CN204349847U - 同步电动机的驱动电路、同步电动机、鼓风机和空调机 - Google Patents

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Abstract

本实用新型提供一种同步电动机的驱动电路、具备该驱动电路的同步电动机、具备该同步电动机的鼓风机和具备该鼓风机的空调机。该同步电动机，包括：转子（4），其具有由永久磁铁（6）构成的10极的磁极；以及定子（1），其将绕组（3）以集中绕组的方式卷绕于与转子（4）相向的9个齿部（2），该同步电动机的驱动电路（100）包括：逆变器（200），其由多个开关元件（201a～201f）桥式连接而构成；以及控制单元（300），其控制逆变器（200），以使绕组（3）流通矩形波状的电流，并且使矩形波状电流的通电相位为在相对产生该同步电动机的目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为－10°～＋5°的范围内运转。

Description

同步电动机的驱动电路、同步电动机、鼓风机和空调机
技术领域
本实用新型涉及同步电动机的驱动电路、由该驱动电路驱动的同步电动机、使用该同步电动机的鼓风机和使用该鼓风机的空调机。
背景技术
作为驱动鼓风机或空调机等的风扇的电动机，为了减少运转时的消耗电力，越来越多地采用在转子中使用永久磁铁的同步电动机。作为这样的使用永久磁铁的同步电动机的驱动方式，通常采用矩形波驱动方式或正弦波驱动方式，检测转子的磁极位置，并使用由半导体元件和电子部件构成的逆变器，使定子绕组流通与转子的磁极位置同步的驱动电流。例如驱动三相同步电动机时所使用的120°矩形波驱动方式是如下方式：在各相彼此相差60°的定时，反复进行120°正向通电→60°不通电→120°反向通电→60°不通电，由此使三相中的任意两相的定子绕组通电来进行驱动，这样的矩形波驱动方式与正弦波驱动方式相比，能够用简单的控制机构实现，能够有助于实现低成本化。
此外，在将定子绕组集中地卷绕于齿部的三相同步电动机中，一般构成为用于转子使用的永久磁铁的磁极数与定子的齿槽数(齿数)的比率为2：3。与此相对，已知存在如下同步电动机，其采用了能够使永久磁铁产生的磁通更有效地交链于定子绕组的磁极数和齿槽数的组合(例如专利文献1、2)。采用这种磁极数和齿槽数的组合的同步电动机，其电动机内部的损失较少，能够实现高效率的同步电动机。
专利文献1：日本特开昭62-110468号公报
专利文献2：日本特开平9-172762号公报
实用新型内容
在同步电动机中，如果输出的转矩中包含脉动成分，则风扇会因周向的电磁激振力的变动而振动，而成为产生噪音的原因。此外，还存在下述情况：当流向定子绕组的通电电流急剧变化时，伴随该通电电流的急剧变化，电磁力急剧变化，因此转子与定子之间的磁吸力变动并产生径向的电磁激振力，同步电动机主体振动而产生噪音。
因风扇振动而产生的噪音能够通过在风扇与同步电动机的输出轴之间，设置由弹性体等弹性材料形成的部件，使同步电动机的输出转矩脉动的传递衰减来进行抑制，但是要抑制同步电动机主体的振动、噪音，则需要抑制径向的电磁激振力。
在上述专利文献中存在下述问题：虽然公开了能够提高绕组利用率(绕组系数)并且抑制齿槽转矩的磁极数与齿槽数的组合，但是在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下会存在基于流向定子绕组的通电电流产生的旋转磁场因通电电流的急剧变化而产生相对于转子的旋转轴不均等的组合，在这种情况下，在转子的永久磁铁与定子之间，会有吸引、排斥的力相对于旋转轴不平衡地起作用，在径向上产生较大的电磁激振力，而成为同步电动机主体产生振动、噪音的主要原因。
本实用新型是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种高效率的、并且能够抑制在利用矩形波驱动方式进行驱动时因径向的电磁激振力而产生的振动、噪音的同步电动机的驱动电路、由该驱动电路驱动的同步电动机、使用该同步电动机的鼓风机和使用该鼓风机的空调机。
为了解决上述课题而实现实用新型目的，本实用新型涉及的同步电动机的驱动电路，包括：转子，其具有由永久磁铁构成的10极的磁极；以及 定子，其将绕组以集中绕组的方式卷绕于与上述转子相向的9个齿部；并且向上述绕组中通矩形波状的电流以进行驱动，上述同步电动机的驱动电路的特征在于，包括：逆变器，其由多个开关元件桥式连接而构成；以及控制单元，其控制上述逆变器，以使上述电流的通电相位为相对于在产生上述同步电动机的目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为－10°～+5°的范围。
此外，本实用新型涉及的同步电动机的驱动电路，包括：转子，其具有由永久磁铁构成的10极的磁极；以及定子，其将绕组以集中绕组的方式卷绕于与上述转子相向的9个齿部；并且向上述绕组通矩形波状的电流以进行驱动，上述同步电动机的驱动电路的特征在于，包括：逆变器，其由多个开关元件桥式连接而构成；以及控制单元，其控制上述逆变器，以使上述电流的通电相位为相对于在产生上述同步电动机的目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为0°～+5°的范围。
此外，本实用新型涉及的同步电动机，其具备上述的驱动电路。
此外，本实用新型涉及的同步电动机，其中，上述齿部朝向上述转子的轴心且沿周向等角度间隔地形成，在相邻的上述齿部之间形成的齿槽的开口部的周向宽度在整个一周上是均等的。
此外，本实用新型涉及的鼓风机，其具备上述的同步电动机。
此外，本实用新型涉及的空调机，其具备上述的鼓风机。
根据本实用新型，能够起到实现高效率并且能够抑制在利用矩形波驱动方式进行驱动时因径向的电磁激振力而产生的振动、噪音的效果。
附图说明
图1是实施方式1涉及的同步电动机的横截面图。
图2是表示实施方式1涉及的同步电动机及其驱动电路的连接示例的图。
图3是表示由转子的极数和定子的齿槽数(绕组数)的组合决定的绕组系数的一个示例的图。
图4是定义了在集中绕组构造的9槽的同步电动机的横截面上正交的2个轴(X轴和Y轴)的图。
图5是表示在利用正弦波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机的情况下图4所示的X轴方向和Y轴方向的磁吸力相对于旋转角度的变化的图。
图6是表示在图5所示的正弦波状的磁吸力的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。
图7是表示集中绕组构造的10极9槽和8极9槽的同步电动机的产生转矩与磁吸力的关系的图。
图8是表示在120°矩形波驱动方式下通过各相的定子绕组的通电电流波形的1个周期的图。
图9是表示在利用120°矩形波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机时通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。
图10是表示在利用120°矩形波驱动方式驱动10极9槽的同步电动机时通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。
图11是10极12槽的同步电动机的横截面图。
图12是8极12槽的同步电动机的横截面图。
图13是表示120°矩形波驱动方式下的通电开始定时与产生转矩的关系的图。
图14是表示在用120°矩形波驱动方式驱动10极9槽的同步电动机时通电开始定时与磁吸力的关系的图。
图15是表示在使通电开始定时以最大转矩产生相位为基准变化时微小时间内的磁吸力的变化量的图。
图16是表示通电开始定时相对感应电压的零交叉与实施方式1涉及的同步电动机的定子铁芯中产生的铁损的关系的图。
图17是表示使各相的中央的齿部朝向轴心且设其在周向上为等角度间隔(机械角120°)，并且使各相的3个齿部朝向轴心且沿周向等角度间隔(机械角36°)地形成的示例的图。
图18是表示在用120°矩形波驱动方式驱动实施方式1涉及的图1所示的同步电动机和图17所示的同步电动机时通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形的比较示例的图。
图19(a)、(b)是表示实施方式2涉及的鼓风机的一个示例的图。
图20是表示实施方式3涉及的鼓风机的一个示例的图。
符号说明
1  定子
2  齿部
3  定子绕组
4  转子
5  背轭
6  永久磁铁
7  齿槽
8  齿部前端部 
9  齿槽开口部 
10  轴心
100  驱动电路
200  逆变器
201a、201b、201c、201d、201e、201f  开关元件
300  控制单元
500  室外机
501  风扇(螺旋桨型)
502  同步电动机
503  防振部件
600  室内机
601  风扇(轴流型)
602  同步电动机
603  防振部件
具体实施方式
下面参照附图，来说明本实用新型的实施方式涉及的同步电动机的驱动电路、由该驱动电路驱动的同步电动机、使用该同步电动机的鼓风机和使用该鼓风机的空调机。此外，本实用新型不限定于下面所示的实施方式。
实施方式1
图1是实施方式1涉及的同步电动机的横截面图。在本实施方式中，如图1所示，说明同步电动机使用与定子1的内周面相向地配置永久磁铁的转子4的情况下的示例。
在定子1中，以轴心10为中心的圆环状的铁芯上，朝向轴心10且沿周向等角度间隔(机械角40°)地形成有9个突起状的铁芯(下面称为“齿部”)2，在各齿部2间形成有9个齿槽7，用于收容卷绕于各齿部2的定子绕组3。各齿部2以每相邻的3个齿部2为一相而被划分为三相(U相、V相、W相；各120°)，各相的定子绕组3以集中绕组的方式沿各齿槽7的箭头所示的方向卷绕。定子绕组3在各齿部2上卷绕的方向在各相的相邻的齿部2间为相反方向，在各相之间相邻的齿部2间为相同方向。
此外，在本实施方式中，由于如上所述使与转子4相向地配置于定子1的齿部2朝向轴心10且沿周向等角度间隔(机械角40°)地形成，所以使齿部2的与转子4相向的前端部(下面称为“齿部前端部”)8 的周向宽度和各齿部2间的各齿槽7的开口部(下面称为“齿槽开口部”)9的周向宽度在整周上均等。
转子4在以轴心10为中心的圆环状的背轭5的外周面上，以使不同极性的磁极交替的方式沿周向等角度间隔(机械角36°)地配置有10极的永久磁铁6，在各齿部2的内侧与定子1相向地可旋转地配置。此外，在图1所示的示例中，示出了鼓风机等中使用的输出较小的同步电动机的示例，作为永久磁铁6，例如使用铁氧体磁铁等较廉价且磁力较低的材料。此外，在图1所示的示例中，示出了在磁性体的背轭5的表面上配置有瓦状的烧结磁铁作为永久磁铁6的示例，但是也可以采用成型为环状的粘接磁铁，其使用混合有树脂和磁粉的材料。
图2是表示实施方式1涉及的同步电动机及其驱动电路的连接示例的图。如图2所示，用于驱动本实施方式涉及的同步电动机的驱动电路100包括：逆变器200，其从直流电源400被供给直流电力，由多个开关元件201a、201b、201c、201d、201e、201f全桥式连接而构成；以及控制单元300，其对构成该逆变器200的各开关元件201a、201b、201c、201d、201e、201f进行控制。
控制单元300控制逆变器200，以根据转子4的磁极位置、即与各相的定子绕组3中产生的感应电压同步地对各相的每个定子绕组3依次施加固定的电压，利用流通矩形波状电流的120°矩形波驱动方式驱动同步电动机。这里，本实用新型当然不被施加于同步电动机的各相的定子绕组3的电压的调整方法限定，例如可以使用被称为PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)的方式，其对各开关元件201a、201b、201c、201d、201e、201f进行高频开关控制来调整通电/不通电的时间宽度，也可以使用调整从直流电源400输出的直流母线电压的方式。
接着，对使用图1和图2说明了的实施方式1涉及的同步电动机的作用、效果进行说明。
在集中绕组构造的永久磁铁同步电动机中，作为其性能指标，一般使用基于在周向上1个磁极所占的角度和1个齿部所占的角度计算出的“绕组系数”。
随着该绕组系数越大，越能够有效地使从永久磁铁获得的磁通交链于定子绕组，从而由相同电流得到的转矩增大，有利于同步电动机的高输出化或高效率化。
图3是表示由转子的极数和定子的齿槽数(绕组数)的组合决定的绕组系数的一个示例的图。在图3所示的组合示例中，8极或10极的转子和9槽的定子的组合的绕组系数最大。也就是说，通过使用8极9槽或10极9槽的组合的同步电动机，与使用图3所示的其他组合例的同步电动机相比，能够实现高效率化。
另一方面，已知在集中绕组结构的例如10极9槽或8极9槽这样的同步电动机中，在转子的永久磁铁与定子之间有吸引、排斥的力相对于转子的旋转轴不平衡地起作用，使径向磁吸力增大。
接着，参照图4～图7来说明利用正弦波驱动方式驱动同步电动机的示例。图4是定义了在集中绕组构造的9槽的同步电动机的横截面上正交的2个轴(X轴和Y轴)的图。此外，图5是表示在利用正弦波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机的情况下图4所示的X轴方向和Y轴方向的磁吸力相对于旋转角度的变化的图。在图5所示的示例中，示出了通过磁场解析求出在图4中所示的X轴方向和Y轴方向上的转子4旋转时转子1所产生的磁吸力的示例。这里示出了下述示例：使8极9槽的同步电动机的定子绕组3流通正弦波电流，转子4沿图4中实线箭头所示的逆时针方向旋转，通过与磁极位置相应地使各相的定子绕组3流通正弦波电流来产生转矩，使转子沿图中实线箭头所示的逆时针方向旋转。
如图5所示，在利用正弦波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机的情况下，在转子4与定子1之间，随着转子4的旋转，产生以45°为1 个周期的磁吸力、即转子4旋转1周时产生8个周期的正弦波状的磁吸力。此外，图中没有示出，在利用正弦波驱动方式驱动图1所示的10极9槽的同步电动机的情况下，转子4旋转1周时产生10个周期的正弦波状的磁吸力。
图6是表示在图5所示的正弦波状的磁吸力的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。如图6所示，在利用正弦波驱动方式驱动同步电动机的情况下，与转子4的旋转对应地产生保持大致固定的力并改变方向的描绘成圆形轨迹的径向磁吸力。也就是说，在利用正弦波驱动方式驱动同步电动机的情况下，径向磁吸力的变化极小。
图7是表示集中绕组构造的10极9槽和8极9槽的同步电动机的产生转矩与磁吸力的关系的图。在图7所示的示例中示出了如下示例：在10极9槽的同步电动机和8极9槽的同步电动机之间，使定子1为相同形状，并使用具有同等磁力的永久磁铁6，来比较磁吸力的相对值。
如图7所示，磁吸力随着产生转矩增大而增大，但是如果比较10极9槽的同步电动机和8极9槽的同步电动机，则10极9槽的同步电动机的磁吸力小于8极9槽的同步电动机的磁吸力，具体而言，为8极9槽的同步电动机的磁吸力的1/4以下。
接着，参照图8～图12来说明利用120°矩形波驱动方式驱动同步电动机的示例。
在输出较小的同步电动机中，通常使用所谓的矩形波驱动方式，即具备磁极传感器等能够检测定子位置的位置检测传感器，与从该位置检测传感器输出的信号同步地切换对各相的定子绕组的通电来进行驱动。在这种情况下，与上述的正弦波驱动方式不同的是，同步电动机中流通的电流呈矩形波状。在这样的矩形波驱动方式中，与正弦波驱动方式相比，能够以简单的控制机构实现，能够有助于低成本化。
如上所述，在本实施方式中，对于图1所示的构造的10极9槽的三相 同步电动机，与各相的定子绕组3中产生的感应电压同步地对各相的每个定子绕组3依次施加固定的电压，利用流通矩形波状电流的120°矩形波驱动方式驱动同步电动机。
图8是表示在120°矩形波驱动方式下通过各相的定子绕组的通电电流波形的1个周期的图。如图8所示，在120°矩形波驱动方式中，在各相彼此相差60°的定时，以120°正向通电(120°～240°)→60°不通电(240°～320°)→120°反向通电(320°～60°)→60°不通电(60°～120°)为1个周期流通矩形波状的电流。利用该120°矩形波驱动方式，使三相中的任意两相的定子绕组3通电，由此转子4同步旋转。如图8所示，在利用这种矩形波驱动方式时，在通电/不通电的切换期间通电电流急剧变化。
图9是表示在利用120°矩形波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机时通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。此外，图10是表示在利用120°矩形波驱动方式驱动10极9槽的同步电动机时通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。在图9和图10所示的示例中，示出了通过磁场解析求出120°矩形波驱动方式下通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的示例。
如图9所示，在利用120°矩形波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机的情况下，在通电电流波形的通电/不通电的切换期间径向磁吸力急剧变化。该径向磁吸力的急剧变化，与对同步电动机施加脉冲激振力是等效的，在通电电流波形的通电/不通电的切换期间会产生固有振动，并且产生该固有振动的频率的噪音。下面，将因径向磁吸力的变化而产生的激振力称为“径向的电磁激振力”。
另一方面，在利用120°矩形波驱动方式驱动10极9槽的同步电动机的情况下，与利用120°矩形波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机的情况不同，如图10所示，没有出现在通电电流波形的通电/不通电的切换期间径向磁吸力急剧变化的现象，几乎不产生径向的电磁激振力。也就是说，在 10极9槽的同步电动机中，即使在利用120°矩形波驱动方式进行驱动的情况下，也能够抑制在通电电流波形的通电/不通电的切换期间的径向的电磁激振力，能够抑制由该径向的电磁激振力引起的振动、噪音。
图11是10极12槽的同步电动机的横截面图。在图11所示的10极12槽的同步电动机中，如图3所示，其绕组系数仅次于10极9槽和8极9槽的同步电动机的绕组系数。此外，由于通过增加齿槽数使绕组分散能减小线圈端，所以电动机形状越扁平越适合于高效率。
然而，10极12槽的同步电动机，通常如图11所示，由于各相的定子绕组3相对于转子4的轴心10集中地配置在各相中相向的2个部位，因此如图中箭头所示那样，在各相中，转子4的永久磁铁6与各相的卷绕有定子绕组3的齿部2之间，从相对于轴心10相向的2个方向施加吸引、排斥的力(下面称为“磁吸力、磁斥力”)，由此椭圆形状的磁吸力、磁斥力作用于定子1。因此，定子1变形成椭圆形状，容易产生振动。此外，在图11所示的示例中，示出了在转子4的永久磁铁6与U相的卷绕有定子绕组3的齿部2之间产生的磁吸力、磁斥力。
在利用矩形波驱动方式来驱动这样的10极12槽的同步电动机的情况下，在通电电流波形的通电/不通电的切换期间，由于作用于定子1使其成为椭圆形状的磁吸力、磁斥力急剧变动，所以径向的电磁激振力增大，基于该径向的电磁激振力的固有振动频率的噪音增大。
因此，对于图11所示的10极12槽的同步电动机，优选使用流向各相的定子绕组3的通电电流变化缓慢的正弦波驱动方式进行驱动，但是正弦波驱动方式为了使施加于各相的定子绕组3的电压呈正弦波状变化而需要例如矢量控制等极高的控制技术，所以与矩形波驱动方式相比控制机构更加复杂化，需要使用能够进行高度的波形生成处理的微机等来构成控制单元，而且，由于构成控制单元的电路结构也复杂化，所以导致控制单元的高成本化和大型化。
图12是8极12槽的同步电动机的横截面图。在图12所示的示例中，也示出了在转子4的永久磁铁6与U相的卷绕有定子绕组3的齿部2之间产生的磁吸力、磁斥力。在图12所示的8极12槽的同步电动机中，各相的定子绕组3按各相以90°间隔分散地配置在4个部位，作用于定子1的磁吸力、磁斥力也在相互正交的方向上产生(图中箭头所示方向)，因此即使在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下，通电电流波形的通电/不通电的切换期间中径向的电磁激振力也均等，而基于径向的电磁激振力的固有振动频率的噪音也减小。但是，8极12槽的同步电动机也如图3所示那样，与其他极数/齿槽数的组合的同步电动机相比其绕组系数较低，因此在效率方面是不利的。
接着，参照图13～图16来说明实施方式1涉及的同步电动机的矩形波驱动方式。图13是表示120°矩形波驱动方式下的通电开始定时与产生转矩的关系的图。
如上所述，在矩形波驱动方式中，与各相的定子绕组3中产生的感应电压同步地对各相的每个定子绕组3依次施加固定的电压，通过流通矩形波状的电流来驱动同步电动机。在该矩形波驱动方式中，根据相对于感应电压在何种定时(相位)流通电流，产生转矩的大小发生变化。一般而言，为了在相同的电流值产生最大的转矩，在上述的120°矩形波驱动方式下，如图13所示，优选在相对感应电压的零交叉超前了30°的定时开始通电，但是例如即使通电开始定时从最大转矩产生相位偏移了±10％，相对于最大转矩产生相位处的产生转矩也为98％以上，在通电开始定时从最大转矩产生相位的偏移在±5％的范围内，相对于最大转矩产生相位处的产生转矩为99.5％以上，因此不对同步电动机的特性产生较大的影响。
图14是表示在利用120°矩形波驱动方式驱动10极9槽的同步电动机时通电开始定时与磁吸力的关系的图。在图14中，纵轴表示磁吸力，横轴表示电角度。
如图14所示，在上述的最大转矩产生相位、即在相对感应电压的零交叉超前了30°的定时开始通电的情况(图14中的实线)、以及在相比最大转矩产生相位进一步超前了10°的相位、即在相对感应电压的零交叉超前了40°的定时开始通电的情况(图14中的点划线)下，磁吸力相对于电角度呈正弦波状变化，但是在相比最大转矩产生相位落后了10°的相位、即在相对感应电压的零交叉超前了20°的定时开始通电的情况(图14中的虚线)下，磁吸力在电角度60°和电角度120°附近变动较大。当产生这种磁吸力的急剧变动时，该变动量成为径向的电磁激振力，成为同步电动机的振动、噪音的发生要因。
图15是表示在使通电开始定时以最大转矩产生相位为基准变化时微小时间内的磁吸力的变化量的图。如图15所示，以最大转矩产生相位为基准，通电开始定时在－10°～+5°的范围内的话，则与最大转矩产生相位处的磁吸力的变化量之差极小。也就是说，如果将通电开始定时的容许范围设定在以最大转矩产生相位为基准－10°～+5°的范围，就能够抑制磁吸力的变动，而能够抑制从同步电动机主体产生的振动和噪音。换言之，使通电相位在相对于在产生作为目标的转矩时使电流成为最小的通电相位呈－10°～+5°的范围内运转，由此能够实现低振动、低噪音的同步电动机。
图16是表示通电开始定时相对感应电压的零交叉与实施方式1涉及的同步电动机的定子铁芯中产生的铁损的关系的图。在图16所示的示例中，纵轴表示铁损比率，其以在上述的最大转矩产生相位、即在相对感应电压的零交叉超前了30°的定时开始通电的情况下的铁损为基准。
如图16所示，关于在定子1的铁芯产生的铁损，通过使通电开始定时超前而能够获得下述效果：对于从转子4的永久磁铁6产生的磁通，由于因流通矩形波状电流而在定子绕组3产生的磁通抵消的效果(减弱磁场的效果)，因此定子1的铁芯的磁通密度降低，产生的铁损减小。另一方面，如使用图13所说明的那样，如果使通电开始定时相对于最大转矩产生相位超 前，则产生转矩降低，因此要得到与最大转矩产生相位同样的产生转矩，就需要增加流向各相的定子绕组3的通电电流。在这种情况下，铜损增加，而在定子1的铁芯产生的铁损下降，由此能够提高同步电动机的效率，或者通过铜损与铁损的平衡，能够抑制同步电动机的效率下降。
如上所述，相对于在最大转矩产生相位、即在120°矩形波驱动方式下相对各相的定子绕组3产生的感应电压的零交叉超前了30°的相位、换而言之，以相对在产生目标转矩时，使电流成为最小的通电相位的－10°～+5°的范围进行运转，由此能够实现低振动、低噪音的同步电动机，进而以相对于在产生作为目标的转矩时使电流成为最小的通电相位0°～+5°的范围进行运转，由此能够实现也在效率方面有利的同步电动机。
此外，在本实施方式中，如使用图1所说明的那样，使与转子4相向地设置于定子1的齿部2朝向轴心10且沿周向等角度间隔(机械角40°)地形成，所以只要齿部前端部8的周向宽度在整周上均等，那么各齿部2间的各齿槽开口部9的周向宽度也在整周上均等。
另一方面，为了使10极9槽的同步电动机高效率化，可以考虑使各相的3个齿部的间隔(机械角36°)与转子4的由永久磁铁6形成的磁极的间隔(机械角36°)一致，理论上能够使绕组系数为1.000。
图17是表示使各相的中央的齿部朝向轴心10且设其在周向上为等角度间隔(机械角120°)，并且使各相的3个齿部朝向轴心10且沿周向等角度间隔(机械角36°)地形成的示例的图。
如果采用如图17所示的构造，由于使各相的3个齿部的间隔(机械角36°)与转子4的由永久磁铁6形成的磁极的间隔(机械角36°)一致，所以理论上能够使绕组系数为1.000，能够使由转子4的永久磁铁6产生的磁通更有效地交链于定子绕组3，因此能够实现更高效率的同步电动机。
然而，如图17所示，如果齿部前端部8的周向宽度均等，则各相的齿部2间的齿槽开口部9的周向宽度变得不均等，转子4产生的磁吸力的平衡 被破坏，径向的电磁激振力增加。图18是表示在利用120°矩形波驱动方式驱动实施方式1涉及的图1所示的同步电动机和图17所示的同步电动机时通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的李萨如波形图。在图18所示的示例中，示出了通过磁场解析求出120°矩形波驱动方式下的通电电流波形的1整个周期内的径向磁吸力的轨迹的示例。
如图18所示，图17所示的构造的同步电动机的径向磁吸力(图中由虚线所示的轨迹)，虽然不像图9所示的利用120°矩形波驱动方式驱动8极9槽的同步电动机那样具有急剧的变化，但是与本实施方式涉及的同步电动机相比，径向磁吸力的变化幅度较大，而产生较大的电磁激振力，从同步电动机主体产生振动、噪音的可能性增大。因此，优选使与转子4相向地设置于定子1的齿部2朝向轴心且沿周向等角度间隔(机械角40°)地形成，并且使各齿部2间的各齿槽开口部9的周向宽度在整周上均等。
此外，在上述的示例中，对利用120°矩形波驱动方式驱动10极9槽的同步电动机的示例进行了说明，但是例如利用180°矩形波驱动方式或其他矩形波驱动方式也能够得到同样的效果。显然，本实用新型不限定于该矩形波驱动方式。
如以上所说明的那样，根据实施方式1的同步电动机的驱动电路、以及由该驱动电路驱动的同步电动机，通过利用矩形波驱动方式驱动绕组系数较高的10极9槽的同步电动机，能够用高效率且廉价的控制单元实现，由于使矩形波状电流的通电相位为相对于在产生目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为－10°～+5°的范围内，所以在通电/不通电的切换时磁吸力不会变动较大，能够抑制径向的电磁激振力的产生，因此能够抑制从同步电动机主体产生的振动、噪音，能够实现低噪音化。
在矩形波驱动方式中，与例如需要矢量控制等复杂控制的正弦波驱动方式不同，不需要使用高性能的微机等构成控制单元，因此能够实现控制单元的低成本化，此外，由于还能够简化电路结构，所以也能够实现小型化。因 此，能够抑制包含同步电动机和控制单元的系统的成本上升，也能够实现小型化。
实施方式2
图19是表示实施方式2涉及的鼓风机的一个示例的图。在图19所示的示例中，将空调机的室外机作为应用了实施方式1涉及的同步电动机的鼓风机的一个示例示出，并且示出了该空调机的室外机的正视图(图19(a))和横截面图(图19(b))。
图19所示的空调机的室外机500，作为驱动螺旋桨型的风扇501的同步电动机，使用实施方式1中说明的利用矩形波驱动方式驱动的10极9槽的同步电动机502。此外，在风扇501与同步电动机502的输出轴的安装部、以及同步电动机502与室外机500的框体的安装部安装有防振部件503。
如实施方式1中说明的那样，由于10极9槽的同步电动机502的绕组系数高且效率高，所以能够减少室外机500的消耗电力，进而能够减少空调机的消耗电力。
在利用矩形波驱动方式驱动该同步电动机502的情况下，在切换通电相的瞬间转矩发生下降。当该转矩的变动(转矩脉动)传递到风扇501时，风扇501因同步电动机502的转矩脉动而在旋转的同时产生振动，由此产生噪音，在本实施方式中，由于在风扇501与同步电动机502的输出轴的安装部安装有防振部件503，构成使振动衰减的防振构造，所以能够抑制从风扇501产生的噪音。此外，由于在同步电动机502与室外机500的框体的安装部分也安装有防振部件503，构成防振构造，所以能够使传递到室外机500的框体的由同步电动机502的转矩脉动引起的振动衰减，能够抑制从室外机500的框体产生的噪音。
此外，在10极12槽或8极9槽的同步电动机中，在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下，如实施方式1中说明的那样，在通电电流波形的通电/不通电的切换期间，因磁吸力急剧变动而产生较大的径向的电 磁激振力，从而产生固有振动，因该固有振动而从同步电动机主体产生的噪音较大。在本实施方式的室外机500中，使用10极9槽的同步电动机502，其在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下通电电流波形的通电/不通电的切换期间的磁吸力的变动也较小，并且由于使矩形波状电流的通电相位为相对于在产生目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为－10°～+5°的范围内，所以能够减小在通电/不通电的切换期间产生的径向的电磁激振力，能够抑制从同步电动机502的主体产生的噪音。
此外，为了抑制从10极12槽或8极9槽的同步电动机主体产生的噪音，需要利用正弦波驱动方式进行驱动，但是如上所述，为了实现正弦波驱动方式，需要例如矢量控制等极高的控制技术，因此需要使用能够进行高度的波形生成处理的微机等构成控制单元，这会导致控制单元的高成本化和大型化。在本实施方式的室外机500中，由于使用10极9槽的同步电动机502，所以在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下也能够抑制从同步电动机502的主体产生的噪音，与利用正弦波驱动方式进行驱动的结构相比，能够廉价地构成控制单元。
如以上说明的那样，根据实施方式2的鼓风机，采用如下结构：使用实施方式1中说明的高效率的同步电动机来驱动空调机的室外机的螺旋桨型的风扇，并且该同步电动机能够抑制在利用矩形波驱动方式进行驱动时由径向的电磁激振力引起的振动、噪音，因此能够实现消耗电力较少并且能够实现低噪音化的室外机、以及使用该室外机的空调机，而且能够实现这些室外机和空调机的低成本化、小型化。
此外，一般而言，空调机的室外机的主要的振动和噪音是从制冷剂的压缩机产生的，但是也存在根据运转条件而使压缩机的运转频率下降或者使其停止的情况，在这种情况下，有时也会导致从作为室外机构成的鼓风机产生的振动和噪音变得显著。此外，与室内机相比，鼓风机所要求的输出较大，因此在产生电磁激振力的情况下，由于与同步电动机 的输出相应地产生较大的电磁激振力，所以如果从同步电动机主体产生振动和噪音，则导致作为室外机的振动和噪音也成为问题。
本实施方式的鼓风机能够抑制从同步电动机主体产生的振动和噪音，因此能够实现低成本、高效率、并且低振动、低噪音的空调机。
实施方式3
图20是表示实施方式3涉及的鼓风机的一个示例的图。在图20所示的示例中，将空调机的室内机作为应用了实施方式1涉及的同步电动机的鼓风机的一个示例示出，示出了该空调机的室内机的正视图。
图20所示的空调机的室内机600，使用实施方式1中说明的利用矩形波驱动方式驱动的10极9槽的同步电动机602，作为驱动轴流型的风扇601的同步电动机。此外，在风扇601与同步电动机602的输出轴的安装部、以及同步电动机602与室外机600的框体的安装部安装有防振部件603。
如实施方式1中说明的那样，由于10极9槽的同步电动机602的绕组系数高且效率高，所以能够减少室内机600的消耗电力，进而能够减少空调机的消耗电力。
在利用矩形波驱动方式驱动该同步电动机602的情况下，在实施方式2中说明的转矩脉动传递到风扇601时，风扇601因同步电动机602的转矩脉动而在旋转的同时产生振动，由此产生噪音，在本实施方式中，由于在风扇601与同步电动机602的输出轴的安装部安装有防振部件603，构成使振动衰减的防振构造，所以能够抑制从风扇601产生的噪音。此外，由于在同步电动机602与室内机600的框体的安装部分也安装有防振部件603，构成防振构造，所以能够使传递到室内机600的框体的由同步电动机602的转矩脉动引起的振动衰减，能够抑制从室内机600的框体产生的噪音。
此外，在10极12槽或8极9槽的同步电动机中，在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下，如实施方式1中说明的那样，在通电电流波形的通电/不通电的切换期间，因磁吸力急剧变动而产生较大的径向的电 磁激振力，从而产生固有振动，因该固有振动而从同步电动机主体产生的噪音较大。在本实施方式的室内机600中，使用10极9槽的同步电动机602，其在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下通电电流波形的通电/不通电的切换期间中的磁吸力的变动也较小，并且由于使矩形波状电流的通电相位为相对于在产生目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为－10°～+5°的范围内，所以能够减小在通电电流波形的通电/不通电的切换期间产生的径向的电磁激振力，能够抑制从同步电动机602的主体产生的噪音。
此外，为了抑制从10极12槽或8极9槽的同步电动机主体产生的噪音，需要利用正弦波驱动方式进行驱动，但是如上所述，为了实现正弦波驱动方式，需要例如矢量控制等极高的控制技术，因此需要使用能够进行高度的波形生成处理的微机等构成控制单元，这会导致控制单元的高成本化和大型化。在本实施方式的室内机600中，由于使用10极9槽的同步电动机602，所以在利用矩形波驱动方式进行驱动的情况下也能够抑制从同步电动机602的主体产生的噪音，与利用正弦波驱动方式进行驱动的结构相比，能够廉价地构成控制单元。
如以上说明的那样，根据实施方式3的鼓风机，采用如下结构：使用实施方式1中说明的高效率的同步电动机来驱动空调机的室内机的轴流型的风扇，该同步电动机能够抑制在利用矩形波驱动方式进行驱动时由径向的电磁激振力引起的振动、噪音，因此能够实现消耗电力较少并且能够实现低噪音化的室内机、以及使用该室内机的空调机，而且能够实现这些室内机和空调机的低成本化、小型化。
空调机的室内机的主要的振动和噪音是从风扇或同步电动机产生的，特别对设置在室内的空调机的室内机要求静音性。
本实施方式的鼓风机能够抑制从同步电动机主体产生的振动和噪音，因此能够实现低成本、高效率、并且低振动、低噪音的空调机。
此外，空调机的室内机对小型化的要求较高，并且在室内机内的有限空间内需要配置空调机所需要的热交换器、鼓风机、电动机、控制用电路基板等，所以对用于配置电动机和电路基板的空间的限制较多，要求节省空间。因此，一般情况下将包含控制单元的驱动电路内置在同步电动机的框体内部。
另一方面，在空调机中，对节能性的要求也较高，为了减少消耗电力，也考虑搭载绕组系数较高的10极12槽或8极9槽的同步电动机，但是在这种情况下，由于如实施方式1中说明的那样，在矩形波驱动方式下容易从同步电动机主体产生由径向的电磁激振力引起的振动和噪音，所以需要用正弦波驱动方式进行驱动，这样不能避免包含控制单元的驱动电路的成本上升和大型化。此外，在要求低成本而非节能性的廉价版的产品中，一般情况下利用矩形波驱动方式驱动8极12槽的同步电动机，因此与上述这些产品之间驱动电路没有兼容性。
实施方式1中说明的同步电动机是利用矩形波驱动方式进行驱动的方式，能够兼顾高效率化和低噪音化，能够确保要求节能性的产品组和要求低成本的廉价版的产品组之间同步电动机的驱动电路的兼容性，能够实现驱动电路的共用化，而且由于能够使用廉价的单芯片IC等构成控制单元，也能够实现小型化，所以可容易地内置在同步电动机的框体内部。
此外，在不将驱动电路内置在同步电动机的框体内部的情况下，也能够抑制搭载控制单元和包含该控制单元的驱动电路的电路基板的大型化。
此外，以上的实施方式示出的结构是本实用新型的结构的一个示例，显然也能够与其他公知技术组合，也能够在不脱离本实用新型的主旨的范围内省略一部分等进行变更而构成。
如上所述，本实用新型对于在转子中使用永久磁铁的三相同步电动机是有效的，特别适合于利用矩形波方式驱动10极9槽的同步电动机的结构。

Claims (6)

1. 一种同步电动机的驱动电路，该同步电动机包括：转子，其具有由永久磁铁构成的10极的磁极；以及定子，其将绕组以集中绕组的方式卷绕于与所述转子相向的9个齿部；并且向所述同步电动机的驱动电路在所述绕组中通矩形波状的电流以进行驱动，所述同步电动机的驱动电路的特征在于包括：
逆变器，其由多个开关元件桥式连接而构成；以及
控制单元，其控制所述逆变器，以使所述电流的通电为相位相对于在产生所述同步电动机的目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为－10°～＋5°的范围。
2. 一种同步电动机的驱动电路，包括：转子，其具有由永久磁铁构成的10极的磁极；以及定子，其将绕组以集中绕组的方式卷绕于与所述转子相向的9个齿部;并且向所述同步电动机的驱动电路在所述绕组中通矩形波状的电流以进行驱动，所述同步电动机的驱动电路的特征在于包括：
逆变器，其由多个开关元件桥式连接而构成；以及
控制单元，其控制所述逆变器，以使所述电流的通电相位为相对于在产生所述同步电动机的目标转矩时使电流成为最小的通电相位呈电角度为0°～＋5°的范围。
3. 一种同步电动机，其特征在于：
具备权利要求1或2所述的驱动电路。
4. 根据权利要求3所述的同步电动机，其特征在于：
所述齿部朝向所述转子的轴心且沿周向等角度间隔地形成，在相邻的所述齿部之间形成的齿槽的开口部的周向宽度在整个一周上是均等的。
5. 一种鼓风机，其特征在于：
其使用权利要求3所述的同步电动机。
6. 一种空调机，其特征在于：
其使用权利要求5所述的鼓风机。
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