JP2012016276A - モータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高回転・高電流時に誘起電圧の歪みによる誘起電圧補償誤差が著しく大きくなる場合に、誘起電圧補償誤差を低減させるようにしたモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供する。
【解決手段】３以上の相数ｎの電動モータ１２を駆動するモータ駆動制御装置であって、前記電動モータを駆動する電流指令値を演算する電流指令値演算部８２と、前記電動モータのモータ角度を検出するモータ角度検出部１３と、前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出部８０と、前記モータ角速度で回転するｄ−ｑ座標に沿って演算されたｄ軸電流及びｑ軸電流値の少なくとも一方と、前記モータ角速度及び前記モータ角度とに基づいて補償用誘起電圧を演算する補償誘起電圧演算部８４とを備え、前記電動モータの誘起電圧を前記補償誘起電圧演算部で演算した補償用誘起電圧でフィードフォワード補償する。
【選択図】図２８

Description

本発明は、誘起電圧に高調波成分が重畳された３相ブラシレスモータ所謂高調波モータを制御するモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置に関する。

この種の誘起電圧に高調波成分を含む３相ブラシレスモータの制御装置としては、例えば、本出願人が先に提案した、ベクトル制御を用いてモータの各相の相電流指令値を算出するベクトル制御相指令値算出部と、前記モータの各相のモータ相電流を検出するモータ電流検出回路と、前記相電流指令値及び前記モータ相電流に基づいてモータの相電流を制御する電流制御部とを備え、ベクトル制御相指令値算出部が、各相逆起電圧を算出する各相逆起電圧算出部と、前記各相逆起電圧から逆起電圧のｄ軸及びｑ軸成分である電圧ｅｄ及びｅｑを算出するｄ-ｑ電圧算出部と、前記電圧ｅｄ及びｅｑからｑ軸成分である電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出するｑ軸目標電流算出部と、ｄ軸成分である電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するｄ軸目標電流算出部と、前記電流指令値Ｉｑｒｅｆ及びＩｄｒｅｆから各相の相電流指令値を算出する各相電流指令算出部とを有するモータ駆動制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−２０１４８７号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の従来例にあっては、エネルギーバランス方程式を応用して、電流指令値Ｉｒｅｆとロータ電気角θと誘起電圧モデル（ＥＭＦ：Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｏｔｉｏｎ Ｆｏｒｃｅ）ｅｑ（θ），ｅｄ（θ）とｄ軸電流Ｉｄとによりモータトルクを決定するｑ軸電流Ｉｑを算出するようにしているので、誘起電圧に高調波が含有された３相ブラシレスモータでもトルクを一定に制御することが可能となる。しかし、上記従来例では、高調波モータのトルクを一定に制御した場合、その電流を通電するために必要なモータ駆動電圧波形が誘起電圧の高調波に応じて大きく歪んでしまい、電源電圧が有効利用できずにモータ出力を向上させることができないという未解決の課題がある。ここで、電源電圧を有効に活用したモータ駆動電圧波形とは、３相駆動電圧の電圧合成ベクトルが一定の状態である。

すなわち、上記従来例では、３相モータ誘起電圧波形を２軸の回転座標へ変換するので、モータトルクに関与する５次や７次の高調波成分が含有された図１８に示す誘起電圧ＥＭＦｕ，ＥＭＦｖ及びＥＭＦｗをロータ回転座標系のｄｑ軸の誘起電圧ｅ_ｄ及びｅ_ｑに変換した場合、誘起電圧ｅ_ｄ及びｅ_ｑは図１９に示すように電気角速度の６倍で、位相が９０度ずれたｓｉｎ波形となる。ここで、誘起電圧に高調波を含まない正弦波モータの場合は、ｄｑ軸の誘起電圧ｅ_ｄ及びｅ_ｑは一定値となる。
上記誘起電圧ｅ_ｄ及びｅ_ｑを用いて、下記（１）式で表されるトルク一定の条件式に準じ、ｑ軸電流Ｉ_ｑを下記（２）式に従って算出した場合、ｑ軸電流Ｉ_ｑは図２０に示すように、６ｎ次成分（ｎ＝１，２，３……）の高調波成分が含有される（ｄ軸電流Ｉ_ｄは“０”を含む直流値であり、図２０では５０Ａとする）。

ここで、Ｔはモータトルク、ω_mはモータ機械角速度、Ｋ_tはモータトルク定数、ｉ_refはモータトルク指令電流、ｉ_uはＵ相電流、ｉ_vはＶ相電流、ｉ_wはＷ相電流、ｅ_uはＵ相誘起電圧（ＥＭＦ）、ｅ_vはＶ相誘起電圧（ＥＭＦ）、ｅ_wはＷ相誘起電圧（ＥＭＦ）、Ｉ_qはｑ軸電流、Ｉ_dはｄ軸電流、ｅ_qはｑ軸誘起電圧（ＥＭＦ）、ｅ_dはｄ軸誘起電圧（ＥＭＦ）である。
このときのモータ駆動電圧は、下記（３）式のモータの特性方程式から求めると、図２１に示すようになる。

この際、下記（４）式で示されるモータ駆動電圧波形の電圧合成ベクトルの絶対値は図２２に示すように変動してしまう。（４）式で示されるベクトルの絶対値は、モータへ印加する電圧エネルギーであるため、ここにリップルが生じた場合、図２２において斜線で示す部分については電圧を有効利用できていないことになる。

電圧はモータの回転性能に大きく影響するため、これが高調波モータにおける回転性能の妨げとなっている。
また、近年、電動パワーステアリング装置の需要増加、高推力、静音性要求が高まっている。特に、コラムタイプの電動パワーステアリング装置については運転者に近い位置に配置されることから、より高い静音性が要求される。高推力を実現するために、電動パワーステアリング装置に用いられる電動モータの高トルク化が必要であるが、高トルクモータはトルク定数が高いため、トルクリップルが増加し、その結果、振動・騒音の悪化に繋がる。このことから、良好なトルクリップル性能を維持しつつ、大型化することなく高出力なシステムを構築することが要望されている。

このような要望に応えるため、本出願人は先に、ロータの回転角度θｅと電気角速度ωｅに基づいて換算表を使用して各相の逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃを算出し、これら逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃをｎ次高調波の矩形波若しくは疑似矩形波とすることで高トルク化し、逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃを３相／２相変換してｄ軸逆起電圧ｅｄ及びｑ軸逆起電圧ｅｑを算出すると共に、トルク指令値Ｔｒｅｆ及び電気角速度ωｅに基づいてｄ軸指令値電流Ｉｄｒｅｆを算出し、且つトルクリップルを抑制するためにモータのエネルギーバランス方程式を応用して下記（１）式に基づいてｑ軸指令値電流Ｉｑｒｅｆを算出し、これらｄ軸指令値電流Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸指令値電流Ｉｑｒｅｆを２相／３相変換してａ〜ｃ相電流指令値を算出し、これらａ〜ｃ相電流指令値に基づいてフィードバック制御を行って電動モータを駆動するようにしたモータ駆動装置及び電動パワーステアリング装置を提案している（特開２００６−１５８１９８号公報参照）。
Ｉｑｒｅｆ＝（２／３Ｔｒｅｆ×ωｍ−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑ …………（５）
ここで、ωｍは機械角速度で電気角速度ωｅをモータ極対数Ｐで除した値（＝ωｅ／Ｐ）である。

しかしながら、上記特開２００６−１５８１９８号公報に記載の従来例にあっては、エネルギーバランス方程式を応用して、ロータ電気角θｅ及び電気角速度ωｅとに基づいて誘起電圧（ＥＭＦ：Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｏｔｉｖｅ Ｆｏｒｃｅ）ｅ_ｑ，ｅ_ｄを算出すると共に、トルク指令値Ｔｒｅｆと電気角速度ωｅとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出し、これら誘起電圧ｅ_q及びｅ_dとｄ軸電流指令値Ｉ_drefとによりモータトルクを決定するｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出するようにしているので、誘起電圧ｅ_q及びｅ_dがモータ電気角θｅの関数となっており、実際にモータに電流を印加した場合、この印加電流でモータ内部に発生する電機子起磁力により電機子反作用及びステータの磁化特性によって誘起電圧が歪むため、歪み率が大きい場合には歪み分のトルクリップルが発生するという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、高回転・高電流時に誘起電圧の歪みによる誘起電圧補償誤差が著しく大きくなる場合に、誘起電圧補償誤差を低減させるようにしたモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、請求項１に係るモータ制御装置は、３以上の相数ｎの電動モータを駆動するモータ駆動制御装置であって、前記電動モータを駆動する電流指令値を演算する電流指令値演算部と、前記電動モータのモータ角度を検出するモータ角度検出部と、前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出部と、前記モータ角速度で回転するｄ−ｑ座標に沿って演算されたｄ軸電流及びｑ軸電流値の少なくとも一方と、前記モータ角速度及び前記モータ角度とに基づいて補償用誘起電圧を演算する補償誘起電圧演算部とを備え、前記電動モータの誘起電圧を前記補償誘起電圧演算部で演算した補償用誘起電圧でフィードフォワード補償することを特徴としている。

この請求項１に係る発明では、補償誘起電圧演算部で、モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標に沿って演算されたｄ軸電流値及びｑ軸電流値の少なくとも一方と、モータ角速度及びモータ角度とに基づいて補償用誘起電圧を生成し、生成した補償用誘起電圧でフィードフォワード制御を行うので、高回転・高電流時に誘起電圧歪みによる誘起電圧補償誤差を低減することができ、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差による高調波振動を減らすることができる。
なおさらに、請求項２に係るモータ駆動制御装置は、請求項１に係る発明において、前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記電動モータの各相で行うことを特徴としている。

この請求項２に係る発明では、電動モータの各相で誘起電圧のフィードフォワード補償を行うので、高回転・高電流時に誘起電圧歪みによる誘起電圧補償誤差をより各相で確実に低減させることができる。
また、請求項３に係るモータ駆動制御装置は、請求項１又は２に係る発明において、前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標上で行うことを特徴としている。
この請求項３に係る発明では、誘起電圧のフィードフォワード補償をｄ−ｑ座標上で行うので、電動モータの相数にかかわらず、正確に誘起電圧補償誤差を低減することができ、全体の構成を簡易化することができる。

さらに、請求項４に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至３の何れか１つに係る発明において、前記補償誘起電圧演算部に入力する前記ｄ軸電流値及びｑ軸電流値の少なくとも一方は、前記電流指令値より算出されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の少なくとも一方、又は当該ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の少なくとも一方に相当する指令値情報であることを特徴としている。
この請求項４に係る発明では、電流指令値より算出されるｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の少なくとも一方、又は当該ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の少なくとも一方に相当する指令値情報を補償誘起電圧演算部に入力するので、電流指令値に応じて誘起電圧補償値を変化させることができる。
さらにまた、請求項５に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至３の何れか１つに係る発明において、前記補償誘起電圧演算部に入力するｄ軸電流及びｑ軸電流の少なくとも一方は、前記電流検出部で検出された検出相電流を前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標でｎ相／２相変換したｄ軸電流値及びｑ軸電流値の少なくとも一方であることを特徴としている。

この請求項５に係る発明では、前記電流検出部で検出された検出相電流を前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標でｎ相／２相変換したｄ軸電流値及びｑ軸電流値の少なくとも一方を補償誘起電圧演算部に入力するので、検出電流に応じて誘起電圧補償値を変化させることができる。
なおさらに、請求項６に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至２０の何れか１つに係る発明において、前記電動モータの誘起電圧は矩形波誘起電圧及び正弦波に高調波成分を含む疑似矩形波誘起電圧の何れか一方であることを特徴としている。
この請求項６に係る発明では、誘起電圧波形を矩形波及び正弦波に高調波成分を含む疑似誘起電圧の何れか一方とすることにより、正弦波電流又は正弦波電圧で制御する場合と比較すると、電流ピーク値又は電圧ピーク値が同じであれば、矩形波電流又は矩形は電圧の方が実効値が大きくなるため大きな出力（パワー）を得ることができる。

また、請求項７に係るモータ駆動制御装置は、請求項１乃至６の何れか１つに係る発明において、前記電流指令値演算部は、前記電動モータの電流指令値を作成する電流指令値作成部と、該電流指令値作成部で作成した電流指令値に基づいて前記モータ角速度で回転するｄ−ｑ座標に沿って演算されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を算出するｄ−ｑ軸電流指令値演算部とを少なくとも備え、前記ｄ−ｑ軸電流指令値演算部は、誘起電圧モデルを算出する誘起電圧モデル算出部と、前記目標電流指令値に基づいてｄ軸直流成分を算出するｄ軸電流直流成分算出部と、前記電流指令値に基づいてｄ軸電流の振幅を決定する振幅係数を算出するｄ軸振幅係数算出部と、前記電流指令値、前記モータ角度に基づいて算出される電気角、誘起電圧モデル及び前記ｄ軸直流成分に基づいてトルクを一定とする擬似ｑ軸電流を算出する擬似ｑ軸電流算出部と、該擬似ｑ軸電流算出部で算出した擬似ｑ軸電流に基づいて擬似ｑ軸電流の振幅成分の逆位相又は正位相となるｄ軸位相電流成分を算出するｄ軸電流振幅成分算出部と、前記ｄ軸直流成分、前記ｄ軸振幅係数、前記ｄ軸位相成分に基づいてｄ軸目標電流を算出するｄ軸目標電流算出部と、該ｄ軸目標電流算出部で算出したｄ軸目標電流と、前記目標電流指令値、前記電気角、当該電気角に基づいて算出される電気角速度及び誘起電圧モデルとに基づいてトルクを一定とするｑ軸電流指令値を算出するｑ軸目標電流算出部とを少なくとも備えていることを特徴としている。

この請求項７に係る発明では、ｄ−ｑ座標で電流制御を行って、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの電圧合成ベクトル｜Ｖ｜（＝√（Ｖｄ2＋Ｖｑ2））を一定に制御することにより、トルク一定の条件式を満たしつつ、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの変化が円条件に近い状態となるようにｄ軸電流を制御することができる。
さらに、請求項７に係る発明では、電圧合成ベクトルを一定とするｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを求めようとした場合、計算が複雑で解を求めるのが困難であるので、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの電圧波形を直流＋ロータ電気角の６倍の振動項の形で近似する。この場合、ｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑの値はモータ回転方向によって符号が逆転する。ここでは、ｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑが正の場合を前提に説明すると、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを逆位相とすると共に、振幅条件として両者の交流成分の比に対して直流成分の比を逆関係とすることにより、電圧合成ベクトルが一定となる円の接線上を移動するように設定することができ、このようなｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを設定するために、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを逆位相とすると共に、ｄ軸電流Ｉｄの交流成分の振幅を求めることによりｄ軸電流Ｉｄを求め、このｄ軸電流Ｉｄと目標電流とロータ電気角と誘起電圧モデルとでトルク一定の条件式からｑ軸電流Ｉｑを算出する。

上記モータ回転方向とは逆にｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑが負である場合、ｄ軸電流Ｉｄの振動項の計算は、ｑ軸電流Ｉｑの絶対値を使って求めるかｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを同位相とする。
この結果、トルク変動を抑制しつつ、電源電圧を有効活用した各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値変動が小さいモータ駆動電圧波形となるようにモータ相電流指令値を決定することができる。
さらに、請求項８に係る電動パワーステアリング装置は、舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴としている。
この請求項８に係る発明では、電流制御系の外乱である誘起電圧補償誤差を低減させて、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差による高調波振動が減るため、良好な操舵性能が得られる。

本発明によれば、補償用誘起電圧を演算して、この補償用誘起電圧でフィードフォワード補償することにより、電流制御系の外乱である誘起電圧補償誤差を低減することができ、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差による高調波振動を低減させることができるという効果が得られる。
また、電動パワーステアリング装置の操舵補助力を発生する電動モータを上記モータ駆動制御装置で駆動制御することにより、良好な操舵性能を発揮することができるという効果が得られる。

本発明の第１の実施形態を示す全体構成図である。 モータ制御装置の一例を示すブロック図である。 本発明の基礎となる第１の実施形態を表す制御演算装置２３の具体的構成を示すブロック図である。 操舵補助電流指令値算出マップを示す特性線図である。 図３のｄ軸電流算出部の具体的構成を示すブロック図である。 ｄ軸電流直流成分算出マップを示す特性線図である。 ｄ軸電流の振幅係数算出マップを示す特性線図である。 本発明の基本原理の説明に供する波形図である。 本発明によるｄ軸電流及びｑ軸電流の電流波形を示す波形図である。 本発明によるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の電圧波形を示す波形図である。 本発明による電圧ベクトルの絶対値波形を示す波形図である。 α−β変換時の電圧ベクトル軌跡を示す説明図である。 進角制御を行わない場合のモータ端子電圧波形を示す波形図である。 進角制御を行った場合のモータ端子電圧波形を示す波形図である。 従来例のｄ，ｑ軸電流及びｄ，ｑ軸電圧の波形を示す波形図である。 従来例の進角制御を行わない場合及び行う場合のモータ端子電圧波形を示す波形図である。 本発明の基礎となる実施形態と従来例の特性を比較する特性線図である。 従来の高調波モータの誘起電圧波形を示す波形図である。 従来の高調波モータのｄ−ｑ変換波形を示す波形図である。 従来の高調波モータのｄ軸及びｑ軸の電流波形を示す波形図である。 従来の高調波モータのｄ軸電圧及びｑ軸電圧の電圧波形を示す波形図である。 従来の高調波モータの電圧合成ベクトルの絶対値波形を示す波形図である。 本発明の基本原理の説明に供する説明図である。 本発明の基礎となる第２の実施形態における制御装置の具体的構成を示すブロック図である。 図２４のベクトル制御電流指令値演算部の具体的構成を示すブロック図である。 電機子反作用の説明に供する説明図である。 本発明の基礎となる第２の実施形態の実測結果を示す特性線図である。 本発明の実施形態における制御装置の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の変形例を示す図２８と同様のブロック図である。 本発明の実施形態における他の変形例を表す制御装置の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態におけるさらに他の変形例を表す制御装置の具体的構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合の第１の実施形態を示す全体構成図であって、図中、１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としての操舵トルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。
そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結された操舵補助力を発生する３相ブラシレスモータ１２とを備えている。
操舵トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介挿した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を抵抗変化や磁気変化に変換して検出するように構成されている。
また、３相ブラシレスモータ１２は、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端が操舵補助制御装置２０に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、３相ブラシレスモータ１２は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、ロータリエンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路１３を備えている。

操舵補助制御装置２０は、操舵トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速Ｖｓが入力されると共に、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ回転角θが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを検出するモータ電流検出回路２２から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄが入力されている。
この操舵補助制御装置２０は、操舵トルクＴ及び車速Ｖとモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとロータ回転角θとに基づいて操舵補助目標電流値を演算して、モータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する本発明の基礎となる第１の実施形態を表す制御演算装置２３と、３相ブラシレスモータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路２４と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてモータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路２５とを備えている。

制御演算装置２３は、図３に示すように、ベクトル制御の優れた特性を利用して３相ブラシレスモータ１２をトルク変動を生じることなく、且つ各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の√３／２倍の値を含む近傍値に一致するベクトル制御ｄ、ｑ成分の目標電流値Ｉ_d(θ)，Ｉ_q(θ)を決定する弱め開示制御を行った後、これら目標電流値Ｉ_d(θ),Ｉ_q(θ)を各励磁コイルＬｕ〜Ｌｗに対応した各相目標電流値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換して出力するベクトル制御を行う目標電流設定手段としての目標電流設定部３０と、この目標電流設定部３０から出力される各相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*とモータ電流検出回路２２で検出したモータ電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ及びＩｗｄとで電流フィードバック処理を行って駆動電圧を制御する駆動電圧制御手段としての駆動電圧制御部４０とを備えている。

ここで、３相ブラシレスモータ１２をトルク変動を生じることなく、且つ各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧の√３／２倍の値を含む近傍値に一致するｄ軸目標電流ｉ_d(θ)及びｑ軸目標電流ｉ_q(θ)を決定する弱め界磁制御の基本原理を図５〜図８を伴って説明する。
先ず、第１の条件であるトルク変動を起こさない条件は、前述した（１）式のエネルギーバランス方程式の左辺Ｔω_mを一定とするように３相ブラシレスモータ１２の各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給するモータ電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗを決定することで実現される。このためには、前記（１）式のトルク一定条件から下記（５）式に従ってｑ軸電流ｉ_qを求めることに実現することができる。

ここで、ｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0はｅ_d0＝ｅ_d／ω_e、ｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0はｅ_q0＝ｅ_q0／ω_eで表されるので、上記（５）式は下記（６）式に変形することができ、この（６）式によってトルクを一定とする条件でｑ軸電流ｉ_q(θ)を算出することができる。

また、第２の条件である各相駆動電圧の合成ベクトルの絶対値が略一定であり、電源電圧×√３／２倍を含む近傍値と一致する条件は、後述するモータ駆動回路２４を構成するインバータから供給される電源電圧（バッテリ電圧ＶＲ）を有効利用するための条件である。
電源電圧がＶＲで定義される場合、３相ブラシレスモータ１２の各相Ｕ，Ｖ，Ｗ相に印加できる電圧は０〜ＶＲであり、各相を電圧ベクトル表現した場合、ベクトルｖ_u、ｖ_v、ｖ_wは図２３に示すように、互いに１２０度シフトした３相ベクトル表現となる。これらのベクトルｖ_u、ｖ_v、ｖ_wの合成ベクトルが取り得る電圧ベクトルの範囲は、図２３でハッチング図示の範囲であり、このうち合成ベクトルの絶対値を一定とできる範囲は「電源電圧×√３／２倍まである。したがって、合成ベクトルの絶対値が略一定を満足しつつ、最大限電圧を有効利用するためには、その絶対値を電源電圧×√３／２倍に設定する。

この第２の条件を満足するためには、α−β変換時のベクトル軌跡を、図８に示すように、円に近づける必要があり、このためにはｄ−ｑ変換でのｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの電圧合成ベクトルの絶対値｜Ｖ｜＝√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）を、図８に示すように、ベクトルの絶対値｜Ｖ｜の変動が完全に“０”の条件はベクトルの絶対値｜Ｖ｜の描くベクトル軌跡が曲線Ｌ１で示す原点（０，０）を中心とする円Ｃ０上を移動させることが望ましいが、これを実現するのは計算が複雑で、解を求めるのは困難であるため、本実施形態では、円条件に近い状態で電圧合成ベクトル｜Ｖ｜を一定とするｄ軸電流を求めるようにしている。

以下、説明を簡単にするために、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが互いに正の場合即ち回転方向が一方向となるようにした場合について説明する。
すなわち、本発明の基礎となる第１の実施形態では、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが直流成分＋電気角θの６倍の振動項で表現されることに着目して、円条件に最も近い条件としてベクトル軌跡が円の接線上（ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの直流成分の法線上）を推移するように設定している。
図８において、矢印Ｙ０で示すようにｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの直流成分が成す電圧合成ベクトル｜Ｖ｜を考えたときに、この電圧合成ベクトル｜Ｖ｜と円Ｃ０との交点での接線（ベクトル｜Ｖ｜の法線Ｌｎ）上を推移するようにｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを設定する。

このように、合成ベクトル｜Ｖ｜が法線Ｌｎ上を移動するためには、図８に示すように、ｄ軸電圧Ｖｄ(θ)とｑ軸電圧Ｖｑ(θ)とが正値を取る場合、１８０度位相がずれた逆位相とする必要があり、両者の振幅条件としては、図８における合成ベクトル｜Ｖ｜を構成するｄ軸電圧Ｖｄの直流成分Ｖ_dDCとｑ軸電圧Ｖｑの直流成分Ｖ_qDCで構成されるハッチング図示の三角形Ｔ１と、法線Ｌｎとｄ軸電圧Ｖｄの交流成分Ｖ_dACの振幅及びｑ軸電圧Ｖｑの交流成分Ｖ_qACの振幅で構成されるハッチング図示の三角形Ｔ２とが相似形であることから、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの直流成分と交流成分との比が下記（７）式で表される法線条件を満足する必要がある。

そして、トルク一定の条件からｑ軸電流ｉ_q(θ)は前述したように（６）式で一意に決定されることから、第２の条件を満足するようにｄ軸電流ｉ_d(θ)を設定する必要がある。
ところで、ｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qは、前述した（３）式でｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qとモータ諸元である電気角速度ω_e、モータ抵抗Ｒ、モータインダクタンスＬに基づいて算出することができるが、前記（５）式を前記（３）式に代入してｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qを求めても前記（５）式に微分項が含まれていると共に前記（５）式の分母にｅ_qがあるため、ｑ軸電流ｉ_qには無限の高調波成分が含まれてしまい単純な形式では計算することができない。
このため、ｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qを求めるために、ｑ軸電流ｉ_q(θ)の振動成分の中で、６次の高調波成分が支配的であることを利用すると、ｄ軸電流ｉ_d(θ)及びｑ軸電流ｉ_d(θ)は下記（８）及び（９）式で近似することができる。

ここで、上記（９）式は、前記（６）式をさらにテイラー展開し（直流＋電気角θ_eの６倍の振動項）の形に近似している。
そして、ｄ軸電流ｉ_d(θ)に対して、前述した逆位相の条件を満足するために、前記（８）式で定義されるｄ軸電流モデルの逆位相とする。すなわち、ｄ軸電流ｉ_d(θ)は、前記（８）式を用いて、下記（１０）式の形で定義すれば、ｑ軸電流ｉ_q(θ)の逆位相成分を持つｄ軸電流ｉ_d(θ)として表現できる。

ここで、Ｉ_dDCはｄ軸電流の直流成分、Ｉ_dAmpはｄ軸電流の振幅を決定する振幅係数である。なお、前記（９）式でｑ軸電流ｉ_q(θ)を算出する際に、ｄ軸電流Ｉ_ｄが必要となるが、未決定のパラメータである位相と振幅の項がＩｑモデルに与える影響は１２次成分以降となるため、Ｉｑモデル上では無視される。したがって、Ｉｑモデルに入力するｄ軸電流の情報は直流値Ｉ_dDCのみであり、（９）式のＩｑモデルの算出は可能である。
また、ｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0も下記（１１）式及び（１２）式に示すように直流＋電気角の６倍の振動項で近似することができる。

このため、前述した（３）式のｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_q、ｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0の全てが「直流＋電気角(θ)の６倍の振動項」として近似できるので、これらを前記（３）式に代入することにより、ｄ軸電圧Ｖ_d(θ)及びｑ軸電圧Ｖ_q(θ)は下記（１３）式で近似することができる。

このようにして、前記（１０）式によりｄ軸電流ｉ_d(θ)の位相が求まったため、未決定の変数はｄ軸電流Ｉ_d(θ)の振幅係数Ｉ_dAmpのみである。前記（１３）式のｄ軸電圧Ｖ_d及びｑ軸電圧Ｖ_qの振幅の関係式が法線条件を表す前記（７）式を満足するようにｄ軸電流Ｉ_d(θ)の振幅係数Ｉ_dAmpを算出すると、例えば時計方向（ＣＷ）回転では下記（１４）式のようになり、これによって電圧合成ベクトルの絶対値が略一定値となり、電源電圧の√３／２倍の値を含む近傍値に一致するようにｄ軸電流ｉ_d(θ)の直流成分、振幅、位相を決定することができる。

そして、算出したｄ軸電流ｉ_d(θ)を前記（６）式に代入することにより、トルク変動を発生させない真のｑ軸電流ｉ_q(θ)を生成することができる。
上述した本発明による弱め界磁制御を実現するために、目標電流設定部３０は、図３に示すように構成されている。すなわち、目標電流設定部３０は、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴと車速センサ２１で検出した車速Ｖｓとが入力され、これらに基づいて操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出する操舵補助電流指令値演算部３１と、ロータ回転角検出回路１３で検出したロータ回転角θを電気角θｅに変換する電気角変換部３２と、この電気角変換部３２から出力される電気角θｅを微分して電気角速度ωｅを算出する微分回路３３と、操舵補助電流指令値Ｉ_refと電気角速度ωｅとに基づいてｄ軸目標電流Ｉｄ^*を算出するｄ軸目標電流算出部３４と、電気角θｅ及び電気角速度ω_eに基づいてｄ−ｑ軸誘起電圧モデルＥＭＦ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｏｔｉｏｎ Ｆｏｒｃｅ）のｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0（＝ｅ_d／ω_e＝ｅ_dAC0ｓｉｎ（θ））及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0（＝ｅ_q／ω_e＝Ｅ_qDC0−ｅ_qAC0ｃｏｓ（６θ））を算出する誘起電圧モデル算出部３５と、この誘起電圧モデル算出部３５から出力されるｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0及びｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0とｄ軸目標電流算出部３４から出力されるｄ軸目標電流ｉ_d（θ）と操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refとに基づいてｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を算出するｑ軸目標電流算出部３６と、ｄ軸目標電流算出部３４から出力されるｄ軸目標電流ｉ_d（θ）とｑ軸目標電流算出部３６から出力されるｑ軸目標電流ｉ_q（θ）とを３相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換する２相／３相変換部３７とを備えている。

上述した操舵補助電流指令値演算部３１は、操舵トルクＴ及び車速Ｖｓをもとに図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出する。ここで、操舵補助電流指令値算出マップは、図４に示すように、横軸に操舵トルクＴをとり、縦軸に操舵補助電流指令値Ｉ_refをとると共に、車速検出値Ｖをパラメータとした放物線状の曲線で表される特性線図で構成されている。そして、操舵トルクＴが“０”からその近傍の設定値Ｔ１までの間は操舵補助電流指令値Ｉ_refが“０”を維持し、操舵トルクＴが設定値Ｔ１を超えると最初は操舵補助電流指令値Ｉ_refが操舵トルクＴの増加に対して比較的緩やかに増加するが、さらに操舵トルクＴが増加すると、その増加に対して操舵補助電流指令値Ｉ_refが急峻に増加するように設定され、この特性曲線が、車速が増加するに従って傾きが小さくなるように複数本設定されている。
また、ｄ軸目標電流算出部３４には、図５に示すように、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refと、電気角変換部３２から出力されるロータ電気角θｅと、後述する誘起電圧算出部３５から入力される誘起電圧モデルで表されるｑ軸ＥＭＦの直流成分Ｅ_qDC0（ω_eＥ_qDC0＝Ｅ_qDC）、ｑ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_qAC0（ω_eｅ_qAC0＝ｅ_qAC）、ｄ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_dAC0（ω_eｅ_dAC0＝ｅ_dAC）とが入力されている。

このｄ軸目標電流算出部３４は、入力される操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図６に示すｄ軸直流成分算出マップを参照して仮のｄ軸電流の直流成分Ｉ_dDCを算出する進角制御手段としてのｄ軸電流直流成分算出部３４ａと、同様に入力される操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図７に示すｄ軸振幅係数算出マップを参照してｄ軸電流の振幅を決定する振幅係数Ｉ_dAmpを算出するｄ軸振幅係数算出部３４ｂと、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、ロータ電気角θｅ及び誘起電圧モデルＥＭＦに基づいて擬似ｑ軸電流ｉ_q(θ)′を算出する擬似ｑ軸電流算出部３４ｃと、この擬似ｑ軸電流算出部３４ｃで算出した擬似ｑ軸電流ｉ_q(θ)′に基づいてｄ軸電流の振幅成分の逆位相分を算出するｄ軸逆位相電流成分Ｉ_d(θ)′を算出するｄ軸電流位相成分算出部３４ｄと、ｄ軸直流成分Ｉ_dDC、ｄ軸振幅係数Ｉ_dAmp、ｄ軸逆位相成分Ｉ_d(θ)′に基づいてｄ軸目標電流Ｉ_d(θ)を算出するｄ軸目標電流算出部３４ｅとを備えている。

ここで、ｄ軸直流成分算出部３４ａで参照するｄ軸直流成分算出マップは、図６に示すように、操舵補助電流指令値Ｉ_refが“０”から所定値Ｉ_ref1までの間ではｄ軸直流成分Ｉ_dDCが一定値Ｉｄｄをとり、操舵補助電流指令値Ｉ_refが所定値Ｉ_ref1を超えると、操舵補助電流指令値Ｉ_refの増加に応じてｄ軸直流成分Ｉ_dDCが一定値Ｉｄ１より徐々に減少して操舵補助電流指令値Ｉ_refが最大値Ｉ_ref2に達するとｄ軸直流成分Ｉ_dDCが“０”となるように特性線が設定されている。
また、ｄ軸振幅係数算出部３４ｂで参照するｄ軸振幅係数算出マップは、図７に示すように、特性線が設定されている。このｄ軸振幅係数算出マップは、前述した（１４）式における各変数を基本とし、各回転数においてモータ出力が最大となるようにシミュレーションしたときの操舵補助電流指令値Ｉ_refと振幅係数Ｉ_dAmpとの関係を特性線図としたものである。

さらに、擬似ｑ軸電流算出部３４ｃは、操舵補助電流指令値演算部３１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refと、電気角変換部３２から出力されるロータ電気角θｅと、後述する誘起電圧算出部３５から入力される誘起電圧モデルで表されるｑ軸ＥＭＦの直流成分Ｅ_qDC0（ω_eＥ_qDC0＝Ｅ_qDC）、ｑ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_qAC0（ω_eｅ_qAC0＝ｅ_qAC）、ｄ軸ＥＭＦの振幅成分ｅ_dAC0（ω_eｅ_dAC0＝ｅ_dAC）と、ｄ軸直流成分算出部３４ａで算出したｄ軸直流成分Ｉ_dDCとに基づいてモータの正逆転駆動を考慮して前記（９）式の右辺を絶対値化した下記（１５）式の演算を行って擬似ｑ軸電流Ｉ_d(θ)′を算出する。
ｉ_q(θ)′＝｜Ｉ_qDC＋ｉ_qcｃｏｓ(６θ)−ｉ_qsｓｉｎ(６θ)｜ ……（１５）
さらに、ｄ軸電流位相成分算出部３４ｄは、上記（１５）式における右辺第１項のｑ軸直流分Ｉ_qDCを除く交流成分の符号を反転させて下記（１６）式に基づいて振幅成分の逆位相出力ｉ_d(θ)′を算出する。
ｉ_d(θ)′＝−（ｉ_qcｃｏｓ(６θ)−ｉ_qsｓｉｎ(６θ)） …………（１６）

さらにまた、ｄ軸電流算出部３４ｅは、ｄ軸直流成分Ｉ_dDC、ｄ軸振幅係数Ｉ_dAmp及びｄ軸振幅成分の逆位相成分ｉ_d(θ)′に基づいて前記（１０）式の演算を行ってｄ軸電流指令値ｉ_d(θ)を算出する。
また、ｑ軸目標電流算出部３６は、ｄ軸電流指令値ｉ_d(θ)と、ロータの電気角速度ω_e、ｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0(θ)、ｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0(θ)に基づいて前記（６）式に示すトルク一定の条件式に基づいてｑ軸電流指令値ｉ_q(θ)を算出する。
電圧制御部４０は、目標電流設定部３０から供給される電流指令値Ｉｕ^*，Ｉｖ^*，Ｉｗ^*から電流検出回路２２で検出した各相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れるモータ相電流検出値Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄを減算して各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗを求める減算器４１ｕ、４１ｖ及び４１ｗと、求めた各相電流誤差ΔＩｕ、ΔＩｖ、ΔＩｗに対して比例積分制御を行って指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを算出するＰＩ制御部４２とを備えている。

そして、ＰＩ制御部４２から出力される指令電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗがＦＥＴゲート駆動回路２５に供給される。
モータ駆動回路２４は、図２に示すように、各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに対応して直列に接続されたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，Ｑｗｂを並列に接続したインバータ構成を有し、スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂの接続点、Ｑｖａ，Ｑｖｂの接続点及びＱｗａ，Ｑｗｂの接続点が夫々相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの中性点Ｐｎとは反対側に接続されている。
そして、モータ駆動回路２４を構成する各スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｑｖａ，Ｑｖｂ及びＱｗａ，ＱｗｂのゲートにＦＥＴゲート駆動回路２５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号が供給されている。

次に、上記本発明の基礎となる第１の実施形態の動作を説明する。
今、ステアリングホイール１を操舵すると、そのときの操舵トルクＴが操舵トルクセンサ３で検出されると共に、車速Ｖが車速センサ２１で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速Ｖが制御演算装置２３の目標電流設定部３０における操舵補助電流指令値演算部３１に入力されることにより、この操舵補助電流指令値演算部３１で、図４の操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出する。
そして、算出された操舵補助電流指令値Ｉ_refがｄ軸目標電流算出部３４及びｑ軸目標電流算出部３６に供給される。
一方、ロータ位置検出回路１３で検出されたロータ位置信号が電気角変換部３２に供給されて電気角θ_eに変換されると共に、この電気角θ_eが微分回路３３で微分されて電気角速度ω_eが算出され、これら電気角θ_e及び電気角速度ω_eが誘起電圧モデル算出部３５に供給されてｄ軸ＥＭＦ成分ｅ_d0(θ)、ｑ軸ＥＭＦ成分ｅ_q0(θ)を算出し、これらをｄ軸電流算出部３４の疑似ｑ軸電流算出部３４ｃ及びｑ軸電流算出部３６に供給する。

このため、ｄ軸電流算出部３４では、ｄ軸直流成分算出部３４ａで操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図６のｄ軸直流成分算出マップを参照してｄ軸直流成分Ｉ_dDCを算出すると共に、ｄ軸振幅係数算出部３４ｂで、操舵補助電流指令値Ｉ_refをもとに図７のｑ軸振幅係数算出マップを参照してｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが振幅の関係式である前記（７）式を満足するｄ軸振幅係数Ｉ_dAmpを算出する。
さらに、疑似ｑ軸電流算出部３４ｃで前記（１５）式に基づいて疑似ｑ軸電流ｉ_q（θ）′を算出し、次いでｄ軸電流位相成分算出部３４ｄで、前記（１６）式に基づいてｄ軸の逆位相成分ｉ_d（θ）′を算出する。
そして、ｄ軸目標電流算出部３４ｅで、前記（１０）式の演算を行ってｄ軸目標電流ｉ_d（θ）を算出し、算出したｄ軸目標電流ｉ_d（θ）をｑ軸電流算出部３６に供給すると共に２相−３相変換部３７に供給する。
このため、ｑ軸電流算出部３６では、前記（６）式の演算を行ってトルク変動を生じないｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を算出し、このｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を２相／３相変換部３７に供給する。

このように、ｄ軸電流算出部３４で算出されたｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸電流算出部３６で算出したｑ軸目標電流ｉ_q（θ）は、図９に示すように、略１８０度位相がずれた逆位相となると共に、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑは図１０に示すように同様に略１８０度位相がずれた逆位相となる。
このとき、ｄ軸電流算出部３４で、振幅係数算出部３４ｂで、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの直流成分比及び振動成分比が前記（７）式を満足するように振幅係数Ｉ_dAmpを算出するので、前述した図８に示すように、電圧合成ベクトルの絶対値｜Ｖ｜（＝√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）の移動軌跡がｄ−ｑ軸の原点を中心する円Ｃ０と電圧合成ベクトルの絶対値｜Ｖ｜との接点における接線方向即ちｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの直流成分の法線上を推移することになる。

このため、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑの電圧合成ベクトルの絶対値｜Ｖ｜は電気角θ_eに対して図１１に示すように、電源電圧×√３／２〔Ｖ〕の近傍範囲でリップルを抑制して電圧合成ベクトル｜Ｖ｜を略一定値に維持することができ、電源電圧を有効利用することができる。このときのα−β変換したときの電圧ベクトル軌跡は図１２に示すように、略円形とすることができる。
また、３相ブラシレスモータ１２の各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに印加するモータ駆動電圧の端子電圧波形は、前述した（１０）式における右辺第１項のｄ軸電流の直流成分Ｉ_dDCを“０”に設定した進角制御無しの場合には、図１３に示すように、電源電圧近傍でピークが発生することを防止して略平坦な特性となり、電圧利用率を向上させてモータ回転性能を向上させることができ、３相ブラシレスモータ１２で操舵トルクに応じた最適な操舵補助力を発生して、ステアリングホイール１を良好に操舵することができる。このとき、３相ブラシレスモータ１２で発生するトルクが一定に制御されるので、ステアリングホイール１に振動等を与えることがなく、良好な操舵感覚を得ることができる。

また、ｄ軸電流の直流成分Ｉ_dDCを制御する進角制御を行う場合でも、３相ブラシレスモータ１２の各励磁コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに印加するモータ駆動電圧の端子電圧波形は、図１４に示すように電源電圧近傍でピークが発生することを防止して平坦な特性として電圧利用率を向上させてモータ回転性能を向上させることができる。
因みに、従来例の場合には、ｄ軸電流及びｑ軸電流が図１５（ａ）に示すようになり、これに応じてｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑが図１５（ｂ）に示すようになる。このため、端子電圧波形が進角制御を行わない場合は図１６（ａ）に、進角制御を行う場合には図１６（ｂ）に夫々示すように、何れも電源電圧近傍の電圧波形が２つのピークを有することから各相の端子電圧の実効値が低下し、モータ回転性能が低下することになる。

このため、本発明によれば、図１７に示すように、回転速度Ｎ−モータトルクＴ線図の特性線Ｌ_NT1が従来例における回転速度Ｎ−モータトルクＴ線図の特性線Ｌ_NT2に比較して向上していると共に、モータ出力線図の特性線Ｌ_P1も従来例におけるモータ出力線図の特性線Ｌ_P2に対して向上している。
また、上記本発明の基礎となる第１の実施形態のように、ｄ軸目標電流ｉ_d（θ）を算出する際に使用する振幅係数Ｉ_dAmpを振幅係数算出マップを参照して算出することにより、前述した（１４）式の複雑な演算を行うことなく、容易に振幅係数Ｉ_dAmpを算出することができる。

なお、上記本発明の基礎となる第１の実施形態においては、ｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸目標電流ｉ_q（θ）を２相／３相変換部３７で３相目標電流Ｉｕ^*、Ｉｖ^*及びＩｗ^*に変換してから電圧制御部４０に供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２相／３相変換部３７を省略し、これに代えて電流検出回路２２で検出したモータ電流Ｉｄｕ、Ｉｄｖ及びＩｄｗを３相／２相変換部に供給してｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流に変換し、変換したｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流と、目標電流設定部３０で算出したｄ軸目標電流ｉ_d（θ）及びｑ軸目標電流ｉ_q（θ）との偏差を算出した後、偏差を２相／３相変換して相制御電圧を算出するようにしてもよい。
また、上記本発明の基礎となる第１の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等の３相ブラシレスモータを適用した機器に本発明を適用することができる。

次に、本発明の基礎となる第２の実施形態を図２４〜図２７について説明する。
この本発明の基礎となる第２の実施形態では、前述した第１の実施形態における操舵補助制御装置２０が、操舵トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出された車速Ｖが入力されると共に、モータ位置検出回路１３で検出された角度検出信号θｍが入力され、この角度検出信号θｍに基づいて電気角θｅを演算する電気角演算部５０から出力される電気角θｅが入力され、さらに３相ブラシレスモータ１２の相コイルＬａ及びＬｃに供給されるモータ駆動電流Ｉａ及びＩｃを後述するインバータ回路５６内で検出するモータ電流検出部５７から出力されるモータ駆動電流検出値Ｉ_adet、Ｉ_cdet及び前記モータ駆動電流Ｉａ及びＩｃより推定されたＩ_bdetが入力されている。

この操舵補助制御装置２０は、図２４に示すように、操舵トルクＴ及び車速Ｖに基づいて操舵補助電流指令値Ｉ_refを演算すると共に、演算した操舵補助電流指令値Ｉ_refに基づいてｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPを演算する操舵補助電流指令値演算部５１と、この操舵補助電流指令値演算部５１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_ref、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMP及び電気角θｅに基づいてベクトル制御演算を行ってｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出し、これらｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを２相／３相変換処理して電動モータ１２に対するａ相電流指令値Ｉ_aref、ｂ相電流指令値Ｉ_bref及びｃ相電流指令値Ｉ_crefを演算するベクトル制御電流指令値演算部５２とを備えている。
ここで、操舵補助電流指令値演算部５１は、操舵トルクＴ及び車速Ｖをもとに前述した図４に示す操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出すると共に、算出した操舵補助電流指令値Ｉ_refに基づいて前述した図６及び図７に示すｄ軸直流電流指令値算出マップ及びｄ軸電流振幅指令値算出マップを参照してｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPを算出する。

また、ベクトル制御電流指令値演算部５２は、図２５に示すように、操舵補助電流指令値演算部５１から出力される操舵補助電流指令値Ｉ_refとｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDCとｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMP入力されて、電気角θｅ及び後述するパラメータ設定部７１から出力される歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１、η５に基づいてｄ軸及びｑ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｅ_q0Eを算出するｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１と、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、誘起電圧ｅ_d0E，ｅ_q0E及び後述するｄ軸電流指令値Ｉ_drefに基づいてｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを演算するｑ軸電流指令値演算部６２と、操舵補助電流指令値Ｉ_refと誘起電圧ｅ_d0E及びｅ_q0Eとｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPとに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出するｄ軸電流指令値演算部６３と、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref、ｑ軸電流指令値Ｉ_qref及び電気角θｅに基づいて２相／３相変換処理を行ってａ相電流指令値Ｉ_aref、ｂ相電流指令値Ｉ_bref及びｃ相電流指令値Ｉ_crefを算出する２相／３相変換部６４とを備えている。

ここで、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１では、ｄ軸誘起電圧算出式及びｑ軸誘起電圧算出式を表す下記（１７）及び（１８）式の演算を行うことにより、誘起電圧の歪みを考慮したｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出する。
ｅ_d0E＝ｅ_dE／ω_m＝Ｋ₁Ｅ₁sin(η1)＋Ｋ₅Ｅ₅sin(6θ＋η5) …………（１７）
ｅ_q0E＝ｅ_qE／ω_m＝Ｋ₁Ｅ₁cos(η1)＋Ｋ₅Ｅ₅cos(6θ＋η5) …………（１８）
∵Ｅ_k：角速度１［ｒａｄ／ｓ］におけるｋ次高調波の無通電時の誘起電圧波高値(ｋ=1,5)
Ｋ_k：ｋ次高調波波高値歪みゲイン(ｋ=1,5)
η_k：ｋ次高調波歪み位相角(ｋ=1,5)
ｅ_aE＝Ｋ₁Ｅ₁ω_msin(θ＋η1)＋Ｋ₅Ｅ₅ω_msin(5θ＋η5)
ｅ_bE＝Ｋ₁Ｅ₁ω_msin(θ−(2/3)π＋η1)＋Ｋ₅Ｅ₅ω_msin(5(θ−(2/3)π）＋η5)
ｅ_cE＝Ｋ₁Ｅ₁ω_msin(θ＋(2/3)π＋η1)＋Ｋ₅Ｅ₅ω_msin(5(θ＋(2/3)π)＋η5)
ｅ_dE＝(2/3)｛ｅ_aEcosθ＋ｅ_bEcos(θ−(2/3)π)＋ｅ_cEcos(θ＋(2/3)π)｝
ｅ_qE＝(2/3)｛ｅ_aEsinθ＋ｅ_bEsin(θ−(2/3)π)＋ｅ_cEsin(θ＋(2/3)π)｝

これら（１７）式及び（１８）式では、誘起電圧の歪みの考慮の可否を区別するために添え字Ｅを付加している。そして、上記（１７）式及び（１８）式におけるパラメータＫ₁、Ｋ₅、η1、η5はｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１に含まれる例えばマイクロコンピュータで構成されるパラメータ設定部７１によって設定される。
このパラメータ設定部７１にはモータ電流検出部５７にて検出、及び推定算出した電動モータ１２の各電流検出値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefを、３相／２相変換処理してｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qを算出する３相／２相変換部７２からのｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qが入力され、後述するパラメータ設定処理を行ってパラメータＫ₁、Ｋ₅、η1、η5を設定する。
また、ｑ軸電流指令値演算部６２では、トルク一定式をもとにｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する。このトルク一定式とはモータのエネルギー方程式より算出された下記（１９）式及び（２０）式で表される関係式である。

Ｔ_mω_m＝Ｋ_tI_refω_m＝I_aｅ_aE＋I_bｅ_bE＋I_cｅ_cE＝(2/3)(I_qｅ_qE＋I_dｅ_dE)……(１９)
Ｉ_qref＝｛(2/3)Ｋ_tI_refω_m−ｅ_dEI_dref｝／ｅ_qE
＝｛(2/3)Ｋ_tI_ref−ｅ_d0EI_dref｝／ｅ_q0E …………（２０）
ここで、Ｔ_mはモータトルク、ω_mはモータ機械角速度、Ｋ_tはモータトルク定数、Ｉ_a、Ｉ_b、Ｉ_cは3相の各相電流値、ｅ_aE、ｅ_bE、ｅ_cEは各相誘起電圧、Ｉ_d、Ｉ_qはd軸、q軸電流、ｅ_dE、ｅ_qE、ｅ_d0E、ｅ_q0Eは下記（２１）式及び（２２）式で算出される歪みを考慮したd軸、q軸誘起電圧である。

ｅ_d0E＝ｅ_dE／ω_m …………（２１）
ｅ_q0E＝ｅ_qE／ω_m …………（２２）
また、ｄ軸電流指令値演算部６３では、前述した本発明の基礎となる第１の実施形態におけるｄ軸目標電流算出部３４ｅと同様にｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１から出力されるｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eと操舵補助電流指令値演算部５１から出力されるｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPに基づいて下記（２３）式の演算を行ってｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出する。

Ｉ_d＝Ｉ_dDC−ｉ_dAMP｛ｉ_qccos(6θ)−ｉ_qssin(6θ)｝…………（２３）
この（２３）式のＩ_dDCは任意に決定できるパラメータであり、ｉ_dAMP、ｉ_qc、ｉ_qsはモータ印加電圧の有効利用率を向上させるために決定されるパラメータであり、ｉ_qc及びｉ_qsは前述した「数７」に定義され、ｉ_dAMPは前述した（１４）式で定義されている。
また、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１では、ｄ−ｑ軸誘起電圧算出式に基づいて誘起電圧を算出する。ここで、誘起電圧の歪みを考慮しない場合には、ｄ軸誘起電圧ｅ_d0及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0を算出するｄ−ｑ軸誘起電圧算出式は、下記（２４）式及び（２５）式で表される。

ｅ_d0＝ｅ_d／ω_m＝Ｅ₅sin(6θ) …………（２４）
ｅ_q0＝ｅ_q／ω_m＝Ｅ₁−Ｅ₅cos(6θ) ………（２５）
∵Ｅ_k：角速度１［ｒａｄ／ｓ］におけるｋ次高調波の無通電時の誘起電圧波高値 (ｋ=1,5)
ｅ_a＝Ｅ₁ω_msinθ＋Ｅ₅ω_msin5θ
ｅ_b＝Ｅ₁ω_msin(θ−(2/3)π)＋Ｅ₅ω_msin5(θ−(2/3)π)
ｅ_c＝Ｅ₁ω_msin(θ＋(2/3)π)＋Ｅ₅ω_msin5(θ＋(2/3)π)
ｅ_d＝(2/3)｛ｅ_acosθ＋ｅ_bcos(θ−(2/3)π)＋ｅ_ccos(θ＋(2/3)π)｝
ｅ_q＝(2/3)｛ｅ_asinθ＋ｅ_bsin(θ−(2/3)π)＋ｅ_csin(θ＋(2/3)π)｝

この（２４）式及び（２５）式は、誘起電圧に高調波が含まれた場合の式であり、その高調波次数ｋは、実際に７次以降が制御応答性の上限などの影響により制御が困難となる場合が多い。そのため、誘起電圧の高次成分は５次までとすることが多いため、５次までの記述としている。また、３次高調波は、トルクに変換されないため、上記（２４）式及び（２５）式では考慮しておらず、上記条件において十分な性能が得られることは、別途確認済みである。なお、誘起電圧が正弦波である場合はＥ₅を零とすればよく、７次以上の高調波が含まれる場合でも同様の展開が可能である。
ところで、誘起電圧に歪みが発生するとトルクリップルを生じることになる。
このトルクリップルを発生させる要因を説明すると、一般的に電動モータを駆動するためには、各相に電圧を印加して各相コイルに電流による電気子起磁力を発生させ、回転子に取り付けられている永久磁石との引力・斥力を利用し回転子を回転させ駆動を行うが、電機子電流により発生する起磁力により、永久磁石より発生しているギャップ磁束が歪み、その結果誘起電圧が歪む現象が発生する。これを電機子反作用と言う。電機子反作用には直軸電機子反作用と横軸電機子反作用がある。

直軸電機子反作用はモータの回転子磁束ベクトルに対し電機子起磁力ベクトルが同軸方向に配置される場合に発生し、図２６（ａ）に示すように、前記２つのベクトルが逆方向に配置される場合は減磁作用(弱め界磁)が発生し、図２６（ｂ）に示すように前記２つのベクトルが同方向に配置される場合は磁化作用(強め界磁)が発生する。どちらの場合にも直軸電機子反作用の影響では誘起電圧のベクトル位相はずれないため、誘起電圧に高調波が含有されていてもトルク変動の要因とはならない。
これに対し、横軸電機子反作用（交さ磁化作用）は、図２６（ｃ）に示すように、モータの回転子磁束ベクトルに対し電機子起磁力ベクトルが直軸方向に配置される場合に発生し、特に力率＝１の時には強く発生する。電機子電流により発生する電機子起磁力により永久磁石より発生する回転子磁束との合成磁束がq軸方向に歪むため、誘起電圧上で回転方向へ磁石が進角するように見える。誘起電圧及び相電流が正弦波である場合には位相ずれによるトルクリップルは発生しにくいが、誘起電圧及び相電流が矩形波または擬似矩形波（正弦波＋高調波成分）である場合には、誘起電圧の位相ずれにより高調波成分にて発生するトルクリップルを抑制することができず、トルクリップルが発生する要因となる（これを要因Ａとする）。

また、トルクリップルが発生するもうひとつの要因として、ステータ磁化特性の非線形性がある。ステータの磁化特性が線形であれば通電による電機子起磁力は理想的な起磁力波形を発生できるが、実際にステータに使用される電磁鋼板の磁化特性は線形特性を持っていないため、高電流領域では理想的な電機子起磁力が発生できず、合成波形のピーク部が歪み、結果トルクリップルの発生及び高電流域でのトルクのへたりにつながる（これを要因Ｂとする）。
上記２つの要因Ａ及びＢは、発生メカニズムは異なるがモータ相電流に関連する誘起電圧の歪みとして捉えることが可能である。
このように、誘起電圧は電機子起磁力により歪みが発生してしまうため、上述した（２４）式及び（２５）式の誘起電圧ｅ_d0及びｅ_q0を基に後述するようにｑ軸電流指令値演算部６３で、トルク一定式より算出されたｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを使用しても効果的にトルクリップルを抑制できない場合がある。

そこで、本発明の基礎となる第２の実施形態では、相電流による誘起電圧の歪みを考慮し、各次数の波高値と位相が変化すると仮定し、前述した（１７）式及び（１８）式のようにｄ−ｑ軸誘起電圧算出式を定義する。
上記（１７）式及び（１８）式で高調波波高値歪みゲインＫ₁、Ｋ₅及び高調波歪み位相角η１、η５は相電流値により決定する歪みパラメータであり、このパラメータをパラメータ設定部７１で相電流毎に決定することで歪みを考慮したｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを生成することが可能となる。
以下に本発明の基礎となる第２の実施形態でのパラメータ設定部７１で行う歪みパラメータの推定原理と推定方法とを説明する。
電動モータ１２の通電状態での誘起電圧を直接測定することは非常に困難であるため、無通電状態の誘起電圧より上記歪みパラメータの推定を行う。

最初に（２４）式及び（２５）式の歪みを考慮しない誘起電圧にて制御系を構成し、実モータにて平均トルク及びトルクリップルの測定を行う。すなわち、（２０）式のｅ_d0E、ｅ_q0Eを（２４）式及び（２５）式のｅ_d0、ｅ_q0に置き換えて構成する。
トルクリップルは電気角θｅの６次成分６θが支配的であることが知見されていることにより、ある相電流時におけるモータトルクは下記（２６）式のような近似式で表すことができる。
Ｔ_m＝Ｔ₀＋Ｔ_6cｃｏｓ(６θ)＋Ｔ_6sｓｉｎ(６θ) …………（２６）
この（２６）式において、右辺第一項Ｔ₀は平均トルクで、右辺第二項のＴ_6c及び第三項のＴ_6sは、トルクリップル６次成分をcosとsinに分解した時の各振幅値である。上記３つのパラメータはトルクリップル測定の結果を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）することで求めることができる。

上記測定結果は誘起電圧の歪みを考慮しない誘起電圧での制御で測定したトルクリップル波形であり、前記（１７）式、（１８）式及び前記（２６）式により下記（２７）式が成立する。
Ｔ_m＝(2/3)(ｅ_q0EＩ_q＋ｅ_d0EＩ_d)＝Ｔ₀＋Ｔ_6ccos(6θ)＋Ｔ_6ssin(6θ)……(２７)
ここで、q軸電流値Ｉ_qはトルク一定式によって算出されたq軸電流値Ｉ_qrefであるが、トルクを一定とするためのｑ軸電流算出式である前記（２０）式の分母にq軸誘起電圧ｅ_q0が含まれＩ_qの次数成分が無限となるため、このままでは歪みパラメータの解を求めることができない。

そこで、実際に使用されるq軸電流Ｉ_qは直流成分と電気角６次成分の振幅成分が支配的であることが実測により知見されているので、テーラー展開を利用し６次成分までの近似式として下記（２８）式で算出する。
Ｉ_q＝Ｉ_qDC＋ｉ_qccos(6θ)−ｉ_qssin(6θ) …………（２８）
∵ Ｉ_qDC＝２Ｋ_tＩ_ref／３Ｅ₁
ｉ_qc＝（Ｅ₅／Ｅ₁）Ｉ_qDC
ｉ_qs＝（Ｅ₅／Ｅ₁）Ｉ_dDC
また、d軸電流Ｉ_dは、前記（２３）式で定義されている。

一方、上記（２７）式、（２８）式及び前記（２３）式より平均トルクＴ₀、cos振幅Ｔ_6C、sin振幅Ｔ_6Sは下式のように算出される。
Ｔ₀＝(2/3)Ｅ₁（Ｉ_qDCＫ_1C＋Ｉ_dDCＫ_1S） …………（２９）
Ｔ_6C＝(2/3)Ｅ₅（Ｉ_qDC（Ｋ_1C−Ｋ_5C−ｉ_dAMPＫ_1S）＋Ｉ_dDCＫ_5S）……（３０）
Ｔ_6S＝(2/3)Ｅ₅（−Ｉ_dDC（Ｋ_1C−Ｋ_5C−ｉ_dAMPＫ_1S）＋Ｉ_qDCＫ_5S）…（３１）
∵ Ｋ_1S＝Ｋ₁sin(η1)
Ｋ_1C＝Ｋ₁cos(η1)
Ｋ_5S＝Ｋ₅sin(η5)
Ｋ_5C＝Ｋ₅cos(η5)
上式では、求める４つの歪みパラメータ（Ｋ₁、Ｋ₅、η１、η５）を新たな４つのパラメータ（Ｋ_1S、Ｋ_1C、Ｋ_5S、Ｋ_5C）に変換しており、この新たな４つのパラメータが推定できれば、求める歪みパラメータ全てを算出可能である。上記新たな４つのパラメータはｑ軸電流値Ｉ_q及びｄ軸電流値Ｉ_dを各々変化させてトルクリップル測定を繰り返し行い、求められたデータよりｑ軸電流値及びｄ軸電流値と歪みパラメータとの関係として決定する。

そして、決定した歪みパラメータをパラメータ設定部７１に設定し、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１の算出式を、歪みを考慮した誘起電圧算出式（１７）及び（１８）式に変更し、実機にてトルクリップル測定を行い、測定結果を見ながらより効果的な値を最終的に決定する。この際、前述したｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出するために必要な値であるｉ_qc、ｉ_qsの算出にも誘起電圧の情報が用いられているため、歪みを考慮した誘起電圧で下記（３２）式及び（３３）式のように再構築し、ｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPのマップについても再構築する。

ｉ_qc＝（Ｋ₅Ｅ₅／Ｋ_1C ²Ｅ₁）Ｉ_qDC−（Ｋ_1SＫ₅Ｅ₅Ｋ_1C ²Ｅ₁）Ｉ_dDC ……（３２）
ｉ_qs＝（Ｋ₅Ｅ₅／Ｋ_1CＥ₁）Ｉ_dDC ……（３３）
そして、決定した歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１及びη５をパラメータ設定部７１に設定する。

次に、上記本発明の基礎となる第２の実施形態の動作を説明する。
先ず、前述した決定手法にて決定した歪みパラメータをパラメータ設定部７１に設定する。
この状態で、ステアリングホイール１を操舵すると、そのときの操舵トルクＴが操舵トルクセンサ３で検出されると共に、車速Ｖが車速センサ２１で検出される。そして、検出された操舵トルクＴ及び車速Ｖが操舵補助電流指令値演算部５１に入力されることにより、この操舵補助電流指令値演算部５１で、図４の操舵補助電流指令値算出マップを参照して操舵補助電流指令値Ｉ_refを算出すると共に、算出した操舵補助電流指令値Ｉ_refに基づきマップを参照してｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMPを算出する。

そして、算出された操舵補助電流指令値Ｉ_refがベクトル制御電流指令値演算部５２のｄ軸電流指令値演算部６３及びｑ軸電流指令値演算部６２に供給される。
一方、ロータ位置検出回路１３で検出されたモータ角度検出信号θｍが電気角演算部５０に供給されて電気角θｅに変換される。
そして、操舵補助電流指令値演算部５１で算出された操舵補助電流指令値Ｉ_ref、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC、ｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMP及び電気角θｅがベクトル制御電流指令値演算部５２に供給される。
一方、電流検出部５７で検出されたＩ_adet、Ｉ_cdet及び同検出部内で推定されたＩ_bdetが３相／２相変換部７２にてｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qに変換されてｄ−ｑ軸誘起電圧演算部４１に含まれるパラメータ設定部７１に入力され、入力されたｄ軸電流値Ｉ_d及びｑ軸電流値Ｉ_qに従い歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１、η５を出力し、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１は出力された歪みパラメータＫ₁、Ｋ₅、η１、η５及び電気角θｅに基づき歪みを考慮した誘起電圧であるｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出し、これらをｄ軸電流指令値演算部６３及びｑ軸電流指令値演算部６２に供給する。

このため、ｄ軸電流指令値演算部６３では、操舵補助電流指令値Ｉ_ref、ｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPとｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eとに基づいて前述した（２３）式の演算を行ってｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出する。
一方、ｑ軸電流指令値演算部６２では、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref、操舵補助電流指令値Ｉ_ref及び誘起電圧ｅ_d0E，ｅ_q0Eに基づいて前記（１８）式の演算を行ってトルク変動を生じないｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを算出する。

そして、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefが２相／３相変換部６４に供給されることにより、３相電流指令値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefに変換されて、これら３相電流指令値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefが減算部５３ａ、５３ｂ及び５３ｃに供給されて、モータ電流検出部５７で検出されたＩ_adet、Ｉ_cdet及び同検出部５７内で推定されたＩ_cdetを減算することにより、電流偏差ΔＩａ、ΔＩｂ及びΔＩｃが算出される。これら電流偏差ΔＩａ、ΔＩｂ及びΔＩｃがＰＩ制御部５４でＰＩ制御されて電圧指令値Ｖ_aref、Ｖ_bref及びＶ_crefに変換され、これら電圧指令値Ｖ_aref、Ｖ_bref及びＶ_crefに基づいてＰＷＭ制御部５５で、パルス幅変調信号が形成され、これがインバータ回路５６に供給されて３相電流が電動モータ１２に供給されることにより、電動モータ１２が駆動されて操舵補助電流指令値Ｉ_refに応じた操舵補助力を発生する。そして、電動モータ１２で発生された操舵補助力が減速ギヤ１１を介してステアリングシャフト２の出力軸２ｂに伝達されて、ステアリングホイール１を軽い操舵力で操舵することができる。

このとき、前述したように、ベクトル制御電流指令値演算部５２のｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１で、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値を利用してｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出するので、電機子起磁力による誘起電圧の歪みを考慮したｄ軸誘起電圧ｅ_d0E及びｑ軸誘起電圧ｅ_q0Eを算出することができ、誘起電圧の歪みに対してもトルクリップルを効果的に抑制することができる。
また、パラメータ設定部７１に供給するｄ軸電流値及びｑ軸電流値を、２相電流検出値から残りの１相電流検出値を推定し、３相／２相変換して算出するようにしているので、相電流検出部の数を減少させて製造コストを低減することができる。
本発明の基礎となる第２の実施形態の構成にて実機確認を行った結果を図２７に示す。本手法の実施後ではトルクリップル６次成分が低減され全体的なトルクリップルも低減されており、本発明の基礎となる第２の実施形態の効果が確認された。また、高電流域での平均トルクが上昇することも確認され、ステータ磁化特性の非線形性によるトルクのへたりに対する改善効果も確認された。
しかも、上述したように、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefを前記（９）式の演算を行うことにより、算出するので、電源電圧を有効利用した高調波モータ制御を行うことができる。

また、上記本発明の基礎となる第２の実施形態のように、ｄ軸電流指令値Ｉ_drefを算出する際に使用するｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPをｄ軸電流振幅指令値算出マップを参照して算出することにより、前述した（１４）式の複雑な演算を行うことなく、容易にｄ軸電流振幅指令値ｉ_dAMPを算出することができる。
なお、上記本発明の基礎となる第２の実施形態においては、実機でのトルクリップル測定の結果より誘起電圧の歪みパラメータの推定を行ったが、例えば、磁気解析により誘起電圧の歪みパラメータが予めわかる場合は、そのパラメータを用いてもよい。

また、上記本発明の基礎となる第２の実施形態では歪みを考慮するパラメータをd-q軸誘起電圧演算部６１に組み込む場合、ｅ_d0、ｅ_q0をｅ_d0E、ｅ_q0Eへ変更することを前提としているが、以下の式を利用して歪みを考慮しない誘起電圧（無通電状態での誘起電圧）ｅ_d0、ｅ_q0よりｅ_d0E、ｅ_q0Eを求めてもよい。
ｅ_d0E＝Ｅ₁（Ｋ_1S＋Ｋ_5S）＋Ｋ_5Cｅ_d0−Ｋ_5Sｅ_q0
ｅ_q0E＝Ｅ₁（Ｋ_1C−Ｋ_5C）＋Ｋ_5Sｅ_d0＋Ｋ_5Cｅ_q0
また、上記本発明の基礎となる第２の実施形態では演算負荷の増大、及び推定パラメータの多様化を避けるため、誘起電圧は５次までの考慮としたが、磁気解析等の結果により予めパラメータがわかり、高速演算が可能である場合にはこの限りではない。

さらに、上記本発明の基礎となる第２の実施形態では、ｄ−ｑ軸誘起電圧演算部６１におけるパラメータ設定部７１で実測した２相電流検出値から１相電流検出値を推測し、３相／２相変換して算出されたｄ軸電流値及びｑ軸電流値を利用する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、実測した３相電流検出値を３相／２相変換して算出されたｄ軸電流値及びｑ軸電流値を利用してもよく、この場合には推定演算誤差をなくし、より効果的にトルクリップルを抑制することができる。一方、ｄ軸電流指令値演算部６３で算出したｄ軸電流指令値I_dref及びｑ軸電流指令値演算部６２で演算したｑ軸電流指令値Ｉ_qref又はこれらｄ軸電流指令値I_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefに相当する指令値情報を利用するようにしてもよく、この場合には、演算処理での計算負荷を低減させることができる。

さらに、上記本発明の基礎となる第２の実施形態においては、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを２相／３相変換部６４で３相指令電流値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefに変換してから減算部５３ａ、５３ｂ及び５３ｃに供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２相／３相変換部６４を省略し、これに代えて電流検出部５７で検出したモータ電流検出値Ｉ_adet、Ｉ_bdet及び同検出部で推定した電流値Ｉ_cdetを３相／２相変換部に供給してｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流に変換し、変換したｄ軸検出電流及びｑ軸検出電流とｄ軸電流指令値演算部４３で演算したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値演算部６２で演算したｑ軸電流指令値Ｉ_qrefとの偏差を算出した後、偏差を２相／３相変換してＰＩ制御部５４に供給するようにしてもよい。

さらに、上記本発明の基礎となる第２の実施形態においては、３相ブラシレスモータに本発明を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、４相以上のｎ相ブラシレスモータにも本発明を適用することができる。
さらにまた、上記本発明の基礎となる第２の実施形態においては、モータ駆動制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等のｎ相ブラシレスモータを適用した機器に本発明を適用することができる。

次に、本発明の実施形態を図２８について説明する。
この本発明の実施形態は、前述した本発明の基礎となる第１の実施形態で歪んだ誘起電圧に合わせてトルク一定になるように電流指令値を生成する場合に加えて、高回転・高電流時に誘起電圧の歪みによる誘起電圧補償誤差が著しく大きくなる場合に、誘起電圧補償誤差を低減させるようにしたものである。
すなわち、本発明の実施形態においては、制御装置２０が、図２８に示すように、角速度演算部８０、電流指令値生成部８１、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２、２相／３相変換部８３、補償誘起電圧演算部８４、電流制御部８５、加算部８６、ＰＷＭ制御部８７、インバータ回路８８とで構成されている。
角速度演算部８０は、インバータ回路８８内でモータ電流を検出するロータ位置検出回路１３で検出したモータ角度θｍに基づいて電気角θｅ及びモータ角速度ωｍを演算する。

電流指令値生成部８１は、操舵トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ２１で検出した車速Ｖｓが入力されこれらに基づいて前述した図４の電流指令値算出用マップを参照して電動モータ１２に対する電流指令値Ｉ_refを生成し、生成した電流指令値Ｉ_refをｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２に出力する。
ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２は、前述した本発明の基礎となる第１の実施形態におけるｄ軸電流指令値算出部３４、誘起電圧モデル算出部３５及びｑ軸電流指令値算出部３６で構成され、電流指令値生成部８１で生成した電流指令値Ｉ_refに基づいて電動モータ１２のｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを演算し、これらｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを２相／３相変換部８３に出力する。

２相／３相変換部８３は、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２で生成したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを角速度演算部８０から出力される電気角θｅに基づいて２相／３相変換して各相電流指令値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefを算出し、算出した各相電流指令値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefを電流制御部８５に出力する。
補償誘起電圧演算部８４は、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２から出力されるｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefと角速度演算部８０から出力される電気角θｅ及びモータ角速度ωｍとが入力され、これらに基づいて下記（３４）式の演算を行って、電動モータ１２の各相の誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃを演算し、これら誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃをフィードフォワード補償値として加算部８６に出力する。

ｅ＾ａ＝Ｋ₁Ｅ₁ωｍｓｉｎ（θ＋η１）＋Ｋ₅Ｅ₅ωｍｓｉｎ（５θ＋η５）
ｅ＾ｂ＝Ｋ₁Ｅ₁ωｍｓｉｎ（θ−（２／３）π＋η１）
＋Ｋ₅Ｅ₅ωｍｓｉｎ（５（θ−（２／３）π）＋η５）
ｅ＾ｃ＝Ｋ₁Ｅ₁ωｍｓｉｎ（θ＋（２／３）π＋η１）
＋Ｋ₅Ｅ₅ωｍｓｉｎ（５（θ＋（２／３）π）＋η５）
…………（３４）

電流制御部８５は、前述した本発明の基礎となる第２の実施形態における減算部３３ａ〜３３ｃ及びＰＩ制御部３４で構成され、２相／３相変換部８３から出力される相電流指令値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefとインバータ回路８８内に設けられたモータ電流検出部８７で検出された電動モータ１２の各相電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃとが入力され、これらの電流偏差ΔＩ_A〜ΔＩ_Cを算出し、これら電流偏差ΔＩ_A〜ΔＩ_Cを例えばＰＩ制御処理して電圧指令値Ｖ_aref〜Ｖ_crefを算出し、算出した電圧指令値Ｖ_aref〜Ｖ_crefをＰＷＭ制御部８７に出力する。
ＰＷＭ制御部８７は、電流制御部８５から出力される電圧指令値Ｖ_aref、Ｖ_bref及びＶ_crefに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成してインバータ回路８８に出力する。
インバータ回路８８では、２相／３相変換部８３で変換された相電流指令値Ｉ_aref、Ｉ_bref及びＩ_crefに応じた相電流Ｉｍａ、Ｉｍｂ及びＩｍｃを電動モータ１２に供給する。

この本発明の実施形態によると、前述した本発明の基礎となる第１及び第２の実施形態における制御装置２０の構成に補償誘起電圧演算部８４が設けられ、この補償誘起電圧演算部８４で、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２で演算されたｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefと角速度演算部８０で演算された電気角θｅ及びモータ角速度ωｍとに基づいて電動モータ１２の各相の誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃを算出する。このため、算出される誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃは歪んだ誘起電圧波形に応じた値となり、これら誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃをフィードフォワード補償値として加算部８６に供給する。

このため、加算部８６で、電流制御部８５から出力される電圧指令値Ｖ_aref、Ｖ_bref及びＶ_crefに誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃが個別に加算されるので、歪んだ誘起電圧波形に応じた誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃでフィードフォワード補償を行うことになり、高回転・高電流時に生じる電流制御系の外乱である誘起電圧の歪みによる誘起電圧補償誤差を低減することができる。このため、電動モータ１２に供給する実電流が電流指令値により正確に追従し、期待の操舵補助トルクが得られると共に、補償誤差による高調波振動が減るため、良好な操舵性能を発揮することができる。
なお、上記本発明の実施形態においては、補償誘起電圧演算部８４にｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２で演算したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを供給する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２で演算されるｑ軸電流指令値Ｉ_qrefは、電流指令値生成部６１から入力される電流指令値Ｉ_refに基づいて算出されるので、図２９に示すように、ｑ軸電流指令値Ｉ_qrefに代えて電流指令値生成部８１で算出される電流指令値Ｉ_refを補償誘起電圧演算部８４に供給するようにしても上述した本発明の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

また、上記本発明の実施形態においては、補償誘起電圧演算部８４で電動モータ１２の各相に応じた３相の誘起電圧補償値ｅ＾ａ〜ｅ＾ｃを算出する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図３０に示すように、２相／３相変換部８３と電流制御部８５及び加算部８６とを入れ換えると共に、モータ電流検出部８７で検出したモータ電流Ｉｍａ〜Ｉｍｃを３相／２相変換部９１に供給してｄ軸モータ検出電流Ｉｍｄ及びｑ軸モータ検出電流Ｉｍｑに変換して電流制御部８５に供給し、電流制御部８５で、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefとｄ軸モータ検出電流Ｉｍｄ及びｑ軸モータ検出電流Ｉｍｑとの電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑを算出し、算出した電流偏差ΔＩｄ及びΔＩｑを例えばＰＩ制御処理して電圧指令値Ｖ_dref及びＶ_qrefを算出するように構成する。

また、補償誘起電圧演算部８４を、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２から入力されるｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefと角速度演算部６０から入力される電気角θｅ及びモータ角速度ωｍとに基づいてｄ軸誘起電圧補償値ｅ＾ｄ及びｑ軸誘起電圧補償値ｅ＾ｑを算出するように構成し、算出したｄ軸誘起電圧補償値ｅ＾ｄ及びｑ軸誘起電圧補償値ｅ＾ｑをフィードフォワード補償値として加算部８６に供給するようにしてもよい。この場合には、補償誘起電圧演算部８４でｄｑ軸２相分の誘起電圧補償値を演算すればよいので、演算負荷を低減することができると共に、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefに応じた誘起電圧補償値を演算することができる。

さらに、上記本発明の実施形態においては、補償誘起電圧演算部８４にｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２で演算したｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを入力する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図３１に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefに代えて、モータ電流検出部８７で検出したモータ電流Ｉｍａ〜Ｉｍｃを図３０と同様に３相／２相変換部９１に供給してｄ軸電流検出値Ｉｍｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｍｑに変換し、これらを補償誘起電圧演算部８４に供給して、これらｄ軸電流検出値Ｉｍｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｍｑと角速度演算部８０から入力される電気角θｅ及びモータ角速度ωｍとに基づいて電動モータ１２の各相の誘起電圧補償値ｅ＾ａ、ｅ＾ｂ及びｅ＾ｃを算出するようにしてもよい。この場合には、電流検出値に応じた誘起電圧補償値を演算することができる。

さらにまた、上記本発明の実施形態においては、ｄ−ｑ軸電流指令値演算部８２が第１の実施形態におけるｄ軸電流指令値演算部３４、誘起電圧モデル算出部３５及びｑ軸電流指令値算出部３６で構成されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、前述した第２の実施形態におけるベクトル制御電流指令値演算部５２で構成するようにしてもよく、この場合には、電流指令値生成部８１で電流指令値Ｉ_refに基づいてｄ軸直流電流指令値Ｉ_dDC及びｄ軸電流振幅指令値Ｉ_dAMPを出力するように構成すればよい。
なおさらに、上記本発明の実施形態においては、本発明を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電動ブレーキ装置などの車載電動機器や他の電動機器等のｎ相ブラシレスモータを適用した機器に本発明を適用することができる。

補償用誘起電圧を演算して、この補償用誘起電圧でフィードフォワード補償することにより、電流制御系の外乱である誘起電圧補償誤差を低減することができ、実電流が電流指令値により追従し、期待のトルクが得られると共に、補償誤差による高調波振動を低減させることができるモータ駆動制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置を提供することができる。

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…操舵トルクセンサ、８…ステアリングギヤ、１０…操舵補助機構、１２…３相ブラシレスモータ、１３…ロータ位置検出回路、２０…操舵補助制御装置、２１…車速センサ、８０…角速度演算部、８１…電流指令値生成部、８２…ｄ−ｑ軸電流指令値演算部、８３…２相／３相変換部、８４…補償誘起電圧演算部、８５…電流制御部、８６…加算部、８７…ＰＷＭ制御部、８８…インバータ回路

Claims (8)

1. ３以上の相数ｎの電動モータを駆動するモータ駆動制御装置であって、
   前記電動モータを駆動する電流指令値を演算する電流指令値演算部と、前記電動モータのモータ角度を検出するモータ角度検出部と、前記電動モータのモータ角速度を検出するモータ角速度検出部と、前記モータ角速度で回転するｄ−ｑ座標に沿って演算されたｄ軸電流及びｑ軸電流値の少なくとも一方と、前記モータ角速度及び前記モータ角度とに基づいて補償用誘起電圧を演算する補償誘起電圧演算部とを備え、前記電動モータの誘起電圧を前記補償誘起電圧演算部で演算した補償用誘起電圧でフィードフォワード補償することを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記電動モータの各相で行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記誘起電圧のフィードフォワード補償は、前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標上で行うことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記補償誘起電圧演算部に入力する前記ｄ軸電流値及びｑ軸電流値の少なくとも一方は、前記電流指令値より算出されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の少なくとも一方、又は当該ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の少なくとも一方に相当する指令値情報であることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記補償誘起電圧演算部に入力するｄ軸電流及びｑ軸電流の少なくとも一方は、前記電流検出部で検出された検出相電流を前記モータ角速度に相当する周波数で回転するｄ−ｑ座標でｎ相／２相変換したｄ軸電流値及びｑ軸電流値の少なくとも一方であることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記電動モータの誘起電圧は、矩形波誘起電圧及び正弦波に高調波成分を含む疑似矩形波誘起電圧の何れか一方であることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記電流指令値演算部は、前記電動モータの電流指令値を作成する電流指令値作成部と、該電流指令値作成部で作成した電流指令値に基づいて前記モータ角速度で回転するｄ−ｑ座標に沿って演算されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を算出するｄ−ｑ軸電流指令値演算部とを少なくとも備え、前記ｄ−ｑ軸電流指令値演算部は、誘起電圧モデルを算出する誘起電圧モデル算出部と、前記目標電流指令値に基づいてｄ軸直流成分を算出するｄ軸電流直流成分算出部と、前記電流指令値に基づいてｄ軸電流の振幅を決定する振幅係数を算出するｄ軸振幅係数算出部と、前記電流指令値、前記モータ角度に基づいて算出される電気角、誘起電圧モデル及び前記ｄ軸直流成分に基づいてトルクを一定とする擬似ｑ軸電流を算出する擬似ｑ軸電流算出部と、該擬似ｑ軸電流算出部で算出した擬似ｑ軸電流に基づいて擬似ｑ軸電流の振幅成分の逆位相又は正位相となるｄ軸位相電流成分を算出するｄ軸電流位相成分算出部と、前記ｄ軸直流成分、前記ｄ軸振幅係数、前記ｄ軸位相成分に基づいてｄ軸目標電流を算出するｄ軸目標電流算出部と、該ｄ軸目標電流算出部で算出したｄ軸目標電流と、前記目標電流指令値、前記電気角、当該電気角に基づいて算出される電気角速度及び誘起電圧モデルとに基づいてトルクを一定とするｑ軸電流指令値を算出するｑ軸目標電流算出部とを少なくとも備えていることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置。
8. 操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータを前記請求項１乃至７の何れか１項に記載のモータ駆動制御装置で駆動制御するようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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