CN104218837B - 用于将dc电压转换成ac电压的方法和系统 - Google Patents

Abstract

提供一种用于将DC电压转换成AC电压的方法和系统。一种设备包括被配置用于将直流(DC)电压转换成交流(AC)电压的全桥。全桥至少包括第一桥分段、第二桥分段、第三桥分段和第四桥分段。第一桥分段、第二桥分段、第三桥分段和第四桥分段中的每个桥分段包括被配置用于响应于第一电压电平切换的第一类型的开关和被配置用于响应于与第一电压电平不同的第二电压电平切换的第二类型的开关。第二类型的开关被配置用于使用负载的电感性电流来驱动，该负载耦合到全桥的输出。

Description

用于将DC电压转换成AC电压的方法和系统

技术领域

本发明主要地涉及用于将DC电压转换成AC电压的方法和系统，并且在具体实施例中涉及使用在全桥配置中的转换器以将DC电压转换成高频AC电压的这样的方法和系统。

背景技术

以上提到的DC到AC转换器也常称为逆变器或者逆变整流器，并且贯穿本申请可以可互换地使用这些表达。一般而言，转换器应当在将DC功率转换成AC功率时表现高效率程度。通常需要这种类型的转换器用于经由空气芯线圈的功率传送，即所谓的“无芯变压器”。这样的“无芯变压器”也可以实施于集成电路的金属层中，并且这样仅从数百兆赫兹的操作频率开始表现可接受的效率程度。

一般而言，在高频率转换器的设计中，可以通过增加开关晶体管的沟道宽度来增加效率程度，增加开关晶体管的沟道宽度降低导通状态电阻。然而在这样做时，需要更多功率用于驱动切换晶体管的栅极。因此，总效率程度随着可变沟道宽度表现最大值，该最大值的量值对于使用的集成电路技术是特有的。常规地，用于切换晶体管的栅极的驱动器由可用DC电压供应，并且因此从DC电压源汲取功率。作为结果，减少DC到AC转换器的总效率程度。

因此，用于增加在将DC电压转换成AC电压时的总效率程度的系统和方法将是期望的。出于这些或者其它原因，有对于本发明的需要。

发明内容

提供基本上如在图中的至少一幅图中示出和/或结合图中的至少一幅图描述的、如在权利要求中更完整阐述的用于将DC电压转换成AC电压并且用于同步对应全桥转换器的切换时刻的方法和系统。

实施例涉及通过被配置为全桥的设备将DC电压转换成AC电压的系统和方法，这些系统和方法包括在全桥的第一、第二、第三和第四桥分段中的每个桥分段中使用与第二类的开关串联耦合的第一类的开关，其中第一类的每个开关适于使用比第二类的每个开关更少的每切换操作的切换能量，其中第四和第三桥分段的第二类的开关在设备的第一输出节点串联耦合，并且第一和第二桥分段的第二类的开关在设备的第二输出节点串联耦合，其中第一和第二桥分段的第二类的开关的控制端子耦合在一起并且耦合到第一输出节点，并且第四和第三桥分段的第二类的开关的控制端子耦合在一起并且耦合到第二输出节点，并且基于在第一与第二输出节点之间连接的负载的电感部件提供的无功功率驱动第二类的开关。

实施例的更多特征和优点将从参照附图进行的以下具体描述中变得清楚。

附图说明

附图被包括用于提供进一步理解，并且在本说明书中被并入而且构成本说明书的部分。附图涉及示例和实施例并且与描述一起用于说明本发明的原理。其它实施例和实施例的预计优点中的许多优点将在它们通过参照以下具体描述而变得更好地理解时容易得到理解。

图1示出根据一个实施例的全桥DC到AC转换器(下文称为逆变整流器)的一个示例的示意图，该逆变整流器在逆变整流器的输出具有无芯变压器作为电感负载；

图2a和2b是示出外部控制信号序列的一个示例的定时图，这些外部控制信号序列可以应用于外部控制在根据图1的实施例中的逆变整流器的操作；

图2c是示出在如在图1的实施例中标明的节点处的所得信号序列的图、比如根据图1的逆变整流器的输出节点或者节点Q1和Q2以及其它节点；

图3示出根据又一实施例的全桥逆变整流器的示意图，该示意图还示出用于外部控制逆变整流器的操作的两对驱动器以及用于控制两对驱动器的供应电压的两个电压控制器；

图4是示出全桥逆变整流器的半桥部分的一个示例和被配置用于控制整流器的控制电路的一个示例的示意图；

图5示出可以用来控制全桥逆变整流器的控制电路的一个实施例，该全桥逆变整流器例如在图1中描绘的全桥逆变整流器；

图6示出根据一个实施例的用于控制全桥逆变整流器的方法的一个示例；以及

图7示出根据一个实施例的用于控制全桥设备的方法的一个示例。

具体实施方式

在以下具体描述中，参照附图，附图形成具体描述的部分，并且在附图中通过示例示出具体实施例。将理解可以利用其它实施例，并且可以进行结构或者其它改变而未脱离本发明的范围。因此不会在限制意义上解读以下具体描述，并且本发明的范围由所附权利要求限定。

在下文中，出于示例目的，将参照用于数百兆赫兹级的很高频率的转换器描述本发明。然而本发明不限于此并且可以发现它与将DC电压转换成较低或者甚至较高频率的AC电压结合的应用。

图1示出根据一个实施例的全桥逆变整流器100的示意图。如图所示，逆变整流器100可以在逆变整流器的输出Q1和Q2处耦合到作为电感负载的无芯变压器10。

另外，逆变整流器100可以包括如利用分别在第一半桥105和第二半桥106的部件周围布置的对应虚线框示意地标明的第一半桥105和第二半桥106。另外，第一半桥105可以包括全桥逆变整流器100的四个桥分段中的第一桥分段101和第二桥分段102，而第二半桥106可以包括全桥逆变整流器100的四个桥分段中的第三桥分段103和第四桥分段104。

第一桥分段105可以包括第一类的第一p沟道晶体管111、第二类的第一p沟道晶体管121、第二类的第一n沟道晶体管122和第一类的第一n沟道晶体管112，该第一类可以是第一较低电压额定值，该第二类可以是第二较高电压额定值，所有晶体管串联耦合或者级联。

对应地，第二半桥106可以包括第一类的第二p沟道晶体管114、第二类的第二p沟道晶体管124、第二类的第二n沟道晶体管123和第一类的第二n沟道晶体管113，所有晶体管串联耦合。

如图1中所示，第一半桥105中的第二类的第一p沟道晶体管121和第二类的第一n沟道晶体管122的栅极可以在第一公共栅极节点125中耦合在一起。对应地，第二半桥106中的第二类的第二p沟道晶体管124和第二类的第二p沟道晶体管123的栅极也可以在第二公共栅极节点126中耦合在一起。

另外，第一公共栅极节点125可以耦合到在第二半桥106中的第二类的第二p沟道晶体管124与第二类的第二n沟道晶体管123之间的串联耦合节点，以形成逆变整流器100的第一输出节点Q1。

相应地，第二公共栅极节点126可以耦合到在第一半桥105中的第二类的第一p沟道晶体管121与第二类的第一n沟道晶体管122之间的串联耦合节点，以形成逆变整流器100的第二输出节点Q2。

如提到的那样，第一类和第二类的逆变整流器100的晶体管可以包括不同电压额定值的晶体管、即晶体管112、112、113和114的第一类或者第一较低电压额定值以及晶体管121、122、123和124的第二类或者第二较高电压额定值。例如用于生产用于复杂数字电路的CMOS集成电路的半导体制造过程可以实施不同并且通常至少两个电压额定值的晶体管。例如第一较低电压额定值的晶体管用于复杂逻辑电路，并且第二较高电压额定值的晶体管用于与对应集成电路的输入/输出(I/O)端口进行接口。

通常，较低电压额定值的晶体管具有比较高电压额定值的晶体管更小的尺寸。由于较低电压额定值的晶体管的更小尺寸，更小晶体管的所得较低寄生元件允许比较高电压额定值的晶体管的较高寄生元件更高的切换速度。换而言之，可以驱动较低电压额定值的晶体管以使用比用于驱动较高电压额定值的晶体管以完成切换操作的电荷和能量更少的电荷和能量来完成切换操作。

如在图1的逆变整流器100的实施例中那样，逆变整流器100的第一、第二、第三和第四桥分段101、102、103和104中的每个桥分段可以包括与较高电压额定值的晶体管121、122、123和124分别串联级联的较低电压额定值的晶体管111、112、113和114。较低电压额定值的晶体管111、112、113和114中的每个晶体管可以分别由都基于一个外部时钟信号的切换信号141、142、143和144外部控制，其中切换信号141、142、143和144中的每个切换信号可以包括相对于彼此的适当相对相位移位和幅度反演以实现逆变整流器100的用于使用全桥转换器的结构将在逆变整流器100的VDD与VSS节点之间施加的DC电压转换成在输出节点Q1与Q2之间的AC电压的期望的功能。

使用较低电压额定值的晶体管111、112、113和114的优点在于由于它们以上描述的用于执行切换操作的较低切换能量，需要更少功率以驱动较低电压额定值的晶体管111、112、113和114。作为结果，增加逆变整流器100在将DC功率转换成AC功率时的总效率程度。在本文中，变得清楚的是本发明不限于使用具有较低电压额定值的晶体管作为晶体管111、112、113和114。实际上，晶体管111、112、113和114可以简单地是比晶体管121、122、123和124更小的晶体管，或者一般地是可以使用与它们的相应级联的晶体管121、122、123和124的第二较高切换能量电平相比的第一较低切换能量电平来执行切换操作的晶体管。

另外，除了在通常共源共栅电路(在这些电路中，具有较高电压额定值的晶体管的栅极连接到DC电压)中之外，如图1中所示，第一半桥105的第二类的晶体管121和122的栅极可以与在第二半桥106的第二类的晶体管123与124之间的串联耦合节点交叉耦合。对应地，第二半桥106的第二类的晶体管123和124的栅极可以与在第一半桥105的第二类的晶体管121与122之间的串联耦合节点交叉耦合。总而言之，交叉耦合配置可以与LC振荡器的交叉耦合配置相似。

第二类的晶体管121、122以及123、124的第一和第二公共栅极节点125和126交叉耦合到输出节点Q1和Q2、以及在输出Q1与Q2之间耦合的无芯变压器10的电感负载特性可以是逆变整流器100的又一优点的基础。就这一点而言，用于驱动交叉耦合到晶体管123和124的晶体管121和122的无功功率可以由在全桥逆变整流器100的半桥106和105的输出节点Q1与Q2之间连接的电感负载的无功功率提供。换而言之，较高电压额定值的晶体管111、112、113和114可以由比如无芯变压器10的负载电路的无功电流驱动。作为结果，同样耗散更少有功功率，从而可以进一步增加逆变整流器100在将DC功率转换成AC功率时的总效率程度。

在图1中的逆变整流器100的实施例中，较低电压额定值的晶体管111、112、113和114可以用来外部控制流过形成谐振器电路的较高电源额定值的交叉耦合的晶体管121、122、123和124的电流的中断。

在图1的实施例中，有可能的是经由供应节点VDD和VSS向全桥逆变整流器100施加的DC电压可以高于第一较低电压额定值的晶体管111、112、113和114的最大电压额定值。就这一点而言，可以提醒的是在DC电压向AC电压的转换的该半个周期期间(在该半个周期期间关断较低电压额定值的晶体管111、112、113、114中的对应晶体管)，由于在逆变整流器100的输出节点的电压条件而也关断与较低电压额定值的晶体管串联配置的在较高电压额定值的晶体管121、122、123、124中的对应晶体管。作为结果，较低电压额定值的晶体管111、112、113、114中的任何一个晶体管仅在桥分段101、102、103和104中的相应桥分段的换向阶段期间“吸收”某个电压。在一个实施例中，出现的反向偏置电压的最大值可以共计仅为DC或者供应电压的部分(比如1/3)。出于该原因，可以有可能使用小的快速切换晶体管作为呈现比DC电压更低的最大电压额定值的晶体管111、112、113、114。

图2a和2b示出用于如图1中所示四个外部切换信号序列144、143、141和142的示例，这些外部切换信号序列可以分别在节点a、b、c和d应用于较低电压额定值的晶体管114、113、111和112。为了清楚，在两幅图中示出用于较低电压额定值的晶体管的切换信号序列，其中分别用与较低电压的晶体管114、113、111和112的对应栅极节点相同的标号a、b、c和d标明切换信号序列。

从切换信号序列b与c的比较中变得清楚的是为了逆变整流器100的理想操作，对角相反桥分段、比如第三桥分段103和第一桥分段101应当由切换信号序列b和c同时关断。可以在通过较低电压额定值的n沟道晶体管113关断第三桥分段103的切换信号b的第一下降沿发现用于这样的同步切换时刻的示例。在图2a和2b的示例中，切换信号b的第一下降沿与可以通过较低电压额定值的p沟道晶体管111关断第一桥分段101的切换信号c的第一上升沿同时出现。

相似地，可以在可以通过较低电压额定值的n沟道晶体管112关断第二桥分段102的切换信号d的第一下降沿发现又一同步切换时刻。切换信号d的第一下降沿这里也与可以通过较低电压额定值的p沟道晶体管114关断第四桥分段104的切换信号a的第一上升沿同时出现。

另外，在图2c中示出又一幅图，该图描绘用与图1的逆变整流器100中的对应节点相同的标号标明的信号序列e、f、g、h、Q1和Q2。信号序列e、f、g、h、Q1和Q2可以响应于图2a和2b中的切换信号序列a、b、c和d而在对应节点产生。请注意以VDD为参考的在节点f和h的最大电压以及在节点e和g的最大电压仅为VDD的电平的部分，而Q1和Q2执行从VSS向VDD的全摆幅。

图3示出根据又一实施例的全桥逆变整流器300的示意图，该全桥逆变整流器分别通过独立电压控制器351和352控制相应p沟道驱动器331和334以及n沟道驱动器333和332的供应电压来提供与n沟道晶体管313和312比较的用于p沟道晶体管311和314的同步切换时刻。如图所示，逆变整流器300的结构可以对应于图1中的逆变整流器100的结构，其中已经用表现相同两个最右数位的附图标记标明对应项目。

除了逆变整流器300本身的与图1中的逆变整流器100比较的相同结构之外，图3中的实施例还示出可以分别驱动逆变整流器300的较低电压额定值的p沟道晶体管311和314的第一对上部p沟道驱动器331和334，以及可以分别驱动逆变整流器300的较低电压额定值的n沟道晶体管312和313的第二对下部n沟道晶体管332和333。如图所示，第一电压控制器351可以向p沟道驱动器331和334提供第一控制的供应电压。相似地，第二电压控制器352可以向n沟道驱动器332和333提供第二控制的供应电压。独立控制第一和第二供应电压可以提供与n沟道驱动器332和333比较的经过p沟道驱动器331和334的适当传播延迟，以最终实现p沟道晶体管311和314的分别与n沟道晶体管313和312比较的同步切换操作。

在实施例中，在用于驱动较低电压额定值的晶体管311、314、312和313的电压小于逆变整流器300的供应电压的一半的情况下，用于p沟道驱动器331和334以及用于n沟道驱动器332和333的供应可以串联耦合。同样，p沟道晶体管311和314包括更大栅极区域，从而用于p沟道驱动器331和334的第一电压控制器351的负载电流通常大于用于n沟道驱动器332和333的第二电压控制器352的负载电流。

对应地，如在图3中的实施例中那样，用于n沟道驱动器332和333的第二电压控制器352可以与它的向用于p沟道驱动器331和334的供应节点353的输入耦合，并且因此向p沟道驱动器331和334共同供应它的负载电流。在这一情况下，仅在p沟道驱动器331和334的负载电流与n沟道驱动器332和333的负载电流之间的差值可以需要由用于p沟道驱动器331和334的又一第一电压控制器351供应。

换而言之，第二电压控制器352可以耦合于p沟道驱动器331和334的供应节点与n沟道驱动器332和333的供应节点354之间，以不仅向n沟道驱动器332和333而且也部分地向p沟道驱动器331和334供应它的负载电流。基于这一类型的互连第一电压控制器351和第二电压控制器352，可以减少逆变整流器300的总电流消耗，这在逆变整流器300的进一步增加的总效率程度中得到反映。

在一些示例中，可以有利地操作高频全桥逆变整流器，从而它的桥分段在该相应桥分段两端的电压为低的时刻接通。图4示出根据又一实施例的全桥逆变整流器400的第一半桥405的示意图，用于操作逆变整流器400从而任何桥分段在该相应桥分段两端的电压为低的时刻接通。这一类型的操作逆变整流器通常称为接近零电压切换或者接近ZVS。

如图4中所示，逆变整流器400的第一半桥405的结构可以对应于图1中的逆变整流器100的第一半桥105的结构，其中已经用表现相同两个最右数位的附图标记标明对应项目。

出于在接近ZVS模式中操作逆变整流器400的目的，逆变整流器400的每个半桥的桥分段401和402中的每个桥分段可以分别耦合至多个电压检测器461和462中的一个电压检测器，该电压检测器使得仅在桥分段401和402中的相应桥分段两端的电压已经降至预定阈值电压以下的情况下接通桥分段401和402中的相应桥分段。

如在图4中的实施例中那样，第一电压检测器461可以耦合到在第一上部桥分段401的具有较低电压额定值的p沟道晶体管411与具有较高电压额定值的p沟道晶体管421之间的串联耦合节点463。相应地，第二电压检测器462可以耦合到在第二下部桥分段402的具有较低电压额定值的p沟道晶体管412与具有较高电压额定值的n沟道晶体管422之间的串联耦合节点464。

在具有以上提到的电压检测器向逆变整流器耦合的实施例中，与所有桥分段关联的电压检测器461和462中的每个电压检测器可以仅包括较低电压额定值的部件，以在根据多个电压检测器中的相应电压检测器检测到的电压使得桥分段中的相应桥分段接通时实现很短信号延迟。

有利地，无论在逆变整流器400的全桥的桥分段中的任何桥分段两端的电压是否已经下降至预定阈值电压以下以使得启用在无负载电流的情况下开始逆变整流器400的操作，可以在预定延迟之后接通相应桥分段。

在图4的实施例中，可以用复杂逻辑门471和472实现以上提到的功能，这些复杂逻辑门可以组合用于每个桥分段的多个输入信号以产生输出信号，该输出信号可以实际控制是否经由相应驱动器接通相应桥分段。

在图4中的上部桥分段401的情况下，对应的第一复杂逻辑门471根据逻辑函数A(BC)组合切换信号A和与由延迟元件481延迟的切换信号A对应的切换信号B以及第一电压检测器461的输出信号C，以产生可以驱动p沟道驱动器431的第一复杂逻辑门471的输出信号。就这一点而言，可以在电压检测器461已经检测到在第一桥分段401两端的电压已经降至预定阈值电压以下时、或者在切换信号A已经通过第一延迟元件481并且切换信号A及其延迟时刻B的逻辑组合引起与切换信号A对应的切换信号无论在第一桥分段401两端的电压是否已经降至预定阈值电压以下都向驱动器431的输入传递之后在，信号C为真的情况下启用切换信号A以驱动p沟道驱动器431。

另外，在图4中的下桥分段402的情况下，对应的第二复杂逻辑门472根据逻辑函数(D E)F组合切换信号F和与由延迟元件482延迟的切换信号F对应的切换信号E以及第二电压检测器462的输出信号D，以产生可以驱动n沟道驱动器432的第二复杂逻辑门472的输出信号。就这一点而言，可以在电压检测器462已经检测到在第二桥分段402两端的电压已经降至预定阈值电压以下时或者在切换信号F已经通过第二延迟元件482并且切换信号F及其延迟时刻E的逻辑组合引起与切换信号F对应的切换信号无论在第二桥分段402两端的电压是否已经降至预定阈值电压以下都向驱动器432的输入传递之后，在信号D为真的情况下使得切换信号F驱动n沟道驱动器432。

对于高频率逆变整流器的接近ZVS操作，应当尽可能同步关断全桥逆变整流器的分别相对的桥分段。这尤其保证了与具有低电感的基于空气芯的变压器的结合。否则，两个半桥中的一个半桥将先换向，并且在基于空气芯的变压器中的磁场将在第二半桥完全换向之前减少。在这样的情况下，一个桥分段可能快速到达它的很低电压的接通前提条件，然而其它桥分段可能完全未达到它的接通前提条件。

出于这一原因，可以提供第一电平移位器493以将外部时钟信号440转换成位于相对于逆变整流器400的供应电压电平VDD和VSS对称的电压电平以产生电平移位的时钟信号445，逆变整流器400的外部控制的切换可以基于外部时钟信号440。另外，如在图4的实施例的情况下那样，可以提供第二电平移位器491以将电平移位的时钟信号445转换成用于第一半桥405的上部桥分段401的切换信号A。另外，可以提供第三电平移位器492以将电平移位的时钟信号445转换成用于第一半桥405的下部桥分段402的切换信号F。

基于这一类型的互连，用于提供用于驱动上部桥分段401和下部桥分段402的外部切换信号的信号路径包括相同数目的电平移位器。作为结果，可以避免在用于驱动上部桥分段401和下部桥分段402的信号路径中的任何失衡，这些失衡可能导致对角相对的桥分段的异步切换操作。总而言之，关于电压检测器，图5描绘第一实施例，该第一实施例包括用于适当同步全桥逆变整流器的桥分段相对于彼此关断的时间时刻的第一组控制回路和关联电路。

为了清楚，图4仅描绘全桥逆变器整流器400的第一半桥405及其关联电路、比如延迟元件481和482、复杂逻辑门471和472以及电压检测器461和462，这些关联电路用于基于外部时钟信号440最终生成分别驱动p沟道驱动器431和n沟道驱动器432的切换信号。当然，全桥逆变器整流器400的第二半桥(未示出)可以包括对应关联电路、比如对应延迟元件、对应复杂逻辑门以及对应电压检测器，用于基于外部时钟信号440生成切换信号。在一个实施例中，对应关联电路可以分别连接到第二电平移位器491和第三电平移位器492的互补输出。

图5示出用于同步根据图1的全桥逆变整流器的桥分段的切换时刻的又一系统的一个实施例。如图5中所示，该对p沟道驱动器531和534以及该对n沟道驱动器532和533向相应逆变器整流器(未示出)的耦合可以对应于如图3中所示耦合，其中已经用表现相同两个最右数位的附图标记标明对应项目。

一般而言，可以实施控制电路和方法，这些控制电路和方法控制对角相对的桥分段同时关断，对角相对的桥分段比如全桥逆变整流器100中的第三桥分段103和第一桥分段101、以及第二桥分段102和第四桥分段104。

就这一点而言，一个实施例可以包括一种用于通过比较全桥逆变器100中的第一半桥105的第一桥分段101的第一切换时刻与全桥逆变器100的第二半桥106中的第三桥分段103的第二切换时刻，以确定在第一切换时刻与第二切换时刻之间的任何差值作为第一切换误差来同步全桥逆变整流器的切换时刻的方法。关于如图1中所示全桥逆变器100的实施例，第二半桥106中的第三桥分段103位于相对与第一半桥105中的第一桥分段101处。

该方法的又一步骤可以包括比较全桥逆变器100的第一半桥105中的第二桥分段102的第三切换时刻与全桥逆变器100的第二半桥106中的第四桥分段104的第四切换时刻，以确定在第三切换时刻与第四切换时刻之间的任何差值作为第二切换误差。同样关于图1，第二半桥106的第四桥分段104位于相对与第一半桥105中的第二桥分段102处。

在又一步骤中，该实施例可以包括根据第一切换误差和第二切换误差的数量和符号，相对于第三驱动器533驱动第三桥分段103的外部切换的延迟变化第一驱动器531驱动第一桥分段101的外部切换的延迟，并且相对于第四驱动器534驱动第四桥分段104的外部切换的延迟变化第二驱动器532驱动第二桥分段102的外部切换的延迟，从而第一切换误差和第二切换误差消失。

因此，一般而言，为了对关断全桥逆变整流器的桥分段的切换时刻的改进的同步，可以提供至少一个控制电路，该至少一个控制电路可以被设置为可以比较全桥逆变整流器的桥分段的接通的时刻，并且可以在切换时刻之间的偏离的情况下变化驱动桥分段中的一个桥分段的驱动器中的至少一个驱动器的至少一个供应电压，以通过变化驱动器中的至少一个驱动器的传播延迟来减少偏离。就这一点而言，数字驱动器和逻辑电路的传播延迟大量依赖于它们的供应电压。如果关断时刻未同步，则Q1和Q2的转变时间将比关断时刻的偏离多得多地不同。因此，比较接通时刻促成相对于比较关断时刻的放大的比较结果。

因此，通过增加一个驱动器的供应电压并且减少另一驱动器的供应电压，可以容易同步对应切换时刻，从而也可以容易同步接通对应桥分段的时刻。

在图5中示出一种用于同步的电路的一个实施例。这一实施例可以比较第一时间段与第二时间段，在该第一时间段期间，两个上部桥分段(例如图1中的桥分段101和104)同时关断，在第二时间段期间，两个下部桥分段(例如图1中的桥分段102和103)同时关断。这些第一和第二时间段分别近似地对应于全桥逆变整流器的输出节点从它们的低电压电平向它们的高电压电平的转变时间、或者全桥逆变整流器的输出节点从它们的高电压电平向它们的低电压电平的转变时间。

根据在第一时间段与第二时间段之间的差值的数量和符号，相对于第二n沟道驱动器532和533驱动两个下部桥分段102和103的外部切换的延迟调整第一p沟道驱动器531和534驱动两个上部桥分段101和104的外部切换的延迟，从而在第一时间段与第二时间段之间的差值消失。

出于第一时间段与第二时间段的以上提到的比较的目的，第一p沟道驱动器531的输出和第二p沟道驱动器534的输出可以耦合到逻辑与(AND)门566。另外，第一n沟道驱动器532的输出和第二n沟道驱动器533的输出可以耦合到逻辑或(OR)门567。另外，可以在比较节点550处提供比较电压，在该比较节点，在与门566的输出的第一电阻568可以耦合到在或门567的输出的第二电阻569，其中比较电压代表在第一时间段与第二时间段之间的差值。

另外，如图5中所示，实施例可以包括运算放大器565，该运算放大器565用于比较该比较电压与在中间节点560的在逆变整流器100的供应电压电平VDD与VSS之间中间的中电平电压,0以控制用于电压控制器551和552的参考电压电平558和559，这些电压控制器分别控制p沟道驱动器531和534以及n沟道驱动器532和534的供应。

在这一实施例中，比较电压低于中电平电压可以引起电压控制器中的第一电压控制器551的输出增加，该第一电压控制器控制在第一供应节点553对p沟道驱动器531和534的供应，这可以减少经过p沟道驱动器531和534的信号传播延迟。另外，这可以引起电压控制器中的第二电压控制器552的输出减少，该第二电压控制器控制在第二供应节点554处对n沟道驱动器532和533的供应，这可以增加经过n沟道驱动器532和533的信号传播延迟。

另外，在根据图5的实施例中，比较电压高于中电平电压可以引起减少电压控制器中的第一电压控制器551的输出，该第一电压控制器控制在第一供应节点553处对p沟道驱动器531和534的供应，这可以增加经过p沟道驱动器531和534的信号传播延迟。另外，这可以增加电压控制器中的第二电压控制器552的输出，该第二电压控制器控制在第二供应节点554处对n沟道驱动器532和533的供应，这可以减少经过n沟道驱动器532和533的信号传播延迟。

因此，由于在与门566的输出和或门567的输出的信号相对于彼此互补，所以可以借助包括第一电阻568和第二电阻569的电阻器网络对它们求和。在以上提到的第一时间段和第二时间段延迟同样长的情况下，在比较节点550处的电压将基本上确切地在供应电压电平VDD与VSS之间中间。在第一时间段与第二时间段之间的偏离的情况下，在比较节点550的电压也将从在供应电压电平VDD与VSS之间的中电压电平偏离，并且将通过比较器565的输出在相反方向上变化用于电压控制器551和552的参考电压电平558和559，这些电压控制器分别控制p沟道驱动器531和534以及n沟道驱动器532和534的供应。

例如，如果由于用于p沟道晶体管101和104的p沟道驱动器531和534的传播延迟可以比用于n沟道晶体管102和103的n沟道驱动器532和533的传播延迟有些更长，而正常关断上部两个桥分段101和104太晚，则从上部桥分段101和104向下部桥分段102和103的换向将比相反方向、例如从下部向上部桥分段101和104需要更久。

作为结果，将经由电压检测器比下部桥分段102和103更早接通上部桥分段101和104。因此，将对于比下部桥分段102和103更短的时间段同时关断上部桥分段101和104。因而，将有些减少在比较节点550的电压。经由比较器565，将增加用于p沟道驱动器531和534的第一电压控制器551的输出电压的绝对值，而将减少用于n沟道驱动器532和533的第二电压控制器552的输出电压的绝对值直至再次对于基本上相等时间段同时关断上部桥分段101和104以及下部桥分段102和103。

图6示出根据一个实施例的一种用于同步全桥逆变器整流器的切换时刻的方法的流程图。这一方法可以包括比较600第一时间段与第二时间段，在该第一时间段期间，全桥逆变器整流器的两个上部桥分段同时关断，在该第二时间段期间，全桥逆变器整流器的两个下部桥分段同时关断。

该方法还可以包括根据在第一时间段与第二时间段之间的差值的数量和符号，相对于第二驱动器驱动两个下部桥分段的外部切换的延迟变化601第一驱动器驱动两个上部桥分段的外部切换的延迟，从而在第一时间段与第二时间段之间的差值消失。

图7示出根据一个实施例的一种用于控制全桥设备的方法的流程图。全桥设备至少包括第一、第二、第三和第四桥分段。该方法包括基于比较第一桥分段的第一切换时刻与第三桥分段的第二切换时刻确定700第一切换误差，并且基于比较第二桥分段的第三切换时刻与第四桥分段的第四切换时刻确定第二切换误差。另外，该方法包括驱动701第一、第二、第三和第四桥分段，从而通过相对于驱动第三桥分段的延迟变化驱动第一桥分段的延迟，并且相对于驱动第四桥分段的延迟变化驱动第二桥分段的延迟，来减少第一切换误差和第二切换误差。

关于涉及各图的以上描述的实施例，强调实施例基本上用于增加可理解性。除此之外，以下进一步实施例试图举例说明更一般概念。然而也不会在限制意义上解读以下实施例。实际上，如前文表达的那样，本发明的范围由所附权利要求限定。

虽然这里已经图示和描述具体实施例，但是本领域普通技术人员将理解多种备选和/或等效实现方式可以替换示出和描述的具体实施例而未脱离本发明的范围。本申请旨在于覆盖这里讨论的具体实施例的任何适配或者变化。因此，旨在于本发明仅受权利要求及其等效含义限制。

Claims (30)

1.一种用于将直流电压转换成交流电压的设备，包括：

全桥，被配置用于将直流(DC)电压转换成交流(AC)电压，其中所述全桥至少包括第一桥分段、第二桥分段、第三桥分段和第四桥分段，并且其中所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段包括：

被配置用于响应于第一电压电平切换的第一类型的开关和被配置用于响应于与所述第一电压电平不同的第二电压电平切换的第二类型的开关；并且

其中所述第二类型的所述开关被配置用于使用负载的电感性电流来在控制端子处驱动，所述负载耦合到所述全桥的输出。

2.根据权利要求1所述的设备，还包括被配置用于驱动所述第一类型的每个开关的至少一个驱动器。

3.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一类型的所述开关与所述第二类型的所述开关串联耦合。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述第二电压电平包括所述全桥的DC供应电压，并且其中所述第一电压电平小于所述全桥的DC供应电压。

5.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一类型的所述开关中的每个开关由相应切换信号驱动，所述相应切换信号外部控制所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的相应桥分段的切换操作。

6.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一类型的所述开关包括第一较低电压等级的晶体管，并且其中所述第二类型的所述开关包括第二较高电压等级的晶体管。

7.根据权利要求6所述的设备，其中所述第一较低电压等级的所述晶体管包括集成电路技术的逻辑晶体管，并且其中所述第二较高电压等级的所述晶体管包括所述集成电路技术的I/O晶体管。

8.根据权利要求1所述的设备，其中：

所述第一类型的所述开关包括第一尺寸的晶体管和/或第一切换速度的晶体管和/或第一栅极电荷的晶体管和/或第一栅极能量的晶体管；并且

所述第二类型的所述开关包括第二尺寸的晶体管和/或第二切换速度的晶体管和/或第二栅极电荷的晶体管和/或第二栅极能量的晶体管。

9.根据权利要求1所述的设备，其中：

所述第一桥分段和所述第四桥分段的所述第一类型的所述开关各自均包括p沟道晶体管，并且所述第一桥分段和所述第四桥分段的所述第二类型的所述开关各自均包括p沟道晶体管；并且

所述第二桥分段和所述第三桥分段的所述第一类型的所述开关各自均包括n沟道晶体管，并且所述第二桥分段和所述第三桥分段的所述第二类型的所述开关各自均包括n沟道晶体管。

10.根据权利要求9所述的设备，其中：

所述第一桥分段和所述第四桥分段的第一类型的所述p沟道晶体管的栅极各自均耦合到相应p沟道驱动器；

所述第二桥分段和所述第三桥分段的所述第一类型的n沟道晶体管的栅极各自均耦合到相应n沟道驱动器；并且

所述p沟道驱动器和所述n沟道驱动器中的每个驱动器由基于外部时钟信号的相应切换信号驱动。

11.根据权利要求10所述的设备，还包括：在所述p沟道驱动器与所述n沟道驱动器之间耦合的用于所述n沟道驱动器的电压控制器，以向所述p沟道驱动器部分地供电。

12.根据权利要求1所述的设备，其中

所述直流(DC)电压呈现在第一输入端子和第二输入端子之间；

所述全桥的所述输出包括第一输出端子和第二输出端子；

所述第一桥分段具有通过所述第一类型的所述开关和所述第二类型的所述开关从所述第一输入端子到所述第二输出端子的导通路径；

所述第二桥分段具有通过所述第一类型的所述开关和所述第二类型的所述开关从所述第二输入端子到所述第二输出端子的导通路径；

所述第三桥分段具有通过所述第一类型的所述开关和所述第二类型的所述开关从所述第二输入端子到所述第一输出端子的导通路径；

所述第四桥分段具有通过所述第一类型的所述开关和所述第二类型的所述开关从所述第一输入端子到所述第一输出端子的导通路径；

所述第一桥分段的所述第二类型的所述开关的所述控制端子耦合至所述第一输出端子；

所述第二桥分段的所述第二类型的所述开关的所述控制端子耦合至所述第一输出端子；

所述第三桥分段的所述第二类型的所述开关的所述控制端子耦合至所述第二输出端子；

所述第四桥分段的所述第二类型的所述开关的所述控制端子耦合至所述第二输出端子。

13.一种用于将直流(DC)电压切换成交流(AC)电压的方法，所述方法包括：

驱动至少包括第一桥分段、第二桥分段、第三桥分段和第四桥分段的全桥，并且其中所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段包括：

被配置用于响应于第一电压电平切换的第一类型的开关；以及

被配置用于响应于与所述第一电压电平不同的第二电压电平切换的第二类型的开关；以及

其中驱动所述全桥包括使用负载的电感性电流来驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段的所述第二类型的所述开关的控制端子，所述负载耦合到所述全桥的输出。

14.根据权利要求13所述的方法，还包括通过使用用于所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段的电压检测器以分别检测在所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段两端的电压来同步所述全桥的切换时刻，其中控制所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段以仅在所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段两端的所述电压已经下降至预定阈值以下之后接通。

15.根据权利要求14所述的方法，其中：

所述第一桥分段和所述第四桥分段的所述第一类型的所述开关各自均包括p沟道晶体管，并且所述第一桥分段和所述第四桥分段的所述第二类型的所述开关各自均包括p沟道晶体管；并且

所述第二桥分段和所述第三桥分段的所述第一类型的所述开关各自均包括n沟道晶体管，并且所述第二桥分段和所述第三桥分段的所述第二类型的所述开关各自均包括n沟道晶体管。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：

用基于外部时钟信号的相应切换信号驱动所述第一类型的所述p沟道晶体管和所述n沟道晶体管中的每个晶体管，其中所述相应切换信号外部控制所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的相应桥分段的切换操作；并且

使用第一电平移位器以将所述外部时钟信号转换成在位于相对于所述全桥的供应电压电平对称的电压电平的转换的时钟信号；

其中用于将所述转换的时钟信号转换成用于p沟道驱动器的第一驱动信号的至少一个第二电平移位器分别驱动所述第一类型的所述p沟道晶体管；并且

其中用于将所述转换的时钟信号转换成用于n沟道驱动器的第二驱动信号的至少一个第三电平移位器分别驱动所述第一类型的所述n沟道晶体管。

17.一种用于控制至少包括第一桥分段、第二桥分段、第三桥分段和第四桥分段的全桥设备的方法，所述方法包括：

基于将所述第一桥分段的第一切换时刻与所述第三桥分段的第二切换时刻进行比较确定第一切换误差；

基于将所述第二桥分段的第三切换时刻与所述第四桥分段的第四切换时刻比较确定第二切换误差；并且

驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段，从而通过相对于驱动所述第三桥分段的延迟变化驱动所述第一桥分段的延迟、并且相对于驱动所述第四桥分段的延迟变化驱动所述第二桥分段的延迟来减少所述第一切换误差和所述第二切换误差。

18.根据权利要求17所述的方法，其中驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段、从而减少所述第一切换误差和所述第二切换误差包括：

驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段以消除所述第一切换误差和所述第二切换误差。

19.根据权利要求17所述的方法，其中驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段、从而减少所述第一切换误差和所述第二切换误差包括：

基于所述第一切换误差和所述第二切换误差的数量和极性中的一项或者多项，驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段以减少所述第一切换误差和所述第二切换误差。

20.根据权利要求17所述的方法，其中驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段、从而减少所述第一切换误差和所述第二切换误差包括：

在与向用于切换所述第二桥分段和所述第三桥分段的驱动器供应的第二供应电压相反的方向上变化用于切换所述第一桥分段和所述第四桥分段的驱动器供应的第一供应电压。

21.根据权利要求17所述的方法，其中所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段包括被配置用于响应于第一电压电平切换的第一类型的开关和被配置用于响应于与所述第一电压电平不同的第二电压电平切换的第二类型的开关，并且其中驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段、从而减少所述第一切换误差和所述第二切换误差包括：

驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段中的每个桥分段的所述第一类型的所述开关。

22.根据权利要求21所述的方法，还包括对于每个桥分段使用负载的电感性电流来驱动所述第二类型的所述开关，所述负载耦合到所述全桥设备的输出。

23.根据权利要求17所述的方法，还包括：

确定在所述第一切换误差与所述第二切换误差之间的差值；并且

将确定的所述差值与阈值进行比较。

24.根据权利要求23所述的方法，其中确定在所述第一切换误差与所述第二切换误差之间的所述差值包括确定代表所述差值的比较电压；并且

其中确定的所述差值与阈值的比较包括将所述比较电压与参考电压进行比较。

25.根据权利要求24所述的方法，其中所述参考电压包括基本上为所述全桥设备的DC供应电压的一半的电压电平。

26.一种被配置用于控制至少包括第一桥分段、第二桥分段、第三桥分段和第四桥分段的全桥设备的设备，其中所述设备被配置用于：

基于将所述第一桥分段的第一切换时刻与所述第三桥分段的第二切换时刻进行比较确定第一切换误差；

基于将所述第二桥分段的第三切换时刻与所述第四桥分段的第四切换时刻进行比较确定第二切换误差；并且

驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段，从而通过相对于驱动所述第三桥分段的延迟变化驱动所述第一桥分段的延迟、并且相对于驱动所述第四桥分段的延迟变化驱动所述第二桥分段的延迟来减少所述第一切换误差和所述第二切换误差。

27.根据权利要求26所述的设备，其中所述设备被配置用于驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段以消除所述第一切换误差和所述第二切换误差。

28.根据权利要求26所述的设备，其中所述设备被配置用于基于所述第一切换误差和所述第二切换误差的数量和极性中的一项或者多项，驱动所述第一桥分段、所述第二桥分段、所述第三桥分段和所述第四桥分段以减少所述第一切换误差和所述第二切换误差。

29.一种全桥转换器，包括：

第一输入端子；

第二输入端子；

第一输出端子；

第二输出端子；

第一晶体管具有第一导电类型，其中所述第一晶体管具有耦合至所述第一输入端子的第一导电端子；

第二晶体管具有所述第一导电类型，其中

所述第二晶体管具有耦合至所述第一晶体管的第二导电端子的第一导电端子，

所述第二晶体管具有耦合至所述第二输出端子的第二导电端子，以及

所述第二晶体管具有耦合至所述第一输出端子的控制端子；

第三晶体管具有第二导电类型，其中所述第三晶体管具有耦合至所述第二输入端子的第一导电端子；

第四晶体管具有所述第二导电类型，其中

所述第四晶体管具有耦合至所述第三晶体管的第二导电端子的第一导电端子，

所述第四晶体管具有耦合至所述第二输出端子的第二导电端子，以及

所述第四晶体管具有耦合至所述第一输出端子的控制端子；

第五晶体管具有所述第一导电类型，其中所述第五晶体管具有耦合至所述第一输入端子的第一导电端子；

第六晶体管具有所述第一导电类型，其中

所述第六晶体管具有耦合至所述第五晶体管的第二导电端子的第一导电端子，

所述第六晶体管具有耦合至所述第一输出端子的第二导电端子，以及

所述第六晶体管具有耦合至所述第二输出端子的控制端子，

第七晶体管具有所述第二导电类型，其中所述第七晶体管具有耦合至所述第二输入端子的第一导电端子；以及

第八晶体管具有所述第二导电类型，其中

所述第八晶体管具有耦合至所述第七晶体管的第二导电端子的第一导电端子，

所述第八晶体管具有耦合至所述第一输出端子的第二导电端子，以及

所述第八晶体管具有耦合至所述第二输出端子的控制端子。

30.根据权利要求29所述的全桥转换器，其中：

所述第一晶体管、所述第三晶体管、所述第五晶体管以及所述第七晶体管每个具有第一额定电压；以及

所述第二晶体管、所述第四晶体管、所述第六晶体管以及所述第八晶体管每个具有第二额定电压，并且其中所述第二额定电压高于所述第一额定电压。