WO1998040964A1 - Dispositif de commande de moteur asynchrone - Google Patents

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WO1998040964A1
WO1998040964A1 PCT/JP1997/000752 JP9700752W WO9840964A1 WO 1998040964 A1 WO1998040964 A1 WO 1998040964A1 JP 9700752 W JP9700752 W JP 9700752W WO 9840964 A1 WO9840964 A1 WO 9840964A1
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induction motor
voltage
primary
polyphase
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PCT/JP1997/000752
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Toshiyuki Kaitani
Tetuaki Nagano
Akira Imanaka
Yasuhiro Shiraishi
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency

Definitions

  • a test power is supplied by a multiphase inverter to measure electrical constants such as primary and secondary resistances and leakage inductance of a polyphase induction motor, and the measurement result is used as a parameter for drive control.
  • the present invention relates to an induction motor control device that sets and drives and controls a polyphase induction motor.
  • the values of the primary and secondary winding resistances, primary and secondary leakage inductances, and mutual inductance, which are the electrical constants of the induction motor, may be required.
  • FIG. 1 As one of the prior arts having a function of measuring these electric constants and setting them in an induction motor control device, there is one shown in FIG.
  • FIG. 12 shows a main system configuration of a conventional induction motor control device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 7-325125, wherein 1 is an induction motor, 2 is an induction motor, 3 is a current detector, 4 is a voltage detector, 5 is a magnetic flux torque control means, 6 is a no-load test means, 7 is a DC test means, 8 (1) to 8 (n) are single-phase test means, and 9 is a constant.
  • Calculation means 10 is a selector, and 11 is a setting storage means.
  • the inverter 1 receives a switching signal output from the selector 10 and is operated according to the switching signal.
  • the inverter 1 applies a voltage to the induction motor 2 by the inverter 1.
  • the selector 10 has a plurality of single-phase test means 8 (1) to 8 (n). Output switching signals are sequentially selected and output to the inverter 1. With the induction motor 2 stopped, a single-phase AC voltage is applied between two of the three-phase input terminals.
  • each single-phase testing means 8 for the frequency of the voltage applied to the induction motor 2, (n) is assumed to be different from each (1) 88 (n) inputs the current and voltage detected by the current detector 3 and the voltage detector 4 to determine the magnitude and phase of the fundamental wave, and from the relationship, the primary and secondary leakage inductances (L 0 1 1 + L 02 1) ⁇ (L 0 1 n + L 02 n) and the sum of the primary and secondary winding resistances (R 1 1 + R 2 1) ⁇ (R 1 n + R 2 n), and outputs it to the constant calculation means 9 together with the frequency of the voltage (F 1 to F n).
  • phase test means 8 (1) to 8 (n) be the leakage inductance (L 1 to n).
  • the frequency change characteristics of the leakage inductance be the variable of the frequency of the applied voltage
  • the m-th order polynomial that satisfies (m ⁇ n-1) be the following equation.
  • L A 'F (power m) + B. F (power m-1) +. ⁇ -+ Z. ⁇ (1)
  • (1) is measured at frequencies (F1 to Fn).
  • the coefficients A, B, and Z can be obtained by the undetermined coefficient method by substituting the leakage inductance (L1 to Ln). Then, since the value of the frequency 0 Hz is adopted, only the zero-order component Z needs to be calculated, and the calculation is very simple.
  • the zero-order component of this m-th order polynomial is the estimated true value L of the leakage inductance.
  • Fig. 13 is an explanatory diagram showing how the secondary resistance changes with the secondary frequency due to the skin effect, and shows a 3.7 KW induction motor with a deep groove type secondary conductor shape as an example. Was.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing how the secondary resistance changes with the secondary frequency due to the skin effect, and shows a 3.7 KW induction motor with a deep groove type secondary conductor shape as an example. Was.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing how the secondary resistance changes with the secondary frequency due to the skin effect, and shows a 3.7 KW induction motor with a deep groove type secondary conductor shape as an example. Was.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing how the secondary resistance changes with the secondary frequency due to the skin effect, and shows a 3.7 KW induction motor with a deep groove type secondary conductor shape as an example. Was.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing how the secondary resistance changes with the secondary frequency due to the skin effect, and shows a 3.7 KW induction motor with
  • FIG. 13 (a) is an explanatory diagram showing the relationship between the secondary frequency (Hz) and the secondary resistance ( ⁇ ), and FIG. 13 (b) is a diagram showing FIG. 13 (a).
  • FIG. 4 is an explanatory diagram in which the range of the secondary resistance in the low frequency portion is enlarged, and as indicated by the true value indicated by the bold solid line, the secondary resistance increases due to the skin effect as the secondary frequency increases.
  • the quadratic, cubic, and quaternary approximations indicate the curves obtained by polynomial approximation.
  • Figure 13 (c) is an explanatory diagram of the problem of the curve obtained by polynomial approximation. As can be seen from Fig. 13 (b), the higher the order of the polynomial approximation, the closer to the true value. However, it is necessary to measure at a frequency of ⁇ . In this example, the error from the true value is considerably reduced in the fourth order approximation.
  • the fourth-order approximation # 1 shown in Fig. 13 (c) shows the case where measurement was possible without error at each frequency in the fourth-order approximation, and the fourth-order approximation # 2 was the frequency of one point (in the figure, The estimation result when the measurement at 22 Hz) has a 0.005 ⁇ error is shown.
  • the error of the secondary resistance at 0 Hz greatly increases due to the measurement error of the frequency of one point.
  • a slight error in the measured value has a very large effect on the estimated resistance value in the unmeasured region.
  • the secondary frequency is only a few Hz in normal operation because the slip is small.
  • the rated load is 4 Hz. Therefore, the secondary resistance required in normal operation is about several Hz.
  • the equivalent circuit of an induction motor is well known in Fig. 14, and when a voltage of about several Hz is applied, almost no current flows to the secondary side, but flows through the mutual inductance M. Accurately measure the secondary resistance It is necessary to estimate the required frequency from a higher frequency than the normal operation state.
  • the secondary resistance at low frequencies required during normal operation cannot be directly measured at that frequency, and the secondary resistance during normal operation is determined using the measured secondary resistance at a higher frequency than during normal operation. Must be estimated.
  • the order of approximation must be 4th order or higher, that is, 5 or more frequencies must be measured to improve accuracy Obviously
  • the measurement accuracy at each frequency must be extremely high. If errors are included, a large error will occur when estimating the secondary resistance at the normal operating frequency.
  • FIG. 15 is a block diagram of a conventional induction motor control device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 6-98595, and in this publication, in particular, FIG. A method for measuring the secondary plus secondary combined resistance (R 1 + R 2) and the combined leakage inductance (L 1 + L 2) is disclosed.
  • 21 is an AC power supply
  • 22 is a rectifier circuit
  • 23 is a smoothing capacitor
  • 24 is an inverter
  • 25 is an induction motor
  • 26 is a current detector.
  • 27 is a gate circuit that generates a PWM signal
  • 28 is a speed sensorless vector control that controls to follow the speed command ⁇ r during normal operation
  • 29 is a sine wave modulation signal
  • Inverter 24 is operated via the inverter circuit 27, and single-phase AC excitation processing is performed in which an AC current is supplied to the induction motor 25 by the AC excitation voltage.30 is the active power component current Iq and reactive power component current.
  • Id arithmetic processing, 31 1 is primary and secondary combined resistance and combined leakage inductance calculation processing It is.
  • Reference numeral 32 denotes a control circuit, which includes components denoted by reference numerals 28 to 31.
  • the effective power component current Iq and the reactive power component current Id calculation processing 30 are as follows, assuming that the rotational phase command from the fixed coordinates of the U-phase motor current iu and the excitation voltage vector is set to 0,
  • the current I q, 1.4 1 4 'sin 0-iu is integrated for each sample period in one cycle of the primary frequency and divided by the number of integrations to obtain the reactive power current I d — 1.4.14 ⁇ cos ⁇ ⁇ Integrates iu at every arbitrary sample period in one cycle of the primary frequency, and divides by iu.
  • the primary and secondary combined resistance and combined leakage inductance calculation processing is performed by inverting the primary and secondary combined resistance (R1 + R2) and the primary and secondary combined leakage inductance (L1 + L2). From the evening primary frequency command ⁇ 1 and the primary voltage command value V c 1, it is calculated by the following formula.
  • the conventional induction motor control device shown in Fig. 15 determines the combined primary and secondary resistances and leakage inductance by applying a single phase.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a conventional induction motor control device described in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 4-1364384.Especially, at startup, the primary resistance R 1 and the secondary resistance R 2 of the motor are estimated. Techniques are disclosed.
  • the DC voltage signal generator 51 temporarily supplies the DC voltage via the switch 52 for a certain period of time from immediately after the start signal ST rises from zero to when the magnetic flux command ⁇ * rises to 50%.
  • the PWM inverter 41 applies a DC voltage to the motor 42 on average by pulse width control.
  • the starting current detecting means 57 determines the current of one phase of the motor 42 after a certain period of time from when the DC voltage is applied from the PWM inverter 41 to the motor 42 to when the magnetic flux command ⁇ * rises to 50%.
  • the current is referred to as a starting current.
  • the resistance estimating means 55 includes a primary current R 1 n and a secondary resistance R 2 n of the motor 42 when the temperature of the motor 42 is at the reference temperature state, and a starting current detecting means 57 when the temperature of the motor 42 is at the reference temperature state.
  • a reference value storage 56 which stores the output startup current In of the motor 42, and a startup current I and an output of the reference value storage 56 which are output from the startup current detection means 57 when the temperature of the motor 42 is not specified. Enter the primary resistance R 1 n, secondary resistance R 2 n and In at the reference temperature,
  • R 1 ⁇ K r 1 (I n- I) / I + 1 ⁇ R 1 n ⁇ (4)
  • R 2 ⁇ K r 2 (I n-1) / I + 1 ⁇ R 2 n ⁇ ⁇ ⁇ (5)
  • the primary resistance R 1 and the secondary resistance R 2 of the electric motor 42 are estimated by the calculation of the equations (4) and (5) (K r 1 and K r 2 are correction coefficients).
  • the motor 42 is started after a certain time from when the DC voltage is started to be applied to the motor 42 by the PWM inverter 41 until the magnetic flux command ⁇ * rises to 50%.
  • Current detection of one-phase starting current The resistance is detected by the detector 4 and the resistance is estimated. Since the primary resistance R 1 and the secondary resistance R 2 are assumed to be the same, the estimated primary resistance R 1 and secondary resistance R 2 are the primary resistance R 1 at the standard temperature. n and the secondary resistance R 2 n are close to actual values, and there is a problem that there is an error if the temperature between the primary resistance and the secondary resistance is not always constant.
  • the conventional induction motor control device as described above has the following problems.
  • polynomial approximation originally seeks a curve that correctly passes through the measurement point.For example, by measuring from 10 Hz to 60 Hz as in the case of secondary resistance estimation, the secondary resistance at 4 Hz is measured. It is not suitable for finding a curve outside the measurement range, such as when you want to find a curve. Therefore, the curve outside the measurement range changes greatly in order to make the error in the measurement value at each measurement point a little more in the curve that approximates the measurement value with the error. In other words, in order to use the polynomial approximation, the measured values at each measurement frequency must have no error, and it is extremely difficult to perform actual measurements.
  • the error increases when the temperature of the primary resistance and the secondary resistance is not constant.
  • a DC voltage is applied at startup and the resistance is estimated by looking at the current value after a specific interval.
  • a DC current is applied to measure the primary resistance, and the method of obtaining the resistance from the voltage / current after it has reached a sufficiently steady state is based on the fact that the current value changes under the influence of the resistance value even in the transient state. It is only calculated by proportional calculation, and the change may not be proportional in some cases, and it contains many errors. Also, since the secondary resistance is similarly calculated by the proportional calculation, if the primary and secondary temperatures are different, there will be an error by the resistance change due to the temperature difference.
  • a first object of the present invention is to take into account the effect of the skin effect accurately with a small measurement frequency without taking much time for measurement.
  • the second object of the present invention is to provide an induction motor control device with improved control performance by improving the measurement accuracy of the secondary resistance and the leakage inductance, and to consider the mutual inductance when measuring the resistance and the leakage inductance.
  • a third object of the present invention is to make it possible to directly estimate the primary resistance and the secondary resistance, instead of calculating the proportional resistance, by Is to provide an induction motor controller with improved control performance by such a small error even when the secondary temperature is different.
  • the first calculating means calculates the secondary winding resistance R2 and the leakage inductance L corresponding to each of the test conditions using at least three test power sources having different frequencies f. Then, the second calculating means has a rational function including a quadratic expression of a frequency f in a denominator and a numerator in the secondary winding resistance R 2 and the leakage inductance L, respectively.
  • the induction motor control device of the present invention calculates the secondary winding resistance R 2 and the leakage inductance L corresponding to each of the test conditions using the test power supply having three different frequencies f, and calculates a simple rational Function
  • the secondary resistance and leakage inductance at the secondary slip frequency of the induction motor required during actual operation can be calculated and measured with high accuracy.
  • the second calculating means calculates only the coefficients a 1 and b 1 and calculates the secondary winding resistance R 2 and the leakage inductance L corresponding to the low secondary sliding frequency. Therefore, the secondary resistance and leakage inductance at the secondary slip frequency of the induction motor required for actual operation in a short time can be accurately determined. An effect that can be calculated and measured is provided.
  • the first calculating means calculates a first secondary winding resistance R2 at a predetermined frequency f
  • the second calculating means calculates the second secondary winding resistance R2.
  • the arithmetic means substitutes the predetermined frequency f into the rational function previously determined to determine the second secondary winding resistance R2, and substitutes the required secondary slip frequency f to obtain the third secondary winding resistance R2.
  • R 2 is obtained, and the required secondary winding resistance is obtained by multiplying the third secondary winding resistance R 2 by the ratio of the second secondary winding resistance R 2 to the first secondary winding resistance R 2. Since R2 is obtained, the effect that the secondary resistance and the leakage inductance at the secondary slip frequency of the induction motor required for actual operation in a short time can be calculated and measured with high accuracy.
  • the power calculating means calculates the active power P and the reactive power Q corresponding to the test power supply of the frequency f
  • the first calculating means calculates the phase voltage corresponding to the frequency f. From the peak value Vp, primary angular frequency ⁇ , active power ⁇ and reactive power Q, primary winding resistance R 1 measured in advance, and the secondary resistance R 2 d and 2 according to the equation obtained from the L-type equivalent circuit
  • the second calculation means calculates the secondary leakage inductance L2d and calculates the secondary winding resistance R2 and the secondary leakage inductance L obtained from the T-type equivalent circuit.
  • the secondary winding resistance R 2 d and the secondary leakage inductance L 2 d determined by the stage and the secondary self-inductance LL 2 measured in advance the secondary winding resistance R 2 and the secondary leakage Since the inductance L is calculated, the secondary winding resistance and the leakage inductance are calculated using active power and reactive power.
  • the calculation considering the mutual inductance can be obtained without using convergence calculation or the like.Therefore, complicated programming such as convergence calculation can be omitted, and the mutual inductance can be considered. This has the effect of reducing errors in calculating and measuring secondary winding resistance and leakage inductance.
  • the induction motor control device of the present invention is obtained from an L-type equivalent circuit.
  • the operation expression is
  • R 2 d P. V p 2 / (2. (P 2 + Q 2 ))-R 1
  • L L 2 d + (2 ⁇ L 2 d-LL 2).
  • R 2 R 2 d-LL 2 2 / (LL 2-L 2 d) 2
  • the electric power calculation means determines the instantaneous active power and the instantaneous reactive power of the single-phase AC current supplied from the multiphase inverter to the polyphase induction motor, Since the high-frequency components are filtered from the instantaneous active power and the instantaneous reactive power, the effective power and reactive power can be accurately measured without restricting the motor.
  • the power calculation means may use a notch filter to filter a frequency component twice the applied voltage from the instantaneous active power and the instantaneous reactive power by using a notch filter. Is filtered by a mouth-pass filter, so that the active power and the reactive power can be measured more accurately.
  • the test power supply command means outputs a command voltage so as to supply an effective value current specified to the polyphase induction motor to the polyphase inverter. It has the effect of accurately measuring the secondary winding resistance and the leakage inductance corresponding to the effective current value during actual operation with respect to the secondary winding resistance and the leakage inductance that change according to the current value.
  • the test power supply command means raises a command voltage for the polyphase inverter at a predetermined rate of increase, and the polyphase inverter becomes multiphase with the increase of the command voltage.
  • the square of the effective value current supplied to the induction motor The command voltage rise is stopped when the time average value is equal to or greater than 1/3 of the specified RMS current, so the RMS current required for measuring active power and reactive power can be easily set. To play.
  • the test power supply command means outputs the command voltage all the time through the polyphase inverter, and the power calculation means uses the correction phase corresponding to the delay caused by the measurement and the calculation to correct the phase of the command voltage. Calculates the active power P and reactive power Q by compensating for the phase difference of the command voltage that affects the measurement results of active power and reactive power. This has the effect of accurately measuring the power and reactive power without changing the measurement results.
  • the current control means controls the multi-phase inverter to apply a predetermined DC command voltage to the stopped multi-phase induction motor to supply a DC current, and to estimate the resistance.
  • the means inputs the DC voltage and the DC current, calculates a combined resistance of the primary winding resistance and the secondary winding resistance in a first period immediately after the current supply of the current control means, and calculates the first period.
  • the primary winding resistance is calculated in the second period following the above, and the secondary winding resistance is estimated by subtracting the primary winding resistance calculated in the second period from the combined resistance calculated in the first period Therefore, the primary winding resistance and the secondary winding resistance can be estimated in a short time at the time of startup, and the primary winding resistance and the secondary winding resistance can be estimated at each startup by the temperature change. Even when changes occur, there is no lack of torque at startup. Further, even if the temperatures of the primary winding resistance and the secondary winding resistance are different, an effect is obtained that the primary winding resistance and the secondary winding resistance at each temperature can be obtained.
  • the induction motor control device of the present invention further comprises: a resistance estimating means, which includes a DC current supplied to the polyphase induction motor, a known circuit constant of the polyphase induction motor, and a feedback primary winding resistance and secondary winding.
  • the voltage estimator Separately returns to the voltage estimator, calculates the primary winding resistance from the integrator output in the second period, and measures the primary winding resistance measured in the second period from the combined resistance calculated in the first period And a resistance calculation means for feeding back the calculated primary winding resistance and the estimated secondary winding resistance to the voltage estimator, and when the deviation is less than a predetermined value.
  • the resistance value can be accurately estimated since the multi-phase induction motor is controlled using the primary winding resistance and the secondary winding resistance measured and estimated in the second period, the resistance value can be accurately estimated.
  • the induction motor control device of the present invention provides the resistance estimating means with a DC command voltage commanded to the polyphase induction motor, a known circuit constant of the polyphase induction motor, a feedback primary winding resistance, and a secondary winding resistance.
  • a multi-phase induction motor is controlled using the primary winding resistance and the secondary winding resistance measured and estimated in the second period when the deviation becomes equal to or less than a predetermined value. The resistance value can be accurately estimated.
  • the resistance calculating means separates the combined resistance calculated in the first period into a primary winding resistance and a secondary winding resistance at a predetermined ratio.
  • the estimation time of the resistance becomes longer when the ratio is unknown. The effect which can prevent is produced.
  • the induction motor control device of the present invention includes a primary winding resistance R 1 and a secondary winding resistance R 2 by applying an AC voltage obtained by applying an AC voltage to a polyphase induction motor in advance, and a resistance estimating means. Equipped with storage means for storing the ratio of the primary winding resistance R 1 and the secondary winding resistance R 2 due to the DC voltage application estimated almost simultaneously, and the primary winding resistances R 1 and secondary estimated by the resistance estimating means. Since the winding resistance R2 is corrected based on the ratio stored in the storage means, there is an effect that the resistance at the time of starting can be more accurately estimated.
  • the induction motor control device of the present invention controls the polyphase induction motor by estimating the primary winding resistance and the secondary winding resistance during the stop period of the polyphase induction motor in which the operation period and the stop period are repeated. Therefore, it is possible to estimate the resistance change due to the temperature change of the winding due to the operation and the stop, so that the resistance at the time of starting can be more accurately estimated.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an induction motor control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. Equivalent circuit diagram of an induction motor with a double-cage secondary conductor shape is a block diagram showing the induction motor control device of the present invention for finding the secondary resistance and leakage inductance in consideration of mutual inductance.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the induction motor controlled by the induction motor control device of the present invention.
  • FIG. 4 (a) is an L-type equivalent circuit diagram in which the mutual inductance M is approximated to be open
  • FIG. (B) is a T-type equivalent circuit diagram considering the mutual inductance M.
  • FIG. 4 (a) is an L-type equivalent circuit diagram in which the mutual inductance M is approximated to be open
  • FIG. (B) is a T-type equivalent circuit diagram considering the mutual inductance M.
  • FIG. 5 is a block diagram showing test power supply command means and power calculation means for calculating a secondary resistance and a leakage inductance by applying a single-phase voltage in the induction motor control device of the present invention
  • FIG. 6 is a control diagram of the induction motor control device of the present invention.
  • Equipment Block diagram showing test power supply command means and power calculation means for calculating active power and reactive power at designated currents.
  • FIG. 7 shows test power supply command means and power calculation means in the induction motor control device of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an induction motor control device according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 9 is an induction motor for explaining the operation of the induction motor control device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing another embodiment of the induction motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram of the induction motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of a result at the time of resistance value estimation
  • FIG. 12 is a block diagram showing a conventional induction motor control device in consideration of a skin effect
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing a conventional method of considering a skin effect
  • FIG. Figure 4 shows the induction motor Equivalent circuit diagram
  • Fig. 15 is a block diagram of a conventional induction motor controller having a single-phase constant measurement function
  • Fig. 16 is a block diagram of a conventional induction motor controller having a function of measuring resistance at startup. It is. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a block diagram showing an induction motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • reference numeral 101 denotes an inverter
  • reference numeral 102 denotes an induction motor
  • reference numeral 103 denotes a current detector for detecting a current supplied from the inverter 101 to the induction motor 102
  • reference numeral 104 denotes a current detector.
  • Reference numeral 105 denotes an active power for calculating active power P and reactive power Q using the current detected by the current detector 103 and the command voltage from the test power supply command means 104 ⁇ reactive power calculation and measurement means
  • reference numeral 106 denotes a power calculating means for calculating and measuring the secondary resistance R 2 and the leakage inductance L using the result measured by the power calculating means 105.
  • Conductance calculation and measurement means, 107 is the secondary resistance ⁇ ⁇ Leakage inductance calculation and measurement means
  • the secondary resistance corresponding to the command voltage of three different frequencies output from the means 106
  • the value taking into account the skin effect using the value of the leakage resistance and the leakage inductance Is a skin effect consideration calculation means for calculating
  • Reference numeral 108 denotes a secondary resistance leak leakage storage unit that stores the value output by the skin effect consideration calculation unit 107 for use during actual operation.
  • R 2 (f) (k 1 + k 2 -f 2 ) / (k 3 + k 4 -f 2 )--(6) where f is a frequency and k 1 to k 4 are constants.
  • R 2 (f) (a 1 + a 2 -f 2 ) / (l '+ a 3 -f 2 ) ⁇ --(7)
  • L20 is the secondary common leakage inductance
  • R2p is the resistance of the upper conductor of the double basket
  • R2s is the resistance of the lower conductor of the double basket
  • L2p is the resistance of the double basket.
  • L2s is the leakage inductance of the lower conductor of the double basket
  • Zr is the secondary-side combined impedance. This secondary side impedance Zr is expressed by the following equation. Rip- -R2s + R2p- R2s 2 + (Lis 2 .R2p + L2p 2 .R2s). (2 f
  • the real and imaginary parts are the properties of a rational function including a quadratic expression of frequency f.
  • the secondary conductor is treated as a series circuit of resistance and leakage inductance, so that the real part of the secondary composite impedance Z is the secondary resistance and the imaginary part is the secondary leakage inductance. Therefore, it is theoretically understood that in a double basket, the secondary resistance and the leakage inductance due to the secondary frequency can be expressed by a rational function including the quadratic equation of the frequency.
  • the secondary resistances R 2 (f 1), R 2 (f 2), and R 2 corresponding to the three frequencies f 1, f 2, and f 3 can be obtained by algebraic calculations.
  • the secondary resistance at a low frequency such as the number Hz, which cannot be measured if the coefficient is obtained, can be easily calculated.
  • the secondary resistance and the leakage inductance may be expressed by a rational function including the quadratic and quaternary equations of the frequency f, but the number of coefficients is five, and five different frequencies f1, f2, Secondary resistances at f3, f4, f5 R2 (f1), R2 (f 2), R 2 (f 3), R 2 (f 4), and R 2 (f 5), it is necessary to find five coefficients, which makes the calculation complicated and takes a long time to estimate the resistance. Become. In the above experiments, it was found that the quadratic rational function of the frequency f can estimate the 2-resistance and the leakage reactance with sufficient accuracy.
  • command voltages of three frequencies of 60 Hz, 35 Hz and 10 Hz are sequentially output from the test power supply command means 104. Based on the command voltage from the test power supply command means 104 at each frequency and the output of the current detector 103, the active power is calculated by the power calculation means 105. ⁇ Reactive power is obtained.
  • the test power supply may be a three-phase sine wave or a single-phase sine wave.
  • a frequency command of 10 Hz is output, the induction motor 102 starts rotating immediately, and the secondary resistance cannot be measured. Therefore, in the case of a three-phase sine wave, it is necessary to select a frequency higher than 10 Hz so that it does not start rotating while measuring the resistance and leakage reactance at that frequency. This frequency can be appropriately selected depending on the type of the load and the size of the load. Further, depending on the use conditions, the measurement can be performed with the rotating shaft of the induction motor 102 restricted.
  • the command voltage output from the test power supply command means 104 is used here for the arithmetic measurement of the active power and the reactive power
  • a voltage detector may be provided and the voltage detected at the terminal side of the induction motor may be used. If the active power and the reactive power are obtained in this way, the secondary resistance and the leakage inductance can be calculated.
  • the values of the secondary resistance at 60 Hz, 35 Hz, and 10 Hz are R 2 (60), R 2 (35), R 2 (10), and the value of the leakage inductance is L ( 60), L (3 5), L (1 0), the coefficients of the rational function are obtained as follows.
  • a 1 ⁇ -19-R2 (60) -R2 (35) + 343-R2 (60) -R2 (10) -324-R2 (35) -R2 (10) ⁇ / ⁇ 324-R2 (60) -343-R2 (35) + 19-2 (10) ⁇
  • a 2 ⁇ 19-R2 (60) -R2 (35) -28-R2 (60) -R2 (10) + 9-R2 (35) -R2 (10) ⁇ /
  • a 3 ⁇ -9-R2 (60) + 28-R2 (35) -19-R2 (10) ⁇ /
  • the slip frequency at the rated torque of the induction motor to be used is 4 Hz, and it is desired to set R 2 at that time with high accuracy, the secondary resistance R 2 at 4 Hz is calculated from the equation (7) using the above coefficient. You can ask.
  • the secondary resistance and leakage inductance thus obtained are stored in the secondary resistance / leakage inductance storage means 108 in FIG. 1 and used during actual operation. ⁇ Measurement of R2 and L considering mutual inductance>
  • FIG. Fig. 3 is a block diagram showing an induction motor control device that measures the secondary resistance and leakage inductance in consideration of the mutual inductance M.
  • Fig. 4 is an illustration of an equivalent circuit for one phase of the induction motor 102.
  • Fig. 4 (a) is an L-type equivalent circuit with the mutual inductance M released, and
  • Fig. 4 (b) is the mutual inductance.
  • T-type equivalent circuit that takes M into account.
  • 106 a is obtained by the L-type equivalent circuit at the required frequency.
  • Secondary resistance '' Leakage inductance Means 109 for calculating the secondary resistance and the leakage inductance in consideration of the mutual inductance M, and M for the secondary resistance and leakage inductance.
  • LL 2 is a secondary self-inductance
  • LL 2 M + L 2, which is obtained in advance by a known method.
  • the secondary resistance / leakage inductance calculation and measurement means 106 a calculates R 2 d and L 1 d + L 2 d by a calculation method often used when the mutual inductance M is approximated as open. Ask for:
  • the effective value of the phase current can be calculated from the instantaneous current, but can also be easily obtained as follows. 9
  • R 2 d P-V p 2 / (2-(P 2 + Q 2 ))
  • R 2 R 2 d-LL 2 2 / (LL 2— L 2 d) 2 ⁇ - ⁇ (18)
  • L L 2 d + (2-L 2 d-LL 2)-R 2 d 2 / (2-oj 2 -LL 2 2 )
  • the mutual frequency at the required frequency f The secondary resistance R 2 and the leakage inductance L can be determined in consideration of the inductance M, and errors due to the fact that the mutual inductance M is approximated to be released as in the related art can be eliminated.
  • FIG. 5 is a block diagram showing test power supply command means 104 and power calculation means 105 for calculating active power P and reactive power Q by applying a single-phase voltage.
  • reference numeral 104 denotes a test power supply command means for applying a single-phase voltage for a test, and includes an integrator 201 for integrating the angular frequency ⁇ of the applied voltage to obtain a phase 0 and a V p SIN ((). It has a SIN function generator 202 to output and a gain 203.
  • Reference numeral 105 denotes a power calculation means, which includes an adder 302 for subtracting ⁇ / 2 from the phase 0, a SIN function generator 303, 304, a multiplier 303, 306, and a filter 307, 308. Have.
  • V s V p ⁇ SIN (0) to the U phase, ⁇ V s to the V phase, and 0 to the W phase for an induction motor 102 with three phases, U phase, V phase, and W phase.
  • Vp is a constant voltage peak value. In either case, the induction motor does not rotate.
  • V s ⁇ i s V p ⁇ SIN ( ⁇ ) ⁇ I p ⁇ SIN (0- ⁇ )
  • the first item of equation (20) is the active power P and the DC amount. is there.
  • the two items are A component that vibrates at twice the applied frequency.
  • the instantaneous active power V s ⁇ is output from the multiplier 305 includes the active power P and a frequency component twice as high as the applied frequency.
  • the SIN function generator 304 outputs a voltage Vc delayed by 90 degrees ( ⁇ / 2) from vs,
  • the two items are components that vibrate at twice the applied frequency.
  • the instantaneous reactive power V c ⁇ is includes the reactive power Q and a frequency component twice as high as the applied frequency.
  • Active power P and reactive power Q are instantaneous active power V s ⁇ is and instantaneous reactive power V c ⁇ Calculate by filtering the frequency components twice as high as the frequency applied at “is” and higher frequency components using filters 307 and 308.
  • the filters 307 and 308 may be low-pass filters that can sufficiently attenuate the frequency component twice the applied frequency. However, in that case, it is necessary to use a low-pass filter that can sufficiently attenuate the double frequency component. In such a case, it is necessary to increase the order of the filter so that it does not take much time to find the active power P and the reactive power Q from the instantaneous active power V s ⁇ is and the instantaneous reactive power V c ⁇ is.
  • a more effective filtering method is to knock out twice the frequency components.
  • Filters 307 and 308 are configured so that they are attenuated by chip filters and higher frequency components are attenuated by lower-order mouth-pass filters. In this way, the active power P and the reactive power Q can be obtained in a short time.
  • the gain of the notch filter is used. Gain to attenuate 20 Hz, Gain to attenuate 70 Hz when 35 Hz is applied, Gain to attenuate 120 Hz when 60 Hz is applied And the low-order low-pass filter uses the same gain at all frequencies. In this way, there is no need to change the averaging time depending on the applied frequency as in the case where the secondary resistance and the inductance are obtained by averaging as described in the example of FIG. 12. In this experiment, the active power P and the reactive power Q could be obtained in about 1 second in experiments. ⁇ Measurement of R2 and L at specified current>
  • FIG. 6 is a block diagram showing test power supply command means and power calculation means for calculating active power P and reactive power Q at a specified current in the induction motor control device of the present invention.
  • the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
  • 204 is the value obtained by raising the voltage applied by the SIN function generator 202 with a constant slope and squaring the detected current at that time and averaging the time.
  • the voltage judgment means 204 stops increasing the voltage, the current is The effective value is irms.
  • ki ⁇ t (ki ⁇ t) 2 /6 ⁇ ⁇ ⁇ a (23).
  • the active power P and the reactive power Q can be measured at the specified effective current value, and the estimated variation in the secondary resistance and leakage inductance due to the measured current value can be eliminated.
  • the voltage rise may be stopped when the peak value of the detected current becomes twice the specified current effective value irms, but this method still does not There is a high possibility that the slope will be stopped due to erroneous detection of the current even though the current value is not the set value. Therefore, sufficient attention must be paid to noise at the time of current detection.
  • FIG. 7 is a block diagram showing test power supply command means and power calculation means in the induction motor control device of the present invention.
  • reference numeral 104 denotes test power supply command means, which integrates the angular frequency ⁇ of the applied voltage by an integrator 201 to obtain a phase 0, and obtains V ⁇ ⁇ SIN by an SI ⁇ function generator 202. Create ( ⁇ ) directive.
  • the command is applied directly to the U phase as described in ⁇ Measurement of R2 and L by applying single-phase voltage> above, and the V-phase and W-phase are multiplied by 1/2 by the gain 203. Is added.
  • Reference numeral 105a denotes power calculation means.
  • the phase 0 output from the integrator 201 is added to the correction phase 0X by the adder 310.
  • the correction phase ⁇ X is calculated as follows based on the current sampling period T s and the operation delay time T c a 1.
  • ⁇ ⁇ - ⁇ -(T s / 2 + T cal + T d) ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (25).
  • the adder 301 adds the phase 0 and the correction phase 0 ⁇ and outputs a phase ⁇ 1. Then, ⁇ / 2 is subtracted from the phase 0 1 by an adder 302 to obtain a phase ⁇ 2.
  • Phase 0 1 is input to SI ⁇ function generator 303 and becomes V p ⁇ SIN ( ⁇ 1). Further, the phase ⁇ 2 is input to the SIN function generator 304 and becomes V p ⁇ SIN ( ⁇ 2).
  • Each is multiplied by the current is by the multipliers 305 and 306, and becomes active power P and reactive power Q via the filters 307 and 308, respectively.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an induction motor control device according to the second embodiment.
  • This induction motor control device has a short-term DC current immediately before starting the induction motor 102 (hereinafter referred to as “starting time”). The primary resistance and the secondary resistance are calculated in the meantime.
  • a current detector 103 detects a current flowing from the inverter 101 to the induction motor 102.
  • Reference numeral 401 denotes current control means for controlling the current, and here, control is performed so that the current to the induction motor 102 becomes a DC current.
  • This current control means 401 is configured as follows. 4 0 2 is a current coordinate converter for converting the detected currents of the three phases into an exciting current id, 4 0 3 is a subtractor that takes the difference between the exciting current id and the command current I dc, 4 0 4 is a This is a PI controller that performs a proportional integral calculation of the difference, and the PI controller 404 outputs an excitation voltage command Vd.
  • Reference numeral 405 denotes a voltage coordinate converter for converting the excitation voltage command Vd into three-phase voltage commands Vu, vv, and vw.
  • the current control means 401 sets the excitation current only for a short time immediately after the start-up so as to control only the excitation component current with the DC having the fixed phase.
  • 5 0 1 is a resistance estimator, which is configured as follows.
  • 50 2 is a voltage estimator that calculates the excitation voltage estimated value V d from the detected excitation current id using the electrical constant of the induction motor.503 is an excitation voltage command V d and the output of the voltage estimator 50 2 subtractor for taking the difference of the excitation voltage estimated value V d lambda is, 5 0 4 integrator for integrating the deviation, at 5 0 5 switching switch, a period of time the switching switch 5 0 5 in immediately after startup It is connected to the a side (hereinafter referred to as period a), and is connected to the b side for a certain period thereafter (hereinafter referred to as period b).
  • the output of the estimated gain 506 is the sum of the primary resistance and the secondary resistance (R1a + R2a).
  • 507 is a gain for separating (R1a + R2a) by an appropriate ratio k1 to obtain a primary resistance R1a.
  • This gain k 1 is set to 0 or more and 1 or less.
  • 508 is a gain for obtaining the secondary resistance R 2a from (R 1 a + R 2 a), and is set to be 11 k 1.
  • Reference numeral 509 denotes a storage device that stores this (R1a + R2a) when the period a ends.
  • the primary resistance R 1 b is estimated by the estimated gain 5 10.
  • the secondary resistance is obtained by subtracting the primary resistance R 1b from the (R 1a + R 2a) stored in the memory 509 by the subtractor 5 1 1.
  • the secondary resistance obtained in this manner is defined as R 2 b.
  • the voltage estimator 50 2 calculates the primary and secondary leakage inductances L 1 and L 2 and the mutual inductance M among the electrical constants of the induction motor 102 as constant, and calculates the switching switch 51 1 From 2 and 5 13, R 1 a and R 2 a during period a, and R 1 b and R 2 b during period b as R 1 and R 2, and the excitation voltage is obtained by the voltage estimator 502.
  • the estimated value Vd is output, and when the deviation between the excitation voltage estimation value Vd and the excitation voltage command Vd becomes zero or less than a predetermined value, it is assumed that the resistances R 1 and R 2 have approached the true values. I have.
  • the primary resistance and the secondary resistances R 1 and R 2 at the end of the period a and the period b are stored in the storage device 5 15 and used as constants for actual operation.
  • the difference between the excitation voltage estimation value V d ⁇ , which is the output of the voltage estimator 502, and the excitation voltage command ⁇ d was integrated by the integrator 504. It may be.
  • the transconductance is a transient high-frequency region in which the step current is applied.
  • Current hardly flows through the coil M, and current flows to the secondary side as shown in Fig. 9 (a). Therefore, the sum of the primary resistance and the secondary resistance, which is the resistance in the route where the current flows, can be obtained.
  • the mutual inductance M is equivalent to a short circuit due to the DC region where the current is almost steady, and the current flows only on the primary side as shown in Fig. 9 (b).
  • the resistance estimator 501 calculates a voltage from the detected current using the electrical constant of the induction motor to obtain an excitation voltage estimated value V d, and the excitation voltage estimated value V d ”and the excitation voltage Since the resistance is estimated by integrating the deviation from the command Vd, the principle of this estimation will be briefly described.
  • the actual current and voltage of the induction motor 102 are known as the excitation current i d and the excitation voltage command v d, and the relationship is expressed by the electric constant of the induction motor 102.
  • the excitation voltage estimated value V d is estimated and calculated from the excitation component current id using the electrical constant of the induction motor 102 known at that time, the known electrical constant has an error.
  • the excitation voltage estimated value V d- has an error from the excitation voltage command V d, so the primary and secondary leakage inductances L 1 and L 2 and the mutual inductance M among the electrical constants increase with temperature.
  • the resistance values R 1 and R used in the voltage estimator 502 are obtained by integrating the deviation of the excitation voltage estimation value V d ⁇ and the excitation voltage command ⁇ d by taking the difference between them.
  • the exciting voltage estimated value vd "gradually becomes equal to the exciting voltage command Vd.
  • the voltage estimator 502 was used, but the same can be configured by using a current estimator.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an induction motor control device configured using a current estimator.
  • 501 i is a resistance estimator
  • 502 i is a current estimator.
  • the excitation voltage command V d is input to the current estimator 502 i
  • the current estimation value I d ⁇ is estimated and calculated from the voltage value using the electrical constant of the induction motor 102 .
  • the difference between the current estimation value Id "and the excitation current id which is the actual current is integrated and integrated to obtain a resistance estimation value in the same manner as when the voltage estimator 502 is used.
  • FIG. 11 shows the result of actually estimating the resistance in the above configuration.
  • Figure 1 shows a 3.7 KW induction motor with a period a of 0.01 sec and a period b of 0.04 sec, for a total of 0.05 sec.
  • the true value of the actual primary resistance is 0.532 ⁇ and the true value of the secondary resistance is 0.400 ⁇ , but it is sufficient to insert an appropriate ratio in period a.
  • period b the primary resistance is estimated, and the secondary resistance is obtained by subtracting the estimated primary resistance from the sum obtained in period a.
  • the period a and the period b are converged almost in a short time of 0.05 sec.
  • the estimated secondary resistance is slightly larger than the estimated value. There is no problem at all.
  • the ratio between the primary resistance and the secondary resistance including the cable resistance obtained by applying a test power supply such as a single-phase voltage is calculated and stored.
  • the ratio C 1 between the primary resistance R 10 and the primary resistance R 11 and the ratio C 2 between the secondary resistance R 20 and the secondary resistance R 21 are stored in memory, and the values are stored at the time of actual Correction is made by multiplying the primary resistance R 12 estimated at the end of the estimation shown in the form 2 by C 1 and the secondary resistance R 22 by C 2.
  • the resistance value is estimated at the time of start-up.
  • the stop period during repetitive operation such as the operation pattern of an elevator, is often about 2 seconds or more.
  • the estimation has been described in the first embodiment. In the induction motor control device described in Embodiment 1, estimation takes about 3 seconds because it is performed by applying command voltages of three frequencies, but experiments show that the variation is less than 1% and good estimation results are obtained. can get.
  • the process is completed in a short time of about 0.05 seconds, but has a variation of about several percent. In this case, repeat the operation repeatedly during the suspension period, take the average, and reduce the error. You may use the ivy method. By doing so, it is possible to further reduce the error in estimating the resistance as compared with the case where the operation is performed only at the time of startup.
  • a certain frequency f! Measurement means 106 measures secondary resistance R 23, and applies three different frequencies in advance as described in Embodiment 1 to calculate skin resistance effect calculation means 1 From the rational function found by 0 7, the frequency f! The value of the secondary resistance R 2 1 at, and the ratio C 3 between the secondary resistance R 2 1 and the secondary resistance R 2 3 are stored, and the secondary resistance R at the slip frequency f 2 during actual operation is calculated. 24, and multiply the secondary resistance R 24 by the ratio C 3 to obtain the 2 o'clock resistance in actual operation. This makes it possible to estimate the secondary resistance at the required slip frequency with little variation in about one second and with high accuracy. Industrial applicability
  • the induction motor control device measures the electrical constants of the polyphase induction motor, such as the primary and secondary resistances and the leakage inductance, by supplying a test power supply using the multiphase inverter.
  • this measurement result is used as a drive control parameter, and is suitable for an induction motor control device that performs vector control of a polyphase induction motor without a speed sensor.

Description

明 細 書
誘導電動機制御装置 技術分野
この発明は、 多相ィンバ一夕により試験電源を供給して多相誘導電動機 の 1次、 2次抵抗及び漏れィンダクタンスといった電気的定数を測定し、 この測定結果を駆動制御のパラメ一夕に設定して多相誘導電動機を駆動制 御する誘導電動機制御装置に関する。
背景技術
誘導電動機を高精度に制御するには、 誘導電動機の電気的定数である 1次、 2次の巻線抵抗、 1 次、 2次漏れインダクタンス、 相互インダクタ ンスの値が必要になる場合がある。 これらの電気的定数を測定し誘導電動 機制御装置に設定する機能を有する従来技術の 1 つとして、 第 1 2図に示 すものがある。
第 1 2図は特開平 7— 3 2 5 1 3 2号公報に記載された従来の誘導電動 機制御装置の要部システム構成を示すものであり、 1 はインバ一夕、 2は 誘導電動機、 3は電流検出器、 4は電圧検出器、 5は磁束トルク制御手段、 6は無負荷試験手段、 7は直流試験手段、 8 ( 1 ) 〜8 ( n ) は単相試験 手段、 9は定数計算手段、 1 0は選択器、 1 1 は設定記憶手段である。 ィ ンバータ 1 は選択器 1 0出力のスィツチング信号を入力しそのスィッチン グ信号に応じて動作させられ、 ィンバ一夕 1 により誘導電動機 2に電圧を 印加する。
次に、 この誘導電動機制御装置の 2次抵抗及び漏れィンダクタンスを測 定する動作を説明する。選択器 1 0は複数の単相試験手段 8 ( 1 )〜8 ( n ) の出力スィツチング信号を順次選択し、 インバ一タ 1 に出力する。 誘導電 動機 2は停止した状態で 3相入力端子のうちの 2つの端子間に単相交流電 圧が印加される。 ここで、 n個の単相試験手段 8 ( 1 ) 〜8 ( n ) では誘 導電動機 2に印加される電圧の周波数がそれぞれ異なっているものとする c 各々の単相試験手段 8 ( 1 ) 〜8 ( n ) は、 電流検出器 3と電圧検出器 4 により検出した電流と電圧を入力してそれらの基本波の大きさと位相を求 め、 それらの関係から 1次と 2次の漏れインダクタンスの和 （ L 0 1 1 + L 02 1 ) ~ ( L 0 1 n + L 02 n ) と、 1次と 2次の卷線抵抗の和 （ R 1 1 + R 2 1 ) 〜 （ R 1 n + R 2 n ) とを求め、 その電圧の周波数 （ F 1 〜F n ) とともに定数計算手段 9に出力する。 ここで、 1次漏れインダク タンスと 2次漏れィンダクタンスは等しいと仮定し、 それぞれの単相試験 手段 8 ( 1 ) 〜8 ( n ) が出力する漏れィンダクタンスの和の半分をそれ それの単相試験手段 8 ( 1 ) 〜8 ( n ) の漏れィンダクタンス （ L 1〜し n ) とする。
さらに、 印加電圧の周波数を変数として漏れインダクタンスの周波数変化 特性を、 （m≤ n— 1 ) を満足する m次多項式を次式とする。
L = A ' F (べき m) + B . F (べき m— 1 ) + . ■ - + Z . · ( 1 ) ここで、 （ 1 ) 式に周波数 （ F 1〜F n ) において測定された漏れィン ダクタンス （ L 1〜L n ) を代入し、 未定係数法により、 係数 A、 B、 Z を求めることができる。 そして、 周波数 0 H zの値を採用するため、 零次 分 Zのみを算出すればよく計算が非常に簡単である。 この m次多項式の零 次分を漏れィンダクタンスの推定真値 Lとする。 同様に、 周波数 （ F 1〜 F n ) にて測定された 2次巻線抵抗 （ R 2 1〜R 2 n ) を用いて、 m次多 項式の零次分を 2次巻線抵抗の真値 R 2とする。 このように、 測定を行う のは誘導電動機 2次導体の表皮効果による 2次抵抗、 漏れインダクタンス の測定誤差を減らすためである。 ここで、 表皮効果の影響についてもう少し詳細に説明する。 第 1 3図は 表皮効果により 2次抵抗が 2次周波数によりどのように変化するかを示す 説明図であり、 深溝型の 2次導体形状を持つ 3. 7 KW誘導電動機を例と して示した。 ここで、第 1 3図（a)は二次周波数（ H z ) と 2次抵抗（Ω) との関係を示す説明図であり、 第 1 3図 （ b ) は第 1 3図 （ a) の低周波 部分の 2次抵抗側レンジを拡大した説明図であり、 太実線で示される真値 が示すように 2次抵抗は 2次周波数の増加に伴い表皮効果の影響で大きく なる。 図中 2次近似、 3次近似、 4次近似と示してあるのは、 多項式近似 により求めた曲線であることを示している。 第 1 3図 （ c ) は多項式近似 により求めた曲線の問題点の説明図である。 第 1 3図 （ b ) で判るように 多項式近似の次数を上げるほど真値に近く推定できる。 しかし、 その分多 <の周波数での測定が必要となる。 この例では 4次近似程度でかなり真値 からの誤差は少なくなつている。
また、 第 1 3図 （ c) に示す 4次近似 #1は 4次近似で各周波数で誤差な く測定できた場合を示しており、 4次近似 #2は 1 ボイン卜の周波数 （図中 22 H z ) での測定に 0. 005 Ω誤差を持った場合の推定結果を示して いる。 図から判るように 0 H zの 2次抵抗値は 1ボイン卜の周波数の測定 誤差により大きく誤差が増す。 このように、 多項式近似によると測定され た値のわずかな誤差が測定されていない領域の抵抗推定値に非常に大きな 誤差となって影響することが判る。
また、 通常運転状態では滑りが小さいので 2次周波数はわずか数 H z程 度である。 この例で使用した誘導電動機では定格負荷時に 4 H zとなる。 従って通常運転状態で必要とされる 2次抵抗は数 H z程度の値である。 しかし、 誘導電動機の等価回路はよく知られている第 1 4図に示され、 数 H z程度の電圧印加ではほとんど 2次側に電流が流れることはなく、 相 互インダクタンス Mを通って流れてしまい、 2次抵抗を精度良く測定する ことができなくなるために、 通常運転状態より高い周波数から必要とされ る周波数を推定することが必要となる。
以上をまとめると、
通常運転時に必要とされる低周波数での 2次抵抗はその周波数で直接測 定することはできず通常運転時より高い周波数で求めた 2次抵抗測定値を 用いて通常運転時の 2次抵抗を推定しなければならない。
多項式近似により通常運転時に必要とされる周波数での 2次抵抗値の推 定は可能であるが、 精度を上げるために近似する次数は 4次以上、 すなわ ち周波数 5点以上の測定が必要となる。
またそれぞれの周波数における測定精度は極めて高くなければならず、 もし誤差を含むと通常運転周波数での 2次抵抗値を推定する際、 大きな誤 差を生じる。
以上、 2次抵抗について述べたが、 漏れインダクタンスに関してもまつ たく同じことがいえる。
次に、 第 1 5図は、 特開平 6— 9 8 5 9 5号公報に記載された従来の誘 導電動機制御装置のブロック図であり、 この公報には、 特に単相印加によ る 1 次 + 2次の合成抵抗 （ R 1 + R 2 ) 及び合成漏れィ ンダクタンス （ L 1 + L 2 ) の測定方法が開示されている。
第 1 5図において、 2 1 は交流電源、 2 2は整流回路、 2 3は平滑コン デンサ、 2 4はインバ—夕、 2 5は誘導電動機、 2 6は電流検出器である。
2 7は P W M信号を発生するゲー 卜回路、 2 8は通常運転時は速度指令 ω rに追従するよう制御を行う速度センサレスべク トル制御、 2 9は正弦 波変調信号を作り、 これによりゲー ト回路 2 7をを介してインバー夕 2 4 を動作させ、 交流励磁電圧により誘導電動機 2 5に交流電流を流す単相交 流励磁処理、 3 0は有効パワー分電流 I q、 及び無効パワー分電流 I d演 算処理、 3 1 は 1次、 2次合成抵抗及び合成漏れイ ンダクタンス演算処理 である。 3 2は制御回路であり符号 28乃至符号 3 1 を付した構成を含む。 ここで、 有効パワー分電流 I q、 及び無効パワー分電流 I d演算処理 3 0 は、 U相の電動機電流 i uと励磁電圧ベク トルの固定座標からの回転位相 指令を 0とすると、 有効パワー分電流 I qである 1 . 4 1 4 ' s i n 0 - i uを 1 次周波数の 1 周期区間で、 任意のサンプル周期毎に積算し、 積算 回数で除算して求め、 無効パワー分電流 I dである— 1 . 4 1 4 ■ c o s Θ ■ i uを 1 次周波数の 1周期区間で、 任意のサンプル周期毎に積算し、 積算回数で除算して求める。
そして、 1 次、 2次合成抵抗及び合成漏れインダクタンス演算処理は、 1 次、 2次合成抵抗 （ R 1 + R 2 ) と 1 次、 2次合成漏れィンダクタンス （ L 1 + L 2 ) をインバー夕の 1 次周波数指令 ω 1及び 1 次電圧指令値 V c 1 より次式で求める。
( R 1 + R 2 ) = V c 1 - I q/ 1 . 5 ( I d 2 + I q 2 ) - ■ ( 2 ) ( L 1 + L 2 ) =V c 1 - I d/1 . 5 ω 1 ( I d 2 + I q 2 )
· ■ ( 3 ) このようにして、 第 1 5図に示す従来の誘導電動機制御装置は単相印加 により 1 次、 2次合成抵抗及び漏れィンダクタンスを求める。
しかし、 この演算は相互ィンダクタンス Mを解放として近似しているこ とによる誤差を生じる。 ここでその誤差について説明する。 第 1 4図に示 された 1相分等価回路にて 1 次側から流入する電流は相互ィンダクタンス Mと 2次の漏れインダクタンス、 2次抵抗の直列回路とに分流する。 ここ で、 相互インダクタンス Mを開放として近似すると Mに流れている電流は すべて 2次漏れィンダクタンスと、 2次抵抗の直列回路に流れるとして計 算することになる。 この相互ィンダクタンスを開放として近似することに よる誤差は R 1 = 0 . 4 Ω、 R 2 = 0 . 3 Ω、 Μ = 6 2 ΓΠ Η、 L 1 = L 2 = 1 . 6 m Hとすると、 2次抵抗値が約 5%ほど低く演算されることにな る o
第 1 6図は特開平 4一 364384号公報に記載された従来の誘導電動 機制御装置を示すブロック図であり、 特に、 起動時に電動機の 1次抵抗 R 1 と 2次抵抗 R 2を推定する技術が開示されている。
第 1 6図において、 直流電圧信号発生器 5 1は起動信号 S Tが零から立 ち上がった直後から磁束指令 Ψ*が 50%まで立ち上がるまでの一定時間、 直流電圧を一時的にスィツチ 52を介して PWMインバータ 41に印加し、 PWMインバー夕 41がパルス幅制御で平均的に電動機 42に直流電圧を 印加する。 次に、 起動電流検出手段 57は、 PWMインバータ 41より直 流電圧を電動機 42に印加し始めてから磁束指令 Ψ*が 50%まで立ち上が るまでの一定時間後電動機 42の 1相の電流 （以降、 起動電流と称す。 ） を電流検出器 44により検出し、 ローパスフィルタ 53及びスィツチ 54 を介して抵抗推定演算器 55に出力する。 次に、 抵抗推定手段 55は、 電 動機 42の温度が基準温度状態における電動機 42の 1次抵抗 R 1 nと 2 次抵抗 R 2 n及び電動機 42の温度が基準温度状態における起動電流検出 手段 57の出力起動電流 I nを記憶している基準値記憶器 56と、 電動機 42の温度が規定されていない状態における起動電流検出手段 57の出力 の起動電流 Iおよび基準値記憶器 56の出力である基準温度における 1次 抵抗 R 1 n、 2次抵抗 R 2 nおよび I nを入力し、
R 1 = {K r 1 ( I n- I ) /I + 1 } R 1 n · · ■ ( 4 )
R 2= {K r 2 ( I n- 1 ) /I + 1 } R 2 n ■ · ■ ( 5 )
(4) 、 （ 5) 式の演算 （K r 1、 K r 2は補正係数） により電動機 42 の 1次抵抗 R 1 と 2次抵抗 R 2とを推定する。
しかし、 こ第 1 6図に示す誘導電動機制御装置では、 PWMインバ一タ 41より直流電圧を電動機 42に印加し始めてから磁束指令 Ψ*が 50%ま で立ち上がるまでの一定時間後の電動機 42の 1相の起動電流を電流検出 器 4 4により検出して抵抗を推定するものである。 また、 1 次抵抗 R 1 及 び 2次抵抗 R 2は同一であることが前提となっているので、 推定された 1 次抵抗 R 1 及び 2次抵抗 R 2は標準温度における 1 次抵抗 R 1 n及び 2次 抵抗 R 2 nよりは実際に近いといった程度であり、 また、 1 次抵抗と 2次 抵抗との温度がいつも一定でなければ誤差を持つといった問題がある。 上述のような従来の誘導電動機制御装置では、 次のような問題がある。
( 1 ) 2次抵抗、 漏れインダクダンスの測定精度を上げるには表皮効果を 十分に考慮する必要があるが、従来の考慮方法では誤差が大きく変化する。 従来の表皮効果考慮方法は多項式で近似するというものであつたが、 多 項式ではその次数を高く しなければ精度よく推定できなかった。 次数を高
〈することは、 測定する周波数を増やすことにつながるので、 測定に時間 がかかり多項式近似の演算も複雑になる。
また、 多項式近似はもともとその測定ボイン 卜を正しく通る曲線を求める もので、 2次抵抗推定のように例えば 1 0 H zから 6 0 H zまでの測定を して 4 H zでの 2次抵抗を求めたい場合などのように、 測定範囲外の曲線 を求めるには不向きである。 そのため少しでも各測定ボイン卜での測定値 に誤差をもっとその誤差を持つ測定値を近似する曲線にのせるために測定 範囲外の曲線は大きく変化する。 つまり、 多項式近似を使うためには各測 定周波数での測定値は誤差があってはならず、 実測定では非常に困難であ る。
( 2 ) 1次、 2次の合成抵抗及び合成漏れインダクタンスを求める際に、 相互ィンダクタンス Mを開放と近似しているために、 推定誤差を生じる。 従来、 1 次、 2次の合成抵抗及び合成漏れインダクタンスを求める際に 相互インダクタンス Mを開放として近似していた。 実際に測定を行う場合 は測定電流は相互ィンダクタンス Mへも流れており、 その電流は 2次側の 2次抵抗、 2次漏れィンダクタンスに流れるとして計算することになる。 この電流値はわずかではあるが、 2次抵抗推定値として 5 %程度の誤差を 生じることがあった。 しかし、 相互インダクタンス Mを考慮して求めるた めには収束計算が必要となり構成が困難であった。
( 3 ) 起動トルク不足を解消するための、 従来の起動時抵抗値推定方式で は、 1 次抵抗と 2次抵抗との温度が一定でない場合に誤差が大きくなる。 従来の起動時抵抗推定方法は起動時に直流電圧を印加しある特定間隔後 の電流値をみて抵抗を推定している。 通常 1 次抵抗を測定するために直流 を流し、 十分定常に達した後の電圧/電流より抵抗を求める方法を過渡状 態でもその抵抗値の影響によりその電流値が変化することを利用して比例 計算で求めているに過ぎず、 その変化は実際には比例的にならない場合も 有り誤差を多く含む。 また、 2次抵抗は同様に比例計算で求めているため、 1 次、 2次の温度が異なっていった場合などはその温度差による抵抗変化 分だけ誤差を持つことになる。
従って、 この発明は、 かかる問題点を解決するためになされたもので、 この発明の第 1 の目的は、 測定に時間がかかることなく、 少ない測定周波 数で精度よく表皮効果の影響を考慮し、 2次抵抗、 漏れインダク夕ンスの 測定精度向上することにより制御性能を向上した誘導電動機制御装置を提 供すること、 この発明の第 2の目的は、 抵抗及び漏れインダクタンス測定 時に相互ィンダクタンスを考慮することにより、 相互インダクタンスを開 放と近似することによる誤差を減らすもので、 しかも収束計算など使用せ ずに簡単に計算するようすることにより制御性能を向上した誘導電動機制 御装置を提供すること、 この発明の第 3の目的は、 1 次抵抗及び 2次抵抗 を、 比例計算ではなく、 直接抵抗値を推定できるようにようにし、 1 次、 2次の温度が異なっている場合にも誤差が少ないようにすることにより制 御性能を向上した誘導電動機制御装置を提供することである。
発明の開示 この発明の誘導電動機制御装置は、 第 1の演算手段が、 少な〈 とも 3つ の異なる周波数 f の試験電源による試験条件のそれぞれに対応する 2次巻 線抵抗 R 2と漏れインダクタンス Lとを演算し、 第 2の演算手段が、 2次 巻線抵抗 R 2と漏れインダクタンス Lのそれぞれを分母と分子に周波数 f の 2次式を含む有理関数を有し、 試験条件のそれぞれに対応する 2次巻線 抵抗 R 2と漏れィンダクタンス Lとを有理関数に代入してこの有理関数を 求め、 この求めた有理関数に所要の 2次滑り周波数を代入して 2次巻線抵 抗 R 2と漏れインダクタンス Lとを演算するようにしたので、 誘導電動機 の 2次滑り周波数に対する表皮効果を考慮した 2次抵抗、 漏れィンダクタ ンスを少な〈 とも 3つの周波数での測定により、 簡単に求めることができ るとともに、 実運転時に必要とされる誘導電動機の 2次滑り周波数での 2 次抵抗、 漏れインダクタンスを精度よく演算測定することができ、 そして その値を実運転時の制御に使用することができるので、 速度やトルクの演 算を行う場合においてその演算精度が高くなる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 3つの異なる周波数 f の試験 電源による試験条件のそれぞれに対応する 2次巻線抵抗 R 2と漏れィンダ クタンス Lとを演算し、 次に示す簡単な有理関数、
R 2 ( f ) 二 ( a 1 +a 2 - f 2) / ( 1 +a 3 - f 2)
L (f ) = ( b 1 + b 2 - f 2) / ( 1 + b 3 - f 2)
により実運転時に必要とされる誘導電動機の 2次滑り周波数での 2次抵 抗、 漏れィンダクタンスを精度よ〈演算測定することができる効果を奏す o
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 第 2の演算手段が、 係数 a 1 及び b 1のみを求め、 低 2次滑り周波数に対応する 2次卷線抵抗 R 2と漏 れインダクタンス Lを演算するので、 短時間に実運転時に必要とされる誘 導電動機の 2次滑り周波数での 2次抵抗、 漏れィンダクタンスを精度よく 演算測定することができる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 第 1 の演算手段が、 所定の周 波数 f における第 1 の 2次巻線抵抗 R 2を演算し、 第 2の演算手段が、 こ の第 2の演算手段が予め求めた有理関数に所定の周波数 f を代入して第 2 の 2次巻線抵抗 R 2を求めるとともに、 所要の 2次滑り周波数 f を代入し て第 3の 2次巻線抵抗 R 2を求め、 この第 3の 2巻線次抵抗 R 2に第 2の 2次巻線抵抗 R 2と第 1の 2次巻線抵抗 R 2の比を乗じて所要の 2次巻線 抵抗 R 2を求めるので、 更に、 短時間に実運転時に必要とされる誘導電動 機の 2次滑り周波数での 2次抵抗、 漏れィンダクタンスを精度よく演算測 定することができる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 電力演算手段が、 周波数 f の 試験電源に対応する有効電力 Pと無効電力 Qとを演算し、 第 1 の演算手段 が、 周波数 f に対応する相電圧ピーク値 V p及び 1 次角周波数 ω、 有効電 力 Ρと無効電力 Q、 予め測定された一次巻線抵抗 R 1 とから L型等価回路 より求められる演算式により 2次抵抗 R 2 dと 2次漏れィンダクタンス L 2 dを求め、 第 2の演算手段が、 T型等価回路より求められる 2次巻線抵 抗 R 2と 2次漏れインダクタンス Lの演算式のおのおのに、 第 1 の演算手 段が求めた 2次巻線抵抗 R 2 dと 2次漏れィンダクタンス L 2 dと予め測 定されている 2次自己インダクタンス L L 2とを代入して 2次巻線抵抗 R 2と 2次漏れインダク夕ンス Lを求めるので、 有効電力、 無効電力を用い て 2次巻線抵抗、 漏れインダク夕ンスを計算する際に相互インダク夕ンス を考慮した演算が収束計算など用いずに求めることができるため、 収束計 算などの複雑なプログラミングをする手間が省け、 更に、 相互インダクタ ンスを考慮しているために 2次巻線抵抗、 漏れインダクタンスの演算測定 誤差が減少できる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 L型等価回路より求められる 演算式は、
L 2 d = Q - V p 2/ ( 4 - oj - ( P 2+Q 2) )
R 2 d = P . V p 2/ ( 2 . ( P 2+Q 2) ) - R 1
T型等価回路より求められる演算式は、
L = L 2 d + ( 2 ■ L 2 d - L L 2 ) . R 2 d 2/ ( 2 - ω 2 し し 2 R 2 = R 2 d - L L 2 2/ ( L L 2 - L 2 d ) 2
であるので、 簡単な計算により相互インダク夕ンスを考慮した演算が収束 計算など用いずに求めることができる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 電力演算手段が、 多相インバ 一夕が多相誘導電動機に供給する単相 '交交流流の（ 印加電圧より瞬時有効電力と 瞬時無効電力を求め、 瞬時有効電力と瞬時無効電力から高周波成分をフィ ル夕リ ングするので、 有効電力と無効電力を電動機を拘束せずに精度良く 測定できる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 電力演算手段が、 瞬時有効電 力と瞬時無効電力から印加電圧の 2倍の周波数成分をノ ツチフィルタによ り、 2倍の周波数成分を超える高周波成分を口—パスフィルタによりフィ ルタリ ングするので、 より精度良く有効電力と無効電力を測定できる効果 を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 試験電源指令手段が、 多相ィ ンバ一夕に対して多相誘導電動機に指定した実効値電流を供給するように 指令電圧を出力するので、 実効値電流値により変化する 2次巻線抵抗及び 漏れィンダクタンスに対して、 実運転時の実効値電流値に対応する 2次巻 線抵抗及び漏れインダクタンスを精度良く測定できる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 試験電源指令手段が、 多相ィ ンバ一夕に対する指令電圧を所定の上昇率で上昇し、 この指令電圧の上昇 に伴って多相ィンバー夕が多相誘導電動機へ供給する実効値電流の二乗の 時間平均値が指定した実効値電流の 1 / 3と等しいかあるいは大きくなつ たときに指令電圧の上昇を止めるので、 有効電力と無効電力の測定に必要 な実効値電流の設定が容易に行える効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 試験電源指令手段が、 多相ィ ンバ一夕に指令電圧を出力し、 電力演算手段が、 測定及び演算による遅れ に対応した補正位相により指令電圧の位相を補正して有効電力 Pと無効電 力 Qとを演算するするので、 有効電力、 無効電力の測定結果に影響を及ぼ す指令電圧の位相差を補正できるので、 サンプリング周期や演算遅れ時間 により有効電力、 無効電力の測定結果が変わることなく正確に測定できる 効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 電流制御手段が、 多相インバ 一夕を制御して停止中の多相誘導電動機に所定の直流指令電圧を印加して 直流電流を供給し、 抵抗推定手段が、 直流電圧と直流電流とを入力して、 電流制御手段の電流供給直後の第 1 の期間に 1 次卷線抵抗と 2次巻線抵抗 との合成抵抗を演算し、 第 1 の期間の次の第 2の期間に 1 次巻線抵抗を演 算し、 第 1 の期間に演算した合成抵抗から第 2の期間に演算した 1 次巻線 抵抗を減じて 2次卷線抵抗を推定するので、 起動時に短時間に 1 次巻線抵 抗、 2次巻線抵抗を推定可能であり、 起動の度に推定することにより、 温 度変化により 1次卷線抵抗、 2次巻線抵抗が変化しても起動時にトルク不 足になることはない。 また、 1 次巻線抵抗、 2次巻線抵抗の温度が異なつ ていてもそれぞれの温度における 1 次巻線抵抗、 2次巻線抵抗を求めるこ とができる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 抵抗推定手段に、 多相誘導電 動機に供給した直流電流と多相誘導電動機の既知の回路定数と帰還された 1次卷線抵抗と 2次卷線抵抗とから多相誘導電動機に印加した直流電圧値 を推定する電圧推定器と、 直流電圧値と直流電圧指令値との偏差を積分演 算する積分器と、 積分器の出力を基に第 1 の期間に 1 次巻線と 2次卷線と の合成抵抗を演算し、 合成抵抗を 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗に分離して 電圧推定器に帰還し、第 2の期間に積分器出力より 1 次巻線抵抗を演算し、 第 1の期間に演算した合成抵抗から第 2の期間に測定した 1 次巻線抵抗を 減じて 2次巻線抵抗を推定し、 演算した 1 次巻線抵抗と推定した 2次巻線 抵抗を電圧推定器に帰還する抵抗演算手段とを備え、 偏差が所定値以下と なった場合に第 2の期間に測定及び推定した 1次巻線抵抗と 2次巻線抵抗 を使用して多相誘導電動機を制御するので、 抵抗値を精度よく推定できる 効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 抵抗推定手段に、 多相誘導電 動機に指令した直流指令電圧と多相誘導電動機の既知の回路定数と帰還さ れた 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗とから多相誘導電動機に供給した直流電 流値を推定する電流推定器と、 直流電流値と多相誘導電動機に供給した直 流電流の検出値との偏差を積分演算する演算器と、 この積分器の出力を基 に第 1 の期間に 1 次巻線と 2次巻線との合成抵抗を演算し、 合成抵抗を 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗に分離して前記電圧推定器に帰還し、 第 2の期 間に積分器出力より 1 次巻線抵抗を演算し、 第 1 の期間に演算した合成抵 抗から第 2の期間に測定した 1次巻線抵抗を減じて 2次巻線抵抗を推定し、 演算した 1 次巻線抵抗と推定した 2次巻線抵抗を電流推定器に帰還する抵 抗演算手段とを備え、 偏差が所定値以下となつた場合に第 2の期間に測定 及び推定した 1次巻線抵抗と 2次巻線抵抗を使用して多相誘導電動機を制 御するので、 抵抗値を精度よ〈推定できる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 抵抗演算手段が、 第 1 の期間 に演算した合成抵抗を 1次巻線抵抗と 2次巻線抵抗とに所定の比で分離す るので、 あらかじめ求めた 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗の比を使うように することにより、 その比が判らないときに抵抗の推定時間が長くなること を防止できる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 予め交流電圧を多相誘導電動 機に印加して求めた交流印加による 1次卷線抵抗 R 1及び 2次巻線抵抗 R 2と、 抵抗推定手段によりほぼ同時に推定した直流電圧印加による 1次巻 線抵抗 R 1及び 2次巻線抵抗 R 2との比を記憶する記憶手段を備え、 抵抗 推定手段により推定した 1 次巻線抵抗 R 1及び 2次巻線抵抗 R 2を記憶手 段に記憶した比により補正するので、 起動時の抵抗をより精度良く推定す ることができる効果を奏する。
また、 この発明の誘導電動機制御装置は、 運転期間と停止期間を繰り返 す多相誘導電動機の停止期間に 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗を推定して多 相誘導電動機を制御するので、 運転と停止による巻線の温度変化による抵 抗変化を推定できるので起動時の抵抗をより精度良く推定することができ る効果を奏する。 図面の簡単な説明
第 1 図乃至第 1 1 図は、 この発明にかかる好ましいの実施の形態を示す 図であり、 第 1 図はこの発明の実施の形態 1 による誘導電動機制御装置を 示すブロック図、 第 2図は 2次導体形状が二重籠となっている誘導電動機 の等価回路図、 第 3図は相互ィンダクタンスを考慮して 2次抵抗 · 漏れィ ンダクタンスを求めるこの発明の誘導電動機制御装置を示すプロック図、 第 4図はこの発明の誘導電動機制御装置が制御する誘導電動機の等価回路 図であり、 第 4図 （ a ) は相互ィンダクタンス Mを開放と近似した L型等 価回路図、 第 4図 （ b ) は相互インダクタンス Mを考慮した T型等価回路 図である。 第 5図はこの発明の誘導電動機制御装置における単相電圧印加 により 2次抵抗 · 漏れィンダクタンスを演算する試験電源指令手段と電力 演算手段を示すプロック図、 第 6図はこの発明の誘導電動機制御装置にお ける指定電流で有効電力 · 無効電力を演算する試験電源指令手段と電力演 算手段を示すプロック図、 第 7図はこの発明の誘導電動機制御装置におけ る試験電源指令手段及び電力演算手段を示すプロック図、 第 8図はこの発 明の実施の形態 2による誘導電動機制御装置を示すブロック図、 第 9図は この発明の実施の形態 2による誘導電動機制御装置の動作を説明するため の誘導電動機の等価回路図、 第 1 0図はこの発明の実施の形態 2による他 の形態の誘導電動機制御装置を示すブロック図、 第 1 1 図はこの発明の実 施の形態 2による誘導電動機制御装置の抵抗値推定時の結果の説明図、 第 1 2図は表皮効果を考慮した従来の誘導電動機制御装置を示すプロック図、 第 1 3図は従来の表皮効果の考慮方法を示す説明図、 第 1 4図は誘導電動 機の等価回路図、 第 1 5図は単相による定数測定機能を有する従来の誘導 電動機制御装置のブロック図、 第 1 6図は起動時に抵抗を測定する機能を 有する従来の誘導電動機制御装置のプロック図である。 発明を実施するための最良の形態
実施の形態 1 .
第 1 図はこの発明の実施の形態 1 による誘導電動機制御装置を示すプロ ック図である。 第 1 図において、 1 0 1 はインバータ、 1 0 2は誘導電動 機、 1 0 3はィンバ—夕 1 0 1 から誘導電動機 1 0 2へ供給される電流を 検出する電流検出器、 1 0 4はインバ一タ 1 0 1 より誘導電動機 1 0 2へ 印加する試験電源を指令する試験電源指令手段であり、 3つの異なる周波 数の指令電圧を順次出力する。 1 0 5は電流検出器 1 0 3で検出した電流 と試験電源指令手段 1 0 4からの指令電圧とを用い有効電力 P及び無効電 力 Qを演算測定する有効電力 · 無効電力演算測定手段 （以降、 電力演算手 段と称す。 ） 、 1 0 6は電力演算手段 1 0 5より測定された結果を用い 2 次抵抗 R 2と漏れィンダクタンス Lを演算測定する 2次抵抗■ 漏れィンダ クタンス演算測定手段、 1 07は 2次抵抗■ 漏れインダクタンス演算測定 手段 1 06から出力される異なる 3つの周波数の指令電圧に対応する 2次 抵抗 · 漏れィンダクタンスの値を用い表皮効果を考慮した値を演算する表 皮効果考慮演算手段である。 また、 1 08は表皮効果考慮演算手段 1 07 が出力した値を実際の運転時に使用するため記憶する、 2次抵抗 . 漏れィ ンダクタンス記憶手段である。
次に、 この誘導電動機制御装置の表皮効果考慮演算手段 1 07の動作を 説明する。
背景技術で説明したように表皮効果により 2次抵抗は 2次滑り周波数に よって変化する。 この変化の様子は籠形回転子の溝形状によって多少違う ものの、 いろいろな 2次導体形状の表皮効果の影響は、 その周波数対 2次 抵抗の実験により、 いずれも分母と分子に周波数 f の 2次式を含む有理関 数で表せることが判った。 この有理関数は次のように示される。
R 2 (f ) = ( k 1 + k 2 - f 2) / ( k 3 + k 4 - f 2) - - · ( 6 ) ここで、 f は周波数、 k 1〜k 4は定数である。
( 6 ) 式において a 1 = k 1 / k 3、 a 2 = k 2/k 3、 a 3 = k 4/ k 3とお〈 と
R 2 (f ) = (a 1 +a 2 - f 2) / ( l'+a 3 - f 2) · - - ( 7 ) となる。 ここで例えば籠形回転子の溝形状が 2重籠形となっている誘導 電動機の等価回路は第 2図のように示される。 ここで、 L 20は 2次側共 通漏れインダクタンス、 R 2 pは 2重籠の上部導体の抵抗値、 R 2 sは 2 重籠の下部導体の抵抗値、 L 2 pは 2重籠の上部導体の漏れィ ンダクタン ス、 L 2 sは 2重籠の下部導体の漏れインダクタンス、 Z rは 2次側合成 インピーダンスである。 この 2次側合成ィンピーダンス Z rは次式のよう に示される。 Rip- -R2s + R2p- R2s2 + (Lis2. R2p + L2p2. R2s) . (2 f
^γ~ = ——— ノ
(R2p + Rlsf + (L2p + L2sf . (2 )~
Lis · Rip' + L p . Rls- + [hip- . Lis + L2p . L2s) -(2ff
(R2p + Rlsf + (L2p + L2sf . (2j f '
Figure imgf000019_0001
■ ■ · ( 8 )
( 8 ) 式より、 その実部と虚部はそれぞれ周波数 f の 2次式を含む有理 関数の特性となることが判る。 誘導電動機 1 02の制御においては 2次導 体を抵抗と漏れィンダクタンスの直列回路として扱うので、 2次合成ィン ピーダンス Z 「の実部が 2次抵抗、 虚部が 2次漏れィンダクタンスとして 扱われることとなる。 よって、 2重籠では 2次側周波数による 2次抵抗、 漏れインダクタンスは周波数干の 2次式を含む有理関数で表せることが理 論的にも判る。
このように、 周波数 f の 2次式を含む有理関数で表せると 3つの周波数 f 1 、 f 2、 f 3に対応する 2次抵抗 R 2 ( f 1 ) 、 R 2 ( f 2 ) 、 R 2 (f 3 ) が判ると係数 a 1 、 a 2、 a 3は代数計算により求めることがで きる。 このように係数が求まれば測定できないような数 H zといった低周 波での 2次抵抗も容易に演算することができる。
上記は 2次抵抗について述べたが同様なことが漏れィンダク夕ンスにつ いても言える。
また、 理論的な説明として 2次導体の溝形状が 2重簧形の場合について 説明したが、 深溝形の場合においても上述の有理関数で表せることが判つ た。
また、 周波数 f の 2次式と 4次式を含む有理関数により 2次抵抗及び漏 れインダクタンスを表しても良いが、 係数の数が 5個となり、 5つつの周 波数 f 1 、 f 2、 f 3、 f 4、 f 5での 2次抵抗 R 2 ( f 1 ) 、 R 2 ( f 2 ) 、 R 2 (f 3 ) 、 R 2 ( f 4 ) 、 R 2 ( f 5 ) から 5つつの係数を求 めることが必要となり、 演算が複雑となり抵抗の推定に時間がかかること になる。 上述の実験では、 周波数 f の 2次式の有理関数により十分な精度 で 2抵抗及び漏れリアクタンスが推定できることが判つた。
次に、 実施の形態 1 による誘導電動機制御装置の動作を説明する。
図 1 において、 試験電源指令手段 1 04から 60 H z、 3 5 H z、 1 0 H zの 3つの周波数の指令電圧が順次出力される。 それぞれの周波数にお ける試験電源指令手段 1 04からの指令電圧と電流検出器 1 03の出力に より電力演算手段 1 05にて有効電力 ■ 無効電力が求められる。
この場合試験電源は 3相正弦波、 あるいは単相正弦波いずれでもよい。 但し、 3相正弦波の場合、 1 0 H zの周波数指令を出力すると誘導電動 機 1 0 2はすぐに回転を始めてしまい 2次抵抗の測定はできない。 したが つて、 3相正弦波の場合にはその周波数での 2抵抗及び漏れリアクタンス を測定する間に回転し始めないように、 1 0 H zより高い周波数を選択す る必要がある。 この周波数は、 負荷の種類、 負荷の大きさにより適宜選定 することができる。 また、 使用条件によっては、 誘導電動機 1 02の回転 軸を拘束して測定することができる。 単相の場合は 1 0 H zでも回転する ことはないので単相を印加する方がよい。 また、 有効電力 · 無効電力の演 算測定にここでは試験電源指令手段 1 04が出力する指令電圧を用いたが、 電圧検出器を設け誘導電動機の端子側で検出した電圧を用いてもよい。 このようにして有効電力、 無効電力が求まれば 2次抵抗 · 漏れィンダクタ ンスは演算できる。 ここで、 60 H z、 3 5 H z、 1 0 H zでの 2次抵抗 の値を R 2 ( 60 ) 、 R 2 ( 35 ) 、 R 2 ( 1 0 ) 、 漏れインダクタンス の値を L ( 60 ) 、 L ( 3 5 ) 、 L ( 1 0 ) とすると、 有理関数の係数は 次のように求まる。
a 1 = {-19-R2(60)-R2(35)+343-R2(60)-R2(10)-324-R2(35)-R2(10)} / {324-R2(60)-343-R2(35)+19- 2(10)}
a 2 = {19-R2(60)-R2(35)-28-R2(60)-R2(10)+9-R2(35)-R2(10)} /
{100- (324-R2(60)-343-R2(35)+19-R2(10)) }
a 3 = {-9-R2(60)+28-R2(35)-19-R2(10)} /
{100· (324-R2(60)-343-R2(35)+19-R2(10)) }
使用する誘導電動機の定格トルク時の滑り周波数が 4 H zとし、 その時 の R 2を精度よく設定したい場合は上記の係数を用いて （ 7 ) 式より 4 H zでの 2次抵抗 R 2を求めることができる。
また、 第 1 3図で示した例のように 5 H z以下での 2次抵抗はあまり変 ィ匕しない。 このような場合には f = 0の値を使えばよい。 その際は （ 7 ) 式よりわかるように R 2 ( 0 ) = a 1 となり、 a 2や a 3を求める必要が なく演算の手間を省く ことができる。
同様なことが漏れィンダクタンスに関しても言える。
このようにして求めた 2次抵抗、 漏れィンダクタンスは第 1 図の 2次抵 抗 ·漏れインダクタンス記憶手段 1 08に記憶され実運転時に使用される。 <相互インダクタンスを考慮した R 2、 Lの測定〉
第 1 図に示す 2次抵抗 ·漏れィンダクタンス演算測定手段 1 0 6により 相互ィンダクタンス Mを考慮し、 2次抵抗、 漏れィンダクタンスを精度よ く演算する誘導電動機制御装置について述べる。 第 3図は相互ィンダクタ ンス Mを考慮して 2次抵抗、 漏れインダクタンスを測定する誘導電動機制 御装置を示すプロック図である。 第 4図は誘導電動機 1 0 2の 1相分等価 回路の説明図であり、 第 4図 （ a ) は相互インダクタンス Mを解放とした L型等価回路、 第 4図 （ b ) は相互ィンダクタンス Mを考慮した T型等価 回路を示す。
第 3図において 1 0 6 aは L型等価回路により、 所要の周波数における
2次抵抗及び漏れィンダクタンスを測定する 2次抵抗 ' 漏れインダクタン ス演算測定手段、 1 0 9は相互インダクタンス Mを考慮して 2次抵抗、 漏 れインダクタンスを演算する M考慮 2次抵抗 · 漏れインダク夕ンス演算測 定手段である。
次に、 この誘導電動機制御装置の動作を説明する。 第 4図 （ a ) に示す L型等価回路において、 相互インダクタンス Mを解放と近似した場合のィ ンピーダンス Z dは
Z d = ( R 1 + R 2 d ) + j a ( L 1 d + L 2 d ) ■ · · ( 9 ) となる。 ここで 1 次抵抗 R 1 は予め正確に求めることができるが、 2次抵 抗と 1 次、 2次漏れィ ンダクタンスは相互ィ ンダクタンス Mを考慮してお らず実際の値とは異なるため添字の dを付しそれぞれ R 2 d、 L 1 d、 L 2 dと記した。 ここで、 ωは周波数 f に対する周波数角速度である。
これに対し相互ィンダクタンス Mを考慮した場合の T型等価回路は第 4 図 （ b ) となり、 イ ンピーダンス Z 0は
Z 0 = ( R 1 +M 2 OJ 2 R 2/ ( R 22 + 6 2 L L 22 ) )
+ 3 ω {L 1 +M ( R 22 + 2 L 2 L L 2 ) / ( R 22 + cu2 L L 2
2) } · · ■ ( 1 0 ) となる。 ここで L L 2は 2次自己インダクタンスで L L 2 =M+ L 2で あり、 周知の方法により予め求められる。
まず、 2次抵抗 · 漏れィンダクタンス演算測定手段 1 0 6 aは、 相互ィ ンダクタンス Mを解放として近似した場合によく用いられる計算方法によ り、 R 2 dおよび L 1 d + L 2 dを次のように求める。
R 2 d = P/I 2— R 1 · ■ ■ ( 1 1 )
L 1 d + L 2 ό = 0/ω I 2 ■ · ■ ( 1 2 ) ここで Pは有効電力、 Qは無効電力、 Iは相電流実効値である。
相電流実効値は瞬時電流から演算して求めることができるが、 次のように して簡単に求めることもできる。 9
2 1
I 2= ( P2 + Q2 ) / (V p2/2 ) · · ■ ( 3 ) ここで V pは相電圧ピーク値であり、 指令電圧が実電圧に等しければ容 易に分かる定数である。 1次、 2次の漏れインダクタンスは等しいとし上 記電流の式を使うと
R 2 d = P - V p2/ ( 2 - ( P2 + Q2) ) · ■ ■ ( 1 4 )
L 2 d = Q - V p 2/ ( 4 - oj - ( P 2 + Q2 ) ) · · · ( 1 5 ) となる。
相互ィンダクタンス Mを考慮する場合も 1 次、 2次漏れィンダクタンス の値は等しいとおく、 すなわち L 1 = L 2 = L。 M考慮 2次抵抗 ■ 漏れィ ンダクタンス演算測定手段 1 0 9は、 2次抵抗 ' 漏れインダクタンス演算 測定手段 1 0 6 aが相互ィンダクタンス Mを解放として近似して求めた R 2 d、 L 2 dから相互インダクタンス Mを考慮した 2次抵抗 R 2、 漏れィ ンダクタンス Lを次のようにして求める。 上記 Z dと Z 0の比較より、 R 2 d二 M 2 OJ2 R 2/ ( R 22 + OJ 2 L L 22) · ■ · ( 1 6 ) L 2 d . 2 = L + M ( R 22 + oj2. L ' L L 2 ) / ( R 22 + cu2 L L 22 )
■ • ■ ( 1 7 ) この 2つの式より相互インダク夕ンス Mを考慮した R 2、 Lを求めるた めには収束計算が必要となり、 実使用においてはプログラミングが大変で あるので、 誘導電動機 1 0 2の 2次時定数 R 2/L L 2が角周波数 ωより 十分小さいとして、 （ R 2/L L 2 ) /ω= 0等の近似を行い、 相互ィン ダクタンス Μを解放と近似した R 2 d、 L 2 dから相互インダクタンス Μ を考慮した 2次抵抗 R 2、 漏れインダクタンス Lを次式により求める。
R 2 = R 2 d - L L 22/ ( L L 2— L 2 d ) 2 ■ - · ( 1 8)
L = L 2 d + ( 2 - L 2 d - L L 2 ) - R 2 d 2/ ( 2 - oj2 - L L 22 )
· ■ · ( 1 9 )
( 1 8 ) ( 1 9 ) 式を使うことにより、 所要の周波数 f における、 相互 ィンダクタンス Mを考慮した 2次抵抗 R 2及び漏れィンダクタンス Lを求 めることができ、 従来のように相互ィンダク夕ンス Mを解放と近似してい たことによる誤差を無くすことができる。
<単相電圧印加による R 2、 Lの測定 >
2次抵抗 R 2と漏れィンダクタンス Lを求める際に必要となる有効電力
P及び無効電力 Qを単相電圧を印加して演算する誘導電動機制御装置につ いて説明する。 第 5図は単相電圧を印加して有効電力 P及び無効電力 Qを 演算する試験電源指令手段 1 04と電力演算手段 1 0 5を示すブロック図 である。 第 5図において、 1 04は試験用の単相電圧を印加する試験電源 指令手段であり、 印加する電圧の角周波数 ωを積分し位相 0を求める積分 器 20 1 、 V p S I N ( Θ ) を出力する S I N関数発生器 2 0 2、 ゲイン 203を有している。 1 0 5は電力演算手段であり、 位相 0に ττ/2を減 算する加算器 30 2、 S I N関数発生器 3 0 3、 3 04、 乗算器 3 0 5、 306、 フィルタ 30 7、 308を有している。
次に、 この誘導電動機制御装置の動作を説明する。 U相、 V相、 W相の 3相を持つ誘導電動機 1 0 2に対して、 U相に V s = V p · SIN ( 0 ) 、 V 相に— V s、 W相に 0を印加する方法と、 U相に V s二 V p . SIN ( 0 ) 、 V相、 W相に— V s/2を印加する方法などがある。 ここで V pは電圧ピ ーク値で一定の値とする。 いずれの方法でも誘導電動機は回転することは ない。 上述のように試験電源指令手段 1 04が単相印加した場合、 検出し た電流 i sは i s = I p - SIN (θ— φ ) と表される。 は電流と電圧の 位相差。 ） この時、 瞬時有効電力 v s ' i sは
V s · i s = V p · SIN (Θ ) ■ I p · SIN(0 - φ )
= p ■ I p - COS (0) /2 -V p - I p ■ COS ( 2 Θ - ) ■ ■ ■ ( 2 0 ) となり、 （ 20 ) 式の第 1項目は有効電力 Pで直流量である。 2項目は 印加された周波数の 2倍の周波数で振動する成分である。 このように、 乗 算器 3 0 5より出力される瞬時有効電力 V s · i sには有効電力 Pと印加 された周波数の 2倍の周波数成分が含まれる。
また、 S I N関数発生器 3 04からは v sより 9 0度 （ττ/2 ) だけ位 相の遅れた電圧 V cが出力され、
v c = V p - SIN { θ -π/ 2 ) =一 V p - COS ( θ ) となる。
この時、 乗算器 3 06より出力される瞬時無効電力 V c ■ i sは v c - i s =-V p - COS (0 ) · I p · SIN( θ - φ )
= V p . I p - SIN ( ) /2 -V p - I p · SIN ( 2 θ - ) ■ ■ ■ ( 2 1 ) となり、 （ 2 1 ) 式の第 1項目は無効電力 Qで直流量である。 2項目は 印加された周波数の 2倍の周波数で振動する成分である。 このように、 瞬 時無効電力 V c■ i sには無効電力 Qと印加された周波数の 2倍の周波数 成分が含まれる。
実際にはこの 2倍の周波数成分の他にも単相印加 (こより電流が歪むこと による高調波成分やキヤリャ周波数によるリ ップルが含まれる。 よって有 効電力 P、 無効電力 Qは瞬時有効電力 V s · i sと瞬時無効電力 V c ■ "i s で印加された周波数の 2倍の周波数成分とそれ以上の周波数成分をフィル タ 307、 308によりフィルタリングすることにより求めるる。
このフィルタ 3 07、 3 08としては印加された周波数の 2倍の周波数 成分を十分減衰できるようなローパスフィルタとすればよい。 しかしその 場合は 2倍の周波数成分を十分減衰できるようなローパスフィルタとする 必要がある。 そう した場合、 瞬時有効電力 V s · i sおよび瞬時無効電力 V c · i sから有効電力 P、無効電力 Qを求めるために時間がかからないよう にフィルタの次数を大きくする必要がある。
より効果的なフィルタリングの方法としては、 2倍の周波数成分をノ ッ チフィル夕により減衰させ、 それより高い周波数成分は低次の口一パスフ ィルタにより減衰するようにフィルタ 3 0 7、 3 0 8を構成する。 このよ うにすると、 それほど時間をかけずに、 有効電力 P、 無効電力 Qを求める ことができる。
上述のように 1 0 H z、 3 5 H z、 6 0 H zと周波数を変えて 2次抵抗 及びィンダクタンスの測定を行う場合はノ ツチフィルタのゲインとして、 1 0 H z印加の時は 2 0 H zを減衰するようなゲイン、 3 5 H z印加の時 は 7 0 H zを減衰するようなゲイン、 6 0 H z印加の時は 1 2 0 H zを減 衰するようなゲインを使い、 低次ローパスフィルタはどの周波数でも同じ ゲインを使用する。 このようにすれば、 第 1 2図の例で述べたように平均 して 2次抵抗及びィンダクタンスを求める場合のように、 印加する周波数 により平均を取る時間を変える必要はない。 このように構成した場合、 実 験では約 1秒程度でその有効電力 P、 無効電力 Qを求めることができた。 <指定電流での R 2、 Lの測定 >
上述のように有効電力 P、 無効電力 Qを求め、 2次抵抗、 漏れインダク タンスを計算する際、 その電流値によって 2次抵抗、 漏れインダクタンス は変化する。 そこで、 定格電流を流してその電流値での 2次抵抗、 漏れィ ンダクタンスの値を求めるため、 指定した電流で測定することが必要とな る。 第 6図は、 この発明の誘導電動機制御装置における、 指定電流で有効 電力 P、 無効電力 Qを演算する試験電源指令手段と電力演算手段を示すブ ロック図であり、 図中、 第 5図と同一符号は同一又は相当部分を示す。 第 6図において、 2 0 4は S I N関数発生器 2 0 2が印加する電圧を一定傾 きのスロープをかけて上昇させてその際の検出電流を 2乗して時間平均し た値が指定した電流実効値 i r m sの 2乗の 1 / 3となったときに電圧の 上昇を止める電圧判定手段であり、 試験電源指令手段 1 0 4 aに設けられ ている。 電圧判定手段 2 0 4が電圧の上昇を止めた時、 電流は指定した電 ミ巟実効 ί直 i r m sとなる。
次に、 この誘導電動機制御装置の動作原理を説明する。 S I N関数発生 器 202は電圧を v = V p · SIN ( Θ ) として、 この V pを V p二 k v · t で表されるように時間 tにより一定の傾き k Vで上昇するようにする。 そ うすると流れる電流 "iも i = k i ■ t ■ SIN ( θ ) となり一定の傾き k iで 上昇する。 この k i ■ tが^ 2 · i rmsと等しくなった時刻 tで電圧判 定手段 204が電圧の上昇を止めれば良いことが判る。 ここで電流 iを 2 乗して時間平均した値を Xとすると、
X= 1 /t - S i 2 d t
= 1 / t ■ S ( k i ■ t ■ SIN ( 0 ) ) 2 d t ■ · ■ ( 22 ) この Xは振動成分を無視すると
χ= ( k i · t ) 2/6 ■ ■ ■ ( 23 ) となる。 k i · t=^2 ■ i r m sとなる瞬間に電流 iは指定の実効値 i r m sになるので X = i r m s 2/ 3となった時に電圧の上昇を止めて やればよいことが判る。 このようにすれば、 指定した電流実効値で有効電 力 P、 無効電力 Qの測定をすることができ、 測定する電流値による 2次抵 抗、 漏れインダクタンスの推定ばらつきを無くすことができる。 このよう に、 検出電流の 2乗の時間平均を用いる他に検出電流のピーク値が指定し た電流実効値 i r m sの 2倍になったとき電圧上昇を止めてもよいが、 この方法ではまだ電流が設定値になっていないにもかかわらず電流の誤検 出によりスロープを止めてしまう可能性が高く、 電流検出時のノィズ等に 十分注意を払わなければならない。
<電流サンプリング周期、 演算遅れの補正 >
有効電力 P、 無効電力 Qを求める際、 式 （ 20) 、 式 （ 21 ) で述べた ように検出電流と指令電圧を使用して求める方法では、 検出電流と指令電 圧の電流サンプリング周期や演算遅れ時間の影響が有効電力 P、 無効電力 Qの演算測定値に影響する。 そこでその電流サンプリ ング周期や演算遅れ 時間を補正する誘導電動機制御装置を説明する。
第 7図はこの発明の誘導電動機制御装置における試験電源指令手段及び 電力演算手段を示すブロック図であり、 図中、 第 5図と同一符号は同一又 は相当部分を示す。 第 7図において、 1 0 4は試験電源指令手段であり、 印加する電圧の角周波数 ωを積分器 2 0 1 により積分し位相 0を求め、 S I Ν関数発生器 2 0 2により V ρ ■ SIN ( Θ ) の指令を作成する。 その指令 は上述の <単相電圧印加による R 2、 Lの測定 >の項で述べたように U相 に直接印加され、 V相、 W相にはゲイン 2 0 3により— 1 / 2倍されて印 加される。 1 0 5 aは電力演算手段であり、 積分器 2 0 1 から出力された 位相 0は加算器 3 0 1 によって補正位相 0 Xと加算される。 この補正位相 θ Xは電流サンプリング周期 T sと演算遅れ時間 T c a 1 によって次のよ うに計算される。
θ χ = -ω ■ ( T s/ 2 + T c a l ) - - - ( 2 4 ) 電流検出器 1 0 3に遅れ時間 T i dがある場合はその分も加算して
θ χ = -ω - ( T s/ 2 + T c a l + T d ) · · · ( 2 5 ) となる。 加算器 3 0 1 は位相 0と補正位相 0 χを加算して位相 Θ 1 を出力 する。 そしてその位相 0 1 は加算器 3 0 2で ΤΓ/ 2が減算されて位相 Θ 2 となる。 位相 0 1 は S I Ν関数発生器 3 0 3に入力され V p · SIN ( Θ 1 ) となる。 また位相 Θ 2は S I N関数発生器 3 0 4に入力されて V p ■ SIN ( θ 2 ) となる。 それぞれは乗算器 3 0 5と 3 0 6により電流 i sと乗算 されフィルタ 3 0 7と 3 0 8を介して有効電力 P、 無効電力 Qとなる。 このように補正位相 θ Xを考慮して有効電力 P、 無効電力 Qを演算測定 することにより、 電流サンプリング周期や演算遅れ時間の影響を補正する ことができ、 サンプリング周期、 演算遅れ時間によらず精度よく有効電力 P、 無効電力 Qを求めることができ、 結果的に高精度に 2次抵抗、 漏れィ ンダクタンスを求めることができる。
実施の形態 2 .
第 8図は実施の形態 2による誘導電動機制御装置を示すプロック図であ り、 この誘導電動機制御装置は誘導電動機 1 0 2の起動直前 （以下、 起動 時と称す。 ） の短時間に直流電流を流しその間に 1 次抵抗、 2次抵抗を求 めるものである。
第 8図おいて、 ィンバ一夕 1 0 1 から誘導電動機 1 0 2へ流れる電流を 電流検出器 1 0 3で検出する。 4 0 1 は電流を制御する電流制御手段であ り、ここでは誘導電動機 1 0 2への電流が直流電流となるように制御する。 この電流制御手段 4 0 1 は次のように構成される。 4 0 2は検出した 3 相分の電流を励磁分電流 i dに変換する電流座標変換器、 4 0 3はその励 磁分電流 i dと指令電流 I d cの差を取る減算器、 4 0 4はその差を比例 積分演算する P I制御器であり、 P I制御器 4 0 4は励磁電圧指令 V dを 出力する。 4 0 5は励磁電圧指令 V dを 3相電圧指令 V u、 v v、 v wに 変換する電圧座標変換器である。 このように電流制御手段 4 0 1 は起動直 後からわずかな時間だけ励磁分電流のみを位相を固定した直流にて制御す るよう ί冓成する。
次にこの直流電流を流している期間に 1 次抵抗、 2次抵抗を推定する抵 抗推定器について説明する。
5 0 1 は抵抗推定器であり、 次のように構成される。 5 0 2は検出した 励磁分電流 i dから誘導電動機の電気的定数を使って励磁電圧推定値 V d を求める電圧推定器、 5 0 3は励磁電圧指令 V dと電圧推定器 5 0 2の 出力である励磁電圧推定値 V d Λの偏差を取る減算器、 5 0 4はその偏差 を積分する積分器、 5 0 5は切替スィッチで、 この切替スィッチ 5 0 5は 起動直後からある一定期間は a側に接続され （以下、 期間 aと称す。 ） 、 その後の一定期間は b側に接続される （以下、 期間 bと称す。 ） 。 5 0 6 は期間 aでの推定ゲインである。 このとき推定ゲイン 5 0 6の出力は 1 次 抵抗と 2次抵抗の和 （ R 1 a + R 2 a ) となる。 5 0 7は （ R 1 a+ R 2 a) を適当な比 k 1 で分離して 1 次抵抗 R 1 aを求めるゲインである。 こ のゲイン k 1 は 0以上 1以下とする。 また、 5 08は （ R 1 a + R 2 a ) から 2次抵抗 R 2 aを求めるゲインであり、 1 一 k 1 とする。 5 0 9は期 間 aが終了した時点でこの （ R 1 a + R 2 a ) を記憶する記憶器である。 つづいて、 切替スィツチ 5 0 5が b側へ切り替わると推定ゲイン 5 1 0 により 1 次抵抗 R 1 bが推定される。 このとき 2次抵抗は記憶器 5 0 9で 記憶された （ R 1 a + R 2 a ) から 1 次抵抗 R 1 bを減算器 5 1 1 により 減算して求める。 このようにして求めた 2次抵抗を R 2 bとする。 前述の ように電圧推定器 50 2は誘導電動機 1 0 2の電気的定数の内 1 次、 2次 漏れインダクタンス L 1 、 L 2、 相互ィンダクタンス Mを一定として計算 しており、 切替スィツチ 5 1 2、 5 1 3から期間 aでは R 1 a、 R 2 aを、 期間 bでは R 1 b、 R 2 bを R 1 、 R 2としてフィ一 ドバック して電圧推 定器 5 0 2で励磁電圧推定値 V d を出力し、 励磁電圧推定値 V d ~と励 磁電圧指令 V dの偏差が零又は所定の値以下となったときに、 抵抗 R 1 、 R 2が真値に近づいたとしている。
そして最終的に記憶装置 5 1 5に期間 aと期間 bが終了した時点での 1 次抵抗、 2次抵抗 R 1 、 R 2を記憶させて、 実際に運転する際の定数とし て使用する。 上述の例では電圧推定器 5 0 2の出力である励磁電圧推定値 V d Λと励磁電圧指令 ν dの偏差を積分器 5 04により積分していたが、 積分の代わりに比例積分を行う用にしてもよい。
ぐ抵抗の推定原理 >
次に、 この抵抗の推定原理を説明する。 上述のように電流制御系が構成 されているので、 起動時にステップ状の電流が流れる。 期間 aではそのス テツプ状の電流が加わる過渡的な高周波領域であるため相互ィンダクタン ス Mには電流はほとんど流れず第 9図 （ a ) に示すように 2次側に電流が 流れる。 そのため電流が流れるルー トにある抵抗分である 1 次抵抗と 2次 抵抗の和が求まる。 続いて期間 bでは電流がほぼ定常となっている直流領 域のため相互ィ ンダクタンス Mは短絡と等価となり、 その電流は第 9図 ( b ) に示すように 1 次側のみ流れる。 そのため電流が流れるル一 卜にあ る抵抗分である 1 次抵抗のみが求まる。 期間 bでも 2次側に電流が流れる が、 その電流値はわずかであること、 ある程度の精度での抵抗値は期間 a で求まっているのでその分がうまく補正できることにより完全に 2次側に 回り込まなくなるまで推定し続ける必要はなく短時間で本推定は完了でき る。
このように 1次抵抗と 2次抵抗の和が求まり、 さらに 1 次抵抗が求まる ので結果的に 1次抵抗と 2次抵抗両方が求まる。
次に、 抵抗推定器 5 0 1 は、 検出した電流から誘導電動機の電気的定数 を用いて電圧を演算し励磁電圧推定値 V d ~を求め、 その励磁電圧推定値 V d "と電励磁電圧指令 V dとの偏差を積分して抵抗を推定しているので、 この推定原理を簡単に説明する。
実際の誘導電動機 1 0 2の電流と電圧は励磁分電流 i d、 電励磁電圧指 令 v dとして判っており、 その関係は誘導電動機 1 0 2の電気的定数によ つて表される。
ここで、 その励磁分電流 i dからその時点でわかっている誘導電動機 1 0 2の電気的定数を用いて励磁電圧推定値 V d "を推定計算すると、 判つ ている電気的定数が誤差を持つぶんだけその励磁電圧推定値 V d -は励磁 電圧指令 V dから誤差を持つ。 そこで、 電気的定数の内 1次、 2次漏れィ ンダクタンス L 1、 L 2、 相互ィンダクタンス Mは温度上昇にかかわらず 一定としているので、 励磁電圧推定値 V d Λと励磁電圧指令 ν dの偏差を 取って積分した値により電圧推定器 5 0 2で使用している抵抗値 R 1、 R 2を操作してやることにより次第に励磁電圧推定値 v d "と励磁電圧指令 V dは一致するようになる。
このようにして励磁電圧推定値 V d と励磁電圧指令 V dがー致した時 点では電圧推定器 5 0 2で使用しているフィ一 ドバック抵抗値 R 1、 R 2 が真値に一致していることになる。
第 8図では電圧推定器 5 0 2を用いていたが同様なことが電流推定器を 用いても構成できる。
第 1 0図は電流推定器を用いて構成した誘導電動機制御装置を示すプロ ック図であり、 図中、 第 8図と同一符号は同一又は相当部分を示す。 第 1 0図において、 5 0 1 i は抵抗推定器、 5 0 2 i は電流推定器である。 電 流推定器 5 0 2 i には励磁電圧指令 V dが入力されその電圧値より誘導電 動機 1 0 2の電気的定数を用い電流推定値 I d Λを推定計算する。 その電 流推定値 I d "と実電流である励磁分電流 i dの偏差を取って積分して抵 抗推定値を求めるのは電圧推定器 5 0 2を用いた場合と同様である。
上述の構成において実際に抵抗を推定した結果を第 1 1 図に示す。 第 1
1 図は、 誘導電動機として、 3 . 7 K Wのものを用い、 期間 aの時間を 0 . 0 1 s e c , 期間 bの時間を 0 . 0 4 s e cとし合計 0 . 0 5 s e cで推 定したものを示し、 期間 aで用いる 1次抵抗と 2次抵抗の和から 1 次抵抗 を求める適当な比 k 1 を 0 . 5としている。 したがって 1次抵抗と 2次抵 抗の和から 2次抵抗を求める比 1 — k 1 も 0 . 5となり期間 aでは 1 次抵 抗 = 2次抵抗となっている。 実際の 1 次抵抗の真値は 0 . 5 3 2 Ωで 2次 抵抗の真値は 0 . 4 0 0 Ωであるが、 期間 aでは適当な比を入れておけば よい。 期間 bでは 1 次抵抗を推定し、 期間 aで求めた和をから推定した 1 次抵抗を減じて 2次抵抗を求めている。 期間 aと期間 bをあわせて 0 . 0 5 s e cという短時間でぼぼ収束している。 第 1 1 図では 2次抵抗推定値 はわずかに大きめに推定されているが起動時のトルク不足を解消するため にはまったく問題のないレベルである。
<測定時間の短縮及び誤差の補正 >
上述のように起動時の抵抗の推定は短時間に完了できるが、 実際にいろ いろな条件で実験すると次のような問題があった。
( 1 ) 推定期間 aで用いる適当な比 k 1 が大きく異なっていると推定時 間が長くなる。
( 2 ) 起動トルク不足の問題はないものの、 前述のようにわずかに誤差 を含むため起動後の実運転時に速度やトルクの演算に多少誤差を含む。 次にこの問題をもう少し詳しく説明し、 その問題に対する補正について 説明する。
まず、 期間 aでの適当な比 k 1 が大きく異なる場合について説明する。 例えば 3 . 7 K W誘導電動機ではその 1 次抵抗と 2次抵抗の比は各社多 少の違いはあるがほぼ 1 ： 1 になっており、 期間 aで使う比 k 1 は k 1 = 1 / ( 1 + 1 ) = 0 . 5となる。 この比は前述のように多少異なっていて も期間 b終了後には正しい 1 次抵抗、 2次抵抗が推定できる。 しかし約 5 0 mの接続ケーブルを付けるとその接続ケーブルと誘導電動機 1 0 2内の 1次抵抗の合成抵抗は誘導電動機 1 0 2内の 1次抵抗の 2倍程度になる。 その場合 k 1 = 0 . 5のまま推定を行うと期間 bで抵抗の推定値収束に必 要な時間が長くなるという問題があった。
そこで、 起動前に 1 回だけ実施の形態 1 において述べたように、 単相電 圧などの試験電源を印加して求めたケーブル抵抗を含む 1 次抵抗と 2次抵 杭の比を求めて記憶しておき、 その比を起動時の期間 aでの比 k 1 として 使用することにより、 期間 bでの抵抗の推定値収束に必要な時間が長くな ることを防ぎ、 いつでも短時間で推定できるようになる。
次に上述のように抵抗推定値にわずかに誤差を含むため起動後の実運転 時に速度やトルクの演算に多少誤差を含むという問題に対する対策につい て説明する。
第 8図、 第 1 0図に示す誘導電動機制御装置による起動時の抵抗の推定 では、 2次抵抗の推定結果に誤差を持つ。 この原因は表皮効果によるもの かと推測されるが、 この誤差は誘導電動機 1 0 2の温度が変化し抵抗値が 変わっても真値との誤差は常に一定の比となることが実験により判った。 そこで誘導電動機 1 0 2の運転前に 1 回だけ実施の形態 1 に示す単相電 圧などの試験電源を印加して 1次抵抗 R 1 0と 2次抵抗 R 2 0を求め、 巻 線の温度が変化しない程度の時間内に、 すなわちほぼ同時にこの実施の形 態 2による起動時の抵抗の推定も行って 1 次抵抗 R 1 1 、 2次抵抗 R 2 1 を求める。 1 次抵抗 R 1 0と 1次抵抗 R 1 1の比 C 1 と、 2次抵抗 R 2 0 と 2次抵抗 R 2 1 の比 C 2とを記憶しておき、'実際の起動時に実施の形態 2に示す推定が終了した時点で推定した 1 次抵抗 R 1 2に C 1 を、 2次抵 抗 R 2 2に C 2を乗じて補正する。 このように補正した抵抗値を求め、 実 運転時のためにこの補正した抵抗値を使うようにすると、 速度やトルクの 演算の誤差も極めて小さくできる。
<繰り返し運転の停止期間中の抵抗測定 >
上記実施の形態 2で述べた誘導電動機制御装置は起動時に抵抗値を推定 したが、 例えば昇降機の運転パターンのように繰り返し運転中の停止期間 が 2秒程度以上あることが多い。 そのような場合は起動時に抵抗を推定す る必要はなく、 停止期間に直流電圧や単相電圧を印加して抵抗推定を行う ようにする。 その推定は実施の形態 1 で述べた。 実施の形態 1 で述べた誘 導電動機制御装置では、 3つの周波数の指令電圧を印加して行うため推定 に 3秒程度かかるが、 実験によるとばらつきが 1 %以下と少なく良好な推 定結果が得られる。 実施の形態 2で述べた誘導電動機制御装置では 0 . 0 5秒程度の短時間で終了するがばらつきが数％程度有る。 この場合、 繰り 返し運転の停止期間中に何度も繰り返し、 平均を取って誤差を減らすとい つた方法を使用しても良い。 こうすることにより起動時だけで行う場合に 対してさらに抵抗推定誤差を低減することができる。
また、 実施の形態 1 の誘導電動機制御装置による抵抗推定では約 3秒程 度時間がかかる。 そこで停止期間がそれほど多く取れないような場合は、 停止期間中に、 ある周波数 f ！において 2次抵抗■漏れィンダクタンス演算 測定手段 1 0 6が 2次抵抗 R 2 3を測定し、 あらかじめ実施の形態 1 に記 載したように 3つの異なる周波数を印加して表皮効果考慮演算手段 1 0 7 が求めた有理関数から周波数 f ！における 2次抵抗 R 2 1 の値を求め、この 2次抵抗 R 2 1 と 2次抵抗 R 2 3との比 C 3を記憶しておき、 実運転時の 滑り周波数 f 2における 2次抵抗 R 2 4を求め、この 2次抵抗 R 2 4に比 C 3を乗じて実運転時の 2時抵抗を求めるようにする。 このようにすること により約 1秒程度でばらつきが少なく高精度に所要の滑り周波数における 2次抵抗を推定することができるようになる。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明にかかる誘導電動機制御装置は、 例えば、 多相 ィンバー夕により試験電源を供給して多相誘導電動機の 1 次、 2次抵抗及 び漏れィンダクタンスといった電気的定数を測定し、 この測定結果を駆動 制御のパラメータに用いて多相誘導電動機を速度センサ無しでべク 卜ル制 御する誘導電動機制御装置に適している。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気的 定数を測定し、 この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相ィ ンバ一夕により前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置に おいて、 少なく とも 3つの異なる周波数 f の前記試験電源による試験条件 のそれぞれに対応する 2次巻線抵抗 R 2と漏れィンダク夕ンス Lとを演算 する第 1の演算手段と、 2次巻線抵抗 R 2と漏れィンダクタンス Lのそれ それを分母と分子に周波数 f の 2次式を含む有理関数を有し、 前記試験条 件のそれぞれに対応する 2次巻線抵抗 R 2と漏れイ ンダクタンスしとを前 記有理関数に代入してこの有理関数を求め、 この求めた有理関数に所要の 2次滑り周波数を代入して 2次巻線抵抗 R 2と漏れィンダクタンス Lとを 演算する第 2の演算手段とを備えたことを特徴とする誘導電動機制御装置。
2. 請求の範囲 1 に記載の誘導電動機制御装置において、 第 2の演算手 段が有する有理関数は、
R 2 (f ) = ( a 1 +a 2 - f 2) / ( 1 +a 3 - f 2)
L (f ) = ( b 1 + b 2 - f 2) / ( 1 + b 3 - f 2)
であることを特徴とする。
3. 請求の範囲 2に記載の誘導電動機制御装置において、 第 2の演算手 段は、 係数 a 1及び b 1のみを求め、 低 2次滑り周波数に対応する 2次巻 線抵抗 R 2と漏れインダクタンス Lを演算することを特徴とする。
4. 請求の範囲 1 に記載の誘導電動機制御装置において、 第 1の演算手 段は、 所定の周波数 f における第 1の 2次巻線抵抗 R 2を演算し、 第 2の 演算手段は、 この第 2の演算手段が予め求めた有理関数に前記所定の周波 数 f を代入して第 2の 2次巻線抵抗 R 2を求めるとともに、 所要の 2次滑 り周波数 f を代入して第 3の 2次巻線抵抗 R 2を求め、 この第 3の 2巻線 次抵抗 R 2に前記第 2の 2次卷線抵抗 R 2と前記第 1の 2次巻線抵抗 R 2 の比を乗じて所要の 2次巻線抵抗 R 2を求めることを特徴とする。
5. 請求の範囲 1 に記載の誘導電動機制御装置において、 多相インバー タにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気的定数を測定し、 この 測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相ィンバー夕により前記 多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置において、 周波数 f の 前記試験電源に対応する有効電力 Pと無効電力 Qとを演算する電力演算手 段と、 前記周波数 f に対応する相電圧ピーク値 V p及び 1次角周波数 ω、 前記有効電力 Ρと前記無効電力 Q、 予め測定された一次抵抗 R 1 とから L 型等価回路より求められる演算式から 2次抵抗 R 2 dと 2次漏れィンダク タンス L 2 dを求める第 1の演算手段と、 T型等価回路より求められる 2 次抵抗 R 2と 2次漏れインダクタンス Lの演算式のおのおのに、 第 1の演 算手段が求めた前記 2次抵抗 R 2 dと前記 2次漏れィンダクタンス L 2 d と予め測定されている 2次自己インダクタンス L L 2とを代入して 2次抵 抗 R 2と 2次漏れィンダクタンス Lを求める第 2の演算手段を備えたこと を特徴とする誘導電動機制御装置。
6. 請求の範囲 5に記載の誘導電動機制御装置において、 L型等価回路 より求められる演算式は、
ί 2 ά = 0 · ν ρ 2/ (4 · ω - ( P 2+Q 2) )
R 2 d = P . V p 2/ ( 2 . ( P 2+Q 2) ) - R 1
T型等価回路より求められる演算式は、
L = L 2 d + ( 2 - L 2 d - L L 2 ) - R 2 d 2/ ( 2 ^ 2 - L L 22) R 2 = R 2 d - Lし 22/ ( L L 2— L 2 d ) 2
であることを特徴とする。
7. 請求の範囲 5に記載の誘導電動機制御装置において、 電力演算手段 は、 多相ィンバー夕が多相誘導電動機に供給する単相交流の印加電圧より 瞬時有効電力と瞬時無効電力を求め、 前記瞬時有効電力と前記瞬時無効電 力から高周波成分をフィルタリングすることを特徴とする。
8 . 請求の範囲 7に記載の誘導電動機制御装置において、 電力演算手段 は、 前記瞬時有効電力と前記瞬時無効電力から印加電圧の 2倍の周波数成 分をノ ッチフィルタにより、 前記 2倍の周波数成分を超える高周波成分を 口一パスフィルタによりフィルタリングすることを特徴とする。
9 . 請求の範囲 5に記載の誘導電動機制御装置において、 多相インバー 夕が多相誘導電動機に対し指定した実効値電流を供給するように、 前記多 相ィンバ—夕に指令電圧を出力する試験電源指令手段を備えたことを特徴 とする。
1 0 . 請求の範囲 9に記載の誘導電動機制御装置において、 試験電源指 令手段は、 多相インバータに対する指令電圧を所定の上昇率で上昇し、 こ の指令電圧の上昇に伴って多相ィンバ一夕が多相誘導電動機へ供給する実 効値電流の二乗の時間平均値が指定した実効値電流の 1 / 3と等しいかあ るいは大きくなったときに前記指令電圧の上昇を止めることを特徴とする。
1 1 . 請求の範囲 5に記載の誘導電動機制御装置において、 多相インバ 一夕に指令電圧を出力する試験電源指令手段を備え、 電力演算手段は、 測 定及び演算による遅れ時間に対応する補正位相により前記指令電圧の位相 を補正して有効電力 Pと無効電力 Qとを演算することを特徴とする。
1 2 . 多相インバータにより試験電源を供給して多相誘導電動機の電気 的定数を測定し、 この測定結果を駆動制御のパラメータに用いて前記多相 ィンバータにより前記多相誘導電動機を駆動制御する誘導電動機制御装置 において、 前記多相ィンバータを制御して停止中の前記多相誘導電動機に 所定の直流指令電圧を印加して直流電流を供給する電流制御手段と、 前記 直流電圧と前記直流電流とを入力して、 前記電流制御手段の電流供給直後 の第 1の期間に 1次抵抗と 2次抵抗との合成抵抗を演算し、 前記第 1の期 間の次の第 2の期間に 1 次抵抗を演算し、 前記第 1 の期間に演算した前記 合成抵抗から前記第 2の期間に演算した前記 1 次抵抗を減じて 2次抵抗を 推定する抵抗推定手段とを備えたことを特徴とする誘導電動機制御装置。
1 3 . 請求の範囲 1 2に記載の誘導電動機制御装置において、 抵抗推定 手段は、 多相誘導電動機に供給した直流電流と前記多相誘導電動機の既知 の回路定数と帰還された 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗とから前記多相誘導 電動機に印加した直流電圧値を推定する電圧推定器と、 前記直流電圧値と 直流電圧指令値との偏差を積分演算する積分器と、 この積分器の出力を基 に第 1 の期間に 1 次巻線と 2次巻線との合成抵抗を演算し、 この合成抵抗 を 1次卷線抵抗と 2次巻線抵抗に分離して前記電圧推定器に帰還し、 第 2 の期間に積分器の出力より 1 次巻線抵抗を演算し、 前記第 1 の期間に演算 した前記合成抵抗から前記第 2の期間に測定した前記 1 次巻線抵抗を減じ て 2次巻線抵抗を推定し、 演算した前記 1 次卷線抵抗と推定した前記 2次 巻線抵抗を前記電圧推定器に帰還する抵抗演算手段とを備え、 前記偏差が 所定値以下となった場合に前記第 2の期間に測定及び推定した前記 1 次巻 線抵抗と前記 2次巻線抵抗を使用して前記多相誘導電動機を制御すること を特徴とする。
1 4 . 請求の範囲 1 2に記載の誘導電動機制御装置において、 抵抗推定 手段は、 多相誘導電動機に指令した直流指令電圧と前記多相誘導電動機の 既知の回路定数と帰還された 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗とから前記多相 誘導電動機に供給した直流電流値を推定する電流推定器と、 前記直流電流 値と前記多相誘導電動機に供給した直流電流の検出値との偏差を積分演算 する演算器と、 この積分器の出力を基に第 1 の期間に 1 次巻線と 2次卷線 との合成抵抗を演算し、 この合成抵抗を 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗に分 離して前記電圧推定器に帰還し、 第 2の期間に積分器の出力より 1 次巻線 抵抗を演算し、 前記第 1 の期間に演算した前記合成抵抗から前記第 2の期 間に測定した前記 1 次巻線抵抗を減じて 2次巻線抵抗を推定し、 演算した 前記 1 次巻線抵抗と推定した前記 2次卷線抵抗を前記電流推定器に帰還す る抵抗演算手段とを備え、 前記偏差が所定値以下となった場合に前記第 2 の期間に測定及び推定した前記 1 次巻線抵抗と前記 2次巻線抵抗を使用し て前記多相誘導電動機を制御することを特徴とする。
1 5 . 請求の範囲 1 3に記載の誘導電動機制御装置において、 抵抗演算 手段は、 第 1の期間に演算した合成抵抗を 1 次巻線抵抗と 2次巻線抵抗と に所定の比で分離することを特徴とする。
1 6 . 請求の範囲 1 2に記載の誘導電動機制御装置において、 予め交流 電圧を多相誘導電動機に印加して求めた交流印加による 1 次抵抗 R 1 及び 2次抵抗 R 2と、 抵抗推定手段によりほぼ同時に推定した直流電圧印加に よる 1 次抵抗 R 1 及び 2次抵抗 R 2との比を記憶する記憶手段を備え、 抵 抗推定手段により推定した 1 次抵抗 R 1 及び 2次抵抗 R 2を前記記憶手段 に記憶した比により補正することを特徴とする。
1 7 . 請求の範囲 1 2に記載の誘導電動機制御装置において、 運転期間 と停止期間を繰り返す多相誘導電動機の停止期間に 1 次抵抗と 2次抵枋を 推定して前記多相誘導電動機を制御することを特徴とする。
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