JP4835845B2

JP4835845B2 - ブラシレスモータ用制御装置

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Publication number: JP4835845B2
Application number: JP2006190650A
Authority: JP
Inventors: 晴天玉泉
Original assignee: JTEKT Corp
Current assignee: JTEKT Corp
Priority date: 2006-07-11
Filing date: 2006-07-11
Publication date: 2011-12-14
Anticipated expiration: 2026-07-11
Also published as: JP2008022609A

Description

本発明は、例えば電動パワーステアリング装置において操舵補助力を発生させるために用いられる３相ブラシレスモータを制御するためのブラシレスモータ用制御装置に関する。

図５に示す従来のブラシレスモータ用制御装置は、３相ブラシレスモータ２０１の３相コイルそれぞれに流れるＵ相電流Ｉ_u、Ｖ相電流Ｉ_vおよびＷ相電流Ｉ_wを求める電流決定部２０２、モータ２０１のロータの回転位置を求める回転位置決定部２０３、モータ２０１の目標出力に対応する基本目標電流Ｉ^*を演算する基本目標電流演算部２０４、ｄｑ軸目標電流演算部２０５、ｄｑ軸電流演算部２０６、ｄ軸目標電圧演算部２０７ｄ、ｑ軸目標電圧演算部２０７ｑ、目標電圧演算部２０８およびインバータ２０９を備える。ｄｑ軸目標電流演算部２０５は、ロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸をｄ軸、ｄ軸とロータの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、基本目標電流Ｉ^*に対応するｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｑ軸目標電流Ｉ_q ^*を演算する。ｄｑ軸電流演算部２０６は、Ｕ相電流Ｉ_u、Ｖ相電流Ｉ_v、Ｗ相電流Ｉ_wおよびロータの回転位置に基づいて、ｄ軸電流Ｉ_dとｑ軸電流Ｉ_qを演算する。ｄ軸目標電圧演算部２０７ｄは、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｄ軸電流Ｉ_dとの間の偏差δＩ_dを低減するように、ｄ軸電流のフィードバック演算であるＰＩ（比例積分）演算によってｄ軸目標電圧Ｖ_d ^*を演算する。ｑ軸目標電圧演算部２０７ｑは、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^*とｑ軸電流Ｉ_qとの間の偏差δＩ_qを低減するように、ｑ軸電流のフィードバック演算であるＰＩ（比例積分）演算によってｑ軸目標電圧Ｖ_q ^*を演算する。目標電圧演算部２０８は、ｄ軸目標電圧Ｖ_d ^*、ｑ軸目標電圧Ｖ_q ^*およびロータの回転位置からＵ相目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ相目標電圧Ｖ_v ^*およびＷ相目標電圧Ｖ_w ^*を演算する。インバータ２０９のＰＷＭ制御により、Ｕ相目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ相目標電圧Ｖ_v ^*およびＷ相目標電圧Ｖ_w ^*に応じた電圧がモータ２０１の３相コイルに印加され、これによりモータ２０１が駆動される（特許文献１参照）。
特開２００１−１８７５７８号公報

上記従来技術においては、３相ブラシレスモータの各相電流をモータの励磁電流に対応するｄ軸電流と、モータトルクに対応するｑ軸電流に変換することで、モータを周波数特性が改善されるように制御できる。しかし、各相電流検出用センサ相互の特性の相違、各相コイル相互の抵抗の相違、各相コイルへの電圧印加用回路相互の特性の相違といった３相間のアンバランスが存在するため、各相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wを正確に求めることはできない。そのため上記従来技術のように、各相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wから求められるｄ軸電流Ｉ_dとｑ軸電流Ｉ_qのフィードバック演算に基づき各相目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*を求める場合、そのような３相間のアンバランスの影響によりモータ性能を十分に向上できないという問題がある。本発明は、そのような問題を解決することのできるブラシレスモータ用制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、３相ブラシレスモータの３相コイルそれぞれにＵ相目標電圧、Ｖ相目標電圧およびＷ相目標電圧に応じた電圧を印加することで、前記モータを駆動するブラシレスモータ用制御装置において、前記３相コイルそれぞれに流れるＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流を求める電流決定部と、前記ロータの回転位置を求める回転位置決定部と、前記モータの目標出力に対応する基本目標電流を演算する基本目標電流演算部と、前記ロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸をｄ軸、前記ｄ軸と前記ロータの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸目標電流とｑ軸目標電流を前記基本目標電流に対応するように演算するｄｑ軸目標電流演算部と、前記Ｕ相電流、前記Ｖ相電流、前記Ｗ相電流および前記回転位置に基づいて、ｄ軸電流とｑ軸電流を演算するｄｑ軸電流演算部と、前記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との間の偏差を低減するように、ｄ軸電流のフィードバック演算である積分演算によってｄ軸目標電圧を演算するｄ軸目標電圧演算部と、前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との間の偏差を低減するように、ｑ軸電流のフィードバック演算である積分演算によってｑ軸目標電圧を演算するｑ軸目標電圧演算部と、前記ｄ軸目標電圧、前記ｑ軸目標電圧および前記回転位置に基づいて、第１Ｕ相目標電圧、第１Ｖ相目標電圧、および第１Ｗ相目標電圧を演算する第１目標電圧演算部と、前記基本目標電流に対応するＵ相目標電流、Ｖ相目標電流およびＷ相目標電流を演算する３相目標電流演算部と、前記Ｕ相目標電流と前記Ｕ相電流との間の偏差を低減するように、Ｕ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｕ相目標電圧を演算する第２Ｕ相目標電圧演算部と、前記Ｖ相目標電流と前記Ｖ相電流との間の偏差を低減するように、Ｖ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｖ相目標電圧を演算する第２Ｖ相目標電圧演算部と、前記Ｗ相目標電流と前記Ｗ相電流との間の偏差を低減するように、Ｗ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｗ相目標電圧を演算する第２Ｗ相目標電圧演算部と、第１Ｕ相目標電圧と第２Ｕ相目標電圧の和に対応する前記Ｕ相目標電圧を演算するＵ相目標電圧演算部と、第１Ｖ相目標電圧と第２Ｖ相目標電圧の和に対応する前記Ｖ相目標電圧を演算するＶ相目標電圧演算部と、第１Ｗ相目標電圧と第２Ｗ相目標電圧の和に対応する前記Ｗ相目標電圧を演算するＷ相目標電圧演算部とを備えることを特徴とする。
本発明によれば、各相電流を３相間のアンバランスの影響により正確に求めることができなくても、各相電流のフィードバック演算である比例演算により各相目標電流と各相電流との間の偏差を低減し、そのアンバランスの影響を低減できる。また、ｄ軸電流およびｑ軸電流のフィードバック演算である積分演算によりｄｑ軸目標電流とｄｑ軸電流との間の偏差を低減することで、モータを周波数特性が改善されるように制御できる。

本発明のブラシレスモータ用制御装置によれば、３相間のアンバランスの影響を低減すると共にモータの周波数特性を改善してモータ性能を向上することができる。

図１に示す車両用ラックピニオン式電動パワーステアリング装置１０１は、操舵により回転するステアリングシャフト１０３と、ステアリングシャフト１０３に設けられるピニオン１０３ａと、ピニオン１０３ａに噛み合うラック１０４と、操舵補助力発生用の三相ブラシレスモータ１と、モータ１の出力をラック１０４に伝達するネジ機構１１０とを備える。ラック１０４の両端は車輪（図示省略）に連結される。操舵によるピニオン１０３ａの回転により、ラック１０４が車両幅方向に沿い移動し、このラック１０４の移動により舵角が変化する。

モータ１は、ラック１０４を覆うハウジング１０８に固定されるステータ１ａと、ハウジング１０８によりベアリング１０８ａ、１０８ｂを介して回転可能に支持される筒状ロータ１ｂと、ロータ１ｂに設けられる界磁としてのマグネット１ｃとを有する。ステータ１ａは、モータ１の電機子捲線を構成するＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルを有する。ロータ１ｂはラック１０４を囲む。ロータ１ｂの回転位置を決定する回転位置決定部がレゾルバ２により構成され、レゾルバ２はステータ側の基準位置に対するロータ１ｂの回転角を回転位置として出力する。

ネジ機構１１０は、ラック１０４の外周に一体的に形成されたボールスクリューシャフト１１０ａと、ボールスクリューシャフト１１０ａにボールを介してねじ合わされるボールナット１１０ｂとを有する。ボールナット１１０ｂはロータ１ｂに連結されている。これにより、モータ１がボールナット１１０ｂを回転させることで、ラック１０４の長手方向に沿う操舵補助力が付与される。モータ１は制御装置１０に接続される。

図２のブロック図は制御装置１０の構成を表す。制御装置１０は、電流決定部１１、信号処理部１２、および駆動部１３を有する。制御装置１０に、レゾルバ２、ステアリングシャフト１０３により伝達される操舵トルクを検出するトルクセンサ７、車速を検出する車速センサ８が接続される。

電流決定部１１は、３相コイルそれぞれに流れるＵ相電流Ｉ_u、Ｖ相電流Ｉ_vおよびＷ相電流Ｉ_wを求める。本実施形態の電流決定部１１は、各相電流それぞれを検出する電流検出用センサ１１ｕ、１１ｖ、１１ｗと、電流検出用センサ１１ｕ、１１ｖ、１１ｗによる電流検出信号をＡＤ変換するＡＤ変換器１１ｕ′、１１ｖ′、１１ｗ′を有する。なお、図示の例では駆動部１３とモータ１のコイルとの間において流れる相電流が電流検出器１１ｕ、１１ｖ、１１ｗにより検出されるが、電流検出器の配置は相電流を検出できれば特に限定されない。また、３相電流の中の一部の相電流を電流検出器により求め、残りの相電流を演算により求めてもよい。

信号処理部１２は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、基本目標電流演算部１５、ｄｑ軸目標電流演算部１６、ｄｑ軸電流演算部１７、ｄ軸偏差演算部１８ｄ、ｑ軸偏差演算部１８ｑ、ｄ軸目標電圧演算部１９ｄ、ｑ軸目標電圧演算部１９ｑ、第１目標電圧演算部２０、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、第２目標電圧演算部２２、Ｕ相目標電圧演算部２６ｕ、Ｖ相目標電圧演算部２６ｖ、Ｗ相目標電圧演算部２６ｗを有する。

駆動部１３は、電力供給用スイッチング素子として、インバータ回路を構成する一対のＵ相用ＦＥＴ１３ｕ１、１３ｕ２、一対のＶ相用ＦＥＴ１３ｖ１、１３ｖ２、および一対のＷ相用ＦＥＴ１３ｗ１、１３ｗ２を有する。各相において、一方のＦＥＴと他方のＦＥＴとの間が電力供給ラインを介しモータ１のコイルに接続される。

基本目標電流演算部１５において、トルクセンサ７により検知される操舵トルクと、車速センサ８により検出される車速に基づいて、モータ１の目標出力に対応する基本目標電流Ｉ^*が演算される。基本目標電流Ｉ^*の演算は公知の方法で行うことができ、例えば、操舵トルクの大きさが大きく、車速が小さい程に基本目標電流Ｉ^*は大きくされる。なお、基本目標電流Ｉ^*の演算方法は特に限定されず、任意の方法で演算すればよい。

基本目標電流演算部１５において演算された基本目標電流Ｉ^*はｄｑ軸目標電流演算部１６に入力される。ｄｑ軸目標電流演算部１６において、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｑ軸目標電流Ｉ_q ^*が基本目標電流Ｉ^*に対応するように演算される。すなわち、ロータ１ｂの有する界磁（マグネット１ｃ）の磁束方向に沿う軸をｄ軸、ｄ軸とロータ１ｂの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸方向の磁界を生成するためのｄ軸目標電流Ｉ_d ^*と、ｑ軸方向の磁界を生成するためのｑ軸目標電流Ｉ_q ^*が演算される。ｑ軸目標電流Ｉ_q ^*が目標出力トルクに対応するものとされる。ｄｑ軸目標電流演算部１６における演算は公知の演算式を用いて行うことができる。

ｄｑ軸電流演算部１７において、電流決定部１１により求められた相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wとレゾルバ２により検出されたロータ１ｂの回転位置とに基づいてｄ軸電流Ｉ_dとｑ軸電流Ｉ_qが演算される。ｄｑ軸電流演算部１７における演算は公知の演算式を用いて行うことができる。

ｄ軸偏差演算部１８ｄにおいて、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｄ軸電流Ｉ_dとの間のｄ軸偏差δＩ_dが求められ、ｑ軸偏差演算部１８ｑにおいて、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^*とｑ軸電流Ｉ_qとの間のｑ軸偏差δＩ_qが求められる。

ｄ軸目標電圧演算部１９ｄにおいて、ｄ軸偏差δＩ_dを低減するように、ｄ軸電流のフィードバック演算である積分（Ｉ）演算によってｄ軸目標電圧Ｖ_d ^*が演算される。ｑ軸目標電圧演算部１９ｑにおいて、ｑ軸偏差δＩ_qを低減するように、ｑ軸電流のフィードバック演算である積分演算によってｑ軸目標電圧Ｖ_q ^*が求められる。

第１目標電圧演算部２０において、ｄ軸目標電圧Ｖ_d ^*、ｑ軸目標電圧Ｖ_q ^*およびレゾルバ２により検出されたロータ１ｂの回転位置に基づいて、第１Ｕ相目標電圧Ｖ_u1 ^*、第１Ｖ相目標電圧Ｖ_v1 ^*および第１Ｗ相目標電圧Ｖ_w1 ^*が演算される。第１目標電圧演算部２０における演算は公知の演算式を用いて行えばよい。

図３に示すように、第２目標電圧演算部２２は、３相目標電流演算部２３、Ｕ相偏差演算部２４ｕ、Ｖ相偏差演算部２４ｖ、Ｗ相偏差演算部２４ｗ、第２Ｕ相目標電圧演算部２５ｕ、第２Ｖ相目標電圧演算部２５ｖおよび第２Ｗ相目標電圧演算部２５ｗを有する。

３相目標電流演算部２３において、基本目標電流Ｉ^*に対応するＵ相目標相電流Ｉ_u ^*、Ｖ相目標相電流Ｉ_v ^*およびＷ相目標相電流Ｉ_w ^*が演算される。本実施形態においては、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^*、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^*および検出されたロータ１ｂの回転位置とに基づき、各相目標電流Ｉ_u ^*、Ｉ_v ^*、Ｉ_w ^*が公知の演算式により演算される。なお、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｑ軸目標電流Ｉ_q ^*を介することなく、基本目標電流Ｉ^*と検出されたロータ１ｂの回転位置とから各相目標相電流Ｉ_u ^*、Ｉ_v ^*、Ｉ_w ^*を公知の演算式により直接に演算するようにしてもよい。

図３に示すように、Ｕ相偏差演算部２４ｕにおいてＵ相目標相電流Ｉ_u ^*とＵ相電流Ｉ_uとの間のＵ相偏差δＩ_uが求められ、Ｖ相偏差演算部２４ｖにおいてＶ相目標相電流Ｉ_v ^*とＶ相電流Ｉ_vとの間のＶ相偏差δＩ_vが求められ、Ｗ相偏差演算部２４ｗにおいてＷ相目標相電流Ｉ_w ^*とＷ相電流Ｉ_wとの間のＷ相偏差δＩ_wが求められる。

第２Ｕ相目標電圧演算部２５ｕにおいて、Ｕ相偏差δＩ_uを低減するように、Ｕ相電流のフィードバック演算である比例（Ｐ）演算によって第２Ｕ相目標電圧Ｖ_u2 ^*が演算される。第２Ｖ相目標電圧演算部２５ｖにおいて、Ｖ相偏差δＩ_vを低減するように、Ｖ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｖ相目標電圧Ｖ_v2 ^*が演算される。第２Ｗ相目標電圧演算部２５ｗにおいて、Ｗ相偏差δＩ_wを低減するように、Ｗ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｗ相目標電圧Ｖ_w2 ^*が演算される。

Ｕ相目標電圧演算部２６ｕにおいて、第１Ｕ相目標電圧Ｖ_u1 ^*と第２Ｕ相目標電圧Ｖ_u2 ^*の和に対応するＵ相目標電圧Ｖ_u ^*が演算される。Ｖ相目標電圧演算部２６ｖにおいて、第１Ｖ相目標電圧Ｖ_v1 ^*と第２Ｖ相目標電圧Ｖ_v2 ^*の和に対応するＶ相目標電圧Ｖ_v ^*が演算される。Ｗ相目標電圧演算部２６ｗにおいて、第１Ｗ相目標電圧Ｖ_w1 ^*と第２Ｗ相目標電圧Ｖ_w2 ^*の和に対応するＷ相目標電圧Ｖ_w ^*が演算される。

ＰＷＭ制御部２１ｕ、２１ｖ、２１ｗはそれぞれ、各相目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*に対応するデューティ比を有するパルス信号であるＰＷＭ制御信号を生成する。バッテリＥによりモータ１の各相のコイルに印加される電圧が目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*になるように、駆動部１３の各ＦＥＴ１３ｕ１、１３ｕ２、１３ｖ１、１３ｖ２、１３ｗ１、１３ｗ２がＰＷＭ制御信号により開閉される。これにより、３相コイルそれぞれにＵ相目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ相目標電圧Ｖ_v ^*およびＷ相目標電圧Ｖ_w ^*に応じた電圧が印加され、モータが駆動される。

図４のフローチャートは、上記制御装置１０によるモータ１の制御手順を示す。まず、レゾルバ２、トルクセンサ７、車速センサ８、電流検出器１１ｕ、１１ｖ、１１ｗによる検出値を読み込み（ステップＳ１）、検出された操舵トルクと車速に基づき基本目標電流演算部１５において目標電流Ｉ^*を演算し（ステップＳ２）、その目標電流Ｉ^*に対応するｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｑ軸目標電流Ｉ_q ^*をｄｑ軸目標電流演算部１６において演算し（ステップＳ３）、検出された相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wとロータ１ｂの回転位置に対応するｄ軸電流Ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qをｄｑ軸電流演算部１７において演算し（ステップＳ４）、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^*とｄ軸電流Ｉ_dからｄ軸偏差δＩ_dをｄ軸偏差演算部１８ｄにおいて、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^*とｑ軸電流Ｉ_qからｑ軸偏差δＩ_qをｑ軸偏差演算部１８ｑにおいて演算する（ステップＳ５）。また、３相目標電流演算部２３においてＵ相目標相電流Ｉ_u ^*、Ｖ相目標相電流Ｉ_v ^*およびＷ相目標相電流Ｉ_w ^*を演算し（ステップＳ６）、Ｕ相偏差演算部２４ｕにおいてＵ相偏差δＩ_uを、Ｖ相偏差演算部２４ｖにおいてＶ相偏差δＩ_vを、Ｗ相偏差演算部２４ｗにおいてＷ相偏差δＩ_wを演算する（ステップＳ７）。次に、ｄ軸目標電圧演算部１９ｄにおける積分演算によってｄ軸目標電圧Ｖ_d ^*を演算し、ｑ軸目標電圧演算部１９ｑにおける積分演算によってｑ軸目標電圧Ｖ_q ^*を演算し（ステップＳ８）、第１目標電圧演算部２０において、ｄ軸目標電圧Ｖ_d ^*とｑ軸目標電圧Ｖ_q ^*に対応する第１Ｕ相目標電圧Ｖ_u1 ^*、第１Ｖ相目標電圧Ｖ_v1 ^*および第１Ｗ相目標電圧Ｖ_w1 ^*を演算する（ステップＳ９）。また、第２Ｕ相目標電圧演算部２５ｕにおける比例演算によって第２Ｕ相目標電圧Ｖ_u2 ^*を演算し、第２Ｖ相目標電圧演算部２５ｖにおける比例演算によって第２Ｖ相目標電圧Ｖ_v2 ^*を演算し、第２Ｗ相目標電圧演算部２５ｗにおける比例演算によって第２Ｗ相目標電圧Ｖ_w2 ^*を演算する（ステップＳ１０）。次に、Ｕ相目標電圧演算部２６ｕにおいて第１Ｕ相目標電圧Ｖ_u1 ^*と第２Ｕ相目標電圧Ｖ_u2 ^*の和に対応するＵ相目標電圧Ｖ_u ^*を演算し、Ｖ相目標電圧演算部２６ｖにおいて第１Ｖ相目標電圧Ｖ_v1 ^*と第２Ｖ相目標電圧Ｖ_v2 ^*の和に対応するＶ相目標電圧Ｖ_v ^*を演算し、Ｗ相目標電圧演算部２６ｗにおいて第１Ｗ相目標電圧Ｖ_w1 ^*と第２Ｗ相目標電圧Ｖ_w2 ^*の和に対応するＷ相目標電圧Ｖ_w ^*を演算する（ステップＳ１１）。しかる後に、ＰＷＭ制御部２１ｕ、２１ｖ、２１ｗにおいて生成される各相目標電圧Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*に対応するＰＷＭ制御信号により駆動部１３のＦＥＴ１３ｕ１、１３ｕ２、１３ｖ１、１３ｖ２、１３ｗ１、１３ｗ２を開閉することでモータ１を駆動し（ステップＳ１２）、制御を終了するか否かを例えばイグニッションスイッチのオン・オフにより判断し（ステップＳ１３）、終了しない場合はステップＳ１に戻る。

上記実施形態によれば、各相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wを３相間のアンバランスの影響により正確に求めることができなくても、各相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wのフィードバック演算である比例演算により各相目標電流Ｉ_u ^*、Ｉ_v ^*、Ｉ_w ^*と各相電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wとの間の偏差δＩ_u、δＩ_v、δＩ_wを低減し、そのアンバランスの影響を低減できる。また、ｄ軸電流Ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qのフィードバック演算である積分演算によってｄ軸偏差δＩ_dとｑ軸偏差δＩ_qを低減することで、モータ１を周波数特性が改善されるように制御できる。

本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、ブラシレスモータの用途は操舵補助力発生用に限定されない。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の部分破断図。本発明の実施形態に係るブラシレスモータ用制御装置の構成を示すブロック図。本発明の実施形態に係るブラシレスモータ用制御装置における第２目標電圧演算部の構成を示すブロック図。本発明の実施形態に係るブラシレスモータ用制御装置による制御手順を示すフローチャート。従来例に係るブラシレスモータ用制御装置の構成を示すブロック図。

符号の説明

１…ブラシレスモータ、１ｂ…ロータ、１ｃ…マグネット（界磁）、２…レゾルバ（回転位置決定部）、１０…制御装置、１１…電流決定部、１５…基本目標電流演算部、１６…ｄｑ軸目標電流演算部、１７…ｄｑ軸電流演算部、１９ｄ…ｄ軸目標電圧演算部、１９ｑ…ｑ軸目標電圧演算部、２０…第１目標電圧演算部、２２…第２目標電圧演算部、２３…３相目標電流演算部、２５ｕ…第２Ｕ相目標電圧演算部、２５ｖ…第２Ｖ相目標電圧演算部、２５ｗ…第２Ｗ相目標電圧演算部、２６ｕ…Ｕ相目標電圧演算部、２６ｖ…Ｖ相目標電圧演算部、２６ｗ…Ｗ相目標電圧演算部

Claims

３相ブラシレスモータの３相コイルそれぞれにＵ相目標電圧、Ｖ相目標電圧およびＷ相目標電圧に応じた電圧を印加することで、前記モータを駆動するブラシレスモータ用制御装置において、
前記３相コイルそれぞれに流れるＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流を求める電流決定部と、
前記ロータの回転位置を求める回転位置決定部と、
前記モータの目標出力に対応する基本目標電流を演算する基本目標電流演算部と、
前記ロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸をｄ軸、前記ｄ軸と前記ロータの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸目標電流とｑ軸目標電流を前記基本目標電流に対応するように演算するｄｑ軸目標電流演算部と、
前記Ｕ相電流、前記Ｖ相電流、前記Ｗ相電流および前記回転位置に基づいて、ｄ軸電流とｑ軸電流を演算するｄｑ軸電流演算部と、
前記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との間の偏差を低減するように、ｄ軸電流のフィードバック演算である積分演算によってｄ軸目標電圧を演算するｄ軸目標電圧演算部と、
前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との間の偏差を低減するように、ｑ軸電流のフィードバック演算である積分演算によってｑ軸目標電圧を演算するｑ軸目標電圧演算部と、
前記ｄ軸目標電圧、前記ｑ軸目標電圧および前記回転位置に基づいて、第１Ｕ相目標電圧、第１Ｖ相目標電圧、および第１Ｗ相目標電圧を演算する第１目標電圧演算部と、
前記基本目標電流に対応するＵ相目標電流、Ｖ相目標電流およびＷ相目標電流を演算する３相目標電流演算部と、
前記Ｕ相目標電流と前記Ｕ相電流との間の偏差を低減するように、Ｕ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｕ相目標電圧を演算する第２Ｕ相目標電圧演算部と、
前記Ｖ相目標電流と前記Ｖ相電流との間の偏差を低減するように、Ｖ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｖ相目標電圧を演算する第２Ｖ相目標電圧演算部と、
前記Ｗ相目標電流と前記Ｗ相電流との間の偏差を低減するように、Ｗ相電流のフィードバック演算である比例演算によって第２Ｗ相目標電圧を演算する第２Ｗ相目標電圧演算部と、
第１Ｕ相目標電圧と第２Ｕ相目標電圧の和に対応する前記Ｕ相目標電圧を演算するＵ相目標電圧演算部と、
第１Ｖ相目標電圧と第２Ｖ相目標電圧の和に対応する前記Ｖ相目標電圧を演算するＶ相目標電圧演算部と、
第１Ｗ相目標電圧と第２Ｗ相目標電圧の和に対応する前記Ｗ相目標電圧を演算するＷ相目標電圧演算部とを備えることを特徴とするブラシレスモータ用制御装置。