CN101632214A - 半导体开关和配备半导体开关的功率转换系统 - Google Patents

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Abstract

一种半导体开关，配备有：主元件，具有反向导通性，并用作具有高耐受电压的电压驱动开关元件；辅助元件，用作具有低于所述主元件的耐受电压的电压驱动开关元件；以及高速续流二极管，具有等于主元件的耐受电压，其中，主元件的负极连接到辅助元件的负极以便把主元件的正极定义为正极端子，并把辅助元件的正极定义为负极端子，并且，高速续流二极管并联在正极端子和负极端子之间，以使从负极端子向正极端子的方向构成为正向。

Description

半导体开关和配备半导体开关的功率转换系统
技术领域
本发明涉及半导体开关和功率转换系统，并具体涉及用于抑制功率转换电路中续流二极管的反向恢复电流的半导体开关，所述功率转换电路具有其中续流二极管和主电路开关元件反向并联的结构；并且本发明还涉及应用所述半导体开关的功率转换系统。
背景技术
在常规上，作为具有其中续流二极管和主电路中的开关元件反向并联的结构的功率转换电路，已经提出了降低由于被导通的续流二极管的反向恢复电流所导致的损耗的功率转换电路。例如，在日本专利公开No.2006-141167(专利文献1)和日本专利公开No.2006-141168(专利文献2)中公开了这种具有功率转换电路的功率转换系统。
但是，在如专利文献1或专利文献2中所公开的这种常规功率转换系统中，主电路的大电流在续流二极管反向恢复时暂时流入附加电路中，从而导致附加电路规模增大。结果，常规功率转换系统具有以下问题：要求具有相对较大容量的相对较大容量辅助电源。此外，出现了对用于产生附加电路中使用的开关元件的栅极脉冲信号的逻辑电路的需要。因此，常规功率转换系统提出了其电路变得复杂的问题。此外，在主电路的死区时间期间，需要使能附加电路中使用的开关元件。这导致定时约束紧张，因此使得所述功率转换系统不适于高速开关。
发明内容
为了解决上述问题完成了本发明。因此，本发明的目的是提供一种半导体开关，通过有效地抑制续流二极管的反向恢复电流进一步降低损耗并且增加开关速度，同时简化电路结构，以及提供一种应用所述半导体开关的功率转换系统。
为了解决上述问题，根据本发明的半导体开关的特征在于包含：主元件，具有反向导通性，并用作具有高耐受电压的电压驱动开关元件；辅助元件，用作具有低于所述主元件的耐受电压的电压驱动开关元件；以及高速续流二极管，具有等于主元件的耐受电压的耐受电压，其中，主元件的负极连接到辅助元件的负极以便把主元件的正极定义为正极端子，并把辅助元件的正极定义为负极端子，并且，高速续流二极管并联在正极端子和负极端子之间，以使从负极端子向正极端子的方向为正向。
主元件可以由MOSFET构成。
此外，辅助元件可以由FET构成。
通过把多个高速续流二极管串联可以构成高速续流二极管，以便实现和主元件的相同的耐受电压。
高速续流二极管可以是使用具有比硅的禁带更宽的禁带的半导体材料制造的二极管。
可以跨辅助元件的正极和负极并联电容器。
同样地，可以跨辅助元件的正极和负极并联其正向是从辅助元件的负极向正极的二极管。
栅极驱动器的输出侧可以被连接到主元件和辅助元件的栅极端子，公共栅极信号被输入到所述栅极驱动器。
电压箝位电路可以被沿着从负极端子到栅极驱动器的电源的正极侧的方向连接。
此外，主元件、辅助元件和高速续流二极管的半导体芯片可以被整体形成在单个衬底上。
此外，为了解决上述问题，根据本发明的功率转换系统的特征在于：在通过把两个开关元件串联到DC主电源而构建的桥接电路中，通过应用上述半导体开关中的任何一个来构建所述两个开关元件中至少正极侧上的开关元件。
更进一步，为了解决上述问题，一种根据本发明的功率转换系统的特征在于：在具有多个分别通过把两个开关元件串联到DC主电源构建的桥接电路的多相桥接电路中，通过应用上述半导体开关中的任何一个来构建所述两个开关元件中至少负极侧上的开关元件，并且负极侧上的开关元件的栅极驱动电源被公用，以便从单个电源通过电阻器给每一相提供功率，或者从单个电源通过开关给每一相提供功率。
更进一步，为了解决上述问题，一种根据本发明的功率转换系统的特征在于：在具有至少两个分别通过把两个开关元件串联到DC主电源构建的桥接电路的桥接电路中，通过把上述半导体开关中的任何一个应用于所述两个开关元件来构建所述桥接电路中的至少一个，以使所述桥接电路的开关频率高于其他桥接电路的开关频率。
根据本发明，可以更有效地抑制续流二极管的反向恢复电流，同时使得电路结构与常规技术相比更为简单。因此，可以提供一种损耗被进一步降低的半导体开关，以及应用所述半导体开关的功率转换系统。此外，由于本发明不受对开关定时的常规约束的限制，因此可以提供一种具有比常规技术更高的开关速度的半导体开关，并且也提供一种应用所述半导体开关的功率转换系统。
附图说明
图1是示出根据本发明的第一实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图2是示出根据本发明的第二实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图3是示出根据本发明的第三实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图4是示出根据本发明的第四实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图5是示出根据本发明的第五实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图6是示出根据本发明的第六实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图7是示出根据本发明的第七实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图8是示出根据本发明的第八实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图9是示出根据本发明的第九实施例的半导体开关的电路结构的电路图。
图10是示出根据本发明的第一功率转换系统(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图。
图11是示出根据本发明的第二功率转换系统(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图。
图12是示出根据本发明的第三功率转换系统(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图。
图13是示出根据本发明的第四功率转换系统(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图。
具体实施方式
下文将参考附图描述根据本发明的半导体开关和应用所述半导体开关的功率转换系统的实施例。
[第一实施例]
图1是示出根据本发明的第一实施例的半导体开关1A的电路结构的电路图。
半导体开关1A被如下构建：将辅助元件3和用作公用功率转换电路的开关元件的主元件2串联，并把具有和主元件2相同的耐压性(耐受电压)的高速续流二极管4与主元件2和辅助元件3的串联连接反向并联。即，通过把包含辅助元件3和高速续流二极管4的附加电路添加到主元件2来构建半导体开关1A。
半导体开关1A的主元件2是耐压性(耐受电压)高的高耐压、电压驱动元件，并且包含例如反向导通二极管5的IGBT 2A被应用于主元件2。主元件2的耐受电压是可实现的电压，优选是100V或者更高，更优选是200V或更高，并且250V或更高则更为优选。在正常情况下，使用具有250V或更高的耐受电压的元件。
辅助元件3是电压驱动元件，和主元件2的耐受电压相比，具有大约一半或更低的耐压性(耐受电压)。具有例如几十伏的耐受电压的低压MOSFET被应用于辅助元件3。
这里，附图标记6表示MOSFET 3的寄生二极管。反向导通二极管5和寄生二极管6实现IGBT 2A(主元件2)和低压MOSFET(辅助元件)3的反向导通性。此外，高速续流二极管4指与内置于主元件2中的反向导通二极管5相比，芯片面积较小、正向电压降较大、并且反向恢复特性更佳的二极管。
通过把IGBT 2A(主元件2)的对应于其负极的发射极连接到低压MOSFET(辅助元件)3的对应于其负极的源极端子，在主元件2和辅助元件3之间进行连接。即，对应于主元件2的正极的IGBT 2A的集电极被定义为正极端子7，并且对应于辅助元件3的正极的低压MOSFET 3的漏极端子被定义为负极端子8。连接高速续流二极管4，使从负极端子8向正极端子7的方向为正向(“p”极→“n”极)。
接着，将对半导体开关1A的主元件2和辅助元件3的栅极定时做出说明。
半导体开关1A在从图1中未示出的栅极驱动器接收到栅极信号时工作。与主元件2的通/断定时同步地提供栅极信号，并且这种定时也用于开启/关断辅助元件3。即，当把ON信号施加到主元件2的栅极时，ON信号也被施加到辅助元件3的栅极。相反，当OFF信号被施加到主元件2的栅极时，OFF信号也被施加到辅助元件3的栅极。尽管在实践中伴随着某些定时误差，但是主元件2和辅助元件3彼此同步地执行开关操作。
半导体开关1A将实现下列功能和效果。
在如图1中所示构建并且其栅极定时受到控制的半导体开关1A中，通过将具有足够低的耐受电压(例如几十伏)的MOSFET用于辅助元件3，可以把导通电阻的增大抑制到极小的量。此外，通过将具有足够低的耐受电压的MOSFET用于辅助元件3，可以使辅助元件3的半导体芯片更小，同时降低其导通电阻。这归功于MOSFET的导通电阻特性(后面描述为表达式1)。
一般可知，如下面给出的表达式(1)中所示，MOSFET的导通电阻Ron与元件耐受电压V的2.5次幂约成正比，并且反比于芯片面积S。这里，表达式(1)的右方项中的“k”表示比例常数。
表达式(1)
R on ≈ k · v 2.5 S . . . ( 1 )
即，基于上面给出的表达式(1)来考虑，元件耐受电压V的2.5次幂大体上和导通电阻Ron与芯片面积S的乘积成正比。例如，如果元件耐受电压V减小到其值的1/5倍，则导通电阻Ron与芯片面积S的乘积可以减小到1/5的2.5次幂(大约1/56)。如果导通电阻减小到其值的1/7，则芯片面积也可以同时减小到其值的1/8倍，从而使半导体芯片更小。
当主电流沿正向流动时，即从正极端子7向负极端子8流动时，半导体开关1A处于极低电阻状态，因为ON信号也被施加到辅助元件3的栅极。当主电流沿反方向流动时，即从负极端子8向正极端子7流动时，半导体开关1A也处于极低电阻状态，因为ON信号也被施加到辅助元件3的栅极。因此，从负极端子8流入的主电流通过辅助元件3到达内置于主元件2中的反向导通二极管5，并流入正极端子7。
如果主元件2此时被断开，则辅助元件3也被同步地断开。因此，主电流不再能够通过辅助元件3。结果，主电流被迫换向到具有较大正向电压降的高速续流二极管4。在完成此换向前的瞬间，冲击电压被暂时施加在用作辅助元件3的低压MOSFET3的漏极和源极端子之间。一般来说，几十伏的耐受电压就足以承受这个冲击电压。即使要在极短的时间期间施加超过所述耐受电压的冲击电压，即，即使在完成换向前的瞬间施加超过所述耐受电压的冲击电压，MOSFET 3也能够承受所述冲击电压，因为MOSFET 3或多或少具有雪崩电阻。
因此，在其中两个互补工作的半导体开关1A串联到DC主电路的桥接电路中，即使一个半导体开关1A导通，一旦在另一个(关断的)半导体开关1A中主电流被换向到高速续流二极管4，反向恢复电流也不流过反向导通二极管5。因此，反向恢复现象被有效地抑制了。
根据半导体开关1A，可以减小由于流过和主元件2反向并联的反向导通二极管5的反向恢复电流导致的损耗。此外，由于这导致了开关损耗的减小，所以高速开关将变得可能。更进一步地，可以最小化添加到公用半导体开关(对应于主元件2)的高速续流二极管4和辅助元件3的芯片面积。此外，这些部件不要求任何额外的电源，因此，可以构建尺寸小并且成本低的附加电路(辅助元件3和高速续流二极管4)。
[第二实施例]
图2是示出根据本发明的第二实施例的半导体开关1B的电路结构的电路图。
根据图2，半导体开关1B和第一实施例中描述的半导体开关1A不同之处在于MOSFET 2B代替IGBT 2A被用于主元件2。但是，在结构的剩余部分，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1A的部件并无显著不同的部件用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
在MOSFET被应用为主元件的情况下，由于MOSFET的半导体结构的原因而在MOSFET内部寄生形成的反向导通PN二极管(寄生二极管)的反向恢复特性变成了一个问题。即，出现了反向恢复极慢的问题。一般来说，为了改善寄生二极管6的反向恢复特性，在半导体制造工艺中需要执行用于改善反向恢复特性的处理，例如扩散重金属(例如铂)的工艺和照射电子束或者中子束的工艺。但是，执行用于改善反向恢复特性的处理带来了不利的结果：导通电阻增大换取反向恢复特性的改善。
另一方面，通过应用未执行扩散重金属的工艺的MOSFET 2B来构建图2中所示的半导体开关1B。以和半导体开关1A相同的方式，半导体开关2B受这样的栅极定时控制：低压MOSFET(辅助元件)3与MOSFET 2B(主元件2)的通/断定时同步地也开启/关断。因此，一旦主电流被换向到高速续流二极管4，反向恢复电流不流过MOSFET 2B的寄生二极管6。因此，有效地抑制了反向恢复现象。
在半导体开关1B中，导通电阻是辅助元件3的导通电阻与主元件2的导通电阻之和。但是，通过为辅助元件3的耐受电压选择足够低的电压，把要被添加的辅助元件3的导通电阻(增量导通电阻(incremental conduction resistance))保持在极低限度的量。
此外，将MOSFET 2B用于主元件2缩短了将其关断之前的延迟时间。因此，在两个互补工作的半导体开关1B串联到DC主电路的桥接电路中，可以缩短另一互补工作的半导体开关1B开启之前的延迟时间，即死区时间。
如上所述，根据半导体开关1B，即使将高耐受电压、低电阻的MOSFET 2B用于主元件2，也可以实现反向恢复特性的显著改善而无需执行例如扩散重金属的步骤的处理。此外，开关时造成的损耗也可以被进一步降低，因为可以缩短导通损耗较大的高速续流二极管4的载流时间。更进一步地，由于可以缩短死区时间，因此可以降低功率转换电路的控制质量上的退化(波形退化)。
[第三实施例]
图3是示出根据本发明的第三实施例的半导体开关1C的电路结构的电路图。
根据图3，半导体开关1C和第一实施例中描述的半导体开关1A不同之处在于使用多个高速续流二极管4C(在图3中所示的例子中是2个)代替高速续流二极管4。但是，在结构的剩余部分，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1A的部件并无不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
一般来说，二极管的反向恢复特性随着其耐受电压的增加而退化。因此，通过串联两个具有高速续流二极管4的大约一半的耐受电压的高速续流二极管4C来构建图3中所示的半导体开关1C。
通过以串联两个反向恢复快但耐受电压低的高速续流二极管4C这种方式来构建半导体开关1C，尽管导通时的电压降增大了，但是可以迅速地稳定在另一互补工作的半导体开关开启的时间点发生的反向恢复。
此外，尽管导通时的电压降增大到图3中所示的半导体开关1C中的两个二极管压降的量，但是高速续流二极管4C仅在死区时间期间导通，在死区时间期间内，主电流从负极端子8流向正极端子7。因此，导通时间的比率极低，并且增量导通损耗也是很少量的。
根据半导体开关1C，和半导体开关1A相比，可以进一步降低由于被导通的反向恢复电流所导致的损耗，从而提供除了半导体开关1A中可获得的优点以外的进一步的优点。因此，高速开关变得可能。
此外，尽管已经说明了通过串联两个具有高速续流二极管4的大约一半的耐受电压的高速续流二极管4C来构建图3中所示的半导体开关1C的例子，但是高速续流二极管4C的数量可以被任意地设置。即，假设该数量是“n”(“n”是等于或大于2的自然数)，则可以通过串联“n”个具有高速续流二极管4的大约1/n倍的耐受电压的高速续流二极管4C来构建半导体开关1C。
[第四实施例]
图4是示出根据本发明的第四实施例的半导体开关1D的电路结构的电路图。
根据图4，半导体开关1D和第一实施例中描述的半导体开关1A不同之处在于使用高速续流二极管4D代替高速续流二极管4，高速续流二极管4D的材料是具有比硅更宽的禁带的半导体(宽禁带半导体)。但是，在结构的剩余部分，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1A的部件并无显著不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
如图4所示，在半导体开关1D中，应用了由具有比硅更宽的禁带的半导体材料(宽禁带半导体，例如碳化硅、氮化镓、砷化镓或金刚石)形成的高速续流二极管4D。
根据如上所述构建的半导体开关1D，通过应用由具有比硅更宽的禁带的半导体制成的二极管(高速续流二极管4D)作为高速续流二极管，可以获得更高的耐受电压和快速反向恢复的特性。具有更宽的禁带的半导体材料比硅半导体更昂贵。但是，构建半导体开关1D以使高速续流二极管4D仅在极短的死区时间期间导通。因此，半导体开关1D只要求很小的芯片面积。即，通过只使用少量昂贵的半导体能够改善反向恢复性能，从而获得显著的效果。
此外，高速开关变得可能，因为由于被导通的反向恢复电流导致的损耗可以被显著地降低。此外，在图4中所示的半导体开关1D中，应用高速续流二极管4D代替在第一实施例中描述的半导体开关1A的高速续流二极管4。或者，可以用高速续流二极管4D代替半导体开关1B和其他的半导体开关的高速续流二极管4和4C。
[第五实施例]
图5是示出根据本发明的第五实施例的半导体开关1E的电路结构的电路图。
根据图5，半导体开关1E和第二实施例中描述的半导体开关1B不同之处在于电容器10被并联在低压MOSFET(辅助元件)3的漏极和源极端子之间。但是，在其他结构方面，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1B的部件并无显著不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
如图5中所示，与半导体开关1B相对比，通过在低压MOSFET(辅助元件)3的漏极和源极端子之间进一步并联电容器10构建了半导体开关1E。
下文将描述以这种方式构建的半导体开关1E的效果。如果半导体开关1E在主电流沿反向流动，即从负极端子8向正极端子7流动时被断开，则如参考第一实施例所述，在完成换向之前的瞬间，冲击电压被暂时施加在低压MOSFET(辅助元件)3的漏极和源极端子之间。这是上述半导体开关1A到1D共同的问题。
当主电流沿反向流动时，在转变到断开状态的时刻在辅助元件3的两端生成的冲击电压由于各种原因而增大。例如，冲击电压随着包围主元件2、辅助元件3和高速续流二极管4的连线电感的增大而增大。此外，冲击电压势必随着主电流增大而增大。除了这些原因以外，即使辅助元件3的输出结电容较小，冲击电压也增大。此外，冲击电压也因高速续流二极管4的正向导通性恢复之前的延迟时间而增大。更进一步地，如果辅助元件3的栅极电阻减小以使其栅极电压的减小率更高，则冲击电压也增大。
作为对抗因各种原因以这种方式增大的冲击电压的措施，半导体开关1B被设计成依靠辅助元件3的雪崩电阻对抗跨辅助元件3的两端生成的过量电压来避免元件破坏，在半导体开关1B中，在低压MOSFET(辅助元件)3的漏极和源极端子之间没有并联电容器10。一般来说，为了增加MOSFET的雪崩电阻，MOSFET需要承受较短时间期间内产生的热量。因此，由于设计的原因，不可避免地需要增大辅助元件3的芯片面积。
另一方面，因为跨辅助元件3并联了电容器10，半导体开关1E能够有效地吸收冲击电压。此外，当高速续流二极管4导通并且换向完成时，此时电容器10中充电的电压导致反向电压被施加到主元件2。因此，用于使反向恢复完成的电压被提供给内置于几乎即时开启的主元件2中的反向导通二极管(寄生二极管)6。
结果，在两个互补工作的半导体开关1E被串联到DC主电路的桥接电路中，在另一互补工作的半导体开关1E开启之前，可以可靠地完成内置于主元件2中的反向导通二极管(寄生二极管)6的反向恢复。
根据半导体开关1E，可以抑制在辅助元件3中出现的冲击电压以减小辅助元件3的芯片面积，并以较低成本构建半导体开关1E。此外，由于允许连线电感在一定程度上增大，无需采取减小连线电感的措施(例如，增大连线的数量)。因此，可以以更低的成本构建半导体开关1E。此外，由于无需考虑在辅助元件3中出现的冲击电压，所以可以减小辅助元件3的栅极电阻以加速断开并且进一步缩短死区时间。因此，也可以减小开关损耗。结果，高速开关变得可能。
此外，如图5所示，与半导体开关1B相对比，通过在低压MOSFET(辅助元件)3的漏极和源极端子之间进一步并联电容器10来构建图5中所示的半导体开关1E。但是，这种结构也可以应用于根据其他实施例的半导体开关(例如半导体开关1A)。
[第六实施例]
图6是示出根据本发明的第六实施例的半导体开关1F的电路结构的电路图。
根据图6，半导体开关1F和第一实施例中描述的半导体开关1A不同之处在于由硅半导体材料制成的肖特基势垒二极管11被进一步沿从低压MOSFET(辅助元件)3的漏极端子向源极端子的方向并联。但是，在结构的剩余部分中，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1A的部件并无显著不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
如图6所示，与半导体开关1A相对比，通过沿从低压MOSFET(辅助元件)3的源极端子向漏极端子的方向进一步并联由硅半导体材料制成的肖特基势垒二极管11(二极管的一个例子)来构建半导体开关1F。在以这种方式构建的半导体开关1F中，如果主电流沿正向流动时变得更大，则单是辅助元件3的导通电阻可能不能把电压降保持得足够低。即使在这种情况下，由于主电流分流到并联的肖特基势垒二极管11，所以可以保持电压降较低。
如上所述，根据半导体开关1F，即使主电流沿正向流动时变得更大，也可以保持电压降较小，因而减小损耗。因此，可以使可允许最大电流更高。
此外，与半导体开关1A相对比，通过在低压MOSFET(辅助元件)3的漏极向源极端子之间进一步并联二极管(肖特基势垒二极管11)来构建图6中所示的半导体开关1F。但是，这种结构也可以应用于根据其他实施例的半导体开关(例如半导体开关1B)。
此外，二极管(肖特基势垒二极管11)的数量(即并联的数量)不限于一个，并且并联的数量可以是至少一个。
[第七实施例]
图7是示出根据本发明的第七实施例的半导体开关1G的电路结构的电路图。
根据图7，半导体开关1G和第二实施例中描述的半导体开关1B不同之处在于添加了栅极控制电路和栅极驱动电路。但是，在其他结构方面，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1B的部件并无显著不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
如图7中所示，与通过包括主元件2、辅助元件3和高速续流二极管4构建的半导体开关1B相对比，通过添加栅极控制电路和栅极驱动电路来构建半导体开关1G，栅极控制电路和栅极驱动电路被构建成使得来自栅极驱动器14的输出被通过栅极电阻器15提供给主元件2和辅助元件3的栅极端子，公共栅极信号13被输入到栅极驱动器14。这里，附图标记16表示用于把栅极驱动功率供应到栅极驱动器14的栅极驱动电源。
在以这种方式构建的半导体开关1G中，在从栅极驱动电源16接收到功率供应后，栅极驱动器14(公共栅极信号13被输入到栅极驱动器14)被使能。栅极驱动器14将其输出通过栅极电阻器15提供给主元件2和辅助元件3的栅极端子。即，主元件2和辅助元件3被由单个公共栅极信号13、栅极驱动器14、栅极驱动电源16和两个栅极电阻器15以极为简化的方式组成的栅极控制电路和栅极驱动电路驱动。半导体开关1G的后续工作和半导体开关1B的相同。
根据半导体开关1G，可以利用由单个公共栅极信号13、栅极驱动器14、栅极驱动电源16和两个栅极电阻器15以极为简化的方式组成的栅极控制电路和栅极驱动电路驱动主元件2和辅助元件3。即，可以实现小尺寸、低成本的栅极控制电路和栅极驱动电路。
此外，通过只包括一个栅极驱动电源16来构建图7中所示的半导体开关1G。或者，为了加速断开并防止断开时因噪声等所致的误操作，可以添加旨在把负电压施加到主元件2和辅助元件3的栅极端子的负偏置电源。
此外，与在第二实施例中描述的半导体开关1B相对比，通过添加栅极控制电路和栅极驱动电路构来建图7中所示的半导体开关1G。或者，可以通过把栅极控制电路和栅极驱动电路添加到根据其他实施例的半导体开关(例如半导体开关1A)来构建半导体开关1G。
[第八实施例]
图8是示出根据本发明的第八实施例的半导体开关1H的电路结构的电路图。
根据图8，半导体开关1H和第七实施例中描述的半导体开关1G不同之处在于还沿从负极端子8到栅极驱动电源16的正侧的方向连接由二极管18等构成的电压箝位电路，栅极驱动电源16是栅极驱动器14的电源。但是，在其他结构方面，这些半导体开关并无显著不同。因此，和半导体开关1G的部件并无显著不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
如图8所示，与通过包括主元件2、辅助元件3、高速续流二极管4、栅极驱动器14和栅极电阻器15而构建的半导体开关1G相对比，通过还沿从负极端子8到栅极驱动电源16的正侧的方向连接由二极管18等构成的电压箝位电路来构建半导体开关1H，其中，公共栅极信号13被输入到栅极驱动器14，栅极驱动电源16是栅极驱动器14的电源。
在以这种方式构建的半导体开关1H中，因为可以采用当主电流反向流动时在半导体开关1H被断开的瞬间跨辅助元件3生成的冲击电压的能量作为栅极驱动电源，栅极驱动电源的功耗可以被减小，从而提供除了半导体开关1G的动作和效果以外的进一步的优点。
此外，由于在辅助元件3中出现的冲击电压可以被抑制，所以可以减小辅助元件3的芯片面积。此外，由于无需采取减小连线电感的措施，所以可以以甚至更低的成本构建半导体开关1H。更进一步地，可以加速辅助元件3的断开，因而缩短死区时间。因此，开关损耗被降低，结果高速开关变得可能。
[第九实施例]
图9是示出根据本发明的第九实施例的半导体开关1I的电路结构的示意图。此外，要注意对应于图9中所示的半导体开关1I的电路图是图2的电路图。即，半导体开关1I是半导体开关1B，其中，在各种元件的排列和连线方面做出了改进。
根据图9，用作正极端子7的铜衬底(下文称为正极衬底)21和用作负极端子8的铜衬底(下文称为负极衬底)22被设置在由绝缘体制成的衬底20上。两个铜衬底21和22被以确保所要求的绝缘所需的最小距离彼此略微分开地设置。
在图9中所示的半导体开关1I中，主元件2和高速续流二极管4安装在正极衬底21上。主元件2和高速续流二极管4被彼此靠近地安置以减小其间所产生的电感。主元件(MOSFET)2的半导体芯片的后表面是漏极端子，并且被连接到正极衬底21。高速续流二极管4的半导体芯片的后表面是阴极(负电极)，并且被连接到正极衬底21。此外，辅助元件3被安装在负极衬底22上。辅助元件(低压MOSFET)3的半导体芯片的后表面是漏极端子，并且被连接到负极衬底22。
主元件(MOSFET)2的半导体芯片的表面和辅助元件3的半导体芯片的表面都是源极端子。这两个表面通过电线23桥接，从而在电气上彼此连接。高速续流二极管4的半导体芯片的表面是阳极(正电极)。该表面被用电线23桥接到负极衬底22，从而在电气上连接到负极衬底22。
在以这种方式构建的半导体开关1I中，主元件2、辅助元件3和高速续流二极管4的半导体芯片以集成的方式在单个衬底20上形成。结果，包围主元件2、辅助元件3和高速续流二极管4的连线电感下降。即，可以进一步地抑制当主电流反向流动时在断开的瞬间跨辅助元件(低压MOSFET)3的漏极和源极端子生成的冲击电压。
此外，由于可以抑制在辅助元件3中出现的冲击电压，所以可以减小辅助元件3的芯片面积，因而加速断开辅助元件3。由于能够加速断开辅助元件3，可以缩短死区时间。这进而使得可以减小开关损耗。因此，高速开关变得可能。
[第十实施例]
图10是示出第一功率转换系统30A的电路结构的电路图，第一功率转换系统30A是配备根据本发明的实施例的半导体开关的功率转换系统的一个例子。
如图10所示，第一功率转换系统30A是三相桥接电路，其中设置了三个电桥，分别通过在从DC主电源31延伸的正侧DC总线32和负侧DC总线33之间串联两个主电路开关元件构建。在每一个正侧开关元件和每一个负侧开关元件之间的连接(接合)点是输出端子35，并且三相分别对应于输出端子35a、35b和35c。
更具体地，第一功率转换系统30A被以如下方式构建：作为主电路开关元件，半导体开关1E(图5中所示)被应用于正侧(在正侧DC总线32那侧)上的三个开关元件，每一个半导体开关1E均是根据本发明的半导体开关的一个例子，另一方面，半导体开关36被应用于在负侧(在负侧DC总线33那侧)上的三个开关元件，半导体开关36在专利文献2(日本专利公开No.2006-141168)的第七实施例中被作为常规半导体开关的一个例子示出。还要注意，可以通过例如整流三相AC电源的输出并用电容器平滑整流输出获得DC主电源31。
利用以这种方式构建的第一功率转换系统30A，通过在正侧设置具有极低的导通电压并能够高速开关的半导体开关1E，可以实现能够高速开关的高效(低损耗)、低成本的功率转换系统。此外，半导体开关1E具有常规功率转换系统不能获得的优点，使得无需额外的辅助电源，从而消除了准备各相彼此绝缘和隔离的单独电源的需要。
此外，通过把半导体开关1E应用于正侧(在正侧DC总线32那侧)上的三个开关元件，并把半导体开关36应用于负侧(在负侧DC总线33那侧)上的三个开关元件，构建了图10中所示的第一功率转换系统30A。或者，可以应用根据其他实施例的半导体开关(例如半导体开关1A)。
还要注意，在本实施例中给出的描述既没有把负侧(在负侧DC总线33那侧)上的三个开关元件限制为常规半导体开关，也没有禁止应用根据本发明的半导体开关(例如半导体开关1A)。此外，尽管采用了三相桥接电路作为图10中所示的第一功率转换系统30A的例子，但是第一功率转换系统30A不仅可应用于多相桥接电路，也可应用于单相桥接电路。
[第十一实施例]
图11是示出第二功率转换系统30B(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图，第二功率转换系统30B是根据本发明的实施例的功率转换系统的一个例子。
和图10的情况一样，图11中所示的第二功率转换系统30B也是三相桥接电路，其中设置了三个电桥，分别通过在从DC主电源31延伸的正侧DC总线32和负侧DC总线33之间串联两个主电路开关元件构建。在每一个正侧开关元件和每一个负侧开关元件之间的连接点是输出端子35，并且三相分别对应于输出端子35a、35b和35c。
更具体地，在第二功率转换系统30B中，半导体开关1G(图7中所示)被应用于正侧(在正侧DC总线32那侧)上的三个开关元件，并且半导体开关1H(图8中所示)被应用于负侧(在负侧DC总线33那侧)上的三个开关元件。功率从各负侧开关元件(半导体开关1H)的公共栅极驱动电源37通过每一个电流控制电阻器38被供应到每一个相。由于使栅极驱动电源16公用，所以图11中所示的每一个半导体开关1H的栅极驱动电源16被改变为电容器39。
在以这种方式构建的第二功率转换系统30B中，根据本发明的能够比常规技术更高速开关的半导体开关(图11中所示的例子中的半导体开关1G和半导体开关1H)既被设置在正侧上，也被设置在负侧上。因此，除了第一功率转换系统30A的优点以外，和第一功率转换系统30A相比，可以使开关速度更高。此外，由于可以利用冲击电压的能量作为栅极驱动电源，所以栅极驱动电源的功耗可以被减小。
此外，在图11中所示的第二功率转换系统30B中，半导体开关1G(图7中所示)被应用于正侧(在正侧DC总线32那侧)上的三个开关元件，并且半导体开关1H(图8中所示)被应用于负侧(在负侧DC总线33那侧)上的三个开关元件。但是，要应用的本发明的半导体开关不局限于这些半导体开关。例如，半导体开关1H(图8中所示)可以被应用于正侧(在正侧DC总线32那侧)上和负侧(在负侧DC总线33那侧)上的六个开关元件。
[第十二实施例]
图12是示出第三功率转换系统30C(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图，第三功率转换系统30C是根据本发明的实施例的功率转换系统的一个例子。
第三功率转换系统30C与第二功率转换系统30B(图11中所示)的不同之处在于第三功率转换系统30C包括代替电阻器38的充电开关40。但是，这些功率转换系统在结构的剩余部分并无显著的不同。因此，和功率转换系统30B的部件并无显著不同的部件被用同样的附图标记表示，并且将不再次说明。
和图11的情况一样，图12中所示的第三功率转换系统30C也是三相桥接电路，其中设置了三个电桥，分别通过在从DC主电源31延伸的正侧DC总线32和负侧DC总线33之间串联两个主电路开关元件构建。在每一个正侧开关元件和每一个负侧开关元件之间的连接点是输出端子35，并且三相分别对应于输出端子35a、35b和35c。
更具体地，半导体开关1G(图7中所示)被应用于正侧(在正侧DC总线32那侧)上的三个开关元件，并且半导体开关1H(图8中所示)被应用于负侧(在负侧DC总线33那侧)上的三个开关元件。此外，功率从各负侧(在负侧DC总线33那侧)半导体开关1H的公共栅极驱动电源37通过每一个充电开关40供应到每一个相。
在以这种方式构建的第三功率转换系统30C中，每一个充电开关40与同相的主元件2和辅助元件3的通/断定时同步。更具体地，只有在同相的主元件2和辅助元件3被开启时充电开关40才被开启。
根据第三功率转换系统30C，除了第二功率转换系统30B的优点以外，提供了进一步的优点。即，通过控制充电开关40的通/断定时，可以比在第二功率转换系统30B中使用电阻器38的情况中更多地减小损耗。因此，可以把第三功率转换系统30C的电路构建得在尺寸上比第二功率转换系统30B的电路更小。同样地，和第二功率转换系统30B一样，在图12中所示的第三功率转换系统30C中应用的本发明的半导体开关不局限于图中所示的那些。
[第十三实施例]
图13是示出第四功率转换系统30D(通过应用根据本发明的半导体开关构建的功率转换系统)的电路结构的电路图，第四功率转换系统30D是根据本发明的实施例的功率转换系统的一个例子。
如图13中所示，第四功率转换系统30D是单相全桥电路，其中设置了两个电桥，分别通过在从DC主电源31延伸的正侧DC总线32和负侧DC总线33之间串联两个主电路开关元件构建。
对于两个电桥其中之一，构建高速开关桥接电路41，其中，应用半导体开关1G作为正侧(在正侧DC总线32那侧)上和负侧(在负侧DC总线33那侧)上的开关元件，半导体开关1G是根据本发明的半导体开关的一个例子。对于另一电桥，构建低速开关桥接电路43，其中，应用IGBT 42作为正侧(在正侧DC总线32那侧)上和负侧(在负侧DC总线33那侧)上的开关元件，IGBT 42是常规的开关元件。
以这种方式构建的第四功率转换系统30D工作，以使高速开关桥接电路41的开关频率高于低速开关桥接电路43的开关频率。通过以这种方式执行工作控制，可以实现能够高速开关的具有与常规技术相比更高的效率、更低的成本和更简单的电路结构的功率转换系统。
此外，尽管已经对其中图13中所示的第四功率转换系统30D是单相全桥电路的例子进行了说明，但是第四功率转换系统30D不局限于单相全桥电路。另选地，第四功率转换系统30D可以是包括多个通过串联两个主电路开关元件构建的电桥，并具有至少一个高速开关桥接电路41的桥接电路。例如，第四电源转换系统30D可以是图10到图12中所示的三相桥接电路中的任何一个。
如上所述，根据本发明，可以更有效地抑制续流二极管的反向恢复电流，同时使电路结构比常规技术简单。因此，可以提供进一步减小损耗的半导体开关和应用所述半导体开关的功率转换系统。此外，由于本发明不受对开关定时的常规约束的限制，因此可以提供一种与常规技术相比开关速度更高的半导体开关，和应用所述半导体开关的功率转换系统。应该注意，本发明不局限于上述各个实施例，在实际使用时，组成元件可以在不偏离本发明的主题的情况下被修改和具体实施。

Claims (14)

1.一种半导体开关，包含：
主元件，具有反向导通性，并用作具有高耐受电压的电压驱动开关元件；
辅助元件，用作具有低于主元件的耐受电压的电压驱动开关元件；以及
高速续流二极管，具有等于主元件的耐受电压；
其中，主元件的负极连接到辅助元件的负极，以便把主元件的正极定义为正极端子并把辅助元件的正极定义为负极端子，并且，高速续流二极管并联在正极端子和负极端子之间，以使从负极端子向正极端子的方向构成为正向。
2.如权利要求1所述的半导体开关，其中，主元件是MOSFET。
3.如权利要求1所述的半导体开关，其中，辅助元件由FET构成。
4.如权利要求1所述的半导体开关，其中，通过把多个高速续流二极管串联来构建高速续流二极管以便实现与主元件相同的耐受电压。
5.如权利要求1所述的半导体开关，其中，高速续流二极管是使用具有比硅的禁带更宽的禁带的半导体材料制造的二极管。
6.如权利要求1所述的半导体开关，其中，跨辅助元件的正极和负极两端并联电容器。
7.如权利要求1所述的半导体开关，其中，跨辅助元件的正极和负极并联二极管，其中该二极管的正向是从辅助元件的负极向正极的方向。
8.如权利要求1所述的半导体开关，其中，栅极驱动器的输出侧被连接到主元件和辅助元件的栅极端子，公共栅极信号被输入到所述栅极驱动器。
9.如权利要求8所述的半导体开关，其中，电压箝位电路被沿着从负极端子到栅极驱动器的电源的正极侧的方向连接。
10.如权利要求1所述的半导体开关，其中，主元件、辅助元件和高速续流二极管的半导体芯片被整体形成在单个衬底上。
11.一种功率转换系统，其中在通过把两个开关元件串联到DC主电源而构建的桥接电路中，通过应用如权利要求1到10所述的半导体开关中的任何一个来构建所述两个开关元件中至少正极侧上的开关元件。
12.一种功率转换系统，其中，在具有多个分别通过把两个开关元件串联到DC主电源而构建的桥接电路的多相桥接电路中，通过应用如权利要求1到10所述的半导体开关中的任何一个来构建所述两个开关元件中至少负极侧上的开关元件，并且负极侧上的开关元件的栅极驱动电源被公用，以便从单个电源通过电阻器给每一相提供功率。
13.一种功率转换系统，其中，在具有多个分别通过把两个开关元件串联到DC主电源而构建的桥接电路的多相桥接电路中，通过应用如权利要求1到10所述的半导体开关中的任何一个来构建所述两个开关元件中至少负极侧上的开关元件，并且负极侧上的开关元件的栅极驱动电源被公用，以便从单个电源通过开关给每一相提供功率。
14.一种功率转换系统，其中，在具有至少两个分别通过把两个开关元件串联到DC主电源而构建的桥接电路的桥接电路中，通过把如权利要求1到10所述的半导体开关中的任何一个应用于所述两个开关元件来构建所述桥接电路中的至少一个，以使所述桥接电路的开关频率高于其他桥接电路的开关频率。
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