JP3029734B2 - 誘導電動機制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機をパルス幅変
調制御する誘導電動機制御装置に係り、特に、誘導電動
機のパラメータを自動計測する機能を備えた誘導電動機
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】コンプレッサ等を駆動する誘導電動機は
そのコンプレッサ出力を可変制御するためにパルス幅変
調（以下単にＰＷＭと称する）制御可能なインバータ回
路から交流電圧が印加される構成にされることがある。
この場合、インバータ出力電圧Ｖの周波数ｆを制御して
電動機の速度を制御するとき、電動機トルクを一定に保
つために、電圧Ｖと周波数ｆとの比Ｖ／ｆが一定に保た
れるようＶをｆと共に変化させる制御方法が採用される
こともある。このＶ／ｆを一定に保つにはｆの値に応じ
てＶが決定される必要があるが、それには誘導電動機の
一次抵抗ｒ１、二次抵抗ｒ２、漏れインダクタンスＬ及
び励磁インダクタンスＭ等の電動機定数を予め知ってお
く必要がある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】従来、このように誘導
電動機をインバータ回路によってＶ／ｆ一定の状態で速
度制御するシステムでは、電動機の上記のような各種定
数をシステムの構築に際して通常の特性試験によって得
る方法であり、システムが稼動状態に入ると定数の再確
認が行われることはほとんどないのが実情であった。し
たがって、電動機定数が変化していてもそのまま稼働が
継続される不都合を生ずる。また、電動機への配線イン
ピーダンスや、インバータスイッチング素子のインピー
ダンスも含めた定数を用いて制御する必要がある。 さら
に、電動機定数をインピーダンスに設定する作業は、繁
雑であり、ヒューマンエラーを発生する虞れがある。

【０００４】本発明はインバータ回路と組合わされた状
態のままで電動機定数を随時に容易に計測できる機能を
備えた誘導電動機制御装置を提供することを目的とす
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明による誘導電動機
制御装置は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリ
ッジ接続してなるインバータを介して接続された誘導電
動機の巻線に前記スイッチング素子の特定のオンオフパ
ターンを選択することによって初期電圧として所定の直
流電圧を印加する手段と、前記初期電圧の印加に伴い巻
線電流が所定の増加率で漸増する過度状態を所定時間経
過した後に前記巻線電流が略一定化されるように巻線へ
の印加電圧を前記初期電圧から徐々に減少させる制御を
行う定電流化制御手段と、この定電流化制御手段により
前記巻線電流が略一定化されるまでその巻線電流値を所
定の時期にサンプリングするサンプリング手段と、この
サンプリング手段によりサンプリングされたデータのう
ち、過度状態時におけるサンプリングデータが示す電流
増加率から電動機の漏洩インダクタンスを算出する第１
の演算手段と、電流増加率が減少される制御期間のサン
プリングデータが示す定常値成分から一次及び二次合成
抵抗を算出する第２の演算手段と、前記定電流化制御手
段による巻線への印加電圧変化特性をサンプリングする
ことにより励磁インダクタンス及び前記一次及び二次抵
抗の各値を確定する演算を行う第３の演算手段とからな
る。

【０００６】

【作用】計測の開始に際して、直流の一定値である初期
電圧が巻線に印加された瞬時の過度状態では巻線の電流
の増加率である立上がり角は励磁インダクタンスが二次
抵抗と並列な等価回路をなしていることから漏洩インダ
クタンスに依存する結果、この過度状態時の電流のサン
プリングデータから漏洩インダクタンスが算出される。
引き続く印加電圧の漸減に伴う巻線電流の増加率減少期
間である定常状態移行期間での巻線電流の定常成分の値
は巻線の一次、二次合成抵抗に依存するからこの電流値
から一次、二次合成抵抗が算出される。巻線電流の一定
化が達成されると、漏洩インダクタンスでの電圧降下分
が無くなり、さらに引き続いてその巻線電流値を維持す
るように電流制御していくと、励磁インダクタンスに電
流が流れ始める。励磁インダクタンスに流れ込む電流と
二次抵抗へ流れ込む電流の合成が巻線電流となることか
ら、電流制御は、励磁インダクタンスに流れ込む電流が
増えた分二次抵抗へ流れ込む電流を減らすように働く。
その結果、印加電圧は減少していき、その減少特性は励
磁インダクタンス及び一次、二次抵抗に依存するため、
その特性から励磁インダクタンス及び、一次抵抗、二次
抵抗の各値が夫々確定される。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を用
いて説明する。

【０００８】図１にこの種の一般的な電圧ＰＭＷ方式イ
ンバータが示されている。このインバータは直流電源
１、２から直流電圧Ｅが印加される直流母線３、４間
に、２個のスイッチング素子からなる三相の各相Ｕ，
Ｖ，Ｗに対応する３個のアーム５〜７を三相ブリッジ接
続してなる。図２には三相の各アーム５〜７の正側に設
けられたスイッチング素子８〜１０および負側に設けら
れたスイッチング素子１１〜１３のスイッチングによっ
て形成される基本電圧ベクトルとスイッチングパターン
とが示されている。ここで符号の三つの並び（例えば
１，０，１の如き並び）において、桁位置は順に三相の
Ｕ，Ｖ，Ｗ相のスイッチング素子に対応し、且つ符号１
はその相の正側のスイッチング素子（８〜１０のうち、
その相に対応するもの）がオンであることを表し、符号
０はその相の負側のスイッチング素子（１１〜１３のう
ち、その相に対応するもの）がオンであることを表す。

【０００９】誘導電動機１４に印加される電圧の基本ベ
クトルをスイッチング素子８〜１３のオンオフパターン
およびその通電時間の選択によって制御するとＰＷＭ正
弦波近似された三相交流電圧が印加される。このような
スイッチング素子のオンオフ制御はスイッチング制御回
路１５によってなされる。以上のような、３個のアーム
５〜７からなるインバータ主回路１６により計測電圧，
電流条件が与えられて行う電動機回路定数の計測方法を
図３乃至図５を用いて説明する。

【００１０】先ず図３中ステップ（Ｓ０）にて、電動機
１４が回転状態から停止状態になったことが確認される
と、時刻ｔ0 （図４）にて、スイッチングモードを全て
のスイッチング素子がオン状態またはオフ状態の零ベク
トルスイッチングモード（０、０、０）または（１、
１、１、）から（１、０、０）に選択してスイッチング
素子８、１２、１３のオン状態を瞬時に形成する（ステ
ップＳ１）。これは、誘導電動機１４の一相例えばＵ相
の等価回路を示す図５において、その入力端子間にＥな
る直流電圧が瞬時に印加されたことに相当し、この瞬間
では励磁インダクタンスＭは十分に大きい値にあるため
電流が二次抵抗ｒ2 を通るからＵ相巻線電流Ｉｕはその
過渡的変化がこの励磁インダクタンスＭの影響をほとん
ど受けず、主して漏洩インダクタンスＬによる影響を受
けて図４中ｔ0 −ｔ1 間で示すようにある傾斜角θなる
勾配で漸増する。

【００１１】この電流Ｉｕがこの誘導電動機１４にとっ
て過電流と評価される電流値の略１／２の値Ｉａに到達
した時点ｔ1 （ステップＳ３）で定電流化制御に移行さ
れる（ステップＳ４）。もし電流ＩｕがＩａに到達する
前に時点ｔ0 からの経過時間が所定時間例えば０．３ｍ
ｓ経過した時はその時点で定電流維持制御に移行され
る。この定電流化制御ステップＳ４ではＵ相巻線電流Ｉ
ｕの増加率を時点ｔ1 −ｔ2 間で示すように急に鈍化さ
せると共に以後一定化されるように制御する。この電流
制御を行うために、計測回路１８は電流検出回路１７に
より検出されたＵ相巻線電流Ｉｕを判定用データとして
受け、この判定用データに基づき図４に示すようにＵ相
印加電圧をＥからＥ0 ，Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ3 ，……と段階
的に下げるようにスイッチング回路１５に電圧制御指令
を与え、インバータ主回路１６内のスイッチング素子を
制御する。

【００１２】この電圧の段階的制御は、Ｕ相を通電する
スイッチングモード（１、０、０）において、その正側
スイッチング素子８のオンオフデューティ比制御即ちチ
ョッピング制御により行われる。図４中、時点ｔ2 近傍
で印加電圧がＥ3 に下がった後にＥ2 に上昇しているの
はＥ3 の印加の結果電流が減少傾向になったことを計測
回路１７によって判定されたためこれを阻止して定電流
特性に収斂させる電圧検索の一現象である。また、電流
を一定化する方向に印加電圧を徐々に下げるのは回路を
徐々に定常状態に移行させるためである。

【００１３】ステップをＳ２に戻して説明するに、この
ステップＳ２において、図４の過度状態期間に属する時
点ｔ0 −ｔ1 間で示すＵ相巻線電流Ｉｕの漸増値は、電
流検出回路１７によって約２０μｓの周期で刻々サンプ
リングされると共に順次Ａ／Ｄ変換（図示を省略）され
ながら計測回路１８に与えられ、その傾斜角即ち変化率
が演算され、その変化率データは後述の一時保存メモリ
に順次記憶される。この電流Ｉｕの増加傾斜角θは誘導
電動機１４の漏洩インダクタンスＬによる誘起電圧力ｅ
に関係するので、電流Ｉｕの変化率を演算しその値から
下記（１）式に基づき漏洩インダクタンスＬが判定され
る（ステップ５）。

【数１】 この実施例のステップＳ５における電流Ｉｕの時点ｔ0
−ｔ1 間の変化率の演算は時点ｔ0 −ｔ1 間を複数区間
に分割し、その各分割期間で電流の変化率を演算し、そ
の後に全ての区間の変化率の平均値をとる方法を採って
いる。

【００１４】上記に続いて、過度状態期間から凖定常状
態に移行する時点ｔ1 −ｔ2 期間（定常態移行期間）で
は電流Ｉｕの変化率がかなり小さくなっているので漏洩
インダクタンスに加わる電圧分担が十分小さくなり、し
かも、まだ励磁インダクタンスに流れる電流が十分小さ
いので、このときの図５に示す誘導電動機１４の入力端
子間インピーダンスは「ｒ1 ＋ｒ2 」であり、この一
次、二次合成抵抗を計測回路１８は電流検出回路１７か
ら与えられた検出電流値Ｉｕとスイッチング制御回路１
５を介してＵ相巻線に与えられる電圧である電圧指令値
とから演算することによって判定する（ステップＳ
６）。この場合の合成抵抗演算のための電圧値は、巻線
への印加電圧を検出する電圧検出回路を設けその検出電
圧を用いてもよい。

【００１５】その後、励磁インダクタンスＭに流れる電
流が徐々に増加し、その分、電流一定化のため二次抵抗
ｒ2 に流れる電流は減少し、二次抵抗ｒ2 の両端間即
ち、励磁インダクタンスＭ両端間の電圧降下は少なくな
る。一次抵抗ｒ1 の降圧降下は電流一定の結果、一定値
のままなので、電動機への印加電圧は徐々に低下する。
この時の印加電圧Ｖの時間変化は、以下の式で表され
る。

【数２】 従って、印加電圧の変化を数＋ｍs の間観測し、（ステ
ップＳ７）、この間にサンプリングされたデータを
（２）式に当てはめることにより、一次抵抗ｒ1 、二次
抵抗ｒ2 及び、励磁インダクタンスＭを算定することが
できる。具体的には、例えば以下のように求めることが
できる。上式は指数関数となるため、一定期間で３点を
サンプリングしたデータを順にＶ1 ，Ｖ2 ，Ｖ3 とする
と最終予測値Ｖ∞は以下の式で表され、

【数３】 Ｖ∞＝ｒ1 ・ｉなので、一次抵抗ｒ1 が決定され、先に
求めた合成抵抗（ｒ1＋ｒ2 ）より、ｒ2 が決定され、
これらと、（２）式の関係から、Ｍが決定する（ステッ
プＳ８）。

【００１６】ステップＳ５，Ｓ７，Ｓ８にて判定された
電動機定数ｒ1 、ｒ2,Ｌ，Ｍ即ち計測データは一時保存
メモリに一時的に記憶され（ステップＳ９）、これが電
動機の前回の回転停止に伴い計測された旧計測データと
比較され（ステップＳ１０）、もしその不一致の程度が
許容値を越える時はエラーと判定され（ステップＳ１
１）、警告が発せられる（ステップＳ１２）。もしエラ
ーでないと判定されたときは、その新旧データを合計し
て平均化する演算が行われ（ステップＳ１３）、その平
均値がメモリに更新データとして記憶され（ステップＳ
１４）、結果的に電動機１４の速度制御システムにおけ
るＶ／ｆ制御用電動機定数が新たな定数に更新される。
このような電動機定数の計測及びデータ更新は電動機１
４が停止動作がなされる毎に行われる。

【００１７】この場合、電動機１４の停止制御はインバ
ータ主回路１６のスイッチング素子８〜１３によって直
流励磁回路を形成して直流制動を作用させて行うことが
可能であるが、この場合は、この直流制動のために形成
されたスイッチングパターンの再形成で定数計測を開始
してもよい。また、ステップＳ０での電動機停止確認は
回転センサを用いる方法、或いは残留磁気により誘起さ
れる残留電圧を計測する方法などがあるが、定数計測の
開始は電動機完全停止状態前の実質停止状態から行って
もよい。

【００１８】定数計測タイミングは、上記のように電動
機の停止の都度ではなく、駆動の開始都度、或いは操作
による指令を受ける都度行われるようにしてもよい。

【００１９】また、時点ｔ0 −ｔ1 間の電流Ｉｕの増加
率の演算は、ＩｕとＩａとを比較するコンパレータを設
け、初期電圧印加時点ｔ0 からＩｕ≧とＩａとなってコ
ンパレータから出力が発生する時点ｔ1 までの時間Ｔを
計測して，Ｉａ／Ｔの演算をするようにしてもよい。

【００２０】

【発明の効果】本発明によれば、インバータ主回路から
の印加電圧とインバータ主回路を通る電流とから電動機
定数を計測できるので、インバータ主回路と組み合わさ
れた状態のままで電動機定数を随時に容易に計測できる
と共に、随時計測できることから常に最新の電動機定数
によって電動機制御が可能になるから、温度上昇による
巻線抵抗の変化或いは経年変化に起因する漏洩、励磁イ
ンダクタンスの変化による制御の誤差拡大等を未然に防
止することができる。また、電動機への配線インピーダ
ンスや、インバータスイッチング素子のインピーダンス
も含めた定数を計測していることになるため、高精度に
制御できる。さらに、電動機定数をインバータに設定す
る繁雑な作業が不要となるため、ヒューマンエラーの発
生を防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例におけるインバータ装置の回
路構成を示す結線図

【図２】図１に示すインバータ主回路のスイッチング制
御パターンを説明するためのベクトル図

【図３】本発明の一実施例における誘導電動機の定数計
測方法を説明するためのフローチャート

【図４】本発明の一実施例による電動機定数計測操作に
ける巻線電流の変化及び巻線印加電圧の変化を示すグラ
フ

【図５】図２に示す誘導電動機の一つの相の等価回路図

【符号の説明】

１，２は直流電源、８〜１３はスイッチング素子、１４
は誘導電動機、１５はスイッチング制御回路、１６はイ
ンバータ主回路、１７は電流検出回路、１８は計測回路
である。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に複数のスイッチング素子をブ
   リッジ接続してなるインバータを介して接続された誘導
   電動機の巻線に前記スイッチング素子の特定のオンオフ
   パターンを選択することによって初期電圧として所定の
   直流電圧を印加する手段と、前記初期電圧の印加に伴い
   巻線電流が所定の増加率で漸増する過度状態を所定時間
   経過した後に前記巻線電流が略一定化されるように巻線
   への印加電圧を前記初期電圧から徐々に減少させる制御
   を行う定電流化制御手段と、この定電流化制御手段によ
   り前記巻線電流が略一定化されるまでその巻線電流値を
   所定の時期にサンプリングするサンプリング手段と、こ
   のサンプリング手段によりサンプリングされたデータの
   うち、前記過度状態時におけるサンプリングデータが示
   す電流増加率から電動機の漏洩インダクタンスを算出す
   る第１の演算手段と、電流増加率が減少される制御期間
   のサンプリングデータが示す定常値成分から一次及び二
   次合成抵抗を算出する第２の演算手段と、前記定電流化
   制御手段による巻線への印加電圧変化特性をサンプリン
   グすることにより励磁インダクタンス並びに前記一次及
   び二次抵抗の各値を確定する演算を行う第３の演算手段
   とからなる誘導電動機制御装置。
2. 【請求項２】 巻線への初期電圧の印加から始まる計測
   動作は起動時若しくは運転停止時毎に行われることを特
   徴とする請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
3. 【請求項３】 直流電源に複数のスイッチング素子をブ
   リッジ接続してなるインバータを介して接続された誘導
   電動機の巻線に前記スイッチング素子の特定のオンオフ
   パターンを選択することによって初期電圧として所定の
   直流電圧を印加する手段と、前記初期電圧の印加に伴い
   巻線電流が所定の増加率で漸増する過度状態を所定時間
   経過した後に前記巻線電流が略一定化されるように巻線
   への印加電圧を前記初期電圧から徐々に減少させる制御
   を行う定電流化制御手段と、この定電流化制御手段によ
   り前記巻線電流が略一定化されるまでその巻線電流値を
   所定の時期にサンプリングするサンプリング手段と、こ
   のサンプリング手段によりサンプリングされたデータの
   うち、前記過度状態時におけるサンプリングデータが示
   す電流増加率から電動機の漏洩インダクタンスを算出す
   る第１の演算手段と、電流増加率が減少される制御期間
   のサンプリングデータが示す定常値成分から一次及び二
   次合成抵抗を算出する第２の演算手段と、前記定電流化
   制御手段による巻線への印加電圧変化特性をサンプリン
   グすることにより励磁インダクタンス並びに前記一次及
   び二次抵抗の各値を確定する演算を行う第３の演算手段
   と、これら第１ないし第３の演算手段により得られた各
   種定数を旧記憶内容に代え順次記憶する記憶手段とから
   なる誘導電動機制御装置。