DE3308182A1

DE3308182A1 - Rauscharme ccd-ausgangsschaltung

Info

Publication number: DE3308182A1
Application number: DE19833308182
Authority: DE
Inventors: Sidney Leo Riverton N.J. Bendell; Peter Alan Trenton N.J. Levine
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1982-03-08
Filing date: 1983-03-08
Publication date: 1983-09-15
Anticipated expiration: 2003-03-09
Also published as: GB2116398B; JPH0332267B2; CA1191910A; JPS58166821A; DE3308182C2; GB8305460D0; GB2116398A; US4435730A

Description

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US-Ser.No. 356 212

AT: 8. Harz 1982 RCA. 77804/Dr. Zi/Ro.

RCA Corporation, New York, N-Y. (V.St.A.)

Rauscharme CCD-Ausgangsschaltung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungseinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs Generell betrifft die Erfindung Schaltungsanordnungen zur Verarbeitung von Ausgangssignalen, beispielsweise von ladungsgekoppelten Einrichtungen (CCD), wie sie für die Bildaufnahme und andere Zwecke verwendet werden, und insbesondere auf Signalverarbeitungen zur Verbesserung des S/N-Verhältnisses (Signal-Rausch-Verhältnis).

Das Ausgangssignal eines CCD-Bildaufnahmegerätes wird typischerweise von einem taktgesteuerten "C"-Register abgegeben. Dieses Ausgangssignal kann entweder über einen im gleichen Chip integrierten Ladungs-Spannungs-Wandler, wie beispielsweise eine schwimmende Diffundierung oder als Signalstrom direkt aus einer ·Drain-Diffundierung wie beispielsweise einem Rückstoll-Drain gewonnen werden. Bei Abnahme des Ausgangssignals von einer schwimmenden Diffundierung wird es durch einen MOSFET-Verstärker zwischenverstärkt, der gemeinsam mit der Bildaufnahmeanordnung auf demselben Chip integriert sein muß, um eine niedrige Eingangskapazität zu erreichen. Derartige Transistoren zeigen jedoch ein starkes 1/f-Rauschen, d.h. die Rauschenergie pro Bandbreiteneinheit nimmt mit abnehmender Frequenz zu. Insbesondere im Frequenzbereich von 0 bis ungefähr 100 kHz

ist dieses Rauschen besonders störend und verursacht auf dem Bildschirm regellos auftretende, horizontale Streifen und Flimmererscheinungen. Bei schwacher Beleuchtung sind diese Streifen- und Flimmererscheinungen sehr deutlich sichtbar. Bei Abnahme des Ausgangssignals von einem Rückstell-Drain wird es einem Verstärker zugeführt, der für ein niedriges 1/f-Rauschen mit einem J-FET (Sperrschicht-Feldeffekttransistor) ausgestattet werden kann, der wiederum von Natur aus eine hohe Eingangskapazität hat. Diese Eingangskapazität bewirkt einen Verlust von hohen Frequenzen, die durch eine Hochfrequenzversteilerung ausgeglichen werden kann. Diese Versteilerung führt jedoch zu hochfrequentem Rauschen, das auf dem Bildschirm als "Schnee" oder "Salz und Pfeffer" sichtbar

15 wird.

Eine wesentliche Aufgabe der Erfindung ist dementsprechend die Signalverarbeitung von CCD-AusgangsSignalen, um das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern und hierbei Streifenbildung und Schnee auf dem Bildschirm zu verhindern. Tatsächlich besteht allgemein das Bedürfnis, das Signal-Rausch-Verhältnis von Signalen zu verbessern.

Diese Aufgabe wird bei einer Signalverarbeitungseinrichtung der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Bei der vorliegenden Erfindung kann eine Verbesserung des SIN-Verhältnisses oder Rauschabstandes immer dann erreicht werden, wenn ein erstes und ein zweites Signal verfügbar sind, deren Informationsgehalt gleich und deren Rausch-Frequenz-Charakteristik ungefähr entgegengesetzt ist, wie es bei einem CCD-Bildaufnahmegerät der Fall ist oder erreicht werden kann.

Die Erfindung umfaßt die Filterung dieser Signale mit

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komplementären Tief- bzw. Hochpaß-Filtern zur Erzeugung gefilterter Signale mit reduziertem Rauschen und die Summation der gefilterten Signale.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer bekannten CCD-Bildaufnahmeeinrichtung;

Fig. 2 eine Teilschnittzeichnung eines Teiles der Bildaufnahmeeinrichtung gemäß Fig. 1 und ein teilweise in Blockform gehaltenes Schaltbild einer Signalverarbeitungsschaltung entsprechend einer ersten Ausführungsform der Erfindung, und

Fig. 3 eine zweite Ausführungsform der Erfindung.

Das CCD-Bildaufnahmegerät in Fig. 1 ist typisch für eine Anwendung in Fernsehkameras und eine solche soll im folgenden angenommen werden. Ferner wird angenommen, daß es sich um eine Zweiphaseneinrichtung handelt, obwohl die Erfindung auch bei Drei- oder Vierphasen-Bildaufnahmeeinrichtungen verwendet werden kann. Allgemein umfaßt es A-, B- und C-Register 10, 12 bzw. 14 und einen Ausgangsteil 16. Das A-Register 10 umfaßt eine Matrix mit photoempfindlichen Elementen, die von Strahlungsenergie, beispielsweise Licht, aus einer nicht gezeigten Aufnahmeszene bestrahlt wird. Ladung wird proportional zur Energieintensität freigesetzt und für etwas weniger als eine Fernseh-Halbbildperiode aufakkumuliert. Während des vertikalen Austastintervalls wird die akkumulierte Ladung unter Taktsignalsteuerung (Quelle ist nicht

gezeigt) spaltenweise aus dem A-Register 10 in das B-Register 12 übergeführt. Während jedes horizontalen Austastintervalls wird das gesamte Ladungsbild im B-Register 12 unter Steuerung durch ein Taktsignal von einer nicht dargestellten Taktsignalquelle zeilenweise parallel nach unten in das C-Register 14 geschoben. Während dem nächsten aktiven Zeitabschnitt der Horizontalzeilenperiode werden die Ladungspäckchen aus dem Ausgangsteil 16 unter Steuerung durch ein zweiphasiges Taktsignal von einer Quelle 18, deren Ausgangssignale mit φ.. und Φ₂ bezeichnet sind, seriell ausgelesen. Die Ausgangssignalfrequenz der Taktsignalquelle kann beispielsweise ca. 10 MHz für ein Bildaufnahmegerät, das mit NTSC-Abtastfrequenzen arbeitet und ca. 500 Elemente in horizontaler Richtung aufweist, betragen. Während des nächsten horizontalen Austastintervalls wird eine weitere Horizontalzeile durch Parallelschiebung aus dem B-Register 12 in das C-Register 14 gebracht, usw.. Schließlich sind dann alle im B-Register 12 gespeicherte Zeilen

20. in das C-Register 14 verschoben und dann aus diesem wieder ausgelesen worden. Jetzt kann das B-Register 12 ein anderes Feld der vom A-Register 10 akkumulierten Ladungen aus dem A-Register 10 aufnehmen.

Fig. 2 zeigt in seinem oberen linken Teil Einzelheiten des rechten Endes des C-Registers 14 (hier ist eine Ausführung mit innengeführter Kanalstruktur gezeigt ("buried channel device"), geeignet sind jedoch auch Oberflächen-Kanalstrukturen ("surface channel device") und den Ausgangsteil 16. Auf einer SiO^-Schicht (nicht gezeigt) auf einem P-Substrat 20 (für einenN-Kanal CCD) ist eine Vielzahl von Gate-Elektroden 22 angeordnet, denen alternierend die gegenphasigen Taktsignale φ. und φ_? zugeführt werden. Diese Elektrodenanordnung erstreckt 5 sich nach links im wesentlichen über die gesamte Substrat-

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länge 20. Durch eine N-leitend dotierte Schicht 19 werden die Potentialwannen von der oberen Oberfläche weg verlagert, um einen Betrieb mit vergrabenem oder innengeführten Kanal ("buried channel operation") zu erreichen. Unter der Taktsignalsteuerung werden die Ladungspäckchen (nicht gezeigt) nach rechts geschoben. Bei Abfall des Taktsignals φ. auf einen niedrigen oder negativen Pegelwert (für eine Anordnung mit N-leitendem Kanal) wird ein Päckchen fast momentan an einem Gate 23 vorbei zu einer schwimmenden Diffundierung 24 des Ausgangsteils 16 verschoben. Die Diffundierung 24 dient als Source-Elektrode eines FET mit einem Rückstell- oder Reset-Gate 26, Gleichstrom-oder D.C.-Gates 25 und 27 und einem Reset-Drain 28. Das Drain 28 ist mit einer (für einen N-Kanal-CCD) positiven, von einem weiter unten beschriebenen Verstärker 40 gespeisten Spannungsquelle verbunden, über einen Anschluß 34 wird dem Gate 26 ein Rückstellsignal R zugeführt. Das Gate 23 wird mit einer Gleichvorspannung gespeist und schirmt die Diffundierung 24 von den C-TaktSignalen an den Elektroden 22 ab. In ähnlicher Weise verhindern die Gates 25 und 27 das übersprechen des Rückstell-Taktsignals auf die schwimmende . Diffundierung 24 bzw. das Reset-Drain 28. Weiterhin verhindern die Gates 23, 25, 27 im wesentlichen die übertragung von weißen Rauschen in den Takt- und Rückstellsignalen, je nach Fall, an die Diffundierung 24 und das Drain 28. Man braucht daher keine rauschfreien Takt- und Rückstellsignale. Beim Auftreten des R-Signals (übergang zu einem hohen ("H") oder positiven Wert) wird die am Eingang des Verstärkers 40 liegende Spannung V_nr,

über einen leitenden Kanal im Substrat 20 an die Diffundierung 24 weitergeleitet. Wenn das Signal R niedrig ("L") wird, wird der Kanal nichtleitend und nach einer kleinen·Zeitverzögerung wird auch das Signal φ₁ niedrig. Dadurch werden die Elektronen des Ladungspäckchens unter

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einer Elektrode 92 zur Diffundierung 24 transportiert, wodurch deren positives Potential um einen zu der Zahl der Elektronen in dem Ladungspäckchen proportionalen Betrag gesenkt wird, der wiederum proportional zu der Lichtenergie ist, die auf die Fläche des A-Registers 10, gefallen war, von der das spezielle Ladungspäckchen ursprünglich stammte. Dieser neue, niedrigere Spannungswert der Diffundierung 24 wird bis zum übergang des Signals R in den Η-Bereich aufrechterhalten.

Eine brauchbare Ausgangsspannung kann wegen der relativ geringen Zahl von Elektronen in einem Ladungspäckchen nur bei einer kleinen Kapazität der Diffundierung 24 erhalten werden. Der Ausgangsteil 16 enthält daher einen MOSFET-Zwischen- oder Trennverstärker, der unter anderem aus einem mit der Diffundierung 24 verbundenen Gate 35, einem über einen Anschluß 38 mit einer positiven Spannungsquelle V _ verbundenen Drain 36 und einer über einen Widerstand 44 mit Erde verbundenen Source 4 2 besteht. Diese Anordnung stellt eine Sourcefolger-Schaltung dar. Im allgemeinen sollte der Widerstand 44 für große Bandbreiten klein sein, jedoch nicht zu klein, da er zusammen mit dem MOSFET-Innenwiderstand einen Spannungsteiler bildet, der die Ausgangsspannung reduziert. Ein Problem bei MOSFET ist der große Anteil an 1/f-Rauschen, das bedeutet den Anstieg der Rauschenergie pro Bandbreiteneinheit bei sinkender Frequenz, während andererseits die niedrige Kapazität der Diffundierung 24 ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis bei hohen Frequenzen garantiert. Im Gegensatz dazu wird das vom Drain 28 erhaltene Ausgangsstromsignal dem Verstärker 40 zugeführt, der wegen der kapazitiven Eingangsbelastung des Drains 28 eine Hochfrequenzversteilerung erfordert und dadurch ein schlechtes Signal-Rausch-Verhältnis bei hohen Frequenzen aufweist. Der Verstärker

kann jedoch Sperrschicht-FET oder bipolare Eingangstransistoren, die relativ frei von i/f-Rauschen sind, enthalten. Derartige Transistoren können nicht ohne weiteres mit dem CCD-Bildaufnahmegerät auf einem gemeinsamen Substrat hergestellt werden, um die Eingangskapazität zu reduzieren, und können daher auch nicht als im gleichen Chip integrierter Sourcefolger anstelle des MOSFET verwendet werden. Die vorliegende Erfindung ist auf die Vermeidung im wesentlichen der nachteiligen Auswirkungen dieser Probleme gerichtet.

Das Ausgangssignal des auf dem Chip integrierten Sourcefolgers wird über einen Emitterfolger 46 zur Impedanzanpassung einem Tiefpaßfilter 48 zugeführt.

Der Tiefpaßfilter 48 hat vorzugsweise eine Grenzfrequenz bei der halben C-Taktfrequenz 18, d.h. bei der Nyquist-Frequenz, die für einen 10 N!Hz-Takt 5 MHz ist. Der Tiefpaßfilter 48 reduziert auch die Spektrumüberlappung ("aliasing") des Basisband-Videosignals mit dem unteren Seitenband der beiden um die Taktfrequenz zentrierten Videosignal-Seitenbänder.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 48 wird einer getasteten Klemmschaltung 50 zugeführt. Der Klemmschaltung 50 wird ein Klemmsignal von einer nicht gezeigten Quelle zugeführt, das eine Dauer von ungefähr Ο,5με hat und während der Überabtastung des C-Registers 14 auftritt, während der die Taktsignale Φ₁ und φ~ für eine kurze Dauer während des horizontalen Austastintervalls nach dem vollständigen Auslesen der aus dem B-Register 12 übertragenen Ladung fortdauern. Das erlaubt den Dunkelstrom aus dem C-Register 14 auf einen gewünschten Referenzpegel zu klemmen. Während der gesamten überabtastzeit wird der Klemmschaltung 50 ein Austastsignal zugeführt, um Rauschen und restliche C-Taktsignale

-ΙΟΙ im Ausgangssignal der Klemmschaltung 50 zu unterdrücken. Die Klemmschaltung 50 hat, wie später erklärt werden wird, eine niedrige Ausgangsimpedanz und gibt ihre Ausgangssignale an einen Kondensator 52 ab. Die Klemmschaltung hat ferner einen invertierenden Ausgang, da die Signale von der Diffundierung 24 invertiert werden (ansteigende Amplitude bedeutet Schwarzrichtung) und Signale mit positivem Anstieg bei steigender Helligkeit bevorzugt werden.

Das Ausgangssignal des Reset-Drains 28 wird dem mit einer Gleichspannungsquelle 56, in einer speziellen Ausführungsform 20 Volt, verbundenen Verstärker 40 zugeführt. Dieser Verstärker 40 legt ein 15 Volt-Potential V_Dr. an die Rückstell-Drain-Elektrode 28. O'er Verstärker 40 enthält eine Sperrschicht-FET-Eingangsstttfe mit sehr niedrigem 1/f-Rauschen. Der Verstärker hat außerdem eine sehr niedrige Eingangsimpedanz um einen ausreichend hohen Strom zur Rückstellung der Diffundierung 24 in einen Anfangszustand während der zur Verfügung stehenden Zeit liefern zu können. Diese niedrige Eingangsimpedanz kann man durch Gegenkopplung erreichen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 40 wird einem Tiefpaßfilter 58 zugeführt, der mit dem Tiefpaßfilter 48 identisch sein kann. Dieser Filter entfernt die von der C-Taktsignalquelle 18 durchgeschaltenen Signale aus dem Ausgangsvideosignal, aber er braucht wegen der weiteren, unten erläuterten Tiefpaßfilterung des Videosignals die Spektrumüberlappung nicht zu unterdrücken. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 58 wird einer getasteten Klemmschaltung 60 zugeführt, die mit der Klemmschaltung 50 übereinstimmt und gleiche Tast- und Klemmsignale erhält. Die Klemmschaltung 60 hat eine niedrige Ausgangsimpedanz und gibt ihr Ausgangssignal an einen variablen Widerstand 62 ab.

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Wegen der niedrigen Ausgangsimpedanz der Klemmschaltung 50 wird das Signal aus der Klemmschaltung 60 einem R-C {Widerstands-Kondensator)-Tiefpaßfilter mit dem Widerstand 62 und dem Kondensator 52 zugeführt. Folglich wird das Hochfrequenzsignal und das Rauschen aufgrund der Hochfrequenzversteuerung des Verstärkers 40 abgeschwächt. Wegen der niedrigen Ausgangsimpedanz der Klemmschaltung 60 wird das Ausgangssignal aus der Klemmschaltung 50 dem R-C-Hochpaßfilter mit dem Widerstand 62 und dem Kondensator 52 zugeführt. Die so gefilterten Signale werden summiert und gemeinsam einem Verstärker beispielsweise einem Emitterfolger zugeführt, der das Ausgangssignal liefert.

Da der Hochpaßfilter und der Tiefpaßfilter dieselben Komponenten 62 und 52 enthält, sind ihre Ubertragungscharakteristiken exakt komplementär. Dies ist auch dann wichtig, wenn die Rauschverhältnisse nicht genau komplementär sind, da das Einschwingverhalten des Hoch- und Tiefpasses genau gegenphasig sind. Daher heben sich die Einschwingvorgänge bei der Addition der Ausgangssignale im wesentlichen auf. Die Kontrolle der Uberschneidungsfrequenz erfolgt durch Änderung des Widerstandes 62 oder als Alternative des Kondensators 52.

Diese Frequenz ist nich kritisch und Frequenzen zwischen 50 kHz und 1 MHz wurden erfolgreich verwendet. Es stellt sich eine 3-dB-Verbesserung des Signal-Rausch-Abstandes bei der Überschneidefrequenz ein, da sich die Signale - kohärent, das Rauschen aber inkohärent addiert. Für ein richtiges Arbeiten des Hoch- und Tiefpaßfilters müssen die dem Widerstand 62 und dem Kondensator 52 zugeführten Signale in Phase sein. Dies kann eine Verzögerungsleitung in einem der Ausgangssignalkanäle 46, 48 und 50 oder 40, 58 und 60 erforderlich machen.

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Natürlich sind auch viele andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung möglich.

Beispielsweise können komplementäre Filter auch mittels eines Tiefpaßfilters in dem an das Rückstell-Drain 28 angekoppelten Signalweg und eines Hochpaßfilters in der an die freie Diffundierung 24 angekoppelten Signalleitung gebildet werden, wobei der Hochpaßfilter ein identisches Tiefpaßfilter und ein Verzögerungselement, die mit entsprechenden Eingängen einer Subtrahierschaltung gekoppelt sind, enthält. Es soll auch darauf hingewiesen werden, daß, wie in Fig. 3 gezeigt, das schwimmende Gate 24' als Signalausgang die schwimmende Diffundierung 24 in Fig. 2 ersetzen kann, wobei die Schaltkreise außerhalb des Chips dieselben bleiben. Dieses Gate 24' wird nicht über die CCD-Ausgangs-Drain-Diffundierung 28 in ihren Ausgangszustand rückgestellt, sondern mit einem Rückstellsignal am Anschluß 34 über einen Transistor auf die Spannung V_ . Dadurch wird die Forderung nach einem niedrigem Eingangswiderstand für den Verstärker gemildert. Der schwimmende Gate-Ausgang kann einmal pro Zeile mittels eines dem Anschluß 34 zugeführten Rückstellsignals rückgestellt werden. Dieser Rückstellvorgang liefert eine Störung mit der Zeilenfrequenz, die vom Hochpaßfilter 52, 62 nicht übertragen wird.

Das Erfindungsprinzip kann auch auf andere ladungsgekoppelte Einrichtungen angewendet werden, beispielsweise auf sog. Eimerkettenschaltungen ("bucket brigade devices") und für andere Verwendungszwecke als Bildaufnahmegeräte, beispielsweise auf eine Verwendung mit Verzögerungsleitungen.

Leerseite

Claims

Patentansprüche

1.)' Signalverarbeitungseinrichtung, gekennzeichnet durch Anordnungen (40, 46) zum Anlegen zweier Signale mit entgegengesetzten Rausch-Frequenz-Charakteristiken an eine Filteranordnung (52, 62) zur entsprechenden Filterung der Signale mit komplementärer Tiefpaß- bzw. Hochpaß-Filterwirkung für die Erzeugung gefilterter Signale mit reduziertem Rauschanteil, und durch eine Anordnung (52, 62, 64) zum Summieren der gefilterten Signale.

COPY

2.) Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine ladungsgekoppelte Einrichtung (14) zur Abgabe der beiden Signale an entsprechenden Ausgängen (24, 28).

3.) Einrichtung-nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein CCD-Bildaufnahmegerät (14) mit einem Signal-Drain-Anschluß (28) und einem schwimmenden Gate (24¹, Fig. 3) oder einer schwimmenden Diffundierung (24, Fig. 2), von denen die beiden Signale abgenommen und den entsprechenden Filteranordnungen (52, 62) zugeführt sind.

4.) Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch g e kennzeichnet, daß die Signale Fernseh-Videosignale enthalten.

5.) Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnungen für die Signalfilterung und -summation gemeinsam zur Aufnahme der entsprechenden Signale eine Widerstand (62)-Kondensator(52)-Reihenschaltung mit einem Ausgangspunkt zwischen Widerstand und Kondensator zur Abgabe der Signale enthalten.

6.) Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Schaltkreise (50, 60) zum Klemmen und Austasten jedes Signales vor der Filterung.