WO2015104821A1 - 同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法 - Google Patents

同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法 Download PDF

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松岡　篤
馬場　和彦
石井　博幸
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Definitions

  • the present invention relates to a drive circuit for a synchronous motor, a synchronous motor driven by the drive circuit, a blower using the synchronous motor, an air conditioner using the blower, and a method for driving the synchronous motor.
  • a synchronous motor using a permanent magnet as a rotor As an electric motor for driving a fan such as a blower or an air conditioner, a synchronous motor using a permanent magnet as a rotor has been increasingly used in order to reduce power consumption during operation.
  • a driving method of the synchronous motor using such a permanent magnet the magnetic pole position of the rotor is detected, and the drive current synchronized with the magnetic pole position of the rotor is detected by using an inverter composed of semiconductor elements and electronic components.
  • a rectangular wave driving method and a sine wave driving method for energizing the stator winding are common.
  • the 120 ° rectangular wave drive method used when driving a three-phase synchronous motor is 120 ° forward energization ⁇ 60 ° non-energization ⁇ 120 ° reverse direction energization at a timing shifted by 60 ° for each phase ⁇
  • the stator winding of any two of the three phases is energized to drive.
  • such a rectangular wave driving method is compared to a sine wave driving method. This can be realized with a simple control mechanism and can contribute to cost reduction.
  • a pulsating component when included in the output torque, the fan vibrates due to fluctuations in the electromagnetic excitation force in the circumferential direction, causing noise.
  • the magnetic attractive force between the rotor and the stator fluctuates due to a sudden change in electromagnetic force due to the sudden change in the energization current.
  • Electromagnetic excitation force may be generated and the synchronous motor main body may vibrate and generate noise.
  • Noise generated by fan vibration can be suppressed by providing a member made of an elastic material such as elastomer between the fan and the output shaft of the synchronous motor to attenuate the transmission of the output torque ripple of the synchronous motor.
  • a member made of an elastic material such as elastomer between the fan and the output shaft of the synchronous motor to attenuate the transmission of the output torque ripple of the synchronous motor.
  • the present invention has been made in view of the above, and has a high efficiency and a drive circuit for a synchronous motor capable of suppressing vibration and noise due to electromagnetic excitation force in a radial direction when driven by a rectangular wave drive system, and
  • An object of the present invention is to provide a synchronous motor driven by the drive circuit, a blower using the synchronous motor, an air conditioner using the blower, and a method for driving the synchronous motor.
  • a drive circuit for a synchronous motor includes a rotor having 10 magnetic poles composed of permanent magnets and nine teeth facing the rotor.
  • a synchronous motor drive circuit comprising: a stator wound with concentrated windings; and an inverter configured by bridge-connecting a plurality of switching elements; and passing a rectangular wave current through the windings
  • Control means for controlling the inverter, and the control means has an electrical angle with respect to an energization phase that is a minimum current when generating a target torque of the synchronous motor. It is characterized by operating in the range of -10 ° to + 5 °.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of the synchronous motor according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a connection example between the synchronous motor and the drive circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a winding coefficient determined by a combination of the number of poles of the rotor and the number of slots (number of windings) of the stator.
  • FIG. 4 is a diagram in which two orthogonal axes (X axis and Y axis) are defined with respect to the cross section of the synchronous slot 9-slot synchronous motor.
  • FIG. 5 is a diagram showing a change with respect to the rotation angle of the magnetic attraction force in the X-axis direction and the Y-axis direction shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing a Lissajous waveform showing a locus of the magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of the sinusoidal magnetic attraction force shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the generated torque and the magnetic attractive force in a 10-pole 9-slot and 8-pole 9-slot synchronous motor having a concentrated winding structure.
  • FIG. 8 is a diagram showing one cycle of a current-carrying current waveform flowing in the stator windings of each phase in the 120 ° rectangular wave driving method.
  • FIG. 9 is a diagram showing a Lissajous waveform showing the locus of the magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of the energized current waveform when the 8-pole 9-slot synchronous motor is driven by the 120 ° rectangular wave driving method.
  • FIG. 10 is a diagram showing a Lissajous waveform showing the locus of the magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of the energized current waveform when a 10-pole, 9-slot synchronous motor is driven by the 120 ° rectangular wave driving method.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view of a 10-pole 12-slot synchronous motor.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view of an 8-pole 12-slot synchronous motor.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a relationship between energization start timing and generated torque in the 120 ° rectangular wave driving method.
  • FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the energization start timing and the magnetic attractive force when a 10-pole, 9-slot synchronous motor is driven by a 120 ° rectangular wave drive system.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating the amount of change in magnetic attraction force during a very short time when the energization start timing is changed using the maximum torque generation phase as a reference.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a relationship between the energization start timing with respect to the zero cross of the induced voltage and the iron loss generated in the stator core of the synchronous motor according to the first embodiment.
  • FIG. 17 shows that the central teeth of each phase are equiangularly spaced (mechanical angle 120 °) in the circumferential direction toward the axis, and three teeth for each phase are equiangularly spaced in the circumferential direction toward the axis ( It is a figure which shows the example formed with the mechanical angle of 36 degrees. 18 shows a radial magnetic attraction force over one cycle of the energized current waveform when the synchronous motor shown in FIG. 1 according to the first embodiment and the synchronous motor shown in FIG. 17 are driven by the 120 ° rectangular wave drive method. It is a figure which shows the comparative example of the Lissajous waveform which shows the locus
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of the blower according to the second embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of the blower according to the third embodiment.
  • a synchronous motor drive circuit according to an embodiment of the present invention, a synchronous motor driven by the drive circuit, a blower using the synchronous motor, and an air conditioner using the blower And a method for driving the synchronous motor will be described.
  • this invention is not limited by embodiment shown below.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of the synchronous motor according to the first embodiment.
  • FIG. 1 an example in the case of a synchronous motor using a rotor 4 in which a permanent magnet is arranged facing the inner peripheral surface of the stator 1 will be described.
  • stator 1 nine projecting iron cores (hereinafter referred to as “teeth”) 2 are arranged at an equal angular interval (mechanical angle 40) toward the axis 10 on an annular iron core centered on the axis 10.
  • Teeth nine projecting iron cores
  • Nine slots 7 are formed between the teeth 2 to accommodate the stator windings 3 wound around the teeth 2.
  • Each tooth 2 is divided into three adjacent three phases (U phase, V phase, W phase; 120 ° each), and the stator winding 3 of each phase is concentratedly wound in the direction of the arrow of each slot 7. It is wound by.
  • the winding direction of the stator winding 3 around each tooth 2 is opposite between adjacent teeth 2 of each phase, and is the same direction between adjacent teeth 2 between each phase.
  • the teeth 2 provided on the stator 1 facing the rotor 4 are formed at equal angular intervals (mechanical angle 40 °) in the circumferential direction toward the axis 10. Therefore, the circumferential width of the tip portion (hereinafter referred to as “teeth tip portion”) 8 facing the rotor 4 of the tooth 2 and the opening portion in each slot 7 between the teeth 2 (hereinafter referred to as “slot opening portion”).
  • the width in the circumferential direction of 9 is uniform over the entire circumference.
  • the rotor 4 has ten pole permanent magnets 6 at equal angular intervals (mechanical angle 36 °) in the circumferential direction by alternating magnetic poles of different polarities on the outer peripheral surface of a columnar back yoke 5 centered on an axis 10. Is arranged and is rotatably arranged inside each tooth 2 so as to face the stator 1.
  • the permanent magnet 6 for example, a relatively inexpensive and low magnetic force material such as a ferrite magnet is used. Yes.
  • positioned the tile-shaped sintered magnet on the surface of the magnetic back yoke 5 as the permanent magnet 6 is shown, using the material which mixed resin and magnetic powder, A bond magnet formed in a ring shape may be used.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a connection example between the synchronous motor and the drive circuit according to the first embodiment.
  • the drive circuit 100 for driving the synchronous motor according to the present embodiment is supplied with DC power from a DC power supply 400, and a plurality of switching elements 201a, 201b, 201c, 201d, 201e, and 201f are full.
  • the inverter 200 is configured to be bridge-connected, and includes a control unit 300 that controls the switching elements 201a, 201b, 201c, 201d, 201e, and 201f that configure the inverter 200.
  • the control means 300 sequentially applies a constant voltage to each phase stator winding 3 in accordance with the magnetic pole position of the rotor 4, that is, in synchronization with the induced voltage generated in each phase stator winding 3.
  • the inverter 200 is controlled so that the synchronous motor is driven by a 120 ° rectangular wave driving method in which a rectangular wave current is supplied.
  • the present invention is not limited by the adjustment method of the voltage applied to the stator winding 3 of each phase of the synchronous motor, for example, each switching element 201a, 201b, 201c, 201d, 201e.
  • 201f may be used for high-frequency switching control, and a method called PWM (Pulse Width Modulation) that adjusts the time width of energization / non-energization may be used, or a method of adjusting the DC bus voltage output from the DC power supply 400 may be used. May be.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a “winding coefficient” calculated from an angle occupied by one magnetic pole and an angle occupied by one tooth in the circumferential direction is often used as a performance index.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a winding coefficient determined by a combination of the number of rotor poles and the number of stator slots (number of windings).
  • the combination of an 8-pole or 10-pole rotor and a 9-slot stator has the largest winding coefficient. That is, by using a synchronous motor having a combination of 8 poles, 9 slots or 10 poles, 9 slots, higher efficiency can be achieved than when using a synchronous motor of another combination example shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram in which two orthogonal axes (X axis and Y axis) are defined with respect to the cross section of the synchronous slot 9-slot synchronous motor.
  • FIG. 5 is a diagram showing a change with respect to the rotation angle of the magnetic attraction force in the X-axis direction and the Y-axis direction shown in FIG. 4 when an 8-pole 9-slot synchronous motor is driven by a sine wave drive method.
  • the magnetic attraction force generated in the rotor 1 when the rotor 4 rotates in the X axis direction and the Y axis direction shown in FIG. .
  • a sinusoidal wave current is applied to the stator winding 3 of the synchronous motor with 8 poles and 9 slots, and the rotor 4 rotates counterclockwise as indicated by the solid line arrow in FIG.
  • An example is shown in which a torque is generated by passing a sinusoidal current through the phase stator winding 3, and the rotor rotates counterclockwise as indicated by a solid arrow in the figure.
  • FIG. 6 is a diagram showing a Lissajous waveform showing the locus of the magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of the sinusoidal magnetic attraction force shown in FIG.
  • the radial magnetic attraction force that draws a circular locus in accordance with the rotation of the rotor 4 changes the direction with a substantially constant force. Occur. That is, when the synchronous motor is driven by the sine wave driving method, the change in the magnetic attractive force in the radial direction is extremely small.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the generated torque and the magnetic attractive force in a 10-pole 9-slot and 8-pole 9-slot synchronous motor having a concentrated winding structure.
  • the relative value of the magnetic attractive force is obtained by using the permanent magnet 6 having the same shape and the same shape of the stator 1 in the 10-pole 9-slot synchronous motor and the 8-pole 9-slot synchronous motor. The example which compared these is shown.
  • the magnetic attractive force increases as the generated torque increases.
  • the magnetism of the 10-pole 9-slot synchronous motor The attractive force is smaller than the magnetic attractive force of the 8-pole 9-slot synchronous motor, specifically, 1/4 or less of the magnetic attractive force of the 8-pole 9-slot synchronous motor.
  • a synchronous motor with a relatively small output is provided with a position detection sensor capable of detecting the position of the stator such as a magnetic pole sensor, and is synchronized with the signal output from the position detection sensor to the stator winding of each phase.
  • a so-called rectangular wave driving system that drives by switching energization is used.
  • the current supplied to the synchronous motor has a rectangular wave shape.
  • Such a rectangular wave driving method can be realized with a simple control mechanism as compared with the sine wave driving method, and can contribute to cost reduction.
  • the stator of each phase is synchronized with the induced voltage generated in the stator winding 3 of each phase.
  • a synchronous motor is driven by a 120 ° rectangular wave driving method in which a constant voltage is sequentially applied to each winding 3 and a rectangular wave current is applied.
  • FIG. 8 is a diagram showing one cycle of a current-carrying current waveform flowing in the stator windings of each phase in the 120 ° rectangular wave driving method.
  • 120 ° forward energization 120 ° to 240 °
  • 60 ° non-energization 240 ° to 320 °
  • 120 ° reverse energization 320 ° to 60 °
  • 60 ° non-energization 60 ° to 120 °
  • the rotor 4 is synchronously rotated by energizing the stator winding 3 of any two of the three phases.
  • the energization current changes abruptly when switching between energization / non-energization.
  • FIG. 9 is a diagram showing a Lissajous waveform showing a locus of magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of an energized current waveform when an 8-pole 9-slot synchronous motor is driven by a 120 ° rectangular wave drive system.
  • FIG. 10 is a diagram showing a Lissajous waveform showing a locus of magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of the energized current waveform when a 10-pole, 9-slot synchronous motor is driven by a 120 ° rectangular wave drive system.
  • the example shown in FIGS. 9 and 10 shows an example in which the locus of the magnetic attractive force in the radial direction over one cycle of the energized current waveform in the 120 ° rectangular wave driving method is obtained by magnetic field analysis.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view of a 10-pole 12-slot synchronous motor.
  • the winding coefficient is the second highest after the 10-pole 9-slot and 8-pole 9-slot synchronous motor, as shown in FIG.
  • the coil end is reduced by dispersing the windings with a large number of slots, the flatter the motor shape is, the more suitable for higher efficiency.
  • stator windings 3 of each phase are generally concentrated at two locations facing each other with respect to the axis 10 of the rotor 4. Therefore, as indicated by the arrows in the drawing, for each phase, the permanent magnet 6 of the rotor 4 and the teeth 2 around which the stator winding 3 of each phase is wound are attracted and repelled.
  • Force hereinafter referred to as “magnetic attraction / repulsion force”
  • an elliptical magnetic attraction / repulsion force acts on the stator 1.
  • the stator 1 is easily deformed and vibrated into an elliptical shape.
  • magnetic attraction / repulsion force generated between the permanent magnet 6 of the rotor 4 and the teeth 2 around which the U-phase stator winding 3 is wound is illustrated.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view of an 8-pole 12-slot synchronous motor. Also in the example shown in FIG. 12, the magnetic attraction / repulsive force generated between the permanent magnet 6 of the rotor 4 and the teeth 2 around which the U-phase stator winding 3 is wound is illustrated. In the 8-pole 12-slot synchronous motor shown in FIG. 12, the stator windings 3 for each phase are distributed at 90 ° intervals for each phase and arranged at four locations, and the magnetic force acting on the stator 1 is arranged.
  • the electromagnetic excitation force in the radial direction is uniform when the energized current waveform is switched between energized and de-energized.
  • the noise of the natural vibration frequency due to the electromagnetic excitation force in the radial direction is also reduced.
  • the 8-pole 12-slot synchronous motor is disadvantageous in terms of efficiency because it has a lower winding coefficient than other pole / slot combinations.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a relationship between energization start timing and generated torque in the 120 ° rectangular wave driving method.
  • a constant voltage is sequentially applied to the stator windings 3 of each phase in synchronization with the induced voltage generated in the stator windings 3 of each phase.
  • the magnitude of the generated torque changes depending on the timing (phase) at which current is applied to the induced voltage.
  • the energization is started at a timing advanced by 30 ° from the zero cross of the induced voltage as shown in FIG.
  • the energization start timing deviates ⁇ 10 ° from the maximum torque generation phase, it is 98% or more of the generated torque in the maximum torque generation phase, and the energization start timing is ⁇ 5 ° from the maximum torque generation phase. In this range, since it becomes 99.5% or more with respect to the generated torque in the maximum torque generating phase, the characteristic of the synchronous motor is not greatly affected.
  • FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the energization start timing and the magnetic attractive force when a 10-pole, 9-slot synchronous motor is driven by a 120 ° rectangular wave drive system.
  • the vertical axis indicates the magnetic attractive force
  • the horizontal axis indicates the electrical angle.
  • the magnetic attraction force has an electrical angle of 60 °. And it fluctuates greatly around the electrical angle of 120 °. When such a sudden change in the magnetic attractive force occurs, this fluctuation becomes a radial electromagnetic excitation force, which becomes a factor in generating vibration and noise of the synchronous motor.
  • FIG. 15 is a diagram showing the amount of change in magnetic attraction force in a very short time when the energization start timing is changed using the maximum torque generation phase as a reference.
  • the maximum torque generation phase as a reference, when the energization start timing is in the range from ⁇ 10 ° to + 5 °, the difference from the amount of change in magnetic attraction force in the maximum torque generation phase is extremely small.
  • the allowable range of the energization start timing is within a range from ⁇ 10 ° to + 5 ° with respect to the maximum torque generation phase, fluctuations in the magnetic attractive force can be suppressed, and vibrations generated from the synchronous motor main body can be suppressed. And noise can be suppressed.
  • the low-vibration and low-noise synchronous motor when generating the target torque, is operated by operating the energization phase in the range from -10 ° to + 5 ° with respect to the energization phase at which the current is minimized. Can be realized.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a relationship between the energization start timing with respect to the zero cross of the induced voltage and the iron loss generated in the stator core of the synchronous motor according to the first embodiment.
  • the vertical axis indicates the iron loss ratio based on the iron loss when the energization is started at a timing advanced by 30 ° from the above-described maximum torque generation phase, that is, the zero cross of the induced voltage. .
  • the iron loss generated in the iron core of the stator 1 is caused by energizing a rectangular wave current to the magnetic flux generated from the permanent magnet 6 of the rotor 4 by advancing the energization start timing. Since the effect of canceling out by the magnetic flux generated in the stator winding 3 (effect of field weakening) is obtained, the magnetic flux density of the iron core of the stator 1 is reduced, and the generated iron loss is reduced. On the other hand, as described with reference to FIG. 13, when the energization start timing is advanced with respect to the maximum torque generation phase, the generated torque is reduced. It is necessary to increase the energization current to the phase stator winding 3.
  • the efficiency of the synchronous motor can be improved by reducing the iron loss generated in the iron core of the stator 1 or the balance between the copper loss and the iron loss. Thereby, the fall of the efficiency of a synchronous motor can be suppressed.
  • the target torque By generating a low-vibration and low-noise synchronous motor by operating in the range from -10 ° to + 5 ° with respect to the energization phase at which the current is minimized, the target torque can be reduced.
  • a synchronous motor that is advantageous in terms of efficiency can be realized by operating in a range from 0 ° to + 5 ° with respect to the energization phase at which the current is minimized.
  • the teeth 2 provided on the stator 1 facing the rotor 4 are spaced at equal angular intervals (mechanical angles 40) toward the axis 10 in the circumferential direction. Therefore, if the circumferential width of the tooth tip 8 is uniform over the entire circumference, the circumferential width of each slot opening 9 between the teeth 2 is also uniform over the entire circumference.
  • FIG. 17 shows that the center teeth of each phase are equiangularly spaced (mechanical angle 120 °) in the circumferential direction toward the axis 10, and three teeth for each phase are equiangular in the circumferential direction toward the axis 10. It is a figure which shows the example formed with the space
  • the winding coefficient can be set to 1.000, and the magnetic flux generated by the permanent magnet 6 of the rotor 4 can be linked to the stator winding 3 more effectively.
  • a highly efficient synchronous motor can be realized.
  • FIG. 17 shows a radial magnetic attraction force over one cycle of the energized current waveform when the synchronous motor shown in FIG. 1 according to the first embodiment and the synchronous motor shown in FIG. 17 are driven by the 120 ° rectangular wave drive method. It is a figure which shows the comparative example of the Lissajous waveform which shows the locus
  • the example shown in FIG. 18 shows an example in which the locus of the magnetic attraction force in the radial direction over one cycle of the energization current waveform in the 120 ° rectangular wave driving method is obtained by magnetic field analysis.
  • the radial magnetic attractive force (the locus indicated by the broken line in the figure) of the synchronous motor having the structure shown in FIG. 17 is the same as that of the 8-pole 9-slot synchronous motor shown in FIG.
  • the range of change in the magnetic attractive force in the radial direction is large and a large electromagnetic excitation force is generated.
  • the possibility of vibration and noise from the motor body increases.
  • the teeth 2 provided on the stator 1 facing the rotor 4 are formed at equal angular intervals (mechanical angle 40 °) in the circumferential direction toward the axial center, and the slot openings 9 between the teeth 2 are formed.
  • the circumferential width is preferably uniform over the entire circumference.
  • the synchronous motor driven by the drive circuit, and the synchronous motor drive method the 10-pole 9-slot winding coefficient is relatively high.
  • the energization phase of the rectangular wave current is compared to the energization phase that is the minimum current when generating the target torque. Since the electrical angle is within the range of ⁇ 10 ° to + 5 °, the generation of the electromagnetic excitation force in the radial direction can be suppressed without greatly changing the magnetic attraction force when switching between energization and non-energization. Therefore, vibration and noise generated from the synchronous motor main body can be suppressed, and noise can be reduced.
  • the rectangular wave drive method does not require the control means to be configured using a high-performance microcomputer, etc., so the cost of the control means can be reduced.
  • the circuit configuration can be simplified, the size can be reduced. For this reason, the cost increase of the system including the synchronous motor and the control means can be suppressed, and the size can be reduced.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of the blower according to the second embodiment.
  • the outdoor unit of the air conditioner is shown as an example of a blower to which the synchronous motor according to the first embodiment is applied, and the front view of the outdoor unit of the air conditioner (FIG. 19A) and A cross-sectional view (FIG. 19B) is shown.
  • An outdoor unit 500 of an air conditioner shown in FIG. 19 uses the 10-pole 9-slot synchronous motor 502 driven by the rectangular wave driving method described in Embodiment 1 as a synchronous motor that drives a fan 501 in the form of a propeller. ing. Further, a vibration isolating member 503 is attached to an attachment portion between the fan 501 and the output shaft of the synchronous motor 502 and an attachment portion between the synchronous motor 502 and the casing of the outdoor unit 500.
  • the synchronous motor 502 having 10 poles and 9 slots has a high winding coefficient and high efficiency, so that the power consumption of the outdoor unit 500 can be reduced.
  • the power consumption of the harmony machine can be reduced.
  • the synchronous motor 502 When the synchronous motor 502 is driven by the rectangular wave driving method, the torque is reduced at the moment when the energized phase is switched. When this torque fluctuation (torque ripple) is transmitted to the fan 501, the fan 501 rotates while vibrating due to the torque ripple of the synchronous motor 502, and noise is generated. In this embodiment, the fan 501 and the synchronous motor 502 are rotated. Since the anti-vibration member 503 is attached to the attachment portion with the output shaft to attenuate the vibration, noise generated from the fan 501 can be suppressed.
  • the vibration isolating member 503 is also attached to the attachment portion between the synchronous motor 502 and the casing of the outdoor unit 500 so as to have a vibration isolating structure, which is caused by the torque ripple of the synchronous motor 502 propagating to the casing of the outdoor unit 500. Vibration can be attenuated and noise generated from the casing of the outdoor unit 500 can be suppressed.
  • a 10-pole, 12-slot or 8-pole, 9-slot synchronous motor when driven by a rectangular wave drive method, as described in Embodiment 1, switching between energization / non-energization of the energization current waveform is abrupt.
  • the magnetic attractive force fluctuates, a large radial electromagnetic excitation force is generated and natural vibration is generated, and noise generated from the synchronous motor main body is large due to the natural vibration.
  • the outdoor unit 500 of the present embodiment uses a 10-pole 9-slot synchronous motor 502 with small fluctuations in magnetic attractive force in switching between energization / non-energization of the energization current waveform even when driven by the rectangular wave driving method,
  • By switching the energization phase of the rectangular wave current within the range of -10 ° to + 5 ° in electrical angle with respect to the energization phase that is the minimum current when generating the target torque switching between energization / non-energization
  • the generated radial electromagnetic excitation force can be reduced, and noise generated from the main body of the synchronous motor 502 can be suppressed.
  • the vibration and noise due to the electromagnetic excitation force in the radial direction when driven by the high-efficiency and rectangular wave driving method described in the first embodiment Since the propeller-type fan of the outdoor unit of the air conditioner is driven using a synchronous motor that can be suppressed, the outdoor unit that consumes less power and can reduce noise, and this outdoor unit is The air conditioner used can be realized, and further, the outdoor unit and the air conditioner can be reduced in cost and size.
  • vibration and noise of the outdoor unit of the air conditioner are mainly generated from the refrigerant compressor, but depending on the operating conditions, the operating frequency of the compressor may be lowered or stopped. In some cases, in this case, vibration and noise generated from a blower configured as an outdoor unit may be conspicuous. In addition, since the output required for the blower is large compared to the indoor unit, when an electromagnetic excitation force is generated, a large electromagnetic excitation force is generated according to the output of the synchronous motor. When vibration and noise occur, it becomes a problem as vibration and noise of the outdoor unit.
  • blower of the present embodiment can suppress vibration and noise generated from the synchronous motor main body, it is possible to realize a highly efficient, low vibration and low noise air conditioner while being low in cost.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of the blower according to the third embodiment.
  • the indoor unit of the air conditioner is illustrated as an example of a blower to which the synchronous motor according to the first embodiment is applied, and a front view of the indoor unit of the air conditioner is illustrated.
  • An indoor unit 600 of an air conditioner shown in FIG. 20 includes a 10-pole 9-slot synchronous motor 602 driven by the rectangular wave driving method described in Embodiment 1 as a synchronous motor that drives a fan 601 in a line flow configuration. Used.
  • a vibration isolation member 603 is attached to an attachment portion between the fan 601 and the output shaft of the synchronous motor 602 and an attachment portion between the synchronous motor 602 and the casing of the indoor unit 600.
  • the 10-pole, 9-slot synchronous motor 602 has a high winding coefficient and high efficiency, so that power consumption of the indoor unit 600 can be reduced.
  • the power consumption of the harmony machine can be reduced.
  • the vibration isolating member 603 is attached to the attachment portion between the fan 601 and the output shaft of the synchronous motor 602 to reduce the vibration, noise generated from the fan 601 can be suppressed. it can. Further, since the vibration isolating member 603 is also attached to the attachment portion between the synchronous motor 602 and the casing of the indoor unit 600 to form a vibration isolating structure, it is caused by the torque ripple of the synchronous motor 602 propagating to the casing of the indoor unit 600. Vibration can be attenuated and noise generated from the housing of the indoor unit 600 can be suppressed.
  • a 10-pole, 12-slot or 8-pole, 9-slot synchronous motor when driven by a rectangular wave drive method, as described in Embodiment 1, switching between energization / non-energization of the energization current waveform is abrupt.
  • the magnetic attractive force fluctuates, a large radial electromagnetic excitation force is generated and natural vibration is generated, and noise generated from the synchronous motor main body is large due to the natural vibration.
  • the indoor unit 600 of the present embodiment uses a 10-pole 9-slot synchronous motor 602 that has a small fluctuation in magnetic attraction force in switching between energization / non-energization of the energization current waveform even when driven by the rectangular wave driving method,
  • the electrical angle is within the range of -10 ° to + 5 °. Radial electromagnetic excitation force generated in energization switching can be reduced, and noise generated from the main body of the synchronous motor 602 can be suppressed.
  • the sine wave drive method in order to suppress the noise generated from the 10-pole 12-slot or 8-pole 9-slot synchronous motor main body, it is necessary to drive by the sine wave drive method, but as described above, the sine wave drive method is realized. In order to achieve this, for example, a very advanced control technique such as vector control is required. Therefore, it is necessary to configure the control means using a microcomputer capable of advanced waveform generation processing, which increases the cost and size of the control means. Will lead to a change. In indoor unit 600 of this embodiment, by using synchronous motor 602 having 10 poles and 9 slots, noise generated from the main body of synchronous motor 602 can be suppressed even when driven by a rectangular wave driving method. The control means can be configured at a lower cost than the configuration driven by the sine wave driving method.
  • the vibration / noise caused by the electromagnetic excitation force in the radial direction when driven by the high-efficiency and rectangular wave driving method described in the first embodiment since the air conditioner indoor unit line-flow fan is driven using a controllable synchronous motor, the indoor unit consumes less power and can be reduced in noise. It is possible to realize an air conditioner using the above, and it is possible to reduce the cost and size of these indoor units and air conditioners.
  • the vibration and noise of the indoor unit of the air conditioner are dominated by the vibration and noise generated from the fan or the synchronous motor.
  • the indoor unit of the air conditioner installed indoors is required to be quiet.
  • blower of the present embodiment can suppress vibration and noise generated from the synchronous motor main body, it is possible to realize a highly efficient, low vibration and low noise air conditioner while being low in cost.
  • the synchronous motor described in the first embodiment is driven by the rectangular wave driving method, both high efficiency and low noise can be achieved, and a product group that requires energy saving and low cost. It is possible to ensure the compatibility of the drive circuit of the synchronous motor with the low-priced product group that is required, and it is possible to share the drive circuit. Furthermore, by using an inexpensive one-chip IC or the like Since the control means can be configured and the size can be reduced, the synchronous motor can be easily built in the housing.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
  • the present invention is useful for a three-phase synchronous motor using a permanent magnet as a rotor, and is particularly suitable for a configuration in which a 10-pole, 9-slot synchronous motor is driven by a rectangular wave system.

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Abstract

　高効率、且つ、矩形波駆動方式により駆動する際のラジアル方向の電磁加振力による振動・騒音を抑制可能な同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法を得る。永久磁石６により構成される１０極の磁極を有する回転子４と、回転子４に対向する９つのティース２に巻線３が集中巻きで巻回された固定子１とを備える同期電動機の駆動回路１００であって、複数のスイッチング素子２０１ａ～２０１ｆがブリッジ接続されて構成されるインバータ２００と、巻線３に矩形波状の電流を通電するようにインバータ２００を制御する制御手段３００とを備え、矩形波状の電流の通電位相を、当該同期電動機の目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲で運転するようにした。

Description

同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法
　本発明は、同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法に関する。
　送風機や空気調和機等のファンを駆動する電動機としては、運転時の消費電力低減のため、回転子に永久磁石を用いた同期電動機を用いることが多くなってきている。このような永久磁石を用いた同期電動機の駆動方式としては、回転子の磁極位置を検出し、半導体素子や電子部品で構成されるインバータを用いて、回転子の磁極位置に同期した駆動電流を固定子巻線に通電する矩形波駆動方式や正弦波駆動方式が一般的である。例えば、三相同期電動機を駆動する際に用いられる１２０°矩形波駆動方式は、各相毎に６０°ずつずれたタイミングで、１２０°正方向通電→６０°非通電→１２０°逆方向通電→６０°非通電を繰り返すことにより、三相のうちの何れか二相の固定子巻線が通電することにより駆動するものであるが、このような矩形波駆動方式は、正弦波駆動方式に比べてシンプルな制御機構で実現可能であり、低コスト化に寄与することができる。
　また、固定子巻線をティースに集中的に巻回する三相同期電動機では、回転子に用いる永久磁石の磁極数と固定子のスロット数（＝ティース数）との比率が２：３で構成されることが多い。これに対して、永久磁石が発生する磁束をより有効に固定子の巻線に鎖交させることのできる磁極数とスロット数との組み合わせを用いた同期電動機が存在することが知られている（例えば、特許文献１，２）。このような磁極数とスロット数の組み合わせを用いた同期電動機は、モータ内部の損失が少なく、高効率な同期電動機を実現することが可能である。
特開昭６２－１１０４６８号公報 特開平９－１７２７６２号公報
　同期電動機において、出力するトルクに脈動成分が含まれると、周方向の電磁加振力の変動によりファンが振動して騒音発生の原因となる。また、固定子巻線への通電電流が急激に変化すると、その通電電流の急激な変化に伴う電磁力の急激な変化によって回転子と固定子との間の磁気吸引力が変動してラジアル方向の電磁加振力が発生し、同期電動機本体が振動して騒音を発生させる場合がある。
　ファンの振動により発生する騒音は、ファンと同期電動機の出力軸との間に、エラストマー等の弾性材料により形成された部材を設け、同期電動機の出力トルクリップルの伝達を減衰させることで抑制可能であるが、同期電動機本体の振動・騒音を抑えるためには、ラジアル方向の電磁加振力を抑制する必要がある。
　上記特許文献では、巻線利用率（巻線係数）の向上とコギングトルクの抑制とを実現可能な磁極数とスロット数との組み合わせが開示されているが、矩形波駆動方式により駆動する場合、回転子の回転軸に対して固定子巻線への通電電流により発生する回転磁界が通電電流の急激な変化により不均等に発生する組み合わせが存在し、このような場合、回転子の永久磁石と固定子との間で吸引、反発する力が回転軸に対してアンバランスに働き、ラジアル方向に大きな電磁加振力が発生して同期電動機本体の振動・騒音の発生要因となる場合がある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高効率、且つ、矩形波駆動方式により駆動する際のラジアル方向の電磁加振力による振動・騒音を抑制可能な同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる同期電動機の駆動回路は、永久磁石により構成される１０極の磁極を有する回転子と、前記回転子に対向する９つのティースに巻線が集中巻きで巻回された固定子と、を備える同期電動機の駆動回路であって、複数のスイッチング素子がブリッジ接続されて構成されるインバータと、前記巻線に矩形波状の電流を通電するように前記インバータを制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記電流の通電位相を、当該同期電動機の目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲で運転することを特徴とする。
　本発明によれば、高効率、且つ、矩形波駆動方式により駆動する際のラジアル方向の電磁加振力による振動・騒音が抑制可能になる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる同期電動機の横断面図である。 図２は、実施の形態１にかかる同期電動機とその駆動回路との接続例を示す図である。 図３は、回転子の極数と固定子のスロット数（巻線数）との組み合わせにより決まる巻線係数の一例を示す図である。 図４は、集中巻き構造の９スロットの同期電動機の横断面に対し、直交する２軸（Ｘ軸およびＹ軸）を定義した図である。 図５は、正弦波駆動方式により８極９スロットの同期電動機を駆動した場合における図４に示すＸ軸方向およびＹ軸方向の磁気吸引力の回転角に対する変化を示す図である。 図６は、図５に示す正弦波状の磁気吸引力の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形を示す図である。 図７は、集中巻き構造の１０極９スロットおよび８極９スロットの同期電動機における発生トルクと磁気吸引力との関係を示す図である。 図８は、１２０°矩形波駆動方式において各相の固定子巻線に流れる通電電流波形の１周期を示す図である。 図９は、８極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した際の通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形を示す図である。 図１０は、１０極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した際の通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形を示す図である。 図１１は、１０極１２スロットの同期電動機の横断面図である。 図１２は、８極１２スロットの同期電動機の横断面図である。 図１３は、１２０°矩形波駆動方式における通電開始タイミングと発生トルクとの関係を示す図である。 図１４は、１０極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式で駆動する際の通電開始タイミングと磁気吸引力との関係を示す図である。 図１５は、最大トルク発生位相を基準として、通電開始タイミングを変化させた場合の微小時間における磁気吸引力の変化量を示す図である。 図１６は、誘起電圧のゼロクロスに対する通電開始タイミングと実施の形態１にかかる同期電動機の固定子鉄心に発生する鉄損との関係を示す図である。 図１７は、各相の中央のティースを軸心に向かって周方向に等角度間隔（機械角１２０°）とし、各相毎の３つのティースを軸心に向かって周方向に等角度間隔（機械角３６°）で形成した例を示す図である。 図１８は、実施の形態１にかかる図１に示す同期電動機と図１７に示す同期電動機とを１２０°矩形波駆動方式により駆動した際の通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形の比較例を示す図である。 図１９は、実施の形態２にかかる送風機の一例を示す図である。 図２０は、実施の形態３にかかる送風機の一例を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機および、その同期電動機を用いた送風機および、その送風機を用いた空気調和機ならびに、同期電動機の駆動方法について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる同期電動機の横断面図である。本実施の形態では、図１に示すように、固定子１の内周面に対向して永久磁石を配置した回転子４を用いた同期電動機である場合の例について説明する。
　固定子１は、軸心１０を中心とする円環状の鉄心に９個の突起状の鉄心（以下、「ティース」という）２が軸心１０に向かって周方向に等角度間隔（機械角４０°）で形成され、各ティース２間に各ティース２に巻回される固定子巻線３を収容する９個のスロット７が形成される。各ティース２は、隣り合う３個ずつの３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相；各１２０°）に区分され、各スロット７の矢示方向に各相の固定子巻線３が集中巻きで巻回されている。各ティース２への固定子巻線３の巻回方向は、各相の隣り合うティース２間で逆向きとなり、各相間で隣り合うティース２間で同じ向きとなっている。
　なお、本実施の形態では、上述したように回転子４に対向して固定子１に設けられるティース２を軸心１０に向かって周方向に等角度間隔（機械角４０°）で形成しているので、ティース２の回転子４に対向する先端部（以下、「ティース先端部」という）８の周方向幅、および、各ティース２間の各スロット７における開口部（以下、「スロット開口部」という）９の周方向幅を全周において均一としている。
　回転子４は、軸心１０を中心とする円柱状のバックヨーク５の外周面に、異なる極性の磁極を交互にして周方向に等角度間隔（機械角３６°）で１０極の永久磁石６が配置され、各ティース２の内側に固定子１に対向して回転可能に配置されている。なお、図１に示す例では、送風機等に用いる比較的出力が小さい同期電動機の例を示しており、永久磁石６としては、例えば、フェライト磁石等の比較的安価で磁力が低い材料を用いている。また、図１に示す例では、永久磁石６として、瓦状の焼結磁石を磁性体のバックヨーク５の表面に配置した例を示しているが、樹脂と磁粉を混合した材料を用いて、リング状に成形したボンドマグネットを用いてもよい。
　図２は、実施の形態１にかかる同期電動機とその駆動回路との接続例を示す図である。図２に示すように、本実施の形態にかかる同期電動機を駆動する駆動回路１００は、直流電源４００から直流電力を供給され、複数のスイッチング素子２０１ａ，２０１ｂ，２０１ｃ，２０１ｄ，２０１ｅ，２０１ｆがフルブリッジ接続されて構成されるインバータ２００と、そのインバータ２００を構成する各スイッチング素子２０１ａ，２０１ｂ，２０１ｃ，２０１ｄ，２０１ｅ，２０１ｆを制御する制御手段３００とを含み構成される。
　制御手段３００は、回転子４の磁極位置に応じて、つまり、各相の固定子巻線３に発生する誘起電圧に同期して各相の固定子巻線３毎に一定の電圧を順次印加するようにインバータ２００を制御し、矩形波状の電流を通電する１２０°矩形波駆動方式により同期電動機を駆動する。ここで、同期電動機の各相の固定子巻線３に印加する電圧の調整手法により本発明が限定されるものではないことは言うまでもなく、例えば、各スイッチング素子２０１ａ，２０１ｂ，２０１ｃ，２０１ｄ，２０１ｅ，２０１ｆを高周波スイッチング制御し、通電／非通電の時間幅を調整するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる方式を用いてもよいし、直流電源４００から出力される直流母線電圧を調整する方式を用いてもよい。
　つぎに、図１および図２を用いて説明した実施の形態１にかかる同期電動機の作用・効果について説明する。
　集中巻き構造の永久磁石同期電動機では、その性能指標として、周方向において１つの磁極が占める角度と１つのティースが占める角度とから算出される「巻線係数」が用いられることが多い。
　この巻線係数が大きいほど、より効率的に永久磁石から得られる磁束を固定子の巻線に鎖交させることができ、同一の電流で得られるトルクが大きくなり、同期電動機の高出力化、あるいは高効率化に有利となる。
　図３は、回転子の極数と固定子のスロット数（巻線数）との組み合わせにより決まる巻線係数の一例を示す図である。図３に示す組み合わせ例では、８極あるいは１０極の回転子と９スロットの固定子との組み合わせが最も巻線係数が大きい。つまり、８極９スロットあるいは１０極９スロットの組み合わせの同期電動機を用いることで、図３に示す他の組み合わせ例の同期電動機を用いるよりも高効率化が可能である。
　その一方で、集中巻き構造の１０極９スロットあるいは８極９スロットのような同期電動機では、回転子の永久磁石と固定子との間で吸引、反発する力が回転子の回転軸に対してアンバランスに働き、ラジアル方向の磁気吸引力が大きくなることが知られている。
　つぎに、正弦波駆動方式により同期電動機を駆動する例について、図４から図７を参照して説明する。図４は、集中巻き構造の９スロットの同期電動機の横断面に対し、直交する２軸（Ｘ軸およびＹ軸）を定義した図である。また、図５は、正弦波駆動方式により８極９スロットの同期電動機を駆動した場合における図４に示すＸ軸方向およびＹ軸方向の磁気吸引力の回転角に対する変化を示す図である。図５に示す例では、図４中に示したＸ軸方向およびＹ軸方向において、回転子４が回転する際に回転子１に発生する磁気吸引力を磁界解析により求めた例を示している。ここでは、８極９スロットの同期電動機の固定子巻線３に正弦波電流を通電し、図４中に実線矢示した反時計方向に回転子４が回転して、磁極位置に応じて各相の固定子巻線３に正弦波電流を通電することでトルクを発生し、図中に実線矢示した反時計方向に回転子が回転する例を示している。
　図５に示すように、８極９スロットの同期電動機を正弦波駆動方式により駆動した場合には、回転子４と固定子１との間には、回転子４の回転と共に、４５°を１周期とする磁気吸引力、つまり、回転子４の１回転中に８周期分となる正弦波状の磁気吸引力が発生する。なお、図示はしていないが、図１に示した１０極９スロットの同期電動機を正弦波駆動方式により駆動した場合には、回転子４の１回転中に１０周期分となる正弦波状の磁気吸引力が発生する。
　図６は、図５に示す正弦波状の磁気吸引力の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形を示す図である。図６に示すように、同期電動機を正弦波駆動方式により駆動する場合には、回転子４の回転にあわせて円状の軌跡を描くラジアル方向の磁気吸引力がほぼ一定の力で方向を変えながら発生する。つまり、同期電動機を正弦波駆動方式により駆動する場合には、ラジアル方向の磁気吸引力の変化は極めて小さい。
　図７は、集中巻き構造の１０極９スロットおよび８極９スロットの同期電動機における発生トルクと磁気吸引力との関係を示す図である。図７に示す例では、１０極９スロットの同期電動機と８極９スロットの同期電動機とで固定子１を同一形状とし、同等の磁力を有する永久磁石６を用いて、磁気吸引力の相対値を比較した例を示している。
　図７に示すように、発生トルクが大きくなるに従い磁気吸引力が大きくなるが、１０極９スロットの同期電動機と８極９スロットの同期電動機とを比較すると、１０極９スロットの同期電動機の磁気吸引力の方が８極９スロットの同期電動機の磁気吸引力よりも小さく、具体的には、８極９スロットの同期電動機の磁気吸引力の１／４以下となっている。
　つぎに、１２０°矩形波駆動方式により同期電動機を駆動する例について、図８から図１２を参照して説明する。
　比較的出力の小さい同期電動機では、磁極センサー等の固定子の位置検出が可能な位置検出センサーを具備し、この位置検出センサーから出力される信号に同期して各相の固定子巻線への通電を切り替えることにより駆動する、所謂、矩形波駆動方式を用いる場合が多い。この場合には、上述した正弦波駆動方式とは異なり、同期電動機に通電される電流は矩形波状となる。このような矩形波駆動方式では、正弦波駆動方式に比べてシンプルな制御機構で実現可能であり、低コスト化に寄与することができる。
　上述したように、本実施の形態では、図１に示す構造の１０極９スロットの三相同期電動機において、各相の固定子巻線３に発生する誘起電圧に同期して各相の固定子巻線３毎に一定の電圧を順次印加し、矩形波状の電流を通電する１２０°矩形波駆動方式により同期電動機を駆動する。
　図８は、１２０°矩形波駆動方式において各相の固定子巻線に流れる通電電流波形の１周期を示す図である。図８に示すように、１２０°矩形波駆動方式では、各相毎に６０°ずつずれたタイミングで、１２０°正方向通電（１２０°～２４０°）→６０°非通電（２４０°～３２０°）→１２０°逆方向通電（３２０°～６０°）→６０°非通電（６０°～１２０°）を１周期とする矩形波状の電流を通電する。この１２０°矩形波駆動方式により、三相のうちの何れか二相の固定子巻線３が通電することにより、回転子４が同期回転する。このような矩形波駆動方式では、図８に示すように、通電／非通電の切り替わりにおいて通電電流が急激に変化する。
　図９は、８極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した際の通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形を示す図である。また、図１０は、１０極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した際の通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形を示す図である。図９および図１０に示す例では、１２０°矩形波駆動方式における通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を磁界解析により求めた例を示している。
　図９に示すように、８極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した場合には、通電電流波形の通電／非通電の切り替わりにおいてラジアル方向の磁気吸引力が急激に変化している。このラジアル方向の磁気吸引力の急激な変化は、インパルス的な加振力が同期電動機に加えられることと等価であり、通電電流波形の通電／非通電の切り替わりにおいて固有振動が発生し、その固有振動の周波数の騒音が発生することとなる。以下、ラジアル方向の磁気吸引力の変化により発生する加振力を「ラジアル方向の電磁加振力」という。
　一方、１０極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した場合には、８極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動した場合とは異なり、図１０に示すように、通電電流波形の通電／非通電の切り替わりにおいてラジアル方向の磁気吸引力が急激に変化する現象が見られず、ラジアル方向の電磁加振力はほとんど発生していない。つまり、１０極９スロットの同期電動機では、１２０°矩形波駆動方式により駆動した場合でも、通電電流波形の通電／非通電の切り替わりにおけるラジアル方向の電磁加振力を抑制することができ、このラジアル方向の電磁加振力による振動・騒音を抑制することができる。
　図１１は、１０極１２スロットの同期電動機の横断面図である。図１１に示す１０極１２スロットの同期電動機では、図３に示したように、１０極９スロットおよび８極９スロットの同期電動機に次いで巻線係数が高い。また、スロット数が多く巻線を分散させることでコイルエンドが小さくなるため、電動機形状が扁平になるほど高効率化に適している。
　しかしながら、１０極１２スロットの同期電動機は、一般に、図１１に示すように、各相の固定子巻線３が回転子４の軸心１０に対して各相毎に対向する２カ所に集中して配置されるため、図中に矢示したように、各相毎に、回転子４の永久磁石６と各相の固定子巻線３が巻回されたティース２との間で吸引、反発する力（以下、「磁気吸引・反発力」という）が軸心１０に対して対向する２方向から加わることとなり、固定子１に対して楕円形状の磁気吸引・反発力が作用する。このため、固定子１が楕円形状に変形、振動しやすい。なお、図１１に示す例では、回転子４の永久磁石６とＵ相の固定子巻線３が巻回されたティース２との間に生じる磁気吸引・反発力を図示している。
　このような１０極１２スロットの同期電動機を矩形波駆動方式により駆動した場合、通電電流波形の通電／非通電の切り替わりにおいて、固定子１に対して楕円形状に作用する磁気吸引・反発力が急激に変動するため、ラジアル方向の電磁加振力が大きくなり、このラジアル方向の電磁加振力による固有振動周波数の騒音が大きくなる。
　このため、図１１に示す１０極１２スロットの同期電動機では、各相の固定子巻線３への通電電流の変化が緩やかな正弦波駆動方式を用いて駆動するのが望ましいが、正弦波駆動方式は、各相の固定子巻線３に印加する電圧を正弦波状に変化させるために、例えばベクトル制御等の極めて高度な制御技術が必要となるため、制御機構が矩形波駆動方式よりも複雑化し、高度な波形生成処理が可能なマイコン等を用いて制御手段を構成する必要があり、また、制御手段を構成する回路構成も複雑化するため、制御手段の高コスト化や大型化を招くこととなる。
　図１２は、８極１２スロットの同期電動機の横断面図である。図１２に示す例においても、回転子４の永久磁石６とＵ相の固定子巻線３が巻回されたティース２との間に生じる磁気吸引・反発力を図示している。図１２に示す８極１２スロットの同期電動機では、各相の固定子巻線３が各相毎に９０°間隔で４カ所に分散されて配置されており、固定子１に対して作用する磁気吸引・反発力も互いに直交する方向に発生するため（図中の矢示方向）、矩形波駆動方式により駆動した場合でも、通電電流波形の通電／非通電の切り替わりにおけるラジアル方向の電磁加振力も均等になり、ラジアル方向の電磁加振力による固有振動周波数の騒音も小さくなる。ただし、８極１２スロットの同期電動機は、図３にも示しているように、他の極数／スロット数の組み合わせの同期電動機よりも巻線係数が低いため、効率面では不利である。
　つぎに、実施の形態１にかかる同期電動機における矩形波駆動方式について、図１３から図１６を参照して説明する。図１３は、１２０°矩形波駆動方式における通電開始タイミングと発生トルクとの関係を示す図である。
　矩形波駆動方式では、上述したように、各相の固定子巻線３に発生する誘起電圧に同期して各相の固定子巻線３毎に一定の電圧を順次印加し、矩形波状の電流を通電することで、同期電動機を駆動する。この矩形波駆動方式においては、誘起電圧に対して、どのようなタイミング（位相）で電流を通電するかにより、発生トルクの大きさが変化する。一般に、同一の電流値で最も大きなトルクを発生させるためには、上述した１２０°矩形波駆動方式において、図１３に示すように、誘起電圧のゼロクロスから３０°進んだタイミングで通電を開始するのが望ましいが、例えば、通電開始タイミングが最大トルク発生位相から±１０°ずれていても、最大トルク発生位相における発生トルクに対して９８％以上となり、通電開始タイミングが最大トルク発生位相から±５°の範囲内では、最大トルク発生位相における発生トルクに対して９９．５％以上となるため、同期電動機の特性に大きな影響は与えない。
　図１４は、１０極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式で駆動する際の通電開始タイミングと磁気吸引力との関係を示す図である。図１４において、縦軸は磁気吸引力を示し、横軸は電気角を示している。
　図１４に示すように、上述した最大トルク発生位相、つまり、誘起電圧のゼロクロスから３０°進んだタイミングで通電を開始した場合（図１４中の実線）、および、最大トルク発生位相からさらに１０°進んだ位相、つまり、誘起電圧のゼロクロスから４０°進んだタイミングで通電を開始した場合には（図１４中の一点鎖線）、磁気吸引力は、電気角に対して正弦波状に変化しているが、最大トルク発生位相から１０°遅れた位相、つまり、誘起電圧のゼロクロスから２０°進んだタイミングで通電を開始した場合には（図１４中の破線）、磁気吸引力は、電気角６０°および電気角１２０°付近で大きく変動している。このような磁気吸引力の急激な変動が生じると、この変動分がラジアル方向の電磁加振力となり、同期電動機の振動・騒音の発生要因となる。
　図１５は、最大トルク発生位相を基準として、通電開始タイミングを変化させた場合の微小時間における磁気吸引力の変化量を示す図である。図１５に示すように、最大トルク発生位相を基準として、通電開始タイミングが－１０°から＋５°までの範囲では、最大トルク発生位相における磁気吸引力の変化量との差が極めて小さい。つまり、通電開始タイミングの許容範囲を、最大トルク発生位相を基準として、－１０°から＋５°までの範囲とすれば、磁気吸引力の変動を抑制することができ、同期電動機本体から発生する振動や騒音を抑えることができる。言い換えれば、目標とするトルクを発生させる際に、電流が最小となる通電位相に対して、通電位相を－１０°から＋５°までの範囲で運転することで、低振動・低騒音な同期電動機を実現できる。
　図１６は、誘起電圧のゼロクロスに対する通電開始タイミングと実施の形態１にかかる同期電動機の固定子鉄心に発生する鉄損との関係を示す図である。図１６に示す例において、縦軸は、上述した最大トルク発生位相、つまり、誘起電圧のゼロクロスから３０°進んだタイミングで通電を開始した場合の鉄損を基準とした鉄損比率を示している。
　図１６に示すように、固定子１の鉄心に発生する鉄損は、通電開始タイミングを進めることで、回転子４の永久磁石６から発生する磁束に対し、矩形波状の電流を通電することによって固定子巻線３に発生する磁束により打ち消すような効果（弱め界磁の効果）が得られるため、固定子１の鉄心の磁束密度が低くなり、発生する鉄損が小さくなる。一方、図１３を用いて説明したように、最大トルク発生位相に対して通電開始タイミングを進めると、発生トルクが低下するため、最大トルク発生位相と同様の発生トルクを得ようとすれば、各相の固定子巻線３への通電電流を増やす必要がある。この場合には、銅損が増加するが、固定子１の鉄心に発生する鉄損が低下することによって、同期電動機の効率を向上することができるか、もしくは、銅損と鉄損とのバランスにより、同期電動機の効率の低下を抑制することができる。
　上述したように、最大トルク発生位相、つまり、１２０°矩形波駆動方式においては、各相の固定子巻線３に発生する誘起電圧のゼロクロスから３０°進んだ位相、言い換えれば、目標とするトルクを発生させる際に、電流が最小となる通電位相に対し、－１０°から＋５°までの範囲で運転することで、低振動・低騒音な同期電動機を実現でき、さらに、目標とするトルクを発生させる際に、電流が最小となる通電位相に対し、０°から＋５°までの範囲で運転することで、効率面でも有利な同期電動機が実現可能である。
　なお、本実施の形態では、図１を用いて説明したように、回転子４に対向して固定子１に設けられるティース２を軸心１０に向かって周方向に等角度間隔（機械角４０°）で形成しているので、ティース先端部８の周方向幅が全周において均一であれば、各ティース２間の各スロット開口部９の周方向幅も全周において均一となる。
　一方、１０極９スロットの同期電動機の高効率化のためには、各相毎の３つのティースの間隔（機械角３６°）と回転子４の永久磁石６により形成される磁極の間隔（機械角３６°）とを一致させ、理論的に巻線係数を１．０００とすることが考えられる。
　図１７は、各相の中央のティースを軸心１０に向かって周方向に等角度間隔（機械角１２０°）とし、各相毎の３つのティースを軸心１０に向かって周方向に等角度間隔（機械角３６°）で形成した例を示す図である。
　図１７に示すような構造とすれば、各相毎の３つのティースの間隔（機械角３６°）と回転子４の永久磁石６により形成される磁極の間隔（機械角３６°）とが一致するため、理論的には巻線係数を１．０００とすることができ、回転子４の永久磁石６により発生する磁束をより有効に固定子巻線３に鎖交させることができるため、より高効率な同期電動機を実現することができる。
　しかしながら、図１７に示すように、ティース先端部８の周方向幅が均一であれば、各相のティース２間のスロット開口部９の周方向幅は不均一となり、回転子４に生じる磁気吸引力のバランスが崩れて、ラジアル方向の電磁加振力が増加する。図１８は、実施の形態１にかかる図１に示す同期電動機と図１７に示す同期電動機とを１２０°矩形波駆動方式により駆動した際の通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を示すリサージュ波形の比較例を示す図である。図１８に示す例では、１２０°矩形波駆動方式における通電電流波形の１周期に亘るラジアル方向の磁気吸引力の軌跡を磁界解析により求めた例を示している。
　図１８に示すように、図１７に示す構造の同期電動機のラジアル方向の磁気吸引力（図中の破線で示す軌跡）は、図９に示した８極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式で駆動したような急激な変化はないものの、本実施の形態にかかる同期電動機と比較すると、ラジアル方向の磁気吸引力の変化幅は大きく、大きな電磁加振力が発生することとなり、同期電動機本体から振動・騒音が発生する可能性が高くなる。したがって、回転子４に対向して固定子１に設けられるティース２を軸心に向かって周方向に等角度間隔（機械角４０°）で形成し、各ティース２間の各スロット開口部９の周方向幅は、全周において均一とするのが好ましい。
　なお、上述した例では、１０極９スロットの同期電動機を１２０°矩形波駆動方式により駆動する例について説明したが、例えば、１８０°矩形波駆動方式や、他の矩形波駆動方式であっても同様の効果が得られる。この矩形波駆動方式により本発明が限定されるものではないことは言うまでもない。
　以上説明したように、実施の形態１の同期電動機の駆動回路および、その駆動回路により駆動される同期電動機ならびに、同期電動機の駆動方法によれば、巻線係数が比較的高い１０極９スロットの同期電動機を矩形波駆動方式で駆動することにより、高効率、且つ、安価な制御手段で実現でき、矩形波状の電流の通電位相を、目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲内としたので、通電／非通電の切り替えの際、磁気吸引力が大きく変動することなく、ラジアル方向の電磁加振力の発生を抑制することができるので、同期電動機本体から発生する振動・騒音を抑制することができ、低騒音化が可能となる。
　矩形波駆動方式では、例えばベクトル制御等の複雑な制御を要する正弦波駆動方式とは異なり、高性能なマイコン等を用いて制御手段を構成する必要がないため、制御手段の低コスト化が可能であり、また、回路構成も簡略化できるので、小型化も可能である。このため、同期電動機と制御手段とを含めたシステムのコスト上昇を抑えることができ、小型化も可能である。
実施の形態２．
　図１９は、実施の形態２にかかる送風機の一例を示す図である。図１９に示す例では、空気調和機の室外機を、実施の形態１にかかる同期電動機を適用した送風機の一例として示し、この空気調和機の室外機の正面図（図１９（ａ））および横断面図（図１９（ｂ））を示している。
　図１９に示す空気調和機の室外機５００は、プロペラ形態のファン５０１を駆動する同期電動機として、実施の形態１において説明した矩形波駆動方式により駆動される１０極９スロットの同期電動機５０２を用いている。また、ファン５０１と同期電動機５０２の出力軸との取り付け部、および、同期電動機５０２と室外機５００の筐体との取り付け部には、防振部材５０３を取り付けている。
　実施の形態１において説明したように、１０極９スロットの同期電動機５０２は、巻線係数が高く、高効率であるため、室外機５００の消費電力を低減することができ、延いては、空気調和機の消費電力を低減することができる。
　この同期電動機５０２を矩形波駆動方式により駆動した場合、通電相が切り替わる瞬間にトルクの低下が生じる。このトルクの変動（トルクリップル）がファン５０１に伝達すると、ファン５０１が同期電動機５０２のトルクリップルにより振動しながら回転することとなり騒音が発生するが、本実施の形態では、ファン５０１と同期電動機５０２の出力軸との取り付け部に防振部材５０３を取り付け、振動を減衰させる防振構造としているので、ファン５０１から発生する騒音を抑制することができる。また、同期電動機５０２と室外機５００の筐体との取り付け部分にも防振部材５０３を取り付け、防振構造としているので、室外機５００の筐体に伝播する同期電動機５０２のトルクリップルに起因する振動を減衰させることができ、室外機５００の筐体から発生する騒音を抑制することができる。
　また、１０極１２スロットや８極９スロットの同期電動機では、矩形波駆動方式で駆動した場合には、実施の形態１において説明したように、通電電流波形の通電／非通電の切り替えにおいて急激に磁気吸引力が変動することにより大きなラジアル方向の電磁加振力が生じて固有振動が発生し、その固有振動により同期電動機本体から発生する騒音が大きい。本実施の形態の室外機５００では、矩形波駆動方式で駆動した場合においても通電電流波形の通電／非通電の切り替えにおける磁気吸引力の変動が小さい１０極９スロットの同期電動機５０２を用いると共に、矩形波状の電流の通電位相を、目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲内とすることで、通電／非通電の切り替えにおいて発生するラジアル方向の電磁加振力を小さくすることができ、同期電動機５０２の本体から発生する騒音を抑制することができる。
　また、１０極１２スロットや８極９スロットの同期電動機本体から発生する騒音を抑制するためには、正弦波駆動方式により駆動する必要があるが、上述したように、正弦波駆動方式を実現するためには、例えばベクトル制御等の極めて高度な制御技術が必要となるため、高度な波形生成処理が可能なマイコン等を用いて制御手段を構成する必要があり、制御手段の高コスト化や大型化を招くこととなる。本実施の形態の室外機５００では、１０極９スロットの同期電動機５０２を用いることにより、矩形波駆動方式で駆動した場合においても、同期電動機５０２の本体から発生する騒音を抑制することができるので、正弦波駆動方式により駆動する構成に比べて安価に制御手段を構成することができる。
　以上説明したように、実施の形態２の送風機によれば、実施の形態１において説明した、高効率、且つ、矩形波駆動方式により駆動する際のラジアル方向の電磁加振力による振動・騒音を抑制可能な同期電動機を用いて空気調和機の室外機のプロペラ形態のファンを駆動する構成としたので、消費電力が少なく、且つ低騒音化が可能な室外機、延いては、この室外機を用いた空気調和機を実現可能であり、さらには、これら室外機や空気調和機の低コスト化、小型化が可能である。
　また、空気調和機の室外機の振動や騒音は、一般に、冷媒の圧縮機から発生するものが支配的であるが、運転条件によっては、圧縮機の運転周波数を下げたり、あるいは停止させたりする場合もあり、この場合には、室外機として構成された送風機から発生する振動や騒音が目立ってしまうこともある。また、室内機と比較すると、送風機に要求される出力が大きいため、電磁加振力が発生する場合には、同期電動機の出力に応じて大きな電磁加振力が発生するため、同期電動機本体から振動や騒音が発生すると、室外機の振動や騒音としても問題となってしまう。
　本実施の形態の送風機は、同期電動機本体から発生する振動や騒音を抑制できるため、低コストでありながら、高効率、且つ、低振動、低騒音な空気調和機を実現できる。
実施の形態３．
　図２０は、実施の形態３にかかる送風機の一例を示す図である。図２０に示す例では、空気調和機の室内機を、実施の形態１にかかる同期電動機を適用した送風機の一例として示し、この空気調和機の室内機の正面図を示している。
　図２０に示す空気調和機の室内機６００は、ラインフロー形態のファン６０１を駆動する同期電動機として、実施の形態１において説明した矩形波駆動方式により駆動される１０極９スロットの同期電動機６０２を用いている。また、ファン６０１と同期電動機６０２の出力軸との取り付け部、および、同期電動機６０２と室内機６００の筐体との取り付け部には、防振部材６０３を取り付けている。
　実施の形態１において説明したように、１０極９スロットの同期電動機６０２は、巻線係数が高く、高効率であるため、室内機６００の消費電力を低減することができ、延いては、空気調和機の消費電力を低減することができる。
　この同期電動機６０２を矩形波駆動方式により駆動した場合、実施の形態２において説明したトルクリップルがファン６０１に伝達すると、ファン６０１が同期電動機６０２のトルクリップルにより振動しながら回転することとなり騒音が発生するが、本実施では、ファン６０１と同期電動機６０２の出力軸との取り付け部に防振部材６０３を取り付け、振動を減衰させる防振構造としているので、ファン６０１から発生する騒音を抑制することができる。また、同期電動機６０２と室内機６００の筐体との取り付け部分にも防振部材６０３を取り付け、防振構造としているので、室内機６００の筐体に伝播する同期電動機６０２のトルクリップルに起因する振動を減衰させることができ、室内機６００の筐体から発生する騒音を抑制することができる。
　また、１０極１２スロットや８極９スロットの同期電動機では、矩形波駆動方式で駆動した場合には、実施の形態１において説明したように、通電電流波形の通電／非通電の切り替えにおいて急激に磁気吸引力が変動することにより大きなラジアル方向の電磁加振力が生じて固有振動が発生し、その固有振動により同期電動機本体から発生する騒音が大きい。本実施の形態の室内機６００では、矩形波駆動方式で駆動した場合においても通電電流波形の通電／非通電の切り替えにおける磁気吸引力の変動が小さい１０極９スロットの同期電動機６０２を用いると共に、矩形波状の電流の通電位相を、目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲内とすることで、通電電流波形の通電／非通電の切り替えにおいて発生するラジアル方向の電磁加振力を小さくすることができ、同期電動機６０２の本体から発生する騒音を抑制することができる。
　また、１０極１２スロットや８極９スロットの同期電動機本体から発生する騒音を抑制するためには、正弦波駆動方式により駆動する必要があるが、上述したように、正弦波駆動方式を実現するためには、例えばベクトル制御等の極めて高度な制御技術が必要となるため、高度な波形生成処理が可能なマイコン等を用いて制御手段を構成する必要があり、制御手段の高コスト化や大型化を招くこととなる。本実施の形態の室内機６００では、１０極９スロットの同期電動機６０２を用いることにより、矩形波駆動方式で駆動した場合においても、同期電動機６０２の本体から発生する騒音を抑制することができるので、正弦波駆動方式により駆動する構成に比べて安価に制御手段を構成することができる。
　以上説明したように、実施の形態３の送風機によれば、実施の形態１において説明した、高効率、且つ、矩形波駆動方式により駆動する際のラジアル方向の電磁加振力による振動・騒音を抑制可能な同期電動機を用いて空気調和機の室内機のラインフロー形態のファンを駆動する構成としたので、消費電力が少なく、且つ低騒音化が可能な室内機、延いては、この室内機を用いた空気調和機を実現可能であり、さらには、これら室内機や空気調和機の低コスト化、小型化が可能である。
　空気調和機の室内機の振動や騒音は、ファン、もしくは同期電動機より発生する振動や騒音が支配的であり、特に、室内に設置される空気調和機の室内機には静粛性が求められる。
　本実施の形態の送風機は、同期電動機本体から発生する振動や騒音を抑制できるため、低コストでありながら、高効率、且つ、低振動、低騒音な空気調和機を実現できる。
　また、空気調和機の室内機は、小型化に対する要求が大きく、室内機内の限られた空間の中に、空気調和機に必要な熱交換器、送風機、電動機、制御用の電気回路基板等を配置する必要があるため、電動機や回路基板を配置するためのスペースには制約が多く、省スペース化が求められる。このため、制御手段を含む駆動回路を同期電動機の筐体内部に内蔵することが多い。
　一方で、空気調和機においては、省エネ性への要求も大きく、消費電力低減のため、巻線係数の高い１０極１２スロットあるいは８極９スロットの同期電動機を搭載することも考えられるが、この場合には、実施の形態１において説明したように、矩形波駆動方式では同期電動機本体からラジアル方向の電磁加振力による振動や騒音が発生しやすいため、正弦波駆動方式で駆動する必要があり、制御手段を含む駆動回路のコストアップや大型化が避けられなくなる。また、省エネ性よりも低コストであることが要求される廉価版の製品では、８極１２スロットの同期電動機を矩形波駆動方式で駆動することが多いため、このような製品群とは駆動回路の互換性がない。
　実施の形態１において説明した同期電動機は、矩形波駆動方式で駆動する態様であるため、高効率化と低騒音化とを両立可能であり、省エネ性を要求される製品群と低コストであることが要求される廉価版の製品群とで、同期電動機の駆動回路の互換性を確保することができ、駆動回路の共用化が可能となり、さらには、安価な１チップＩＣ等を利用して制御手段を構成でき、小型化も可能であるので、同期電動機の筐体内部への内蔵が容易となる。
　また、駆動回路を同期電動機の筐体内部に内蔵しない場合でも、制御手段やこの制御手段を含む駆動回路を搭載する回路基板の大型化を抑えることができる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明は、回転子に永久磁石を用いた３相の同期電動機に有用であり、特に、１０極９スロットの同期電動機を矩形波方式により駆動する構成に適している。
　１　固定子、２　ティース、３　固定子巻線、４　回転子、５　バックヨーク、６　永久磁石、７　スロット、８　ティース先端部、９　スロット開口部、１０　軸心、１００　駆動回路、２００　インバータ、２０１ａ，２０１ｂ，２０１ｃ，２０１ｄ，２０１ｅ，２０１ｆ　スイッチング素子、３００　制御手段、５００　室外機、５０１　ファン（プロペラ形態）、５０２　同期電動機、５０３　防振部材、６００　室内機、６０１　ファン（ラインフロー形態）、６０２　同期電動機、６０３　防振部材。

Claims (9)

  1. 　永久磁石により構成される１０極の磁極を有する回転子と、前記回転子に対向する９つのティースに巻線が集中巻きで巻回された固定子と、を備える同期電動機の駆動回路であって、
    　複数のスイッチング素子がブリッジ接続されて構成されるインバータと、
    　前記巻線に矩形波状の電流を通電するように前記インバータを制御する制御手段と、
    　を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記電流の通電位相を、当該同期電動機の目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲で運転する
    　ことを特徴とする同期電動機の駆動回路。
  2. 　永久磁石により構成される１０極の磁極を有する回転子と、前記回転子に対向する９つのティースに巻線が集中巻きで巻回された固定子と、を備える同期電動機の駆動回路であって、
    　複数のスイッチング素子がフルブリッジ接続されて構成されるインバータと、
    　前記巻線に矩形波状の電流を通電するように前記インバータを制御する制御手段と、
    　を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記電流の通電位相を、当該同期電動機の目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で０°から＋５°の範囲で運転する
    　ことを特徴とする同期電動機の駆動回路。
  3. 　前記目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相は、前記巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスに対して、電気角で＋３０°であることを特徴とする請求項１または２に記載の同期電動機の駆動回路。
  4. 　請求項１から３のいずれか一項に記載の同期電動機の駆動回路により駆動されることを特徴とする同期電動機。
  5. 　前記ティースは、前記回転子の軸心に向かって周方向に等角度間隔で形成され、隣り合う前記ティースの間に形成されるスロットの開口部の周方向幅が全周において均一であることを特徴とする請求項４に記載の同期電動機。
  6. 　請求項４または５に記載の同期電動機を用いたことを特徴とする送風機。
  7. 　請求項６に記載の送風機を用いたことを特徴とする空気調和機。
  8. 　永久磁石により構成される１０極の磁極を有する回転子と、前記回転子に対向する９つのティースに巻線が集中巻きで巻回された固定子と、を備え、前記巻線に矩形波状の電流を通電することにより駆動される同期電動機の駆動方法であって、
    　前記電流の通電位相を、当該同期電動機の目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で－１０°から＋５°の範囲で運転する
    　ことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
  9. 　永久磁石により構成される１０極の磁極を有する回転子と、前記回転子に対向する９つのティースに巻線が集中巻きで巻回された固定子と、を備え、前記巻線に矩形波状の電流を通電することにより駆動される同期電動機の駆動回路であって、
    　前記電流の通電位相を、当該同期電動機の目標トルクを発生させる際に最小電流となる通電位相に対して、電気角で０°から＋５°の範囲で運転する
    　ことを特徴とする同期電動機の駆動方法。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI728474B (zh) * 2018-09-21 2021-05-21 日商日本製鐵股份有限公司 電氣機器內之鐵心的激磁系統、電氣機器內之鐵心的激磁方法、程式及逆變器電源的調變動作設定裝置
US20230029076A1 (en) * 2021-07-13 2023-01-26 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Fan assembly and inverter

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106663970A (zh) * 2014-08-01 2017-05-10 比亚乔及C.股份公司 永磁电动机和发电机以及机车中包括该永磁电动机和发电机的混合马达
US9698642B1 (en) * 2015-09-02 2017-07-04 X Development Llc Motor with multi-phase windings and series-stacked inverter
US10326323B2 (en) 2015-12-11 2019-06-18 Whirlpool Corporation Multi-component rotor for an electric motor of an appliance
US10704180B2 (en) 2016-09-22 2020-07-07 Whirlpool Corporation Reinforcing cap for a tub rear wall of an appliance
US10784733B2 (en) * 2016-10-05 2020-09-22 Mitsubishi Electric Corporation Motor and air conditioning apparatus
CN207021795U (zh) * 2017-05-17 2018-02-16 蔚来汽车有限公司 电机定子组件、电机及具有其的电动汽车
US10693336B2 (en) 2017-06-02 2020-06-23 Whirlpool Corporation Winding configuration electric motor
JP7200240B2 (ja) * 2017-12-27 2023-01-06 安徽美芝精密制造有限公司 永久磁石モーター及びコンプレッサー

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007189808A (ja) * 2006-01-12 2007-07-26 Mitsubishi Electric Corp 車両用発電電動機の制御装置
JP2007259541A (ja) * 2006-03-22 2007-10-04 Mitsubishi Electric Corp 永久磁石式電動機
JP2010239767A (ja) * 2009-03-31 2010-10-21 Panasonic Corp モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH088764B2 (ja) 1985-11-08 1996-01-29 株式会社日立製作所 永久磁石界磁形ブラシレスモ−タ
JPH0365094A (ja) * 1989-08-03 1991-03-20 Secoh Giken Inc トルクリプルを除去したリラクタンス型電動機
JP2743918B2 (ja) 1996-12-27 1998-04-28 株式会社日立製作所 永久磁石界磁形ブラシレスモータ
WO2003084034A1 (fr) * 2002-03-29 2003-10-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Moteur
JP4341266B2 (ja) * 2003-03-17 2009-10-07 パナソニック株式会社 ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置
EP1487089A3 (en) * 2003-06-13 2005-04-27 Matsushita Electronics Corporation Permanent magnet motor
JP4468740B2 (ja) 2003-06-13 2010-05-26 パナソニック株式会社 モータ
US7155804B2 (en) * 2003-09-17 2007-01-02 Moog Inc. Method of forming an electric motor
JP4589093B2 (ja) * 2004-12-10 2010-12-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 同期モータ駆動装置及び方法
US7342379B2 (en) * 2005-06-24 2008-03-11 Emerson Electric Co. Sensorless control systems and methods for permanent magnet rotating machines
US7135829B1 (en) * 2005-08-10 2006-11-14 Innovative Power Solutions, Llc Methods and apparatus for controlling a motor/generator
US7116073B1 (en) * 2005-08-10 2006-10-03 Innovative Power Solutions, Llc Methods and apparatus for controlling a motor/generator
EP2192670A1 (de) * 2008-12-01 2010-06-02 Siemens Aktiengesellschaft Permanenterregte Synchronmaschine mit 10 Polen, 12 Nuten und optimierter Läufergeometrie
GB2469129B (en) * 2009-04-04 2013-12-11 Dyson Technology Ltd Current controller for an electric machine
IT1399117B1 (it) * 2010-04-01 2013-04-05 Nuovo Pignone Spa Sistema e metodo di smorzamento del modo torsionale basato su anello ad aggancio di fase
JP5316551B2 (ja) * 2011-01-07 2013-10-16 株式会社デンソー 回転機の制御装置
CN102075128B (zh) * 2011-01-21 2012-11-21 南京航空航天大学 转子磁分路混合励磁同步电机驱动系统及其电流控制方法
US8410737B2 (en) * 2011-02-28 2013-04-02 Deere & Company Device and method for generating an initial controller lookup table for an IPM machine
US9099905B2 (en) * 2012-10-15 2015-08-04 Regal Beloit America, Inc. Radially embedded permanent magnet rotor and methods thereof
CN104885345B (zh) * 2013-01-24 2017-08-22 三菱电机株式会社 同步电动机
US10277099B2 (en) * 2013-09-02 2019-04-30 Mitsubishi Electric Corporation Synchronous motor

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007189808A (ja) * 2006-01-12 2007-07-26 Mitsubishi Electric Corp 車両用発電電動機の制御装置
JP2007259541A (ja) * 2006-03-22 2007-10-04 Mitsubishi Electric Corp 永久磁石式電動機
JP2010239767A (ja) * 2009-03-31 2010-10-21 Panasonic Corp モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI728474B (zh) * 2018-09-21 2021-05-21 日商日本製鐵股份有限公司 電氣機器內之鐵心的激磁系統、電氣機器內之鐵心的激磁方法、程式及逆變器電源的調變動作設定裝置
US20230029076A1 (en) * 2021-07-13 2023-01-26 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Fan assembly and inverter

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