KR20050083958A

KR20050083958A - 모터 및 그 구동 제어 장치

Info

Publication number: KR20050083958A
Application number: KR1020057009232A
Authority: KR
Inventors: 민 다카오; 슈지 엔도
Original assignee: 닛본 세이고 가부시끼가이샤
Priority date: 2002-11-28
Filing date: 2003-11-27
Publication date: 2005-08-26
Also published as: AU2003284466A1; US20080018277A1; EP1587210A1; ATE508528T1; DE60337031D1; EP1587210A4; EP1587210B1; US7463006B2; WO2004049554A1; US20060071628A1; JP2004201487A; US20080018278A1; US7339346B2

Abstract

본 발명은, 사다리꼴파 전류를 통전 시켜도 토크 리플이 작고, 소형이며, 모터 소음이 적은 브러시레스 DC 모터를 위한 모터 및 그 구동 제어 장치 및 그것을 사용한 전동 파워 스티어링 장치를 제공한다. 벡터 제어를 기본으로 각 상 전류 지령값을 산출하고, 전류 피드백 제어는 각 상 개별적으로 제어하는 유사 벡터 제어를 이용하여 달성한다.

Description

모터 및 그 구동 제어 장치 {MOTOR AND DRIVE CONTROL DEVICE THEREFOR}

본 발명은, 전동 파워 스티어링 장치에 사용하는데 최적인 모터 및 그 구동 제어 장치의 개량 및 이들을 사용한 전동 파워 스티어링 장치에 관한 것이다.

종래 전동 파워 스티어링 장치에 사용되는 모터는 일반적으로는 영구 자석 동기(同期) 모터(PMSM)이며, 영구 자석 동기 모터는 3상의 정현파(正弦波) 전류로 구동되고 있다. 또, 모터를 구동하는 제어 방식으로서는, 벡터 제어라는 제어 방식이 널리 이용되고 있다. 그러나, 전동 파워 스티어링 장치의 소형화의 요망이 강하고, 소형화에 적합한 모터로서 브러시레스 DC 모터를 사용하는 경향이 있다.

이와 같은 상황 하에서, 종래의 전동 파워 스티어링 장치용 모터의 벡터 제어 방식을 이용한 모터 구동 제어 장치에 대하여, 도 1을 참조하여 설명한다.

그 구성은 모터(1)의 전류를 제어하는 전류 지령값 산출부(100)의 뒤에, 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref와 모터 전류 Ia, Ib, Ic와의 오차를 검출하는 감산기(20-1, 20-2, 20-3)와, 감산기(20-1, 20-2, 20-3)로부터의 각 오차 신호를 입력하는 PI 제어부(21)와, PI 제어부(21)로부터의 전압ｖa, ｖb, ｖc를 입력하는 PWM 제어부(30)와, 직류를 교류로 변환하는 인버터(31)를 통하여 모터(1)에 이르는 주경로가 접속되어 있다. 인버터(31)와 모터(1) 사이에는 모터 전류 Ia, Ib, Ic를 검출하는 전류 검출 회로(32-1, 32-2, 32-3)가 배치되고, 검출된 모터 전류 Ia, Ib, Ic가 각각 감산기(20-1, 20-2, 20-3)에 피드백되는 피드백 제어계 B가 구성되어 있다.

다음에, 전류 지령값 산출부(100)에 대하여 설명한다. 먼저, 그 입력에 관해서, 도시하지 않은 토크 센서에 의해 검출된 토크로부터 산출된 토크 지령값 Tref와, 모터(1)에 접속된 위치 검출 센서(11)에 의해 검출된 모터(1) 내의 로터의 회전각 θe와, 미분(微分) 회로(24)에 의해 연산된 전기 각속도(電氣角速度)ωe를 입력하고 있다. 전기 각속도 ωe 및 로터의 회전각 θe를 입력으로 하고, 환산부(101)에서 역기(逆起) 전압 ea, eb, ec를 산출한다. 다음에, 3상/2상 변환부(102)에서 d축 성분 전압 ed, q축 성분 전압 eq로 변환하고, 이 d축 성분 전압 ed, q축 성분 전압 eq를 입력으로 하여 q축 지령 전류 산출부(108)에서 q축의 전류 지령값 Iqref가 산출된다. 단, 이 경우, d축의 전류 지령값 Idref= 0으로서 연산된다. 즉, 모터의 출력 방정식

Tref×ωm= 3/2(ed×Id＋eq×Iq) ... (1)

에 있어서, Id= Idref= 0을 입력하면,

Iq=Iqref=2/3(Tref×ωm/eq) ... (2)

로서 산출된다. 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref는, q축 지령 전류 산출부(108)로부터의 전류 지령값 Iqref와 후술하는 진각(進角) 제어의 진각 Φ에 따라 산출된다. 즉, q축 지령 전류 산출부(108)는 진각 산출부(107)에서 산출된 진각 Φ과 전류 지령값 Iqref를 입력하고, 2상/3상 변환부(109)에서 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref가 산출된다.

그리고, Φ= acos(ωb/m) 또는 Φ= K(1-ωb/m) 등의 함수가 경험적으로 사용된다("acos"는 cos^-1을 나타낸다). 또, 모터의 베이스 각속도 ωb란, 약한 계자(界磁) 제어를 이용하지 않고 모터(1)를 구동시켰을 때의 모터의 한계 각속도이다. 도 2에 토크 T와 모터의 회전수 n(각속도 ωe)의 관계를 나타내고, 약한 계자 제어가 없는 경우의 한계 각속도 ωb의 일례를 나타낸다.

다음에, 진각 제어에 대하여 설명한다.

모터(1)가 고속 회전이 아닌 동안, 즉 모터(1)의 기계 각속도 ωm가 모터의 베이스 각속도 ωb 보다 저속인 동안은, 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref는 진각 Φ에 관계없이, 전류 지령값 Iqref로부터 2상/3상 변환부(109)에서 산출된 값에 따라 제어하면, 토크 지령값 Tref에 따른 토크를 출력할 수 있다. 즉, 전동 파워 스티어링 장치로서는, 운전자의 핸들 조작이 순조롭게 실행되고 있는 것을 의미한다.

그런데, 모터(1)가 고속 회전, 즉 모터의 기계 각속도 ωm가 모터의 베이스 각속도 ωb 보다 고속으로 되면, 진각 Φ을 가미한 제어를 실행하지 않으면 베이스 각속도 ωb 보다 고속의 각속도를 실현할 수가 없게 된다. 이 모터의 고속 회전을 전동 파워 스티어링 장치로 전환하면, 주차시의 되돌림이나 긴급 피난을 위한 핸들 급조타의 경우에, 핸들 조작에 모터(1)가 추종하지 않으므로 운전자의 조타(操舵) 필링을 악화시켜 버린다.

모터의 고속 회전시의 토크 제어로서 약한 계자 제어라는 제어 방식이 있고, 그 구체적인 한 방법으로서 진각 제어가 있다. 이 진각 제어 방식의 자세한 것은, 미국 특허 제5,677,605호 명세서 및 C.C.Chan et al 「Noｖel Permanent Magnet Motor Driｖes for Electric Vehicles」 IEEE Transaction on Industrial Electronics (Vol 43 No.2 April 1996page 335 Fig.5)에 기재되어 있다. 진각 제어 방식의 특징은, 전류 지령값 Iqref의 위상을 각도 Φ만큼 진행하여 계자가 약한 성분을 작성하는 것이다. 도 10 (B)에 있어서, 전류 지령값 Iqref를 각도 Φ만큼 진행하면, d축 성분으로서 Iqref×sinΦ가, q축 성분으로서 Iqref×cosΦ가 발생한다. 여기서, Iqref×sinΦ가 계자가 약한 성분으로서 작용하고, Iqref×cosΦ가 토크 성분으로서 작용한다.

또, 전동 파워 스티어링 장치에 사용되는 모터의 구동 제어 방식으로서, 로터의 회전 위치에 따라, 제어기로부터 인버터를 통하여 회전 자계를 발생시켜, 로터의 회전을 구동 제어시키도록 한 벡터 제어가 채용된다. 즉, 벡터 제어는, 로터의 외주면에 소정 각도의 간격으로 배치되고 복수개의 여자 코일에, 로터 위치에 따라 제어 회로에 의해 각 여자 코일의 여자(勵磁)를 순차적으로 전환함으로써, 로터의 회전 구동을 제어하도록 되어 있다.

이 종류의 벡터 제어는, 예를 들면 일본국 특개 2001-18822호 공보 등에 개시되어 있다. 도 3은, 벡터 제어에 의한 모터(56)의 구동 제어의 일례를 나타낸 블록 구성이다.

도 3에 있어서, 모터(56)의 제어 지령값을 결정하는 지령 전류 결정부(51)로부터, PI 제어부(52), 2상/3상 좌표 변환부(53), PWM 전압 발생부(54), 인버터(55)를 통하여 모터(56)에 이르는 지령 신호의 주경로가 형성되어 있다. 또, 인버터(55)와 모터(56) 사이에 전류 센서(571, 572)가 배치되고, 이들 전류 센서(571, 572)에 의해 검출된 모터 전류를 3상/2상 좌표 변환부(59)에서 2상으로 변환하고, 2상 전류 성분 Iq, Id를 지령 전류 결정부(51)와 PI 제어부(52) 사이에 배치된 감산 회로(581, 582)에 피드백시키는 피드백 경로가 형성되어 있다.

이 제어계에 의해, 지령 전류 결정부(51)에서는, 토크 센서에 의해 검출된 토크로부터 산출되는 토크 지령값 Tref나, 위치 검출 센서에 의해 검출된 로터의 회전각 θ과 전기각 ω을 받아 전류 지령값 Idref, Iqref가 결정된다. 이들 전류 지령값 Idref, Iqref는 각각 감산 회로(581, 582)에 있어서, 피드백 경로의 3상/2상 좌표 변환부(59)에서 2상으로 변환된 2상 전류 성분 Iq, Id에 의해 피드백 보정된다. 즉, 2상 전류 성분 Id, Iq와, 전류 지령값 Idref, Iqref와의 오차가 감산 회로(581, 582)에서 연산된다. 그 후, PI 제어부(521, 522)에서, PWM 제어의 듀티를 나타내는 신호가 d성분 및 q 성분의 형태로 지령값 Vd 및 Vq으로서 산출되고, 2상/3상 좌표 변환부(53)에 의해 d성분 및 q 성분으로부터 3상 성분 Va, Vb, Vc로 역변환된다. 그리고, 인버터(55)는, 3상의 지령값 Va, Vb, Vc에 따라 PWM 제어되고, 모터(56)에 인버터 전류가 공급되어 모터(56)의 회전을 제어하도록 되어 있다.

그리고, (61)은 차속 센서, (62)는 감응 영역 판정 회로, (63)은 계수 발생 회로, (64)는 기본 어시스트력 계산 회로, (65)는 리턴력 계산 회로, (66)은 전기 각 변환부, (67)은 각속도 변환부, (68)은 비간섭 제어 보정값 계산부이다.

전술한 바와 같은 벡터 제어의 경우, 토크 지령값 Tref 및 전기각 ω, 회전각 θ에 따라 전류 지령값 Idref, Iqref가 결정된다. 또, 모터(56)의 피드백 전류 Iu, Iw가 3상 전류 Iu, Iｖ, Iw로 변환된 후, 2상 전류 성분 Id, Iq로 변환되고, 그 후, 감산 회로(582) 및 (581)에서 2상 전류 성분 Id 및 Iq와, 전류 지령값 Idref 및 Iqref와의 오차가 연산되고, 그 오차가 PI 제어에 의한 전류 제어를 실행함으로써 인버터(55)로의 지령값 Vd, Vq가 구해진다. 그리고, 지령값 Vd, Vq가 2상/3상 좌표 변환부(53)에서 다시 3상의 지령값 Va, Vb, Vc으로 역변환되고, 인버터(55)가 제어되어 모터(56)의 구동 제어를 행하도록 되어 있다.

도 1은 종래의 진각 제어를 기본으로 한 제어 블록도이다.

도 2는 약한 계자 제어를 이용하지 않는 경우의 한계 각속도인 베이스 각속도를 나타낸 도면이다.

도 3은 종래의 벡터 제어의 제어 방식을 나타낸 제어 블록도이다.

도 4는 본 발명의 제어 대상인 브러시레스 DC 모터의 일례를 나타낸 단면 구조도이다.

도 5는 로터 위치 검출의 원리를 나타낸 도면이다.

도 6은 사다리꼴파 전류(전압)의 정의의 설명에 관한 도면이다.

도 7은 유기 전압 파형(직사각형파)의 일례를 나타낸 도면이다.

도 8은 본 발명에 관한 브러시레스 DC 모터의 제어계의 일례를 나타낸 블록도이다.

도 9는 본 발명의 약한 계자 제어에 관한 전류 지령값 Idref 산출의 구성예를 나타낸 블록도이다.

도 10은 본 발명의 제어 방식과 종래의 진각 제어 방식에 의한 전류 지령값 Idref 및 Iqref의 벡터 관계를 나타낸 도면이다.

그런데, 진각 제어에 의해 발생하는 d축 성분 및 q축 성분은, 전류 지령값 Iqref를 위상 Φ만큼 진행할 뿐이므로, d축의 Iqref×sinΦ와 q축의 Iqref×cosΦ가 일정 관계에 묶여, 반드시 양적인 밸런스가 최적화되어 있는 것은 아니다. 그 결과, 고속 회전시에 모터 단자 전압이 포화되고, 전류 지령값에 모터 전류가 추종 하지 못하고, 토크 리플이 커지거나, 모터 소음도 커진다. 그러므로, 전동 파워 스티어링 장치로서는, 급속한 핸들 조타시에, 핸들을 통해 비정상적인 진동을 느끼거나 모터 소음을 일으켜 운전자에게 불쾌감을 주는 등의 문제가 생긴다.

또, 전술한 바와 같은 벡터 제어의 경우, 모터(56)의 검출 전류나 인버터(55)의 출력은 3상이며, 피드백 제어계는 2상이다. 이와 같이 2상/3상 좌표 변환부(53)에서 다시 2상 내지 3상으로 역변환하는 것에 의해, 모터(56)를 구동 제어할 필요가 있고, 2상/3상 변환 및 3상/2상 변환이 혼재하고 있으므로 제어계 전체가 복잡하게 되어 버릴 우려가 있다.

그리고, 모터(56)의 제어는, 제어계의 선형성(線形性)을 유지할 수 있으면 제어 응답성이 양호하게 되어, 제어가 용이하며 제어 목표도 달성하기 쉽다. 그런데, 모터(56)의 구동 제어에는 다양한 비선형성의 요인이 포함된다. 모터 구동의 비선형성을 발생시키는 요인으로서, 예를 들면 인버터 제어의 데드 타임(dead time)이 있다. 즉, 인버터의 스위칭 소자로서 FET가 사용되지만, FET는 이상적(理想的)인 스위칭 소자가 아니고, 상하 암에 있어서의 단락을 방지하기 위하여, 상하 암의 FET를 모두 오프 상태로 하는 기간(데드 타임)이 세팅된다. 이와 같은 데드 타임을 가지는 FET의 스위칭에 의해 발생하는 모터 전류에는, 스위칭 과도 상태의 비선형 요소가 포함되게 된다. 또, 모터 전류를 검출하는 검출 소자나 검출 회로 등에도 비선형 요소가 포함된다.

이것은, 예를 들면 a상(相) 전류 Ia에 발생하는 비선형 요소가, 피드백계의 3상/2상 좌표 변환부(59)에 있어서의 d－q 변환에 의해, d축 전류 성분 Id 및 q축 전류 성분 Iq에 함유되어 버린다. 그러므로, 전류 성분 Id, Iq에 따라 전류 제어가 행해지고, PI 제어부(522) 및 (521)로부터 인버터(55)로의 지령값 Vd 및 Vq가 산출되고, 또한 2상/3상 좌표 변환부(53)에서 d상 및 q상으로부터 a상, b상 및 c상으로 역변환되고, 3상의 지령값 Va, Vb, Vc가 산출된다. 이로써, 당초 a상 전류 Ia에 포함되어 있던 비선형 요소가, d－q 변환에 의해 인버터(55)의 지령값 Va, Vb, Vc로 확산되고, a상 만이 아니고, b상 및 c상의 지령값에도 비선형 요소가 포함되어 버린다. 즉, 상기 종래의 제어 방식의 경우, 모터를 3상으로 구동하고 있음에도 불구하고, 피드백의 전류 제어를 2상으로 연산하고, 2상에서 결정된 지령값 Vd, Vq를 형식적으로 3상 지령값 Va, Vb, Vc로 변환하여 제어하고 있으므로, 비선형 요소가 확산되어 버리는 것이다.

따라서, 상기 종래의 모터 제어에 의하면 토크 리플이 크고, 모터의 소음도 크다는 문제가 있었다. 또, 이와 같은 모터 제어를 전동 파워 스티어링 장치에 적용하면, 핸들 조작에 추종하여, 정확하고 원활하게 어시스트할 수 없고, 조타시에 진동을 느끼거나 소음이 커진다는 문제가 생겨 버린다.

본 발명은 전술한 바와 같은 문제점을 감안하여 이루어진 것이며, 본 발명의 목적은, 모터 제어에 포함되는 비선형 요소를 각 상으로 분리한 상태로 제어함으로써, 토크 리플이 작고, 소음 노이즈가 작은 모터 및 그 구동 제어 장치를 제공하는 동시에, 이 모터 및 구동 제어 장치를 전동 파워 스티어링 장치에 채용하고, 조타 성능을 향상시켜, 양호한 조타감을 구비한 전동 파워 스티어링 장치를 제공하는 것에 있다.

또한 본 발명의 목적은, 모터의 고속 회전시에도 모터 단자 전압이 포화되지 않고, 토크 리플이 작고, 모터 소음도 작고, 전동 파워 스티어링 장치에 있어서는 핸들의 급속한 조타시에도, 소음도 작고, 핸들 조작이 스무스하게 추종할 수 있는 모터 구동 제어 장치 및 전동 파워 스티어링 장치를 제공하는 것에 있다.

본 발명은 모터에 관한 것이며, 본 발명의 상기 목적은, 모터의 유기(誘起) 전압 파형이 직사각형파 또는 의사(擬似) 직사각형파이며, 상기 직사각형파 또는 의사 직사각형파를 주파수 분석했을 때의 차수파(次數波) 성분을 n(= 2, 3, 4, …)으로 한 경우, 진폭 성분의 5% 이상의 차수파 성분 n을, P를 극수(極數), ω를 실(實)회전수로 하여

n×P/ 2×ω≤전류 제어의 응답 주파수의 상한값

으로 함으로써 달성된다.

또, 본 발명은 3이상의 상을 가지는 모터를 제어하는 모터 구동 제어 장치에 관한 것이며, 벡터 제어를 이용하여 상기 모터의 각 상의 상 전류 지령값을 산출하는 벡터 제어 상 지령값 산출부와, 상기 모터의 각 상의 모터 상 전류를 검출하는 모터 전류 검출 회로와, 상기 상 전류 지령값 및 상기 모터 상 전류에 따라 상기 모터의 상 전류를 제어하는 전류 제어부를 가지는 것에 의해 달성된다. 또, 상기 벡터 제어 상 지령값 산출부가, 각 상 역기 전압을 산출하는 각 상 역기 전압 산출부와, 상기 각 상 역기 전압으로부터 역기 전압의 d축 및 q축 성분인 전압 ed 및 eq를 산출하는 d－q 전압 산출부와, 상기 전압 ed 및 eq로부터 전류 지령값의 q축 성분인 전류 지령값 Iqref를 산출하는 축 지령 전류 산출부와, 전류 지령값의 d축 성분인 전류 지령값 Idref를 산출하는 d축 지령 전류 산출부와, 상기 전류 지령값 Iqref, Idref로부터 각 상의 상 전류 지령값을 산출하는 각 상 전류 지령 산출부를 가지는 것에 의해 달성된다. 또, 상기 모터가 3상의 경우, 상 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref가, 상기 전류 지령값 Idref, Iqref 및 상기 모터의 회전 각도 θe에 의존하는 정수(定數)에 의해 산출됨으로써 달성된다.

본 발명의 상기 목적은, 상기 전류 제어 회로가 적분 제어를 포함하는 것에 의해, 또는 상기 모터가 브러시레스 DC 모터인 것에 의해, 또는 상기 모터의 전류가 직사각형파 또는 의사 직사각형파인 것에 의해, 또는 상기 모터 구동 제어 장치가 사용되는 전동 파워 스티어링 장치에 의해, 보다 효과적으로 달성된다.

또한, 본 발명은, 벡터 제어를 이용하여 산출된 전류 지령값 Idref 및 Iqref에 근거해 모터의 전류를 제어하는 모터 구동 제어 장치에 관한 것이며, 상기 모터의 검출된 기계 각속도 ωm가 상기 모터의 베이스 각속도 ωb 보다 고속인 경우에, 상기 전류 지령값 Idref가, 상기 모터의 토크 지령값 Tref, 상기 베이스 각속도 ωb 및 상기 기계 각속도 ωm에 의해 산출됨으로써 달성된다.

본 발명의 상기 목적은, 상기 전류 지령값 Idref가 상기 토크 지령값 Tref 및 sinΦ의 함수로 구해지고, 진각 Φ이 상기 베이스 각속도 ωb 및 상기 기계 각속도 ωm로부터 안내되는 것에 의해, 또는 상기 토크 지령값 Iqref가 모터 출력 방정식에 상기 토크 지령값 Idref를 대입하여 산출됨으로써, 또는 상기 브러시레스 DC 모터의 모터 전류가 직사각형파 전류 또는 의사 직사각형파 전류인 것에 의해, 보다 효과적으로 달성된다.

이하에, 본 발명의 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.

본 예에서는 3상 브러시레스 DC 모터에 대하여 설명하지만, 본 발명은 이에 한정되지 않고, 다른 모터 대하여도 마찬가지로 본 발명을 적용할 수 있다.

도 4에 나타낸 바와 같이 본 발명에 관한 3상 브러시레스 DC 모터(1)는, 원통형의 하우징(2)과, 이 하우징(2)의 축심에 따라 설치되고, 상하 단부의 베어링(3a, 3b)에 의해 회전 가능하게 지지된 회전축(4)과, 이 회전축(4)에 고정된 모터 구동용의 영구 자석(5)과, 이 영구 자석(5)을 포위하도록 하우징(2)의 내주면에 고정되고, 또한 3상의 여자 코일(6a, 6b 및 6c)이 감겨진 고정자(6)를 구비하고, 회전축(4) 및 영구 자석(5)에 의해 로터(7)를 구성하고 있다. 이 로터(7)의 회전축(4)의 일단 근방에는, 위상 검출용의 링형 영구 자석(8)이 고정되고, 이 영구 자석(8)은, 주위 방향으로 등간격으로 교대로 S극과 N극으로 착자(着磁)되어 있다.

하우징(2) 내의 베어링(3b)이 설치된 측의 단면에는, 스테이(9)를 통하여 링형의 박판으로 이루어지는 지지 기판(10)이 설치되어 있다. 이 지지 기판(10)에는, 영구 자석(8)에 대향하도록, 리졸버나 인코더 등의 로터 위치 검출기(11)가 고정되어 있다. 그리고, 로터 위치 검출기(11)는 도 5에 나타낸 바와 같이, 실제로는 여자 코일(6a)~(6c)의 구동 타이밍에 대응하여 주위 방향으로 적당히 이격되어 복수개 형성되어 있다. 여기서, 여자 코일(6a)~(6c)은, 로터(7)의 외주면을 전기 각으로 120도씩 이격되어 에워싸도록 설치되고, 각 여자 코일(6a)~(6c)의 코일 저항은 모두 동등하게 되도록 되어 있다.

또, 로터 위치 검출기(11)는, 대향하는 영구 자석(8)의 자극에 따라 위치 검출 신호를 출력하도록 되어 있다. 로터 위치 검출기(11)는, 영구 자석(8)의 자극에 의해 변화하는 것을 이용하여 로터(7)의 회전 위치를 검지하도록 되어 있다. 이 회전 위치에 따라, 후술하는 벡터 제어 상 전류 지령값 산출부(20)가, 3상 여자 코일(6a)~(6c)에 대하여 2상 동시에 흐르게 하면서, 여자 코일(6a)~(6c)를 1상(相)씩 순차적으로 전환하는 2상 여자 방식에 의해, 로터(7)를 회전 구동시키도록 되어 있다.

그리고, 모터(1)의 구동 제어는, 모터 전류로서 직사각형파 전류 또는 의사 직사각형파 전류 또는 모터 유기 전압으로서 직사각형파 전압 또는 의사 직사각형파 전압을 사용하여 제어한다.

여기서, 직사각형파 전류 또는 의사 직사각형파 전류 또는 유기 전압의 직사각형파 전압 또는 의사 직사각형파 전압으로 제어하는 것은, 정현파 전류 또는 정현파 전압과 비교하면, 전류 피크치 또는 전압 피크치가 같으면, 직사각형파 전류 또는 직사각형파 전압 쪽이 실효값이 커지므로, 큰 출력값(파워)을 얻을 수 있기 때문이다. 그 결과, 같은 성능의 모터를 제작하는 경우, 모터 전류로서 직사각형파 전류 또는 의사 직사각형파 전류 또는 모터 유기 전압으로서 직사각형파 전압 또는 의사 직사각형파 전압을 사용한 쪽이, 모터의 소형화가 도모된다는 장점이 있다. 그 반면, 직사각형파 전류 또는 의사 직사각형파 전류 또는 유기 전압의 직사각형파 전압 또는 의사 직사각형파 전압에 의한 제어는, 정현파 전류 또는 정현파 전압에 의한 제어에 비하여, 토크 리플을 작게 하는 것이 곤란하다는 단점도 있다.

전류(Id) 제어에 의해 제어되는 모터 전류 파형의 일례를 도 6에 나타낸다. 도 6 (A)는, 비교적 모터(1)가 저속 회전이며 전류(Id) 제어에 의한 약한 계자 제어가 없는 경우(Idref= 0)의 모터 전류 파형을 나타내고, 도 6 (B)는 모터(1)가 고속 회전이며 전류(Id) 제어에 의한 약한 계자 제어가 있는 경우의 모터 전류 파형을 나타내고 있다. 도 6 (A)는 모터 전류 파형이며, 이것에 대응하는 유기 전압의 파형은 도 7 (A)에 나타낸 바와 같은 직사각형(사다리꼴)파로 되어 있다. 도 7 (A)의 유기 전압의 파형에 대하여, Id= 0일 때의 실제의 전류 파형은 도 7 (B)(도 6 (A)에 대응)로 되고, Id= 10[A]일 때의 실제의 전류 파형은 도 7 (C)(도 6 (B)에 대응)로 된다. 본 발명에서 의미하는 직사각형파 전류 또는 직사각형파 전압이란, 완전한 직사각형파(사다리꼴파)과는 달리, 도 6 (A) 또는 도 7 (B)와 같은 요부(凹部)나 도 6 (B) 또는 도 7 (C)와 같은 피크를 가진 파형, 또는 도 7 (A)와 같은 전류 파형(의사 직사각형파 전류) 또는 전압 파형(의사 직사각형파 전압)을 포함하는 것이다.

본 발명에 관한 모터는 n(=2, 3, 4, …)차 고조파(高調波)의 전류 또는 전압으로 구동되고, n차 고조파의 주파수가 전류 제어의 응답 주파수의 상한값(예를 들면 1000Hz 이하로 되어 있다. 즉, 모터의 유기 전압 파형이 직사각형파 또는 의사 직사각형파이며, 직사각형파 또는 의사 직사각형파를 주파수 분석했을 때의 차수파 성분을 n(= 2, 3, 4, …)으로 한 경우, 진폭 성분의 5% 이상의 차수파 성분 n이, 하기 (3)식으로 표현되는,

n×P/ 2×ω≤전류 제어의 응답 주파수의 상한값 ... (3)

단, P는 극수, ω는 실회전수이다.

이 경우, 각도 센서를 설치하고, 적어도 직사각형파 또는 의사 직사각형파의 유기 전압 파형의 함수로 전류 파형을 부여하도록 한다. 모터 상관의 전기적 시정수를 제어 주기 이상으로 해도 되고, 각도 추정 수단을 설치하고, 이 각도 추정 수단으로부터의 추정 각도로 모터 전류 파형을 부여하도록 해도 된다.

진폭 성분의 5% 이상의 차수파 성분 n에 대하여, 상기 (3)식에서 설정하는 이유는 하기에 의한다. 전류 지령값에 전류 제어부로 응답할 수 없는 차수파 성분 n이 타면, 모터의 토크 리플로서 나타난다. 모터의 토크 리플이 10% 이내이면, 토크 제어계에 의해 핸들에 느끼지지 않도록 하는 것은 알려져 있다(예를 들면 일본국 특허 제3,298,006호(B2)). 따라서, 전류값(토크)으로 10% 이하로 되도록, 역기 전압의 고차수파 성분을 결정할 수 있다. 역기 전압과 전류에 포함되는 고차수파 성분의 관계는, 벡터 제어(또는 의사 벡터 제어)의 태양에 의해 일의적으로는 구해지지 않지만, 실험적으로 진폭 성분의 5% 이하이면 전류값(토크)으로 10% 이하로 이루어지는 것을 알 수 있었다.

또, 전동 파워 스티어링에서는 통상 20KHz의 PWM 제어를 행하고 있지만, 20KHz보다 저주파로 되면 모터 소음이 문제가 되고, 20KHz보다 고주파로 되면 전자 방사 노이즈나 발열의 문제가 생긴다. 이것은 구동 수단으로서의 FET의 성능에 좌우되고, 20KHz의 PWM 제어에서는 1/20의 1000Hz가 전류 제어의 응답 주파수의 상한값으로 되고, 40KHz의 PWM 제어에서는 1/20의 2000Hz가 전류 제어의 응답 주파수의 상한값으로 된다.

이와 같은 특성의 모터(극수 P)에 대하여, 본 발명에서는 도 8에 나타낸 바와 같은 모터 구동 제어 장치를 구성한다. 즉, 본 발명의 모터 구동 제어 장치는 벡터 제어 상 전류 지령값 산출부(20)와, 벡터 제어 상 전류 지령값 산출부(20)로부터의 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref와, 전류 검출 회로(32-1, 32-2, 32-3)로부터의 모터 상 전류 Ia, Ib, Ic에 따라 각 상 전류 오차를 구하는 감산 회로(20-1, 20-2, 20-3)와, 비례 적분 제어를 행하는 PI 제어부(21)를 구비하고, PWM 제어부(30)의 PWM 제어에 의해 인버터(31)로부터 모터(1)에 각 상 지령 전류가 공급되고, 모터(1)의 회전 구동을 제어하도록 되어 있다. 파선으로 나타낸 영역 A는 전류 제어부를 구성하고 있다.

본 실시예에서는 벡터 제어 상 지령값 산출 회로(20)에 있어서, 벡터 제어의 우수한 특성을 이용하여 벡터 제어 d, q 성분의 전류 지령값을 결정한 후, 이 전류 지령값을 각 상 전류 지령값으로 변환하는 동시에, 피드백 제어부로 d, q 제어가 아니고, 모두 상 제어로 폐하도록 한 구성으로 하고 있다. 따라서, 전류 지령값을 산출하는 단계에서는 벡터 제어의 이론을 이용하고 있으므로, 본 제어 방식을 의사 벡터 제어(Pseudo Vector Control. 이하, 「PVC 제어」라고 함)라고 한다.

그리고, 본 실시예의 전류 제어부 A는, 모터(1)의 각 상 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref와 모터 상 전류 Ia, Ib, Ic로부터 각 상 전류 오차를 구하는 감산 회로(20-1, 20-2, 20-3)와, 그 각 상 전류 오차를 입력으로 하는 PI 제어부(21)로 구성되어 있다. 또, 인버터(31)와 모터(1) 사이에, 모터 전류 검출 회로로서 전류 검출 회로(32-1, 32-2, 32-3)가 배치되고, 전류 검출 회로(32-1, 32-2, 32-3)에서 검출한 모터의 각 상 전류 Ia, Ib, Ic를 감산 회로(20-1, 20-2, 20-3)에 공급하는 피드백 회로 B가 형성되어 있다.

또, 벡터 제어 상 전류 지령값 산출부(20)는, 각 상 역기 전압 산출부로서의 환산부(101)와, d축 및 q축 전압 산출부로서의 3상/2상 변환부(102)와, q축의 전류 지령값 Iqref를 산출한다. 축 지령 전류 산출부(103)와, 각 상 전류 지령 산출부로서의 2상/3상 변환부(104)와, d축의 전류 지령값 Idref를 산출하는 d축 지령 전류 산출부(105)와, 토크 지령값 Tref로부터 모터의 베이스 각속도 ωb를 환산하는 환산부(106)를 구비하고, 리졸버 등의 로터 위치 검출기(11)에 의해 검출된 로터(7)의 회전 각도 θe와, 회전 각도 θe를 미분 회로(24)에서 산출한 전기 각속도 ωe로 이루어지는 로터 위치 검출 신호와, 토크 센서(도시하지 않음)에 의해 검출된 토크에 따라 결정된 토크 지령값 Tref를 받아 벡터 제어에 의한 상 지령값 신호를 산출하도록 되어 있다. 로터 위치 검출기(11)는 각도 센서로서의 기능을 가지고 있고, 각도 추정 수단으로 치환하는 것도 가능하다.

토크 지령값 Tref는 q축 지령 전류 산출부(103), 환산부(106) 및 d축 지령 전류 산출부(105)에 입력되고, 회전 각도 θe는 환산부(101), 3상/2상 변환부(102) 및 2상/3상 변환부(104)에 입력되고, 전기 각속도 ωe는 환산부(101), q축 지령 전류 산출부(103) 및 d축 지령 전류 산출부(105)에 입력된다.

이와 같은 PVC 제어를 이용한 모터 구동 제어 장치의 구성에 있어서, 모터(1)의 구동 제어는 다음과 같이 행해진다.

먼저, 벡터 제어 상 전류 지령값 산출부(20)에서 로터(7)의 회전 각도 θe 및 전기 각속도 ωe를 환산부(101)에 입력하고, 환산부(101)에 저장되어 있는 환산표에 따라 각 상의 역기 전압 ea, eb, ec가 산출된다. 역기 전압 ea, eb, ec는 n차 고조파의 직사각형파 또는 의사 직사각형파이며, n차 고조파의 주파수는 모터의 전기 각속도에 n을 곱한 것이다. 모터의 전기 각속도는, 모터의 실제 속도를 ω로 하면, P/2×ω로 표현된다. 다음에, 역기 전압 ea, eb, ec는 d－q 전압 산출부로서의 3상/2상 변환부(102)에서, 하기 (4)식 및 (5)식에 따라, d축 및 q축 성분의 전압 ed 및 eq로 변환된다.

... (4)

...(5)

다음에, 본 발명의 중요한 포인트인 d축의 전류 지령값 Idref의 산출 방법에 대하여 설명한다.

d축 전류 지령값 Idref는, 환산부(106)로부터의 베이스 각속도 ωb, 미분 회로(24)로부터의 전기 각속도 ωe, 토크 센서로부터의 토크 지령값 Tref를 입력으로하여 d축 지령 전류 산출부(105)에서 하기 (6)식에 따라 산출된다. 단, Kt는 토크 계수, ωb는 모터의 베이스 각속도이며, 베이스 각속도 ωb는 토크 지령값 Tref를 입력으로 하여 환산부(106)에서 구하고 있다.

Idref= -｜Tref/Kt｜·sin(acos(ωb/m)) ... (6)

상기 (6)식의 acos(ωb/m)의 항에 관한 것이며, 모터의 회전 속도가 고속 회전이 아닌 경우, 즉 모터(1)의 기계 각속도 ωm가 베이스 각속도 ωb 보다 저속시의 경우는, ωm＜ωb로 되므로 acos(ωb/m= 0으로 되고, 따라서 Idref= 0으로 된다. 그러나, 고속 회전시, 즉 기계 각속도 ωm가 베이스 각속도 ωb 보다 고속이 되면, 전류 지령값 Idref의 값이 나타나, 약한 계자 제어를 시작한다. (6)식에 표현된 바와 같이, 전류 지령값 Idref는 모터(1)의 회전 속도에 따라 변화되므로, 고속도 회전시의 제어를 균일하고 원활하게 행할 수 있다는 우수한 효과가 있다.

또, 다른 효과로서, 모터 단자 전압의 포화(飽和)의 문제에 관해서도 효과가 있다. 모터의 상전압 V는, 일반적으로

V=E＋R·I＋L(di/dt) ... (7)

로 표현된다. 여기서, E는 역기 전압, R은 고정 저항, L은 인덕턴스이며, 역기 전압 E는 모터가 고속 회전으로 될 수록 커지고, 배터리 전압 등의 전원 전압은 고정이므로, 모터의 제어에 이용할 수 있는 전압 범위가 좁아진다. 이 전압 포화에 이르는 각속도가 베이스 각속도 ωb이며, 전압 포화가 생기면 PWM 제어의 듀티비가 100%에 달하여, 그 이상은 전류 지령값에 추종할 수 없게 되어, 그 결과 토크 리플이 커진다.

그러나, (6)식에서 표현되는 전류 지령값 Idref는 극성이 마이너스이며, 상기(6)식의 L(di/dt)에 관한 전류 지령값 Idref의 유기 전압 성분은, 역기 전압 E와 극성이 반대로 된다. 따라서, 고속 회전으로 될 수록 값이 커지는 역기 전압 E를, 전류 지령값 Idref에 의해 유기되는 전압으로 감소시키는 효과를 나타낸다. 그 결과, 모터(1)가 고속 회전이 되어도, 전류 지령값 Idref의 효과에 의해 모터를 제어할 수 있는 전압 범위가 넓어진다. 즉, 전류 지령값 Idref의 제어에 의한 약한 계자 제어에 의해 모터의 제어 전압은 포화되지 않고, 제어할 수 있는 범위가 넓어져, 모터의 고속 회전시에도 토크 리플이 커지는 것을 방지할 수 있는 효과가 있다.

전술한 전류 지령값 Idref의 산출에 관한 회로계의 블록 구성이 도 9이다. 도 9에 있어서, 토크 지령값 Tref는 환산부(106) 및 토크 계수부(105d)에 입력되고, 모터의 전기 각속도 ωe는 기계각 산출부(105a)에 입력된다. 기계각 산출 회로(105a)는 모터의 전기 각속도 ωe로부터 모터의 기계 각속도 ωm(=ωe/P)를 산출하고, acos 산출부(105b)에 입력한다. 또, 환산부(106)는, 토크 지령값 Tref를 베이스 각속도 ωb로 환산하여 acos 산출부(105b)에 입력하고, 토크 계수부(105d)는 토크 지령값 Tref를 계수 Iqb(= Tref/Kt)로 환산하여 절대값부(105e)에 입력한다. acos 산출부(105C)는 입력된 기계 각속도 ωm 및 베이스 각속도 ωb를 기본으로, 진각 Φ=acos(ωb/m를 산출하여 sin 산출부(105c)에 입력한다. sin 산출부(105c)는, 입력된 진각 Φ으로부터 sinΦ를 구하여 - 1배하는 승산기(105f)에 입력하고, 승산기(105f)는 sin 산출부(105c)로부터의 진각 Φ과, 절대값부(105e)로부터의 절대값｜Iqb｜를 곱하여 -1배하여 전류 지령값 Idref를 구한다. 하기 (8)식에 의해 전류 지령값 Idref가 구해지고, 이것이 d축 지령 전류 산출부(105)의 출력으로 된다.

Idref=－｜Iqb｜×sin(acos(ωb/m) ... (8)

상기 (8)식에 따라 산출된 전류 지령값 Idref는, q축 지령 전류 산출부(103) 및 2상/3상 변환부(104)에 입력된다.

한편, q축의 전류 지령값 Iqref는 q축 지령 전류 산출부(103)에 있어서, 2상전압 ed 및 eq, 전기 각속도 ωe(=ωm×P), d축의 전류 지령값 Idref를 기본으로 하기 (9)식 및 (10)식에 나타낸 모터 출력 방정식에 따라 산출된다. 즉, 모터 출력 방정식은

Tref×ωm= 3/2(ed×Id＋eq×Iq) ... (9)

이다. 따라서, 이 (9)식에 Id= Idref, Iq= Iqref를 대입하면

Iqref=2/3(Tref×ωm－ed×Idref)/eq ... (10)

로 된다. 또, 전류 지령값 Idref에는 (8)식에서 산출한 값을 대입하면 된다.

(10)식에 나타낸 바와 같이, 전류 지령값 Iqref는, 모터의 출력은 전력에 상당한다는 모터의 출력 방정식으로부터 유도되고 있으므로, 전류 지령값 Iqref를 용이하게 연산할 수 있다. 또, 필요한 지령 토크 Tref를 얻기 위한 전류 지령값 Idref와 밸런스가 취해진 최적의 전류 지령값 Iqref를 연산할 수 있다. 따라서, 모터의 고속 회전시에도 모터의 단자 전압이 포화되지 않고, 토크 리플을 최소로 하는 제어가 가능해진다.

이상 설명한 바와 같은 본 발명의 전류 지령값 Idref 및 Iqref의 관계를 도시하면, 도 10 (A)와 같이 된다. 도 10 (B)는 종래의 진각 제어 방식의 경우의 관계를 나타내고 있다.

전류 지령값 Idref 및 Iqref는 각 상 전류 지령값 산출부로서의 2상/3상 변환부(104)에 입력되고, 각 상의 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref로 변환된다. 즉, (12)식 및 (13)식과 같이 표현된다. 여기서, 첨자는, 예를 들면 전류 지령값 Iaｖref의 "aｖref"는, 벡터 제어에 의해 결정된 a상의 전류 지령값을 나타내고 있다. 그리고, 행렬식 C2는 (13)식에 나타낸 바와 같이, 모터의 회전 각도 θe에 의해 결정되는 정수이다.

... (12)

... (13)

종래는 전류 지령값 Iqref와 진각 Φ을 사용하여, 도 1의 2상/3상 변환부(109)에서 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref를 산출하고 있었지만, 본 발명에서는 전술한 바와 같이 전류 지령값 Idref 및 Iqref를 입력으로 하여 2상/3상 변환부(104)에서 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref를 산출하고 있다. 그리고, 전류 검출 회로(32-1, 32-2, 32-3)에서 검출된 모터의 각 상 전류 Ia, Ib, Ic와, 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref를 감산 회로(20-1, 20-2, 20-3)에서 감산하여 각각의 오차를 산출한다. 다음에, 각 상 전류의 오차를 PI 제어부(21)에서 제어하여 인버터(31)의 지령값, 즉 PWM 제어부(30)의 듀티를 나타내는 전압값 ｖa, ｖb, ｖc를 산출하고, 그 전압값 ｖa, ｖb, ｖc에 따라 PWM 제어부(30)가 인버터(31)를 PWM 제어함으로써 모터(1)는 구동되어, 원하는 토크가 발생한다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 모터 및 그 구동 제어 장치는, 모터의 고속 회전시에도 모터의 단자 전압이 포화되지 않고, 토크 리플을 최소로 하는 제어가 가능해진다. 그러므로, 본 발명을 전동 파워 스티어링 장치에 적용한 경우, 급속 핸들 조타가 스무스하게 실행 가능해져, 운전자에 핸들의 진동 등의 위화감을 주지 않는다는 우수한 효과가 있다.

본 발명은, 종래 기술의 d, q 제어에 의한 피드백 제어와 달리, 피드백 제어가 각 상 제어만으로 실행되고 있는 점에서 전혀 상이하다. 이 결과, 종래 기술에서는, a상에서 발생한 비선형 요소가, 종래의 d, q 제어에 의한 피드백 제어를 실행하는 과정에서, b, c 각 상까지 분산되어 정확하게 보정 제어할 수 없다는 문제가 있었지만, 본 발명에서는 a상의 비선형 요소는 a상 만에서 피드백 제어되고, b상, c상에는 분산되지 않기 때문에, 정확하게 보정 제어할 수 있다.

이와 같은 PVC 제어를 이용함으로써, 제어에 포함되는 비선형 요소를 각 상로 분리한 상태로 모터를 제어할 수 있고, 그 결과 토크 리플이 적은, 소음이 적은 모터 제어가 가능하게 된다. 그러므로, 전동 파워 스티어링 장치에 적용한 경우에는, 주차시나 긴급 조타에 있어서도 소음이 적고, 순조로워 진동이 적은 핸들 조작이 가능하게 된다.

그리고, 상기 실시예에서는 상전압 ea, eb, ec를 사용하였지만, 선간 전압 eab, ebc, eca 등으로 환산하여 제어해도 같은 효과를 얻을 수 있다.

본 발명에 의하면, 모터의 고속 회전시에도 모터의 단자 전압이 포화되지 않고, 토크 리플이 적고, 모터 소음이 적은 효과가 있고, 또한 전동 파워 스티어링 장치에 적용하면, 핸들의 급속 조타에도 스무스하게 추종하여 핸들 조작에 위화감이 없고, 소음이 적은 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.

또, 본 발명에 관한 전동 파워 스티어링 장치에 의하면, 벡터 제어를 기본으로 각 상 전류 지령값을 산출하고, 전류 피드백 제어는 각 상 개별적으로 제어하는 PVC 제어를 이용함으로써, 브러시레스 DC 모터를 소형이며, 토크 리플이 작고, 모터 소음도 작아지도록 제어할 수 있는 모터 구동 제어 장치를 제공할 수 있어, 핸들 조작이 스무스하며 소음이 적은 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있다.

또한 본 발명의 모터에 의하면, n차 고조파의 주파수가 전류 제어의 응답 주파수의 상한값 이하로 되어 있으므로, 직사각형파 전류 또는 의사 직사각형파 전류 또는 직사각형파 전압 또는 의사 직사각형파 전압으로 구동해도 토크 리플이 작고, 소형이며 소음이 적은 것으로 된다.

전술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 모터의 고속 회전시에도 모터의 단자 전압이 포화되지 않고, 토크 리플이 적고, 모터 소음이 적은 효과가 있고, 또한 전동 파워 스티어링 장치에 적용하면, 핸들의 급속 조타에도 스무스하게 추종하여 핸들 조작에 위화감이 없고, 소음이 적은 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.

Claims

3이상의 상(相)을 가지는 모터를 제어하는 모터 구동 제어 장치에 있어서,

벡터 제어를 이용하여 상기 모터의 각 상(相)의 상 전류 지령값을 산출하는 벡터 제어 상 지령값 산출부와,

상기 모터의 각 상의 모터 상 전류를 검출하는 모터 전류 검출 회로와,

상기 상 전류 지령값 및 상기 모터 상 전류에 따라 상기 모터의 상 전류를 제어하는 전류 제어부

를 구비한 모터 구동 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 벡터 제어 상 지령값 산출부는, 각 상 역기(逆起) 전압을 산출하는 각 상 역기 전압 산출부와, 상기 각 상 역기 전압으로부터 역기 전압의 d축 및 q축 성분인 전압 ed 및 eq를 산출하는 d－q 전압 산출부와, 상기 전압 ed 및 eq로부터 q축 성분인 전류 지령값 Iqref를 산출하는 축 지령 전류 산출부와, d축 성분인 전류 지령값 Idref를 산출하는 d축 지령 전류 산출부와, 상기 전류 지령값 Iqref 및 Idref로부터 각 상의 상 전류 지령값을 산출하는 각 상 전류 지령 산출부를 가지는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제2항에 있어서,

상기 모터가 3상인 경우, 상 전류 지령값 Iaｖref, Ibｖref, Icｖref는, 상기 전류 지령값 Idref, Iqref 및 상기 모터의 회전 각도 θe에 의존하는 정수(定數)에 의해 산출되도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 전류 제어부는 적분 제어를 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 모터는 브러시레스 DC 모터인 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 모터의 전류 파형 또는 유기 전압은 직사각형파 또는 의사(擬似) 직사각형파인 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 기재된 모터 구동 제어 장치가 사용되는 전동 파워 스티어링 장치.
벡터 제어를 이용하여 산출된 전류 지령값 Idref 및 Iqref에 따라 모터의 전류를 제어하는 모터 구동 제어 장치에 있어서,

상기 모터의 검출된 기계 각속도(角速度) ωm가 상기 모터의 베이스 각속도 ωb보다 고속인 경우에, 상기 전류 지령값 Idref는, 상기 모터의 토크 지령값 Tref, 상기 베이스 각속도 ωb 및 상기 기계 각속도 ωm에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제8항에 있어서,

상기 전류 지령값 Idref는, 상기 토크 지령값 Tref 및 sinΦ의 함수로 구해지고, 진각 Φ은 상기 베이스 각속도 ωb 및 상기 기계 각속도 ωm로부터 유도되도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제8항 또는 제9항에 있어서,

상기 전류 지령값 Iqref는, 모터 출력 방정식에 상기 전류 지령값 Idref를 대입하여 산출되는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제8항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 모터는, 3이상의 상을 가지는 브러시레스 DC 모터인 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제11항에 있어서,

상기 브러시레스 DC 모터의 전류 파형 또는 유기 전압은 직사각형파 또는 의사 직사각형파인 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.
제8항 내지 제12항 중 어느 한 항에 기재된 모터 구동 제어 장치가 사용된 전동 파워 스티어링 장치.
모터의 유기 전압 파형이 직사각형파 또는 의사 직사각형파이며, 상기 직사각형파 또는 의사 직사각형파를 주파수 분석했을 때의 차수파(次數波) 성분을 n(=2, 3, 4, …)으로 한 경우, 진폭 성분의 5% 이상의 차수파 성분 n을, P를 극수(極數), ω를 실(實)회전수로 하여

n×P/2×ω≤전류 제어의 응답 주파수의 상한값

으로 한 것을 특징으로 하는 모터.
제14항에 있어서,

각도 센서를 구비하고, 적어도 상기 직사각형파 또는 의사 직사각형파의 유기 전압 파형의 함수로 전류 파형을 부여하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 모터.
제14항에 있어서,

모터 상관의 전기적 시정수가 제어 주기 이상인 것을 특징으로 하는 모터.
제14항에 있어서,

각도 추정 수단을 추가로 구비하고, 상기 각도 추정 수단으로부터의 추정 각도로 모터 전류 파형을 부여하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 모터.
제14항에 있어서,

상기 전류 제어의 응답 주파수의 상한값이 1000Hz인 것을 특징으로 하는 모터.