JPH0420312B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、２回サンプリングを避けつゝ
CCDカメラの映像応答に伴なうノイズを減少さ
せる装置に関する。

＜発明の背景＞ この明細書で、電荷転送装置に関する説明は次
の前提に従うものとする。すなわち装置のゲート
電極が配置される半導体基体の表面は、たとえそ
のゲート電極が基体表面に関して異つて配向され
ていても装置の“上面”と称す。さらに、この明
細書では“下”および“上”の用語もこの約束に
従つて使用されている。

通常、CCDの浮動拡散出力段は、この浮動拡
散出力段に接続されたゲート電極を有する金属−
絶縁物−半導体電界効果トランジスタ
（MISFET）と合体して構成されている。浮動拡
散領域の電位を測定するために、トランジスタは
電位計として共通ドレン（または共通ソース）構
成で動作する。この電位は浮動拡散領域の中の電
位ウエル中の電荷を表わす。この電位の測定は、
リセツト期間相互間に設けられた信号サンプリン
グ期間中に行なわれる。

このようなリセツト期間中、浮動拡散領域は
MISFETによつてリセツト・ドレにおける基準
電位にクランプされる。さらに詳しく言えば、浮
動拡散領域はこのMISFET動作における実質上
のソースとなり、このMISFET動作は、浮動拡
散領域とリセツト・ドレンとの間に配置されたリ
セツト・ゲート電極に供給される電位に応答して
生ずる。リセツト・パルスに対する電位の応答が
浮動拡散領域上で誘導されるのを防止するため
に、浮動拡散領域とリセツト電極との間に別のゲ
ート電極を挿入し、この別のゲート電極に直流電
位を印加する方法が一般に行なわれている。

浮動拡散領域をリセツト・ドレンの電位に周期
的にクランプするリセツト動作は、リセツト・ノ
イズと呼ばれる形式のノイズが発生する点で好ま
しくない。このリセツト・ノイズは１リセツト期
間から他のリセツト期間に浮動拡散領域上に残存
する電位の変動として現われる。リセツト・ノイ
ズは、浮動拡散出力段をもつた電荷転送装置と同
様に、浮動ゲート出力段をもつた電荷転送装置に
おいても問題となる。リセツト・ノイズはCCD
イメージヤのような電荷転送装置の出力信号の高
い方のビデオ周波数において強く現われるノイズ
である。リセツト・ノイズは一般に浮動拡散領域
に続くMISFET電位計段におけるノイズよりも
約8db大きくなる。低いビデオ周波数ではフリツ
カ（あるいは“１／ｆ”）ノイズが強くなる。フ
リツカ・ノイズはMISFET電位計段において現
われる。

映像出力信号をサンプルーホールド回路に供給
することは知らされている。このような回路は映
像出力信号のサンプル期間中サンプルし、サンプ
ルとサンプルとの期間にわたつてそのサンプルを
ホールドする。サンプルーホールド回路の応答性
は、それが受信するイメージヤの出力信号に比較
してベースバンド（１次高調波スペクトル）の内
容が増大し、高次高調波スペクトルの内容が減少
する特性をもつている。映像出力信号のデユーテ
イ・サイクルと後続する増幅処理期間中に混合さ
れるノイズのデユーテイ・サイクルはサンプリン
グとホールドの期間中に互いに等しくされる。そ
のため、信号対雑音比はこのような増幅期間中、
それ程大きな害を受けない。この処理をこゝでは
“単一サンプリング”と称す。

フリツカおよびリセツトの双方のノイズを減少
させる必要性により互いに関連する２回サンプリ
ング実行されるようになつた。この処理では、
CCDイメージヤ出力レジスタの各クロツク・サ
イクルにおいて、リセツト・ノイズに依存するが
信号には依存しない電荷が浮動拡散領域の下に誘
導される電位ウエル中に存在するときに、上記浮
動拡散領域の信号が最初にサンプリングされる。
次いでリセツト・ノイズおよび信号の両方に依存
する電荷が浮動拡散領域上にある第２の時点で、
信号が再びサンプリングされる。次いで１対のサ
ンプルは作動的に合成されて、リセツト・ノイズ
が抑制されて実質的に信号にのみ依存するサンプ
ルが発生される。

相互に関連する２回サンプリングは、電荷転送
装置の出力段のサンプリング率が大きくなると実
用的でなくなる。パルス幅は狭くなり、またパル
ス間隔は、浮動拡散領域あるいは浮動ゲート出力
の下の電荷の平衡のために必要とする時間によつ
て制限される限界に向つて短かくなる。出力レジ
スタのクロツク率が数メガヘルツ以上に上昇する
と、互いに関連する２回サンプリングの実施は困
難になる。本願発明者は、相関２重サンプリング
によつて、イメージヤ装置で100KHzのクロツク
率でノイズが20db減少するが、1MHzのクロツク
率では３乃至6db以上ノイズを減少させるのは困
難であることを発見した。

1982年５月18日付のデビイ氏（L.N.Davy）の
米国特許第4330753号、発明の名称「電荷転送装
置から信号を再生するための方法および装置
（METHOD AND APPARATUS FOR RE−
COVERING SIGNAL FROM Ａ CHARGE
TRANSFER DEVICE）」の明細書中には、電
荷転送装置の出力段から比較的ノイズのない情報
信号を得るための方法が示されている。この方法
では、規則的にサンプリングする電位計段からの
出力信号は帯域通過フイルタで濾波されて、電位
計段のクロツク周波数の高調波の両側に位置する
両側帯波振幅変調の側帯波を分離する。個々の側
帯波はそのクロツク周波数の高調波で動作する切
換復調器を使用して同期検波される。同期検波さ
れたAM側帯波のベースバンド・スペクトルは関
連する高調波スペクトルから分離される。このベ
ースバンド・スペクトルは、イメージヤ出力信号
のベースバンド・スペクトルよりもむしろ同期検
波に先立つて帯域通過濾波によつて抑制された電
荷転送装置からの出力信号として使用される。

前述のデビイ氏の特許明細書に示されている方
法は、ノイズが主としてベースバンド中で残留す
る電位計段中のフリツカ・ノイズを抑圧するのに
有効である。

デビイ氏の特許ではリセツト・ノイズは無視さ
れているが、前述のように、浮動ゲートあるいは
浮動拡散出力段をもつた半導体イメージヤ中のノ
イズの主な源となつている。リセツト・ノイズは
広帯域で半導体イメージヤ出力において供給され
るビデオ・サンプルの高調波周波数スペクトルに
わたつて拡がつている。その結果、イメージヤ出
力サンプルからビデオ信号を再生するために、ク
ロツク周波数の高調波を囲む側帯波の同期検波が
使用されていても、リセツト・ノイズがノイズの
主たる原因となる。前述のデビイ氏の特許明細書
では、リセツト・パルスの貫通結合
（feedthrough）の減少のみを取扱つているが、
本願発明では、リセツト・ノイズはリセツト・パ
ルスの単なる貫通結合を対象としているのではな
い。

本願発明者は、CCDイメージヤの出力信号が
サンプリングーホールド前に高域通過フイルタで
濾波されるか、あるいは微分されると、サンプル
ーホールド回路はイメージヤ出力信号の高調波ス
ペクトルを、同期検波における周波数領域にある
ベースバンド・スペクトル成分に変換するという
ことを発見した。その結果、イメージヤ出力信号
を高域通過フイルタで濾波するにも拘らず、映像
の低周波成分は回復される。さらにホールド動作
は、映像出力信号の高調波スペクトル成分のピー
クに応答し、平均絶対値には応答しない。そのた
め、目下期待される処理の変換効率はデビイ氏の
特許明細書に述べられている同期検波におけるよ
りも著しく向上する。この処理ではホールドを行
なうことなく直接サンプリングが後続して行なわ
れ、低域通過フイルタにより検波の応答性が平滑
化される。

本願出願人であるアールシーエー コーポレー
シヨンのデビツト サーノフ リサーチ センタ
（David Sarnoff Research Center）のコソノキ
ー（W.F.Kosonocky）氏およびカーネス（J.E.
Car−nes）氏は、1975年９月発行のアールシー
エーレビユー（RCA Review）Vol.36の第566頁
の「電荷結合装置の基礎概念（Basic Concepts
of Charge−Coupled Devices）」の論文中で、
浮動拡散増幅器について述べている。この論文に
は、浮動拡散領域をゲートによつて与えられる障
壁電位にリセツトすることが示されている。この
ゲートは直流電位によつてバイアスされ、浮動拡
散領域とリセツト・ゲートとして動作するゲート
との間に挿入されている。すなわち、浮動拡散領
域は、電荷転送チヤンネルの終端にあるドレン電
位ではなく、そ浮動拡散領域が配置される電荷転
送チヤンネル内のチヤンネル電位にリセツトされ
る。浮動拡散領域をリセツトするこのやり方は、
変調伝達関数（MTF）中に著しい低周波歪を導
入するので、通常は実用的でないとして採用され
ていない。出力段が普通に処理された出力サンプ
ルを有し、クロツクの貫通結合を抑制するために
サンプルーホールド回路が使用されているときに
は、ドレン電圧よりもむしろチヤンネル内の電圧
にリセツトされた浮動拡散出力段を有するCCD
イメージヤからのビデオ・サンプルによつて得ら
れるテレビジヨン表示中では、暗い映像領域へ入
り込む明るい領域の尾端のにじみが目立つように
なる。

本願発明者は、上記コソノキー氏およびカーネ
ス氏の論文に示されているリセツト処理における
低周波歪はCCDイメージヤ出力信号の周波数ス
ペクトルのベースバンド部分のみに悪影響を与え
ることを発見した。もしベースバンド（あるいは
少なくとも歪が現われるより低い周波数）はサン
プルおよびホールドの前に抑制されて相互間隔の
ない信号が再生されるならば、コソノキー氏およ
びカーネス氏の処理に対する歪は、サンプルおよ
びホールド出力応答中に現われない。

本願発明者は、リセツト・パルスが適当に調時
されておれば、各画素（ビクセルまたはピクチ
ヤ・エレメント）サンプルがクロツクされて電位
計測定用の拡散領域の下に送り込まれた後、浮動
拡散領域がリセツトされたドレイン電位にリセツ
トされても、リセツト・ノイズは抑制されるとい
うことを発見した。さらにこのリセツトは、各絵
素（ピクセル）の走査期間中、２回以上サンプル
する必要なしに行なわれる。

リセツトに続いて、電位計CCD出力段の浮動
素子の下に次の電荷パケツトを導入する前にある
期間のあることが認められた。この先行期間中の
リセツト・ノイズのレベルは、電荷の導入後で、
次のリセツト前の後続期間中のリセツト・ノイズ
のレベルと同じである。この現像は相関２回サン
プリングで利用される。

この現像を別の点から考えてみると、発明者
は、浮動素子の下に電荷パケツトが導入されるこ
とによつて生じる信号の変移はリセツト・ノイズ
のペデスタル上に重畳され、このようなノイズの
ペデスタルは絵素毎によつてのみ変化することに
気付いた。また本願発明者は、この発明によれ
ば、CCDイメージヤ出力信号の時間に関する微
分は、電荷パケツトが浮動素子の下に導入される
ことによつて生じる上記の変移に関連するリセツ
ト・ノイズ・ペデスタルに対する応答を抑制する
ということに気付いた。次いで、これらの変移に
対する減衰応答の各一定部分にわたつて伸びるサ
ンプリング期間にわたつて微分出力信号の同期検
波が行なわれる。その結果、得られた出力信号は
良好な信号対リセツト・ノイズ比を得ることがで
きる。

＜発明の概要＞ この発明は、くり返しリセツトされる浮動素子
（例えば浮動拡散領域あるいは浮動ゲート）出力
電位計段、それに続く微分回路およびサンプルー
ホールド回路を具備したCCDイメージヤあるい
はそれに類する装置をもつたノイズ減少カメラで
実施される。

＜詳細な説明＞ 以下、図を参照しつゝこの発明を詳細に説明す
る。

第１図において、この発明の信号再生装置は、
半導体イメージヤと共に使用するものとして示さ
れている。一例として、イメージヤは電荷転送形
式のCCDイメージヤ１０である。CCDイメージ
ヤ１０はイメージ（またはＡ）レジスタ１１、フ
イールド（またはＢ）レジスタ１２、および並列
入力−直列出力（またはＣ）レジスタ１３を有し
ている。出力信号サンプルは、例えば浮動拡散形
式の電荷−電圧変換段を使用してＣレジスタ１３
の右端に転送された電荷パケツトから転送され
る。このような変換段では、電荷パケツトはＣレ
ジスタ１３の出力から浮動拡散領域１４の下に配
置された電位ウエルに規則的にクロツクで進めら
れる。次いで、電位ウエル中の各パケツトの電荷
の大きさは電位計によつて決定される。電位計は
縦続接続されたソース・ホロワ金属−絶縁物−半
導体電界効果トランジスタ（MISFET）１５，
１６を含んでいる。別のMISFET１７は、
MISFET１５に対する定電流発生ソース負荷と
して接続されている。チツプ外の抵抗器２８は
MISFET１６に対するソース負荷となつている。
CCDイメージヤ１０の出力信号サンプルは抵抗
器２８の両端間に現われる。MISFET１５，１
６のドレンには直流電位ODが供給されて、これ
らのMISFETをソース・ホロワとして動作させ
る。MISFET１６のソースはCCDイメージヤ１
０の出力信号端子２７に接続されており、従つ
て、負荷抵抗器２８を経てアースに接続されてい
る。

CCDイメージヤ１０の出力端子２７に供給さ
れる出力信号サンプルは低ノイズ電圧増幅器２９
の入力接続部に供給される。増幅器２９の出力接
続部は微分回路３０に入力信号サンプルを供給す
る。増幅器２９は微分回路３０の入力接続部を
MISFETソース・ホロワ１６から分離するバツ
フアとして作用する。増幅器２９は多少高いロー
ル・オフ・ビデオ周波数に制限される充分な帯域
幅を持つていることが望ましい。このようなロー
ル・オフ周波数に定められていると、微分回路３
０は、(a)低いスルー・レート（出力電圧の最大変
化率）を持つた信号変移に応答して、より大きな
エネルギの内容をもつたパルスを発生し、(b)最終
ビデオ応答信号中に、クロツク信号の通過によつ
て現れる可能性のある過大な振幅スパイクを導入
することはない。微分回路３０の時間に関して微
分されたビデオ応答信号は入力信号として拡帯域
低ノイズ増幅器３５に供給される。

各電荷パケツトが測定された後、浮動拡散領域
１４上の電位はφrパルスに応答してリセツトさ
れる。φrパルスはリセツト・ゲート１８に供給
され、通常はＣレジスタ１３の最後のクロツク・
ゲート（図には示されていない）に供給されるク
ロツク・パルスよりも多少狭い。φrパルスはク
ロツク・パルスが現われる時間内で発生する。リ
セツト・ゲート１８は、Ｃレジスタ１３より浮動
拡散領域１４およびリセツト・ドレイン２０を含
んで伸びる電荷転送チヤンネル１９上に配置され
ている。さらに詳しく言えば、リセツト・ゲート
１８は浮動拡散領域１４とリセツト・ドレン２０
との間の電荷転送チヤンネル１９上に配置されて
おり、その前方にはDCゲート２１が設けられて
いる。ゲート２１には直流電位RGが供給され
る。ゲート２１は、その下に蓄積される電荷の量
を少なくするために短かいゲートであることが望
ましい。ゲート２１は、リセツト・ゲート１８に
供給されたφrパルスが浮動拡散領域１４に静電
的に結合されるのを防止する。

第１図に示されているクロツク発生器２５は、
フイールド転送形式のCCDイメージヤ用に一般
に慣用されているように、３相クロツク信号の各
組をＡレジスタ１１、Ｂレジスタ１２およびＣレ
ジスタ１３に供給する。２相、４相、１相あるい
は実際上有効な相を使用する他の周知のクロツク
法を使用することもできる。クロツク発生器２５
は上述のようなφrパルスを発生し、浮動拡散出
力段のゲート電極１８に供給する。

クロツク発生器２５はまた直列線読出し期間
中、Ｃレジスタ１３のクロツク周波数に等しいく
り返し率φsのパルスを発生する。このφsパルス
は線路２６を経て同期検波器４０に供給される。
φsパルスは、広帯域低ノイズ増幅器３５の出力
接続部から同期検波器４０に供給される信号が同
期検波処理でサンプルされる時間を制御するため
のキヤリヤとして使用される。増幅器３５は、信
号に伴なうノイズが次の同期検波処理によつて導
入されるノイズよりも大きくなるように上記信号
レベルを増大する電圧利得を有している。この場
合、増幅器３５に起因するノイズはCCDイメー
ジヤ１０内で発生する１／ｆノイズに比して無視
できる。

微分回路３０は、直列キヤパシタ３１と並列抵
抗器３２とからなる単一の高域通過フイルタとし
て第１図に示されている。RC時定数τは、CCD
イメージヤ１０の出力サンプルのベースバンド周
波数スペクトルのうちで、少なくとも背景の熱ノ
イズに比して相当に大きなフリツカまたは１／ｆ
ノイズを伴なうスペクトルの大きさを抑制するよ
うに選択されている。このベースバンド周波数ス
ペクトルの制御は、同期検波器４０に供給される
微分回路３０の周波数応答信号中に現れる。時定
数τは、毎秒当りラジアンで表わされるコーナ周
波数（3db低下遮断周波数）fcの逆数で、その周
波数fcの振幅成分はRCフイルタによつて3db押え
られる。周波数fcは、微分回路３０の入力信号中
に存在するのが、その出力信号中には選択的にの
み存在する周波数の実質的に抑制される周波数と
実質的に抑制されない周波数との間の境界周波数
と考えることができる。

Ｃレジスタ１３の7.5MHzのクロツク周波数を
持つ信号再生装置中では、430pFのキヤパシタ３
１と75オームの抵抗器３２とが使用されている。
RC高域通過フイルタは、τ＝35ナノ秒の時定数
をもち、5MHzのコーナー周波数を与える。微分
回路３０からのCCDイメージヤ１０の出力サン
プルのベースバンド・スペクトルの上側周波数
は、同期検波器４０の出力信号中の復調された第
１高調波スペクトルと合成されて、高い周波数の
ビデオ・ピーキングを与える。ベースバンド信号
の残余の部分と復調された第１高調波スペクトル
信号は相互に関連して算術的に加算され、一方、
各帯域（バンド）からのノイズ成分は相関せず、
ベクトル的に加算される。その結果、この形式の
ビデオ高周波ピーキングによつて信号対ノイズ比
がよくなる。

同期検波器４０の代りに、切換復調器とこれに
後続する低域通過フイルタを使用することができ
る。しかしながら、このような切換復調器は平均
検波器として作用し、強い高調波スペクトルを伴
なう再生されたベースバンドの復調器の出力信号
を発生する。再生されたベースバンド・スペクト
ルに対する検波処理による高周波スペクトル残留
成分の強度を押えるために、元来ピーク検波であ
る同期検波を使用することが好ましい。サンプル
ーホールド回路はこゝではこのような同期検波器
として作用する。

第１図では、同期検波器４０としてMISFET
４１とキヤパシタ４２とからなる単一のサンプル
ーホールド回路を示している。MISFET４１の
チヤンネルが導通すると、各サンプルをキヤパシ
タ４２に入力し、キヤパシタ４２は入力されたサ
ンプルをホールドする。MISFET４１のゲート
には線路２６よりφsパルスが供給される。この
φsパルスはＣレジスタ・クロツク周波数に等し
い周波数で供給される。各φsパルスに応答して
MISFET４１のチヤンネルは導通状態にされる。
MISFET４１は、制御信号（線路２６からのφs
パルス）が導電チヤンネルに感知できる程度には
流れ込まない形式の伝送ゲートとして動作する。
同期検波器のこの形式の出力回路は、導電チヤン
ネルに供給される入力信号に関して平衡していな
い。この同期検波器の入力に供給されるベースバ
ンド・スペクトルの残りは、ベースバンド・スペ
クトルのより高い周波数成分を通過させるその出
力に現われる。これはある程度のビデオ高周波ピ
ーキングを与える。

切換復調器から直接供給される信号とは違つて
同期検波器４０として作用するサンプルーホール
ド回路４０から供給される検波された出力信号は
使用可能なビデオ信号であり、ビデオ増幅器のカ
ツト・オフによつて与えられる濾波以外の濾波を
必要としない。同期検波器４０からの検波出力信
号はバツフア増幅器５０に、次いで平滑フイルタ
５１に供給されるものとして示されている。フイ
ルタ５１は残留クロツク周波数を除去する低域通
過フイルタであることが望ましく、映像細部のエ
イリアシング（aliasing：とびとびの時間につい
ての標本値だけでフーリエ解析したために高周波
成分が消失し、これによつて低周波成分の計算値
に誤差の出ること）の無い低ノイズ・ビデオ信号
を供給する。通常、この低ノイズ・ビデオ信号
は、クロツク発生器２５のタイミングと同等の時
点で同期および等化パルスが挿入されるビデオ処
理増幅器（図示されていない）に導かれる。

クロツク発生器２５より線路２６を経て
MISFET４１のゲートに供給されるパルスの位
相は、そのトランジスタのチヤンネルが、CCD
イメージヤ１０の出力信号レベル中のある変移に
対する微分回路３０のスパイク応答信号の減衰部
分の期間中に導通するように調整されている。こ
のある変移は浮動拡散領域１４の下の電荷パケツ
トの導入によるものである。この変移はリセツ
ト・ノイズには付帯しない。しかしながら、φr
リセツト・パルスの立上り端および立下り端にお
けるCCDイメージヤ１０の出力信号中の変移に
対する微分回路３０のスパイク応答信号の減衰部
分からの残留リセツト・ノイズが存在する。その
結果、後者の変移はリセツト・ノイズ成分を持
つ。このようなノイズ成分は、後程第６図を参照
してさらに詳しく説明するように、先行する絵素
（ピクセル）およびそのときの最新の絵素にそれ
ぞれ付帯して生ずる。微分回路３０のRC時定数
τを小さくすると、リセツト・パルスφ_rの立上り
端に関係するスパイク応答信号（第６図ｄのノイ
ズ成分GR）に対する同期検波出力は急激に減少
する点で望ましいと言える。しかしながら、微分
回路３０のRC時定数τをこのように非常に小さ
くすると、微分回路３０を通過する残留ベースバ
ンド・スペクトルに対する所望の高周波ピーキン
グ（水平ピーキング）作用が得られなくなる。

φrリセツト・パルスが浮動拡散CCDイメージ
ヤ出力段のリセツト・ゲート電極１８に供給され
るタイミングに注意を払うことによつて、上記
φrリセツト・パルスの立上り端および立下り端
における変移の同期検波をより簡単に避けること
ができる。このリセツト処理の複雑さを第２図の
電位形態を示す図および第６図のタイミング図を
参照して説明する。

第２，３，４，５図の各電位形態を示す図の頂
部には、電荷転送チヤンネル中を左から右へ移動
する電荷パケツトと対向する構成が一定の形式で
示されている。この電位形態で、より正の電位は
図のより下にある。図では浮動拡散領域１４の下
の電位ウエルは空と仮低されている。説明を簡単
にするために、端縁部の電界は無視している。こ
の発明の動作を理解する上で端縁部の電界を考慮
することは必須ではない。

第２図の電位形態を示す図は、浮動拡散領域１
４をリセツト・ドレン２０に供給されるリセツ
ト・ドレン電位RDにリセツトする様子を示して
いる。φcはＣレジスタ１３の最後のクロツク・
ゲート６１に読出される線期間中に供給されるＣ
レジスタ・クロツクの位相を示す。Ｃレジスタ１
３はクロツク・ゲート６１に後続する最終ゲート
６２を有し、この最終ゲート６２に直流電位BP
が供給される。φcパルスがゲート６１をより低
い正電位に引下げる期間を除いて、電位BPはク
ロツク・ゲート６１の下の電位ウエルから浮動拡
散領域１４の下を電位ウエルに電荷が流れるのを
阻止する高さの障壁を作る。ゲート２１は、その
下の電荷チヤンネルがドレン電位RDと同じまた
はそれ以上の正となるようにその下に供給される
電位RGをもつている。端縁電界効果は、浮動拡
散領域１４と共有する電荷を減少させるために通
常は非常に短かく作られているゲート２１の下の
チヤンネル内の電位に相当大きな影響を与える。
φrは、(a)電荷測定時間中の、浮動拡散領域１４
からリセツト・ドレン２０の拡散領域へ電荷が流
れるのを阻止する越えることのできない障壁を形
成するのに充分な負電位と、(b)リセツト期間中
の、図示のように浮動拡散領域１４の下の電荷レ
ベルをRD電位に流すのに充分な正電位との間の
範囲にある。その結果、浮動拡散領域１４はリセ
ツト・ドレン電位RDにリセツトされる。

浮動拡散領域１４が配置されている電荷転送部
分のRC時定数はこのリセツトのやり方では短か
い。これは、時定数のＣ（容量）は浮動拡散領域
１４の基体の容量が小さく、またＲ（抵抗）は縦
続電界効果トランジスタ動作のチヤンネル（正方
向パルスφrがリセツト・ゲート１８に供給され
るとき、浮動拡散領域１４とリセツト・ドレン２
０との間に伸びる）によつて与えられる低抵抗で
あることによる。この時定数はノイズの変動を積
分して消失させてしまうには短かすぎるので、リ
セツト・ドレン電位RDに重畳される熱ノイズ変
動の最終値へのリセツトが生ずる。これはサンプ
ルーホールド処理であり、次のリセツト期間まで
熱ノイズ変動の最後の値を持続させ、それによつ
てリセツト・ノイズが生ずる。

本願発明者は、RCAコーポレーシヨンの403−
コラム型CCDイメージヤを動作させるときに生
ずるリセツト・ノイズを100電子ボルトまたはそ
の程度のレベルから35電子ボルトまたはその程度
のレベル以下のレベルに減少させることのできる
方法を発見した。この後者のレベルのノイズは
MISFET１５，１６，１７によるものである。
この方法を第６図を参照して説明する。

第６図において、タイミング図の波形ａは、Ｃ
レジスタ１３の最後にクロツクされるゲート電極
６１に供給されるクロツク信号である。通常の動
作によるこの最後にクロクされるゲート電極の直
ぐ後にゲート電極６２が後続している。ゲート電
極６２は直流電位でバイアスされており、これに
浮動拡散領域１４が後続している。説明の都合
上、３相クロツクと仮定する。このクロツク・サ
イクルは、NTSC放送用テレビジヨン信号を供給
するように動作する電荷転送形式の403コラム映
像レジスタCCDイメージヤにおける133ns（ナノ
秒）の期間である。Ｃレジスタ１３の最後にクロ
ツクされたゲート電極６１に供給されるクロツク
電圧が負に向うと、映像の画素をサンプルする電
荷パケツトは浮動拡散領域１４の下へ転送され
る。この転送は第６図ａの波形中に電圧変化時の
矢印によつて示されている。

第６図の波形ｂはリセツト・ゲート電極１８に
供給される正方向リセツト・パルスφrのタイミ
ングを示している。初期φrリセツト・パルスで
あるφr_-1が波形ｂに示されており、それにφrパ
ルスのφr_-2、φr_-3が続いている。これらのパルス
は一連のφrリセツト・パルスである。これらの
φ_rリセツト・パルスの各々は、通常、相関２回サ
ンプリングが使用されない時は波形の負方向変移
の直前に供給される。しかしながら、波形ｂに示
すように、こゝで使用されるφrリセツト・パル
スは各クロツク・パルスの負方向変移の充分前に
供給される。各クロツク・パルスは時間ｔの長さ
を有し、この時間ｔはRC時定数τよりも少なく
とも明らかに短かいとは言えない。このタイミン
グの設定によつて、φrパルスの立上り端および
立下り端において発生する変移に対する微分回路
３０のスパイク応答信号が、φsパルスが生ずる
時間までに実質的に完結するようにされ、浮動拡
散領域１４の下の電荷パケツトの導入に付帯する
変移に対する微分回路３０のスパイク応答信号を
サンプリングする過程でMISFET４１のチヤン
ネルを導通させる。このようなφrリセツト・パ
ルスの早期発生は、この発明の目的とは異なる目
的ではあるが、相関２回サンプリングを伴なう動
作でも同様に使用される。

第６図の波形ｃは浮動拡散領域１４上の電位変
化を示す。多分異つた直流バイアス・レベルでは
あるが、同じ電位変化がMISFET１６のソース
電極およびCCDイメージヤ１０の負荷抵抗器２
８の両端間に現われる。リセツト・ノイズに起因
する変化範囲Ｒが、波形ｂに示すリセツト・パル
スφr_-1とφr_-2との間の波形ｃの非フランプ部分で
現われる。

同様にリセツト・ノイズに起因する変化R′の
範囲は波形ｂに示すリセツト・パルスφr_-2とφr_-3
との間の時間中に発生する波形ｃの部分で現われ
る。変化ＲとR′の範囲は同じような振幅である
が、範囲ＲとR′の振幅変化に相関性はない。リ
セツト・パルスφr_-2に続く浮動拡散領域１４の下
の電荷パケツトの導入は、R′の範囲のリセツ
ト・ノイズが重畳されるサンプル高さΔを生成す
る。

第６図の波形ｄは微分回路３０に続く増幅器３
５の出力に現われる電圧サンプルを理想化して示
したものである。こゝではクロツク・ノイズにつ
いては考慮してない。微分回路３０は、その応答
信号中の低周波成分を抑制する。電圧利得Ｇの増
幅器３５によつて増幅されたＲの大きさのリセツ
ト・ノイズを伴うリセツト・パルスφ_r-2の立上り
端における波形ｃの振幅変化を微分することによ
つて、リセツト・パルスφ_r-2のパルス期間ｄ中に
GRの初期値をもつたリセツト・ノイズ（波形
ｄ）が発生する。この初期値GRは、リセツト・
パルスφ_r-2の持続時間ｄの間にGR・exp^-1（dτ^-1）
で指数関数的に減衰する。また、電圧利得Ｇの増
幅器３５によつて増幅されたR′の大きさのリセ
ツト・ノイズを伴うリセツト・パルスφ_r-2の立下
り端における波形ｃの振幅変化の微分値は、上記
のGR・exp^-1（dτ^-1）を非相関リセツト・ノイズ
R′分だけ増大させる。これによつてリセツト・
パルスφ_r-2とφ_r-3との間の期間で指数関数的に減
衰する全リセツト・ノイズの初期値Ｎが与えられ
る。これらの非相関リセツト・ノイズ成分の和
は、平均して第６図の波形ｄに示すように、リセ
ツト・パルスφ_r-2の立下り端における Ｇ〔R′²＋R²・exp^-2（dτ^-1）〕^1/2 に実質的に等しい値Ｎになる。

持続時間ｔの後の時点で、電荷パケツトが浮動
拡散領域１４の下に導入された時、リセツト・ノ
イズは値Ｎ〔exp^-1（tτ^-1）〕に減少する。このと
き、電圧増幅器３５の微分されたΔのサンプル高
さに対する応答信号はGΔの値をもつている。こ
のときの信号対ノイズ比は、Δ〔R′²＋R²・exp^-2
（dτ^-1）〕−1/2・exp（tτ^-1）の値をもつている。
GΔのサンプルおよびＮ／〔exp（tτ^-1）〕のリセツ
ト・ノイズは共に指数関数的に減衰するので、こ
の信号ノイズ比はGΔのサンプルが減衰するとき
実質的に一定に維持される。

第６図の波形ｅは一連のφsのサンプリング・
パルスの代表的な２つの相対φs_-1とφs_-2を示す。
これらのサンプリング・パルスは線路２６を経て
ｎチヤンネルMISFET４１のゲート電極に供給
され、同期検波器４０におけるサンプル・スイツ
として使用される。同期検波器４０はその性質
上、サンプルおよびホールド回路と考えられてい
るが、より正確には各サンプルの最後の値が、こ
れに続くホールド期間中保持されるので、これは
トラツクおよびホールド回路と呼ばれている。同
期検波器４０の出力応答信号の振幅は、サンプリ
ングGΔの負方向への変移の直後に狭いパルスに
よつて行なわれると大きくなる。

先行する絵素（ピクセル）に付帯するリセツ
ト・ノイズ成分、その時の最新の絵素に付帯する
リセツト・ノイズ成分は相関せず、また上記のよ
うに平均されて同じ振幅になる傾向があるので、
リセツト・パルスの持続時間ｄと、リセツト・パ
ルスの立下り端と電荷転送の開始時点との間の時
間ｔとの合計時間ｄ＋ｔのうちのｄを短くするこ
とにより、全体のリセツト・ノイズを減少させる
ことができる。

すなわち、所定のｄ＋ｔの間における先行する
絵素に付帯するリセツト・ノイズ成分の減衰は同
じであるが、そのときの最新の絵素に付帯するリ
セツト・ノイズ成分の減衰はｔの持維時間に正比
例する。そこで、所定のｄ＋ｔに対して、ｄを短
くすると（従つて、ｔを長くすると）、先行する
絵素に付帯するリセツト・ノイズ成分の減衰を減
少させることなくそのときの最新の絵素に付帯す
るリセツト・ノイズ成分を一層減衰させることが
でき、全体のリセツト・ノイズ成分を減少させる
ことができる。勿論、リセツト作用が有効に行な
われるようにｄの値には下限がある。

フイルタ３０の35ナノ秒の時定数τと比較した
とき、ｄを33ナノ秒、ｔを40ナノ秒にすると、浮
動拡散領域１４の下に電荷が導入される直前のリ
セツトに比してリセツト・ノイズを1/3に減少さ
せることができた。RCAコーポレーシヨンの403
コラムCCDイメージヤを使つて特に説明した回
路の動作に関して言えば、これによりリセツト・
ノイズを35電子ボルトの増幅器のノイズ以下に減
少させることができる。

上述のように、回路に付帯する時定数は、浮動
拡散領域１４に現われる電圧を熱ノイズにリセツ
トすることができる程に短かいので、上記浮動拡
散領域１４が過度のクランプによつてリセツト・
ドレンにリセツトされると、リセツト・ノイズが
生ずる。浮動拡散領域１４のRC時定数を長くす
るように寸法を定めることによつてリセツト・ノ
イズを選択的に低下させることができる。これは
浮動拡散領域１４をリセツト・ドレン電位ではな
くｎチヤンネル中の電位にリセツトすることによ
つて実現される。このようなリセツトは蓄積処理
を導入する。この蓄積処理は浮動拡散領域１４の
下の電荷を時間に関して積分する。このような積
分は浮動拡散領域１４に関連する実効RC時定数
を長くすることになる。このような原理を使つた
他のリセツト・モードを後程説明する。抵抗器３
１とキヤパシタ３２の高域通過RC回路網以外の
微分回路を、この発明を実施するに当つて使用し
得ることは言う迄もない。

リセツト・パルスの立上り端に応答する減衰を
延長して後続する絵素のサンプルの測定に対する
応答信号に重畳させることにより、同期検波され
たCCDイメージヤの出力信号のビデオ・ピーキ
ング（線走査方向）に顕著な効果を持たせること
ができる。これを第６図ｄによつて説明する。

CCDイメージヤ１０の出力信号が微分回路３
０を通過する期間中のdc基準線の消失は線リト
レース期間を除いて直流分再生が行なわれないこ
とと相俟つて次の効果を奏する。各リセツト・パ
ルスの立上り端に対して指数関数的に減衰する応
答信号は、リセツト・パルスに先行して浮動拡散
領域１４の下に送り込まれる映像サンプルの値に
依存する振幅成分を伴つた立下り端をもつてい
る。その先行映像サンプルの低周波成分は、その
リセツト・パルス後に浮動拡散領域１４の下に導
入される次の映像サンプルの低周波成分と同様で
ある。その結果、リセツト・パルスの立上り端に
対する正の減衰指数関数的応答信号は、その次の
映像サンプルに対する負の減衰指数関数的応答信
号と反対になつている。この対立する関係によつ
てイメージヤ１０の出力信号中のＣレジスタ・ク
ロツク周波数の各高調波の低周波変調を減衰させ
ることができる。この対立する関係によつて、２
つの映像サンプルの高い周波数成分は不同にな
り、相殺効果は顕著でなくなる。これは、Ｃレジ
スタ・クロツク周波数の高調波の低い変調周波数
側帯波の振幅に対するそれらの高い変調周波数側
帯波の振幅を増大する。

周期検波器４０の出力信号が各周波数でピーキ
ングされる係数は、リセツト・パルスの変動や連
続する絵素サンプルの振幅間の避の変動に拘らず
実質的に一定である。ピーキングの大きさは主と
して、連続する絵素サンプルの差に対する指数関
数的に減衰する正応答信号の立下りが後の絵素サ
ンプルに対する指数関数的に減衰する負応答信号
と重畳して減少する程度に依存している。立下り
時の振幅の減少の大きさは、リセツト・パルスの
立上り端と浮動拡散領域１４の下に導入される次
の映像サンプルの電荷の導入時との間の経過時間
に依存している。換言すれば、立下り時の振幅の
減少量は、リセツト・パルスの期間ｄと、リセツ
ト・パルスの立下り端と電荷の導入時との間の時
間ｔの和（ｄ＋ｔ）に依存している。

リセツト・パルスの持続時間ｄは同期検波器４
０の出力接続部におけるビデオ応答特性を平坦に
するように（もし望むならばロール・オフ応答特
性あるいはピークの与えられたビデオ応答特性を
与えるように）選定されている。期間ｔの長さ
は、同様にピーキングに影響を与える程度に調整
することができる。上述のように、この調整はリ
セツト・ノイズを除くために必要な調整によつて
制限される。ｄ、ｔ、τの大きさは、過ピーク・
ビデオ応答特性を与えるように、ロール・オフの
変化の程度を導入するためにMISFET４１のチ
ヤンネルと直列に挿入された可変抵抗器を使つて
選定され、ビデオ応答特性は好みに応じて調節さ
れる。

同期検波器４０の前に微分回路３０を設けるこ
とによりCCDイメージヤにおいて生ずる他の問
題を解消することができる。Ｂレジスタ１２から
Ｃレジスタ１３へ電荷パケツトを並列転送する間
に基体のバイアスに過渡的な変化が生ずる。この
変化に応答してCCDイメージヤにレベル・シフ
トを生じさせる。このレベル・シフトは、ビデオ
信号の各線中のクロツクによつてＣレジスタ１３
から送り出される最初の２、３のビデオ・サンプ
ル中は最初は目立つが、徐々に減衰する高輝度ノ
イズとして現れる。画像の端部におけるこの高輝
度の“フツク”は微分回路３０の応答信号中で実
質的に完全に抑制されるのに充分な遅い絵素−絵
素間の率で減衰する。水着リトレース期間中にＡ
レジスタからＢレジスタの電荷の転送によつて、
表示された映像の頂部で現われる同様な効果が生
じる。この効果もまた微分回路３０によつて実質
的に完全に減少される。

次に前に述べた別のリセツト・モードについて
説明する。浮動拡散領域１４をリセツト・ドレン
電位にリセツトする場合とチヤンネル内の電位に
リセツトする場合の相違を第３，４，５図に示す
電位形態を参照して説明する。

第３図は浮動拡散領域１４をチヤンネル内の電
位にリセツトする場合の電位形態を示す。チヤン
ネル内の電位はRD程は正でないφrの最大の正方
向への振れによつて設定さる。この最も正への振
れによつて、障壁よりも多少正の電位レベルが浮
動拡散領域１４上に設定されるまで、浮動拡散領
域１４の領域内とゲート２１の下に電荷キヤリヤ
が乗越えることができる低い障壁が形成される。
この電位はRDよりも低い正である。電荷キヤリ
ヤの熱励起に応答して流れる暗電流による小さな
オフセツトを持つた障壁高さにリセツトされる。
この熱励起によるオフセツトの変化は、チヤンネ
ル内電位にリセツトされるときに変調転送関数の
ベースバンドの低周波ピークの主たる原因とな
る。

第４図は浮動拡散領域１４をチヤンネル内電位
にリセツトする好ましい方法の電位形態を示す。
リセツト・ゲート１８はリセツト・ドレン電位
RDを含む範囲にわたつて動作する。φrの正の振
れは浮動拡散領域１４がリセツトされるチヤンネ
ル内電位ではない。dcゲート２１に供給される
直流電位RGは、それから生ずるノイズを取除く
ために容易に濾波され、リセツト・ドレン電圧
RDよりもより小さな正にされる。電位障壁６３
はdcゲート２１の下に形成され、浮動拡散領域
１４は僅かに正にオフセツトして電位障壁６３に
リセツトする。このオフセツトは、障壁の電位が
もはや乗越えることが出来なくなるまで電荷の流
れが続くことによつて生ずる。

第５図は、リセツト・ゲート１８とリセツト・
ドレン２０との間に別のdcゲート６４が挿入さ
れたときに、dcゲート２１の下を浮動拡散領域
１４の下の障壁電位にリセツトする電位形態を示
す。このような別のdcゲート６４はRCAコーポ
レーシヨン製のCCDイメージヤで見られる。こ
の別のdcゲート６４はこの装置内でdcゲート２
１に接続されている。ゲート１８がもはや正パル
スで駆動されないときは、リセツト・ゲート１８
の下からの電荷の好ましい方向はリセツト・ドレ
ン２０に向う方向である。これはdcゲート６４
の下の障壁の高さを低下させるリセツト・ドレン
２０による端縁の電界により、dcゲート２１の
下の障壁電位はdcゲート６４の下の障壁電位程
は容易には乗越えられない傾向があることによ
る。

この発明を、電荷転送形式のCCDイメージヤ
１０について説明したが、インターライン転送形
式あるいはライン転送形式等の他の形式のCCD
イメージヤにも同様に適用して同じ効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、電荷転送形式のCCDイメージヤと
使用するものとして示されているこの発明の信号
再生装置の概略回路図、第２図は、浮動拡散領域
をリセツト・ドレン電位にリセツトする様子を示
す電位形態を示す図、第３図、第４図、第５図
は、この発明の素子として完成された浮動拡散領
域をリセツト・ドレン電位ではなくチヤンネル内
電位にリセツトする個々の代表的な方法を示す電
位形態を示す図、第６図は、第２図について、浮
動拡散領域をリセツト・ドレン電位にリセツトす
る好ましいタイミングを示す図である。 １０……CCDイメージヤ、１４……浮動拡散
領域、１８……リセツト・ゲート、２０……リセ
ツト・ドレン、２１……dcゲート、１４，１８，
２０，２１……出力段）、３０……微分回路、４
０……サンプルーホールド回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周期的に映像応答電荷パケツトが転送され、
   クロツク周波数で発生される一定間隔の一連の映
   像応答サンプルを供給する浮動素子を有し、該浮
   動素子は上記クロツク周波数のリセツト・パルス
   に応答して周期的にリセツトされるものである電
   位計出力段と、 上記映像応答サンプルを時間に関して微分し、
   それによつて生成された微分された映像サンプル
   中のある周波数を抑制する微分回路であつて、上
   記映像応答サンプルのベースバンド・スペクトル
   の高周波部分は通過させられるが、上記ベースバ
   ンド・スペクトルの低周波部分は抑制されるよう
   な予め定められた値の時定数をもつた上記微分回
   路と、 上記微分回路から微分された映像応答サンプル
   が供給され、間隔のない映像応答サンプルを生成
   するために、上記クロツク周波数のサンプリン
   グ・パルスに応答して上記供給されたサンプルを
   サンプリングすると共にホールドする回路とから
   なり、 上記各リセツト・パルスは、上記時定数によつ
   て特定された期間よりもそれ程短くはない持続時
   間を有するものであり、 上記各リセツト・パルスの立下り端は、上記時
   定数によつて特定される期間と同じ期間だけ上記
   浮動素子への映像応答電荷パケツトの転送開始に
   先行することを特徴とする、クロツク周波数で一
   定間隔の一連の映像応答サンプルを発生する
   CCDイメージヤを具備したカメラ。 ２ 電位計出力段に付帯するフリツカ・ノイズの
   エネルギの大部分はベースバンド・スペクトルの
   低周波部分に位置し、リセツト・パルスの立下り
   端と電荷パケツトの転送の開始との間の期間は微
   分回路の時定数によつて特定される期間よりも僅
   かに長く、一方リセツト・パルスの持続時間は上
   記時定数によつて特定される期間よりも僅かに短
   いことを特徴とする請求の範囲１記載のクロツク
   周波数で一定間隔の一連の映像応答サンプルを発
   生するCCDイメージヤを具備したカメラ。 ３ 電荷パケツトを転送するために一定のクロツ
   ク周波数の信号を受信し、転送された電荷パケツ
   トを出力回路に供給される信号サンプルに変換す
   るように構成された電荷結合装置と結合して使用
   される出力ビデオ信号生成装置であつて、 信号入力端子と、サンプリング波入力端子と、
   上記出力ビデオ信号が現れる出力端子とを有する
   サンプル−ホールド回路と、 上記クロツク周波数と高調波関係にあるサンプ
   ル周波数をもつたサンプリング波成分を上記サン
   プリング波入力端子に供給する手段と、 上記電荷結合装置の出力回路と上記サンプル−
   ホールド回路の上記信号入力端子との間に結合さ
   れ、上記サンプリング周波数を取り囲む両側波帯
   AMスペクトルと上記信号サンプルのベースバン
   ド・スペクトルの高周波部分とを包含するが、上
   記信号サンプルのベースバンド・スペクトルの低
   周波部分を含まない通過帯域をもつたフイルタ手
   段と、からなる上記信号サンプルからピーキング
   が施された出力ビデオ信号を生成する出力ビデオ
   信号生成装置。