CN1801596A - 同步电动机驱动装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种电动机驱动装置，输出正弦波和余弦波这两个模拟信号，使用在电动机(300)的电角度1周期中具有多个周期的旋转传感器(330)。起动时，将与从旋转传感器信号中所得到的多个绝对角度候选相对应的多个电角度，作为电动机初始位置，分别通给定时间的电，将电动机加速度最大的电角判断为绝对角度。另外，在电动机驱动中，根据电动机的参数、电流检测值、电压指令以及角速度，直接运算电动机反向电压与控制相位之间的相位差(Δθ)，修正位置偏移。从而提供一种能够提高旋转传感器的维护性、在大速度范围中进行急加减速的永磁同步电动机的磁极位置检测精度的、高效的电动机驱动装置。

Description

同步电动机驱动装置及方法

技术领域

本发明涉及一种使用旋转传感器的同步电动机的驱动装置，特别是一种适用于在从零速度(停止状态)到高速旋转之间进行加减速的同步电动机驱动装置以及方法。

背景技术

同步电动机(以下仅称作电动机)中，作为其驱动装置，有一种使用检测转子的磁极位置的位置传感器进行驱动的方式。这里，位置传感器是指，例如象旋转变压器或绝对旋转编码器那样的，检测出旋转中的旋转角度，同时在停止时也能够判断决对位置的器件。但是为了高效驱动电动机，让位置传感器与反向电压(电动机转子的磁极位置)的相位高精度匹配是必不可少的，有如下几种公知方法。

首先，专利文献1中，公布了一种检测出作用于电动机子线圈的电压与电流，推测磁极位置，根据与位置传感器所检测出的旋转位置之间的误差，检测出其位置偏移，并对其进行修正的技术。

另外，专利文献2中，公布了使用电动机的电流与驱动电压、电动机的常数以及一定的速度，推测磁极的位置，修正位置传感器的安装误差的技术。

另外，专利文献3中，公布了一种具有只通过电动机电流的检测值，推测同步电动机转子的基准位置与位置传感器的基准位置之间的相位差Δθ的相位差推测机构，对位置传感器的相位差进行修正的技术。

另外，专利文献4中公布了无传感器控制中的轴偏移推测公式。

专利文献1：特开平9-56199号公报(全体)；

专利文献2：特开平10-80188号公报(全体)；

专利文献3：特开2000-102299号公报(全体)；

专利文献4：特开2001-251889号公报(～公式17)。

如上述专利文献3中所述，在汽车驱动用同步电动机中，作为检测出旋转中的旋转角度同时，在停止时也能够判断绝对位置的位置传感器，采用检测精度较高且具有高可靠性的旋转变压器。但是在旋转变压器发生了故障的情况下，如果不将发动机或变速箱从车辆上卸下并分解单元，就无法更换。另外，在为了更换变速箱部件等取出电动机时，旋转变压器的处理也十分需要注意等，可维护性中存在问题。

专利文献1中，存在在对电动机施加电压与电动机电流进行d-q变换时，由于使用修正后的角度位置，因此会产生时间延迟，同时，结果导致坐标变换后的电动机施加电压与电动机电流的误差容易增大，位置偏移的检测精度下降这一问题。

另外，专利文献2中，在电动机旋转速度为一定的区间，且控制d轴电流值为0时，能够进行磁极位置的推测运算。因此，在旋转速度不稳定的情况下，或存在位置传感器的安装误差，实际在电动机中流动的d轴电流无法为0的情况下，存在安装误差的检测精度下降这一问题。

另外，专利文献3中，由于除了电动机驱动电压之外，还重叠检测用高次谐波电压，因此存在产生高次谐波噪声，同时效率降低这一问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种即使在使用维护性优秀的旋转传感器的情况下，也能够提高在从零速度到高速旋转之间进行加减速的同步电动机的磁极位置检测精度的同步电动机驱动装置以及方法。

这里所说的旋转传感器，最好是能够判断旋转中的旋转角度，在停止时，至少能够判断360度以内的多个候选角度的传感器，在停止时不需要直接判断绝对位置。但是，也包括判断旋转中的旋转角度，在停止时也能够判断绝对位置的位置传感器。

本发明的一方面中，具有在上述电动机的电角度(绝对角度)1周期中产生具有多个周期的输出信号的旋转传感器；在该同步电动机的起动时，将与上述旋转传感器的多个检测角度相对应的多个电动机电角度θn作为电动机初始位置，分别进行给定时间的通电，将上述通电中，电动机加速度最大的电角度判断为电动机的初始位置。

本发明的另一方面中，根据旋转传感器的输出信号检测出电动机的绝对角度θs，同时，根据至少使用上述电动机的参数与电流检测值的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差Δθ，使用该相位差对所检测出的上述绝对角度θs进行修正。

根据本发明的理想实施方式，即使在使用容易维护的旋转传感器的情况下，也能够抑制根据该旋转传感器的磁极位置检测精度的降低，实现一种高效的同步电动机的驱动。

本发明的其他目的以及特征，通过以下所述的实施方式的说明能够更加明确。

附图说明

图1为根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的全体控制方框图。

图2为在d-q坐标轴中说明永磁同步电动机的电流的矢量图。

图3为根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的全体控制处理流程图。

图4为说明将根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置用于混合动力车的车辆驱动系统的结构图。

图5为根据本发明的一实施方式的车辆用驱动电动机的结构图。

图6为根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的旋转传感器与信号波形图。

图7为根据本发明的一实施方式的检测电动机的最大加速度的基本方框图。

图8为根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的初始起动位置的检测处理流程图。

图9为根据本发明的另一实施方式的相位检测部的功能方框图。

图10为说明本发明的一实施方式中的模拟传感器检测误差的图。

图11为检测根据本发明的另一实施方式的电动机转子的永磁的磁通量并作为旋转传感器的电动机的结构图。

图12为说明从使用线性霍尔IC的旋转传感器的变形波形输出信号中检测出角度的方法的图。

图13为说明在为向旋转传感器输出脉冲波形的传感器的情况下检测出角度的方法的图。

图14为根据本发明的另一实施方式的相位检测部的功能方框图。

图15为使用本发明的电动动力转向装置的构成的概要图。

图16为根据本发明的另一实施方式的电动机驱动装置的全体控制方框图。

图17为说明角度信号的误差大小与电动机的旋转速度之间的关系的曲线图。

图中：101-电池(直流电压源)，200-电动机驱动装置，201-逆变器装置，207-相位差推测器，208-控制轴速度检测器，209-位置检测部，210-相位检测部，211-位置修正器，2111-位置修正部，212-角度变换器，213-绝对角度变换器，214-速度检测器，215-角度修正器，216-角度信号选择器，217-绝对角度检测部，218-角度补偿器(卡尔曼滤波器)，219-控制轴速度检测器，220-错误警告部，300-永磁同步电动机(电动机)，330-旋转传感器(单元)。

具体实施方式

下面对照附图，对根据本发明的一实施方式的车辆用电动机驱动装置进行说明。

图1为根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的全体控制方框图。

从电池101经电动机驱动装置200向永磁同步电动机(电动机)300供电。电池101为逆变器装置201的直流电压源，通过逆变器装置201转换成可变电压·可变频率的3相交流，施加给电动机300。为了对施加到电动机300的电压进行控制所需要的直流电压，由图中未显示的直流电压检测器检测出来。电动机电流检测器202u、202w检测出磁极位置的运算所必需的电动机电流。坐标变换器203通过由电动机电流检测器202u、202w所检测出的电动机电流iu、iw，根据假想转子位置dc轴的相位θdc来进行坐标变换，得到控制上的假想旋转坐标dc-qc坐标系中的dc轴电流Idc以及qc轴电流Iqc。该电流Idc、Iqc，为从所检测出的电动机电流iu、iw变换成的可观测值(观测值)，以下称作观测电流。观测电流Idc与Iqc，由电流控制器205对电流指令器204所输出的d、q轴电流指令值Idc^*、Iqc^*进行控制，使其跟随Idc与Iqc，计算出d、q轴电压指令Vdc^*、Vqc^*。坐标逆变换器206，从电压指令Vdc^*、Vqc^*，根据假想转子位置dc轴的相位θdc进行坐标逆变换，生成3相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。逆变器装置201具有图中未显示的PWM调制部与驱动电路以及逆变器主电路。通过该PWM调制部根据上述3相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，生成公知的脉冲宽度调制(PWM)信号，经驱动线路对逆变器主电路的半导体开关元件进行导通/截止控制。

转矩指令τ^*，由上位的传动系统C/U(控制单元)生成，电流指令器204，生成对应于转矩指令τ^*的d、q轴电流指令Idc^*、Iqc^*。

成为本实施方式的要部的相位的相位差推测器207，根据旋转传感器330的输出与接下来所说明的电气检测信号所推测的感应电压的相位，运算旋转传感器330的输出的相位差Δθ。也即，根据电压指令Vdc^*、Vqc^*、检测电流Idc、Iqc、电动机角速度ω1以及电动机参数r、Ld、Lq，推测电动机300的感应电压，使用后述的式(5)、(6)，运算旋转传感器330的输出的相位差Δθ。根据该相位差Δθ，由控制轴速度检测器208求出施加到电动机的电流电压的频率ω1，该控制轴速度检测器208，具有对所推测的相位差Δθ中含有的上述参数的误差的影响进行补偿的相位差补偿功能(图中未显示)，生成相位差补偿量Δθy^*，根据该相位差补偿量Δθ^*与相位差Δθ，求出电动机施加电压的频率ω1。但是，通常设定相位差补偿量Δθ^*让相位差Δθ＝0。关于相位差推测器207的构思的详细内容，将在对图1的构成进行了大概说明之后在进行说明。

另外，另一成为本实施例的要部的位置检测部209中，具有相位检测部210与位置修正器211，另外，相位检测部210中具有角度变换器212与绝对角度变换器213以及速度检测器214。角度变换器212中，根据来自旋转传感器330的传感器信号SSs、SCs求出传感器检测角度φ，变换成电动机驱动所必须的电角度中的绝对角度θs，检测出电动机转子(转子的磁极位置)的相位。速度检测器214，从角度变换器212所检测出的传感器检测角度φ，检测出实际的电动机旋转速度作为角速度ωr。绝对角度变换器213包括后述的用来判断初始起动位置的功能，根据传感器检测角度φ与电动机300的磁极位置之间的关系，求出初始起动位置中的绝对角度θa，进行从作为相对角度的传感器检测角度φ向绝对角度θs的变换。位置修正器211中，输出在绝对角度θs中修正了相位差Δθ之后的假想转子位置dc轴的相位θdc。

这里，对相位差推测器207中的运算构思进行详细说明。

使用d-q坐标系的一般的永磁同步电动机的电压方程式(电路方程式)如式(1)所示。

【式1】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right]=r\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}-\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\·\mathrm{Iq}\\ \mathrm{\ω}1\mathrm{Ld}\·\mathrm{Id}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{Ld}\·\mathrm{pId}\\ \mathrm{Lq}\·\mathrm{pIq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ k_E\mathrm{\ωr}\end{array}\right]---\left(1\right)$

图2为在d-q坐标轴中显示永磁同步电动机的电流的矢量图。

首先对坐标轴进行说明。运算中所使用的坐标轴中，使用转子坐标，使用将d轴与q轴选为坐标轴的坐标系，将d-q坐标轴仅称作实轴。另外，作为控制上的转子坐标的假想转子坐标，为将dc轴与qc轴选为坐标轴的坐标系，将该dc-qc坐标轴仅称作控制轴。

实轴旋转，电动机的旋转速度(角速度)为ωr。控制轴也旋转，其旋转速度为ω1。控制轴速度ω1为控制轴的旋转速度，但在驱动电动机的情况下，相当于施加到电动机的逆变器输出频率。另外，在某个瞬间旋转的实轴中，在设以定子的U相线圈轴为基准的d轴的相位为θd时，将控制轴中的电压方程式变形时的实轴与控制轴之间的轴偏移角(相位差)Δθ，定义为Δθ＝θdc-θd。

接下来，对相位差Δθ的检测(运算)进行说明。

为了检测出位置检测值(绝对角度θs)中含有的相位差Δθ，有两种方法，第1方法是运算求出d轴的相位θd，其与绝对角度θs之间的差作为相位差Δθ，第2方法通过运算直接求出相位差Δθ。

第1方法为对式(1)进行变形，求出旋转速度(ω1＝ωr)，通过进行积分来求出角度的方法。为了从电动机的三相交流量进行d-q变换，求出式(1)的Vd、Vq以及Id、Iq，需要角度θd。但是，具有旋转传感器或位置传感器的电动机驱动装置中，使用位置检测了的绝对角度θs进行d-q变换。该绝对角度θs，含有作为误差的相位差Δθ。

此时，d控制轴的相位θdc为绝对角度θs，绝对角度θs中含有上述的相位差Δθ。也即，在对电流I进行了d-q变换的情况下，求出的不是Id、Iq，而是Iqc、Idc。电压值虽然图中未显示但也同样求出。将该电压、电流值作为Vd、Vq与Id、Iq，解出式(1)。这里，Ld、Lq的值使用实轴上的值，由于是实轴上的值与控制轴上的值之间的运算，因此该运算结果中含有对相位差Δθ影响很大的运算误差。

也即，在原样使用式(1)的情况下，没有求出d轴的相位θd。因此，通过反复进行运算，使相位差Δθ收敛而进行推测。但是，在产生了负载变动或速度变动的情况下，不但收敛到真值相位差Δθ需要时间，同时收敛值的准确度也会下降。

另外，有一种方法将d轴电流控制为0来简化运算，同时，通过只在稳定为一定的旋转速度的情况下求出相位差Δθ，来提高检测精度的方法。但是，为了在没有包括相位差Δθ的状态下将d轴电流控制为0，要求相位差Δθ非常小。另外，即使在相位差Δθ较小的情况下，在电动机旋转速度增高的区域中，由于阻抗的电压下降程度变大，因此相位差Δθ的检测误差会增大。另外，需要负载变动较小的离线(电动机无负载)状态，或旋转速度非常稳定等条件的成立。也即，很难适用在有负载变动的在线(电动机中有实负载)状态，或速度变动较大，稳定旋转区域较少的微小冲击的执行机构等中。

例如，在像后述的图4那样的变速器中添加电动机的情况下，有在电动机组装完成的状态下安装到变速器中的方式，以及在变速器壳中直接组装入电动机部件(定子与转子等)，开始作为电动机来完成的系统组装方式。前者的安装方式中，能够检测出离线时的相位差Δθ，后者的系统组装方式中，在线时的相位差Δθ的检测是不可缺少的。但为了系统的小型·轻量化，不用说当然系统组装方式是有效的。

这里，本发明中使用通过运算直接求出相位差Δθ的第2方法。如果直接求出相位差Δθ，便能够适用于高响应控制，即使在负载变动的情况下，也能够稳定求出相位差Δθ。因此，在急加减速的执行机构中也能够使用。另外，在弱磁场控制以及方波驱动等积极通地轴电流的驱动方式中，也能够求出相位差Δθ，用在高速旋转的混合动力车的驱动用电动机等中也没有问题。

上述第2方法是通过控制轴基进行运算的，首先，根据假想电压下降的方法对式(1)进行变形，得到式(2)。

【式2】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right]=r\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]+\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\left[\begin{array}{c}-\mathrm{Iq}\\ \mathrm{Id}\end{array}\right]+\mathrm{pLd}\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ k_E\mathrm{\ωr}+\mathrm{\ω}1(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\mathrm{Id}+(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\mathrm{pIq}\end{array}\right]---\left(2\right)$

另外，从实轴到控制轴的变换式如式(3)所示。这里仅示出了电流，但电压也一样。

【式3】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\Δ\θ}& -\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \sin \mathrm{\Δ\θ}& \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Idc}\\ \mathrm{Iqc}\end{array}\right]---\left(3\right)$

将式(3)代入式(2)进行整理，便能够得到通过使用假想电压下降的电压方程式表示控制轴与实轴的轴偏移Δθ的式(4)。

【式4】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vdc}\\ \mathrm{Vqc}\end{array}\right]=r\left[\begin{array}{c}\mathrm{Idc}\\ \mathrm{Iqc}\end{array}\right]+\mathrm{Ld}\left[\begin{array}{c}\frac{\mathrm{dIdc}}{\mathrm{dt}}\\ \frac{\mathrm{dIqc}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right]+(\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}+\mathrm{Ld}\frac{\mathrm{d\Δ\θ}}{\mathrm{dt}})\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Idc}\\ \mathrm{Iqc}\end{array}\right]$

$+\{k_E\mathrm{\ωr}+\mathrm{\ω}1(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\mathrm{Id}+(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})\mathrm{pIq}\}\left[\begin{array}{c}\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]---\left(4\right)$

从式(4)中导出Δθ导出式，能够得到式(5)。

【式5】

$\mathrm{\Δ\θ}={\tan }^{-1}\left[\frac{\mathrm{Vdc}-r\·\mathrm{Idc}-\mathrm{Ld}\frac{\mathrm{dIdc}}{\mathrm{dt}}+[\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}+\mathrm{Ld}\frac{\mathrm{d\Δ\θ}}{\mathrm{dt}}]\·\mathrm{Iqc}}{\mathrm{Vqc}-r\·\mathrm{Iqc}-\mathrm{Ld}\frac{\mathrm{dIqc}}{\mathrm{dt}}+[\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}+\mathrm{Ld}\frac{\mathrm{d\Δ\θ}}{\mathrm{dt}}]\·\mathrm{Idc}}\right]---\left(5\right)$

式(5)中，作为无位置传感器控制方式中唯一无法观测的量，为Δθ的微分值(dΔθ/dt)。但是，由于Δθ＝θdc-θd，因此(dΔθ/dt)根据控制轴速度ω1与实轴速度ωr之间的差，可以由式(6)来表示。

【式6】

$\frac{\mathrm{d\Δ\θ}}{\mathrm{dt}}=\frac{d}{\mathrm{dt}}(\mathrm{\θdc}-\mathrm{\θd})=\mathrm{\ω}1-\mathrm{\ωr}---\left(6\right)$

本发明的优选实施方式中，使用上述式(5)、(6)直接计算相位差Δθ。

这里，在无传感器控制中，在永磁同步电动机不会失调而稳定驱动的情况下，由于实轴速度ωr与控制轴速度ω1是非常接近的值，因此Δθ的微分为0。进而，在电动机速度或负载一定的状态下，由于电动机电流的大小以及相位的变化非常小，因此可以将电流Idc、Iqc的微分项看作0，得到式(7)。

【式7】

$\mathrm{\Δ\θ}={\tan }^{-1}\left[\frac{\mathrm{Vdc}-r\·\mathrm{Idc}+\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\·\mathrm{Iqc}}{\mathrm{Vqc}-r\·\mathrm{Iqc}-\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\·\mathrm{Idc}}\right]---\left(7\right)$

式(7)是通过将作为无位置传感器控制方式中唯一无法观测的量Δθ的微分设为0而成立的，以电动机稳定旋转为条件。在电动机已经组装在系统中的状态下的电动执行机构以及车辆用电动机驱动装置中，电动机稳定旋转这一条件通常不成立。因此，由于在相位差Δθ的运算中含有很多误差的状态下进行相位修正，存在相位差反而会增大这一问题。

与此相对，根据本发明的实施方式的电动机驱动装置中，具有旋转传感器，无传感器控制中唯一无法观测的Δθ的微分可以计算出来。也即，在像本实施方式这样，能够通过旋转传感器检测出电动机的角速度ωr的情况下，相位差Δθ可以按照式(5)、(6)的理论式进行运算。所以，即使在电动机组装在系统中的状态下，不管负载变动或加减速时等过渡状态等等行驶状态的变动如何，都能够高精度求出相位差Δθ，从而能够进行高精度的相位修正。

另外，在微计算机的运算负载较大的情况下，能够通过时间积分式(6)来求出相位差Δθ，与式(5)的运算处理相比，能够大幅缩短运算处理时间。所以，相位差推测的运算处理，不会给通过与其他控制处理之间的关系所决定的控制周期带来影响，能够驱动电动机直到它高速旋转。

另外，如后所述，在电动机的高速旋转时，在从旋转传感器的频率响应等中受到检测灵敏度或检测相位延迟等影响的情况下，可以从使用传感器的电动机驱动，变换成根据使用式(7)的无传感器的电动机驱动。这样一来，即使在电动机的高速旋转时，也能够进行驱动而不会降低电动机效率。

另外，式(7)中使用的是控制轴速度ω1，但也可以使用旋转速度(角速度)ωr。另外，即使是旋转变压器等位置传感器，也能够精确检测出电动机的角速度ωr，因此在不存在因为旋转变压器的上述不便的用途中，也同样能够使用。

图3为根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的全体控制处理流程图。电流控制处理，在电动机电流中流通正弦波电流的情况下，是以PWM载波周期反复进行的高速处理例子。首先，在步骤301中检测出电动机电流iu、iw，在步骤302中使用控制轴的相位θdc进行d-q变换。步骤303中，根据旋转传感器330的传感器检测角度φ，计算出作为位置检测值的绝对角度θs。步骤304中，根据旋转传感器的传感器检测角度φ的时间变化程度，计算出电动机角速度(旋转速度)ωr。步骤305中，判断旋转速度ωr是否小于给定的旋转速度。该给定的旋转速度是指，使得电动机的反向电压与假想电压下降的大小相比非常小，运算误差增大的旋转速度。在该判断结果为小于给定的旋转速度的情况下，在步骤307中使用相位差Δθ的平均值Δθave，对绝对角度θs进行修正，求出d控制轴的相位θdc。平均值Δθave在系统关闭时事先保存在ROM中，在系统重新起动时或电源接通时，读取到RAM中。最好事先将绝对角度θs的一周期内与相位差Δθ之间的关系动态存储在RAM中，并进行表格化，在给定的旋转速度以下时，参照该表格。另外，也可以在系统关闭时暂存到ROM中。

步骤306，在电动机旋转速度ωr大于给定旋转速度的情况下执行，使用式(5)或式(6)所示的运算式求出相位差Δθ。同时，还进行在步骤307的处理中所使用的相位差Δθ的平均值Δθave或绝对角度θs与相位差Δθ的表格化处理。另外，通过相位差Δθ对绝对角度θs进行修正，求出d控制轴的相位θdc。步骤308中，进行电流控制运算，生成电压指令值Vdc^*、Vqc^*，步骤309中，通过使用控制轴的相位θdc的二相到三相的坐标逆变换，输出三相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。

这样，本实施方式中，由于对作为旋转传感器或位置传感器的安装误差或检测误差的相位差Δθ进行修正，即使例如产生控制周期的检测延迟的情况下，也能够直接计算出控制中使用的相位θdc与实际的电动机的磁极位置之间的相位差Δθ。因此，总是能够将相位差Δθ控制到最小，理想情况为零。由于能够高精度修正相位差Δθ，进行控制让相位差变为零，因此在使用与旋转变压器等高精度的位置传感器相比，即使位置检测误差很容易增大的线性霍尔IC的情况下，也能够高精度修正位置检测误差。

图4为使用根据本发明的一实施方式的电动机驱动装置的车辆用驱动系统的结构图，特别是一种混合动力车系统的结构图。发动机1由起动器9起动。发动机1中，通过设置在吸气管(未图示)中的电子控制节流阀10对吸入空气量进行控制，从燃料喷射装置(未图示)喷射匹配该空气量的燃料量。另外，通过由上述空气量以及燃料量所决定的空燃比，以及发动机转数等信号决定点火时期，由点火装置(未图示)来进行点火。

变速机构100的输入轴12中，设有具有啮合齿轮31的传动齿轮17、具有啮合齿轮32的传动齿轮39、啮合套27、传动齿轮15、16、37、38。传动齿轮15、16、37、38固定设置在输入轴12上，成为传动齿轮17以及传动齿轮39不会在输入轴12的轴向上移动的构造。啮合套27通过能够在输入轴12的轴向上移动且被约束在旋转方向上的啮合机构(未图示)，与输入轴12结合在一起。

变速机构100的输出轴13中，设有具有啮合齿轮29的传动齿轮20、具有啮合齿轮30的传动齿轮21、啮合套26、具有啮合齿轮33的传动齿轮24、具有啮合齿轮34的传动齿轮25、啮合套28以及传动齿轮22、23。传动齿轮22、23固定设置在输出轴13上，成为传动齿轮20、21、24、25不会在输出轴13的轴向上移动的构造。啮合套26、28通过能够在输出轴13的轴向上移动且被约束在旋转方向上的啮合机构(未图示)，与输出轴13结合在一起。

上述传动齿轮20与传动齿轮15、传动齿轮21与传动齿轮16、传动齿轮17与传动齿轮22、传动齿轮39与传动齿轮23、以及传动齿轮24与传动齿轮37分别相啮合，在从输入轴12向输出轴13传递转矩时，构成不同的传动齿轮比的组合。另外，上述传动齿轮25经倒挡传动齿轮35与上述传动齿轮38相连接，兼有通过倒挡传动齿轮35将输入轴12与输出轴13之间的旋转方向的关系颠倒的作用。

上述传动齿轮15、20所构成的传动齿轮列为1挡，以下，传动齿轮16、21的传动齿轮列相当于2挡，传动齿轮17、22的传动齿轮列相当于3挡，传动齿轮39、23的传动齿轮列相当于4挡，传动齿轮37、24的传动齿轮列相当于5挡，传动齿轮25、35、38所构成的传动齿轮列相当于倒挡。

为了从输入轴12向传动齿轮17以及传动齿轮39传递转矩，由啮合槽(未图示)将啮合齿轮31或啮合齿轮32与啮合套27直接结合起来，通过这样来传递转矩。

上述由啮合套27、啮合齿轮31、啮合齿轮32所构成的离合机构称作啮合式离合器(dog clutch：爪式离合器)，能够将输入轴12的转矩高效传递给输出轴13，实现燃料消耗量的降低。

由啮合套26、啮合齿轮29、啮合齿轮30也构成爪式离合器，另外，由啮合套28、啮合齿轮33、啮合齿轮34也构成爪式离合器，与上述爪式离合器进行相同的动作，因此能够从传动齿轮20、21以及传动齿轮24、25向输出轴13传递转矩。

上述发动机1的曲轴11与上述输入轴12之间介有离合器4，通过连接离合器4，能够从发动机1向输入轴12传递动力。另外，通过脱离离合器4，能够切断从发动机1向输入轴12的动力传递。一般来说，离合器4中使用干式单板式的摩擦离合器，通过调整离合器的压紧力，能够调节从发动机1传递给输入轴12的转矩。另外，离合器4也可以使用湿式多板式的摩擦离合器或电磁离合器等，只要是转矩可调的离合器不管哪一种都可以。上述离合器4也可以用在通常的汽油发动机车辆中，能够通过慢慢推压离合器4，来起动车辆。

上述变速机构100的输出轴13中设有终端传动齿轮14，终端传动齿轮14与轮胎36经车辆驱动轴2相连接。

电动机输出轴18中固定设有传动齿轮19，传动齿轮19与上述传动齿轮37相啮合。因此，电动机300的转矩能够传递给输入轴12。

上述发动机1、电动机300，分别由发动机C/U(控制单元，下同)6、电动机C/U800控制。另外，离合器4以及上述变速机构100，由变速器C/U7控制。传动系统C/U5中由未图示的油门踏板开度传感器、车速传感器等输入各种信号。同时，还被输入发动机1、电动机300、离合器4、变速机构100的运行状态(转数、转矩、传动比等)，根据这些值来对发动机C/U6、电动机C/U800、以及变速器C/U7进行综合控制。

在通过电动机的驱动力进行起动的情况下，啮合套26与啮合齿轮29接合，让离合器4处于脱离状态，在正向(前进方向)上产生电动机300的转矩，从而能够顺利地起动车辆。之后，通过连结离合器切换为发动机的驱动力来进行行驶，在发动机效率恶化的低负载区域(例如发动时)等中，通过进行电动机驱动实现了燃料消耗率的提高。

图5为本发明的一实施方式的车辆用驱动电动机的结构图，为图4中的电动机300的剖视图。图5(1)示出了电动机300的电动机轴向的剖视图，图5(2)示出了电动机300的电动机径向的A-A’处剖视图，图5(3)示出了电动机300的电动机径向的B-B’处剖视图，特别示出了旋转传感器的传感器转子与传感器单元。本实施方式所示的电动机，为永磁磁场的永磁同步电动机，特别是一种将永磁体嵌入在转子铁心中的嵌入磁体型永磁同步电动机。另外，是一种在定子铁心311的内侧介于间隙设置转子320(由转子铁心321与永磁体322以及电动机轴360构成)的内转型电动机，是在定子铁心的T字形311T中缠绕线圈312的集中缠绕电动机。转子(电动机转子)320与传感器转子340中，电动机轴360被轴承350可旋转支持，旋转传感器330固定在电动机机架中。定子310通过压入乃至销槽等固定在电动机机架中。定子310的线圈312中，顺次设有U、V、W三相线圈312U、312V、312W。转子320的永磁体322，在间隙面方向中交互设有具有N极极性的永磁体322N与具有S极极性的永磁体322S。这里，永磁体322的材质如果是Nd-Fe-B等稀土类磁体，由于保持力与造价这方面，是非常理想的，但即使是其他稀土类磁体或铁氧体磁体，只要能够变更电动机输出特性就没有问题。

本实施方式中，图示了16极24槽的2比3(极数＝2，槽数＝3的整数倍的电动机)系列，但也可以是8比9、10比12等系列。另外，本实施方式中，对嵌入磁体式的集中缠绕同步电动机进行了说明，但也可以是表面磁体型、分布缠绕电动机。另外，还可以使用感应电动机等其他交流电动机。

旋转传感器由磁性体传感器转子340与旋转传感器(单元)330构成，传感器转子340的外周(传感器单元侧)加工有轮齿(齿数32)。传感器单元330，由传感器331、332与永久偏置磁体MG、以及形成永久偏置磁体MG的磁路的磁轭构成，密封在树脂铸模中，确保其环境耐性以及便利性。传感器单元，通过易装卸(安装)的构造，由螺丝等(未图示)安装在电动机机架上。传感器为将传感器元件与放大电路以及温度修正电路等一体封装的器件，但也可以将两个传感器相称封装，反之，也控制只将传感器元件设置在传感器单元中，而将放大电路与温度修正电路等设置在印刷基板上。两个传感器331与332，以让传感器定子的轮齿间距为1周期(360度)的90度间隔设置。传感器331、332的传感器输出，通过传感器转子340的旋转，作为与传感器元件之间的间隙变化而产生的间隙磁通量成正比的模拟电平输出。

这里，传感器转子340的轮齿数最好为磁体磁极对数的整数倍。但是，也可以根据旋转角度的分辨率与传感器转子的制造性以及传感器的输出频率(频率响应性)，适当设定齿数，轮齿的形状最好是能够得到与传感器转子340的旋转角度相对应的模拟电平的形状。另外，传感器元件虽然可以使用一般的霍尔元件，但图5的使用偏磁的方法中，由于检测出了磁体的磁通量(大小)，因此即使是磁阻元件也没有关系。另外，旋转传感器只要能够对传感器定子的旋转所引起的间隙的变化进行补偿就可以，像旋转变压器那样的在传感器转子中通励磁磁通量，检测出励磁磁通量类型的传感器也可以使用。这种情况下，一般使用高频励磁磁通量，在通过电压输出检测出磁通量的情况下，实施低通滤波等的信号处理，或让抽样时钟与励磁频率同步等处理。

接下来，对照图6～8，对使用本发明的一实施方式中的旋转传感器的初始起动位置的检测方法进行说明。

图6为旋转传感器与信号波形图，图7为检测最大加速度的基本方框图，图8为初始起动位置的检测流程图。

图6中，从上顺次示出了电动机转子的一个磁极对、传感器转子与传感器元件相对电动机转子的位置关系、两个传感器输出的信号、使用两个传感器输出所求出的传感器检测角度、以及电动机驱动所必须的电动机磁极位置的绝对角度。所谓磁极位置的绝对角度是指电气上的绝对角度(电角)，与电动机转子的一圈为360度的机械上的绝对角度不同。如前所述，相对电动机转子320的1磁极对部分，传感器转子340的齿数为其4倍也即32齿。示出了让电动机转子320的磁体极的周期位置与传感器转子340的齿周期位置相一致，传感器331、332的间距，为传感器转子340的齿间距的1/4(齿间距为360度则为90度间隔)。传感器331的输出信号SS为正弦波，传感器332的输出信号为余弦波的场合，为传感器331位于绝对角度120度的瞬间的图。传感器的输出电平，作为将传感器331的输出值设为(A)，且将传感器332的输出值设为(B)的组合的传感器检测角度，作为特定角度求出，图中为120度。在两个传感器输出信号为正弦波状的情况下，传感器检测角度可以通过φ＝tan^-1(SS/SC)求出。在两个传感器输出信号为梯形波状的情况下将在后面说明，但可以使用传感器输出信号的比较能够得到线性的部分的信号，导出传感器检测角度φ。但是，为了驱动电动机，需要求出绝对角度。在传感器检测角度与绝对角度相对应的情况下，与绝对角度的1周期内的4个点(1)30度、(2)120度、(3)210度、(4)300度的任一个相对应，无法从传感器检测角度直接求出绝对角度。

因此，本实施方式中，假设图7所示的模型，作为根据旋转传感器的输出决定绝对角度的机构，检测出角加速度。负载转矩τ_L，为转数ω等也变动的值，但有时经变速器的传动齿轮组被减速，电动机转子340的微小旋转中的负载变动幅度较小，几乎可以看作一定。电动机的输出转矩τ_o，在通过让电流值一定而使得绝对角度与电动机的磁极位置相一致的情况下最大，能够得到对应于电动机转子的惯性J的电动机角速度ωr。s为微分算子。也即，如果设给定时间T秒后的电动机角速度为ωr’，角加速度Δωr，便能够通过Δωr＝(ωr’-ωr)/T求出。这里，4个绝对角度候选中，首先缩小为电动机的旋转间隙与驱动方向相一致的两个候选，且根据上述计算，让角加速度Δωr最大的绝对角度候选为初始起动位置。使用传感器检测角度的角速度Δωs，为电动机的角加速度Δωr的4倍，角加速度的大小比较理想。

这里，所谓给定的时间T是指能够稳定检测出电动机转子340的角加速度的时间，是根据电动机的起动转矩与惯性以及负载转矩所决定的时间。另外，电动机转子的旋转角度(传感器转子的旋转角度)的检测，为检测模拟电压的方式。在运算中采用微计算机的情况下，可以是由A/D变换器的分辨率所决定的微小角度，结果应当设定的给定时间T可以是微小的时间。

另外，在车辆驱动用电动机的情况下，在初始起动时，通过发动机钥匙(点火钥匙)开关操作等检测到车辆运行开始时，只进行一次取传感器检测角度与绝对角度之间的对应就可以了。之后，即使在车辆的停止、开动时，存储器中也保持有绝对角度，因此能够立刻从停止状态开始进行驱动。也即，在发动机钥匙操作时，只需要在设为爪式离合器或离合器4脱离的状态等，电动机能够进行微小旋转的状态下，进行一次传感器检测角度与绝对角度之间的对应。电动机的微小旋转是指，即使是齿轮排列的啮合间隙程度，只要能够得到可检测出的微小旋转就足够了。在之后的从车辆停止(怠速停止)状态开始的车辆再次发动时，微计算机的存储器内保存有此时的绝对角度，也即用来将传感器检测角度(相对角度)变换成绝对角度的关系。所以，实现了从电动机停止状况开始，能够立刻输出与指令值一致的转矩的电动机驱动。

接下来，对照图8的流程图，对初始起动位置的判断方法进行说明。

图8的处理，例如为在用于车辆驱动用电动机驱动装置的情况下，与钥匙开关操作随动，只执行一次的初始位置的判断处理。与钥匙开关操作随动，在步骤801中，根据传感器输出信号求出传感器检测角度φ，步骤802中求出对应于传感器检测角度的绝对角度θn(n＝1～4的整数)。

步骤803中，使用上次所存储的相位差Δθs，对绝对角度θn进行修正。接下来，在步骤804中，假定与上一次最后停止时所存储的绝对角度θe最接近的绝对角度为初始位置，步骤805中，给电动机通电，从而得到能够期待给定转矩的电流值。

在步骤806中进行正转，也即为期望旋转方向的情况下，步骤807中，在正转所起动的两个绝对角度候选中变更通电相位。在步骤806中检测出反转的情况下，步骤808中，在与所通电的绝对角度候选之间具有180度相位差的绝对角度候选中，变更通电相位。

步骤809中，如果得到了正转的两个点的绝对角度候选中的角加速度，就进入步骤810，如果相反则从步骤806开始重复，扫描初始位置。步骤810中，比较两个绝对角度候选中的角加速度，将得到了最大的角加速度的绝对角度候选，确定为初始位置。

另外，电动机因通电而旋转的量，使用传感器检测角度φ进行适当修正，同时扫描初始位置。另外，步骤803与步骤804最好是应当执行的，但即使跳过，初始位置的扫描结果中也不会含有较大的误差。另外，本实施方式中，由于传感器转子340的齿数为电动机的磁极对数的4倍，因此步骤802中n＝1～4。但是，在为电动机的极对数的两倍的传感器转子340的齿数的情况下，在两个绝对角度候选的一方中，得到了期望旋转方向的旋转的瞬间，能够确定出初始位置。

接下来，对照图9、图10，对本发明的另一实施方式的电动机驱动装置200内的位置检测部209进行说明。图9中示出了图1的电动机驱动装置200的位置检测部209的变形例，图10中示出了相对传感器检测角度的模拟传感器误差。

图9中，具有受到来自旋转传感器330的模拟输出信号SSs、SCs的失真的影响，对作为相对角度的传感器检测角度φ进行修正的角度修正器215，这一点与图1不同。角度修正器215，使用来自相位差推测器207的相位差Δθ，对来自角度变换器212的传感器检测角度φ修正传感器安装误差。同时，传感器检测角度φ的1周期范围内所含有的检测误差，通过基于图10所示的传感器检测角度φ对相位差Δθ的修正曲线(粗线)或近似折线的表格化，而保存起来。根据它来修正模拟输出信号的波形变形所引起的传感器检测角度φ中含有的检测误差。

通过这样，不但是传感器安装误差的修正，对传感器中含有的线性以及温度变动等的影响也能够进行修正。

接下来，对照图11～13，对本发明的另一实施方式的电动机驱动装置的相位检测部进行说明。图11中显示了检测出电动机转子的永磁的磁通量，作为旋转传感器检测出位置的电动机的结构图，图12中示出了旋转传感器的输出信号为变形波形的情况下的角度变换方法，图13中示出了旋转传感器中使用输出脉冲波形的传感器的情况下的角度变换方法。

图11中，检测出电动机转子的永磁的磁通量并作为旋转传感器这一点与图5不同。图11中的旋转传感器330的径向剖视图如图11(2)所示。传感器H1、H2、H3在电动机的电角度中分别错开120度设置。各个传感器按照电动机转子的旋转，以传感器H1-＞H2-＞H3的顺序检测出同一永磁体的磁通量变化。在反转的情况下为与其相反的顺序。图11(3)中向该图(2)一样，电角度中分别错开120度设置，但机械角度中也错开120度设置，这一点与该图(2)不同，各个传感器H1、H2、H3所检测的磁体的磁通量变化分别是不同的磁体。这与后述的图13中的电动机转子的永磁的粘贴附着的检测与修正方法有关。

图12为在旋转传感器使用使用线性霍尔IC的例子中，将传感器元件与放大电路以及温度修正电路等一体封装的器件。旋转传感器的输出信号为变形波形，不能够通过tan^-1的函数求出。传感器H1、H2、H3的输出信号Su、Sv、Sw的波形为梯形波状的变形波形，但信号波形的振幅中心附近的60度区间以上的范围内的变形较小，几乎可以用作线性来求出检测角度，使用作为传感器H1、H2、H3的输出信号Su、Sv、Sw的检测信号互相间的大小关系，变换成绝对角度0～360度。使用检测信号的大小关系，选择出选择信号，利用选择信号的趋向求出检测角度。

这里，示出了使用3个传感器的例子，但在传感器为两个的情况下，传感器输出信号周期中的一周期(360度)内的振幅中心附近为90度区间以上的范围内，变形较小，可以看作是线性的。这种情况下，图11(2)、(3)的传感器安装间隔，以在电动机的电角度中间隔90度，安装两个传感器。

图13为旋转传感器中使用输出脉冲波形的传感器的情况下的相位检测方法的说明图，为使用霍尔IC的例子。霍尔IC的理想信号H1、H2、H3通过实线表示，传感器安装位置偏移的情况下的信号通过波状线表示。在各个传感器安装间隔为理想的120间隔的情况下，由霍尔IC的输出信号H1、H2、H3所生成的60度角度信号的间隔为理想的60度间隔。但是，在传感器安装位置偏移的情况下变为不等间隔，影响到电动机的位置检测，特别是，在弱磁场控制电动机时，电动机效率降低变大。另外，在使用霍尔IC将电动机电流控制为正弦波的情况下，通过微计算机的计时器或PLL等对60度角度信号的信号间隔进行插补(通过时间积分等求出控制相位)，用于电流控制中。因此，如图13的检测角度所示，对实际的电动机旋转角度θm，在霍尔IC脉冲边缘的时刻求出检测角度，因此控制相位φb变为折线。这表示电动机的旋转速度越低，时间积分所引起的控制相位的误差就越大，成为产生电动机低速旋转时的转矩变动与旋转不均的主要原因。如果相位差推测运算的执行时刻如图中的相位差推测运算时刻所示，通过60度角度信号以较细的周期来执行，由于控制相位φb电动机的旋转角度θm之间的相位差Δθb逐次进行运算，因此能够一直进行相位修正。另外，在如图11(2)所示的H1、H2、H3那样安装霍尔IC的情况下，通过以脉冲边缘的时刻(60度角度信号的边缘)来执行，因此同一磁体的磁通量变化量在各个霍尔IC中顺次检测出来。通过这样，如果只使用各个传感器的安装相位差Δθh进行相位修正，就能够修正安装相位差，是很理想的。另外，产生了以传感器信号的1周期(相当于60度角度信号的6脉冲)内含有的相位差Δθh为1模式的(将对应于绝对角度0～360度的相位差Δθh的3个电动机作为1模式)的相位差Δθh的变动。这是永磁体的粘贴误差的影响，如果是16个磁极对的电动机就存在16个模式，能够分别保存并修正。但是实际使用中从同一磁体中的相位差Δθh的模式中抽出3个传感器的安装相位差，预先对相位差进行修正。这样，电动机转子的一次旋转中所产生的相位差，通过作为永磁的安装误差所引起的相位差进行积分并平均化，也能够进行修正。

接下来，对照图14，对本发明的另一实施方式的相关电动机驱动装置的相位检测部进行说明。图14中显示了电动机驱动装置的位置检测部209的变形例，是从使用传感器的电动机驱动切换到无传感器的电动机驱动。在影响旋转传感器的频率响应性的电动机的高速旋转时，具有使用来自相位差推测器207的逆变器输出频率ω1(电动机施加电压的频率)，切换到无传感器的电动机驱动的角度信号选择器216，这一点与图9不同。图9中，从决定角度变换器213所输出的绝对角度(控制相位)θdc，在图14中由角度信号选择器216输出。角度信号选择器216，通过从旋转传感器信号所求出的电动机角速度ωr或电动机施加电压的频率ω1，来判断速度。之后，在低速时，选择作为绝对角度变换器213的输出的绝对角度θdc0，作为控制相位θdc输出。接下来，如果变为给定的高速，角度信号选择器216便输出对电动机施加电压的频率ω1进行积分所得到的控制轴上的转子位置(假想转子位置)θdc。所以，在高速时并不使用旋转传感器的输出，变为基于只根据磁极位置推测的无传感器电动机驱动。此时，相位差推测器207只使用忽略电动机的角速度ωr的式(7)。

另外，在无传感器电动机驱动时，从失效保护的观点出发，通过将传感器检测角度用作转子位置θdc的运算确认(监视)，能够提高可靠性。

通过这样，即使在因旋转传感器的频率响应性而导致传感器检测角度的灵敏度下降的高速运行区域中，也能够驱动电动机，使其效率等不会降低。

接下来，对照图15对使用本发明的另一实施方式的电动动力转向装置进行说明。如果对图15中所示的电动动力转向装置的构成进行大体划分，则由电动执行机构、方向盘900、掌舵检测器901以及操作量指令器903构成。电动执行机构由转矩传递机构902、电动机300、以及电动机驱动装置200构成。为驾驶者操纵方向盘(转向)900的操作力，使用电动执行机构进行转矩辅助的动力转向装置。电动执行机构的转矩指令τ^*，作为在操作量指令器903中所生成的转向的掌舵辅助转矩指令，使用电动执行机构的输出，减轻驾驶者的掌舵力。电动机驱动装置800，接收转矩指令τ^*作为输入指令，根据驱动电动机的转矩常数与转矩指令τ^*，控制电动机电流，从而追踪转矩指令值。

从与电动机300的转子直接连接的输出轴360所输出的电动机输出τm，经使用蜗杆或行星齿轮等减速机构或油压机构的转矩传递机构902，将转矩传递给转向装置的齿条910。通过这样，通过电动力对驾驶者的方向盘900的掌舵力(操作力)进行辅助，操作车轮920、921。由检测出形成在转向轴中的掌舵状态的掌舵检测器901，检测出掌舵角或掌舵转矩作为操作量，添加车速或路面状况等状态量，决定转向量，从操作量指令器903中作为转矩指令τ^*输出。本发明的电动机驱动装置，对于急加减速的电动执行机构所要求的转矩指令τ^*，也能够修正旋转传感器中所产生的相位差，进行高效的电动机驱动。因此，能够进行对于电动执行机构的高速·高转矩运行的弱磁场区域，效率也不会降低的电动机驱动。另外，在低速度时，可以降低传感器安装误差而稳定地以低转矩驱动电动机。也即，在使用本电动机驱动装置的电动动力转向装置中，能够得到一种不会有损驾驶者的掌舵感觉的高转矩·高响应的电动动力转向装置。

接下来，对照图16以及图17，对本发明的另一实施方式的同步电动机驱动装置进行说明，本实施方式，具有设置了包括不同的检测误差的多个绝对角度检测部，使用多个检测信号将检测误差最小化的位置修正部。具体的说，该位置修正部中，根据多个绝对角度信号，推测电动机的内部状态，决定滤波器增益。通过该构成，由于多个检测信号，并不是以电动机的旋转速度等运行状态进行条件区分再使用的，而是直接使用多个角度信号进行滤波，因此能够得到噪声较少的角度信号。另外，由于该滤波增益，由角度补偿器动态决定，使其误差最小，因此提高了通过将多个检测信号融合起来最终得到的1个角度信号的精度，实现了全运行区域的高效电动机控制。

另外，上述角度补偿器最好使用卡尔曼滤波器，这样即使在多个角度信号中的一个发生故障的情况下，使用所推测的内部状态，也能够推测电动机转子的旋转角度。

另外，最好具有将检测出滤波增益的变动幅度为故障状态的这一实现，通知给氧化的错误警告(显示)部。通过该构成，即使在传感器发生故障的情况下，也能够继续驱动电动机，在用于混合动力车的情况下，具有能够用于紧急避险这一优点。

图16为本发明的另一实施方式的同步电动机驱动装置的方框图，图17为表示角度信号的误差大小与电动机旋转速度之间的关系的曲线图。图16中，与图1大不相同的是，具有被输入两个绝对角度信号θs与θj的角度补偿器218，与通知其故障的错误警告部(显示部)220。

构成第1绝对角度检测部的相位检测部210，由角度变换器212与绝对角度变换器213构成，输出根据旋转传感器的第1绝对角度θs。另外，位置修正部2111内，具有根据上述控制相位θdc与相位差推测器207的输出Δθ，求出推测绝对角度θj的第2绝对角度检测部217。这样，上述根据旋转传感器(第1)的绝对角度θs，与根据运算的(第2)绝对角度θj，根据两个角度信号输入给让控制相位θdc的误差为最小限度的角度补偿器218。

另外，使用控制轴速度也即电动机施加电压的频率ω1，作为相当于相位差推测器207的输入信号之一的电动机角速度ωr的信号。也即，使用控制相位θdc作为控制轴速度检测器219的输入信号，根据控制周期中的变化量(微分)求出控制轴速度ω1。但是，也可以代替该方法，将根据绝对角度θs所求出的角速度ωr，输入给相位差推测器207。

图17中示出了推测绝对角度θj与根据传感器的绝对角度θs的误差大小，与电动机的旋转速度之间的关系。在低速区域中，由于相位差推测器207所推测的反向电压较小，导致推测绝对角度θj的误差最大，超出了能够用于电动机驱动的使用界限。另外，根据旋转传感器的绝对角度θs，因电路的频率响应特性，对应于电动机的旋转速度，误差增大。这里，考虑根据旋转速度，切换使用推测绝对角度θj与根据传感器的绝对角度θs。但是，在切换使用的情况下，有可能在切换点附近发生角度信号的变动，使得电动机不稳定。另外，各个角度信号中所含有的误差必须改善。

因此，本实施例中，通过使用卡尔曼滤波器作为角度补偿器218，不需要进行对应于旋转速度的切换，同时，能够根据两个角度信号，将控制相位θdc的误差抑制为最小限度。

角度补偿器218中的内部状态的推测中，使用通过式(8)所表示的卡尔曼滤波器，根据含有检测误差的角度信号(输入信号)推测电动机的内部状态，使用所推测的内部状态动态决定滤波增益(包括加权)。由于卡尔曼滤波器决定让状态推测的评价函数最小的反馈增益，因此能够用作将角度信号中所含有的误差最小化的动态滤波器。也即，能够使用两个角度信号(推测绝对角度θj与根据传感器的绝对角度θs)，得到降低了角度误差的控制相位θdc。

【式8】

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{Xh}\left(t\right)=\{A-G\left(t\right)C\}\mathrm{Xh}\left(t\right)+G\left(t\right)Y\left(t\right)+\mathrm{BU}\left(t\right)$

G(t)＝P(t)C^TV^-1                          (8)

这里，Xh(t)表示状态推测值矢量，Y(t)表示输出矢量，U(t)表示控制矢量，A表示系统矩阵，B表示输入矩阵，C表示输出矩阵，G(t)表示滤波增益矩阵，P(t)表示推测误差协方差矩阵，V表示观测噪声的功率矢量。

初始值的决定等，在卡尔曼的设计之前，使用实验机预先进行实验来收集数据。卡尔曼滤波器的初始值等，事先写入在ROM中，在电动机驱动时读取到RAM中在线更新。在系统的关闭时，暂存到保存用存储器中，在系统引导时读出并使用。

通过适当进行卡尔曼滤波器的设计，能够让滤波器所引起的时间延迟，与低通滤波器等相比非常小。在微计算机等的数字处理中，时间延迟的最小值比1周期的部分大，所以通过周期时间的适当化，能够将其设为可忽略控制延迟的程度。

如上，根据本实施方式，使用多个角度信号，由卡尔曼滤波器实现误差的最小化，通过这样，能够在电动机的全运行区域中都进行高效的电动机驱动。

.另外，在传感器之一发生故障的情况下，绝对角度θs的误差增大，在电动机运行的某个瞬间(发生了故障的传感器正常时应当输出的角度范围)中，误差有可能会超过使用界限水平。但是，由于使用卡尔曼滤波作为角度补偿器218，因此通过根据过去的状态来推测状态的滤波动作，能够让一个传感器故障所引起的输出信号(控制相位θdc)的误差增大为最小限度。另外，在发生了故障的传感器的角度范围中，卡尔曼滤波器的滤波增益进行变动，使得误差最小。此时的滤波增益的变动，相对通常的变动幅度，具有周期性的偏移，因此检测出这一现象就能够判断位置检测器的有问题。该判断在错误警告部220中进行，同时通过显示灯或蜂鸣器通知给用户。

根据本实施方式，即使在传感器发生故障的情况下，也能够继续驱动电动机，在用于混合动力车的情况下，能够进行紧急避险使用，用户能够识别出故障，迅速行驶到修理厂等。

Claims (20)

1.一种同步电动机驱动装置，在具有同步电动机、向该电动机供给可变电压·可变频率的交流的逆变器、检测上述电动机中流过的电动机电流的电流检测器、检测上述电动机的转子的旋转角度的旋转传感器、使用上述电流检测器所检测出的电流值与上述旋转传感器所检测出的旋转角信号，来控制电动机转矩的矢量运算机构、以及对应于该运算结果对上述逆变器进行PWM控制的PWM控制机构的同步电动机驱动装置中，其特征在于，具有：

旋转传感器，其产生在上述电动机的电角度即绝对角度1周期中具有多个周期的旋转输出信号；

通电机构，其在上述电动机的起动时，将与上述旋转传感器的多个检测角度相对应的多个电动机电角度作为电动机初始位置，分别进行给定时间的通电；以及

初始位置判断机构，其在上述通电中，将电动机加速度最大的电角度判断为电动机的绝对角度。

2.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，

具有：相位差推测机构，其根据至少使用上述电动机的参数与上述电流检测器的输出的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差；以及

位置修正机构，其使用该相位差对所检测出的上述绝对角度进行修正，使其为上述矢量运算机构的控制轴的相位。

3.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，具有：

相位差推测机构，其根据至少使用上述电动机的参数与上述电流检测器的输出的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差；以及

位置修正机构，其使用该相位差对所检测出的上述绝对角度进行修正。

4.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，具有：

角度信号选择机构，其在电动机的角速度为给定角速度以下时，选择上述位置修正机构的输出作为电动机控制的角度信号，同时，在电动机的角速度超过了给定角速度时，选择对电动机施加电压的频率进行积分所得到的控制轴上的转子位置，作为电动机控制的角度信号。

5.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，具有：

从上述旋转传感器的输出信号中检测出电动机的旋转速度的速度检测机构；以及

相位差推测机构，其通过至少使用上述旋转速度或上述逆变器的输出频率、上述电动机的参数、以及上述电流检测器的输出的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差。

6.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，具有：

角度变换机构，其至少根据两个以上的模拟旋转传感器信号，求出对电动机的电角度的传感器检测角度；

根据上述旋转传感器信号求出转子的角速度的速度检测机构；

相位差推测机构，其通过至少使用上述角速度、上述电动机的参数、以及电动机电流的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差；

修正数据存储机构，其将上述相位差对于上述传感器检测角度的变化，作为角度修正数据存储起来；以及

角度修正机构，其使用上述传感器检测角度与上述角度修正数据，对上述电动机电流的通电信号进行修正。

7.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

上述控制电动机转矩的矢量运算机构，以输入转矩指令的方式而构成，上述同步电动机，将具有从停止状态开始在较大的速度范围内具有大加减速度的电动执行机构，作为动力负载。

8.如权利要求1所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

上述控制电动机转矩的矢量运算机构，以输入来自车辆控制装置的转矩指令的方式而构成，上述同步电动机，将具有在从停止状态到高速行驶之间的较大的速度范围内进行行驶的车辆，作为动力负载。

9.一种同步电动机驱动装置，在具有同步电动机、向该电动机供给可变电压·可变频率的交流的逆变器、检测上述电动机中流过的电动机电流的电流检测器、检测上述电动机的转子的旋转角度的旋转传感器、使用上述电流检测器所检测出的电流值与上述旋转传感器所检测出的旋转角信号，来控制电动机转矩的矢量运算机构、以及对应于该运算结果对上述逆变器进行PWM控制的PWM控制机构的同步电动机驱动装置中，其特征在于，具有：

绝对角度变换机构，其根据上述旋转传感器的输出信号求出上述电动机的绝对角度；

相位差推测机构，其根据至少使用上述电动机的参数与上述电流检测器的输出的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差；以及

位置修正机构，其使用该相位差对所检测出的上述绝对角度进行修正。

10.如权利要求9所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，具有：

角度信号选择机构，其在电动机的角速度为给定角速度以下时，选择上述位置修正机构的输出作为电动机控制的角度信号，同时，在电动机的角速度超过了给定角速度时，选择对电动机施加电压的频率进行积分所得到的控制轴上的转子位置，作为电动机控制的角度信号。

11.如权利要求9所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

具有从上述旋转传感器的输出信号中检测出电动机的旋转速度的速度检测机构；

上述相位差推测机构，通过至少使用上述旋转速度或上述逆变器的输出频率、上述电动机的参数、以及上述电流检测器的输出的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差。

12.如权利要求9所述的同步电动机驱动装置，其特征在于，具有：

角度变换机构，其至少根据两个以上的模拟旋转传感器信号，求出对于电动机的电角度的传感器检测角度；

根据上述旋转传感器信号求出转子的角速度的速度检测机构；

相位差推测机构，其通过至少使用上述角速度、上述电动机的参数、以及电动机电流的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差；

修正数据存储机构，其将上述相位差对于上述传感器检测角度的变化，作为角度修正数据存储起来；以及

角度修正机构，其使用上述传感器检测角度与上述角度修正数据，对上述电动机电流的通电信号进行修正。

13.如权利要求2所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

上述位置修正机构，具有第2绝对角度检测部，其根据基于上述旋转传感器的输出的、来自第1绝对角度检测部的绝对角度θs、上述位置修正机构的输出θdc与上述相位差推测机构的输出Δθ，求出推测绝对角度θj；以及

角度补偿部，其使用上述第1以及第2绝对角度检测部的输出推测电动机的内部状态，动态决定滤波增益，推测上述矢量运算机构的控制轴的相位θdc。

14.如权利要求13所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

上述角度补偿部，具有卡尔曼滤波器，以及在该卡尔曼滤波器的滤波增益变得超过给定值时动作的通知部。

15.如权利要求9所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

上述控制电动机转矩的矢量运算机构，以输入转矩指令的方式构成，上述同步电动机，将具有从停止状态开始在较大的速度范围内具有大加减速度的电动执行机构，作为动力负载。

16.如权利要求9所述的同步电动机驱动装置，其特征在于：

上述控制电动机转矩的矢量运算机构，以输入来自车辆控制装置的转矩指令的方式构成，上述同步电动机，具有在从停止状态到高速行驶之间的较大的速度范围内进行行驶的车辆，作为动力负载。

17.一种同步电动机驱动方法，在具有同步电动机、向该电动机供给可变电压·可变频率的交流的逆变器、检测上述电动机中流动的电动机电流的电流检测器、检测上述电动机的转子的旋转角度的旋转传感器、使用上述电流检测器所检测出的电流值与上述旋转传感器所检测出的旋转角信号，来控制电动机转矩的矢量运算机构、以及对应于该运算结果对上述逆变器进行PWM控制的PWM控制机构的同步电动机驱动方法中，其特征在于，具有：

通过上述旋转传感器，产生在上述电动机的电角度即绝对角度1周期中具有多个周期的旋转输出信号的步骤；

在上述电动机的起动时，将与上述旋转传感器的多个检测角度相对应的多个电动机电角度作为电动机初始位置，分别进行给定时间的通电的步骤；以及

将上述通电中，将电动机加速度最大的电角度判断为电动机的绝对角度的步骤。

18.如权利要求17所述的同步电动机驱动方法，其特征在于，具有：

根据至少使用上述电动机的参数与上述电流检测器的输出的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差的步骤；以及

使用该相位差对所检测出的上述绝对角度进行修正的位置修正步骤。

19.如权利要求18所述的同步电动机驱动方法，其特征在于，具有：

在电动机的角速度为给定角速度以下时，选择上述位置修正步骤中修正后的绝对角度作为电动机控制的角度信号的步骤；在电动机的角速度超过了给定角速度时，选择对电动机施加电压的频率进行积分所得到的控制轴上的转子位置，作为电动机控制的角度信号的步骤。

20.如权利要求17所述的同步电动机驱动方法，其特征在于，具有：

至少根据两个以上的模拟旋转传感器信号，求出对电动机的电角度的传感器检测角度的步骤；

根据上述旋转传感器信号求出转子的角速度的速度检测步骤；

通过至少使用上述角速度、上述电动机的参数、以及电动机电流的运算，求出上述电动机的反向电压的相位与控制相位之间的相位差的步骤；

将上述相位差对上述传感器检测角度的变化，作为角度修正数据存储起来的步骤；以及

使用上述传感器检测角度与上述角度修正数据，对上述电动机电流的通电相位进行修正的角度修正步骤。

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