DE3308182C2 - Rauscharme CCD-Ausgangsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Ausgangsschaltung für eine ladungs­ gekoppelte Einrichtung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Generell betrifft die Erfindung Schaltungsanordnungen zur Ver­ arbeitung von Ausgangssignalen, beispielsweise von ladungsge­ koppelten Einrichtungen (CCD), wie sie für die Bildaufnahme und andere Zwecke verwendet werden, und insbesondere auf Signal­ verarbeitungen zur Verbesserung des S/N-Verhältnisses (Signal- Rausch-Verhältnis).

Das Ausgangssignal eines CCD-Bildaufnahmegerätes wird typischer­ weise von einem taktgesteuerten "C"-Register abgegeben. Dieses Ausgangssignal kann entweder über einen im gleichen Chip inte­ grierten Ladungs-Spannungs-Wandler, wie beispielsweise eine potentialfreie Diffusionszone oder als Signalstrom direkt aus einer Drain-Diffusionszone wie beispielsweise einem Rückstell- Drain gewonnen werden. Bei Abnahme des Ausgangssignals von einer potentialfreien Diffusionszone wird es durch einen MOSFET- Verstärker zwischenverstärkt, der gemeinsam mit der Bildauf­ nahmeanordnung auf demselben Chip integriert sein muß, um eine niedrige Eingangskapazität zu erreichen. Derartige Transistoren zeigen jedoch ein starkes 1/f-Rauschen, d. h. die Rauschenergie pro Bandbreiteneinheit nimmt mit abnehmender Frequenz zu. Ins­ besondere im Frequenzbereich von 0 bis ungefähr 100 kHz ist dieses Rauschen besonders störend und verursacht auf dem Bild­ schirm regellos auftretende, horizontale Streifen und Flimmer­ erscheinungen. Bei schwacher Beleuchtung sind diese Streifen- und Flimmererscheinungen sehr deutlich sichtbar.

Aus der DE 29 36 704 A1 ist ein 1-Chip-Ladungs/Spannungswandler mit poten­ tialfreier Gatezone als Ausgangsstufe eines Bildwandlers be­ kannt, bei dem ähnliche Rauschprobleme auftreten. Bei Abnahme des Ausgangssignals von einem Rückstell-Drain wird es einem Verstärker zugeführt, der für ein niedriges 1/f-Rauschen mit einem J-FET (Sperrschicht-Feldeffekttransistor) ausgestattet werden kann, der wiederum von Natur aus eine hohe Eingangs­ kapazität hat. Diese Eingangskapazität bewirkt einen Verlust bei hohen Frequenzen, der durch eine Hochfrequenzanhebung ausgeglichen werden kann. Diese Versteilerung führt jedoch zu hochfrequentem Rauschen, das auf dem Bildschirm als "Schnee" oder "Salz und Pfeffer" sichtbar wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, bei der Signalver­ arbeitung von CCD-Ausgangssignalen das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern und so Streifenbildung und Schnee auf dem Bild­ schirm zu verhindern.

Diese Aufgabe wird bei einer Ausgangsschaltung für eine ladungs­ gekoppelte Einrichtung der eingangs erwähnten Art erfindungs­ gemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Bei der vorliegenden Erfindung kann eine Verbesserung des Rauschabstandes immer dann erreicht werden, wenn ein erstes und ein zweites Signal verfügbar sind, deren Informationsgehalt gleich und deren Rausch-Frequenz-Charakteristik ungefähr ent­ gegengesetzt ist, wie es bei einem CCD-Bildaufnahmegerät der Fall ist oder erreicht werden kann. Die Erfindung umfaßt die Filterung dieser Signale mit komplementären Tief- bzw. Hochpaß- Filtern zur Erzeugung gefilterter Signale mit reduziertem Rau­ schen und die Summation der gefilterten Signale.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines bekannten CCD- Bildwandlers;

Fig. 2 eine Teilschnittzeichnung eines Teiles des Bildwandlers gemäß Fig. 1 und ein teilweise in Blockform gehaltenes Schaltbild einer Signalverarbeitungsschaltung ent­ sprechend einer ersten Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 3 eine zweite Ausführungsform der Erfindung.

Der CCD-Bildwandler in Fig. 1 ist typisch für eine Anwendung in Fernsehkameras und eine solche soll im folgenden angenommen werden. Ferner wird angenommen, daß es sich um einen Zweiphasen­ wandler handelt, obwohl die Erfindung auch bei Drei- oder Vier­ phasen-Bildwandlern verwendet werden kann. Allgemein umfaßt er A-, B- und C-Register 10, 12 bzw. 14 und einen Ausgangsteil 16. Das A-Register 10 umfaßt eine Matrix mit photoempfindlichen Elementen, die von Strahlungsenergie, beispielsweise Licht, aus einer nicht gezeigten Aufnahmeszene bestrahlt wird. Ladung wird proportional zur Energieintensität freigesetzt und für etwas weniger als eine Fernseh-Halbbildperiode aufakkumuliert. Wäh­ rend des vertikalen Austastintervalls wird die akkumulierte Ladung unter Taktsignalsteuerung spaltenweise aus dem A-Register 10 in das B-Register 12 übergeführt. Während jedes horizontalen Austastintervalls wird das gesamte Ladungsbild im B-Register 12 zeilenweise unter Steuerung durch ein Taktsignal von einer nicht dargestellten Taktsignalquelle parallel nach unten in das C-Register 14 verschoben. Während des nächsten aktiven Zeitabschnittes der Horizontal­ zeilenperiode werden die Ladungspakete aus dem Aus­ gangsteil 16 unter Steuerung durch ein zweiphasiges Takt­ signal von einer Quelle 18, deren Ausgangssignale mit Φ₁ und Φ₂ bezeichnet sind, seriell ausgelesen. Die Aus­ gangssignalfrequenz der Taktsignalquelle kann beispiels­ weise ca. 10 MHz für ein Bildaufnahmegerät, das mit NTSC- Abtastfrequenzen arbeitet und ca. 500 Elemente in hori­ zontaler Richtung aufweist, betragen. Während des näch­ sten horizontalen Austastintervalls wird eine weitere Horizontalzeile durch Parallelschiebung aus dem B-Register 12 in das C-Register 14 gebracht, usw. Schließ­ lich sind dann alle im B-Register 12 gespeicherte Zeilen in das C-Register 14 verschoben und aus diesem wieder ausgelesen worden. Jetzt kann das B-Register 12 ein anderes Feld der vom A-Register 10 akkumulierten Ladungen aus dem A-Register 10 aufnehmen.

Fig. 2 zeigt im oberen linken Teil Einzelheiten des rechten Endes des C-Registers 14 (hier ist eine Ausführung mit verdeckter Kanalstruktur gezeigt ("buried channel device") - geeignet sind jedoch auch Oberflächen-Kanalstrukturen ("surface channel device") - und den Ausgangsteil 16. Auf einer nicht veranschaulichten SiO₂-Schicht auf einem (für einen N-Kanal CCD) P-Substrat 20 ist eine Vielzahl von Gate-Elektroden 22 angeordnet, denen alternierend die gegenphasigen Taktsignale Φ₁ und Φ₂ zugeführt werden. Diese Elektrodenanordnung erstreckt sich nach links im wesentlichen über die gesamte Substrat­ länge 20. Durch eine N-leitend dotierte Schicht 19 werden die Potentialwannen von der oberen Oberfläche weg verlagert, um einen Betrieb mit verdecktem Kanal zu erreichen. Unter der Taktsignalsteuerung werden die Ladungspakete (nicht gezeigt) nach rechts geschoben. Bei Abfall des Taktsignals Φ₁ auf einen niedrigen oder negativen Pegelwert (für eine Anordnung mit N-leitendem Kanal) wird ein Paket fast momentan an einem Gate 23 vorbei zu einer potentialfreien Diffusionszone 24 des Ausgangsteils 16 verschoben. Die Diffusionszone 24 dient als Source-Elektrode eines FET mit einem Rückstell- oder Reset-Gate 26, Gleichstrom- oder D.C.-Gates 25 und 27 und einem Reset-Drain 28. Das Drain 28 ist über einen weiter unten beschriebenen Verstärker 40 mit einer (für einen N-Kanal-CCD) positiven Spannungsquelle verbunden. Über einen Anschluß 34 wird dem Gate 26 ein Rückstellsignal R zugeführt. Das Gate 23 wird mit einer Gleichvorspannung gespeist und schirmt die Diffusionszone 24 von den C-Taktsignalen an den Elektroden 22 ab. In ähnlicher Weise verhindern die Gates 25 und 27 das Übersprechen des Rückstell-Taktsignals auf die potentialfreie Diffusionszone 24 bzw. das Reset-Drain 28. Weiterhin verhindern die Gates 23, 25, 27 im wesentlichen die Übertragung von weißen Rauschen in den Takt- und Rückstellsignalen, je nach Fall, an die Diffusionszone 24 und das Drain 28. Man braucht daher keine rauschfreien Takt- und Rückstellsignale. Beim Auftreten des R-Signals (Übergang zu einem hohen ("H") oder positiven Wert) gelangt die am Eingang des Verstärkers 40 liegende Spannung V_RD über einen leitenden Kanal im Substrat 20 an die Diffusionszone 24. Wenn das Signal R niedrig ("L") wird, wird der Kanal nichtleitend und nach einer kleinen Zeitverzögerung wird auch das Signal Φ₁ niedrig. Dadurch werden die Elektronen des Ladungspakets unter einer Elektrode 92 zur Diffusionszone 24 transportiert, wodurch deren positives Potential um einen zu der Zahl der Elektronen in dem Ladungspaket proportionalen Betrag gesenkt wird, der wiederum proportional zu der Lichtenergie ist, die auf die Fläche des A-Registers 10 gefallen war, von der das spezielle Ladungspaket ursprünglich stammte. Dieser neue, niedrigere Spannungs­ wert der Diffusionszone 24 wird bis zum Übergang des Signals R in den H-Bereich aufrechterhalten.

Eine brauchbare Ausgangsspannung kann wegen der relativ geringen Zahl von Elektronen in einem Ladungspäckchen nur bei einer kleinen Kapazität der Diffusionszone 24 erhalten werden. Der Ausgangsteil 16 enthält daher einen MOSFET-Zwischen- oder Trennverstärker, der unter anderem aus einem mit der Diffusionszone 24 verbundenen Gate 35, einem über einen Anschluß 38 mit einer posi­ tiven Spannungsquelle V_DD verbundenen Drain 36 und einer über einen Widerstand 44 mit Erde verbundenen Source 42 besteht. Diese Anordnung stellt eine Source­ folger-Schaltung dar. Im allgemeinen sollte der Wider­ stand 44 für große Bandbreiten klein sein, jedoch nicht zu klein, da er zusammen mit dem MOSFET-Innenwiderstand einen Spannungsteiler bildet, der die Ausgangsspannung reduziert. Ein Problem bei MOSFET ist der große An­ teil an 1/f-Rauschen, das bedeutet den Anstieg der Rauschenergie pro Bandbreiteneinheit bei sinkender Frequenz, während andererseits die niedrige Kapazität der Diffusionszone 24 ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis bei hohen Frequenzen garantiert. Im Gegensatz dazu wird das vom Drain 28 erhaltene Ausgangsstromsignal dem Ver­ stärker 40 zugeführt, der wegen der kapazitiven Eingangs­ belastung des Drains 28 eine Hochfrequenzanhebung erfordert und dadurch ein schlechtes Signal-Rausch-Ver­ hältnis bei hohen Frequenzen aufweist. Der Verstärker 40 kann jedoch Sperrschicht-FETs oder bipolare Eingangs­ transistoren, die relativ frei von 1/f-Rauschen sind, enthalten. Derartige Transistoren können nicht ohne weiteres mit dem CCD-Bildwandler auf einem ge­ meinsamen Substrat hergestellt werden, um die Eingangs­ kapazität zu reduzieren, und können daher auch nicht als im gleichen Chip integrierter Sourcefolger anstelle des MOSFET verwendet werden. Die vorliegende Erfin­ dung ist auf die Vermeidung im wesentlichen der nach­ teiligen Auswirkungen dieser Probleme gerichtet.

Das Ausgangssignal des auf dem Chip integrierten Sourcefolgers wird über einen Emitterfolger 46 zur Impedanzanpassung einem Tiefpaßfilter 48 zugeführt. Der Tiefpaßfilter 48 hat vorzugsweise eine Grenzfrequenz bei der halben C-Taktfrequenz 18, d. h. bei der Nyquist- Frequenz, die für einen 10 MHz-Takt 5 MHz ist. Das Tiefpaßfilter 48 reduziert auch die Spektrumüberlappung ("aliasing") des Basisband-Videosignals mit dem unteren Seitenband der beiden um die Taktfrequenz zentrierten Videosignal-Seitenbänder.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 48 wird einer getasteten Klemmschaltung 50 zugeführt. Der Klemmschal­ tung 50 wird ein Klemmsignal von einer nicht gezeigten Quelle zugeführt, das eine Dauer von ungefähr 0,5 µs hat und während der Überabtastung des C-Registers 14 auf­ tritt, während der die Taktsignale Φ₁ und Φ₂ für eine kurze Dauer während des horizontalen Austastintervalls nach dem vollständigen Auslesen der aus dem B-Register 12 übertragenen Ladung fortdauern. Das erlaubt den Dun­ kelstrom aus dem C-Register 14 auf einen gewünschten Referenzpegel zu klemmen. Während der gesamten Überab­ tastzeit wird der Klemmschaltung 50 ein Austastsignal zugeführt, um Rauschen und restliche C-Taktsignale im Ausgangssignal der Klemmschaltung 50 zu unterdrücken. Die Klemmschaltung 50 hat, wie später erklärt werden wird, eine niedrige Ausgangsimpedanz und gibt ihre Ausgangs­ signale an einen Kondensator 52 ab. Die Klemmschaltung 50 hat ferner einen invertierenden Ausgang, da die Signale von der Diffusionszone 24 invertiert werden (ansteigende Amplitude bedeutet Schwarzrichtung) und Signale mit positivem Anstieg bei steigender Helligkeit bevorzugt werden.

Das Ausgangssignal des Reset-Drains 28 wird dem mit einer Gleichspannungsquelle 56, in einer speziellen Ausfüh­ rungsform 20 Volt, verbundenen Verstärker 40 zugeführt. Dieser Verstärker 40 legt ein 15 Volt-Potential V_RD an die Rückstell-Drain-Elektrode 28. Der Verstärker 40 enthält eine Sperrschicht-FET-Eingangsstufe mit sehr niedrigem 1/f-Rauschen. Der Verstärker hat außerdem eine sehr niedrige Eingangsimpedanz um einen ausrei­ chend hohen Strom zur Rückstellung der Diffusionszone 24 in einen Anfangszustand während der zur Verfügung stehen­ den Zeit liefern zu können. Diese niedrige Eingangs­ impedanz kann man durch Gegenkopplung erreichen. Das Ausgangssignal des Verstärkers 40 wird einem Tiefpaß­ filter 58 zugeführt, das mit dem Tiefpaßfilter 48 iden­ tisch sein kann. Dieses Filter entfernt die von der C-Taktsignalquelle 18 durchgeschaltenen Signale aus dem Ausgangsvideosignal, aber es braucht wegen der weiteren, unten erläuterten Tiefpaßfilterung des Videosignals die Spektrumüberlappung nicht zu unterdrücken. Das Ausgangs­ signal des Tiefpaßfilters 58 wird einer getasteten Klemmschaltung 60 zugeführt, die mit der Klemmschaltung 50 übereinstimmt und gleiche Tast- und Klemmsignale er­ hält. Die Klemmschaltung 60 hat eine niedrige Ausgangs­ impedanz und gibt ihr Ausgangssignal an einen variablen Widerstand 62 ab.

Wegen der niedrigen Ausgangsimpedanz der Klemmschaltung 50 wird das Signal aus der Klemmschaltung 60 einem R-C- Tiefpaßfilter mit dem Wider­ stand 62 und dem Kondensator 52 zugeführt. Folglich wird das wegen der Hochfrequenzanhebung des Verstärkers 40 auftretende Hochfrequenzsignal und Rauschen abge­ schwächt. Wegen der niedrigen Ausgangsimpedanz der Klemmschaltung 60 wird das Ausgangssignal aus der Klemm­ schaltung 50 dem R-C-Hochpaßfilter mit dem Widerstand 62 und dem Kondensator 52 zugeführt. Die so gefilterten Signale werden summiert und gemeinsam einem Verstärker 64 beispielsweise einem Emitterfolger zugeführt, der das Ausgangssignal liefert.

Da das Hochpaßfilter und das Tiefpaßfilter dieselben Komponenten 62 und 52 enthalten, sind ihre Übertragungs­ charakteristiken exakt komplementär. Dies ist auch dann wichtig, wenn die Rauschverhältnisse nicht genau komple­ mentär sind, da das Einschwingverhalten des Hoch- und Tiefpasses genau gegenphasig sind. Daher heben sich die Einschwingvorgänge bei der Addition der Ausgangs­ signale im wesentlichen auf. Die Kontrolle der Über­ schneidungsfrequenz erfolgt durch Änderung des Wider­ standes 62 oder als Alternative des Kondensators 52. Diese Frequenz ist nicht kritisch und Frequenzen zwischen 50 kHz und 1 MHz wurden erfolgreich verwendet. Es stellt sich eine 3-dB-Verbesserung des Signal-Rausch-Abstandes bei der Überschneidefrequenz ein, da sich die Signale kohärent, das Rauschen aber inkohärent addiert. Für ein richtiges Arbeiten des Hoch- und Tiefpaßfilters müssen die dem Widerstand 62 und dem Kondensator 52 zugeführten Signale in Phase sein. Dies kann eine Verzögerungs­ leitung in einem der Ausgangssignalkanäle 46, 48 und 50 oder 40, 58 und 60 erforderlich machen.

Natürlich sind auch viele andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung möglich.

Beispielsweise können komplementäre Filter auch mittels eines Tiefpaßfilters in dem an das Rückstell-Drain 28 angekoppelten Signalweg und eines Hochpaßfilters in der an die freie Diffusionszone 24 angekoppelten Signallei­ tung gebildet werden, wobei das Hochpaßfilter ein iden­ tisches Tiefpaßfilter und ein Verzögerungselement, die mit entsprechenden Eingängen einer Subtrahierschaltung gekoppelt sind, enthält. Es soll auch darauf hingewiesen werden, daß, wie in Fig. 3 gezeigt, das potentialfreie Gate 24′ als Signalausgang die potentialfreie Diffusionszone 24 in Fig. 2 ersetzen kann, wobei die Schaltkreise außer­ halb des Chips dieselben bleiben. Dieses Gate 24′ wird nicht über die CCD-Ausgangs-Drain-Diffusionszone 28 in ihren Ausgangszustand rückgestellt, sondern mit einem Rückstellsignal am Anschluß 34 über einen Transistor 90 auf die Spannung V_DD. Dadurch wird die Forderung nach einem niedrigen Eingangswiderstand für den Verstärker 40 gemildert. Der potentialfreie Gate-Ausgang kann einmal pro Zeile mittels eines dem Anschluß 34 zugeführten Rück­ stellsignals rückgestellt werden. Dieser Rückstellvorgang liefert eine Störung mit der Zeilenfrequenz, die vom Hochpaßfilter 52, 62 nicht übertragen wird.

Das Erfindungsprinzip kann auch auf andere ladungsge­ koppelte Einrichtungen angewendet werden, beispielsweise auf sog. Eimerkettenschaltungen ("bucket brigade devices") und für andere Verwendungszwecke als Bild­ wandler, beispielsweise auf eine Verwendung mit Verzögerungsleitungen.

Claims (5)

1. Ausgangsschaltung für eine ladungsgekoppelte Einrichtung, die ein taktgesteuertes Register (14), ein periodisch zurückge­ stelltes Element (24, 24′) mit schwimmendem Potential und eine Drain-Diffundierung (28) enthält, sowie mit
einer Einrichtung (16), die aus dem periodisch zurückge­ stellten Element ein erstes Ausgangssignal ab­ leitet, das repräsentativ für eine Folge von Ladungspaketen ist, die im Register unter Taktsteuerung übertragen werden, gekennzeichnet durch
eine Einrichtung (40), die aus der Drain-Diffundierung ein zweites Ausgangssignal ableitet, das ebenfalls repräsen­ tativ für die besagte Folge von Ladungspaketen ist, die im Register unter Taktsteuerung übertragen werden,
eine Filtereinrichtung (52, 62), die einen zum Empfang des ersten Ausgangssignals angeschlossenen ersten Eingang, einen zum Empfang des zweiten Ausgangssignals angeschlossenen zweiten Eingang und einen Ausgang hat, wo eine Kombination des ersten und des zweiten Ausgangssignals erscheint,
wobei die Filtereinrichtung die vom ersten Eingang zum Ausgang laufenden Signale einer Hochpaß-Filterung und die vom zweiten Eingang zum Ausgang laufenden Signale einer Tiefpaß-Filterung aussetzt.

2. Ausgangsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Tiefpaß-Filtercharakteristik und die Hochpaß-Filtercharakteristik zueinander komplementär sind.

3. Ausgangsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Filtereinrichtung einen zwischen den ersten Eingang und den Ausgang gekoppelten Kondensator (52) und einen zwischen den zweiten Eingang und den Ausgang gekoppelten Widerstand (62) aufweist.

4. Ausgangsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die das erste Ausgangssignal ableitende Einrichtung einen Sourcefolger-Transistor (35, 36, 42) enthält, dessen Gateelektrode mit dem potentialfreien Element (24; 24′) gekoppelt ist, und der auf demselben Substrat wie die ladungsgekoppelte Einrichtung gebildet ist.

5. Ausgangsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die das zweite Ausgangssignal ableitende Einrichtung einen Verstärker (40) enthält, der extern vom besagten Substrat angeordnet ist und dessen Eingang mit der Drain-Diffundierung (28) gekoppelt ist.