DE3430744C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Qualitätsverbesserung des Ausgangssignals eines ladungsgekoppelten Bauelementes, insbesondere eines Bildaufnahmegerätes mit CCD- Bildwandler gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ein bekanntes Gerät dieser Gattung ist z. B. in der Zeitschrift Fernseh- und Kino-Technik, 29. Jahrgang, Nr. 4, 1975, Seiten 107-110, beschrieben. Die Abkürzung CCD steht für "Charge Coupled Device" und wird wie üblich auch im vorliegenden Fall verwendet, um ladungsgekoppelte Bauelemente zu bezeichnen.

Im vorliegenden Fall gelte ferner die Übereinkunft, daß bei der Beschreibung eines ladungsübertragenden Bauelementes diejenige Oberfläche des Halbleitersubstrats, auf welcher sich die Gateelektroden des Bauelementes befinden, als "obere" Oberfläche bezeichnet wird, auch wenn die Gateelektroden in Wirklichkeit einen andere Orientierung zur Substratoberfläche haben können. Entsprechend sind auch Ausdrücke wie "unter" und "über" gemäß dieser Übereinkunft zu verstehen.

In typischen Ausführungsformen, so auch bei dem erwähnten bekannten Bildaufnahmegerät, enthält die Ausgangsstufe eines CCD einen Feldeffekttransistor, dessen Gateelektrode mit einer sogenannten "schwimmenden" Diffusion verbunden ist, d. h. mit einem Diffusionsgebiet, dessen Potential freischwebend ("schwimmend") ist und sich mit der ankommenden Ladung ändert. Der Feldeffekttransistor kann z. B. ein Element mit Metall-Isolator-Halbleiter- Aufbau sein (MIS-Feldeffekttransitor oder kurz MISFET). Der Transistor wird in Drainschaltung (oder Sourceschaltung) als ein Elektrometer betrieben, um das Potential der "Schwimmdiffusion" zu messen. Dieses Potential zeigt an, wie groß die Ladung in einer Potentialmulde "unter" der Schwimmdiffusion ist. Die Potentialmessungen finden während jeweiliger Signal-Abfrageintervalle statt, zwischen denen Rücksetzintervalle liegen.

Während eines jeden solchen Rücksetzintervalls wird die Schwimmdiffusion durch MISFET-Wirkung auf ein Bezugspotential geklemmt, das an einem Rücksetz-Drainanschluß herrscht. Genauer gesagt bildet bei dieser MISFET-Wirkung die Schwimmdiffusion eine virtuelle Sourcezone, und die MISFET-Wirkung ergibt sich infolge Anlegens eines Potentials an eine Rücksetz-Gateelektrode, die zwischen der Schwimmdiffusion und dem Rücksetz-Drainanschluß liegt. Es ist üblich, eine zusätzliche Gateelektrode zwischen der Schwimmdiffusion und der Rücksetzelektrode vorzusehen und ein Gleichspannungspotential an diese zusätzliche Gateelektrode zu legen, um zu verhindern, daß die Rücksetzimpulse in das Potential der Schwimmdiffusion hineinwirken.

Der Rücksetzvorgang durch periodisches Klemmen der Schwimmdiffusion auf das am Rücksetz-Drainanschluß herrschende Potential ist leider von einem Rauschen besonderen Typs begleitet, dem sogenannten "Rücksetzrauschen". Dieses Rauschen besteht darin, daß das Potential, welches an der Schwimmdiffusion von einem Rücksetzintervall zum nächsten zurückbleibt, variiert. Das Rücksetzrauschen ist ein Problem bei ladungsübertragenden Bauelementen, die Ausgangsstufen mit schwimmendem Gate oder Ausgangsstufen mit Schwimmdiffusion haben. Das Rücksetzrauschen ist das vorherrschende Rauschen in dem die höheren Videofrequenzen enthaltenden Bereich der Ausgangssignale von ladungsübertragenden Bauelementen wie z. B. CCD-Bildwandlern. Das Rücksetzrauschen ist typischerweise um etwa 8 dB stärker als das Rauschen in der hinter der Schwimmdiffusion folgenden MISFET-Elektrometerstufe. Bei niedrigeren Videofrequenzen ist das Flimmerrauschen (1/f-Rauschen) vorherrschend. Das Flimmerrauschen tritt in der MISFET- Elektrometerstufe auf.

Es ist bekannt, die Ausgangssignale des Bildwandlers auf eine Abfrage- und Haltestellung zu geben. Eine solche Schaltung fragt während des Abfrageintervalls im Bildwandler- Ausgangssignal ab und hält dann die Abfragewerte (Proben) während der zwischen den Abfragen liegenden Intervalle fest. Im Ausgangssignal der Abfrage- und Halteschaltung ist der Gehalt des Basisbandes (oder der ersten Harmonischen) größer und der Gehalt der höheren Harmonischen geringer im Vergleich zum empfangenen Bildwandler- Ausgangssignal. Die Nutzungsfaktoren des Bildwandlers- Ausgangssignals und des Rauschens, das während nachfolgender Verstärkungsprozesse zugemischt wird, werden durch den Abfrage- und Haltevorgang gleich gemacht. Infolgedessen wird der Rauschabstand während solcher Verstärkung nicht so sehr verschlechtert. Dieses Verfahren sei im folgenden "Einfachabfrage" genannt.

Der Wunsch nach Reduzierung sowohl des Flimmerrauschens als auch des Rücksetzrauschens hat zu der Praxis der sogenannten "korrelierten Doppelabfrage" geführt. Bei diesem Verfahren wird in jeder Taktperiode des Ausgangsregisters des CCD-Bildwandlers das Signal an der Schwimmdiffusion ein erstesmal abgefragt, wenn in der "unter" der Schwimmdiffusion gebildeten Potentialmulde Ladung vorhanden ist, die vom Rücksetzrauschen, aber nicht vom Signal abhängt. Das Signal wird ein zweitesmal abgefragt, wenn an der Schwimmdiffusion Ladung vorhanden ist, die sowohl vom Rücksetzrauschen als auch vom Signal abhängt. Jedes Paar von Abfragewerten wird dann differentiell kombiniert, um Abfragewerte zu erzeugen, die im wesentlichen nur vom Signal abhängen, so daß auf diese Weise das Rücksetzrauschen unterdrückt wird.

Die korrelierte Doppelfrage wird weniger praktisch, wenn die Abfragefrequenz der Ausgangsstufe des ladungsübertragenden Bauelementes höher wird. Die Impulsbreiten werden kleiner, und die Impulsabstände werden vermindert, wobei als Grenze die Zeitspanne gilt, die zum Erreichen des Gleichgewichtzustandes der Ladung unter der als Ausgang verwendeten Schwimmdiffusion oder dem als Ausgang verwendeten schwimmenden Gate (Schwimmgate) erforderlich ist. Wenn die Taktfrequenz des Ausgangsregisters auf mehr als einige Megahertz erhöht wird, dann ist die Technik der korrelierten Doppelabfrage schwierig anzuwenden. Es wurde gefunden, daß man in einem Bildwandlersystem durch Anwendung der korrelierten Doppelabfrage zwar eine Rauschverminderung von 20 dB bei einer Taktfrequenz von 100 kHz erzielen kann, daß jedoch bei einer Taktfrequenz von 1 MHz eine Rauschverminderung von mehr als 3 bis 6 dB nur unter Schwierigkeiten erhalten wird.

In der US-Patentschrift 43 30 753 ist ein als relativ rauschfrei vorgestelltes Verfahren beschrieben, um Informationssignale von der Ausgangsstufe eines ladungsübertragenden Bauelementes zu gewinnen. Bei diesem Verfahren wird das Ausgangssignal der regulär abfragenden Elektrometerstufe durch einen Tiefpaßfilter gesendet, um Seitenbänder einer Zweiseitenband-Amplitudenmodulation abzutrennen, die beidseitig einer Harmonischen der Taktfrequenz der Elektrometerstufe liegen. Die abgetrennten Seitenbänder werden dann synchrondemoduliert, wobei ein schaltender Demodulator verwendet wird, der mit der erwähnten Harmonischen der Traktfrequenz betrieben wird. Das Basisspektrum der synchrondemodulierten AM-Seitenbänder wird von den zugehörigen harmonischen Spektren abgetrennt. Als Ausgangssignal des ladungsübertragenden Bauelementes wird dieses Basisbandspektrum herangezogen und nicht das Basisbandspektrum des Bildwandler-Ausgangssignals, das durch die Bandfilterung von der Synchrondemodulation unterdrückt wird.

Das vorstehend beschriebene Verfahren ist wirksam zur Unterdrückung des Flimmerrauschens in der Elektrometerstufe, das hauptsächlich im Basisband liegt.

Das Rücksetzrauschen wird bei dem vorstehend behandelten Verfahren nach der US-Patentschrift 43 30 753 ignoriert. Wie bereits oben ausgeführt, ist dieses Rücksetzrauschen jedoch eine hauptsächliche Rauschquelle in einem Halbleiter- Bildwandler, der eine mit Schwimmgate oder Schwimmdiffusion arbeitende Ausgangsstufe aufweist. Das Rücksetzrauschen ist breitbandig und reicht über die Frequenzspektren der Harmonischen der am Ausgang des Halbleiter- Bildwandlers gelieferten Video-Abfragewerte. Daher stellt das Rücksetzrauschen einen Hauptbeitrag zum Gesamtrauschen dar, selbst wenn man eine Synchrondemodulation der eine Taktfrequenz-Harmonische umgebenden Seitenbänder anwendet, um das Videosignal aus den Abfragewerten des Bildwandler- Ausgangs abzuleiten. (Es sei noch einmal darauf hingewiesen, daß das hier behandelte Rücksetzrauschen nicht die einfache Durchkopplung von Rücksetzimpulsen bedeutet, mit deren Reduzierung sich die erwähnte US- Patentschrift eigens befaßt.)

Die Aufgabe der Erfindung besteht allgemein darin, die Qualität des Ausgangssignals eines ladungsgekoppelten Bauelementes zu verbessern. Was das Rücksetzrauschen betrifft, wird diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 ohne die Notwendigkeit der oben beschriebenen Doppelabfrage gelöst.

Gegenstand der Erfindung ist somit ein rauscharmes Bildaufnahmegerät mit einem CCD-Bildwandler oder dergleichen, der eine ausgangsseitige Elektrometerstufe mit einem periodisch rückgesetzten Element schwimmende Potentials (z. B. ein schwimmendes Diffusionsgebiet oder ein schwimmendes Gate) aufweist, der eine Differenzierschaltung und anschließend eine Abfrage- und Haltestellung nachgeschaltet ist.

Es wurde nämlich gefunden, daß, wenn das Ausgangssignal des CCD-Bildwandlers vor dem Abfrage- und Haltevorgang einer Hochpaßfilterung unterworfen oder differenziert wird, die Abfrage- und Halteschaltung harmonische Spektralkomponenten des Bildwandlers-Ausgangssignals in Basisband-Spektralkomponenten umsetzt, die in der Frequenzebene in einer Synchrondemodulation sind. Infolgedessen wird trotz Hochpaßfilterung des Bildwandler-Ausgangssignals der niedrigfrequente Gehalt des Bildes gewonnen. Außerdem ist zu erwähnen, daß sich der Haltevorgang nach den Spitzenwerten des harmonischen Spektralgehaltes des Bildwandler-Ausgangssignals richtet und nicht nach dem mittleren Absolutwert. Somit ist der Umwandlungswirkungsgrad beim hier betrachteten Verfahren wesentlich höher als bei dem Synchrondemodulationsverfahren nach der US-Patentschrift 43 30 753. Dort folgt auf das Abfragen direkt, ohne einen Haltevorgang, eine Tiefpaßfilterung zur Glättung der Ausgangsgröße.

In einer Arbeit von W. F. Kosonocky und J. E. Carnes mit dem Titel "Basic Concepts of Charge-Coupled Devices", die in der RCA Review, Band 36, September 1975, Seiten 566-593 veröffentlicht ist, wird angeregt, die Schwimmdiffusion auf das Sperrpotential zurückzusetzen, welches von einer Gateelektrode hergestellt wird, die mit einer Gleichspannung vorgespannt wird und zwischen der Schwimmdiffusion und einer als Rücksetz-Gate wirkenden Gateelektrode angeordnet ist. Das heißt, die Rücksetzung der Schwimmdiffusion erfolgt auf ein Kanalpotential innerhalb des Ladungsübertragungskanals, in welchem die Schwimmdiffusion liegt, und nicht auf das Drainpotential am Ende des Ladungsübertragungskanals. Dieser Weg zur Rücksetzung der Schwimmdiffusion wurde von der Fachwelt größtenteils als unzweckmäßig verworfen, weil hierdurch eine ausgeprägte Niederfrequenzverzögerung in der Modulationsverstärkung eingeführt würde. Fernsehbilder aus Video-Abfragewerten von CCD-Bildwandlern mit Ausgangs- Schwimmdiffusionen, die auf im Kanal herrschende Potentiale anstatt auf Drainpotentiale zurückgesetzt werden, zeigen eine Verschmierung der hinteren Ränder heller Bereiche in dunklere Bereiche, wenn die Ausgangs-Abfragewerte der Ausgangsstufen in herkömmlicher Weise verarbeitet werden und eine Abfrage- und Halteschaltung am Ausgang verwendet wird, um die Durchkopplung von Taktsignalen zu unterdrücken.

Bei einem erfindungsgemäßen Gerät ist es jedoch möglich, die Schwimmdiffusion auf ein innerhalb des Ladungsübertragungskanals der Ausgangsstufe herrschendes Potential zurückzusetzen, ohne die vorstehenden Nachteile zu erhalten. Die Schaffung einer diesbezüglichen Ausführungsform, die im Patentanspruch 2 beschrieben ist, beruht unter anderem auf der Erkenntnis, daß die Niederfrequenzverzerrung bei der betreffenden Rücksetzmethode nur den Basisband-Teil des Frequenzspektrums des Ausgangssignals des CCD-Bildwandlers beeinträchtigt. Falls das Basisband (oder zumindest die niedrigen Frequenzen, in denen die Verzerrung auftritt) unterdrückt wird, bevor das Abfragen und Halten zur Wiedergewinnung eines von Zwischenabständen freien Signals erfolgt, ist die erwähnte Verzerrung im Ausgangssignal der Abfrage- und Halteschaltung nicht vorhanden.

Es wurde ferner gefunden, daß das Rücksetzrauschen ebenfalls unterdrückt werden kann, falls die Rücksetzimpulse zeitlich richtig angelegt werden, selbst wenn man die Schwimmdiffusion jedesmal auf das Drainpotential zurücksetzt, nachdem ein Bildpunkt-Abfragewert zur Elektrometermessung "unter" die Diffusion gebracht worden ist. Diese Rücksetzung kann erfolgen, ohne während jedes Bildpunkt- Abtastintervall mehr als einmal abfragen zu müssen.

Eine auf dieser Erkenntnis basierende Ausführungsform der Erfindung ist im Patentanspruch 3 gekennzeichnet. Es hat sich nämlich gezeigt, daß nach der Rücksetzung ein Intervall folgt, bevor das nächste Ladungspaket unter die Schwimmdiffusion der als Elektrometer dienenden CCD-Ausgangsstufe eingebracht wird. Der Rücksetzrauschpegel während dieses Intervalls ist der gleiche wie der Rücksetzrauschpegel im Intervall nach dem Einbringen von Ladung von der anschließenden Rücksetzung. Dieses Phänomen wurde bisher bei der korrelierten Doppelabfrage ausgenutzt.

Das erwähnte Phänomen läßt sich auch etwas anders betrachten, indem man folgende Feststellung trifft: Der Übergang im Signal, der durch Einbringen eines Ladungspakets unter die Schwimmdiffusion verursacht wird, ist einem durch das Rücksetzrauschen bedingten Rausch-Sockelwert überlagert, und dieser Rausch-Sockelwert ändert sich nur von Bildpunkt zu Bildpunkt. Durch die erfindungsgemäße Differenzierung des Ausgangssignals des CCD-Bildwandlers nach der Zeit wird dafür gesorgt, daß die Antwort auf die erwähnten Rausch-Sockelwerte gegenüber der Antwort auf diejenigen Übergänge unterdrückt wird, die durch Einbringen von Ladungspaketen unter die Schwimmdiffusion verursacht werden. Es kann eine Synchrondemodulation des differenzierten Ausgangssignals über Abfrageperioden stattfinden, die sich über jeweils feste Teile der abklingenden Antworten auf die erwähnten Übergänge erstrecken. Das resultierende Ausgangssignal hat bezüglich des Rücksetzrauschens einen guten Rauschabstand, d. h. das Verhältnis von Nutzsignal zu Rücksetzrauschsignal ist groß.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 4 und 5 gekennzeichnet.

Eine Qualitätsverbesserung des Ausgangssignals eines CCD- Bauelementes kann in manchen Fällen auch erzielt werden, wenn man einen Frequenzgang mit erhöhter Modulationsverstärkung bei höheren Frequenzen vorsieht. Eine diesbezügliche Lösung der gestellten Aufgabe ist im Patentanspruch 6 gekennzeichnet und läßt sich mit praktisch den gleichen Mitteln erreichen, wie sie erfindungsgemäß zur Verminderung des Rücksetzrauschens eingesetzt werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 ist ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung, dargestellt in Verbindung mit einem CCD- Bildwandler, der mit Teilbild-Übertragung arbeitet;

Fig. 2 zeigt ein Potentialprofil zur Veranschaulichung der Rücksetzung des schwimmenden Diffusionsgebiets auf Drainpotential;

Fig. 3, 4 und 5 zeigen Potentialprofile zur Veranschaulichung verschiedener Möglichkeiten, wie man ein schwimmendes Diffusionsgebiet auf ein kanalinternes Potential anstatt auf Drainpotential zurücksetzen kann;

Fig. 6 veranschaulicht anhand eines Zeitdiagramms eine bevorzugte Zeitsteuerung zur Rücksetzung des schwimmenden Diffusionsgebiets auf Drainpotential gemäß der Fig. 2.

In der Fig. 1 ist eine erfindungsgemäße Anordnung zur Signalgewinnung in Verbindung mit einem Halbleiter-Bildwandler dargestellt. Unter dem Begriff "Bildwandler" sei hier ein Gerät verstanden, das Bilder in elektrische Signale umwandelt. Bei dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel ist der Bildwandler 10 ein CCD-Gerät, das mit Teilbild-Übertragung arbeitet. Der CCD-Bildwandler 10 enthält ein Bildregister (A-Register) 11, ein Teilbild-Speicherregister (B-Register) 12 und ein Ausgangsregister (C-Register) 13 mit Paralleleingang und Serienausgang. Aus den zum rechten Ende des C-Registers 13 übertragenen Ladungspaketen werden Ausgangssignal-Abfragewerte (Ausgangssignalproben) erzeugt, und zwar unter Verwendung einer Ladungs/Spannungs- Umwandlungsstufe, bei der es sich z. B. um einen Typ mit sogenanntem "schwimmendem" Diffusionsgebiet (Schwimmdiffusion) handelt. In einer solchen Umwandlungsstufe werden Ladungspakete regelmäßig vom Ausgang des C-Registers 13 in eine Potentialmulde getaktet, die sich unter der Schwimmdiffusion 14 befindet. Der Betrag der Ladung jedes Pakets in der Potentialmulde wird dann durch ein Elektrometer bestimmt. Das Elektrometer enthält zwei in Kaskade angeordnete und jeweils als Sourcefolger geschaltete MIS-Feldeffekttransistoren (MISFETs) 15 und 16. Ein weiterer MISFET 17 ist so angeordnet, daß er eine Konstantstrom-Sourcelast für den MISFET 15 bildet. Ein außerhalb der integrierten Halbleiterschaltung 10 befindlicher Widerstand 28 bildet eine Sourcelast für den MISFET 16. Die Ausgangssignalproben des CCD- Bildwandlers 10 erscheinen an diesem Widerstand 28. An die Drainanschlüsse der MISFETs 15 und 16 wird ein Gleichspannungspotential OD gelegt, um diese MISFETs als Sourcefolger arbeiten zu lassen. Die Sourceelektrode des MISFET 16 ist an die Ausgangssignalklemme 27 des CCD-Bildwandlers 10 angeschlossen und somit über den Lastwiderstand 28 mit Masse verbunden.

Die an der Ausgangsklemme 27 des CCD-Bildwandlers 10 gelieferten Ausgangssignalproben werden auf den Eingang eines rauscharmen Spannungsverstärkers 29 gegeben. Der Ausgang des Verstärkers 29 liefert Signalproben zum Eingang einer Differenzierschaltung 30. Der Verstärker 29 hat vorzugsweise eine Bandbreite, die so begrenzt ist, daß höhere Videofrequenzen etwas gedämpft werden. Durch solche Dämpfung wird erreicht, daß die Differenzierschaltung 30 zum einen auf die Signalübergänge mit verminderter Ausgangsspannungs- Anstiegsgeschwindigkeit anspricht, um Impulse mit größerem Energiegehalt zu erzeugen, und daß die Differenzierschaltung zum andern keine Nadelimpulse übermäßiger Amplitude in das endgültige Videoausgangssignal einführt, die ansonsten infolge einer Durchkopplung des Taktsignals auftreten könnten. Das nach der Zeit differenzierte Videoausgangssignal der Differenzierschaltung 30 wird als Eingangssignal auf einen breitbandigen rauscharmen Verstärker 35 gegeben.

Jedesmal nach Messung eines Ladungspaketes wird das Potential an der Schwimmdiffusion 14 durch Wirkung eines Impulses Φ _r zurückgesetzt. Dieser Φ _r -Impuls wird einer Rücksetz- Gateelektrode (Rücksetzgate) 18 angelegt und ist üblicherweise etwas schmaler als der Taktimpuls, der an die letzte taktgesteuerte Gateelektrode (nicht gesondert dargestellt) des C-Registers 13 gelegt wird. Der Φ _r -Impuls erscheint innerhalb der Zeitspanne, in welcher der Taktimpuls auftritt. Das Rücksetzgate 18 ist "über" einem Ladungsübertragungskanal 19 angeordnet, der sich durch das C-Register 13 und so weit darüber hinaus erstreckt, daß er die Schwimmdiffusion 14 und eine Rücksetz-Drainzone 20 mit umfaßt. Genauer gesagt liegt das Rücksetzgate "über" dem Ladungsübertragungskanal 19 zwischen der Schwimmdiffusion 14 und dem Rücksetzdrain 20, wobei vor dem Rücksetzgate 18 noch eine Gleichspannungs-Gateelektrode (Gleichspannungsgate) 21 liegt. Dem Gate 21 wird ein Gleichspannungspotential RG angelegt. Das Gate 21 ist vorzugsweise eine kurze Gateelektrode, um die Menge der darunter gespeicherten Ladung zu reduzieren. Das Gate 21 soll verhindern, daß die dem Rücksetzgate 18 angelegten Φ _r -Impulse elektrostatisch zur Schwimmdiffusion 14 gekoppelt werden.

Ein Taktgenerator 25 liefert jeweils Gruppen dreiphasiger Taktsignale an das A-Register 11, das B-Register 12 und das C-Register 13, wie es bei einem mit Teilbildübertragung arbeitenden CCD-Bildwandler üblich ist. Es können stattdessen auch andere bekannte Taktsteuerungen unter Verwendung zweiphasiger, vierphasiger, einphasiger oder virtuellphasiger Taktsignale durchgeführt werden.

Der Taktgenerator 25 erzeugt auch die oben erwähnten Φ _r - Impulse zur Beaufschlagung der Gateelektrode 18 in der mit Schwimmdiffusion arbeitenden Ausgangsstufe.

Der Taktgenerator 25 liefert ferner Impulse Φ _s mit einer Wiederholfrequenz, die gleich der Taktfrequenz des C-Registers 13 während der seriellen Zeilenauslesung ist. Diese Φ _s -Impulse werden über eine Leitung 26 auf einen Synchrondetektor 40 gegeben. Die Φ _s -Impulse werden als Träger benutzt, um die Zeiten zu steuern, in denen während des Synchrondemodulationsprozesses ein Signal abgefragt wird, das dem Synchrondetektor 40 vom Ausgang des breitbandigen rauscharmen Verstärkers 35 zugeführt wird. Der Verstärker 35 hat eine Spannungsverstärkung, die den Signalpegel so anhebt, daß sein begleitendes Rauschen stärker ist als das durch den nachfolgenden Synchrondemodulationsprozeß eingeführte Rauschen. Das auf den Verstärker 35 zurückzuführende Rauschen ist jedoch vernachlässigbar im Vergleich zu dem innerhalb des CCD-Bildwandlers 10 erzeugten 1/f-Rauschen.

Die Differenzierschaltung 30 ist in der Fig. 1 als einfaches RC-Hochpaßfilter dargestellt, das aus einem Längskondensator 31 und einem Querwiderstand 32 besteht. Die RC- Zeitkonstante τ ist so gewählt, daß vom Basisband-Frequenzspektrum der Ausgangssignalproben des CCD-Bildwandlers 10 mindestens so viel unterdrückt wird, wie vom Flimmer- oder "1/f "-Rauschen begleitet ist, das im Vergleich zum thermischen Hintergrundrauschen recht stark ist. Diese Unterdrückung von Teilen des Basisband-Frequenzspektrums äußert sich im Ausgangssignal der Differenzierschaltung 30, das auf den Synchrondetektor 40 gegeben wird. Die erwähnte Zeitkonstante τ ist der Kehrwert einer Eckfrequenz f _c (gemessen als Winkelfrequenz), bei welcher die Dämpfung des RC-Filters den 3-dB-Wert erreicht. Die Eckfrequenz f _c kann als eine Grenzfrequenz betrachtet werden zwischen einer beträchtlichen Unterdrückung und einer beträchtlichen "Nicht-Unterdrückung" von Frequenzen, die im Eingangssignal der Differenzierschaltung 30 vorhanden sind, im Ausgangssignal dieser Schaltung aber nur selektiv erscheinen.

In einem System, in welchem das C-Register 13 mit einer Taktfrequenz von 7,5 MHz arbeitet, wurde der Kondensator 31 mit einem Kapazitätswert von 430 Picofarad und der Widerstand 32 mit 75 Ohm bemessen. Das RC-Hochpaßfilter hat dann eine Zeitkonstante τ von etwa 35 Nanosekunden, was eine Eckfrequenz von 5 MHz ergibt. Die oberen Frequenzen des Basisband-Spektrums der Ausgangssignalproben des CCD- Bildwandlers 10 von der Differenzierschaltung 30 kombinieren sich mit dem demodulierten Spektrum der ersten Harmonischen im Ausgangssignal des Synchrondetektors 40, um eine Anhebung hoher Frequenzen im Videosignal zu bewirken. (Die Reste des Basisbandsignals und das demodulierte Spektrum der ersten Harmonischen sind korreliert und addieren sich algebraisch, während die Rauschkomponenten aus den betreffenden Bändern unkorreliert sind und sich vektoriell addieren. Daher ergeben sich aus dieser Art der Anhebung hoher Frequenzen im Videosignal Vorteile hinsichtlich des Rauchabstandes).

Anstelle des Synchrondetektors 40 könnte ein schaltender Demodulator mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter verwendet werden. Solche schaltende Demodulatoren demodulieren jedoch den Mittelwert und liefern ein Ausgangssignal, in welchem das wiedergewonnene Basisband von starken harmonischen Spektren (Oberwellenspektren) begleitet ist. Eine Synchrondemodulation, die ihrer Natur nach eine Spitzenwerterfassung darstellt, ist daher vorzuziehen, um die Stärke der nach dem Demodulierungsprozeß als Rest bleibenden Oberwellenspektren relativ zum wiedergewonnenen Basisbandspektrum zu vermindern. Im vorliegenden Fall erfüllt eine Abfrage- und Haltestellung die Funktion eines solchen Synchrondetektors.

Die Fig. 1 zeigt eine einfache Abfrage- und Halteschaltung 40, die einen MISFET 41 und einen Kondensator 42 aufweist. Der Kanal des MISFET 41 läßt im leitenden Zustand jeweils eine Signalprobe zum Kondensator 42 durch, der diese Probe hält (speichert). Die Gateelektrode des MISFET 41 empfängt von der Leitung 26 die Φ _s -Impulse, die mit einer Frequenz gleich der Taktfrequenz des C-Registers geliefert werden. Der Kanal des MISFET 41 wird bei jedem dieser Φ _s -Impulse leitend. Der MISFET 41 arbeitet als Torschaltung eines Typs, bei welchem die Torsteuersignale (die Φ _s -Impulse von der Leitung 26) nicht in nennenswertem Maß in den leitenden Kanal durchgekoppelt werden. Der Ausgangskreis dieser Art von Synchrondetektor ist nicht symmetrisch in bezug auf die dem leitenden Kanal zugeführten Eingangssignale. Die auf den Eingang dieses Synchrondetektors gegebene Reste des Basisbandspektrums erscheinen am Ausgang des Detektors, so daß höherfrequente Komponenten des Basisband-Spektrums weitergegeben werden können. Dies führt zu einer gewissen Anhebung höherer Videofrequenzen (Video-Versteilerung).

Das demodulierte Ausgangssignal von der Abfrage- und Halteschaltung 40 ist (anders als ein direkt von einem schaltenden Demodulator abgenommenes Signal) ein brauchbares Videosignal und braucht keiner weitergehenden Filterung unterworfen zu werden, als sie durch die Grenzfrequenz des Videoverstärkers erfolgt. Das demodulierte Ausgangssignal vom Detektor 40 wird auf einen Pufferverstärker 50 gegeben und von dort einem Glättungsfilter 51 zugeführt. Das Filter 51 ist vorzugsweise ein Tiefpaßfilter, welches Restkomponenten der Taktfrequenz entfernt, um ein rauscharmes Videosignal zu liefern, das außerdem frei von Umfalteffekten an Bilddetails ist. Dieses rauscharme Videosignal wird gewöhnlich einem Video-Korrekturverstärker (nicht dargestellt) zugeführt, worin Synchron- und Ausgleichsimpulse unter zeitlicher Koordination mit den Zeitsignalen des Taktgenerators 25 zugesetzt werden.

Die Phasenlage der Impulse, die über die Leitung 26 vom Taktgenerator 25 auf die Gateelektrode des MISFET 41 gegeben werden, ist so gesteuert, daß der Kanal dieses Transistors während der abklingenden Teile der Nadelimpulse leitet, die von der Differenzierschaltung 30 als Antwort auf bestimmte Pegelübergänge des Ausgangssignals des CCD- Bildwandlers 10 erscheinen. Diese bestimmten Pegelübergänge rühren her vom Einbringen der Ladungspakete unter die Schwimmdiffusion 14 und sind nicht von Rücksetzrauschen begleitet. Andererseits existiert jedoch ein restliches Rücksetzrauschen von den abklingenden Teilen derjenigen Nadelimpulse, die am Ausgang der Differenzierschaltung 30 als Antwort auf Pegelübergänge im Bildwandler-Ausgangssignal an den Vorder- und Rückflanken der Rücksetzimpulse Φ _r erscheinen. Die letztgenannten Pegelübergänge enthalten daher Rücksetzrauschkomponenten. Solche Rauschkomponenten entstehen jeweils aus dem vorangegangenen Bildpunkt und aus dem momentanen Bildpunkt, wie es weiter unten ausführlicher erläutert wird. Die Synchrondemodulation der abklingenden Teile derjenigen Nadelimpulse, die als Antwort auf die Rückflanken der Φ _r -Impulse erscheinen, kann vermindert werden, indem man die RC-Zeitkonstante τ in der Differenzierschaltung 30 verkleinert. Durch eine solche Maßnahme wird jedoch auch die Horizontalversteilerung verringert, die sich mit dem Durchlaß des restlichen Basisband-Spektrums erzielen läßt.

Eine Synchrondemodulation von Pegelübergängen an den Vorder- und Rückenflanken der Φ _r -Impulse kann in einfacher Weise durch besondere Wahl der Zeitsteuerung vermieden werden, mit welcher die Φ _r -Rücksetzimpulse an das Rücksetzgate 18 der mit Schwimmdiffusion arbeitenden Ausgangsstufe des CCD-Bildwandlers gelegt werden. Einzelheiten dieses kniffligen Rücksetzverfahrens werden weiter unten mit Hilfe der Potentialprofile nach Fig. 2 und des Zeitdiagramms nach Fig. 6 erläutert.

In jedem der Potentialprofil-Diagramme der Fig. 2, 3, 4 und 5 sind über dem jeweiligen Profil stilisiert die Strukturen dargestellt, denen die Ladungspakete begegnen, wenn sie sich von links nach rechts im Ladungsübertragungskanal bewegen. In den Profilen sind die Potentiale umso tiefer dargestellt, je positiver sie sind. Die Diagramme gehen von der Annahme aus, daß die Potentialmulde unter der Schwimmdiffusion 14 leer ist. Der Einfachheit halber werden Randfeldeffekte außer Acht gelassen. Eine Betrachtung der Randfeldeffekte ist zum Verständnis der Arbeitsweise der Erfindung nicht wichtig.

Das Potentialprofil-Diagramm nach Fig. 2 zeigt die Rücksetzung der Schwimmdiffusion 14 auf das Rücksetz-Drainpotential RD, das der Drainzone 20 angelegt wird. Φ _c ist die Phase des das C-Register steuernden Taktsignals, das während der Zeilenauslesung an die letzte taktgesteuerte Gateelektrode (Taktgate) 61 des C-Regisers 13 gelegt wird. Das C-Register 13 hat ferner ein Endgate 62, das nach dem Taktgate 61 folgt und dem ein Gleichspannungspotential BP angelegt wird. Das Potential BP bildet eine Barriere, welche den Ladungsfluß aus einer Potentialmulde unter dem Taktgate 61 in eine Potentialmulde unter der Schwimmdiffusion 14 verhindert, mit Ausnahme während derjenigen Intervalle, in denen die Φ _c -Impulse des Taktgate 61 auf ein weniger positives Potential bringen. Der Gateelektrode 21 wird ein derartiges Potential RG angelegt, daß das Kanalpotential unter diesem Gate 21 so positiv ist wie das Drainpotential RD oder positiver. Randfeldeffekte können das tatsächliche Potential im Kanal unter dem Gate 21 stark beeinflussen, und dieses Gate ist normalerweise sehr kurz bemessen, um die Mitbeteiligung der Schwimmdiffusion 14 an der Ladung möglichst gering zu halten. Das Signal Φ _r bewegt sich zwischen folgenden Werten: a) einem während der Ladungsmeßzeit herrschenden Spannungswert, der genügend negativ ist, um eine unüberwindliche Barriere für einen Ladungsfluß aus der Schwimmdiffusion 14 zur Rücksetz-Draindiffusion 20 zu errichten, und b) einem während der Rücksetzzeit herrschenden Spannungswert, der genügend positiv ist, um die unter der Schwimmdiffusion 14 befindliche Ladung bis auf das Potential RD abfließen zu lassen, wie es dargestellt ist. Somit wird die Schwimmdiffusion 14 auf das Rücksetz-Drainpotential RD zurückgesetzt.

Die RC-Zeitkonstante desjenigen Teils der Ladungsübertragung, in welchem sich die Schwimmdiffusion 14 befindet, ist bei dieser Rücksetzmethode klein. Dies ist deswegen so, weil der Faktor C dieser Zeitkonstante die kleine Substratkapazität der Schwimmdiffusion 14 ist und weil der Faktor R der niedrige Widerstand ist, den der Kanal einer effektiven Kaskode-Feldeffekttransistorschaltung darstellt, der sich zwischen der Schwimmdiffusion 14 und der Rücksetz-Draindiffusion 20 erstreckt, wenn ein positiv gerichteter Impuls Φ _r an das Rücksetzgate 18 gelegt wird. Die Rücksetzung erfolgt auf den letzten Wert der dem Rücksetz-Drainpotential RD überlagerten thermischen Rauschschwankungen, weil die erwähnte Zeitkonstante zu klein ist, um die Rauschschwankungen auszuintegrieren. Dies ist ein Abfrage- und Haltevorgang, der die Dauer des letzten Wertes der thermischen Rauschschwankung bis zum nächsten Rücksetzintervall verlängert und dadurch das Rücksetzrauschen verursacht.

Es wurde eine Methode gefunden, mit der sich das Rücksetzrauschen beim Betrieb eines 403-spaltigen CCD-Bildwandlers der RCA-Corporation von einem Pegel, der etwa 100 Elektronen entspricht, auf einen Pegel von weniger als 35 Elektronen reduzieren läßt. Dieser letztgenannte Rauschpegel rührt von den MISFETs 15, 16 und 17 her. Die besagte Methode sei nachstehend anhand der Fig. 6 erläutert.

In der Fig. 6 stellt die Wellenform (a) das Taktsignal dar, das an das letzte Taktgate 61 des C-Registers 13 gelegt wird. Üblicherweise ist unmittelbar hinter diesem letzten Taktgate eine weitere Gateelektrode 62 angeordnet. Nach diesem Gate 62, das auf ein Gleichspannungspotential vorgespannt wird, folgt die Schwimmdiffusion 14. Zum Zwecke der Erläuterung sei angenommen, daß die Taktsteuerung dreiphasig ist. In einem CCD-Bildwandler, der mit Teilbildübertragung arbeitet, ein 403-spaltiges Bildregister enthält und zur Lieferung einer Komponente eines NTSC-Sendesignals betrieben werden kann, hat das Taktsignal eine Periodendauer von 133 ns. Wenn die an das letzte Taktgate 61 des C- Registers 16 gelegte Taktspannung in negativer Richtung wechselt, wird ein Ladungspaket, das den Abfragewert eines Bildpunktes darstellt, unter die Schwimmdiffusion 14 übertragen. Diese Übertragung ist in der Wellenform (a) der Fig. 6 durch einen Pfeil am Spannungsübergang symbolisiert.

Die Wellenform (b) in Fig. 6 zeigt die positiv gerichteten Rücksetzimpulse Φ _r , die dem Rücksetzgate 18 angelegt werden. Im einzelnen sind in der Wellenform (b) ein erster Φ _r -Impuls Φ _r-1 und zwei folgende Φ _r -Impuls Φ _r-2 und Φ _r-3 dargestellt. Die gezeigten Impulse sind Bestandteile einer Folge solcher Φ _r -Impulse. Jeder Φ _r -Impuls würde herkömmlicherweise kurz vor dem negativ gerichteten Übergang der Wellenform (a) angelegt werden, wenn keine korrelierte Doppelabfrage angewandt wird. Im vorliegenden Fall jedoch wird der Φ _r -Impuls ein deutliches Stück vor dem negativen Übergang eines zugehörigen Taktimpulses gelegt, wie es die Wellenform (b) zeigt. Jeder Taktimpuls hat eine zeitliche Länge t, die zumindest nicht wesentlich kürzer ist als die RC-Zeitkonstante τ. Diese Zeitsteuerung sorgt dafür, daß die von der Differenzierschaltung 30 abgegebenen Nadelimpulse (die Antworten auf Signalübergänge, die an den Vorder- und Rückflanken der Φ _r -Impulse erzeugt werden) praktisch jeweils zu Ende sind, wenn ein Φ _s -Impuls erscheint (der den Kanal des MISFET 41 jeweils leitend macht, um denjenigen Nadelimpuls abzufragen, den die Differenzierschaltung 30 als Antwort auf einen Signalübergang liefert, der durch Einbringen eines Ladungspaketes unter die Schwimmdiffusion 14 verursacht wird). Das erwähnte frühere Anlegen der Φ _r -Impulse wird allerdings bei bekannter Betriebsart mit korrelierter Doppelabfrage ebenfalls praktiziert, jedoch zu anderen Zwecken als im vorliegenden Fall.

Die Wellenform (c) in Fig. 6 zeigt die resultierende Potentialänderung an der Schwimmdiffusion 14. Die gleiche Potentialänderung, vielleicht mit etwas anderem Gleichvorspannungspegel, tritt an der Sourceelektrode des MISFET 16 und am Lastwiderstand 28 des CCD-Bildwandlers 10 auf. In ungeklemmten Teilen der Wellenform (c) zwischen den Zeiten der in der Wellenform (b) gezeigten Rücksetzimpulse Φ _r-1 und Φ _r-2 sind vom Rücksetzrauschen verursachte Potentialänderungen über einen Bereich R möglich.

Auch in denjenigen Teilen der Wellenform (c), die zwischen den Zeiten der in der Wellenform (b) gezeigten Rücksetzimpulse Φ _r-2 und Φ _r-3 liegen, gibt es einen auf das Rücksetzrauschen zurückzuführenden Änderungsbereich, der mit R′ bezeichnet ist. Die Änderungsbereiche R und R′ sind amplitudenmäßig einander gleich, jedoch sind die Amplitudenänderungen in den Bereichen R und R′ nicht korreliert. Das Einbringen eines Ladungspakets unter die Schwimmdiffusion 14 im Anschluß an den Rücksetzimpuls Φ _r-2 bewirkt eine den betreffenden Abfragewert repräsentierende Potentialänderung (Nutzsignalhöhe) Δ, welcher das Rücksetzrauschen im Bereich R′ überlagert ist.

Die Wellenform (d) in Fig. 6 zeigt idealisiert die Spannungs- Abfragewerte, wie sie am Ausgang des der Differenzierschaltung 30 nachgeschalteten Verstärkers 35 erscheinen. Das Taktsignalrauschen sei außer Acht gelassen. Die Differenzierschaltung 30 unterdrückt niederfrequente Anteile in ihrem Ausgangssignal. Dieses Ausgangssignal wird nachstehend analysiert, indem die Antworten der Differenzierschaltung 30 auf Signalübergangsflanken überlagert betrachtet werden. Die Differenzierschaltung des mit der Vorderflanke des Rücksetzimpuls Φ _r-2 erscheinenden Übergangs der Wellenform (c) mit dem durch das begleitende Rücksetzrauschen verursachten Änderungsbereich R bewirkt nach der Spannungsverstärkung G des Verstärkers 35, daß im differenzierten Signal der durch das Rücksetzrauschen bedingte Änderungsbereich eine Anfangsbreite von GR hat, wie es in der Wellenform (d) gezeigt ist. Diese Anfangsbreite GR vermindert sich während der Dauer d des Impulses Φ _r-2 exponentiell auf den Wert GR exp^-1 (d τ ^-1). Die Differenzierung des Übergangs der Wellenform (c) an der Rückflanke des Impulses Φ _r-2, begleitet durch ein Rücksetzrauschen mit dem Änderungsbereich R′ und verstärkt durch die Spannungsverstärkung G des Verstärkers 35, führt zu einer Vergrößerung der Rauschbreite GR exp^-1 (d τ ^-1) um das nicht-korrelierte Rücksetzrauschen der Breite GR′. Die Vergrößerung gibt für die durch das Rücksetzrauschen bedingten Amplitudenänderungen eine neue Anfangsbreite N, die in der darauffolgenden Periode zwischen den Impulsen Φ _r-2 und Φ _r-2 exponentiell abnimmt. Die Summe der beiden nicht-korrelierten Komponenten des Rücksetzrauschens ist so, daß die Rauschbreite N an der Rückflanke des Impulses Φ _r-2 im Mittel praktisch gleich

G [R′ ²-R² exp^-2 (d τ ^-1)]^(½)

ist.

Eine Zeitspanne t später, wenn ein Ladungspaket unter die Schwimmdiffusion 14 eingebracht wird, hat sich die Rücksetzrauschbreite auf einen Wert N[exp^-1 (d τ ^-1)] vermindert. Zu diesem Zeitpunkt erfolgt die Differenzierung des über die Nutzsignalhöhe Δ gehenden Übergangs, was sich im Ausgangssignal des Spannungsverstärkers 35 durch eine Änderung mit dem Wert G Δ äußert. Das Verhältnis von Nutzsignal zu Rauschsignal (Rauschabstand) hat dann zu diesem Zeitpunkt den Wert

Δ [R′ ² + R² exp^-2 (d t ^-1)]^-(½⁾ exp (t τ ^-1).

Da sowohl der Nutzanteil G Δ als auch das Rücksetzrauschen N/[exp (t τ ^-1)] exponentiell abnehmen, bleibt dieser Rauschabstand im wesentlichen konstant, wenn die Nutzsignalamplitude G Δ abklingt.

Die Wellenform (e) in Fig. 6 veranschaulicht die zeitliche Lage zweier Exemplare Φ _s-1 und Φ _s-2 der aufeinanderfolgenden Abfrageimpulse Φ _s , die über die Leitung 26 an die Gateelektrode des N-Kanal-MISFET 41 gelegt werden und als Abfrage- Schaltsignal für den Synchrondetektor 40 dienen. Obwohl der Detektor 40 hinsichtlich seiner Natur vorstehend als Abfrage- und Halteschaltung angesehen wurde, ist seine eigentliche Natur noch besser mit dem Ausdruck "Nachfahr- und Halteschaltung" zu beschreiben, weil es der am Schluß jeder Abfrageperiode erscheinende Wert ist, der über die nachfolgende Halteperiode gehalten wird. Somit kann die Amplitude des Ausgangssignales der Abfrage- und Halteschaltung erhöht werden, wenn man die Abfrage mit einem schmaleren Impuls und möglichst früh nach dem negativen Signalübergang G Δ vornimmt.

Da die dem vorherigen Bildpunkt zuzuschreibende Komponente des Rücksetzrauschens nicht korreliert mit der dem augenblicklichen Bildpunkt zuzuschreibenden Komponente des Rücksetzrauschens ist und weil beide Komponenten im Mittel die gleiche Amplitude haben, wird bei gegebenem Wert von d + t eine möglichst weitgehende Verkürzung der Dauer d zu einer Verminderung des Rücksetzrauschens führen. Indem man d gleich 33 Nanosekunden und t gleich 40 Nanosekunden macht (im Vergleich zu den 35 Nanosekunden der Zeitkonstante t des Filters 30), läßt sich das Rücksetzrauschen um den Faktor 3 geringer machen als im Falle einer Rücksetzung kurz vor Eintritt der Ladung unter die Schwimmdiffusion 14. Für den Betrieb der Schaltung in Verbindung mit dem 403-spaltigen CCD-Bildwandler der RCA Corporation bedeutet dies, daß das Rücksetzrauschen auf ein Maß reduziert wird, welches geringer ist als das einer Menge von 35 Elektronen entprechende Verstärkerrauschen.

Wie oben erwähnt, entsteht das Rücksetzrauschen, wenn die Rücksetzung der Schwimmdiffusion 14 durch hartes Klemmen auf die Rücksetz-Draindiffusion 20 erfolgt, weil die RC- Zeitkonstante für die an der Schwimmdiffusion 14 erscheinende Spannung kurz ist, was eine Rücksetzung auf thermisches Rauschen erlaubt. Das Rücksetzrauschen kann alternativ auch dadurch vermindert werden, daß man Maßnahmen zur Verlängerung des RC-Zeitkonstanten an der Schwimmdiffusion 14 trifft. Dies kann dadurch geschehen, daß man die Schwimmdiffusion nicht auf das Potential der Rücksetz-Draindiffusion, sondern auf ein im Kanal herrschendes Potential zurücksetzt. Eine solche Rücksetzung bewirkt einen Akkumulationsprozeß, der eine zeitliche Integration der Ladung unter der Schwimmdiffusion 14 herbeiführt. Diese Integration verlängert die der Schwimmdiffusion 14 zugeordnete effektive RC-Zeitkonstante. Andere Arten der Rücksetzung unter Verwendung dieser Prinzipien werden später noch beschrieben.

Es sei erwähnt, daß zur Realisierung der Erfindung auch andere Differenzierschaltungen als das aus dem Widerstand 31 und dem Kondensator 32 gebildete RC-Hochpaßnetzwerk verwendet werden können.

Die Verlängerung der abklingenden Antwort auf die Vorderflanken der Rücksetzimpulse in solchem Maß, daß eine Überlappung mit der Antwort auf die Messung des nachfolgenden Bildabfragewertes erfolgt, hat einen ausgeprägten Einfluß auf die Video-Versteilerung (in der Zeilenabtastrichtung) des synchrondemodulierten Ausgangssignals des CCD-Bildwandlers. Dies sei anhand der Wellenform (d) der Fig. 6 erläutert.

Der Verlust der Gleichstrom-Basislinie während des Durchgangs des Bildwandlerausgangssignals durch die Differenzierschaltung 30 hat gemeinsam mit dem Fehlen der Schwarzwerthaltung (ausgenommen während des Zeilenrücklaufs) folgende Wirkung. Das Ende der exponentiell abklingenden Antwort auf die Vorderflanke jedes Rücksetzimpulses hat eine Amplitudenkomponente, die von der Größe desjenigen Bildpunktwertes abhängt, der vor dem betreffenden Rücksetzimpuls unter die Schwimmdiffusion gebracht wurde. Hinsichtlich der niedrigerfrequenten Komponenten ist dieser vorherige Bildpunktwert ähnlich wie der nächste Bildpunktwert, der nach dem Rücksetzimpuls unter die Schwimmdiffusion 14 gebracht wird. Infolgedessen wirkt die positive, exponentiell abklingende Antwort auf die Vorderflanke des Rücksetzimpulses der negativen, exponentiell abklingenden Antwort auf den erwähnten nächsten Bildpunktwert entgegen. Diese Gegenläufigkeit reduziert die niedrigfrequenten Modulationsanteile jeder Harmonischen (Oberwelle) der Taktfrequenz des C-Register im Ausgangssignal des Bildwandlers 10. Bei höherfrequenten Komponenten sind die beiden Bildpunktwerte einander unähnlicher, so daß der durch die erwähnte Gegenläufigkeit bewirkte Auslöschungseffekt weniger ausgeprägt ist. Dies bedeutet, daß von den Seitenbändern der Harmonischen der Taktfrequenz des C-Registers die Bestandteile höherer Modulationsfrequenz höhere Amplitude bekommen als die Bestandteile niedriger Modulationsfrequenz.

Der Faktor, um den das Ausgangssignal des Synchrondetektors 40 bei jeder Frequenz angehoben wird, ist im wesentlichen konstant trotz Änderungen in der Amplitude der Rücksetzimpulse oder Änderungen in der Differenz zwischen den Amplituden aufeinanderfolgender Bildpunktwerte. Das Maß dieser Anhebung hängt in erster Linie davon ab, auf welches Maß die Überlappung zwischen dem Ende der exponentiell abklingenden positiven Antwort auf die Differenz aufeinanderfolgender Bildpunktwerte und der exponentiell abklingenden negativen Antwort auf den späteren Bildpunktwert vermindert wird. Das Maß der Amplitudenreduzierung am Ende der Antwort hängt ab von der verstrichenen Zeit zwischen der Vorderflanke des Rücksetzimpulses und dem Einbringen der Ladung des nachfolgenden Bildpunktes unter die Schwimmdiffusion 14. Mit anderen Worten: das Maß der Amplitudenreduzierung am Ende hängt ab von der Summe (d + t) der Dauer d des Rücksetzimpulses und dem Zugang der Bildpunktladung.

Die Dauer d des Rücksetzimpulses kann so gewählt werden, daß man am Ausgangsanschluß des Synchrondetektors 40 einen flachen Video-Frequenzgang erhält (oder, falls gewünscht, einen abfallenden, signalverflachenden oder einen ansteigenden, signalversteilernden Frequenzgang). Auch durch Einstellung der Länge des Intervalls t läßt sich die Versteilerung beeinflussen. Wie oben erwähnt, ist diese Einstellung jedoch durch den Wunsch nach Vermeidung des Rücksetzrauschens beschränkt. Die Größen d, t und τ können so gewählt werden, daß man zunächst einen übermäßig versteilernden Video-Frequenzgang erhält, der dann in gewünschter Weise getrimmt werden kann, und zwar mit Hilfe eines variablen Widerstandes, der in Reihe mit dem Kanal des MISFET 51 eingefügt wird, um das Maß der Dämpfung auf der hochfrequenten Seite des Frequenzgangs variieren zu können.

Die Verwendung der Differenzierschaltung 30 vor dem Synchrondetektor 40 löst noch ein anderes Problem, dem man in CCD-Wandlern begegnet. Während der Parallelübertragung von Ladungsspektren aus dem B-Register 12 in das C-Register 13 tritt in der Substratvorspannung eine kurzzeitige Änderung auf. Diese flüchtige Änderung bewirkt eine Pegelverschiebung im CCD-Bildwandler, die sich darin äußert, daß bei jeder Bildzeile die ersten Bildpunktwerte, die aus dem C-Register 13 ausgegeben werden, mit einer zuerst starken und dann abnehmenden "Überhelligkeit" erscheinen. Diese Überhelligkeit am Rand des Bildes nimmt von Bildpunkt zu Bildpunkt so langsam ab, daß sie durch die Differenzierschaltung 30 im wesentlichen vollständig unterdrückt wird. Ein ähnlicher Effekt, der sich am oberen Rand des wiedergegebenen Bildes zeigt, resultiert aus der während des Vertikalrücklaufintervalls erfolgenden Übertragung vom A- Register in das B-Register. Auch diese Erscheinung wird durch die Differenzierschaltung 30 im wesentlichen vollständig beseitigt.

Als nächstes seien die weiter oben erwähnten alternativen Arten der Rücksetzung betrachtet. Anhand der Potentialprofile in den Fig. 3, 4 und 5 sei der Unterschied zwischen dem Rücksetzen der Schwimmdiffusion 14 auf das Rücksetz- Drainpotential und dem Rücksetzen auf ein im Kanal vorhandenes Potential erläutert.

Die Fig. 3 zeigt ein Potentialprofil, wie es beim Rücksetzen der Schwimmdiffusion 14 auf ein im Kanal vorhandenes Potential erscheint. Dieses "kanalinterne" Potential wird durch den am meisten positiven Ausschlag von Φ _r bestimmt, der nicht so positiv wie das Potential RD ist. Der erwähnte positivste Ausschlag hat eine verminderte Barrierenhöhe zur Folge, die von den Ladungsträgern im Bereich der Schwimmdiffusion 14 und unter der Gateelektrode 21 überwunden wird, bis an der Schwimmdiffusion ein Potential hergestellt ist, das etwas positiver als die Barrierenhöhe ist. Dieses Potential ist weniger positiv als RD. Die Rücksetzung erfolgt auf die Barrierenhöhe, mit einem kleinen Offset wegen Dunkelstroms, der infolge thermischer Erregung von Ladungsträgern fließt (Änderungen des Offsets infolge dieser thermischen Erregung sind eine Hauptursache für das niedrigfrequente Anheben des Basisbandes der Modulationsverstärkung, wenn die Rücksetzung auf ein kanalinternes Potential erfolgt)-

Die Fig. 4 zeigt ein Potentialprofil einer bevorzugten Art der Rücksetzung der Schwimmdiffusion 14 auf ein kanalinternes Potential. Das Rücksetzgate 18 wird über einen Bereich ausgesteuert, der das Potential RD der Rücksetz-Drainzone umfaßt. Der positive Anschlag von Φ _r ist nicht das kanalinterne Potential, auf welches die Schwimmdiffusion 14 zurückgesetzt wird. Vielmehr wird das dem Gate 21 angelegte Gleichspannungspotential RG, das zur Entfernung von Rauschkomponenten leicht zu filtern ist, weniger positiv gemacht als das Rücksetz-Drainpotential RD. Unter dem Gate 21 wird eine Potentialbarriere 63 errichtet, und die Schwimmdiffusion 14 setzt sich auf das Barrierenpotential 63 zurück, mit einem leichten positiven Offset. Dieser Offset tritt auf, weil das Fließen von Ladung nur so lange fortschreitet, bis das Barrierenpotential nicht mehr überwunden werden kann.

Fig. 5 zeigt ein Potentialprofil für den Fall, daß die Schwimmdiffusion 14 auf das Barrierenpotential unter dem Gate 21 zurückgesetzt wird und zwischen dem Rücksetzgate und der Rücksetz-Draindiffusion 20 ein weiteres Gleichspannungsgate 64 eingefügt ist. Ein solches weiteres Gate 64 ist in den CCD-Bildwandlern vorhanden, die z. B. von der RCA Corporation hergestellt werden. Das Gate 64 ist bei diesen Geräten intern mit dem Gate 21 verbunden. Wenn das Gate 18 nicht mehr in positiver Richtung impulsbeaufschlagt wird, dann ist die stark bevorzugte Flußrichtung der Ladung aus dem Bereich unter dem Rücksetzgate 18 die Richtung zur Rücksetz-Draindiffusion 20. Dies ist deswegen so, weil das Barrierenpotential unter dem Gleichspannungsgate 21 weniger leicht überwunden werden kann als das Barrierenpotential unter dem Gleichspannungsgate 64, und zwar wegen des Randfeldes von der Rücksetz-Draindiffusion 20, das die Barrierenhöhe unter dem Gleichspannungsgate 64 vermindert.

Die Erfindung wurde vorstehend als Beispiel in Verbindung mit einem CCD-Bildwandler 10 beschrieben, der mit Teilbildübertragung arbeitet. Die Erfindung ist jedoch genausogut in Verbindung mit anderen Typen von CCD-Bildwandlern anwendbar, z. B. mit Bildwandlern, die mit Interzeilen- oder mit Zeilen-Übertragung arbeiten.

Claims (9)

1. Ausgangsschaltung für ein Bildaufnahmegerät, das einen CCD-Bildwandler zur Erzeugung einer Reihe beabstandeter Bildabfragewerte mit einer Taktfrequenz enthält und eine ein Elektrometer bildende Ausgangsstufe mit einem Element schwimmenden Potentials zur Lieferung der Reihe beabstandeter Bildabfragewerte aufweist, wobei das Element schwimmenden Potentials periodisch mit Hilfe von Impulsen zurückgesetzt wird, die mit der Taktfrequenz erscheinen, gekennzeichnet durch:
eine Differenzierschaltung (30) zum Differenzieren der Bildabfragewerte nach der Zeit und zur Unterdrückung solcher Frequenzen in den differenzierten Bildabfragewerten, die geringer sind als eine Eckfrequenz und im wesentlichen die gesamte Energie des Flimmerrauschens enthalten;
eine Abfrage- und Haltestellung (40), welche die differenzierten Bildabfragewerte von der Differenzierschaltung empfängt und mit Hilfe von mit der Taktfrequenz auftretenden Abfrageimpulsen ( Φ _s ) abfragt und hält, um ein Bildsignal ohne Zwischenabstände zu erhalten.

2. Ausgangsschaltung für ein Bildaufnahmegerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücksetzung des Elementes (14) schwimmenden Potentials auf ein innerhalb eines Ladungsübertragungskanals (19) der Ausgangsstufe (13) herrschendes Potential erfolgt, um das mit der Rücksetzung zusammenhängende Rauschen zu reduzieren.

3. Ausgangsschaltung für ein Bildaufnahmegerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücksetzimpulse ( Φ _r ) jeweils zu Zeitpunkten abgelegt werden, die den Zeitpunkten des Eindringens von Ladungspaketen unter das Element (14) schwimmenden Potentials um jeweils ein Intervall vorangehen, das nicht wesentlich kürzer ist als der Kehrwert der im Bogenmaß pro Zeiteinheit (d. h. als Winkelfrequenz) gemessen Eckfrequenz.

4. Ausgangsschaltung für ein Bildaufnahmegerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzierschaltung ein Hochpaßfilter mit einem Längskondensator (31) und einem Querwiderstand (32) aufweist.

5. Ausgangsschaltung für ein Bildaufnahmegerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abfrage- und Haltestellung (40) einen Feldeffekttransistor (41) mit isolierter Gateelektrode enthält, der auf die mit der Taktfrequenz erscheinenden Abfrageimpulse ( Φ _s ) an seiner Gateelektrode anspricht, um Abfragewerte von der Differenzierschaltung (30) an die Abfrage- und Haltestellung durchzulassen, und einen Kondensator (42), der die durchgelassenen Abfragewerte am Ausgang der Abfrage- und Haltestellung festhält.

6. Schaltungsanordnung in Verbindung mit einem ladungsgekoppelten Bauelement, dem Taktsignale einer regelmäßigen Taktfrequenz zuführbar sind, um Ladungspakete hindurchzuschieben und sie dann in Signalproben umzuwandeln, die in einem Ausgangskreis des Bauelementes geliefert werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines Frequenzgangs mit erhöhter Modulationsverstärkung bei höheren Frequenzen folgendes vorgesehen ist:
eine Filterschaltung (30), die zum Empfang der Signalproben vom Ausgangskreis des ladungsgekoppelten Bauelementes (10) angeschlossen ist und welche die Komponenten des AM-Zweiseitenbandspektrums einer ausgewählten Harmonischen der Taktfrequenz durchläßt und die höherfrequenten Komponenten des Basisbandspektrums der Signalproben durchläßt und demgegenüber die Komponenten des niedrigerfrequenten Teils des Basisbandspektrums dämpft;
ein mit dem Ausgang der Filterschaltung (30) gekoppelter Synchrondetektor (40), der mit der besagten Harmonischen der Taktfrequenz demoduliert und derart unsymmetrisch arbeitet, daß nicht nur eine Demodulation der Komponenten des besagten Seitenbandspektrums, sondern auch eine Durchkopplung der von der Filterschaltung durchgelassenen Komponenten des Basisbandspektrums erfolgt, die sich im Ausgangskreis des Synchrondetektors algebraisch mit den demodulierten Komponenten addieren.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (30) eine Einrichtung zum Unterdrücken der Energie in demjenigen Teil des Spektrums enthält, das außerhalb eines Bandes liegt, welches breiter ist als das Band, das von den die besagte Harmonische der Taktfrequenz flankierenden AM- Zweiseitenbandkomponenten belegt wird.

8. Schaltungsanordung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die besagte Harmonische die erste Harmonische der Taktfrequenz ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Synchrondetektor (40) eine Abfrage- und Haltestellung aufweist, die mit der besagten Harmonischen der Taktfrequenz abfragt.