WO2007119755A1 - モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

明 細 書

モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 技術分野

[0001] 本発明は、誘起電圧に高調波成分が重畳された 3相ブラシレスモータ所謂高調波 モータを制御するモータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 に関する。

背景技術

[0002] この種の誘起電圧に高調波成分を含む 3相ブラシレスモータの制御装置としては、 例えば、本出願人が先に提案した、ベクトル制御を用いてモータの各相の相電流指 令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記モータの各相のモータ相電流 を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記モータ相電流に基 づ 、てモータの相電流を制御する電流制御部とを備え、ベクトル制御相指令値算出 部が、各相逆起電圧を算出する各相逆起電圧算出部と、前記各相逆起電圧から逆 起電圧の d軸及び q軸成分である電圧 ed及び eqを算出する d-q電圧算出部と、前記 電圧 ed及び eq力 q軸成分である電流指令値 Iqrefを算出する q軸目標電流算出部 と、 d軸成分である電流指令値 Idrefを算出する d軸目標電流算出部と、前記電流指 令値 Iqref及び Idrefから各相の相電流指令値を算出する各相電流指令算出部とを 有するモータ駆動制御装置が知られている（例えば、特開 2004— 201487号公報 参照)。

発明の開示

[0003] し力しながら、上記特許文献 1に記載の従来例にあっては、エネルギーバランス方 程式を応用して、電流指令値 Irefとロータ電気角 Θと誘起電圧モデル (EMF : Elect ro Motion Force) eq ( Θ ) , ed ( 0 )と d軸電流 Idとによりモータトルクを決定する q 軸電流 Iqを算出するようにしているので、誘起電圧に高調波が含有された 3相ブラシ レスモータでもトルクを一定に制御することが可能となる。しかし、上記従来例では、 高調波モータのトルクを一定に制御した場合、その電流を通電するために必要なモ ータ駆動電圧波形が誘起電圧の高調波に応じて大きく歪んでしまい、電源電圧が有 効利用できずにモータ出力を向上させることができないという未解決の課題がある。 ここで、電源電圧を有効に活用したモータ駆動電圧波形とは、 3相駆動電圧の電圧 合成ベクトルが一定の状態である。

[0004] すなわち、上記従来例では、 3相モータ誘起電圧波形を 2軸の回転座標へ変換す るので、モータトルクに関与する 5次や 7次の高調波成分が含有された図 18に示す 誘起電圧 EMFu, EMFv及び EMFwをロータ回転座標系の dq軸の誘起電圧 e及 d び eに変換した場合、誘起電圧 e及び eは図 19に示すように電気角速度の 6倍で、 q d q

位相が 90度ずれた sin波形となる。ここで、誘起電圧に高調波を含まない正弦波モ ータの場合は、 dq軸の誘起電圧 e及び eは一定値となる。

d q

[0005] 上記誘起電圧 e及び eを用いて、下記（1)式で表されるトルク一定の条件式に準じ d q

、 q軸電流 Iを下記（2)式に従って算出した場合、 q軸電流 Iは図 20に示すように、 6 q q

n次成分 (n= l, 2, 3……）の高調波成分が含有される（d軸電流 Iは" 0"を含む直 d

流値であり、図 20では 50Aとする）。

[0006] [数 1]

1 co _ra = (2/3) K_{t l re}f co _ra = i_u e_u + i _ve_v + i _we_w = i _qe_q + i _d e_d ( 1 )

[0007] ここで、 Tはモータトルク、 ω はモータ機械角速度、 Κはモータトルク定数、 i はモー m t ref タトルク指令電流、 iは U相電流、 iは V相電流、 iは W相電流、 eは U相誘起電圧 (E MF)、 eは V相誘起電圧（EMF)、 eは W相誘起電圧（EMF)、 Iは q軸電流、 Iは d

V w q d 軸電流、 eは q軸誘起電圧（EMF)、 eは d軸誘起電圧（EMF)である。

q d

このときのモータ駆動電圧は、下記（3)式のモータの特性方程式から求めると、図 2 1に示すようになる。

[0008] [数 2]

[0009] この際、下記 (4)式で示されるモータ駆動電圧波形の電圧合成ベクトルの絶対値 は図 22に示すように変動してしまう。（4)式で示されるベクトルの絶対値は、モータへ 印加する電圧エネルギーであるため、ここにリップルが生じた場合、図 22において斜 線で示す部分につ!、ては電圧を有効利用できて!、な!、ことになる。

[0010] [数 3]

| ν| =]Ϋ +ν ( 4 )

[0011] 電圧はモータの回転性能に大きく影響するため、これが高調波モータにおける回 転 ¾能の妨げとなって 、る。

また、近年、電動パワーステアリング装置の需要増加、高推力、静音性要求が高ま つている。特に、コラムタイプの電動パワーステアリング装置については運転者に近 い位置に配置されることから、より高い静音性が要求される。高推力を実現するため に、電動パワーステアリング装置に用いられる電動モータの高トルク化が必要である 力 高トルクモータはトルク定数が高いため、トルクリップルが増加し、その結果、振動 '騒音の悪ィ匕に繋がる。このことから、良好なトルクリップル性能を維持しつつ、大型 化することなく高出力なシステムを構築することが要望されている。

[0012] このような要望に応えるため、本出願人は先に、ロータの回転角度 Θ eと電気角速 度 co eに基づいて換算表を使用して各相の逆起電圧 ea、 eb、 ecを算出し、これら逆 起電圧 ea、 eb、 ecを n次高調波の矩形波若しくは疑似矩形波とすることで高トルクイ匕 し、逆起電圧 ea、 eb、 ecを 3相 Z2相変換して d軸逆起電圧 ed及び q軸逆起電圧 eq を算出すると共に、トルク指令値 Tref及び電気角速度 ω eに基づ 、て d軸指令値電 流 Idrefを算出し、且つトルクリップルを抑制するためにモータのエネルギーバランス 方程式を応用して下記（1)式に基づいて q軸指令値電流 Iqrefを算出し、これら d軸 指令値電流 Idref及び q軸指令値電流 Iqrefを 2相 Z3相変換して a〜c相電流指令 値を算出し、これら a〜c相電流指令値に基づ 、てフィードバック制御を行って電動モ ータを駆動するようにしたモータ駆動装置及び電動パワーステアリング装置を提案し て 、る（特開 2006 - 158198号公報参照）。

[0013] Iqref = (2/3Tref X ω m-ed X Idref) /eq (5)

ここで、 ω mは機械角速度で電気角速度 ω eをモータ極対数 Ρで除した値（ = ω eZ P)である。

し力しながら、上記特開平 2006— 158198号公報に記載の従来例にあっては、ェ ネルギーバランス方程式を応用して、ロータ電気角 Θ e及び電気角速度 co eとに基づ いて誘起電圧（EMF : Electro Motive Force) e , eを算出すると共に、トルク指 q d

令値 Trefと電気角速度 ω eとに基づ 、て d軸電流指令値 I を算出し、これら誘起電

dref

圧 e及び eと d軸電流指令値 I とによりモータトルクを決定する q軸電流指令値 I を q d dref qref 算出するようにしているので、誘起電圧 e及び eがモータ電気角 Θ eの関数となって

q d

おり、実際にモータに電流を印加した場合、この印加電流でモータ内部に発生する 電機子起磁力により電機子反作用及びステータの磁ィ匕特性によって誘起電圧が歪 むため、歪み率が大きい場合には歪み分のトルクリップルが発生するという未解決の 課題がある。

[0014] そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、発 生トルクに関与しな 、d軸電流 Idを積極的に制御することで、モータ駆動電圧を波形 整形し、その結果、電圧合成ベクトルの変動を抑制し、モータ出力を向上させること ができるモータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供する ことを第 1の目的としている。

また、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電動 モータの電機子磁界による誘起電圧の歪みを考慮して電動モータを駆動制御するこ とにより、トルクリップルをより効果的に抑制することができるモータ駆動制御装置及 びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを第 2の目的としている

[0015] 上記第 1の目的を達成するために、請求項 1に係るモータ制御装置は、 3相ブラシ レスモータの相電流を検出する相電流検出手段と、前記 3相ブラシレスモータのロー タの回転位置を検出するロータ回転位置検出手段と、前記 3相ブラシレスモータの目 標電流を設定し、当該目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出したロータ回 転位置とに基づ!/、てモータ相電流指令値を出力する目標電流設定手段と、該目標 電流設定手段から出力されるモータ相電流指令値と前記相電流検出手段で検出し た相電流とに基づ!、て駆動電圧を制御する駆動電圧制御手段と、該駆動電圧制御 手段の駆動電圧に基づいて前記 3相ブラシレスモータに相電流を供給するモータ駆 動回路とを備え、前記目標電流設定手段は、トルク変動を生じることなぐ且つ各相 駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2倍の値を含 む近傍値に一致する相電流指令値を出力するように構成されて ヽることを特徴として いる。

[0016] この請求項 1に係る発明では、前述した（1)式のエネルギーバランス方程式におけ る左辺の Τω を一定にするように相電流 i , i及び iを決定することにより、トルク変動 を起こさない相電流指令値を算出することができ、各相駆動電圧の合成ベクトルの絶 対値が略一定であり、電源電圧 X 3Z2の値と略一致させことにより、モータ駆動回 路から 3相ブラシレスモータに供給される電源電圧 VRを有効利用することができる。 すなわち、 3相ブラシレスモータの U, V, W相に印加できる電圧は 0〜VRであり、各 相を電圧ベクトル表現した場合、図 23に示すように、相電圧 Vu、 Vv及び Vwは互い に 120度シフトした 3相ベクトル表現となる。この相電圧 Vu、 Vv及び Vwの合成べタト ルが取り得る電圧ベクトルの範囲は、図 23でハッチングした領域となり、この領域のう ち合成ベクトルの絶対値を一定とできる領域は、電源電圧 X 3Z2の範囲までとな る。このため、合成ベクトルの絶対値を電源電圧の 3Z2倍を含む近傍値に設定す ることにより、合成ベクトルの絶対値が一定で電源電圧を有効利用することができる。

[0017] また、請求項 2に係るモータ制御装置は、 3相ブラシレスモータの相電流を検出す る相電流検出手段と、前記 3相ブラシレスモータのロータの回転位置を検出するロー タ回転位置検出手段と、前記 3相ブラシレスモータの目標相電流を設定し、当該目 標相電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出したロータ回転位置とに基づいて 相電流指令値を出力する目標電流設定手段と、該目標電流設定手段から出力され る相電流指令値と前記相電流検出手段で検出した相電流とに基づいて駆動電圧を 制御する駆動電圧制御手段と、該駆動電圧制御手段の駆動電圧に基づ!、て前記 3 相ブラシレスモータに相電流を供給するモータ駆動回路とを備え、前記目標電流設 定手段は、誘起電圧に基本波成分以外の高調波成分が含まれる場合に、相電流指 令値波形を誘起電圧波形に対してモータ回転性能を向上させる進角制御を行う進 角制御手段を有し、該進角制御手段による進角制御時に、トルク変動を生じることな ぐ且つ各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2 倍の値を含む近傍値に一致する相電流指令値を出力するように構成されて!、ること を特徴としている。

[0018] この請求項 2に係る発明では、進角制御手段でモータ回転性能を向上させる進角 制御を行う際にも、前述した請求項 1に係る発明と同様に、トルク変動を生じることなく 、且つ合成ベクトルの絶対値が略一定で、電源電圧を有効利用することができる。 さらに、請求項 3に係るモータ制御装置は、請求項 1又は 2に係る発明において、前 記目標電流設定手段は、目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出したロー タ回転位置とに基づいてロータ回転座標系の 2軸に変換した d—q座標で電流制御 を行うように構成されて 、ることを特徴として 、る。

[0019] この請求項 3に係る発明では、 d— q座標で電流制御を行って、 d軸電圧 Vd及び q 軸電圧 Vqの電圧合成ベクトル I V I ( = ^ (Vd²+Vq²) )を一定に制御することによ り、トルク一定の条件式を満たしつつ、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの変化が円条件 に近 、状態となるように d軸電流を制御することができる。

さらにまた、請求項 4に係るモータ制御装置は、請求項 1に係る発明において、前 記目標電流設定手段は、目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出したロー タ回転位置とに基づいてロータ回転座標系の 2軸に変換した d—q座標で電流制御 を行うように構成され、少なくとも目標電流、ロータ電気角、ロータ電気角速度及びモ ータ定数情報に基づいて電気角 1周期に対して 6倍の周波数で且つ q軸電流の絶対 値と逆相又は正相で駆動する交流 d軸電流値を算出する d軸電流決定手段と、該 d 軸電流決定手段で決定した d軸電流値、目標電流、ロータ電気角及びモータ定数情 報に基づいて q軸電流をトルク一定の条件式より算出する q軸電流決定手段とを有し 、トルク変動を抑制しつつ、電源電圧を有効活用した各相駆動電圧の合成ベクトル の絶対値変動が小さ!、モータ駆動電圧波形となるようにモータ相電流指令値を決定 することを特徴としている。

[0020] この請求項 4に係る発明では、電圧合成ベクトルを一定とする d軸電流 Id及び q軸 電流 Iqを求めようとした場合、計算が複雑で解を求めるのが困難であるので、 d軸電 圧 Vd及び q軸電圧 Vqの電圧波形を直流 +ロータ電気角の 6倍の振動項の形で近 似する。この場合、 q軸電流 Iq及び q軸電圧 Vqの値はモータ回転方向によって符号 が逆転する。ここでは、 q軸電流 Iq及び q軸電圧 Vqが正の場合を前提に説明すると、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqを逆位相とすると共に、振幅条件として両者の交流成分 の比に対して直流成分の比を逆関係とすることにより、電圧合成ベクトルが一定とな る円の接線上を移動するように設定することができ、このような d軸電圧 Vd及び q軸電 圧 Vqを設定するために、 d軸電流 Id及び q軸電流 Iqを逆位相とすると共に、 d軸電流 Idの交流成分の振幅を求めることにより d軸電流 Idを求め、この d軸電流 Idと目標電 流とロータ電気角と誘起電圧モデルとでトルク一定の条件式力 q軸電流 Iqを算出す る。

[0021] 上記モータ回転方向とは逆に q軸電流 Iq及び q軸電圧 Vqが負である場合、 d軸電 流 Idの振動項の計算は、 q軸電流 Iqの絶対値を使って求めるか d軸電流 Id及び q軸 電流 Iqを同位相とする

この結果、トルク変動を抑制しつつ、電源電圧を有効活用した各相駆動電圧の合 成ベクトルの絶対値変動が小さ 1ヽモータ駆動電圧波形となるようにモータ相電流指 令値を決定することができる。

[0022] なおさらに、請求項 5に係るモータ制御装置は、請求項 4に係る発明において、前 記交流 d軸電流決定手段は、予め前記目標電流と d軸振幅との関係を表す制御マツ プを有し、該制御マップを参照して目標電流から前記交流 d軸電流値の d軸振幅を 算出するように構成されて 、ることを特徴として！/、る。

この請求項 5に係る発明では、制御マップを使用して目標電流から交流 d軸電流値 の振幅を算出するので、複雑な演算を行うことなぐ交流 d軸電流値の振幅を容易に 算出することができ、 d軸電流 Idの演算負荷を大幅に低減することができる。 [0023] また、請求項 6に係るモータ制御装置は、請求項 2に係る発明にお 、て、前記目標 電流設定手段は、目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出したロータ回転 位置とに基づいてロータ回転座標系の 2軸に変換した d— q座標で電流制御を行うよ うに構成され、前記目標電流とロータ角速度との関係から直流 d軸電流値を決定する 直流 d軸電流決定手段と、少なくとも目標電流、ロータ電気角、ロータ電気角速度及 びモータ定数情報に基づいて電気角 1周期に対して 6倍の周波数で且つ q軸電流の 絶対値と逆相又は正相で駆動する交流 d軸電流値を算出する交流 d軸電流決定手 段と、前記直流 d軸電流値、前記交流 d軸電流値、前記目標電流、ロータ電気角及 びモータ定数情報に基づいて q軸電流をトルク一定の条件式より算出する q軸電流 決定手段とを有し、進角制御時にもトルク変動を抑制しつつ、電源電圧を有効活用し た各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値変動が小さいモータ駆動電圧波形となるよ うにモータ相電流指令値を決定することを特徴として 、る。

[0024] この請求項 6に係る発明では、 3相ブラシレスモータを進角制御手段で進角制御す る場合でも、上述した請求項 4と同様に d軸電流 Id及び q軸電流 Iqを算出することが できる。

さらに、請求項 7に係るモータ制御装置は、請求項 6に係る発明において、前記交 流 d軸電流決定手段は、予め前記目標電流と d軸振幅との関係を表す制御マップを 有し、該制御マップを参照して目標電流から前記交流 d軸電流値の d軸振幅を算出 するように構成されて 、ることを特徴として 、る。

[0025] この請求項 7に係る発明では、進角制御手段で進角制御する場合の交流 d軸電流 値を制御マップを参照して算出するので、複雑な演算を行うことなく交流 d軸電流値 を容易に算出することができ、 d軸電流 Idの演算負荷を大幅に低減することができる さらにまた、請求項 8に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補 助力を発生する 3相ブラシレスモータを前記請求項 1乃至 7の何れか 1項に記載のモ ータ制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴として 、る。

[0026] この請求項 8に係る発明では、電動パワーステアリング装置の操舵補助力を発生す る 3相ブラシレスモータを、電源電圧を有効利用して最適駆動することができると共に 、操舵系に与えるトルク変動を防止して良好な操舵感覚を与えることができる。

なおさらに、上記第 2の目的を達成するために、請求項 9に係るモータ駆動制御装 置は、 相数が 3相以上の電動モータを駆動するモータ駆動制御装置であって、前 記電動モータを駆動する電流指令値を演算する電流指令値演算部と、ベクトル制御 を用いて前記電動モータの各相の相電流指令値を算出するベクトル制御電流指令 値演算部とを備え、該ベクトル制御電流指令値演算部は、前記電動モータの各相誘 起電圧から誘起電圧の d軸成分及び q軸成分である d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧 を算出する d— q軸誘起電圧演算部と、前記 d軸誘起電圧、前記 q軸誘起電圧及び 前記電流指令値に基づいて d軸電流指令値及び q軸電流指令値を算出する d— q軸 電流指令値演算部とを少なくとも有し、前記 d— q軸誘起電圧演算部はモータ電気角 、 d軸電流値及び q軸電流値を利用して d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算するよ うに構成されて 、ることを特徴として 、る。

[0027] この請求項 9に係る発明では、モータ電気角、 d軸電流値及び q軸電流値に基づ V、て d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算するので、モータ相電流に対する誘起電 圧の歪みを含めて演算することができ、演算した d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を q 軸電流指令値演算時に使用するようにことにより、誘起電圧の歪みに対してもトルクリ ップルを効果的に抑制することができる。また、前記演算した d軸誘起電圧及び q軸 誘起電圧を d軸電流指令値演算時に使用することにより、進角制御による回転数上 昇効果の低減を抑制できる。

[0028] また、請求項 10に係るモータ駆動制御装置は、請求項 9に係る発明にお 、て、前記 電動モータの各相のモータ相電流を検出するモータ電流検出部を有し、前記 d— q 軸誘起電圧演算部は、前記モータ電流検出部で検出したモータ相電流を n相 Z2相 変換した d軸電流値及び q軸電流値とモータ電気角とに基づ 、て d軸誘起電圧及び q 軸誘起電圧を演算するように構成されて 、ることを特徴として 、る。

この請求項 10に係る発明では、電動モータに実際に流れる実相電流に基づいて 算出した d軸電流値及び q軸電流値を用いて d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算 するので、より精度良く誘起電圧を演算することができ、トルクリップルを効果的に抑 ff¾することができる。 [0029] さらに、請求項 11に係るモータ駆動制御装置は、請求項 10に係る発明において、 前記モータ電流検出部は、少なくとも 1相以上の相電流検出値を残りの相電流検出 値に基づ 、て推定するように構成されて 、ることを特徴として！/、る。

この請求項 11に係る発明では、モータ相電流のうちの少なくとも 1相以上の相電流 検出値を推定するので、相電流検出部の数を減少させて、製造コストを低減すること ができる。

[0030] さらにまた、請求項 12に係るモータ駆動制御装置は、請求項 9に係る発明におい て、前記 d— q軸誘起電圧演算部は、前記 d軸電流指令値及び q軸電流指令値又は 当該 d軸電流指令値及び q軸電流指令値に相当する指令値情報と、モータ電気角と に基づ!/ヽて d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算するように構成されて!ヽることを特 徴としている。

この請求項 12に係る発明では、 d— q軸誘起電圧演算部で使用する d軸電流値及 び q軸電流値に代えて、 d軸電流指令値及び q軸電流指令値又はこれら指令値に相 当する指令値情報を適用することにより、演算処理での計算負荷を低減させることが できる。

[0031] なおさらに、請求項 13に係るモータ駆動制御装置は、請求項 9乃至 12の何れか 1 つの発明にお 、て、前記電動モータがブラシレスモータであることを特徴として 、る。 また、請求項 14に係るモータ駆動制御装置は、請求項 9乃至 13の何れか 1つに係 る発明において、前記電動モータの誘起電圧は、矩形波誘起電圧及び正弦波に高 調波成分を含有する疑似矩形波誘起電圧の何れか一方であることを特徴としている この請求項 13及び 14に係る発明では、電動モータがブラシレスモータであるので 、ブラシレスモータの誘起電圧を矩形波、又は正弦波に高調波成分が含有された疑 似矩形波とすることにより、高調波成分をコイル相間誘起電圧の 1次成分 (基本波成 分)を上昇させるように含有させると、誘起電圧定数の大きさは 1次成分 (基本波成分 )が支配的であるため、相間誘起電圧の 1次成分 (基本波成分)の上昇により誘起電 圧定数が上昇する。ブラシレスモータのトルク関係式は下記（2)式で表され、この（2) 式から明らかなように誘起電圧定数 Kとモータのトルク定数 Kとは同値であるため、 e T モータのトルク性能が向上する効果を有すると共に、上記駆動制御を用いることで高 調波が含有されていてもトルクリップルを抑制することが可能である。

[0032] T =EMF - I / ω =Κ · Ι =Κ · Ι (2)

m m m e m T m

ここで、 T =モータトルク、 EMFはコイル相間誘起電圧、 ω はモータ角速度、 Iは m m m モータ相電流、 Kは誘起電圧定数、 Kはモータトルク定数である。

e T

さらに、請求項 15に係る電動パワーステアリング装置は、操舵系に対して操舵補助 力を発生する電動モータを前記請求項 9乃至 14の何れか 1項に記載のモータ駆動 制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴として 、る。

[0033] この請求項 15に係る発明では、操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータ を請求項 1乃至 7の何れか 1項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するので、 静音性の優れた高出力の電動パワーステアリング装置を提供することができる。 さらにまた、請求項 16に係るモータ駆動制御装置は、 3以上の相数 nの電動モータ を駆動するモータ駆動制御装置であって、前記電動モータを駆動する電流指令値を 演算する電流指令値演算部と、前記電動モータのモータ角度を検出するモータ角度 検出部と、前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出部と、前記 モータ角速度で回転する d— q座標に沿って演算された d軸電流及び q軸電流値の 少なくとも一方と、前記モータ角速度及び前記モータ角度とに基づいて補償用誘起 電圧を演算する誘起電圧演算部とを備え、前記電動モータの誘起電圧を前記誘起 電圧演算部で演算した補償用誘起電圧でフィードフォワード補償することを特徴とし ている。

[0034] この請求項 16に係る発明では、誘起電圧演算部で、モータ角速度に相当する周 波数で回転する d— q座標に沿って演算された d軸電流値及び q軸電流値の少なくと も一方と、モータ角速度及びモータ角度とに基づいて補償用誘起電圧を生成し、生 成した補償用誘起電圧でフィードフォワード制御を行うので、高回転'高電流時に誘 起電圧歪みによる誘起電圧補償誤差を低減することができ、実電流が電流指令値に より追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差による高調波振動を減らするこ とがでさる。

[0035] なおさらに、請求項 17に係るモータ駆動制御装置は、請求項 16に係る発明におい て、前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記電動モータの各相で行うことを 特徴としている。

この請求項 17に係る発明では、電動モータの各相で誘起電圧のフィードフォワード 補償を行うので、高回転'高電流時に誘起電圧歪みによる誘起電圧補償誤差をより 各相で確実に低減させることができる。

[0036] また、請求項 18に係るモータ駆動制御装置は、請求項 16又は 17に係る発明にお いて、前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記モータ角速度に相当する周波 数で回転する d— q座標上で行うことを特徴としている。

この請求項 18に係る発明では、誘起電圧のフィードフォワード補償を d— q座標上 で行うので、電動モータの相数にかかわらず、正確に誘起電圧補償誤差を低減する ことができ、全体の構成を簡易化することができる。

[0037] さらに、請求項 19に係るモータ駆動制御装置は、請求項 16乃至 18の何れか 1つ に係る発明にお 、て、前記誘起電圧演算部に入力する前記 d軸電流値及び q軸電 流値の少なくとも一方は、前記電流指令値より算出された d軸電流指令値及び q軸電 流指令値の少なくとも一方、又は当該 d軸電流指令値及び q軸電流指令値の少なくと も一方に相当する指令値情報であることを特徴としている。

この請求項 19に係る発明では、電流指令値より算出される d軸電流指令値及び q 軸電流指令値の少なくとも一方、又は当該 d軸電流指令値及び q軸電流指令値の少 なくとも一方に相当する指令値情報を誘起電圧演算部に入力するので、電流指令値 に応じて誘起電圧補償値を変化させることができる。

[0038] さらにまた、請求項 20に係るモータ駆動制御装置は、請求項 16乃至 18の何れか 1 つに係る発明において、前記誘起電圧演算部に入力する d軸電流及び q軸電流の 少なくとも一方は、前記電流検出部で検出された検出相電流を前記モータ角速度に 相当する周波数で回転する d— q座標で n相 Z2相変換した d軸電流値及び q軸電流 値の少なくとも一方であることを特徴として！/、る。

この請求項 20に係る発明では、前記電流検出部で検出された検出相電流を前記 モータ角速度に相当する周波数で回転する d— q座標で n相 Z2相変換した d軸電流 値及び q軸電流値の少なくとも一方を誘起電圧演算部に入力するので、検出電流に 応じて誘起電圧補償値を変化させることができる。

[0039] なおさらに、請求項 21に係るモータ駆動制御装置は、請求項 16乃至 20の何れか 1つに係る発明において、前記電動モータの誘起電圧は矩形波誘起電圧及び正弦 波に高調波成分を含む疑似矩形波誘起電圧の何れか一方であることを特徴としてい る。

この請求項 21に係る発明では、誘起電圧波形を矩形波及び正弦波に高調波成分 を含む疑似誘起電圧の何れか一方とすることにより、正弦波電流又は正弦波電圧で 制御する場合と比較すると、電流ピーク値又は電圧ピーク値が同じであれば、矩形 波電流又は矩形は電圧の方が実効値が大きくなるため大きな出力（パワー）を得るこ とがでさる。

[0040] また、請求項 22に係る電動パワーステアリング装置は、舵系に対して操舵補助力を 発生する電動モータを前記請求項 16乃至 21の何れか 1項に記載のモータ駆動制 御装置で駆動制御するようにしたことを特徴として 、る。

この請求項 22に係る発明では、電流制御系の外乱である誘起電圧補償誤差を低 減させて、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償 誤差による高調波振動が減るため、良好な操舵性能が得られる。

[0041] 本発明によれば、目標電流設定手段は、トルク変動を生じることなぐ且つ各相駆 動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2倍の値を含む 近傍値に一致する相電流指令値を出力するように構成されて ヽるので、トルクを一定 に保った状態で電源電圧を有効利用することができるという効果が得られる。

ここで、 d— q軸座標系で電流制御する場合に、 q軸電流をトルク一定の条件式によ つて決定し、 d軸電流を q軸電流の逆相でロータ電気角の 1周期に対して 6倍の周波 数で駆動し、且つ q軸電流の絶対値と逆相又は正相の d軸電流値を算出し、算出し た d軸電流値に基づいてトルク一定の条件式によって q軸電流を算出することにより、 d軸電流によってトルク変動を抑制しかつ電源電圧を有効利用した高調波モータ制 御を行うことができるという効果が得られる。

[0042] また、電動パワーステアリング装置の操舵補助力を発生する 3相ブラシレスモータを 、電源電圧を有効利用して最適駆動することができると共に、操舵系に与えるトルク 変動を防止して良好な操舵感覚を与えることができるという効果が得られる。

さらに、ベクトル制御電流指令値演算部で、モータ電気角、 d軸電流値及び q軸電 流値に基づ！/ヽて d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算するので、モータ相電流に対 する誘起電圧の歪みを含めて演算することができ、演算した d軸誘起電圧及び q軸誘 起電圧を q軸電流指令値演算時に使用することにより、誘起電圧の歪みに対してもト ルクリップルを効果的に抑制することができるという効果が得られる。

[0043] さらにまた、電動パワーステアリング装置の操舵補助力を発生する電動モータを上 記モータ駆動制御装置で駆動制御することにより、静音性の優れた高出力の電動パ ワーステアリング装置を提供することができるという効果が得られる。

なおさらに、補償用誘起電圧を演算して、この補償用誘起電圧でフィードフォワード 補償することにより、電流制御系の外乱である誘起電圧補償誤差を低減することがで き、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差に よる高調波振動を低減させることができるという効果が得られる。

[0044] また、電動パワーステアリング装置の操舵補助力を発生する電動モータを上記モー タ駆動制御装置で駆動制御することにより、良好な操舵性能を発揮することができる という効果が得られる。

図面の簡単な説明

[0045] [図 1]本発明の第 1の実施形態を示す全体構成図である。

[図 2]モータ制御装置の一例を示すブロック図である。

[図 3]図 2の制御演算装置 23の具体的構成を示すブロック図である。

圆 4]操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。

[図 5]図 3の d軸電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。

[図 6]d軸電流直流成分算出マップを示す特性線図である。

[図 7]d軸電流の振幅係数算出マップを示す特性線図である。

[図 8]本発明の基本原理の説明に供する波形図である。

[図 9]本発明による d軸電流及び q軸電流の電流波形を示す波形図である。

[図 10]本発明による d軸電圧及び q軸電圧の電圧波形を示す波形図である。

[図 11]本発明による電圧ベクトルの絶対値波形を示す波形図である。 [図 12] α - β変換時の電圧ベクトル軌跡を示す説明図である。

圆 13]進角制御を行わない場合のモータ端子電圧波形を示す波形図である。

圆 14]進角制御を行った場合のモータ端子電圧波形を示す波形図である。

[図 15]従来例の d, q軸電流及び d, q軸電圧の波形を示す波形図である。

圆 16]従来例の進角制御を行わない場合及び行う場合のモータ端子電圧波形を示 す波形図である。

圆 17]本発明と従来例の特性を比較する特性線図である。

[図 18]従来の高調波モータの誘起電圧波形を示す波形図である。

[図 19]従来の高調波モータの d— q変換波形を示す波形図である。

[図 20]従来の高調波モータの d軸及び q軸の電流波形を示す波形図である。

[図 21]従来の高調波モータの d軸電圧及び q軸電圧の電圧波形を示す波形図である

[図 22]従来の高調波モータの電圧合成ベクトルの絶対値波形を示す波形図である。 圆 23]本発明の基本原理の説明に供する説明図である。

圆 24]本発明の第 2の実施形態における制御装置の具体的構成を示すブロック図で ある。

圆 25]第 2の実施形態におけるベクトル制御電流指令値演算部の具体的構成を示 すブロック図である。

圆 26]電機子反作用の説明に供する説明図である。

[図 27]第 2の実施形態の実測結果を示す特性線図である。

圆 28]本発明の第 3の実施形態における制御装置の具体的構成を示すブロック図で ある。

圆 29]第 3の実施形態の変形例を示す図 28と同様のブロック図である。

[図 30]第 3の実施形態における他の変形例を表す制御装置の具体的構成を示すブ ロック図である。

圆 31]第 3の実施形態におけるさらに他の変形例を表す制御装置の具体的構成を 示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態 [0046] 以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図 1は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第 1の実施形態を 示す全体構成図であって、図中、 1は、ステアリングホイールであり、このステアリング ホイール 1に運転者力も作用される操舵力が入力軸 2aと出力軸 2bとを有するステア リングシャフト 2に伝達される。このステアリングシャフト 2は、入力軸 2aの一端がステア リングホイール 1に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ 3 を介して出力軸 2bの一端に連結されて 、る。

[0047] そして、出力軸 2bに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント 4を介してロアシ ャフト 5に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント 6を介してピ-オンシャフト 7に伝 達される。このピ-オンシャフト 7に伝達された操舵力はステアリングギヤ 8を介してタ ィロッド 9に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ 8は、 ピ-オンシャフト 7に連結されたピ-オン 8aとこのピ-オン 8aに嚙合するラック 8bとを 有するラックアンドピ-オン形式に構成され、ピ-オン 8aに伝達された回転運動をラ ック 8bで直進運動に変換して 、る。

[0048] ステアリングシャフト 2の出力軸 2bには、操舵補助力を出力軸 2bに伝達する操舵補 助機構 10が連結されている。この操舵補助機構 10は、出力軸 2bに連結した減速ギ ャ 11と、この減速ギヤ 11に連結された操舵補助力を発生する 3相ブラシレスモータ 1 2とを備えている。

操舵トルクセンサ 3は、ステアリングホイール 1に付与されて入力軸 2aに伝達された 操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸 2a及び出力軸 2b間に介 挿した図示しないトーシヨンバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変 化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。

[0049] また、 3相ブラシレスモータ 12は、図 2に示すように、 U相コイル Lu、 V相コイル Lv 及び W相コイル Lwの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイル Lu、 Lv及 び Lwの他端が操舵補助制御装置 20に接続されて個別にモータ駆動電流 Iu、 lv及 び Iwが供給される。また、 3相ブラシレスモータ 12は、ロータの回転位置を検出する レゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路 13を備えている。 操舵補助制御装置 20は、操舵トルクセンサ 3で検出された操舵トルク T及び車速セ ンサ 21で検出された車速 Vsが入力されると共に、ロータ位置検出回路 13で検出さ れたロータ回転角 Θが入力され、さらに 3相ブラシレスモータ 12の各相コイル Lu、 Lv 及び Lwに供給されるモータ駆動電流 Iu、 Iv及び Iwを検出するモータ電流検出回路 22から出力されるモータ駆動電流検出値 Iud、 Ivd及び Iwdが入力されている。

[0050] この操舵補助制御装置 20は、操舵トルク T及び車速 Vとモータ電流検出値 Iud、 Iv d及び Iwdとロータ回転角 Θとに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ 電圧指令値 Vu、 Vv及び Vwを出力する制御演算装置 23と、 3相ブラシレスモータ 1 2を駆動する電界効果トランジスタ (FET)で構成されるモータ駆動回路 24と、制御演 算装置 23から出力される相電圧指令値 Vu、Vv及び Vwに基づいてモータ駆動回路 24の電界効果トランジスタのゲート電流を制御する FETゲート駆動回路 25とを備え ている。

[0051] 制御演算装置 23は、図 3に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用して 3相 ブラシレスモータ 12をトルク変動を生じることなぐ且つ各相駆動電圧の合成ベクトル の絶対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2倍の値を含む近傍値に一致するべク トル制御 d、 q成分の目標電流値 I ( Θ ), Ι ( Θ )を決定する弱め開示制御を行った後、

d q

これら目標電流値 I ( Θ ),Κ Θ )を各励磁コイル Lu〜Lwに対応した各相目標電流値 I d q

u*、 Iv*及び Iw*に変換して出力するベクトル制御を行う目標電流設定手段としての目 標電流設定部 30と、この目標電流設定部 30から出力される各相電流指令値 Iu、 Iv* 及び Iw*とモータ電流検出回路 22で検出したモータ電流検出値 Iud、 Ivd及び Iwdと で電流フィードバック処理を行って駆動電圧を制御する駆動電圧制御手段としての 駆動電圧制御部 40とを備えて ヽる。

[0052] ここで、 3相ブラシレスモータ 12をトルク変動を生じることなぐ且つ各相駆動電圧の 合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2倍の値を含む近傍値に 一致する d軸目標電流 i ( Θ )及び q軸目標電流 i ( Θ )を決定する弱め界磁制御の基本

d q

原理を図 5〜図 8を伴って説明する。

先ず、第 1の条件であるトルク変動を起こさない条件は、前述した（1)式のエネルギ 一バランス方程式の左辺 Τ ω を一定とするように 3相ブラシレスモータ 12の各励磁コ

m

ィル Lu、 Lv及び Lwに供給するモータ電流 iu、 iv及び iwを決定することで実現される 。このためには、前記（1)式のトルク一定条件から下記（5)式に従って q軸電流 iを求 めること〖こ実現することがでさる。

[数 4]

[0054] ここで、 d軸 EMF成分 e は e =e Z ω、 q軸 EMF成分 e は e =e

d0 d0 d e qO qO qO Ζωで表され e るので、上記（5)式は下記（6)式に変形することができ、この（6)式によってトルクを 一定とする条件で q軸電流 i ( Θ )を算出することができる。

[0055] [数 5]

2 1 2 ¹

― _tiref ― o_e— c _eedo ( Θ ) id ( ) K_ti_ref ~eao ( θ ) i_d ( θ ) (0)= ^ ^ρ- = ^

ω_ε e_q0 ( θ ) e_q0 ( θ )

····' (6)

[0056] また、第 2の条件である各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電 源電圧 X 3Ζ2倍を含む近傍値と一致する条件は、後述するモータ駆動回路 24を 構成するインバータから供給される電源電圧 (バッテリ電圧 VR)を有効利用するため の条件である。

電源電圧が VRで定義される場合、 3相ブラシレスモータ 12の各相 U, V, W相に印 加できる電圧は 0〜VRであり、各相を電圧ベクトル表現した場合、ベクトル V、 V、 V は図 23に示すように、互いに 120度シフトした 3相ベクトル表現となる。これらのベタト ル V、 V、 Vの合成ベクトルが取り得る電圧ベクトルの範囲は、図 23でハッチング図 示の範囲であり、このうち合成ベクトルの絶対値を一定とできる範囲は「電源電圧 X 3Z2倍まである。したがって、合成ベクトルの絶対値が略一定を満足しつつ、最大 限電圧を有効利用するためには、その絶対値を電源電圧 X 3Z2倍に設定する。

[0057] この第 2の条件を満足するためには、 α— β変換時のベクトル軌跡を、図 8に示す ように、円に近づける必要があり、このためには d— q変換での d軸電圧 Vd及び q軸電 圧 Vqの電圧合成ベクトルの絶対値 | V | = (Vd²+Vq²)を、図 8に示すように、ベ タトルの絶対値 | V | の変動が完全に" 0"の条件はベクトルの絶対値 | V | の描く ベクトル軌跡が曲線 L1で示す原点（0, 0)を中心とする円 CO上を移動させることが望 ましいが、これを実現するのは計算が複雑で、解を求めるのは困難であるため、本実 施形態では、円条件に近い状態で電圧合成ベクトル I V |を一定とする d軸電流を 求めるようにしている。

[0058] 以下、説明を簡単にするために、 d軸電流 Id及び q軸電流 Iqが互いに正の場合即 ち回転方向が一方向となるようにした場合について説明する。

すなわち、本発明では、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqが直流成分 +電気角 Θの 6 倍の振動項で表現されることに着目して、円条件に最も近い条件としてベクトル軌跡 が円の接線上 (d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの直流成分の法線上）を推移するように 設定している。

[0059] 図 8において、矢印 Y0で示すように d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの直流成分が成 す電圧合成ベクトル | V |を考えたときに、この電圧合成ベクトル | V |と円 COとの 交点での接線 (ベクトル I V |の法線 Ln)上を推移するように d軸電流 Id及び q軸電 流 iqを設定する。

このように、合成ベクトル | V |が法線 Ln上を移動するためには、図 8に示すように 、 d軸電圧 Vd( Θ 軸電圧 Vq( Θ )とが正値を取る場合、 180度位相がずれた逆位 相とする必要があり、両者の振幅条件としては、図 8における合成ベクトル I V Iを構 成する d軸電圧 Vdの直流成分 V と q軸電圧 Vqの直流成分 V で構成されるハツ dDC qDC

チング図示の三角形 T1と、法線 Lnと d軸電圧 Vdの交流成分 V の振幅及び q軸電 dAC

圧 Vqの交流成分 V の振幅で構成されるハッチング図示の三角形 T2とが相似形で qAC

あることから、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの直流成分と交流成分との比が下記（7) 式で表される法線条件を満足する必要がある。

[0060] [数 6]

[0061] そして、トルク一定の条件力 q軸電流 i ( Θ )は前述したように（6)式で一意に決定さ れることから、第 2の条件を満足するように d軸電流 i ( Θ )を設定する必要がある。

d

ところで、 d軸電圧 V及び q軸電圧 Vは、前述した（3)式で d軸電流 i及び q軸電流 i d q d

とモータ諸元である電気角速度 ω 、モータ抵抗 R、モータインダクタンス Lに基づい q e

て算出することができるが、前記（5)式を前記（3)式に代入して d軸電圧 V及び q軸 d 電圧 Vを求めても前記（5)式に微分項が含まれて!/、ると共に前記（5)式の分母に e q q があるため、 q軸電流 iには無限の高調波成分が含まれてしまい単純な形式では計 算することができない。

[0062] このため、 d軸電圧 V及び q軸電圧 Vを求めるために、 q軸電流 i ( Θ )の振動成分の d q q

中で、 6次の高調波成分が支配的であることを利用すると、 d軸電流 i ( Θ )及び q軸電 d

流 i ( Θ )は下記（8)及び（9)式で近似することができる。

d

[0063] [数 7] id ( Θ ) = I_dDC + i _dc cos (6 Θ ) + i_ds s in (60 )

i"S)

+i_qccos(60)— i_qssin(60) 但し、

2K_ti_ref 2K_ti_ref e _qAco

³P^EqDC0 3pE _qDC0 ^:

[0064] ここで、上記（9)式は、前記（6)式をさらにティラー展開し (直流 +電気角 Θ の 6倍 e の振動項)の形に近似して 、る。

そして、 d軸電流 i ( Θ )に対して、前述した逆位相の条件を満足するために、前記（8 d

)式で定義される d軸電流モデルの逆位相とする。すなわち、 d軸電流 i ( Θ )は、前記（ d

8)式を用いて、下記（10)式の形で定義すれば、 q軸電流 i ( Θ )の逆位相成分を持つ d軸電流 i ( Θ )として表現できる。

d

[0065] [数 8] id ( Θ ) =I_dDC ^_IdAmp (i_qccos(6 θ ) -i_qs sin(6 Θ )) ( 1 0)

[0066] ここで、 I は d軸電流の直流成分、 I は d軸電流の振幅を決定する振幅係数であ る。なお、前記（9)式で q軸電流 i ( Θ )を算出する際に、 d軸電流 Iが必要となるが、未 q d

決定のパラメータである位相と振幅の項が Iqモデルに与える影響は 12次成分以降と なるため、 Iqモデル上では無視される。したがって、 Iqモデルに入力する d軸電流の 情報は直流値 I のみであり、（9)式の Iqモデルの算出は可能である。

dDC

また、 d軸 EMF成分 e 及び q軸 EMF成分 e も下記（11)式及び（12)式に示すよう d0 q0

に直流 +電気角の 6倍の振動項で近似することができる。

[0067] [数 9] e_qo =e_q/ ω_β =E_qDC0 — eqACO cos (6 Θ ) (1 1)

edo ⁼ea/ _e =e_dACo sin (6 Θ ) (1 2)

[0068] このため、前述した（3)式の d軸電流 i、 q軸電流 i、 d軸 EMF成分 e 及び q軸 EMF d q dO

成分 e の全てが「直流 +電気角（Θ)の 6倍の振動項」として近似できるので、これらを q0

前記（3)式に代入することにより、 d軸電圧 V ( Θ )及び q軸電圧 V ( Θ )は下記（13)式 d Q

で近似することができる。

[0069] [数 10]

Vd ( Θ ) =V_dDC +v_dc cos (6 θ ) +v_ds sin(66 )

Vq(9) =V_qDC + v_qc cos (6 Θ ) + v_qs sin (6 Θ )

但し、

VdDC二¹ ^丄 dDC + ^ω 'L" I_qDC

VqDC— J-qDC一 ^ω ,L+E_q

VdAc— _dc cos (6 Θ ) +v_ds sin(6 Θ )

V_qAc—v_qc cos (6 Θ ) +v_qs sin(6 Θ )

vdc— I dAmp (— R.i qc— 6ω,い i_qs ) + o>.い i _qc

vds = I dAmp (— 'iqc— 6ω *L-i_qc) + ω -L-i_qs+e_dAC

qc―― (— R' lqc— 6ω 'L- i_qs ) + I dAmp · ω 'い iq_C — e_qAc

V_qc—— (~ R* i_qs— 6ω 'L* i_qc ) + 1 dAmp ' CO 'L* iqs

[0070] このようにして、前記（10)式により d軸電流 i ( Θ )の位相が求まったため、未決定の d

変数は d軸電流 I ( Θ )の振幅係数 I のみである。前記（ 13)式の d軸電圧 V及び q 軸電圧 Vの振幅の関係式が法線条件を表す前記（7)式を満足するように d軸電流 I ( q d θ )の振幅係数 I を算出すると、例えば時計方向（CW)回転では下記（14)式のよ dAmp

うになり、これによつて電圧合成ベクトルの絶対値が略一定値となり、電源電圧の 3 Z2倍の値を含む近傍値に一致するように d軸電流 i ( Θ )の直流成分、振幅、位相を d

決定することができる。

[数 11]

r ヽ

7 ((())(()ζ +++ +ΛΜΛ+ΖΛ χΜ ρ〕。Ρ / ((())() + ++z+ Λ ΜΛΖΛ+ΧΜ ΛΛ ΐ① p。。

¾ (()))弋 ++Λ+Λ①Ι

ΐ

((() (()) ++ΖλΛ + +ΖΛ ΧΜ。

2 "2((())() +++ +zA +XMΛΖΛ ΧΜ Λ ΧΛ寸s p«¾

€ ΐ€)))) )(()))++ +ΛΛ + +ΛΛτ ①①.——。¾

(ご寸

( ) J9≤Μ Η33—— 。。_-

+ ン

そして、算出した d軸電流 i d ( θ )を前記 (6)式に代入することにより、トルク変動を発 生させない真の q軸電流 i ( Θ )を生成することができる。 上述した本発明による弱め界磁制御を実現するために、目標電流設定部 30は、図 3に示すように構成されている。すなわち、目標電流設定部 30は、操舵トルクセンサ 3 で検出した操舵トルク Tと車速センサ 21で検出した車速 Vsとが入力され、これらに基 づいて操舵補助電流指令値 I を算出する操舵補助電流指令値演算部 31と、ロータ ref

回転角検出回路 13で検出したロータ回転角 Θを電気角 Θ eに変換する電気角変換 部 32と、この電気角変換部 32から出力される電気角 Θ eを微分して電気角速度 co e を算出する微分回路 33と、操舵補助電流指令値 I と電気角速度 co eとに基づいて d ref

軸目標電流 Id*を算出する d軸目標電流算出部 34と、電気角 Θ e及び電気角速度 ω e に基づいて d q軸誘起電圧モデル EMF (Electro Motion Force)の d軸 EMF 成分 e { = e / ω = e sin ( 0 ) )及び q軸 EMF成分 e ( = e / ω = E e c dO d e dACO qO q e qDCO qACO os (6 0 ) )を算出する誘起電圧モデル算出部 35と、この誘起電圧モデル算出部 35 力 出力される d軸 EMF成分 e 及び q軸 EMF成分 e と d軸目標電流算出部 34から dO qO

出力される d軸目標電流 i ( Θ )と操舵補助電流指令値演算部 31から出力される操舵 d

補助電流指令値 I Θ )

refとに基づいて q軸目標電流 i (

q を算出する q軸目標電流算出部

36と、 d軸目標電流算出部 34から出力される d軸目標電流 i ( Θ )と q軸目標電流算

α

出部 36から出力される q軸目標電流 i ( 0 )とを 3相電流指令値 Iu、 Iv*及び Iw*に変 換する 2相 Z3相変換部 37とを備えている。

[0073] 上述した操舵補助電流指令値演算部 31は、操舵トルク T及び車速 Vsをもとに図 4 に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値 I

refを算出す る。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図 4に示すように、横軸に操舵トルク Tをとり、縦軸に操舵補助電流指令値 I をとると共に、車速検出値 Vをパラメータとし ref

た放物線状の曲線で表される特性線図で構成されている。そして、操舵トルク Tが" 0 "からその近傍の設定値 T1までの間は操舵補助電流指令値 I 力 0"を維持し、操舵 ref

トルク Tが設定値 T1を超えると最初は操舵補助電流指令値 I が操舵トルク Tの増加 ref

に対して比較的緩やかに増加する力 さらに操舵トルク Tが増加すると、その増加に 対して操舵補助電流指令値 I

refが急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、 車速が増加するに従って傾きが小さくなるように複数本設定されて ヽる。

[0074] また、 d軸目標電流算出部 34には、図 5に示すように、操舵補助電流指令値演算 部 31から出力される操舵補助電流指令値 I と、電気角変換部 32から出力される口 ref

ータ電気角 0 eと、後述する誘起電圧算出部 35から入力される誘起電圧モデルで表 される q軸 EMFの直流成分 E ( ω Ε =Ε ；)、 q軸 EMFの振幅成分 e ( ω e qDCO e qDCO qDC qACO e q

=e )、 d軸 EMFの振幅成分 e ( ω e =e )とが入力されている。

ACO qAC dACO e dACO dAC

この d軸目標電流算出部 34は、入力される操舵補助電流指令値 I をもとに図 6〖こ ref

示す d軸直流成分算出マップを参照して仮の d軸電流の直流成分 I を算出する進 dDC

角制御手段としての d軸電流直流成分算出部 34aと、同様に入力される操舵補助電 流指令値 I をもとに図 7に示す d軸振幅係数算出マップを参照して d軸電流の振幅を ref

決定する振幅係数 I を算出する d軸振幅係数算出部 34bと、操舵補助電流指令値 aAmp

I 、ロータ電気角 Θ e及び誘起電圧モデル EMFに基づいて擬似 q軸電流 i ( Θ を ref q 算出する擬似 q軸電流算出部 34cと、この擬似 q軸電流算出部 34cで算出した擬似 q 軸電流 i ( Θ )' に基づ!/ヽて d軸電流の振幅成分の逆位相分を算出する d軸逆位相電 流成分 I ( θ Y を算出する d軸電流振幅成分算出部 34dと、 d軸直流成分 I 、 d軸振 d dDC 幅係数 I 、d軸逆位相成分 に基づいて d軸目標電流 ι ( 0 )を算出する d軸 dAmp a d

目標電流算出部 34eとを備えている。

[0075] ここで、 d軸直流成分算出部 34aで参照する d軸直流成分算出マップは、図 6に示 すように、操舵補助電流指令値 I が" 0"から所定値 I までの間では d軸直流成分 I rer refl dD が一定値 Iddをとり、操舵補助電流指令値 I が所定値 I を超えると、操舵補助電流

C ref refl

指令値 I の増加に応じて d軸直流成分 I が一定値 Idlより徐々に減少して操舵補 ref dDC

助電流指令値 I が最大値 I に達すると d軸直流成分 I が" 0"となるように特性線 ref ref2 dDC

が設定されている。

[0076] また、 d軸振幅係数算出部 34bで参照する d軸振幅係数算出マップは、図 7に示す ように、特性線が設定されている。この d軸振幅係数算出マップは、前述した（14)式 における各変数を基本とし、各回転数においてモータ出力が最大となるようにシミュ レーシヨンしたときの操舵補助電流指令値 I と振幅係数 I との関係を特性線図とし ref dAmp

たものである。

さらに、擬似 q軸電流算出部 34cは、操舵補助電流指令値演算部 31から出力され る操舵補助電流指令値 I と、電気角変換部 32から出力されるロータ電気角 Θ eと、 ref 後述する誘起電圧算出部 35から入力される誘起電圧モデルで表される q軸 EMFの 直流成分 E ( ω Ε =Ε ；)、 q軸 EMFの振幅成分 e ( ω e =e )、 d軸 E qDCO e qDCO qDC qACO e qACO qAC

MFの振幅成分 e ( ω e =e )と、 d軸直流成分算出部 34aで算出した d軸直 dACO e dACO dAC

流成分 I とに基づ!/、てモータの正逆転駆動を考慮して前記（9)式の右辺を絶対値 dDC

化した下記（15)式の演算を行って擬似 q軸電流 I (

d θ Y を算出する。

[0077] ΐ q( θ ϊ = I I +i cos(6 0 )-i sin(6 Θ ) | …… (15)

qDC qc qs

さらに、 d軸電流振幅成分算出部 34dは、上記（8)式における右辺第 1項の q軸直 流分 I を除く交流成分の符号を反転させて下記（16)式に基づいて振幅成分の逆 qDC

位相出力 を算出する。

d

ί ( θ / = - (i cos(6 0 )-i sin(6 0 )) (16)

d qc qs

さらにまた、 d軸電流算出部 34eは、 d軸直流成分 I 、 d軸振幅係数 I 及び d軸 dDC dAmp 振幅成分の逆位相成分 i (

d θ y に基づいて前記（10)式の演算を行って d軸電流指 令値 ί ( θ )を算出する。

d

[0078] また、 q軸目標電流算出部 36は、 d軸電流指令値 i ( Θ )と、ロータの電気角速度 ω d e

、 d軸 EMF成分 e ( θ )、 q軸 EMF成分 e ( θ )に基づいて前記（6)式に示すトルク d0 q0 一 定の条件式に基づいて q軸電流指令値 i ( Θ )を算出する。

電圧制御部 40は、目標電流設定部 30から供給される電流指令値 Iu*， Iv*, Iw*から 電流検出回路 22で検出した各相コイル Lu、 Lv、 Lwに流れるモータ相電流検出値 I ud、Ivd、Iwdを減算して各相電流誤差 Δ ΐιι、 Δ ΐν、 A lwを求める減算器 41u、 41ν 及び 41wと、求めた各相電流誤差 Δ ΐιι、 Δ ΐν、 A lwに対して比例積分制御を行って 指令電圧 Vu、 Vv、 Vwを算出する PI制御部 42とを備えている。

[0079] そして、 PI制御部 42から出力される指令電圧 Vu、 Vv、 Vw力 SFETゲート駆動回路 25に供給される。

モータ駆動回路 24は、図 2に示すように、各相コイル Lu、 Lv及び Lwに対応して直 列に接続された Nチャンネル MOSFETで構成されるスイッチング素子 Qua, Qub、 Qva, Qvb及び Qwa, Qwbを並列に接続したインバータ構成を有し、スイッチング素 子 Qua, Qubの接続点、 Qva, Qvbの接続点及び Qwa, Qwbの接続点が夫々相コ ィル Lu、 Lv及び Lwの中性点 Pnとは反対側に接続されて!ヽる。 [0080] そして、モータ駆動回路 24を構成する各スイッチング素子 Qua, Qub、 Qva, Qvb 及び Qwa, Qwbのゲートに FETゲート駆動回路 25から出力される PWM (パルス幅 変調)信号が供給されている。

次に、上記第 1の実施形態の動作を説明する。

今、ステアリングホイール 1を操舵すると、そのときの操舵トルク Tが操舵トルクセンサ 3で検出されると共に、車速 Vが車速センサ 21で検出される。そして、検出された操 舵トルク T及び車速 Vが制御演算装置 23の目標電流設定部 30における操舵補助電 流指令値演算部 31に入力されることにより、この操舵補助電流指令値演算部 31で、 図 4の操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値 I を算出す ref る。

[0081] そして、算出された操舵補助電流指令値 I 力 軸目標電流算出部 34及び q軸目標 ref

電流算出部 36に供給される。

一方、ロータ位置検出回路 13で検出されたロータ位置信号が電気角変換部 32に 供給されて電気角 Θ 3

eに変換されると共に、この電気角 Θ

eが微分回路 3 で微分され て電気角速度 ωが算出され、これら電気角 Θ 及び電気角速度 ωが誘起電圧モデ e e e

ル算出部 35に供給されて d軸 EMF成分 e ( Θ )、 q軸 EMF成分 e ( Θ )を算出し、これ d0 q0

らを d軸電流算出部 34の疑似 q軸電流算出部 34c及び q軸電流算出部 36に供給す る。

[0082] このため、 d軸電流算出部 34では、 d軸直流成分算出部 34aで操舵補助電流指令 値 I をもとに図 6の d軸直流成分算出マップを参照して d軸直流成分 I を算出すると ref dDC 共に、 d軸振幅係数算出部 34bで、操舵補助電流指令値 I をもとに図 7の q軸振幅 ref

係数算出マップを参照して d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqが振幅の関係式である前記 (7)式を満足する d軸振幅係数 I を算出する。

dAmp

さらに、疑似 q軸電流算出部 34cで前記（15)式に基づいて疑似 q軸電流 i を算出し、次いで d軸電流振幅成分算出部 34dで、前記（16)式に基づいて d軸の逆 位相成分 i ( θ ) ' を算出する。

d

[0083] そして、 d軸目標電流算出部 34eで、前記（10)式の演算を行って d軸目標電流 i ( d θ )を算出し、算出した d軸目標電流 i ( Θ )を q軸電流算出部 36に供給すると共に 2 相 3相変換部 37に供給する。

このため、 q軸電流算出部 36では、前記（6)式の演算を行ってトルク変動を生じな い q軸目標電流 i ( Θ )を算出し、この q軸目標電流 i ( Θ )を 2相 Z3相変換部 37に供 給する。

[0084] このように、 d軸電流算出部 34で算出された d軸目標電流 i ( Θ )及び q軸電流算出 d

部 36で算出した q軸目標電流 i ( 0 )は、図 9に示すように、略 180度位相がずれた逆 位相となると共に、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqは図 10に示すように同様に略 180度 位相がずれた逆位相となる。

このとき、 d軸電流算出部 34で、振幅係数算出部 34bで、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの直流成分比及び振動成分比が前記 (7)式を満足するように振幅係数 I を算 dAmp 出するので、前述した図 8に示すように、電圧合成ベクトルの絶対値 I V I ( = ^ (v d² +Vq²)の移動軌跡が d— q軸の原点を中心する円 COと電圧合成ベクトルの絶対 値 I V Iとの接点における接線方向即ち d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの直流成分の 法線上を推移することになる。

[0085] このため、 d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqの電圧合成ベクトルの絶対値 | V | は電気 角 Θ に対して図 11に示すように、電源電圧 X 3Z2〔V〕の近傍範囲でリップルを e

抑制して電圧合成ベクトル I V Iを略一定値に維持することができ、電源電圧を有 効利用することができる。このときの α— β変換したときの電圧ベクトル軌跡は図 12 に示すように、略円形とすることができる。

また、 3相ブラシレスモータ 12の各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwに印加するモータ駆 動電圧の端子電圧波形は、前述した（10)式における右辺第 1項の d軸電流の直流 成分 I を" 0"に設定した進角制御無しの場合には、図 13に示すように、電源電圧 dDC

近傍でピークが発生することを防止して略平坦な特性となり、電圧利用率を向上させ てモータ回転性能を向上させることができ、 3相ブラシレスモータ 12で操舵トルクに応 じた最適な操舵補助力を発生して、ステアリングホイール 1を良好に操舵することがで きる。このとき、 3相ブラシレスモータ 12で発生するトルクが一定に制御されるので、ス テアリングホイール 1に振動等を与えることがなぐ良好な操舵感覚を得ることができ る。 [0086] また、 d軸電流の直流成分 I を制御する進角制御を行う場合でも、 3相ブラシレス dDC

モータ 12の各励磁コイル Lu、 Lv及び Lwに印加するモータ駆動電圧の端子電圧波 形は、図 14に示すように電源電圧近傍でピークが発生することを防止して平坦な特 性として電圧利用率を向上させてモータ回転性能を向上させることができる。

因みに、従来例の場合には、 d軸電流及び q軸電流が図 15 (a)に示すようになり、こ れに応じて d軸電圧 Vd及び q軸電圧 Vqが図 15 (b)に示すようになる。このため、端 子電圧波形が進角制御を行わない場合は図 16 (a)に、進角制御を行う場合には図 16 (b)に夫々示すように、何れも電源電圧近傍の電圧波形が 2つのピークを有する ことから各相の端子電圧の実効値が低下し、モータ回転性能が低下することになる。

[0087] このため、本発明によれば、図 17に示すように、回転速度 N—モータトルク T線図 の特性線 L が従来例における回転速度 N—モータトルク T線図の特性線 L に比

NT1 NT2 較して向上していると共に、モータ出力線図の特性線 L も従来例におけるモータ出

P1

力線図の特性線 L に対して向上している。

P2

また、上記実施形態のように、 d軸目標電流 i ( Θ )を算出する際に使用する振幅係 d

数 I

dAmpを振幅係数算出マップを参照して算出することにより、前述した（14)式の複雑 な演算を行うことなぐ容易に振幅係数 I

aAmpを算出することができる。

[0088] なお、上記第 1の実施形態にお!、ては、 d軸目標電流 i ( Θ )及び q軸目標電流 i ( d q θ )を 2相 Z3相変換部 37で 3相目標電流 Iu*、 Iv*及び Iw*に変換してカゝら電圧制御 部 40に供給する場合について説明した力 これに限定されるものではなぐ 2相 Z3 相変換部 37を省略し、これに代えて電流検出回路 22で検出したモータ電流 Idu、 Id v及び Idwを 3相 Z2相変換部に供給して d軸検出電流及び q軸検出電流に変換し、 変換した d軸検出電流及び q軸検出電流と、目標電流設定部 30で算出した d軸目標 電流 i ( Θ )及び q軸目標電流 i ( Θ )との偏差を算出した後、偏差を 2相 Z3相変換し d q

て相制御電圧を算出するようにしてもょ 、。

[0089] また、上記第 1の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適 用した場合について説明した力 これに限定されるものではなぐ電動ブレーキ装置 などの車載電動機器や他の電動機器等の 3相ブラシレスモータを適用した機器に本 発明を適用することができる。 以上の第 1の実施形態が請求の範囲における請求項 1〜8に係る発明に対応して いる。

次に、本発明の第 2の実施形態を図 24〜図 27について説明する。

[0090] この第 2の実施形態では、前述した第 1の実施形態における操舵補助制御装置 20 力 操舵トルクセンサ³で検出された操舵トルク T及び車速センサ 21で検出された車 速 Vが入力されると共に、モータ位置検出回路 13で検出された角度検出信号 Θ mが 入力され、この角度検出信号 Θ mに基づいて電気角 Θ eを演算する電気角演算部 5 0から出力される電気角 Θ eが入力され、さらに 3相ブラシレスモータ 12の相コイル La 及び Lcに供給されるモータ駆動電流 la及び Icを後述するインバータ回路 56内で検 出するモータ電流検出部 57から出力されるモータ駆動電流検出値 I 、1 及び前 adet cdet 記モータ駆動電流 la及び Icより推定された I が入力されて 、る。

bdet

[0091] この操舵補助制御装置 20は、図 24に示すように、操舵トルク T及び車速 Vに基づ いて操舵補助電流指令値 I

rerを演算すると共に、演算した操舵補助電流指令値 I refに 基づいて d軸直流電流指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 i を演算する操舵補助 dDC dA P

電流指令値演算部 51と、この操舵補助電流指令値演算部 51から出力される操舵補 助電流指令値 I 、d軸直流電流指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 i 及び電気 ref dDC dAMP 角 Θ eに基づ 、てベクトル制御演算を行って d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 drer

I を算出し、これら d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I を 2相 Z3相変換処理 qref dref qref

して電動モータ 12に対する a相電流指令値 I 、 b相電流指令値 I 及び c相電流指 aref bref

令値 I を演算するベクトル制御電流指令値演算部 52とを備えて 、る。

cref

[0092] ここで、操舵補助電流指令値演算部 51は、操舵トルク T及び車速 Vをもとに前述し た図 4に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値 I を ref 算出すると共に、算出した操舵補助電流指令値 I に基づいて前述した図 6及び図 7 ref

に示す d軸直流電流指令値算出マップ及び d軸電流振幅指令値算出マップを参照し て d軸直流電流指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 i を算出する。

dDC dAMP

また、ベクトル制御電流指令値演算部 52は、図 25に示すように、操舵補助電流指 令値演算部 51から出力される操舵補助電流指令値 I と d軸直流電流指令値 I と d ref dDC 軸電流振幅指令値 I 入力されて、電気角 Θ e及び後述するパラメータ設定部 71か dAMP ら出力される歪みパラメータ K、 Κ、 r? 1、 η 5に基づいて d軸及び q軸誘起電圧 e

1 5 dOE 及び e を算出する d— q軸誘起電圧演算部 61と、操舵補助電流指令値 I 、誘起電 qOE ref 圧 e , e 及び後述する d軸電流指令値 I に基づいて q軸電流指令値 I を演算す dOE qOE dref qref る q軸電流指令値演算部 62と、操舵補助電流指令値 I と誘起電圧 e 及び e と d軸 ref dOE qOE 直流電流指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 i とに基づいて d軸電流指令値 I dDC dA P dref を算出する d軸電流指令値演算部 63と、 d軸電流指令値 I 、q軸電流指令値 I 及 drer qref び電気角 Θ eに基づ 、て 2相 Z3相変換処理を行って a相電流指令値 I 、 b相電流 aref 指令値 I 及び c相電流指令値 I を算出する 2相 Z3相変換部 64とを備えている。

brer crer

[0093] ここで、 d— q軸誘起電圧演算部 61では、 d軸誘起電圧算出式及び q軸誘起電圧算 出式を表す下記（ 17)及び（ 18)式の演算を行うことにより、誘起電圧の歪みを考慮し た d軸誘起電圧 e 及び q軸誘起電圧 e を算出する。

dOE qOE

e =e /ω =K Ε sin( τ? 1)+Κ Ε sin(6 θ + η 5) (17)

dOE dE m 1 1 5 5

e e / ω =K Ε cos( τ? 1)+Κ Ε cos(6 θ + η 5) (18) qOE qE m 1 1 5 5

VE：角速度 l[radZs]における k次高調波の無通電時の誘起電圧波高値 (k=l,5) k

K： k次高調波波高値歪みゲイン (k=l, 5)

k

η ： k次高調波歪み位相角 (k=l,5)

k

e =Κ Ε ω sin( θ + η 1)+Κ Ε ω sin(5 θ + η 5)

aE 1 1 m 5 5 m

e =Κ Ε ω sin( θ —(2/3) π + η 1)+Κ Ε ω sin(5( θ —(2/3) π ) + τ? 5) bE 1 1 m 5 5 m

e =Κ Ε ω sin( θ +(2/3) π + r? 1)+Κ Ε ω sin(5( θ + (2/3) π ) + τ? 5) cE 1 1 m 5 5 m

e =(2/3){e cos Θ +e cos( Θ — (2/3) 7u) + e cos( θ +(2/3) π)}

dE aE bE cE

e =(2/3){e sin Θ +e sin( θ -(2/3)π) + Θ sin( θ +(2/3) π)}

qE aE bE cE

これら（17)式及び（18)式では、誘起電圧の歪みの考慮の可否を区別するために 添え字 Eを付加している。そして、上記（17)式及び（18)式におけるパラメータ K、 K

1

、 r? l、 r? 5は d— q軸誘起電圧演算部 61に含まれる例えばマイクロコンピュータで構

5

成されるパラメータ設定部 71によって設定される。

[0094] このパラメータ設定部 71にはモータ電流検出部 57にて検出、及び推定算出した電 動モータ 12の各電流検出値 I 、 及び

aref 1 I を、 3相

bref cref Z2相変換処理して d軸電流値 I 及び q軸電流値 Iを算出する 3相 Z2相変換部 72からの d軸電流値 I及び q軸電流 値 Iが入力され、後述するパラメータ設定処理を行ってパラメータ K、 Κ、 r? 1、 r? 5を

5

設定する

また、 q軸電流指令値演算部 62では、トルク一定式をもとに q軸電流指令値 I を算 qref 出する。このトルク一定式とはモータのエネルギー方程式より算出された下記（19)式 及び（20)式で表される関係式である。

[0095] Τ ω =ΚΙ ω =I e +1 e +1 e =(2/3)(I e +1 e )…… (19)

m m t ref m a aE b bE c cE q qE d dE

I ={(2/3)KI ω — e I }/e

qref t ref m dE dref qE

= {(2/3)KI e I }/e (20)

t ref dOE dref qOE

ここで、 Tはモータトルク、 ω はモータ機械角速度、 Κはモータトルク定数、 I、 I、 I m m t a b c は 3相の各相電流値、 e 、 e 、 e は各相誘起電圧、 I、 Iは d軸、 q軸電流、 e 、 e 、 aE bE cE d q dE qE e 、e は下記（21)式及び（22)式で算出される歪みを考慮した d軸、 q軸誘起電圧 dOE qOE

である。

[0096] e =e / ω (21)

dOE dE m

e =e / ω (22)

qOE qE m

また、 d軸電流指令値演算部 63では、前述した第 1の実施形態における d軸目標電 流算出部 34eと同様に d— q軸誘起電圧演算部 61から出力される d軸誘起電圧 e dOE 及び q軸誘起電圧 e と操舵補助電流指令値演算部 51から出力される d軸直流電流 qOE

指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 i に基づいて下記（23)式の演算を行って d dDC dA P

軸電流指令値 I

drerを算出する。

[0097] 1 =1 — i {i cos(60 )-i sin(60 )} (23)

d dDC dAMP qc qs

この（23)式の I は任意に決定できるパラメータであり、 i 、i 、i はモータ印加 dDC dAMP qc qs

電圧の有効利用率を向上させるために決定されるパラメータであり、 i及び i は前述 qc qs した「数 7」に定義され、 i は前述した（14)式で定義されて!、る。

dAMP

また、 d— q軸誘起電圧演算部 61では、 d— q軸誘起電圧算出式に基づいて誘起 電圧を算出する。ここで、誘起電圧の歪みを考慮しない場合には、 d軸誘起電圧 e d0 及び q軸誘起電圧 e を算出する d— q軸誘起電圧算出式は、下記（24)式及び（25) q0

式で表される。

[0098] e =e / ω =E sin(6 θ ) (24)

d0 d m 5 e =e / ω =E -E cos(6 Θ ) (25)

q0 q m 1 5

V E：角速度 l [radZs]における k次高調波の無通電時の誘起電圧波高値（k=l k

,5)

e =Ε ω sin θ +E ω sin5 θ

a 1 m 5 m

e =E ω sin( 0 一 (2/3) π ) + Ε ω sin5( Θ 一（2/3) π )

b 1 m 5 m

e =E ω sin( 0 +(2/3) π ) + Ε ω sin5( θ +(2/3) π )

e l m 5 m

e =(2/3){e cos Θ +e cos( Θ— (2/3) π ) + e cos( θ +(2/3) π )}

d a b c

e = (2/3) {e sin 0 +e sin( θ -(2/3) π ) + Θ sin( θ +(2/3) π )}

q a b c

この（24)式及び（25)式は、誘起電圧に高調波が含まれた場合の式であり、その 高調波次数 kは、実際に 7次以降が制御応答性の上限などの影響により制御が困難 となる場合が多い。そのため、誘起電圧の高次成分は 5次までとすることが多いため 、 5次までの記述としている。また、 3次高調波は、トルクに変換されないため、上記（2 4)式及び（25)式では考慮しておらず、上記条件にお!、て十分な性能が得られるこ とは、別途確認済みである。なお、誘起電圧が正弦波である場合は E

5を零とすれば よぐ 7次以上の高調波が含まれる場合でも同様の展開が可能である。

[0099] ところで、誘起電圧に歪みが発生するとトルクリップルを生じることになる。

このトルクリップルを発生させる要因を説明すると、一般的に電動モータを駆動する ためには、各相に電圧を印加して各相コイルに電流による電気子起磁力を発生させ 、回転子に取り付けられている永久磁石との引力 ·斥力を利用し回転子を回転させ駆 動を行うが、電機子電流により発生する起磁力により、永久磁石より発生しているギヤ ップ磁束が歪み、その結果誘起電圧が歪む現象が発生する。これを電機子反作用と 言う。電機子反作用には直軸電機子反作用と横軸電機子反作用がある。

[0100] 直軸電機子反作用はモータの回転子磁束ベクトルに対し電機子起磁力ベクトルが 同軸方向に配置される場合に発生し、図 26 (a)に示すように、前記 2つのベクトルが 逆方向に配置される場合は減磁作用 (弱め界磁)が発生し、図 26 (b)に示すように前 記 2つのベクトルが同方向に配置される場合は磁ィ匕作用 (強め界磁)が発生する。ど ちらの場合にも直軸電機子反作用の影響では誘起電圧のベクトル位相はずれな ヽ ため、誘起電圧に高調波が含有されていてもトルク変動の要因とはならない。 [0101] これに対し、横軸電機子反作用（交さ磁化作用）は、図 26 (c)に示すように、モータ の回転子磁束ベクトルに対し電機子起磁力ベクトルが直軸方向に配置される場合に 発生し、特に力率 = 1の時には強く発生する。電機子電流により発生する電機子起 磁力により永久磁石より発生する回転子磁束との合成磁束力 ¾軸方向に歪むため、 誘起電圧上で回転方向へ磁石が進角するように見える。誘起電圧及び相電流が正 弦波である場合には位相ずれによるトルクリップルは発生しにくいが、誘起電圧及び 相電流が矩形波または擬似矩形波 (正弦波 +高調波成分)である場合には、誘起電 圧の位相ずれにより高調波成分にて発生するトルクリップルを抑制することができず 、トルクリップルが発生する要因となる（これを要因 Aとする）。

[0102] また、トルクリップルが発生するもうひとつの要因として、ステータ磁化特性の非線形 性がある。ステータの磁ィ匕特性が線形であれば通電による電機子起磁力は理想的な 起磁力波形を発生できるが、実際にステータに使用される電磁鋼板の磁ィ匕特性は線 形特性を持っていないため、高電流領域では理想的な電機子起磁力が発生できず 、合成波形のピーク部が歪み、結果トルクリップルの発生及び高電流域でのトルクの へたりにつながる（これを要因 Bとする）。

[0103] 上記 2つの要因 A及び Bは、発生メカニズムは異なるがモータ相電流に関連する誘 起電圧の歪みとして捉えることが可能である。

このように、誘起電圧は電機子起磁力により歪みが発生してしまうため、上述した（2 4)式及び（25)式の誘起電圧 e 及び e を基に後述するように q軸電流指令値演算 d0 q0

部 63で、トルク一定式より算出された q軸電流指令値 I を使用しても効果的にトルク qref

リップルを抑制できな ヽ場合がある。

[0104] そこで、本実施形態では、相電流による誘起電圧の歪みを考慮し、各次数の波高 値と位相が変化すると仮定し、前述した（ 17)式及び（ 18)式のように d— q軸誘起電 圧算出式を定義する。

上記（17)式及び（18)式で高調波波高値歪みゲイン K、 K及び高調波歪み位相

1 5

角 η 1、 η 5は相電流値により決定する歪みパラメータであり、このパラメータをパラメ ータ設定部 71で相電流毎に決定することで歪みを考慮した d軸誘起電圧 e 及び q dOE 軸誘起電圧 e を生成することが可能となる。 [0105] 以下に本実施形態でのパラメータ設定部 71で行う歪みパラメータの推定原理と推 定方法とを説明する。

電動モータ 12の通電状態での誘起電圧を直接測定することは非常に困難である ため、無通電状態の誘起電圧より上記歪みパラメータの推定を行う。

最初に（24)式及び（25)式の歪みを考慮しな!ヽ誘起電圧にて制御系を構成し、実 モータにて平均トルク及びトルクリップルの測定を行う。すなわち、（20)式の e 、e dOE qOE を（24)式及び（25)式の e 、e に置き換えて構成する。

d0 q0

[0106] トルクリップルは電気角 Θ eの 6次成分 6 Θが支配的であることが知見されていること により、ある相電流時におけるモータトルクは下記（26)式のような近似式で表すこと ができる。

T =T +Τ cos(6 Θ )+T sin(6 θ ) (26)

m 0 6c 6s

この（26)式において、右辺第一項 Tは平均トルクで、右辺第二項の Τ及び第三

0 6c 項の T は、トルクリップル 6次成分を cosと sinに分解した時の各振幅値である。上記 3

6s

つのパラメータはトルクリップル測定の結果を高速フーリエ変換 (FFT)することで求 めることができる。

[0107] 上記測定結果は誘起電圧の歪みを考慮しな!、誘起電圧での制御で測定したトルク リップル波形であり、前記（17)式、（18)式及び前記（26)式により下記（27)式が成 立する。

T =(2/3)(e I +e I )=T +Τ cos(6 0 )+T sin(6 θ )…… (27)

m qOE q dOE d 0 6c 6s

ここで、 q軸電流値 Iはトルク一定式によって算出された q軸電流値 I であるが、トル q qref

クを一定とするための q軸電流算出式である前記（20)式の分母に q軸誘起電圧 e が q0 含まれ Iの次数成分が無限となるため、このままでは歪みパラメータの解を求めること ができない。

[0108] そこで、実際に使用される q軸電流 Iは直流成分と電気角 6次成分の振幅成分が支 配的であることが実測により知見されているので、テーラー展開を利用し 6次成分ま での近似式として下記（28)式で算出する。

1 =1 +i cos(6 0 )-i sin(6 0 ) (28)

q qDC qc qs

··· I = 2K I /3E

qDC t ref 1 i = (E /E ) I

qc 5 1 qDC

i = (E /E ) I

qs 5 1 dDC

また、 d軸電流 Iは、前記（23)式で定義されている。

d

[0109] 一方、上記（27)式、（28)式及び前記（23)式より平均トルク T、 cos振幅 Τ 、 sin振

6C 幅 T は下式のように算出される。

T =(2/3)E (I K +1 K ) " (29)

0 1 qDC 1C dDC IS

T =(2/3)E (I (K K i K ) +I K ) · ·· •(30)

6C 5 qDC 1C 5C dA P IS dDC 5S

T =(2/3)E (一 I (K K i K ) +I K ) (31)

6S 5 dDC 1C 5C dAMP IS qDC 5S

·.· K =K sin( 7? 1)

K =K sin( 7? 5)

5S 5

K =K cos( 7? 5)

5C 5

上式では、求める 4つの歪みパラメータ (K、 Κ、 r? 1、 r? 5)を新たな 4つのパラメ一

1 5

タ (Κ 、Κ 、Κ 、Κ )に変換しており、この新たな 4つのパラメータが推定できれば

IS 1C 5S 5C

、求める歪みパラメータ全てを算出可能である。上記新たな 4つのパラメータは q軸電 流値 I及び d軸電流値 Iを各々変化させてトルクリップル測定を繰り返し行い、求めら q d

れたデータより q軸電流値及び d軸電流値と歪みパラメータとの関係として決定する。

[0110] そして、決定した歪みパラメータをパラメータ設定部 71に設定し、 d— q軸誘起電圧 演算部 61の算出式を、歪みを考慮した誘起電圧算出式（17)及び（18)式に変更し 、実機にてトルクリップル測定を行い、測定結果を見ながらより効果的な値を最終的 に決定する。この際、前述した d軸電流指令値 I を算出するために必要な値である i dref q

、 iの算出にも誘起電圧の情報が用いられているため、歪みを考慮した誘起電圧で c qs

下記（32)式及び (33)式のように再構築し、 d軸電流振幅指令値 i のマップにつ dAMP

いても再構築する。

[0111] i = (K E /K ¾ ) 1 一（K K E K ¾ ) 1 …… (32)

qc 5 5 1C 1 qDC IS 5 5 1C 1 dDC

i = (K E /K E ) 1 …… (33)

qs 5 5 1C 1 dDC

そして、決定した歪みパラメータ K、 K、 r? 1及び r? 5をパラメータ設定部 71に設定

1 5

する。 次に、上記第 2の実施形態の動作を説明する。

先ず、前述した決定手法にて決定した歪みパラメータをパラメータ設定部 71に設 定する。

[0112] この状態で、ステアリングホイール 1を操舵すると、そのときの操舵トルク Tが操舵ト ルクセンサ 3で検出されると共に、車速 Vが車速センサ 21で検出される。そして、検 出された操舵トルク T及び車速 Vが操舵補助電流指令値演算部 51に入力されること により、この操舵補助電流指令値演算部 51で、図 4の操舵補助電流指令値算出マツ プを参照して操舵補助電流指令値 I

rerを算出すると共に、算出した操舵補助電流指 令値 I に基づきマップを参照して d軸直流電流指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 I ref dDC

dA Pを算出する。

[0113] そして、算出された操舵補助電流指令値 I がベクトル制御電流指令値演算部 52 rer

の d軸電流指令値演算部 63及び q軸電流指令値演算部 62に供給される。

一方、ロータ位置検出回路 13で検出されたモータ角度検出信号 Θ mが電気角演 算部 50に供給されて電気角 Θ eに変換される。

そして、操舵補助電流指令値演算部 51で算出された操舵補助電流指令値 I 、 d rer 軸直流電流指令値 I 、 d軸電流振幅指令値 I 及び電気角 Θ eがベクトル制御電 dDC dAMP

流指令値演算部 52に供給される。

[0114] 一方、電流検出部 57で検出された I 、1 及び同検出部内で推定された I が 3 adet cdet bdet 相 Z2相変換部 72にて d軸電流値 I及び q軸電流値 Iに変換されて d— q軸誘起電圧 d q

演算部 41に含まれるパラメータ設定部 71に入力され、入力された d軸電流値 I及び d q軸電流値 Iに従い歪みパラメータ K、 K、 7? 1、 η 5を出力し、 d— q軸誘起電圧演 q 1 5

算部 61は出力された歪みパラメータ K、 K、 7? 1、 7? 5及び電気角 Θ eに基づき歪み

1 5

を考慮した誘起電圧である d軸誘起電圧 e 及び q軸誘起電圧 e を算出し、これらを dOE qOE

d軸電流指令値演算部 63及び q軸電流指令値演算部 62に供給する。

[0115] このため、 d軸電流指令値演算部 63では、操舵補助電流指令値 I 、 d軸直流電流 ref

指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 i と d軸誘起電圧 e 及び q軸誘起電圧 e と dDC dAMP dOE qOE に基づ!/、て前述した (23)式の演算を行って d軸電流指令値 I を算出する。

dref

一方、 q軸電流指令値演算部 62では、 d軸電流指令値 I 、操舵補助電流指令値 I 及び誘起電圧 e , e に基づいて前記（18)式の演算を行ってトルク変動を生じな ef dOE qOE

い q軸電流指令値 I

qrefを算出する。

[0116] そして、 d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I 力 ¾相 Z3相変換部 64に供給さ dref qrer

れることにより、 3相電流指令値 I 、1 及び I に変換されて、これら 3相電流指令値 aref bref cref

I 、 I 及び I が減算部 53a、 53b及び 53cに供給されて、モータ電流検出部 57で aref bref cref

検出された I 、1 及び同検出部 57内で推定された I を減算することにより、電流 adet cdet cdet

偏差 A la、 A lb及び A leが算出される。これら電流偏差 A la、 A lb及び A leが PI制 御部 54で PI制御されて電圧指令値 V 、V 及び V に変換され、これら電圧指令 aref bref cref

値 V 、V 及び V に基づいて PWM制御部 55で、パルス幅変調信号が形成され aref bref cref

、これ力インバータ回路 56に供給されて 3相電流が電動モータ 12に供給されること により、電動モータ 12が駆動されて操舵補助電流指令値 I に応じた操舵補助力を ref

発生する。そして、電動モータ 12で発生された操舵補助力が減速ギヤ 11を介してス テアリングシャフト 2の出力軸 2bに伝達されて、ステアリングホイール 1を軽い操舵力 で操! "它することができる。

[0117] このとき、前述したように、ベクトル制御電流指令値演算部 52の d— q軸誘起電圧演 算部 61で、 d軸電流値及び q軸電流値を利用して d軸誘起電圧 e 及び q軸誘起電 dOE

圧 e を算出するので、電機子起磁力による誘起電圧の歪みを考慮した d軸誘起電 qOE

圧 e 及び q軸誘起電圧 e を算出することができ、誘起電圧の歪みに対してもトルク dOE qOE

リップルを効果的に抑制することができる。

また、パラメータ設定部 71に供給する d軸電流値及び q軸電流値を、 2相電流検出 値から残りの 1相電流検出値を推定し、 3相 Z2相変換して算出するようにしているの で、相電流検出部の数を減少させて製造コストを低減することができる。

[0118] 本第 2の実施形態の構成にて実機確認を行った結果を図 27に示す。本手法の実 施後ではトルクリップル 6次成分が低減され全体的なトルクリップルも低減されており 、本実施形態の効果が確認された。また、高電流域での平均トルクが上昇することも 確認され、ステータ磁ィ匕特性の非線形性によるトルクのへたりに対する改善効果も確 f*i¾ れ 。

し力も、上述したように、 d軸電流指令値 I を前記（9)式の演算を行うことにより、算 出するので、電源電圧を有効利用した高調波モータ制御を行うことができる。

[0119] また、上記実施形態のように、 d軸電流指令値 I を算出する際に使用する d軸電流 dref

振幅指令値 i を d軸電流振幅指令値算出マップを参照して算出することにより、前 dA P

述した（14)式の複雑な演算を行うことなぐ容易に d軸電流振幅指令値 i を算出 dAMP することができる。

なお、上記第 2の実施形態においては、実機でのトルクリップル測定の結果より誘 起電圧の歪みパラメータの推定を行った力 例えば、磁気解析により誘起電圧の歪 みパラメータが予めわ力る場合は、そのパラメータを用いてもょ 、。

[0120] また、上記第 2の実施形態では歪みを考慮するパラメータを d-q軸誘起電圧演算部 61に組み込む場合、 e 、e を e 、e へ変更することを前提としている力 以下の d0 q0 dOE qOE

式を利用して歪みを考慮しない誘起電圧 (無通電状態での誘起電圧) e 、e よ

d0 q0 dOE

、e を求めてもよい。

qOE

e =E (K +K ) +K e -K e

dOE 1 IS 5S 5C dO 5S qO

e =E (K -K ) +K e +K e

qOE 1 1C 5C 5S dO 5C qO

また、上記第 2の実施形態では演算負荷の増大、及び推定パラメータの多様ィ匕を 避けるため、誘起電圧は 5次までの考慮としたが、磁気解析等の結果により予めパラ メータがわかり、高速演算が可能である場合にはこの限りではない。

[0121] さらに、上記第 2の実施形態では、 d— q軸誘起電圧演算部 61におけるパラメータ 設定部 71で実測した 2相電流検出値から 1相電流検出値を推測し、 3相 Z2相変換 して算出された d軸電流値及び q軸電流値を利用する場合にっ ヽて説明したが、これ に限定されるものではなぐ実測した 3相電流検出値を 3相 Z2相変換して算出され た d軸電流値及び q軸電流値を利用してもよく、この場合には推定演算誤差をなくし、 より効果的にトルクリップルを抑制することができる。一方、 d軸電流指令値演算部 63 で算出した d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値演算部 62で演算した q軸電流指 drer

令値 I 又はこれら d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I に相当する指令値情 qref dref qref

報を利用するようにしてもよぐこの場合には、演算処理での計算負荷を低減させるこ とがでさる。

[0122] さらに、上記第 2の実施形態においては、 d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I を 2相 Z3相変換部 64で 3相指令電流値 I 、1 及び I に変換して力も減算部 53 ref aref bref cref

a、 53b及び 53cに供給する場合について説明した力 これに限定されるものではな ぐ 2相 Z3相変換部 64を省略し、これに代えて電流検出部 57で検出したモータ電 流検出値 I 、1 及び同検出部で推定した電流値 I を 3相 Z2相変換部に供給し adet Ddet cdet

て d軸検出電流及び q軸検出電流に変換し、変換した d軸検出電流及び q軸検出電 流と d軸電流指令値演算部 43で演算した d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値演 dref

算部 62で演算した q軸電流指令値 I との偏差を算出した後、偏差を 2相 Z3相変換 qref

して PI制御部 54に供給するようにしてもょ 、。

[0123] さらに、上記第 2の実施形態においては、 3相ブラシレスモータに本発明を適用した 場合について説明した力 これに限定されるものではなぐ 4相以上の n相ブラシレス モータにも本発明を適用することができる。

さらにまた、上記第 2の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装 置に適用した場合について説明した力 これに限定されるものではなぐ電動ブレー キ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の n相ブラシレスモータを適用した機 器に本発明を適用することができる。

[0124] 以上の第 2の実施形態が請求の範囲における請求項 9〜 15に係る発明に対応し ている。

次に、本発明の第 3の実施形態を図 28について説明する。

この第 3の実施形態は、前述した第 2の実施形態で歪んだ誘起電圧に合わせてト ルクー定になるように電流指令値を生成する場合に加えて、高回転'高電流時に誘 起電圧の歪みによる誘起電圧補償誤差が著しく大きくなる場合に、誘起電圧補償誤 差を低減させるようにしたものである。

[0125] すなわち、第 3の実施形態においては、制御装置 20が、図 28に示すように、角速 度演算部 80、電流指令値生成部 81、 d— q軸電流指令値演算部 82、 2相 Z3相変 換部 83、補償誘起電圧演算部 84、電流制御部 85、加算部 86、 PWM制御部 87、 インバータ回路 88とで構成されて 、る。

角速度演算部 80は、インバータ回路 88内でモータ電流を検出するロータ位置検 出回路 13で検出したモータ角度 Θ mに基づいて電気角 Θ e及びモータ角速度 co m を演算する。

[0126] 電流指令値生成部 81は、操舵トルクセンサ 3で検出した操舵トルク T及び車速セン サ 21で検出した車速 Vsが入力されこれらに基づいて前述した図 4の電流指令値算 出用マップを参照して電動モータ 12に対する電流指令値 I を生成し、生成した電流 ref

指令値 I を d— q軸電流指令値演算部 82に出力する。

ref

d— q軸電流指令値演算部 82は、前述した第 1の実施形態における d軸電流指令 値算出部 34、誘起電圧モデル算出部 35及び q軸電流指令値算出部 36で構成され 、電流指令値生成部 81で生成した電流指令値 I に基づいて電動モータ 12の d— q ref

軸座標系の d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I を演算し、これら d軸電流指 dref qref

令値 I 及び q軸電流指令値 I を 2相 Z3相変換部 83に出力する。

dref qref

[0127] 2相 Z3相変換部 83は、 d q軸電流指令値演算部 82で生成した d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I を角速度演算部 80から出力される電気角 0 eに基づいて drer qref

2相 Z3相変換して各相電流指令値 I 、1 及び I を算出し、算出した各相電流指 aref bref crer

令値 I 、1 及び I を電流制御部 85に出力する。

aref bref cref

補償誘起電圧演算部 84は、 d— q軸電流指令値演算部 82から出力される d軸電流 指令値 I 及び q軸電流指令値 I と角速度演算部 80から出力される電気角 0 e及び drer qref

モータ角速度 comとが入力され、これらに基づいて下記（34)式の演算を行って、電 動モータ 12の各相の誘起電圧補償値 e"a、 e"b及び e"cを演算し、これら誘起電圧 補償値 e " a、 b及び cをフィードフォワード補償値として加算部 86に出力する。

[0128] e"a=K E comsin( θ + η 1) +Κ Ε comsin(5 θ + τ? 5)

1 1 5 5

e"b=K Ε comsin( θ (2/3) π + η 1)

1 1

+ΚΕ comsin(5( 0 -(2/3) π) + τ? 5)

5 5

e"c=K Ε comsin( θ + (2/3) π + η 1)

1 1

+ΚΕ comsin(5( 0 +(2/3) π) + τ? 5)

5 5

(34)

電流制御部 85は、前述した第 2の実施形態における減算部 33a〜33c及び PI制 御部 34で構成され、 2相 Z3相変換部 83から出力される相電流指令値 I 、 I 及び I aref bref とインバータ回路 88内に設けられたモータ電流検出部 87で検出された電動モー cref タ 12の各相電流 Ima、 Imb及び Imcとが入力され、これらの電流偏差 Δ Ι〜Δ Ιを算

A C

出し、これら電流偏差 Δ Ι〜Δ Ιを例えば PI制御処理して電圧指令値 V 〜V を

A C aref cref 算出し、算出した電圧指令値 V 〜V を PWM制御部 87に出力する。

aref cref

[0129] PWM制御部 87は、電流制御部 85から出力される電圧指令値 V 、V 及び V aref bref cref に基づいてパルス幅変調 (PWM)信号を形成してインバータ回路 88に出力する。 インバータ回路 88では、 2相 Z3相変換部 83で変換された相電流指令値 I 、 I aref bref 及び I に応じた相電流 Ima、 Imb及び Imcを電動モータ 12に供給する。

cref

この第 3の実施形態によると、前述した第 1及び第 2の実施形態における制御装置 20の構成に補償誘起電圧演算部 84が設けられ、この補償誘起電圧演算部 84で、 d q軸電流指令値演算部 82で演算された d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I dref qr と角速度演算部 80で演算された電気角 Θ e及びモータ角速度 co mとに基づいて電 ef

動モータ 12の各相の誘起電圧補償値 e"a、 e"b及び e"cを算出する。このため、算出 される誘起電圧補償値 e " a、 b及び cは歪んだ誘起電圧波形に応じた値となり、 これら誘起電圧補償値 e"a、 b及び cをフィードフォワード補償値として加算部 86 に供給する。

[0130] このため、加算部 86で、電流制御部 85から出力される電圧指令値 V 、V 及び aref bref

V に誘起電圧補償値 e"a、 e"b及び cが個別に加算されるので、歪んだ誘起電圧 cref

波形に応じた誘起電圧補償値 e"a、 b及び cでフィードフォワード補償を行うこと になり、高回転，高電流時に生じる電流制御系の外乱である誘起電圧の歪みによる 誘起電圧補償誤差を低減することができる。このため、電動モータ 12に供給する実 電流が電流指令値により正確に追従し、期待の操舵補助トルクが得られると共に、補 償誤差による高調波振動が減るため、良好な操舵性能を発揮することができる。

[0131] なお、上記第 3の実施形態においては、補償誘起電圧演算部 84に d— q軸電流指 令値演算部 82で演算した d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I を供給する場 dref qref

合について説明したが、これに限定されるものではなぐ d— q軸電流指令値演算部 8 2で演算される q軸電流指令値 I は、電流指令値生成部 61から入力される電流指 qref

令値 I に基づいて算出されるので、図 29に示すように、 q軸電流指令値 I に代えて ref qref 電流指令値生成部 81で算出される電流指令値 I を補償誘起電圧演算部 84に供給 ref するようにしても上述した第 3の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

[0132] また、上記第 2の実施形態においては、補償誘起電圧演算部 84で電動モータ 12 の各相に応じた 3相の誘起電圧補償値 e " a〜 cを算出する場合について説明した 1S これに限定されるものではなぐ図 30に示すように、 2相 Z3相変換部 83と電流 制御部 85及び加算部 86とを入れ換えると共に、モータ電流検出部 87で検出したモ ータ電流 Ima〜Imcを 3相 Z2相変換部 91に供給して d軸モータ検出電流 Imd及び q軸モータ検出電流 Imqに変換して電流制御部 85に供給し、電流制御部 85で、 d軸 電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I と d軸モータ検出電流 Imd及び q軸モータ検

drer qref

出電流 Imqとの電流偏差 Δ Id及び Δ Iqを算出し、算出した電流偏差 Δ Id及び Δ Iq を例えば PI制御処理して電圧指令値 V 及び V を算出するように構成する。

dref qref

[0133] また、補償誘起電圧演算部 84を、 d— q軸電流指令値演算部 82から入力される d 軸電流指令値 I

dref及び q軸電流指令値 I

qrerと角速度演算部 60から入力される電気角

Θ e及びモータ角速度 ω mとに基づ ヽて d軸誘起電圧補償値 e " d及び q軸誘起電圧 補償値 e " qを算出するように構成し、算出した d軸誘起電圧補償値 e " d及び q軸誘起 電圧補償値 qをフィードフォワード補償値として加算部 86に供給するようにしてもよ い。この場合には、補償誘起電圧演算部 84で dq軸 2相分の誘起電圧補償値を演算 すればよいので、演算負荷を低減することができると共に、 d軸電流指令値 I 及び q

drer 軸電流指令値 I

qrefに応じた誘起電圧補償値を演算することができる。

[0134] さらに、上記第 3の実施形態においては、補償誘起電圧演算部 84に d— q軸電流 指令値演算部 82で演算した d軸電流指令値 I 及び q軸電流指令値 I を入力する

drer qref

場合について説明した力 これに限定されるものではなぐ図 31に示すように、 d軸電 流指令値 I 及び q軸電流指令値 I に代えて、モータ電流検出部 87で検出したモ

dref qref

ータ電流 Ima〜Imcを図 30と同様に 3相 Z2相変換部 91に供給して d軸電流検出値 Imd及び q軸電流検出値 Imqに変換し、これらを補償誘起電圧演算部 84に供給して 、これら d軸電流検出値 Imd及び q軸電流検出値 Imqと角速度演算部 80から入力さ れる電気角 Θ e及びモータ角速度 co mとに基づいて電動モータ 12の各相の誘起電 圧補償値 e'a、 e'b及び e'cを算出するようにしてもよい。この場合には、電流検出値 に応じた誘起電圧補償値を演算することができる。 [0135] さらにまた、上記第 3の実施形態においては、 d— q軸電流指令値演算部 82が第 1 の実施形態における d軸電流指令値演算部 34、誘起電圧モデル算出部 35及び q軸 電流指令値算出部 36で構成されている場合について説明したが、これに限定される ものではなぐ前述した第 2の実施形態におけるベクトル制御電流指令値演算部 52 で構成するようにしてもよぐこの場合には、電流指令値生成部 81で電流指令値 I

ref に基づいて d軸直流電流指令値 I 及び d軸電流振幅指令値 I を出力するように dDC dA P

構成すればよい。

[0136] なおさらに、上記第 3の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装 置に適用した場合について説明した力 これに限定されるものではなぐ電動ブレー キ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の n相ブラシレスモータを適用した機 器に本発明を適用することができる。

以上の第 3の実施形態が請求の範囲の請求項 16〜22に係る発明に対応している 産業上の利用の可能性

[0137] 少なくとも、目標電流設定手段を、トルク変動を生じることなぐ且つ各相駆動電圧 の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2倍の値を含む近傍値 に一致する相電流指令値を出力するように構成することにより、トルクを一定に保った 状態で電源電圧を有効利用することができるモータ駆動制御装置及びこれを使用し た電動パワーステアリング装置を提供することができる。

また、ベクトル制御電流指令値演算部で、モータ電気角、 d軸電流値及び q軸電流 値に基づ 1、て d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算するので、モータ相電流に対す る誘起電圧の歪みを含めて演算することができ、演算した d軸誘起電圧及び q軸誘起 電圧を q軸電流指令値演算時に使用することにより、誘起電圧の歪みに対してもトル クリップルを効果的に抑制することができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した 電動パワーステアリング装置を提供することができる。

[0138] さらに、補償用誘起電圧を演算して、この補償用誘起電圧でフィードフォワード補 償することにより、電流制御系の外乱である誘起電圧補償誤差を低減することができ 、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差によ る高調波振動を低減させることができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電 動パワーステアリング装置を提供することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 3相ブラシレスモータの相電流を検出する相電流検出手段と、前記 3相ブラシレス モータのロータの回転位置を検出するロータ回転位置検出手段と、前記 3相ブラシレ スモータの目標電流を設定し、当該目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検 出したロータ回転位置とに基づいてモータ相電流指令値を出力する目標電流設定 手段と、該目標電流設定手段から出力されるモータ相電流指令値と前記相電流検 出手段で検出した相電流とに基づいて駆動電圧を制御する駆動電圧制御手段と、 該駆動電圧制御手段の駆動電圧に基づいて前記 3相ブラシレスモータに相電流を 供給するモータ駆動回路とを備え、前記目標電流設定手段は、トルク変動を生じるこ となぐ且つ各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の 3 Z2倍の値を含む近傍値に一致する相電流指令値を出力するように構成されている ことを特徴とするモータ制御装置。

[2] 3相ブラシレスモータの相電流を検出する相電流検出手段と、前記 3相ブラシレス モータのロータの回転位置を検出するロータ回転位置検出手段と、前記 3相ブラシレ スモータの目標相電流を設定し、当該目標相電流と前記ロータ回転位置検出手段 で検出したロータ回転位置とに基づいて相電流指令値を出力する目標電流設定手 段と、該目標電流設定手段から出力される相電流指令値と前記相電流検出手段で 検出した相電流とに基づ!/、て駆動電圧を制御する駆動電圧制御手段と、該駆動電 圧制御手段の駆動電圧に基づいて前記 3相ブラシレスモータに相電流を供給するモ ータ駆動回路とを備え、前記目標電流設定手段は、誘起電圧に基本波成分以外の 高調波成分が含まれる場合に、相電流指令値波形を誘起電圧波形に対してモータ 回転性能を向上させる進角制御を行う進角制御手段を有し、該進角制御手段による 進角制御時に、トルク変動を生じることなぐ且つ各相駆動電圧の合成ベクトルの絶 対値が略一定であり、電源電圧の 3Z2倍の値を含む近傍値に一致する相電流指 令値を出力するように構成されて 、ることを特徴とするモータ制御装置。

[3] 前記目標電流設定手段は、目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出した ロータ回転位置とに基づいてロータ回転座標系の 2軸に変換した d— q座標で電流制 御を行うように構成されていることを特徴とする請求項 1又は 2に記載のモータ制御装 置。

[4] 前記目標電流設定手段は、目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出した ロータ回転位置とに基づいてロータ回転座標系の 2軸に変換した d— q座標で電流制 御を行うように構成され、少なくとも目標電流、ロータ電気角、ロータ電気角速度及び モータ定数情報に基づいて電気角 1周期に対して 6倍の周波数で且つ q軸電流の絶 対値と逆相又は正相で駆動する交流 d軸電流値を算出する d軸電流決定手段と、該 d軸電流決定手段で決定した d軸電流値、目標電流、ロータ電気角及びモータ定数 情報に基づいて q軸電流をトルク一定の条件式より算出する q軸電流決定手段とを有 し、トルク変動を抑制しつつ、電源電圧を有効活用した各相駆動電圧の合成ベクトル の絶対値変動が小さ!、モータ駆動電圧波形となるようにモータ相電流指令値を決定 することを特徴とする請求項 1に記載のモータ制御装置。

[5] 前記交流 d軸電流決定手段は、予め前記目標電流と d軸振幅との関係を表す制御 マップを有し、該制御マップを参照して目標電流から前記交流 d軸電流値の d軸振幅 を算出するように構成されていることを特徴とする請求項 4に記載のモータ制御装置

[6] 前記目標電流設定手段は、目標電流と前記ロータ回転位置検出手段で検出した ロータ回転位置とに基づいてロータ回転座標系の 2軸に変換した d— q座標で電流制 御を行うように構成され、前記目標電流とロータ角速度との関係から直流 d軸電流値 を決定する直流 d軸電流決定手段と、少なくとも目標電流、ロータ電気角、ロータ電 気角速度及びモータ定数情報に基づいて電気角 1周期に対して 6倍の周波数で且 つ q軸電流の絶対値と逆相又は正相で駆動する交流 d軸電流値を算出する交流 d軸 電流決定手段と、前記直流 d軸電流値、前記交流 d軸電流値、前記目標電流、ロー タ電気角及びモータ定数情報に基づいて q軸電流をトルク一定の条件式より算出す る q軸電流決定手段とを有し、進角制御時にもトルク変動を抑制しつつ、電源電圧を 有効活用した各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値変動が小さいモータ駆動電圧 波形となるようにモータ相電流指令値を決定することを特徴とする請求項 2に記載の モータ制御装置。

[7] 前記交流 d軸電流決定手段は、予め前記目標電流と d軸振幅との関係を表す制御 マップを有し、該制御マップを参照して目標電流から前記交流 d軸電流値の d軸振幅 を算出するように構成されて 、ることを特徴とする請求項 6に記載のモータ制御装置

[8] 操舵系に対して操舵補助力を発生する 3相ブラシレスモータを前記請求項 1乃至 7 の何れか 1項に記載のモータ制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴とする電 動パワーステアリング装置。

[9] 相数が 3相以上の電動モータを駆動するモータ駆動制御装置であって、

前記電動モータを駆動する電流指令値を演算する電流指令値演算部と、ベクトル 制御を用いて前記電動モータの各相の相電流指令値を算出するベクトル制御電流 指令値演算部とを備え、該ベクトル制御電流指令値演算部は、前記電動モータの各 相誘起電圧から誘起電圧の d軸成分及び q軸成分である d軸誘起電圧及び q軸誘起 電圧を算出する d— q軸誘起電圧演算部と、前記 d軸誘起電圧、前記 q軸誘起電圧 及び前記電流指令値に基づいて d軸電流指令値及び q軸電流指令値を算出する d q軸電流指令値演算部とを少なくとも有し、前記 d— q軸誘起電圧演算部はモータ 電気角、 d軸電流値及び q軸電流値を利用して d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演 算するように構成されて 、ることを特徴とするモータ駆動制御装置。

[10] 前記電動モータの各相のモータ相電流を検出するモータ電流検出部を有し、前記 d q軸誘起電圧演算部は、前記モータ電流検出部で検出したモータ相電流を n相 Z2相変換した d軸電流値及び q軸電流値とモータ電気角とに基づ ヽて d軸誘起電 圧及び q軸誘起電圧を演算するように構成されて ヽることを特徴とする請求項 9に記 載のモータ駆動制御装置。

[11] 前記モータ電流検出部は、少なくとも 1相以上の相電流検出値を残りの相電流検 出値に基づいて推定するように構成されていることを特徴とする請求項 10に記載の モータ駆動制御装置。

[12] 前記 d— q軸誘起電圧演算部は、前記 d軸電流指令値及び q軸電流指令値又は当 該 d軸電流指令値及び q軸電流指令値に相当する指令値情報と、モータ電気角とに 基づ ヽて d軸誘起電圧及び q軸誘起電圧を演算するように構成されて!ヽることを特徴 とする請求項 9に記載のモータ駆動制御装置。

[13] 前記電動モータがブラシレスモータであることを特徴とする請求項 9乃至 12の何れ 力 1項に記載のモータ駆動制御装置。

[14] 前記電動モータの誘起電圧は、矩形波誘起電圧及び正弦波に高調波成分を含有 する疑似矩形波誘起電圧の何れか一方であることを特徴とする請求項 9乃至 13の何 れカ 1項に記載のモータ駆動制御装置。

[15] 操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータを前記請求項 9乃至 14の何れ 力 1項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴とする電動 パワーステアリング装置。

[16] 3以上の相数 nの電動モータを駆動するモータ駆動制御装置であって、

前記電動モータを駆動する電流指令値を演算する電流指令値演算部と、前記電 動モータのモータ角度を検出するモータ角度検出部と、前記電動モータのモータ角 速度を検出するモータ角速度検出部と、前記モータ角速度で回転する d— q座標に 沿って演算された d軸電流及び q軸電流値の少なくとも一方と、前記モータ角速度及 び前記モータ角度とに基づいて補償用誘起電圧を演算する誘起電圧演算部とを備 え、前記電動モータの誘起電圧を前記誘起電圧演算部で演算した補償用誘起電圧 でフィードフォワード補償することを特徴とするモータ駆動制御装置。

[17] 前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記電動モータの各相で行うことを特 徴とする請求項 16に記載のモータ駆動制御装置。

[18] 前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記モータ角速度に相当する周波数 で回転する d— q座標上で行うことを特徴とする請求項 16又は 17に記載のモータ駆 動制御装置。

[19] 前記誘起電圧演算部に入力する前記 d軸電流値及び q軸電流値の少なくとも一方 は、前記電流指令値より算出された d軸電流指令値及び q軸電流指令値の少なくとも 一方、又は当該 d軸電流指令値及び q軸電流指令値の少なくとも一方に相当する指 令値情報であることを特徴とする請求項 16乃至 18の何れ力 1項に記載のモータ駆 動制御装置。

[20] 前記誘起電圧演算部に入力する d軸電流及び q軸電流の少なくとも一方は、前記 電流検出部で検出された検出相電流を前記モータ角速度に相当する周波数で回転 する d— q座標で n相 Z2相変換した d軸電流値及び q軸電流値の少なくとも一方であ ることを特徴とする請求項 16乃至 18の何れか 1項に記載のモータ駆動制御装置。

[21] 前記電動モータの誘起電圧は、矩形波誘起電圧及び正弦波に高調波成分を含む 疑似矩形波誘起電圧の何れか一方であることを特徴とする請求項 16乃至請求項 20 の何れか 1項に記載のモータ駆動制御装置。

[22] 操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータを前記請求項 16乃至 21の何れ 力 1項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴とする電動 パワーステアリング装置。