoden bekannt, mit denen sich ein gutes Verhalten hinsichtlich hoher Frequenzen erzielen läßt. Von diesen Alternativmethoden ist die sogenannte korrelierte Doppelabfrage wohl am besten bekannt. Andere Methoden beruhen auf Synchrondemodulation der Abfrageproben des Ausgangssignals des CCD-Wandlers mit einer Harmonischen (z. der ersten Harmonischen) der Abfragefrequenz.

In der US-PS 43 30 753 ist ein Verfahren beschrieben, um von der Ausgangsstufe eines mit Ladungsübertragung arbeitenden Bauelementes Informationssignale abzuleiten, die als "relativ rauschfrei" gelten. Bei dieser Methode wird das Ausgangssignal einer regelmäßig abgefragten Elektrometerstufe durch ein Bandpaßfilter gesendet, um AM-2Sb- Seitenbänder (d. h. die Seitenbänder einer Zweiseitenband- Amplitudenmodulation) abzutrennen, die eine Harmonische der Takfrequenz der Elektrometerstufe flankieren. Die abgetrennten Seitenbänder werden dann unter Verwendung eines schaltenden Demodulators, der mit der Harmonischen dieser Taktfrequenz betrieben wird, synchrondemoduliert. Durch den schaltenden Demodulator wird das Amplitudenmodulationssignal in das Basisbandspektrum umgesetzt. Das Basisbandspektrum der synchrondemodulierten AM-Seitenbänder wird von den zugehörigen Oberwellenspektren abgerennt und als Ausgangssignal des Ladungsübertragungselementes verwendet, anstelle des Basisbandspektrums des Bildwandler-Ausgangssignals, das durch die Bandfilterung vor der Synchrondemodulation unterdrückt wird. Die Methode nach der letztgenannten US-Patentschrift würde auch zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens in einer mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometerstufe wirksam sein, da das 1/f-Rauschen hauptsächlich im Basisband liegt. Im Vergleich zur korrelierten Doppelabfrage ist es relativ einfach, das Basisband ganz oder zumindest in Bereichen bis Frequenzen von einem oder zwei Megahertz zu reduzieren, wo das 1/f-Rauschen das termische Hintergrundrauschen übersteigt.

In der US-Patentanmeldung 590 044, die am 15. März 1984 unter dem Titel "CCD FLOATING-ELEMENT OUTPUT STAGES PROVIDING LOW RESETNOISE WITH SINGLE SAMPLING" eingereicht wurde, ist eine Synchrondemodulation der Ausgangssignalproben eines CCD-Bildwandlers im Anschluß an eine Hochpaßfilterung und Differenzierung beschrieben. Die Synchrondemodulation erfolgt durch Abfragen des gefilterten oder differenzierten Ausgangssignals mittels eines Schalters, der periodisch mit der Taktfrequenz des Bildwandler- Ausgangssignals leitend gemacht wird, und durch Halten der Abfragewerte an einem Haltekondensator. Durch geeignete Zeitsteuerung von Rückstellimpulsen an dem mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometer kann, wie die genannte Patentanmeldung lehrt, das sogenannte Rückstellrauschen vermindert werden. Dieses Rückstellrauschen begleitet in einem mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometer den Rückstellprozeß, bei dem das schwimmende Element periodisch auf ein festes Potential geklemmt wird, und rührt daher, daß das auf dem schwimmenden Element zurückbleibende Potential von einem Rückstellintervall zum anderen schwankt. Das Rückstellrauschen ist das vorherrschende Rauschen in den oberen Videofrequenzen der Ausgangssignale von Ladungsübertragungselementen wie z. B. CCD-Bildwandlern und ist typischerweise um 8 db stärker als das Rauschen der MISFET-Elektrometerstufe (Feldeffekttransistor mit Metall-Isolator-Halbleiter-Aufbau), die einer schwimmenden Diffusion mit einer Kapazität von 0,07 pf folgt. Bei niedrigeren Videofrequenzen ist das Flimmer- oder 1/f-Rauschen vorherrschend.

In der US-Patentschrift 45 56 851 ist eine Synchrondemodulation von Ausgangssignalen eines CCD-Bildwandlers unter Anwendung einer andersartigen Unterdrückung des Rückstellrauschens beschrieben. Die Rückstellung des schwimmenden Elementes erfolgt hier auf ein kanalinternes Potential anstatt auf das einer Rücksetz-Drainelektrode angelegte Gleichspannungspotential.

Es hat sich jedoch gezeigt, daß es praktische Probleme gibt, wenn man zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens diejenigen Komponenten des Ausgangssignals eines CCD-Bildwandlers synchrondemoduliert, die Seitenbänder der Ausgangsfrequenz sind. Die Synchrondemodulationist unerwünscht empfindlich gegenüber kleinsten Schwankungen der relativen Phasenlage zwischen den Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers und dem schaltenden Trägersignal, das beim Prozeß der Synchrondemodulation benutzt wird. Diese Empfindlichkeit äußert sich darin, daß in den Videosignalen, die vom Ausgangssignal des Synchrondemodulators abgeleitet werden, manchmal ungewollte niedrigfrequente Komponenten erscheinen, die zu einer Bildabschattung in festem Muster führen. Die Tendenz zu solchen Störungen ist am größten, wenn der CCD-Bildwandler bei schwachen Lichtwerten betrieben wird.

Die Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers können vor ihrer Filterung und Synchrondemodulation verschiedenen niedrigfrequenten Komponenten überlagert sein. Keine zur Unterdrückung von Basisbandfrequenzen benutzte Filterung kann jedoch die ungewollten niedrigfrequenten Komponenten im Ausgangssignal des Synchrondemodulators eliminieren, sofern diese Komponenten nicht auf Basisbandkomponenten zurückzuführen sind, die durch den Synchrondemodulator durchgekoppelt werden.

Eine ähnliche niedrigfrequente Abschattung in festem Muster zeigt sich bei korrelierter Doppelabfrage des CCD- Bildwandlerausgangssignals, wenn der Bildwandler bei niedrigen Lichtwerten betrieben wird. Diese Festmuster-Abschattung scheint ebenfalls eine Funktion der Phaselage der Abfrageimpulse zu sein. Im allgemeinen tritt dieser Typ von Festmuster-Rauschen auf, wenn das CCD-Bildwandlerausgangssignal vor der Abfrage keiner Tiefpaßfilterung unterworfen wird. Somit scheinen die Ursachen dieses Festmuster- Rauschens darin zu liegen, daß sich die Abfrageimpulsfrequenzen mit dem Taktimpulsrauschen im Ausgangssignal des CCD-Bildwandlers überlagern, das im Oberwellenspektrum des Taktsignals für das Ausgangsregister (C-Register) liegt.

Eine Synchrondemodulation derjenigen Komponenten des Ausgangssignals des CCD-Bildwandlers, die Harmonische der Ausgangstaktfrequenz sind, geschah bisher zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens. Die korrelierte Doppelabfrage wurde ebenfalls zur Unterdrückung des 1/f-Rauschens angewandt. Schließlich geschah auch die in der eingangs erwähnten US-Patentschrift 44 35 730 beschriebene Zusammenführung von Bildwandler-Ausgangssignalen, die von dem mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometer und von der Messung des Rückstelldrainstroms abgeleitet wurden, zum Zwecke der Unterdrückung des 1/f-Rauschens. Somit waren bisher keine Gründe erkennbar, warum man die letzterwähnte Technik nach der US-Patentschrift 44 35 730 mit einer Synchrondemodulation (oder mit einer korrelierten Doppelabfrage) kombinieren sollte, insbesondere wo doch ein solcher Schritt eine weitere Komplikation bedeuten würde, zusätzlich zu der Komplikation durch Anwendung der Synchrondemodulation (oder der korrelierten Doppelabfrage).

Das Fühlen des Rückstelldrainstroms ist frei von ungewollten niedrigfrequenten Festmuster-Komponenten, die manchmal im Ausgangssignal des Synchrondemodulators erscheinen (oder im Ausgangssignal der Einrichtung zur korrelierten Doppelabfrage). Das ist deswegen so, weil hier keine breitbandige Abfrage dieses Bildwandler-Ausgangssignals erfolgt. Die vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß es zur Beseitigung der Probleme niedrigfrequenten Festmuster- Rauschens vorteilhaft ist, statt der niedrigfrequenten Komponenten des Ausgangssignals des Synchrondemodulators (oder des Ausgangssignals der korrelierten Doppelabfrage) die niedrigfrequenten Komponenten des gefühlten Rückstelldrainstroms zu nutzen. Da die Synchrondemodulation und die korrelierte Doppelabfrage Ergebnisse bringen, die relativ frei von 1/f-Rauschens sind, ebenso wie das Fühlen des Rückstelldrainstroms, und da die ungewollten niedrigfrequenten Komponenten nur bis zu KHz-Werten der Zehner-Größenordnung reichen, kann die Übergangs- oder Weichenschnittfrequenz (Frequenzschnitt) zwischen dem von Rückstelldrainstrom abgeleiteten Signal und dem anderen Ausgangssignal des CCD-Bildwandlers niedriger angesetzt werden, als es bei dem Verfahren nach der genannten US-Patentschrift 44 35 730 praktiziert wurde.

Wenn man für das andere Bildwandler-Ausgangssignal, das im Frequenzschnitt mit dem vom gefühlten Rückstelldrainstrom abgleiteten Signal benutzt wird, das Ausgangssignal des Synchrondemodulators oder das Ausgangssignal der Einrichtung zur korrelierten Doppelabfrage nimmt, anstatt der Basisbandkomponente des Ausgangssignals des mit schwimmendem Element arbeitenden Elektrometers, dann ergibt sich der Vorteil, daß sich das Rückstellrauschen unterdrücken läßt. Zur Unterdrückung des Rückstellrauschens kann dann die Synchrondemodulations-Technik angewandt werden, wie sie z. B. in der oben erwähnten US-Patentanmeldung 590 044 oder in der oben erwähnten US-Patentschrift 45 56 851 beschrieben ist.

Die wesentlichen Merkmale einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Gewinnung eines Videoausgangssignals von einem CCD-Bildwandler sind im Patentanspruch 1 aufgeführt. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Gemäß der vorliegenden Erfindung sind bei einem Festkörper- Bildwandler, der als Ausgangsregister ein CCD-Zeilenregister hat, Einrichtungen zur gesonderten Gewinnung niedrigfrequenter Videoinformation und hochfrequenter Videoinformation aus dem Register vorgesehen. Die niedrigfrequente Ausgangsinformation wird durch Fühlen des Drainstroms im ausgangsseitigen CCD-Zeilenregister erhalten, und die hochfrequente Ausgangsinformation wird durch breitbandige Abfrage des Ausgangssignals eines mit schwimendem Element arbeitenden Elektrometers erhalten, das Ladungspakete fühlt, die nacheinander zur Rückstell-Drainzone des ausgangsseitigen CCD-Zeilenregisters übertragen werden. Die vom Elektrometer-Ausgangssignal abgeleitete hochfrequente Information wird mit der erhaltenen niedrigfrequenten Information kombiniert.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines CCD-Bildwandlers mit einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals gemäß der Erfindung, wobei diese Schaltungsanordnung einen Synchrondemodulator enthält;

Fig. 2 ist ein Schaltbild eines an sich bekannten flimmerrauscharmen Gegen-Wirkwiderstandsverstärkers, der sich zur Verwendung in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals eignet;

Fig. 3 ist ein Schaltbild eines CCD-Bildwandlers mit einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals gemäß der Erfindung, wobei diese Schaltungsanordnung mit korrelierter Doppelabfrage arbeitet.

In der Fig. 1 ist eine erfindungsgemäße Anordnung zur Nutzsignalgewinnung in Verbindung mit einem Halbleiter- Bildwandler dargestellt, bei dem es sich z. B. um einen CCD-Bildwandler 10 des mit Teilbildübertragung arbeitenden Typs handelt. Der CCD-Bildwandler 10 enthalte gemäß Konvention ein als "A-Register" bezeichnetes Bildregister 11, ein als "B-Register" bezeichnetes Teilbild-Speicherregister 12 und ein als "C-Register" bezeichnetes Ausgangsregister 13 mit Paralleleingang und Serienausgang. Aus den zum rechten Ende des C-Registers 13 übertragenen Ladungspaketen werden mit Hilfe einer Umwandlungsstufe, die mit einem Element schwimmenden Potentials arbeitet und Ladung in Spannung umwandelt, Abfragewerte oder Proben eines Ausgangssignals erzeugt. In der Zeichnung ist als Beispiel eine Ladungs/Spannungs-Umwandlungsstufe mit schwimmender Diffusion dargestellt. In einer solchen Umwandlungsstufe werden Ladungspakte in regelmäßigem Takt vom Ausgang des C-Registers 13 zur schwimmenden Diffusion 14 geschleust, und dann wird der Betrag der Ladung in jedem Paket mittels eines Elektrometers festgestellt, das aus einer Kaskadenschaltung zweier als Sourcefolger angeordneter Feldeffekttransistoren 15 und 16 mit Metall- Isolator-Halbleiter-Aufbau besteht (sogenannte MIS-Transistoren oder MISFETs). Ein weiterer MISFET 17 ist als Konstantstrom-Sourcelast an den MISFET 15 angeschlossen, während die Sourcelast des MISFET 16 durch einen außerhalb des integrierten Schaltungsplättchens liegenden Widerstand 28 gebildet wird, über dem das Ausgangssignal des CCD-Bildwandlers 10 erscheint. An die Drainelektroden der MISFETs 15 und 16 wird ein Gleichspannungspotential OD gelegt, um diese Transistoren als Sourcefolger arbeiten zu lassen. Die Sourceelektrode des MISFET 16 ist mit der Ausgangssignalklemme 27 des CCD-Bildwandlers 10 verbunden und hat somit über den externen Sourcelastwiderstand 28 Verbindung mit Masse.

Die an der Ausgangsklemme 27 des CCD-Bildwandlers 10 gelieferten Ausgangssignalproben werden an den Eingangsanschluß eines rauscharmen Spannungsverstärkers 29 gelegt. Dieser Verstärker 29 liefert von seinem Ausgangsanschluß Eingangssignalproben an eine Differenzierschaltung 30 und puffert den Sourcefolger-MISFET 16 gegenüber der Last am Eingang der Differenzierschaltung 30. Der Verstärker 29 hat vorzugsweise eine ausreichend beschränkte Bandbreite, um höhere Videofrequenzen etwas zu dämpfen. Infolgedessen sind bei der anschließenden Differenzierung der Videosignalproben nach der Zeit, die in der Differenzierschaltung 30 stattfindet, die zu differenzierenden Signalübergänge weniger steil, so daß zeitlich gedehnte Impulse erzeugt werden um im differenzierten Signal keine Spitzen übermäßig hoher Amplitude auftreten, etwa infolge durchgekoppelter Taktsignale. Das zeitlich differenzierte Videoausgangssignal der Differenzierschaltung 30 wird auf den Eingang eines breitbandigen rauscharmen Verstärkers 35 gegeben.

Jedesmal nach der Messung eines Ladungspaketes wird das an der schwimmenden Diffusion herrschende und auch an der Gateelektrode des MISFET 15 liegende Potential zurückgestellt, und zwar durch einen Impuls ϕ _r , der einem Rückstellgate 18 angelegt wird. Dieser Impuls ist üblicherweise etwas schmaler als der an das letzte taktgesteuerte Gate (nicht gesondert dargestellt) eines C-Registers 13 gelegt Taktimpuls und kann so gelegt werden, daß er zwischen die Erscheinungszeiten dieses Taktimpulses fällt. Das Rückstellgate 18 ist "über" einem Ladungsübertragungskanal 19 angeordnet, der sich durch das C-Register 13 und darüber hinaus erstreckt, um auch die schwimmende Diffusion 14 und eine End- oder Anschluß-Draindiffusion 20 aufzunehmen. Genauer gesagt liegt das Rückstellgate 18 "über" dem Ladungsübertragungskanal 19 zwischen der schwimmenden Diffusion 14 und der End-Draindiffusion 20, und vor ihm befindet sich noch ein Gleichspannungsgate 21, an das ein Gleichspannungspotential RG gelegt wird. Das Gleichspannungsgate 21 ist vorzugsweise kurz bemessen, um die Menge der darunter gespeicherten Ladung gering zu halten, und es hat den Zweck, eine elektrostatische Kopplung der an das Rückstellgate 18 gelegten ϕ _r - Impulse mit der schwimmenden Diffusion 14 zu verhindern.

In der Fig. 1 ist ferner ein Taktgenerator 25 gezeigt, der verschiedene Gruppen dreiphasiger Taktsignale an das A-Register 11, das B-Register 12 und das C-Register 13 legt, wie es für den Betrieb eines mit Teilbildübertragung arbeitenden CCD-Wandlers üblich ist. Es können stattdessen aber auch andere bekannte Taktsteuerprinzipien angewendet werden. Der Taktgenerator 25 erzeugt die oben erwähnten ϕ _r -Impulse für die Beaufschlagung der Gateelektrode 18 der die schwimmende Diffusion enthaltenden Ausgangsstufe. Der Taktgenerator 25 liefert ferner ϕ _s -Impulse mit einer Wiederholfrequenz, die gleich der Taktfrequenz des C-Registers 13 während der seriellen Zeilenauslesung ist; diese ϕ _s -Impulse werden über eine Leitung 26 einem Synchrondemodulator (Synchrondetektor) 40 angelegt. Die ϕ _s -Impulse dienen als Trägersignal zur Steuerung der Zeiten, in denen das vom Ausgangsanschluß des breitbandigen rauscharmen Verstärkers 35 an den Synchrondetektor 40 gelieferte Signal beim Prozeß der Synchrondemodulation abgefragt wird. Der Verstärker 35 bringt eine Spannungsverstärkung, die den Signalpegel so weit anhebt, das sein begleitendes Rauschen stärker ist als das durch die nachfolgende Synchrondemodulation eingeführte Rauschen; bei sorgfältiger Konstruktion ist das dem Verstärker 35 zuzuschreibende Rauschen vernachläßigbar gegenüber dem innerhalb des CCD-Bildwandlers 10 erzeugten 1/f-Rauschen.

Die differenzierende oder niedrige Frequenzen ausfilternde Schaltung 30 ist in der Fig. 1 als einfaches RC-Hochpaßfilter dargestellt, das aus einem Längskondensator 31 und einem Querwiderstand 32 besteht. Die RC-Zeitkonstante τ ist so gewählt, daß im Ausgangssignal der Differenzierschaltung 30, das auf den Synchrondetektor 40 gegeben wird, mindestens derjenige Teil des Basisbandes des Frequenzspektrums der Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers 10 unterdrückt wird, der von einem Flimmer- oder 1/f- Rauschanteil einer Stärke begleitet ist, die wesentlich im Vergleich zum termischen Hintergrundrauschen ist. Die Zeitkonstante τ ist der Kehrwert einer in Radianten pro Sekunde ausgedrückten Eckfrequenz f _c , bei welcher das Filter 30 eine Amplitudendämpfung von 3 db bringt. Die Frequenz f _c kann angesehen werden als Demarkationsfrequenz zwischen Unterdrückung und Nicht-Unterdrückung von Frequenzen, die im Eingangssignal der Differenzierschaltung 30 vorhanden, hingegen im Ausgangssignal dieser Schaltung nur selektiv vorhanden sind.

In einer praktischen Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Nutzsignalgewinnung mit einer Taktfrequenz von 7,5 MHz für das C-Register 13 wurde für den Kondensator 31 ein Kapazitätswert von 430 Picofarad und für den Widerstand 32 ein Wert von 75 Ohm benutzt. Das RC-Hochpaßfilter hat dann eine Zeitkonstante τ von 35 Nanosekunden, woraus sich eine Eckfrequenz von 5 MHz ergibt, so daß sich die oberen Frequenzen des Basisbandspektrums der Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers 10 derart mit dem demodulierten ersten Oberwellenspektrum im Ausgangssignal des Synchrondetektors 40 derart kombinieren, daß sich eine Hochfrequenzanhebung (Versteilerung) des Videosignals ergibt. (Die Restanteile des Basisbandsignals und das demodulierte Signal des ersten Oberwellenspektrums sind korreliert und addieren sich algebraisch, während die Rauschkomponenten aus den betreffenden Bändern unkorreliert sind und sich vektoriell addieren. Somit ergibt sich bei dieser Art der Videosignal-Versteilerung gleichzeitig der Vorteil verbesserten Rauschabstandes.)

Die Verwendung eines Synchrondetektors 40 zur Gewinnung eines Videosignals aus Ausgangssignalproben des Bildwandlers 10, die mittels eines Elektrometers mit schwimmender Diffusion erhalten wurden, führt zu einem Videosignal, das in seinen höheren Videofrequenzen weniger rauschbehaftet ist als ein Videosignal, das man aus denjenigen Ausgangssignalproben des Bildwandlers 10 gewinnen kann, die sich vom End-Drainanschluß 22 des Ausgangsregisters 13 entnehmen lassen. Für eine Synchrondemodulation gemäß der Erfindung kann man auch schaltende Demodulatoren mit nachfolgender Tiefpaßfilterung verwenden. Solche Synchrondetektoren führen jedoch eine Mittelwert-Demodulation durch, bei welcher das wiedergewonnene Basisband von starken Oberwellenspektren begleitet ist. Es ist vorzuziehen, eine Synchrondemodulation mit Abfrage- und Haltetechnik anzuwenden, um die Stärke der aus dem Demodulationsvorgang hervorgehenden restlichen Oberwellenspektren relativ gegenüber dem wiedergewonnenen Basisbandspektrum zu reduzieren.

Die Fig. 1 zeigt eine einfache Abfrage- und Halteschaltung 40, bestehend aus dem selektiv leitend gemachten Kanal eines MISFET 41, mit dem die Abfrage durchgeführt wird, und einem Kondensator 42, der die jeweils abgefragten Werte hält. Das Gate des MISFET 41 empfängt auf der Leitung 26 die ϕ _s -Impulse, die mit einer Folgefrequenz gleich der Taktfrequenz des C-Registers geliefert werden, und der Kanal des MISFET wird als Antwort auf diese ϕ _s -Impulse selektiv leitend gemacht. Der MISFET 41 arbeitet dann als Torschaltung eines Typs, bei welchem keine nennenswerte Durchkopplung der Steuersignale (ϕ _s -Impulse von der Leitung 26) in den selektiv leitenden Kanal erfolgt. Der Ausgangskreis eines Synchrondetektors dieser Art ist nicht symmetrisch gegenüber Eingangssignalen, die dem selektiv leitenden Kanal zugeführt werden. Das an den Eingang dieses Synchrondetektors gelegt Basisbandspektrum erscheint an seinem Ausgang und zwar mit der oben erwähnten Anhebung hoher Videofrequenzen (Videoversteilerung).

Das demodulierte Ausgangssignal von der Abfrage- und Halteschaltung 40 ist anders als ein direkt von einem schaltenden Demodulator genommenes Signal ein nutzbares Videosignal, das über die durch den Videoverstärker bewirkte Frequenzbegrenzung keiner weiteren Filterung mehr bedarf. Das demodulierte Ausgangssignal wird in dem in Fig. 1 dargestellten Fall einem Pufferverstärker 50 und dann einem Glättungsfilter 51 zugeführt. Das Filter 51 ist vorzugsweise ein Tiefpaßfilter, das Restkomponenten der Taktfrequenz entfernt, um ein rauscharmes Videosignal zu liefern, das auch frei von Aliase-Fehlern an Bilddetails ist. Die vom Glättungsfilter 51 bewirkte Tiefpaßfilterung hat eine Grenzfrequenz nahe der Nyquist-Frequenz des C-Registers, so daß es ein vollständiges Videofrequenzspektrum durchläßt, während es Taktfrequenzreste wegdämpft. Das Ausgangssignal vom Glättungsfilter 51 wird im Falle der Fig. 1 dem Eingang eines weiteren Pufferverstärkers 52 zugeführt. Der Pufferverstärker 52 steuert mit niedriger Ausgangsimpedanz den Hochfrequenz-Eingangskreis einer Frequenzweiche 55 an.

Die Frequenzweiche 55 weist einen Kondensator 56 auf zum Anlegen der hochfrequenten Komponenten des Ausgangssignals des Pufferverstärkers 52 an den Eingangsanschluß eines weiteren Pufferverstärkers 60, von dem das Videoausgangssignal endgültig abgenommen wird. Die Frequenzweiche 55 enthält ferner ein ohmsches Element 57, dergestellt als verstellbarer Widerstand, zum Anlegen der niedrigfrequenten Komponente des Ausgangssignals eines Pufferverstärkers 53 an den Eingangsanschluß des Pufferverstärkers 60. Die Eingangsimpedanz des Pufferverstärkers 60 ist hoch, so daß sie die Schnittfrequenz der Frequenzweiche 55, wie sie sich durch den Widerstandswert des Elementes 57 und den Kapazitätswert des Kondensators 56 ergibt, nicht beeinflußt.

Es sei nun die Gewinnung des an den Pufferverstärker 53 gelegten Eingangssignals betrachtet. (Die niedrigfrequente Komponente des Ausgangssignals des Pufferverstärkers 53, die an den zweiten Eingang der Frequenzweiche 55 gelegt wird, wird vom Pufferverstärker 60 verstärkt, um die niedrigfrequente Komponente des vom Pufferverstärker 60 gelieferten Videoausgangssignals zu bilden.) Anstatt das Gleichspannungspotential RD direkt auf den Anschluß 22 des Bildwandlers 10 und damit auf die End-Draindiffusion 20 zu geben, wird es über die "kurzschließende" Eingangsimpedanz eines flimmerrauscharmen Strom- oder Gegenwirkwiderstandsverstärkers 61 angelegt. Der Verstärker 61 entwickelt ein Ausgangssignal als Antwort auf den Strom, der über den Anschluß 22 fließt, jedesmal wenn ein Ladungspaket die End-Draindiffusion 20, den Anschluß 22 und die Eingangsimpedanz des Verstärkers 61 zur RD-Potentialquelle abgezogen wird. Dieses Antwortsignal wird in einem Glättungsfilter 62 geglättet, um ein kontinuierliches Videosignal zu bilden. Dieses kontinuierliche Videosignal hat, wenn überhaupt, nur wenig ungewollte niedrigfrequente Komponenten und wird auf den Eingang des Pufferverstärkers 53 gegeben. Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29, 35, 50, 52 und der Verstärker 61 und 53 sind so gewählt, daß die Amplituden der Eingangssignale der Frequenzweiche 55 bei Frequenzen nahe der Schnittfrequenz einander im wesentlichen gleich sind, wenn gewünscht wird, daß das Videoausgangssignal vom Verstärker 60 einen flachen Frequenzgang über den Schnittbereich hat. Das Glättungsfilter 62 hat vorzugsweise die gleiche Sperrcharakteristik, so daß die Amplituden der Eingangssignale der Frequenzweiche 55 im Bereich der Schnittfrequenz im wesentlichen einander gleich sind. Unter Umständen ist noch eine gewisse Laufzeitkompensation (nicht dargestellt) einzuführen, so daß das Ausgangssignal des Filters 62 dem Ausgangssignal des Filters 61 am Überschneidungspunkt um die gewünschten 90° nacheilt.

Da weder das Videosignal, das vom Synchrondetektor 40 erzeugt wird, noch das Videosignal, das durch Glättung des Ausgangssignals des Verstärkers 61 im Filter 62 erhalten wird, einen merklichen Gehalt an 1/f-Rauschen aufweist, kann die Schnittfrequenz in der Frequenzweiche 55 niedriger gewählt werden als bei einer Schaltung nach der oben erwähnten US-Patentschrift 44 35 730. Eine Schnittfrequenz vom Fünf- bis Zehnfachen der Zeilenfrequenz genügt, um die unerwünschten niedrigfrequenten Abschattungskomponenten unter allen Bedingungen des Bildwandlerbetriebs zu unterdrücken, und gestattet es, den Verstärker 61 mit schmaler Bandbreite auszulegen.

Die Fig. 2 ist ein Schaltbild eines flimmerrauscharmen Gegenwirkwiderstandsverstärkers, wie er in einer Kamera- Apparatur der RCA Corporation verwendet wird. Dieser Verstärker wurde mit Erfolg in der Schaltung nach der US- Patentschrift 44 35 730 benutzt und eignet sich auch für die vorliegende Erfindung. Der besagte Gegenwirkwiderstandsverstärker hat eine Bandbreite von 5 MHz.

Die in Fig. 3 dargestellte Anordnung zur Nutzsignalgewinnung ist ähnlich derjenigen nach Fig. 1, mit Ausnahme der Einrichtung zur Ableitung des Nutzsignals vom Anschluß 27 des CCD-Bildwandlers 10. Die Differenzierschaltung 30 und der Synchrondetektor 40 sind im Falle der Fig. 3 durch eine Einrichtung 70 zur korrelierten Doppelabfrage ersetzt. Dieser korreliert arbeitende "Doppelabfrageschalter" 70 enthält eine Abfrage- und Halteschaltung, in welcher ein MISFET 71 als Abfrageschalter und ein Haltekondensator 72 verwendet werden. Der Doppelabfrageschalter 70 enthält ferner eine Schaltung zur Wiederherstellung der Gleichstromkomponente, die einen gleichstromblockierenden Kondensator 73 und einen MISFET 74 als getastete Klemmschaltung hinter dem Pufferverstärker 29 enthält. Zwischen der Schaltung zur Wiederherstellung der Gleichstromkomponente und der Abfrage- und Halteschaltung ist ein Pufferverstärker 75 eingefügt.

Der Taktgenerator 25 liefert nach jedem ϕ _r - Rückstellimpuls, jedoch vor erneutem Einlassen von Ladung in die schwimmende Diffusion 14, einen Impuls ϕ _PC an die Gateelektrode des MISFET 74, um dessen Kanal leitend zu machen und dadurch den Eingang des Pufferverstärkers 75 auf Signalmasse zu klemmen. Dies bewirkt eine Wiederherstellung des Gleichstromwertes (Gleichstrom- oder Schwarzwerthaltung) abhängig vom Pegel des Rückstellrauschens, indem die Ladung am gleichstromblockierenden Kondensator 73 so eingestellt wird, daß sie am Kondensator eine Spannung aufrechterhält, welche das Rückstellrauschen kompensiert, das im Signal enthalten ist, mit welchem der nächste Ladungseinlaß in die schwimmende Diffusion 14 beantwortet wird. Nach dem ϕ _PC -Impuls, wenn der MISFET 74 die Klemmung nicht mehr hält, taktet das C-Register 13 ein Ladungspaket zur schwimmenden Diffusion 14. Das Elektrometer- Antwortsignal auf dieses Ladungspaket, nachdem die Ladungsübertragung zur schwimmenden Diffusion 14 beendet ist, wird als Spannung im Verstärker 29 verstärkt, über den Kondensator 73 gekoppelt und dann im Pufferverstärker 75 verstärkt, um anschließend für den Haltekondensator 72 abgefragt zu werden. Die Abfrage erfolgt durch Leitendmachung des MISFET 71 mittels eines Impulses ϕ _SH , der vom Taktgenerator 25 an die Gateelektrode dieses MISFET geleggt wird. Der Abfrage- und Haltebetrieb stellt die Antwort auf das Ladungspaket, ferner eventuelles restliches Rückstellrauschen und das im Verstärker 52 erzeugte 1/f- Rauschen auf gleiches Tastverhältnis, um den Rauschabstand hinsichtlich des 1/f-Rauschens (und auch hinsichtlich jedes restlichen Rückstellrauschens) zu verbessern.

Der korrelierte Doppelabfrageschalter 70 führt niedrigfrequente Komponenten ein, die eine Festmuster-Abschattung bewirken können. Diese Komponenten werden gemeinsam mit anderen niedrigfrequenten Komponenten in der Frequenzweiche 55 unterdrückt. Der restliche hochfrequente Gehalt des Ausgangssignals des korrelierten Doppelabfrageschalters 70 wird in der Frequenzweiche 55 angehoben, und zwar durch die niedrigfrequente Antwort auf den über den Rückstelldrain- Anschluß 22 fließenden Strom, analog zur Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der Erfindung.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 oder nach Fig. 3 kann, wenn der Verstärker 61 ein Gegenwirkwiderstandsverstärker mit geeignet niedriger Ausgangsimpedanz ist, modifiziert werden, um der Frequenzweiche 55 Eingangssignale vom Pufferverstärker 50 und vom Verstärker 61 zuzuführen statt von den Ausgängen der Pufferverstärker 52 und 53. Die Pufferverstärker 52 und 53 können dann weggelassen werden. Ebenso die Glättungsfilter 51 und 62, statt derer ein Signalglättungsfilter in Kaskade mit dem Pufferverstärker 60 hinter der Frequenzweiche 55 verwendet werden kann. Aufgrund der vorstehenden Beschreibung kann ein Durchschnittsfachmann ohne weiteres auch eine Reihe anderer Varianten der bevorzugten Ausführungsform vorsehen, die nach den Prinzipien der Erfindung arbeiten. Auch solche Varianten seien von den Patentansprüchen umfaßt.

Claims (3)

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Videoausgangssignals aufgrund eines ersten und eines zweiten elektrischen Ausgangssignals aus einem Festkörper-Bildwandler, der einen ausgangsseitigen, mit einer vorgeschriebenen Taktfrequenz taktgesteuerten CCD-Ladungsübertragungskanal aufweist, an dem sich ein Elektrometer mit einem Element schwimmenden Potentials zum Fühlen von Ladung an einem Punkt im Ladungsübertragungskanal befindet, um das erste elektrische Ausgangssignal zu liefern, und der an seinem Ende eine End-Drainzone aufweist, um das zweite Ausgangssignal zu liefern, gekennzeichnet durch:
eine Einrichtung (30,40; 70) zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals aus dem ersten elektrischen Ausgangssignal (27) nach einer breitbändigen Abfrage dieses Signals, die mit einer Erzeugung unerwünschter niedrigfrequenter Abschattungen in festem Muster verbunden ist;
eine Einrichtung (20, 61) zur Ableitung des niedrigfrequenten Teils des Videoausgangssignals aus dem zweiten elektrischen Ausgangssignal (22);
eine Einrichtung (55) zum Kombinieren des niedrigfrequenten und des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals zu einem Signal mit durchgehendem Frequenzspektrum.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals folgendes enthält:
ein niedrige Frequenzen unterdrückendes Filter (30), das einen Eingangsanschluß zum Empfang des ersten elektrischen Ausgangssignals vom Festkörper-Bildwandler und einen Ausgangsanschluß aufweist;
einen Synchrondemodulator (40), der einen mit dem Ausgangsanschluß des niedrige Frequenzen unterdrückenden Filters verbundenen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß hat und die breitbandige Abfrage mit einer Frequenz durchführt, die eine Harmonische der vorgeschriebenen Taktfrequenz ist;
ein Filter (56), das den hochfrequenten Teil des am Ausgangsanschluß des Synchrondemodulators erscheinenden Signals abtrennt, um ihn an die kombinierende Einrichtung (55) zu legen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Ableitung des hochfrequenten Teils des Videoausgangssignals folgendes enthält:
eine mit korrelierter Doppelabfrage arbeitende Einrichtung (70) zur breitbandigen Abfrage des ersten elektrischen Ausgangssignals aus dem Festkörper-Bildwandler (10);
ein Filter (56), das den hochfrequenten Teil des in korrelierter Weise doppelt abgefragten ersten elektrischen Ausgangssignals abtrennt, um ihn an die kombinierende Einrichtung (55) zu legen.