JPS6065674A - Ｃｃｄイメージヤを具備したカメラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、２回サンプリンクを避けつ＼ＣＣＤカメラ
の映像応答に伴なうノイズを減少させる装置に関する。

〈発明の背景〉 この明細身で、電荷転送装置に関する説明は次のｍＪ提
に従うものとする。すなわち装置のゲート電極が配置さ
れる半導体基体の表面は、たとえそのゲート電極が基体
表面に関して異って削向さｉつ。

ていても装置の・・上面・・と称す。ざらに、この明細
１）では・・下・および・・上・の用語もこの約束に従
って使用されている。

通常、Ｃ　Ｏ　Ｄの浮動拡散出力段は、この浮動拡散出
力段に接続されたゲート電極を有する金属ー絶縁物ー半
導１本電界効果トフンジヌタ（　ＭＩＳＦＥ．、Ｔ　）
と合体して構成されている。浮動拡散領域の電位を測定
するために、トランジスタは電位計として共通ドレン（
まだは共通ソース）構成で動作する。

この電位は浮動拡散領域の中の電位ウェル中の電荷を表
わす。この電位の測定は、リセット期間中（で設けられ
た信号サンプリンタ期間中に不連続的に行なわれる。

このようなリセット期間中、浮動拡散領域はＭｆ　Ｓ　
Ｆ　Ｅ　’Ｉ’によってリセット・ドレンにおける基準
電位にクランプされる。さらに詳しく言えば、浮動拡１
°ｉ々領域はこのＭＩＳＦＥＴ動作における実質上のソ
ースとなり、このＭ　Ｉ　Ｓ　Ｆ　Ｐ２　Ｔ動作は、浮
動拡散領域とリセット・ドレンとの間に配＠されたリセ
ツ）・・ゲート電極に供給される電位に応答して生ずる
。り十ツｌ′・パルスに対する電位の応答が浮動拡散領
域上で誘導されるのを防止するために、浮動拡散領域と
リセツ１−電極との間に別のゲート電極を挿入し、この
別のゲート電極に直流電位を印加する方法が一般に行な
われている。

浮動拡散領域をリセット・°ドレンの電位に周期的（Ｃ
クランプするリセット動作は、す＋ット・ノイズと呼ば
れる形式のノイズが発生する点で好ましくない。このリ
セット・ノイズは１リセット期間カラ他のリセット期間
に浮動拡散領域上に残存する電位の変動として現わ八る
。リセッ１−・ノイズは、浮動拡散出方段をもった電荷
転送装置と同様に、浮動ゲート出方段をもった電荷転送
装置においても問題となる。リセット・ノイズはＣＣＩ
）イメージヤのような電荷転送装置の出力信号の高い方
のビデオ周波数において強く現われるノイズである。リ
セット・ノイズは一般に浮動拡散領域に続＜へ４工５Ｆ
ＥＴ電位計段におけるノイズよｐも約ａｄｂ大きくなる
。低いビデオ周波数ではフリッカ（あるいは・・１／ｆ
・）ノイズが強くなる。フリッカ・ノイズはＭ工５ＦＥ
Ｔ電位計段において現われる。

映像出力信号をサンプル−ホールド回路に供給するとと
は知らσれている。このような回路は映像出力信号のサ
ンプル期間中サンプルし、サンプルとサンプルとの期間
にわたってそのサンプルをホールドする。サンプル−ホ
ールド回路の応答性は、それが受信するイメージヤの出
力信号に比較してベースパンｌζ（１次高調波ヌベク）
−ル）の内容が増大し、高次高調波スペクトルの内容が
減少する特性をもっている。映像出力信号のデユーティ
・サイクルと後続する増１＠処理期間中に混合されるノ
イズのデユーティ・サイクルはサンプリングとホールド
の期間中（で互いに等しくされる。そのため、信号対雑
音比はこのような増幅期間中、それ程大きな害を受けな
い。この処理をこ＼では・・単一サンプリングηと称す
。

フリッカおよびリセットの双方のノイズを減少させる必
要性により互いに関連する２回サンプリンクが実行され
るようになった。この処理では、ＣＣＩ）イメージヤ出
力レジヌタの各クロック・サイクルにおいて、リセツｌ
−・ノイズに依存するが信号には依存しない電荷が浮動
拡散領域の下に誘導σ幻る電位ウェル中に存在する初期
に、上記浮動拡散領域の信号がサンプ）ｖされる。次い
でリセット・ノイズおよび信号の両方に依存する電荷が
浮動拡散領域上にある第２の時点で、信号がサンプル妊
れる。次いで１対のサンプルは合成されて、リセット・
ノイズが抑制されて実質的に信号にのみ依存するサンプ
ルが発生きれる。

相互に関連する２回サンプリンクは、電荷転送装置の出
力段のサンプリンク率が大きくなると実用的でなくなる
。パルヌ幅は狭くなＱ、！ｆ、たパルス間隔は、浮動拡
散領域あるいは浮動ゲート出方の下の電荷の平衡のため
に必要とする時間によって制限される限界に向って短が
くなる。出カＶジスタのクロック率が数メガヘルツ以上
に上昇すると、互いに関連する２回サンプリングの実施
は困難６てなる。本願発明者は、相関２重サンプリング
によって、イメージヤ装置で１ｏｏＫＨｚのクロック率
でノイズが２０　ｄｂ減少するが、ＪＭＨｚのクロック
率では３乃至６ｄｂ以上ノイズを減少させるのは困難で
あることを発見した。

１９８２年５月１８日付のデビイ氏（Ｌ、Ｎ、Ｄａｖｙ
　）　（Ｄ米国特許第４，３３０，７５３号、発明の名
称［電荷転送装置から信号を再生するだめの方法および
装置（ＭＥ’ｌ’ビ○Ｄ　ＡＮＪ）ＡＰＰＡＲＡＴＴＪ
Ｓ　ＦＯＲＲＥ−ＣＯＶＥＲＩＮＧ　ＳＩＧ、ＮＡＬ　
ＦＲＯＭ　Ａ　Ｃ［（ＡＲ（）ＥＴ　ＲＡ　Ｍ　ＳＦ　
Ｆ　、ＨＤ　Ｅ　Ｖ工ＣＥ）Ｊの明細書中には、電荷転
送装置１！の出力段から比較的ノイズのない情報信号を
得るための方法が示されている。この方法では、規ＩＩ
Ｉ的にサンプリンクする電位計段からの出力信号は帯域
１ｉ１ｔ７もフィルタで開披されて、電位計段のクロッ
ク周波ｊ散の冶Ｊ調波の両側に位置する両側帯波振幅変
調の側帯波を分離する。個々の側帯波はその〃ロン２周
波数の高調波で動作する切換復調器を使用して同期検波
される。同期検波さｉ；ｔＡ＋ψ側帯波のベースバンド
・スベクトルハ関連する高調波スペクトルから分離され
る。このベースバンド・スペクトルは、イメージヤ出力
信号のベースバンド・ヌベクトルよシもむしろ同期検波
に先立って帯域通過開披によって抑制された電荷転送装
置からの出力信号として使用さ７江る。

ｎ１１述のデビイ氏の特許明細書に示されている方法は
、ノイズが主としてベースバンド中で残留する電位計段
中のフリッカ・ノイズを抑圧するのに有効である。

デビイ氏の特許ではリセット・ノイズは無視されている
が、前述のように、浮動ゲートあるいは浮動拡散出力段
をもった半導体イメージヤ中のノイズの主な源となって
いる。リセット・ノイズは広帯域で半導体イメージヤ出
力において供給されるビデオ・サンフ諏しの高調波周波
数ヌベクトルにわたって拡がっている。その結果、イメ
ージヤ出力サンプルからビデオ信号を再生するために、
クロック周波数の高調波を囲む側帯波の同期検波が使用
されていても、リセット・ノイズがノイズの主たる原因
どなる。前述のデビイ氏の特許明細書では、リセット・
パルスの貫通結合（ｆｅｅｄｔｈｒ○υｇｈ）の減少の
みを取扱っているが、本願発明では、リセット・ノイズ
はりセット・パルスの単なる貫通結合を対象としている
のではない。

本願発明者は、ＣＯＤイメージヤの出力信号がサンプリ
ンク−ホールド前に高域通過フィルタで７慮波されるか
、あるいは微分されると、サンプル−ホールド回路はイ
メージヤ出力信号の高調波スペクトルを、同期検波にお
ける周波数領域ＶＣあるベースバンド・スペクトル成分
に変換するということを発見した。その結果、イメージ
ヤ出力信号を高域通過フィルタで濾波する（／ｃも拘ら
ず、映像の低周波成分は回復ざ九る。ざらにボールド動
作は、映像出力信号のｊ％調波スペクトル成分のピーク
に応答し、平均絶対値には応答しない。そのだめ、目下
期待される処理の変換効率はデビイ氏の特許明細Ｊ）に
述べられている同期検波におけるよりも著しく向」ニす
る。この処理ではホールドを行なうことなく直接サンプ
リングが後続して行なわれ、低域通過フィルタにより検
波の応答性が平滑化される。

木ｉ　出願人であるアールシーニー　コーポレーション
のデビット　サーノフ　リサーチ　センタ（Ｄａｙｉ−
ｄ　５ａｒｎｏｆｆ　Ｒｅ５ｅａｒ（３ｈ　Ｃｅｎｔｅ
ｒ　）　＋７）　１　ソ／　キー（Ｗ、　Ｆ　、　Ｋｏ
ｓｏｎｏｃｋｙ　）氏およびカー不ヌ（６丁、Ｅ、Ｃａ
ｒ−ｎｅｓ　）氏は、１９７５年９月発行の７　＝　ル
シ−ｘ　−レビ−＋−−（ＲＣＡ　ＲｅＶ’１．ｅＷ）
　ＶＯｌ、３６　ノ第５６６頁の「電荷結合装置の基礎
概念（Ｂａ５ｉ−ｃ　Ｃｏｎｃｅｐｔｓ　ｏｆＣｈａｒ
ｇｅ−Ｃｏｕｐｌｅｃｌ　Ｄｅｖｊ−ｃｅｓ　）　Ｊの
論文中で、浮動拡散増１陥器について述べている。この
論文（Ｃは、浮動拡散領域をゲートによって与えられる
障壁電位にリセットすることが示されている。このゲー
トは″直流電位によってバイアスさ九、浮動拡１枚領域
とりセット・ゲートとして動作するゲートとの間に挿入
されている。すなわち、浮動拡散領域は、電荷転送チャ
ンネルの終端にあるドレン電位ではなく、その浮動拡散
領域が配置される電荷転送チャンネル内のチャンネル電
位にリセットされる。

浮動拡散領域をリセットするこのやり方は、変調伝達関
数（ＭＴＥ　）中に著しい低周波歪を導入するので、通
常は実用的でないとして採用されていない。出力８力Ｓ
Ｗ通に処理された出刃サングヌを有し、クロックの貫“
通結合を抑制するためにサングルーホールド回路が使用
されているときには、ドレン電圧よりもむしろチャンネ
ル内の電圧１／Ｃ’Ｊセツトされた浮動拡散出方段を有
するＣＯＤイメージヤからのビデオ・サンプルによって
得られるテレビジョン表示中では、暗い映像領域へ入り
込む明るい領域の尾端の１ｃじみが目立つようになる。

本願発明者は、上記コツツギ−氏およびカーネス氏の論
文に示されているリセット処理における低周波歪はＣＯ
Ｄイメージヤ出カ出御信号波数ヌベクトルのベースバン
ド部分のみ（（悪影響を牛えることを発見した。もしベ
ースバンド（あるいは少なくとも歪が現われるより低い
周波数）はサンプルおよびホールドの前に抑制されて相
互間隔のない信号が再生されるならば、コンツキ−氏お
よびカー不ス氏の処理に対する歪は、サンプルおよびホ
ールド出力応答中に現わ八ない。

本願発明者は、リセット・パルスが適当に調時されてお
れば、各画素（ピクチャ・エレメント）サンプルがクロ
ックされて電位計測定用の拡散領域の下に送り込寸れた
後、浮動拡散領域がリセットσれたドレン電位にリセッ
トされても、リセツ１−・ノイズは抑Ｉ］されるという
ことを発見したＯさらにこのリセットは、各絵素（ピク
セル）の走査期間中、１度以上すンフ諏しする必要なし
に行なわれる、。

リセットに続いて、電位計ＣＣＤ出力段の浮動素子の下
に次の電荷バケツ１〜を導入する前にある期間のあるこ
とが認められた。この先行期間中のリセット・ノイズの
レベルは、電荷の導入後で、次のリセット前の後続期間
中のリセット・ノイズのレベルと同じである。この現象
はイ目関２回サンプリンクで利用きれる。

この現象を別の点から考えてみると、発明者は、浮動素
子の下に電荷パケットが導入されることによって生じる
信号の変移はりセラ１−・ノイズのベテスタ）Ｉ／上に
重畳され、このようなノイズのペデスタルは絵素飲によ
ってのみ変（しすることに気イ゛・」いた。また本願発
明者は、との発明によれば、ＣＯＤイメージヤ出力信−
号の時間に関する微分は、電荷パケットが浮動素子の下
（Ｃ導入されることによって生じる上記の変移に関連す
るリセット・ノイズ・ペデスタルＣＣ対する応答を抑制
するというととに気付いた。次いで、これらの変移に対
する減衰応答の各一定部分にわたって伸びる−１１゛ン
プリンタ期間にわたって微分出力信号の同期検波が行な
われる。その結果、得られた出力信号は良好な信号対リ
セット・ノイズ比を得ることができる。

〈発明の概要〉 この発明は、くり返しリセットされる浮動素子（例えば
浮動拡散領域あるいは浮動ゲート）出力電位計段、それ
に続く微分回路およびサンプルーホールト回路を具備し
たＣＣＤイメージヤあるいはそれに類する装置をもった
ノイズ減少カメラで実施される。

く詳細な説明〉 以下、図を参照しつ−この発明の詳細な説明する。

第１図に：にいて、この発明の信号■主装置は、半導体
イメージヤと共に使用するものとして示されている。−
例として、イメージヤは電荷転送形式のＣＯＤイメージ
ヤ１０である。ＣＯＤイメージヤ１０はイメージ（捷だ
けＡ）レジスタ１１、フィールド（寸たはＢ）レジスタ
１２、および並列入力−直列出力（まだはＣ）レジスタ
１３を有している。

出力信号サンプルは、例えば浮動拡散形式の電荷−電圧
変換段を使用してＣレジスタ１３の右端（（Ｃ転送され
た電荷パケットから転送される。このような変防段では
、電荷パケットはＣレジスタユ３の下から浮動拡散領域
１４の下に配置ざｉｚた電位フェルに規則的にクロック
で進められる。次いで、電位ウェル中の各パケットの電
荷の太き芒は電位計によって決定される。電位計ね縦続
接続されたソース・ホロワ金属−絶縁物−半導体電界効
果１〜ランジスタ（ＭＩＳＦＥＴ　）１５．１６を含ん
でいる。別のＭＩＳＦＥＴ１５に対する定電流発生ソー
ス負荷として接続されている。チップ外の抵抗器２８は
ＭＩＳＦＥＴ　１６ｙｃ対するソース負荷となっている
０ＣＣＪ〕イメージヤｌＯの出力信号サンプルは抵抗器
２８の両端間に現われる。ＭＩＳＦＥＴ１５．１６のド
レンには直、流電位○Ｄが供給されて、これらのＭＩＳ
ＦＥＴをソース・ホロワとして動作させる。ＭＩＳＦＥ
Ｔ１６のソースはＣＯＤイメージヤ１０の出力信−号端
子２７に接続されており、従って、負荷抵抗器２８を経
てアースに接続されている。

ＣＯＤイメージヤ］０の出力端子２７に供給される出力
信号サンプルは低ノイズ電圧増幅器２９の入力接続部に
供給される。増幅器２９の出力接続部は微分回路３０に
入力信号サンプルを供給する。増幅器２９は微分回路３
０の入力接続部をＭＩＳＦＥＴユ６から分離するバッフ
ァとして作用する。増幅器２９は多少高いロール讐オフ
警ビデオ周波数に制限される充分な帯域幅を持っている
ことが望ましい。このようなロール・オフ周波数に定め
られていると、微分回路３０は、（ａ）低いスルー・レ
ート（出力電圧の最大変化率）を持った信号変移に応答
して、より大きなエネルギの内容をもったパルスを発生
し、（ｂ）最終ビデオ応答信号中に、タロツク信号の通
過によって存在する可能性のある過大な振幅スパイクを
導入することはない。微分回路３０の時間に関して嶽分
されたビデオ応答信号は入力信号として広帯域低ノイズ
増幅器３５に供給される０各電荷パケツトが測定σれた
後、浮動拡散領域］、４上の電位はφｒパルスに応答し
てリセツ１−される０φｒパルヌはリセット・ゲート１
８に供給され、通草はＣレジスタ１３のクロック・ゲー
トＣ図には示されていない）に供給きれるクロック・パ
ルスよりモ多少狭い。φｒパルヌはクロック・パルスが
現われる時間内で発生する。リセット°ゲー１゛１８は
・Ｃレジスタ１３より浮動拡散領域１４およびリセツｌ
−・ドレン２０を含んで伸びる電荷転送チャンネル１９
上に配置されている。さらに詳しく言えば、リセット・
ゲート１８は浮動拡散領域Ｊ４とリセット・ドレン２０
との間の電荷転送チャンネル１９上ＶＣ１！！ｉｉ！置
されておシ、その前方にはＤＣゲート２Ｊが設けられて
いる。ゲート２１には直流電位ＲＧが供給される。

ゲート２１は、その下に蓄積されるゲートの量を少なく
するために短かいゲートであることが望ましい。ゲート
２１は、リセット・ゲー１−１８に供給されたφｒパル
ヌが浮動拡散領域１４［静電的に結合されるのを防止す
る。

第１図に示されているクロック発生器２５は、フィール
ド転送形式のＣＯＤイメージヤ用に一般に慣用されてい
るように、３相りロック信号の各組をＡレジスタ１１１
Ｂレジスタ］２およびＣレジスタ１３ＶＣ供給する０　
２相、４４°Ｅ、１相あるいは実際」二有効な相を使用
する他の周知のクロック法を使用することもできる０ク
ロック発生器２５は」二連のようなφｒパルスを発生し
、浮動拡散出力段のゲート電極１８に供給する。

クロック発生器２５は壕だ直列線読出し期間中、Ｃレジ
スタ１３のクロック周波数に等しいくり返し率φＳを発
生する。このφＳパルスは線路２６を経て同期検波器４
０に供給される。φＳパルヌは、広帯域低ノイズ増招１
ｉ３５の出力接続部から同期検波器４ｏに供給される信
号が同期検波処理でサンプルでれる時間を制御するだめ
のキャリヤとして使用される、増幅器３５は、信号に伴
なうノイズが次の同期検波処理によって導入されるノイ
ズよりも大きくなるように上記信号レベルを増大する電
圧利得を有している。この場合、増幅器３５に起因する
ノイズはＣＣＤイノ−ジャ１０内て発生する１／ｆノイ
ズに比して無視できる。

微分回路３０は、直列キャパシタ３１と並列抵抗器３２
とからなる単一の高域通過フィルタとして第１図に示さ
れている。Ｒ、Ｃｌｌ？ｊ定数では、ＣＯＤイメージヤ
ニＯの出力サンプルのベーヌハン＋−”　ｍ　ｔ　ｉヌ
ベクトルのうちで、少なくとも背景の熱ノイズに比して
相当に大きなフリッカまたは１／ｆノイズを伴なうスペ
クトル部分と同程度に抑制するように選択されている。

このベースバンド周波数スペクトルの抑制は、同期検波
器４０に供給される微分回路３ｏの周波数応答信号中で
明らかになる。時定数τは、釘秒嶺シラジアンで表わさ
れるコーナ周波数（３ｄｂ低下遮断周波数）ｆｃの逆数
で、その周波ｉｆｅの振幅成分はＥＣフィルタによって
３Ｃ１，ｂ押えられる。周波数ｆｃは、微分回路３０の
入力信ｓ中に存在するが、その出力信号中には選択的に
のみ存在する周波数の実質的に抑制される周波数と実質
的に抑制されない周波数とのｕ■の境界層１１数と考え
ることができる。

Ｃレジスタ１３の７．５　ＭＨｚのクロック周波数を持
つ信号再生装置中では、４３０ｐＦのキャパシタ３１と
７５オームの抵抗器３２とが使用されている。Ｆ　Ｃ７
ｂ域通過フィルタは、τ＝３５ナノ秒の時定数をもち、
５Ｍ、ｌ（Ｚのコーナ周波数を与える。微分回路３０か
らのＣＣＤイメージヤ１０の出力サンプルのベースバン
ド・スベクｌ−／しの上側周波数は、同期検波器１０の
出力信号中の復調された第１高調波スペクトルと合成さ
れて、高い周波数のビデオ・ピーキンクを与える。ベー
スバンド信号の残余の部分と復調された第］高調波ヌベ
クトル信号は相互に関連して算術的に加算され、一方、
各帯域（バンド）からのノイズ成分は相関せず、ベク）
／し的に加算される。その結果、この形式のビデオ高周
波ビーキンクによって信号対ノイズ比がよくなるＯ同期
検波器４０の代υに、切換復調器とこれに後続する低域
通過フィルタを使用することができるｃｌしかしながら
、このような切換復調器は平均検波器として作用し、強
い高調波スペクトルを伴なう再生されたベースバンドの
復調器の出力信号を発生する。再生されたベースバンド
・スペクトル対する検波処理による高調波スペクトル残
留成分の強度を押えるために、元来ピーク検波である同
期検波を使用することが好捷しい。サンプル−７ト一ル
ド回路はこ＼ではこのような同期検波器として作用する
０ 第１図は、Ｍ工ＳＦＥＴ４１とキャパシタ４２とからな
る単一のサンプル−ホールド回路を示している。

（値工ＳＦＥＴ４１のチャンネルが導通すると、各サン
フ諏しをキャパシタ４２に入力し、キャパシタ４２は入
力されたサンプルをホールドする。！ψ工ＳＦＥＴ４１
のゲートには線路２６よすφＳＳパルプ供給される。

このφＳＳパルプＣレジヌタ・クロック周波数に等しい
周波数で供給される。各φＳパルスに応答してＭ工ＳＦ
ＥＴ４１のチャンネルは導通状態（Ｃされる。

Ｍ工ＳＦＥＴ４ユは、制御信号（線路２６からのφＳＳ
パルプが導電チャンネルに感知できる程度には流れ込ま
ない形式の伝送ゲートとして動作する。同期検波器のこ
の形式の出力回路は、導電チャンネルに供給される入力
信号に関して平衡していない。

この同期検波器の入力に供給されるベースバンド・スペ
クトルの残りは、ベースバンド・スペクトルのより高い
周波数成分を通過きせるその出力に現われる。これはあ
る程度のビデオ・高周波ピーキンクを与える。

切換復調器から直接供給される信号とは違ってサンプル
−ホールド回路４０から供給される検波された出力信号
は使用可能なビデオ信号であり、ビデオ増幅器のカット
・オフによって与えられる濾波以外の濾波を必要としな
い。検波器５０からの検波出力信号はバッファ増幅器５
０に、次いで平滑フィルタ５１に供給されるものとして
示されている。

フィルタ５ユは残留クロック周波数を除去する低域通過
フィルタであることが望ましく、映像細部のエイリアシ
ンク（　ａｌｉ−ａｓｉ−ｎ（ｇ　：とびとびの時間に
つ（八での標本値だけでフーリエ解析したために高周波
成分が消失し、これによって低周波成分の計算値に誤差
の出ること）の無い低ノイ７、゛・ビデ／１−信号を供
給する。通常、この低ノイズ・ビデオ信号は、クロック
発生器２５のタイミンクと同等の時点で同期および等化
パルスが挿入されるビデメー処理増１咄器（図示されて
いない）Ｋ導かれる０クロック発生器２５よシ線路２６
を経てＭ　Ｉ　Ｓ　Ｆ　Ｅ　Ｔ４１のゲートに供給でれ
るパルスの位相は、そのトランジスタのブーヤンネルが
、ＣＯＤイメージヤ１０の出力信号レベル中のある変移
に応答する微分回路３ｏのスパイクの′ｔ１．哀部分の
期間中に導通するよウニ調整きれている。このある変移
（−！浮動拡１１父領域１４の下の電荷バケツ１−の導
入によるものである。

この変移はリセット・ノイズには付帯しない。しかしな
がら、φｒリセット・パルスの波頭端および波尾端にお
けるＣＯＤイメージャ１０の出力信号における変移に対
する微分回路３０のスパイク応答信号の減衰部分からの
残留リセット・ノイズが存在する。その結果、後者の変
移はリセット・ノイズ成分を持つ。このようなノイズ成
分は、芒らに詳細に説明するように、先行する絵素（ピ
クセル）およびそのときの絵素からそれぞれ生ずる。φ
工°パルスの波頭端に対するスパイク応答信号の減衰部
分の同期検波は、微分回路３０中のＲＣ時定数ｒを短か
くすることによって減少される。Ｌ２かしながら、この
ような構成は通過する残留ベースバンド・ヌベク１゛ル
から得られる水平ピーキングの大きさを減少きせる。

φｒリセット・パルスが浮動拡散ＣＯＤイメージヤ出力
段のリセット・ゲート電極１８ｖｃ供給されるタイミン
グに注意を払うことによって、上記φｒノくルヌの波頭
端および波尾端における変移の同期検波をより簡単に避
けることができる。このリセ・ノト処理の複雑ざを第２
図の電位形態を示す図および第６図のタイミンク図を参
照して説明する。

第２．３．４．５図の各電位形態を示す図の頂部には、
電荷転送チャンネル中を左から右へ移動する電荷パケッ
トと対向する構成が一定の形式で示されている。この電
位形態で、よυ正の電位は図のより下にある。図では浮
動拡散領域１４の下の電位ウェルは空と仮定されている
。説明を簡単にするために、端縁部の電界は無視してい
る。この発明の動作を理解する上で端縁部の電界を考慮
することは必須ではない。

第２図の電位形態を示す図は、浮動拡散領域１４をリセ
ット・ドレン２０に供給てれるリセッ）〜・ドレン電位
：ＲＤｖｃリセットする様子を示している。

φＣはＣレジスタ１３の最後のクロック・グー１−６１
ＶＣ読出される線期間中に供給されるＣレジスタ・クロ
ックの位相を示す。Ｃレジスタ１３はクロック・ゲート
６１に後続する最終ゲート６２を有し、この最終ゲート
６２に直流電位Ｂ　Ｉ）が供給きれる。φＣＣパルプゲ
ート６Ｊをよシ低い正電位に引下げる期間を除いて、電
位ＢＰはクロック・ゲート６１の下の電位ウェルから浮
動拡散領域１４の下の電位ウェルに電荷が流れるのを阻
止する高さの障壁を作る。ゲート２１は、その下の電荷
チャンネルがドレン電位ＦＤと同じまたはそれ以上の正
となるようにその下に供給される電位ＰＧをもっている
０端縁電界効果は、浮動拡散領域ユ４と共有する電荷を
減少きせるために通常は非常に短が〈作られているゲー
ト２ユの下のチャンネル内の電位に相当大きな影響を与
える。φｒは、（用電荷測定時間中の、浮動拡散領域１
４からリセット・ドレン２ｏの拡散領域へ電荷が流れる
のを阻止する越えることのできない障壁を形成するのに
充分な負電位と、（ｂ）　！Ｊ上セツト間中の、図示の
ように浮動拡散領域１４の下の電荷レベルをＲＤ電位に
流すのに充分な正電位との間の範囲にある。その結果、
浮動拡散領域コ４はリセット・ドレン電位ＨＤにリセッ
トされる。

浮動拡散領域１４が配置されている電荷転送部分のＲＣ
時定数はこのリセットのや９方では短がい。

これは、時定数のＣ（容量）は浮動拡散領域ユ４の基体
の容量が小さく、またＲ（抵抗）は縦続電界効果トラン
ジスタ動作のチャンネ／Ｉ／（正方向パルスφｒがリセ
ット・ゲート１８に供給されるとき、浮動拡散領域ユ４
とリセッ１−・ドレン２ｏとの間に伸びる）によって与
えられる低抵抗であることによる。

この時定数はノイズの変動を積分して消失σせてしまう
には短かすぎるので、リセット・ドレン電位ＲＤに重畳
される熱ノ、イズ変動の最終値へのリセットが生ずる。

これはサンプル−ホールド処理であり、次のりセット期
間まで熱ノイズ変動の最後の値の期間を引伸ばし、それ
によってりセット・ノイズが生ずる。

本願発明者は、ＲＣＡコーポレーションノ４０３−コラ
ム型ＣＯＤイノーンヤを動作させるどきに生ずるリセツ
１−・ノイヌを１００電子ポルトまたはその程度のレベ
ルから３５電子ボ／Ｌ’　ｌ・またはその程度のレベル
以下のレベルに減少させることのできる方法を発見した
。この後者のレベルのノイズはＭＩＳＦＥＴ１５．１６
．１７Ｖ？Ｌよるものである。この方法を第６図を参照
して説明する。

第６図において、タイミング図の波形（川は、Ｃレジス
タ１３の最後にクロッークされるゲート電極６１に供給
きれるクロック信号である。通常の動作によるこの最後
にクロックされるゲート電極の直ぐ後にゲート電極６２
が後続している。ゲート電極６２は直流電位でバイアス
されてお９、これに浮動拡散領域１４が後続している。

説明の都合上、３相クロツクと仮定する。このクロック
・サイクルは、ＮＴＳＣ放送用テレビジョン信号を供給
するように動作する電荷転送形式の４０３コラム映像レ
ジスタＣＯＤイメージヤにおける１３３ｎｓ（ナノ秒）
の期間である。Ｃレジスタ１３の最後にクロックされた
ゲート電極６１に供給されるクロック電圧が負に向うと
、映像の画素をサンプルする電荷パケットは浮動拡散領
域１４の下へ転送される。この転送は第６図（ａ）の波
形中に電圧変化時の矢印によって示されている。

第６図の波形（至）はりセット・ゲート電極１８に供給
される正方向リセット・パルスφｒのタイミンクを示し
ている。初期φｒパルスであるφｒ−＋が波形中）に示
されており、それにφｒバルヌのφｒ−２、φｒ−ａが
続いている。これらのパルスは一連のφｒＩＪセット・
パルスの各々は、通常、相関２回サンプリングが使用さ
れない時は波形の負方向変移の直前に供給すれる。しか
しながら、波形（′ｂ）に示すように、こ＼で使用σれ
るφｒリセット・パルスは各クロック・パルスの負方向
変移の充分前に供給される。

各クロック・パルスは時間ｔの長をを有し、これはＲＣ
時定数τよりも少なくとも明らかに短かいとは言えない
。このタイミングの設定によって、φｒパパルの波頭端
および波尾端において発生する変移に対する微分回路３
０のスパイク応答信号が、φＳパルスが生ずる時間によ
って実質的に完結するようＫされ、浮動拡散領域１４の
下の電荷パケットの導入に付帯する変移に対する微分回
路３０のスパイク応答信号をサンプリンクする過程でＭ
ＩＳＦＥＴ４１のチャンネルを導通させる。このような
φｒリセット・パルスの早期発生は、この発明の目的と
は異なる目的ではあるが、相関２回サンプリングを伴な
う動作でも同様に使用される。

第６図の波形（Ｃ）は浮動拡散領域ユ４上の電位変化を
示す。多分間った直流バイアヌ・レベルではあるが、同
じ電位変化がＭＩＳＦＥＴ１６のソース電極およびＣＯ
Ｄイメージヤ１ｏの負荷抵抗器２８の両端間に現われる
。リセット・ノイズに起因する変化範囲Ｒが、波形（ｂ
）に示すリセット・パルスφｒ−＋トφｒ−２との間の
波形（Ｃ）の非クランプ部分で現われる。

同様にリセット・ノイズに起因する変化Ｒ′の範囲は波
形（１））Ｖｃ示すりセット・パルヌφｒ−２トφｒ−
３トの間の時間中に発生する波形（Ｃ）の部分で現われ
る。

変化ＲとＲ′の範囲は同じような振幅であるが、範囲Ｒ
とＲ′の振幅変化に相関性はない。リセット・パルスφ
ｒ−２に続く浮動拡散領域１４の下の電荷パケットの導
入は、Ｒ／の範囲のリセット・ノイズが重畳されるサン
プル高さ△を生成する。

第６図の波形（ｄ）は微分回路３０に続く増幅器３５の
出力ＶＣ現われる電圧サンプルを理壮化して示したもの
である。こ＼ではクロック・ノイズについては考慮して
いない。微分回路３ｏは、その応答信号中の低周波成分
を抑制する。この応答信号は変化の端縁部に対する応答
信号の重畳によって解析される。増幅器３５の電圧利得
Ｇによって増幅された範囲Ｒのリセット・ノイズを伴な
うりセット・パルスφｒ−２の波頭端における波形（Ｃ
）の変化の振幅の範囲を微分することによって、φ］’
−２のパルス期間中に波形ｆ（１）に現われるリセット
・ノイズの範囲内でＧＲの初期値を生じさせる。この初
期値ＧＲは、φｒ−２パ／ｌ’　スの持続期間１の間に
ａ　Ｒ’　：ｅｘｐ−’（ｄτ−１）で指数関数的に減
衰する。範囲Ｒ′のリセット・ノイズを伴ない、増個器
３５の電圧利得Ｇによって増幅されたφｒ−２パルスの
波尾端における波形（Ｃ）の変化の微分値は、非相関リ
セット・ノイズＯＲ’によってＧＥ　−ｅＸｐ−’　（
ｃｌ　ｒ−’　）　Ｋ増大する０この増加によってφｒ
−２とφｒ−３バー３パルフ全すセツ１−・ノイズの指
数関数的な減衰範１７１’ｌ　Ｋ対する初期ＩＮを与え
る。これらの非イ″■関すセット６ノイズ成分の和は、
φｒ−２パルスの波尾端におけルＧ（３Ｒ１２＋Ｒ２−
［３ｘｐ−２（ｄτ−’））Ｔ［実質的に等シイ平均値
Ｎである。

ｔの持続時間の後の時点で、電荷パケットが浮動拡散領
域１４の下に導入された時、リセット・ノイズは値Ｎ　
（　ｅＸｐ　（　ｔτ　）〕に減少する。とのとき、電
圧増幅器３５の微分された△のサンプル高さに対する応
答信号はＧ△の値をもっている。このときの信号対ノイ
ズ比は、△（　Ｒｔ　２　＋Ｒ２・ｅＸｐ−２（ｄτ−
１）−Ｈ・ｅｘｐ（ｔτ−１）の値をもっている。Ｇ△
のサンプルおよびＮ／（ｅｘｐ（ｔτ−１）〕のりセセ
ラ１・ノイズは共に指数関数的に減衰するので、この信
号対ノイズ比はＧ△のサンプルが減衰するとき実質的に
一定に維持される。

第６図の波形（ｅｌは一連のφＳのサンプリング・パル
スの代表的な２つの位相φＳ−１とφＳ−２を示す。こ
れらのサンプリング・パルスは線路２６を経てｎチャン
ネル間工５ＦＥＴ４１のゲート電極に供給され、同期検
波器４０におけるサンプル・スイッチとして使用される
。回路４０はその性質上、サンプルおよびホールド回路
と考えられているが、よシ正確には各サンプルの最後の
値が、これに続くホールド期間中保持σれるので、これ
はトラックおよびホールド回路と呼ばれている。この最
後の関係においては、サンプルおよびホールド回路４０
の出力応答借上−の振幅は、サンプリングがＧ△の負方
向への変移の直ぐ後に、更に狭いパルスによって行なわ
れるならば増加する。

先行する絵素（ピクセル）によるリセット・ノイズの成
分、そのときの絵素によるリセット・ノイズの成分は相
関せず、また平均されて同じ振幅になる傾向があるので
、ｄ、　−１−ｔの所定の値に対して出来るだけαを短
かくすることはリセット・ノイズを減少きせることにな
る。フィルタ３０の３５ナノ秒の時定数τに比較したと
き、ｄを３３ナノ秒、ｔを４０ナノ秒にすることは、浮
動拡散領域１４の下の電荷の導入直前のリセットに比し
てリセット・ノイズを１１５ＶＣ減少させることになる
０ＰＣＡコーポレーシヨンの４０３コラムＣＯＤイメー
ジ−Ｙ　ヲ使って特に説明した回路の動作に関して、こ
れはリセット・ノイズを３５電子ポル１−の増幅器のノ
イヌ゛以下に減少させることかできる。

上述のように、回路に付帯する時定数は、浮動拡散領域
１４に現われる電圧を熱ノイズにリセットすることがで
きる程に短かいので、上記浮動拡散領域１４が過度のク
ランプによってリセッ１−・ドレンにリセットされると
、リセット・ノイズが生ずる。浮動拡散領域１４のＰＣ
時定数を長くするように寸法を定めることによってリセ
ッ１−・ノイズを選択的に低下させることができる。こ
れは浮動拡散領域１４をリセット・ドレン電位ではなく
ｎチャンネル中の電位にリセットすることによって実現
される。このようなリセットは蓄積処理を導入する。こ
の蓄積処理は浮動拡散領域１４の下の電荷を時間に関し
て積分する。このような積分は浮動拡散領域Ｊ４に関連
する実効ＲＣ時定数を長くすることになる。このような
原理を使った他のりセット・モードを後枠説明する。抵
抗器３１とキャパシタ３２の亮域通Ｊ８Ｒｃ回路網製外
の微分回路を、この発明を実施するに当って使用し得る
ことは言う迄もない。

リセツ１−・パルスの波頭端に応答する減衰を延長して
後続する絵素のサンプルの測定に対する応答信号に重畳
させることにょシ、同期検波されたＣＯＤイメージヤの
出力信号のビデオ・ピーキンクＣ線走査方向）［顕著な
効果を持たせることができる。これを第６図（Ｃ１ｌに
よって説明する。

ＣＯＤイメージヤ］０の出力信号が微分回路３０を通過
する期間中のｄｃ基帛線の消失は線リドレーア期間を除
いて直流分再生の欠如と協同して次の効果を奏する。各
リセット・パルスの波頭端に対して指数関数的に減衰す
る応答信号は、リセット・パルスに先行して浮動拡散領
域１４の下に送り込捷れる映像サンプルの値に依存する
振幅成分を伴った波尾をもっている。その先行映像サン
プルの低周波成分は、そのリセツ１〜・パルス後に浮動
拡散領域コ４の下に導入される次の映像サンプルの低周
波成分と同様である。その結果、リセット・パルスの波
頭端に対する正の減衰指数関数的応答信号は、その次の
映像サンプルに対する負の減衰指数関数的応答信号と反
対になっている０この対立する関係によってイメージヤ
１０の出力信号中のＣレジスタ・クロック周波数の各高
調波の低周波変調を減衰きせることかできる。この対立
する関係によって、２つの映像サンプルの高い周波数成
分は不同にな）、相殺効果は顕著でなくなる。これは、
Ｃレジスタ・クロック周波数の高調波の低い変調周波数
側帯波の振幅に対するそれらの高い変調周波数側帯波の
振幅を増大する。

同期検波器４０の出力信号が各周波数でピーキングされ
る係数は、りセット・パルスの変動やＭＭ。

する絵素サンプルの振幅間の差の変動に拘らず実質的に
一定である。ピーキングの大きさは主として、連続する
絵素サンプルの差に対する指数関数的に減衰する正応答
信号の波尾が後の絵素サンプルに対する指数関数的に減
衰する負応答信号と重畳して減少する程度に依存してい
る０波尾信号の減少の大きさは、リセツ１−・パルスの
波頭端と浮動拡散領域１４の下に導入される次の映像サ
ンプルの電荷の導入時との間の経過時間に依存している
。

換言すれば、波尾振幅の減少量は、リセット・パルスの
期間ｄと、リセット・パルスの波尾端と電荷の導入時と
の間の時間ｔの和（ｃｌ　十ｔ　）　Ｋ依存している。

リセット・パルスの持続時間ｄは同期検波器４０の出力
接続部におけるビデオ応答特性を平坦にするように（も
し望むならばロール・オフ応答特性あるいはピークの与
えられたビデオ応答特性を与えるよう［）選定されてい
る。期間ｔの長さは、その上ピーキングに影響を与える
程度に調整することができる。上述のように、この調整
はりセラｌ−・ノイズを除くために必要な調整によって
制限される。ｄ、ｔ、τの大きざは、過ピーク・ビデオ
応答特性を与えるように、ロール・オフの変化の程度を
導入するためにＭＩＳＦＥＴ４Ｊのチャンネルと直列に
挿入された可変抵抗器を使って選定され、ビデオ応答特
性は好みに応じて調節される０図期検波器４０の前に微
分回路３０を設けることによりＣＣＤイメージヤにおい
て生ずる他の問題を解消することができる。Ｂレジスタ
１２からＣレジスタ１３へ電荷パケットを並列転送する
間に基体のバイアスに過渡的な変化が生ずる。この変化
に応答してＣＣＤイメージヤにレベル・シフトを生じさ
せる。このレベル・シフトは、ビデオ信号の各線のうち
で、クロックＣレジフタから送Ｑ出される最初の２．３
のビデオ・サンプル中に初期において目立つ減衰する過
大輝度として現われる。画像の端部におけるこの過大輝
度の吠フック・は微分回路３０の応答信号中で実質的に
完全に抑制されるのに充分な遅い絵素−絵素間の率で減
衰する。

垂直りトレーヌ期間中にＡレジスタからＢレジスタへの
電荷の転送によって、表示された映像の頂部で現われる
同様な効果が生じる。この効果もまた微分回路３０によ
って実質的に完全に減少される。

次［前に述べた別のリセット・モードについて説明する
。浮動拡散領域１４をリセット・ドレン電位にリセット
する場合とチャンネル内の電位にリセットする場合の相
違を第３．４．５図に示す電位形態を参照して説明する
。

第３図は浮動拡散領域１４をチャンネル内の電位に’）
セットする場合の電位形態を示す。チャンネル内の電位
はＲＤ程は正でないφｒの最大の正方向への振れによっ
て設定される。この最も正への振れによって、障壁よシ
も多少正の電位レベルが浮動拡散領域１４上に設定され
るまで、浮動拡散領域１４の領域内とゲート２１の下の
電荷キャリヤによって囲寸れる高での低下した障壁が形
成される。この電位はＲＤよシも低い正である。電荷キ
ャリヤの熱励起に応答して流れる暗電流による小さなオ
フセットを持った障壁高さにリセットされる０この熱励
起によるオフセットの変化は、チャンネル内電位にリセ
ットされるときに変調転送関数のベースバントの低周波
ピークの主たる原因となる。

第４図は浮動拡散領域１４をチャンネル内電位にリセッ
トする好ましい方法の電位形態を示す。リセット・ゲー
ト１８はリセット・ドレン電位ＲＤを含む範囲にわたっ
て動作する０φｒの正の振れは浮動拡１）夕領域］４が
リセットされるチャンネル内電位ではないＯｄＣゲー）
２１に供給される直流電位’ＲＧは、それから牛するノ
イズを取除くために容易に１慮波され、リセット・１−
“レン電圧ＲＤよりもより小さな正にされる。電位障壁
６３はｃ３−　ｃグー１−２１の下に形成され、浮動拡
散領域コ４は僅かに正にオフセットして電位障壁６３に
リセットする。このオフセットは、障壁の電位がもはや
上に位置することが出来なくなるまで電荷の流れが続く
ことによって生ずる。

第５図は、リセット・ゲート１８とリセット・ドレン２
０との間に別のｃｌｃゲート６４が挿入されたときに、
浮動拡散領域コ４をｄｃゲート２１の下の障壁電位にリ
セットする電位形態を示す。このような別のｄｃゲート
６４はＲＣＡコーポレーション製のＣＣＤイメージヤで
見られる。この別のｄｃアゲ−−６４はこの装置内でｄ
ｃアゲ−２］［接続されている。ゲート１８がもはや正
パルスで駆動されないときは、リセット・ゲート１８の
Ｔｌ）らの電荷の好ましい方向はリセット・ドレン２０
に向う方向である。

これはリセット・ドレン２０からの端縁の電界によりｄ
ｃゲート６４の障壁を引下げ、ｃｌｃゲー）２１の下の
障壁電位はｄｃゲート６４の下の障壁電位よりも容易に
は低下しない傾向があることによる。

この発明を、電荷転送形式のＣＣＤイメージヤ１０につ
いて説明したが、インターライン転送形式あるいはライ
ン転送形式等の他の形式のＣＯＤ、（メージャにも同様
に適用して同じ効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、電荷転送形式のＣＣＤイメージヤと使用する
ものとして示されているこの発明の信号再生装置の概略
回路図、 第２図は、浮動拡散領域をリセット・ドレン電位にリセ
ットする様子を示す電位形態を示す図、第３図、第４図
、第５図は、この発明の素子として完成された浮動拡散
領域をリセット・ドレン電位ではなくチャンネル内電位
にリセットする個々の代表的な方法を示す電位形態を示
す図、第６−図は、第２図について、浮動拡散領域をリ
セット・ドレン電位にリセットする好ましいタイミンク
を示す図である。 ユ０・・・ＣＣＤイメージヤ、１４・・・浮動拡散領域
、１８・・・リセット・ゲート、２０・・・リセット。 ドレン、２１・・・ｃｌｃゲート（１４，１８，２０，
２Ｊ・・・出力段）、３０・・・微分回路、４ｏ・・・
ザンプルーホールド回路。・

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　クロック率で発生される一定間隔の一連の映像
   応答サンプルを供給する浮動素子を有し、該浮動素子は
   上記クロック率の７＜ルヌに応答して周期的にリセット
   されるものである、電位出力段と、−Ｆ記映像応答サン
   プルを時間に関して微分し、それによって生成された微
   分された映像サンプル中の、コーナ周’６１　’１によ
   りも低く且つフリッカ・ノイズの実質的に全エネルギを
   含むある周波数を抑制する微分回路と、 上記微分回路から微分きれた映（象応答サンプルが供給
   され、間隔のない映像応答サンプルを生成するために、
   上記クロック率のサンプリング・）ぐルスに応答して上
   記供給されたサンプルをサンフ。 ｔｖスると共にホールドする回路ト、 からなる、クロック率で一定間隔の一連の映像応！０答
   サンプルを発生するＣＯＤイメージヤを具備龜たカメラ
   ０