JPH09117149A - 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 - Google Patents
多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置Info
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- JPH09117149A JPH09117149A JP7269804A JP26980495A JPH09117149A JP H09117149 A JPH09117149 A JP H09117149A JP 7269804 A JP7269804 A JP 7269804A JP 26980495 A JP26980495 A JP 26980495A JP H09117149 A JPH09117149 A JP H09117149A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多相電源電圧形コンバータにおいて、出力電
圧を所要値に追従させ、かつ、電源力率角を所要値に一
致させること。 【解決手段】 直流制御器８により交流有効電力指令値
Ｐ* を算出し、無効電流指令値算出手段９により、交流
無効電力指令値Ｑ* 得る。第１の手段１、第２の手段２
により、指令値Ｐ* ，Ｑ* と有効電力Ｐ、無効電力Ｑと
の偏差ｓP ，ｓqを求める。また、第３の手段３により
回路パラメータと電源電圧、電力値で定まる等価入力ベ
クトルＵeq p ，Ｕeq q を算出する。第４の手段４によ
り、制御入力ベクトルＶ0 Ｕp ，Ｖ0 Ｕq を計算する。
第５，６の手段５，６は上記Ｖ0 Ｕp−Ｕeq p 、Ｖ0 Ｕ
q −Ｕeq q と、制御偏差ｓP ，ｓq の極性を判別し、該
判別結果に基づき、第７の手段７はスイッチングベクト
ルｕを選定し、多相電圧形コンバータ１１の半導体スイ
ッチを開閉する。
圧を所要値に追従させ、かつ、電源力率角を所要値に一
致させること。 【解決手段】 直流制御器８により交流有効電力指令値
Ｐ* を算出し、無効電流指令値算出手段９により、交流
無効電力指令値Ｑ* 得る。第１の手段１、第２の手段２
により、指令値Ｐ* ，Ｑ* と有効電力Ｐ、無効電力Ｑと
の偏差ｓP ，ｓqを求める。また、第３の手段３により
回路パラメータと電源電圧、電力値で定まる等価入力ベ
クトルＵeq p ，Ｕeq q を算出する。第４の手段４によ
り、制御入力ベクトルＶ0 Ｕp ，Ｖ0 Ｕq を計算する。
第５，６の手段５，６は上記Ｖ0 Ｕp−Ｕeq p 、Ｖ0 Ｕ
q −Ｕeq q と、制御偏差ｓP ，ｓq の極性を判別し、該
判別結果に基づき、第７の手段７はスイッチングベクト
ルｕを選定し、多相電圧形コンバータ１１の半導体スイ
ッチを開閉する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流源あるいは制
御源として使用される多相電圧形コンバータの制御装置
に関する。
御源として使用される多相電圧形コンバータの制御装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の多相電圧形コンバータの制御法は
ＰＷＭパターン合成してコンバータブリッジを制御する
ＰＷＭ合成法によるものが多い。このパターン合成はシ
ステム動特性を無視して、いわゆるオープンループで作
成される。
ＰＷＭパターン合成してコンバータブリッジを制御する
ＰＷＭ合成法によるものが多い。このパターン合成はシ
ステム動特性を無視して、いわゆるオープンループで作
成される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなパ
ターン合成は、コンバータの出力の平均値が所要値とな
るように半導体開閉信号を決めている。このため、不必
要とするスイッチング動作をもたらし、また、システム
瞬時状態を無視しているので、高性能の制御特性を得る
のは難しい。さらに、上記パターン合成は電源電圧位相
に同期する必要があり、ノイズ、あるいは電源電圧歪み
による同期ミスに起因する制御システムへの悪影響があ
る。また、このための特別な対策をとるとシステムがコ
ストアップする。
ターン合成は、コンバータの出力の平均値が所要値とな
るように半導体開閉信号を決めている。このため、不必
要とするスイッチング動作をもたらし、また、システム
瞬時状態を無視しているので、高性能の制御特性を得る
のは難しい。さらに、上記パターン合成は電源電圧位相
に同期する必要があり、ノイズ、あるいは電源電圧歪み
による同期ミスに起因する制御システムへの悪影響があ
る。また、このための特別な対策をとるとシステムがコ
ストアップする。
【０００４】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであって、本発明の目的は、スイッチ
動作を扱うのが得意とするスライディングモード制御理
論を用いて、電源電圧同期を必要としない交流電源瞬時
電力を制御することによって制御性能を上げるととも
に、不必要なスイッチング動作を排除し、出力電圧を所
要値に追従させ、かつ、電源力率角も所要値に一致させ
る多相電圧形コンバータの制御装置を提供することであ
る。
してなされたものであって、本発明の目的は、スイッチ
動作を扱うのが得意とするスライディングモード制御理
論を用いて、電源電圧同期を必要としない交流電源瞬時
電力を制御することによって制御性能を上げるととも
に、不必要なスイッチング動作を排除し、出力電圧を所
要値に追従させ、かつ、電源力率角も所要値に一致させ
る多相電圧形コンバータの制御装置を提供することであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理図で
ある。同図において、１〜７は本発明の交流電力制御器
を構成する各要素であり、後述する直流制御器８、無効
電力指令値算出手段９から有効、無効電力の指令値
Ｐ* ，Ｑ* が与えられ、交流有効電力Ｐ，無効電力Ｑを
上記指令値に追従させる。
ある。同図において、１〜７は本発明の交流電力制御器
を構成する各要素であり、後述する直流制御器８、無効
電力指令値算出手段９から有効、無効電力の指令値
Ｐ* ，Ｑ* が与えられ、交流有効電力Ｐ，無効電力Ｑを
上記指令値に追従させる。
【０００６】上記交流電力制御器において、１は交流有
効電力偏差を求める第１の手段であり、第１の手段は、
無効電力指令値Ｐ* と交流有効電力Ｐとの偏差ｓp を算
出する。２は交流無効電力偏差を求める第２の手段であ
り、第２の手段は無効電力指令値Ｑ* と交流無効電力Ｑ
との偏差ｓq を算出する。交流電力制御の目標は上記電
力偏差ｓp ，ｓq をゼロに制御することである。また、
偏差の極性は後述するスライディングモード制御でベク
トル選択の一つの判別基準となる。
効電力偏差を求める第１の手段であり、第１の手段は、
無効電力指令値Ｐ* と交流有効電力Ｐとの偏差ｓp を算
出する。２は交流無効電力偏差を求める第２の手段であ
り、第２の手段は無効電力指令値Ｑ* と交流無効電力Ｑ
との偏差ｓq を算出する。交流電力制御の目標は上記電
力偏差ｓp ，ｓq をゼロに制御することである。また、
偏差の極性は後述するスライディングモード制御でベク
トル選択の一つの判別基準となる。
【０００７】３は等価入力ベクトルの有効成分Ｕeq p 、
無効成分Ｕeq q を算出する第３の手段である。なお、上
記第３の手段３は本発明の請求項１では、電源電圧、交
流瞬時電力値Ｐ，Ｑ及び電力偏差ｓp ，ｓq に基づいて
上記有効成分Ｕeq p 、無効成分Ｕeq q を計算するが、請
求項８では電源電圧、交流電力指令値Ｐ* Ｑ* 及び電力
偏差ｓp ，ｓq に基づいて計算する。４は制御入力ベク
トルを計算する第４の手段であり、出力電圧値と、電源
電圧瞬時値とスイッチ状態で決まる電圧ベクトル値の積
で計算され、その時に制御に使える制御入力ベクトルを
計算する。そのベクトルの有効成分は交流有効電力を制
御する入力となり、無効成分は交流無効電力を計算する
入力となる。５は制御入力ベクトルのうち、有効電力制
御偏差を収束させるベクトルを抽出するため、有効成分
の極性を判別する第５の手段、６は無効電力偏差を収束
させるベクトルを抽出するため、無効成分の極性を判別
する第６の手段である。
無効成分Ｕeq q を算出する第３の手段である。なお、上
記第３の手段３は本発明の請求項１では、電源電圧、交
流瞬時電力値Ｐ，Ｑ及び電力偏差ｓp ，ｓq に基づいて
上記有効成分Ｕeq p 、無効成分Ｕeq q を計算するが、請
求項８では電源電圧、交流電力指令値Ｐ* Ｑ* 及び電力
偏差ｓp ，ｓq に基づいて計算する。４は制御入力ベク
トルを計算する第４の手段であり、出力電圧値と、電源
電圧瞬時値とスイッチ状態で決まる電圧ベクトル値の積
で計算され、その時に制御に使える制御入力ベクトルを
計算する。そのベクトルの有効成分は交流有効電力を制
御する入力となり、無効成分は交流無効電力を計算する
入力となる。５は制御入力ベクトルのうち、有効電力制
御偏差を収束させるベクトルを抽出するため、有効成分
の極性を判別する第５の手段、６は無効電力偏差を収束
させるベクトルを抽出するため、無効成分の極性を判別
する第６の手段である。
【０００８】７は有効電力偏差、無効電力偏差を共に収
束させるスイッチングベクトルを選択し、その対応する
半導体開閉信号を多相電圧形コンバータ負荷系１２内の
多相電圧形コンバータブリッジに出力する第７の手段で
ある。８は直流制御器であり、コンバータ出力の直流電
圧を与えられた指令値に一致させるよう電源有効電力指
令値を出力する。９は交流有効電力指令値Ｐ* もしくは
交流有効電力Ｐと電源力率角の指令値φ * に一致させる
ような交流無効電力指令値Ｑ* を出力する無効電力指令
値算出手段、１１は負荷電力のフィードバック、あるい
は、フィードフォワードパスである。
束させるスイッチングベクトルを選択し、その対応する
半導体開閉信号を多相電圧形コンバータ負荷系１２内の
多相電圧形コンバータブリッジに出力する第７の手段で
ある。８は直流制御器であり、コンバータ出力の直流電
圧を与えられた指令値に一致させるよう電源有効電力指
令値を出力する。９は交流有効電力指令値Ｐ* もしくは
交流有効電力Ｐと電源力率角の指令値φ * に一致させる
ような交流無効電力指令値Ｑ* を出力する無効電力指令
値算出手段、１１は負荷電力のフィードバック、あるい
は、フィードフォワードパスである。
【０００９】前記課題を解決するため、本発明の請求項
１の発明は、偏差ｓp ，ｓq もしくはその偏差の極性を
求める第１、第２の手段と、等価入力ベクトルの有効成
分Ｕ eq p 、無効成分Ｕeq q を求める第３の手段と、制御
入力ベクトルＶ0 ＵP ，Ｖ0Ｕq を求める第４の手段
と、制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 ＵP と等価入力ベ
クトルの有効成分Ｕeq p との差を求め、その差もしくは
その差の極性と有効電力偏差ｓp の極性に基づき制御入
力ベクトルを選択するための出力を発生する第５の手段
と、制御入力ベクトルの無効成分Ｖ0 ＵP と等価入力ベ
クトルの無効成分Ｕeq q との差を求め、その差もしくは
その差の極性と無効電力偏差ｓq の極性に基づき制御ベ
クトルを選択するための出力を発生する第６の手段と、
第５の手段と第６の手段の出力に基づき制御ベクトルを
選択する第７の手段とを設け、第７の手段により得たス
イッチングベクトルにより多相コンバータを構成する半
導体スイッチの開閉指令を与えるように構成したもので
ある。
１の発明は、偏差ｓp ，ｓq もしくはその偏差の極性を
求める第１、第２の手段と、等価入力ベクトルの有効成
分Ｕ eq p 、無効成分Ｕeq q を求める第３の手段と、制御
入力ベクトルＶ0 ＵP ，Ｖ0Ｕq を求める第４の手段
と、制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 ＵP と等価入力ベ
クトルの有効成分Ｕeq p との差を求め、その差もしくは
その差の極性と有効電力偏差ｓp の極性に基づき制御入
力ベクトルを選択するための出力を発生する第５の手段
と、制御入力ベクトルの無効成分Ｖ0 ＵP と等価入力ベ
クトルの無効成分Ｕeq q との差を求め、その差もしくは
その差の極性と無効電力偏差ｓq の極性に基づき制御ベ
クトルを選択するための出力を発生する第６の手段と、
第５の手段と第６の手段の出力に基づき制御ベクトルを
選択する第７の手段とを設け、第７の手段により得たス
イッチングベクトルにより多相コンバータを構成する半
導体スイッチの開閉指令を与えるように構成したもので
ある。
【００１０】本発明の請求項２の発明は、請求項１の発
明において、制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 ＵP と等
価入力ベクトルの有効成分Ｕeq p との差を求め、その差
と交流有効電力偏差ｓp の極性との積が、回路パラメー
タ定数の誤差により定まる上記等価入力ベクトルの有効
成分Ｕeq p の誤差の最大値△ｐのマイナス値より小さい
とき出力を発生する第５の手段と、制御入力ベクトルの
無効成分Ｖ0 Ｕq と等価入力ベクトルの無効成分Ｕeq q
との差を求め、その差と交流無効電力偏差ｓqの極性と
の積が、回路パラメータ定数の誤差により定まる上記等
価入力ベクトルの無効成分Ｕeq q の誤差の最大値△ｑの
マイナス値より小さいとき出力を発生する第６の手段を
設けたものである。
明において、制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 ＵP と等
価入力ベクトルの有効成分Ｕeq p との差を求め、その差
と交流有効電力偏差ｓp の極性との積が、回路パラメー
タ定数の誤差により定まる上記等価入力ベクトルの有効
成分Ｕeq p の誤差の最大値△ｐのマイナス値より小さい
とき出力を発生する第５の手段と、制御入力ベクトルの
無効成分Ｖ0 Ｕq と等価入力ベクトルの無効成分Ｕeq q
との差を求め、その差と交流無効電力偏差ｓqの極性と
の積が、回路パラメータ定数の誤差により定まる上記等
価入力ベクトルの無効成分Ｕeq q の誤差の最大値△ｑの
マイナス値より小さいとき出力を発生する第６の手段を
設けたものである。
【００１１】本発明の請求項３の発明は、請求項１また
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ0 * の二乗に比例した値と出力電圧の
二乗値に比例した値を入力し、上記直流制御器がその偏
差を増幅した値Ｐamp より交流有効電力指令値Ｐ* を得
るように構成したものである。
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ0 * の二乗に比例した値と出力電圧の
二乗値に比例した値を入力し、上記直流制御器がその偏
差を増幅した値Ｐamp より交流有効電力指令値Ｐ* を得
るように構成したものである。
【００１２】本発明の請求項４の発明は、請求項１また
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ0 * 二乗値に比例した値と出力電圧の
二乗値に比例した値を入力し、直流制御器がその偏差を
増幅した値△Ｐ* に負荷が消費する電力値ＰD * を加算
して交流有効電力指令値Ｐ* を得るように構成したもの
である。
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ0 * 二乗値に比例した値と出力電圧の
二乗値に比例した値を入力し、直流制御器がその偏差を
増幅した値△Ｐ* に負荷が消費する電力値ＰD * を加算
して交流有効電力指令値Ｐ* を得るように構成したもの
である。
【００１３】本発明の請求項５の発明は、請求項１また
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ0 * の二乗値に比例した値と出力電圧
の二乗値に比例した値を入力し、上記直流制御器がその
偏差を増幅した値△Ｐ* に負荷が消費する電力値ＰD を
ローパスフィルタを通した値を加算して交流有効電力指
令値Ｐ* を得るように構成したものである。
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電圧指令値Ｖ0 * の二乗値に比例した値と出力電圧
の二乗値に比例した値を入力し、上記直流制御器がその
偏差を増幅した値△Ｐ* に負荷が消費する電力値ＰD を
ローパスフィルタを通した値を加算して交流有効電力指
令値Ｐ* を得るように構成したものである。
【００１４】本発明の請求項６の発明は、請求項１，
２，３，４または請求項５の発明において、交流無効電
力指令値Ｑ* を交流有効電力指令値Ｐ* と電源力率角の
指令値φ* から算出する無効電力指令値算出手段を設け
たものである。
２，３，４または請求項５の発明において、交流無効電
力指令値Ｑ* を交流有効電力指令値Ｐ* と電源力率角の
指令値φ* から算出する無効電力指令値算出手段を設け
たものである。
【００１５】本発明の請求項７の発明は、請求項１，
２，３，４または請求項５の発明において、交流無効電
力指令値Ｑ* を、交流有効電力Ｐと電源力率角の指令値
φ* から算出する無効電力指令値算出手段を設けたもの
である。
２，３，４または請求項５の発明において、交流無効電
力指令値Ｑ* を、交流有効電力Ｐと電源力率角の指令値
φ* から算出する無効電力指令値算出手段を設けたもの
である。
【００１６】本発明の請求項８の発明は、請求項１，
２，３，４，５，６または請求項７の発明において、電
源電圧、交流有効電力指令値Ｐ* 、無効電力指令値Ｑ*
および上記第１、２の手段で求めた交流有効、無効電力
偏差ｓp ，ｓq から等価入力ベクトルの有効成分
Ｕeq p 、無効成分Ｕeq q を求める第３の手段を設けたも
のである。
２，３，４，５，６または請求項７の発明において、電
源電圧、交流有効電力指令値Ｐ* 、無効電力指令値Ｑ*
および上記第１、２の手段で求めた交流有効、無効電力
偏差ｓp ，ｓq から等価入力ベクトルの有効成分
Ｕeq p 、無効成分Ｕeq q を求める第３の手段を設けたも
のである。
【００１７】
【作用】上記機能を達成するため、本発明においては以
下のようにして電圧形コンバータを制御する。まず、コ
ンバータシステムのダイナミックスを分析して本発明の
制御方法を説明する。以下、簡単のため、主に三相交流
電源の場合を対象に本発明の理論的な説明をするが、本
発明は上記三相交流電源に限定されるものではない。
下のようにして電圧形コンバータを制御する。まず、コ
ンバータシステムのダイナミックスを分析して本発明の
制御方法を説明する。以下、簡単のため、主に三相交流
電源の場合を対象に本発明の理論的な説明をするが、本
発明は上記三相交流電源に限定されるものではない。
【００１８】図２は三相電圧形コンバータ主回路構成図
であり、同図において、１５は三相交流電源、１４は交
流リアクトル、１３は三相電圧形コンバータブリッジ、
１６は直流コンデンサ、１７は負荷であり、Ｌは交流リ
アクトルの値、Ｃはコンデンサの値を示しており、同図
において、以下の定義をする（なお、以下に示すＶs，
ｉs ，Ｖc ，ｕはベクトルである）。電源電圧をＶs ＝
〔Ｖs1，Ｖs2，Ｖs3〕T とする。
であり、同図において、１５は三相交流電源、１４は交
流リアクトル、１３は三相電圧形コンバータブリッジ、
１６は直流コンデンサ、１７は負荷であり、Ｌは交流リ
アクトルの値、Ｃはコンデンサの値を示しており、同図
において、以下の定義をする（なお、以下に示すＶs，
ｉs ，Ｖc ，ｕはベクトルである）。電源電圧をＶs ＝
〔Ｖs1，Ｖs2，Ｖs3〕T とする。
【００１９】なお、上記式において、ＶsK＝√（２／
３）Ｅcos 〔ωｔ−２π（ｋ−１）／３）〕（ｋ＝１，
２，３）である。ここで、Ｅは電源線間電圧実効値を表
す。また、電源線電流ｉs をｉs ＝〔ｉs1，ｉs2，
ｉs3〕T と定義し、出力直流電圧をＶ0 とする。さら
に、ｕ＝〔ｕ1 ，ｕ2 ，ｕ3 〕T と定義する。なお、ｕ
k は次の（１）式のように定義されるスイッチング関数
である。
３）Ｅcos 〔ωｔ−２π（ｋ−１）／３）〕（ｋ＝１，
２，３）である。ここで、Ｅは電源線間電圧実効値を表
す。また、電源線電流ｉs をｉs ＝〔ｉs1，ｉs2，
ｉs3〕T と定義し、出力直流電圧をＶ0 とする。さら
に、ｕ＝〔ｕ1 ，ｕ2 ，ｕ3 〕T と定義する。なお、ｕ
k は次の（１）式のように定義されるスイッチング関数
である。
【００２０】 三相の場合、図３に示す８種類のスイッチベクトルＰ０
〜Ｐ７が使用可能である（図３において、例えばベクト
ルＰ１の〔１，０，０〕はｕ1 ＝１，ｕ2 ＝０，ｕ3 ＝
０に対応する）。なお、本発明は、後述するように、上
記スイッチベクトルを所要の制御目的を達成するように
選択して、コンバータのスイッチング動作を制御し、出
力電圧を制御するとともに電源力率角を所要値に制御す
るようにしたものである。
〜Ｐ７が使用可能である（図３において、例えばベクト
ルＰ１の〔１，０，０〕はｕ1 ＝１，ｕ2 ＝０，ｕ3 ＝
０に対応する）。なお、本発明は、後述するように、上
記スイッチベクトルを所要の制御目的を達成するように
選択して、コンバータのスイッチング動作を制御し、出
力電圧を制御するとともに電源力率角を所要値に制御す
るようにしたものである。
【００２１】さて、以上の定義により、ｉs ，Ｖ0 を状
態変数にとると、図２の回路の状態方程式は次の式
（２）となる。 Ｌｉs1' ＝ Ｖs1＋Ｖ0 （ｕ１＋ｕ２＋ｕ３）／３−Ｖ0 ｕ1 Ｌｉs2' ＝ Ｖs2＋Ｖ0 （ｕ１＋ｕ２＋ｕ３）／３−Ｖ0 ｕ2 Ｌｉs3' ＝ Ｖs3＋Ｖ0 （ｕ１＋ｕ２＋ｕ３）／３−Ｖ0 ｕ3 ＣＶ0 ' ＝ｉs1ｕ1 ＋ｉs2ｕ2 ＋ｉs3ｕ3 −ｉ0 （２） なお、上記式において回路抵抗は微小なため省略してい
る。また、上記式において、ｉ0 は負荷電流で、ｉs1'
，ｉs2' ，ｉs3' ，Ｖ0 ' はｉs1，ｉs2，ｉs3，Ｖ0
の微分値である。
態変数にとると、図２の回路の状態方程式は次の式
（２）となる。 Ｌｉs1' ＝ Ｖs1＋Ｖ0 （ｕ１＋ｕ２＋ｕ３）／３−Ｖ0 ｕ1 Ｌｉs2' ＝ Ｖs2＋Ｖ0 （ｕ１＋ｕ２＋ｕ３）／３−Ｖ0 ｕ2 Ｌｉs3' ＝ Ｖs3＋Ｖ0 （ｕ１＋ｕ２＋ｕ３）／３−Ｖ0 ｕ3 ＣＶ0 ' ＝ｉs1ｕ1 ＋ｉs2ｕ2 ＋ｉs3ｕ3 −ｉ0 （２） なお、上記式において回路抵抗は微小なため省略してい
る。また、上記式において、ｉ0 は負荷電流で、ｉs1'
，ｉs2' ，ｉs3' ，Ｖ0 ' はｉs1，ｉs2，ｉs3，Ｖ0
の微分値である。
【００２２】次に、瞬時電力の制御上の容易さのため
に、上記の３相の量に対して、三相の電圧瞬時値を用い
て、次のような変換を施す。 Ｘp ＝Ｖs1ｘ1 ＋Ｖs2ｘ2 ＋Ｖs3ｘ3 Ｘq ＝〔１／√（３）〕〔Ｖs1（ｘ2 −ｘ3 ）＋Ｖs2（ｘ3 −ｘ1 ） ＋Ｖs3（ｘ1 −ｘ2 ） （３） 電源電流ｉs1，ｉs2，ｉs3 について、上記変換を行う
と（ｘ1 ＝ｉs1，ｘ2＝ｉs2，ｘ3 ＝ｉs3 とおく
と）、Ｘp 、Ｙp は瞬時電力Ｐ，Ｑになることが分か
る。すなわち、次の（４）式となる。 Ｐ＝Ｖs1ｉs1＋Ｖs2ｉS2＋Ｖs3ｉs3 Ｑ＝〔１／√（３）〕〔Ｖs1（ｉs2−ｉs3）＋Ｖs2（ｉs3−ｉs1） ＋Ｖs3（ｉs1−ｉs2） （４）
に、上記の３相の量に対して、三相の電圧瞬時値を用い
て、次のような変換を施す。 Ｘp ＝Ｖs1ｘ1 ＋Ｖs2ｘ2 ＋Ｖs3ｘ3 Ｘq ＝〔１／√（３）〕〔Ｖs1（ｘ2 −ｘ3 ）＋Ｖs2（ｘ3 −ｘ1 ） ＋Ｖs3（ｘ1 −ｘ2 ） （３） 電源電流ｉs1，ｉs2，ｉs3 について、上記変換を行う
と（ｘ1 ＝ｉs1，ｘ2＝ｉs2，ｘ3 ＝ｉs3 とおく
と）、Ｘp 、Ｙp は瞬時電力Ｐ，Ｑになることが分か
る。すなわち、次の（４）式となる。 Ｐ＝Ｖs1ｉs1＋Ｖs2ｉS2＋Ｖs3ｉs3 Ｑ＝〔１／√（３）〕〔Ｖs1（ｉs2−ｉs3）＋Ｖs2（ｉs3−ｉs1） ＋Ｖs3（ｉs1−ｉs2） （４）
【００２３】同様に、スイッチング状態を表すスイッチ
ング関数ｕに対しては、上記（３）式による変換値
Ｕp ，Ｕq は図４に示すように電源電圧瞬時値の簡単な
組み合わせにより得られる電圧ベクトルとなる。また、
電源電圧自身Ｖs1，Ｖs2，Ｖs3に対しては、無効成分が
０、有効成分はＥ2 となり、電源線間実効値の二乗値と
なることが分かる。
ング関数ｕに対しては、上記（３）式による変換値
Ｕp ，Ｕq は図４に示すように電源電圧瞬時値の簡単な
組み合わせにより得られる電圧ベクトルとなる。また、
電源電圧自身Ｖs1，Ｖs2，Ｖs3に対しては、無効成分が
０、有効成分はＥ2 となり、電源線間実効値の二乗値と
なることが分かる。
【００２４】前記（２）式の基本モデルと上記変換結果
に基づき、電源有効、無効電力（Ｐ，Ｑ）を状態変数と
する交流回路の状態方程式は次の（５）式のようにな
る。 ＬＰ' ＝Ｅ2 ＋ωＬＱ−Ｖ0 Ｕp ＬＱ’＝−ωＬＰ−Ｖ0 Ｕq （５） ここで、Ｐ’，Ｑ’はＰ，Ｑの微分値である。ここで、
本発明の主要点の一つは交流電力制御であり、上記
（５）式から、有効電力Ｐ、無効電力ＱはそれぞれＶ0
ＵP ，Ｖ0 Ｕq で制御できることが分かる。以下、（Ｖ
0 ＵP ，Ｖ0 Ｕq ）を制御入力ベクトルとする。
に基づき、電源有効、無効電力（Ｐ，Ｑ）を状態変数と
する交流回路の状態方程式は次の（５）式のようにな
る。 ＬＰ' ＝Ｅ2 ＋ωＬＱ−Ｖ0 Ｕp ＬＱ’＝−ωＬＰ−Ｖ0 Ｕq （５） ここで、Ｐ’，Ｑ’はＰ，Ｑの微分値である。ここで、
本発明の主要点の一つは交流電力制御であり、上記
（５）式から、有効電力Ｐ、無効電力ＱはそれぞれＶ0
ＵP ，Ｖ0 Ｕq で制御できることが分かる。以下、（Ｖ
0 ＵP ，Ｖ0 Ｕq ）を制御入力ベクトルとする。
【００２５】すなわち、後述するように、上記Ｖ
0 ＵP ，Ｖ0 Ｕq と後述する等価操作ベクトル
（Ｕeq p ，Ｕeq q ）との差と、電力制御偏差ベクトル極
性とに基づき、上記スイッチング関数ｕを選定し、交流
有効電力Ｐ、無効電力Ｑを所望の値に制御する。また、
図２に示した交直流回路から次の（６）式を導くことが
でき、これはエネルギー保存則そのものにほかならない
が、本発明の直流制御器の設計に活用している。
0 ＵP ，Ｖ0 Ｕq と後述する等価操作ベクトル
（Ｕeq p ，Ｕeq q ）との差と、電力制御偏差ベクトル極
性とに基づき、上記スイッチング関数ｕを選定し、交流
有効電力Ｐ、無効電力Ｑを所望の値に制御する。また、
図２に示した交直流回路から次の（６）式を導くことが
でき、これはエネルギー保存則そのものにほかならない
が、本発明の直流制御器の設計に活用している。
【００２６】
【数１】
【００２７】次に、上記スイッチングベクトルｕ選定す
る手法について説明する。交流有効電力指令値をＰ* 、
電源力率角指令値をφ* とすると、交流無効電力指令値
Ｑ* は次の（７）式で求めることができる。 Ｑ* ＝tan(φ* ) Ｐ* （７） なお、交流有効電力Ｐは上記交流有効電力指令値Ｐ* に
一致するように制御されるので、上記（７）式におい
て、Ｐ* をＰに置き換えても、同様に交流無効電力指令
値Ｑ* を求めることができる。ここで、前記した交流有
効電力Ｐ、無効電力Ｑと、上記交流有効電力指令値
Ｐ * 、無効電力指令値Ｑ* により、電力制御偏差ベクト
ルｓp ，ｓq を（８）式のように定義する。 ｓp ＝Ｐ* −Ｐ ｓq ＝Ｑ* −Ｑ （８）
る手法について説明する。交流有効電力指令値をＰ* 、
電源力率角指令値をφ* とすると、交流無効電力指令値
Ｑ* は次の（７）式で求めることができる。 Ｑ* ＝tan(φ* ) Ｐ* （７） なお、交流有効電力Ｐは上記交流有効電力指令値Ｐ* に
一致するように制御されるので、上記（７）式におい
て、Ｐ* をＰに置き換えても、同様に交流無効電力指令
値Ｑ* を求めることができる。ここで、前記した交流有
効電力Ｐ、無効電力Ｑと、上記交流有効電力指令値
Ｐ * 、無効電力指令値Ｑ* により、電力制御偏差ベクト
ルｓp ，ｓq を（８）式のように定義する。 ｓp ＝Ｐ* −Ｐ ｓq ＝Ｑ* −Ｑ （８）
【００２８】本発明はスライディングモード制御理論を
用いて制御則を決めるが、それによると、等価入力を導
入したら制御則が容易になるので、ここで、その理論に
基づき、等価入力に相当する等価入力ベクトルＵeq p ，
Ｕeq q を次の（９）式のように定義する。 Ｕeq p ＝Ｅ2 ＋ωＬＱ−γｓp Ｕeq q ＝−ωＬＰ−γｓq （９） なお、γ（≧０）は偏差収束の速さを決める正の定数ま
たは関数とする。さらに、上記式に交流有効電力、無効
電力Ｐ，Ｑを用いたが、その指令値Ｐ* Ｑ* で置き換え
てもかまわない。
用いて制御則を決めるが、それによると、等価入力を導
入したら制御則が容易になるので、ここで、その理論に
基づき、等価入力に相当する等価入力ベクトルＵeq p ，
Ｕeq q を次の（９）式のように定義する。 Ｕeq p ＝Ｅ2 ＋ωＬＱ−γｓp Ｕeq q ＝−ωＬＰ−γｓq （９） なお、γ（≧０）は偏差収束の速さを決める正の定数ま
たは関数とする。さらに、上記式に交流有効電力、無効
電力Ｐ，Ｑを用いたが、その指令値Ｐ* Ｑ* で置き換え
てもかまわない。
【００２９】ここで、上記制御偏差ベクトルをゼロに収
束させるために、次の（１０）式の極性条件を満足する
ようにスイッチングベクトルｕを選択すればよい。 sign（Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ）＝−sign（ｓp ） sign（Ｖ0 Ｕq −Ｕeq q ）＝−sign（ｓq ） （１０） すなわち、Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p の符号がｓp の符号と相反
対し、かつ、Ｖ0 Ｕq−Ｕeq q の符号がｓq の符号と相
反対するようなスイッチングベクトルｕを選定し、これ
に基づき電圧形コンバータを制御すれば、上記制御偏差
ベクトルをゼロに収束させることができ。
束させるために、次の（１０）式の極性条件を満足する
ようにスイッチングベクトルｕを選択すればよい。 sign（Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ）＝−sign（ｓp ） sign（Ｖ0 Ｕq −Ｕeq q ）＝−sign（ｓq ） （１０） すなわち、Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p の符号がｓp の符号と相反
対し、かつ、Ｖ0 Ｕq−Ｕeq q の符号がｓq の符号と相
反対するようなスイッチングベクトルｕを選定し、これ
に基づき電圧形コンバータを制御すれば、上記制御偏差
ベクトルをゼロに収束させることができ。
【００３０】なお、以上の説明では、回路定数（交流リ
アクトルＬ値）が正確で、巻き線抵抗等がゼロであると
して、等価入力ベクトルを算出しているが、実際には、
上記値に誤差が含まれるので、等価入力ベクトル
Ｕeq p ，Ｕeq q の計算に誤差が生じる場合がある。そこ
で、上記誤差を制御則に取り込み、下記のようにし制御
則を修正することにより、ロバスト性を保証できるよう
になる。
アクトルＬ値）が正確で、巻き線抵抗等がゼロであると
して、等価入力ベクトルを算出しているが、実際には、
上記値に誤差が含まれるので、等価入力ベクトル
Ｕeq p ，Ｕeq q の計算に誤差が生じる場合がある。そこ
で、上記誤差を制御則に取り込み、下記のようにし制御
則を修正することにより、ロバスト性を保証できるよう
になる。
【００３１】上記誤差を考慮するため、等価入力ベクト
ルＵeq p ，Ｕeq q の計算における誤差の最大値を下記
（１１）式のようにΔp ，Δq とする。 ｜ΔＵeq p ｜≦Δp ｜ΔＵeq q ｜≦Δq （１１） そして、上記Δp ，Δq をしきい値として制御則に取り
込み、前記（１０）式を次の（１２）式のように変え
る。 ρp ＝（Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ）sign（ｓp ）＋Δp ＜０ ρq ＝（Ｖ0 Ｕq −Ｕeq q ）sign（ｓq ）＋Δq ＜０ （１２） すなわち、例えば、ｓp ＞０，ｓq ＞０の場合、少なく
とも最大誤差分−Δp，−Δq だけ、Ｖ0 Ｕp ，Ｖ0 Ｕ
q がＵeq p ，Ｕeq q より小さくなるようなスイッチング
ベクトルｕを選定することにより、交流側回路定数の誤
差があっても、制御偏差ベクトルをゼロに収束させるこ
とができる。なお、上記ρp ，ρq は右辺式から計算さ
れた値であるが、その値が小さい程、偏差の収束率が高
いので、収束率の目安とすることができる。
ルＵeq p ，Ｕeq q の計算における誤差の最大値を下記
（１１）式のようにΔp ，Δq とする。 ｜ΔＵeq p ｜≦Δp ｜ΔＵeq q ｜≦Δq （１１） そして、上記Δp ，Δq をしきい値として制御則に取り
込み、前記（１０）式を次の（１２）式のように変え
る。 ρp ＝（Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ）sign（ｓp ）＋Δp ＜０ ρq ＝（Ｖ0 Ｕq −Ｕeq q ）sign（ｓq ）＋Δq ＜０ （１２） すなわち、例えば、ｓp ＞０，ｓq ＞０の場合、少なく
とも最大誤差分−Δp，−Δq だけ、Ｖ0 Ｕp ，Ｖ0 Ｕ
q がＵeq p ，Ｕeq q より小さくなるようなスイッチング
ベクトルｕを選定することにより、交流側回路定数の誤
差があっても、制御偏差ベクトルをゼロに収束させるこ
とができる。なお、上記ρp ，ρq は右辺式から計算さ
れた値であるが、その値が小さい程、偏差の収束率が高
いので、収束率の目安とすることができる。
【００３２】次に、上記交流有効電力指令値Ｐ* と直流
コンデンサ電圧（コンバータ出力電圧）の関係について
検討する。交流制御ループを十分速く整定できたら、交
流リアクトルに蓄えるエネルギーは一定と見なすことが
できるので、前記（６）式の右辺の第１項は省略でき、
電力フローは次式（１３）で支配される。
コンデンサ電圧（コンバータ出力電圧）の関係について
検討する。交流制御ループを十分速く整定できたら、交
流リアクトルに蓄えるエネルギーは一定と見なすことが
できるので、前記（６）式の右辺の第１項は省略でき、
電力フローは次式（１３）で支配される。
【００３３】
【数２】
【００３４】上記（１３）式の第２項は負荷にとられる
電力ＰD でコンバータと負荷のかかわりは、負荷の種類
と関係なくこの電力だけですべてを定めてしまう。上記
式の第１項は電源から入る電力Ｐから負荷がとりそこな
った電力分であり、直流コンデンサを充放電させ、直流
電圧の調整に当てられる。そこで、電力指令値Ｐ* を次
の（１４）式のように機能をはっきり分けた２つの部分
から構成するのが分かりやすい。 Ｐ* ＝Ｐ* D ＋ΔＰ* （１４） Ｐ* D は直流負荷で消費される電力瞬時値あるいは平均
値に相当し、その分だけフィードバックすればよい。ま
た、ΔＰ* は直流コンデンサを充放電させる電力に相当
する。負荷電力を完全にＰ* D で補償したら次の式（１
５）が成り立つ。
電力ＰD でコンバータと負荷のかかわりは、負荷の種類
と関係なくこの電力だけですべてを定めてしまう。上記
式の第１項は電源から入る電力Ｐから負荷がとりそこな
った電力分であり、直流コンデンサを充放電させ、直流
電圧の調整に当てられる。そこで、電力指令値Ｐ* を次
の（１４）式のように機能をはっきり分けた２つの部分
から構成するのが分かりやすい。 Ｐ* ＝Ｐ* D ＋ΔＰ* （１４） Ｐ* D は直流負荷で消費される電力瞬時値あるいは平均
値に相当し、その分だけフィードバックすればよい。ま
た、ΔＰ* は直流コンデンサを充放電させる電力に相当
する。負荷電力を完全にＰ* D で補償したら次の式（１
５）が成り立つ。
【００３５】
【数３】
【００３６】直流電圧Ｖ0 が入力ΔＰ* に対して非線形
関係になり、動作点付近で線形化近似して制御器を決め
ることが避けられないようであるが、その二乗Ｖ0 2 は
単純な積分である線形関係なので、これに注目すれば、
直接Ｖ0 より、その二乗値をフィードバックして制御系
を構成した方が、線形制御理論を直接使えるので好都合
で、システム自身から要求される本質的なものと言え
る。例えば、図５に示すような電力フィードバック＋Ｐ
Ｉ制御器を適用しても、負荷種類および動作点と関係な
しで、固定ゲインで一定の電圧制御特性が得られる。
関係になり、動作点付近で線形化近似して制御器を決め
ることが避けられないようであるが、その二乗Ｖ0 2 は
単純な積分である線形関係なので、これに注目すれば、
直接Ｖ0 より、その二乗値をフィードバックして制御系
を構成した方が、線形制御理論を直接使えるので好都合
で、システム自身から要求される本質的なものと言え
る。例えば、図５に示すような電力フィードバック＋Ｐ
Ｉ制御器を適用しても、負荷種類および動作点と関係な
しで、固定ゲインで一定の電圧制御特性が得られる。
【００３７】図５において、１８は直流制御器、２０は
前記図１において、手段１〜７、９および多相電圧コン
バータ負荷系１３を含む直流系回路ブロック、１１’は
負荷電力フィードバックパスであり、同図に示すよう
に、上記直流電圧（コンバータ出力電圧）Ｖ0 の二乗Ｖ
0 2 とその指令値の二乗Ｖ0 *2の差をＰＩ演算器から構
成される直流増幅器ブロック１９に与え、その増幅され
た値に、負荷消費する電力Ｐ* D を加算して、電源交流
有効電力指令値Ｐ* を演算する。この場合、直流制御閉
ループ特性は次の（１６）式となり、ＫP ，ＫI ゲイン
はコンデンサ値と所望応答特性より一義的に定まり簡単
に決められる。
前記図１において、手段１〜７、９および多相電圧コン
バータ負荷系１３を含む直流系回路ブロック、１１’は
負荷電力フィードバックパスであり、同図に示すよう
に、上記直流電圧（コンバータ出力電圧）Ｖ0 の二乗Ｖ
0 2 とその指令値の二乗Ｖ0 *2の差をＰＩ演算器から構
成される直流増幅器ブロック１９に与え、その増幅され
た値に、負荷消費する電力Ｐ* D を加算して、電源交流
有効電力指令値Ｐ* を演算する。この場合、直流制御閉
ループ特性は次の（１６）式となり、ＫP ，ＫI ゲイン
はコンデンサ値と所望応答特性より一義的に定まり簡単
に決められる。
【００３８】
【数４】
【００３９】なお、上記二乗値偏差増幅器に積分器など
が含まれる場合、上記電力フィードバックパス１１’を
無くしてもある程度の制御性は得られる。また、インバ
ータなどの消費電力に高調波成分を多く含む負荷に対し
ては、直流コンデンサで直流電圧が高調波の影響をあま
り受けないので、負荷消費電力をローパスフィルタを通
して図５に示すようにフィードバックすれば、コンバー
タ制御に余分な努力を省くことができる。
が含まれる場合、上記電力フィードバックパス１１’を
無くしてもある程度の制御性は得られる。また、インバ
ータなどの消費電力に高調波成分を多く含む負荷に対し
ては、直流コンデンサで直流電圧が高調波の影響をあま
り受けないので、負荷消費電力をローパスフィルタを通
して図５に示すようにフィードバックすれば、コンバー
タ制御に余分な努力を省くことができる。
【００４０】本発明は上記した原理に基づき、電圧形コ
ンバータを制御するようにしたものであり、本発明にお
いては、図１に示すように制御装置を構成し電圧形コン
バータを制御する。すなわち、まず、直流制御器８にお
いて、一例として図５のブロック１８により出力電圧Ｖ
0 とその指令値Ｖ0 * 及び負荷電力値から交流有効電力
指令値Ｐ*を算出する。また、無効電力指令値算出手段
９において、前記（７）式により、交流有効電力指令値
Ｐ* と電源力率角指令値φ* から交流無効電力指令値Ｑ
* 得る。なお、ここで、図１の点線１０で示すように、
Ｐ* をＰに置き換えても、同様に交流無効電力指令値Ｑ
* を求めることができる。
ンバータを制御するようにしたものであり、本発明にお
いては、図１に示すように制御装置を構成し電圧形コン
バータを制御する。すなわち、まず、直流制御器８にお
いて、一例として図５のブロック１８により出力電圧Ｖ
0 とその指令値Ｖ0 * 及び負荷電力値から交流有効電力
指令値Ｐ*を算出する。また、無効電力指令値算出手段
９において、前記（７）式により、交流有効電力指令値
Ｐ* と電源力率角指令値φ* から交流無効電力指令値Ｑ
* 得る。なお、ここで、図１の点線１０で示すように、
Ｐ* をＰに置き換えても、同様に交流無効電力指令値Ｑ
* を求めることができる。
【００４１】ついで、第１、２の手段１，２において、
前記（８）式により制御偏差ベクトルｓp ，ｓq を求め
る。一方、第３の手段３において前記（９）式により等
価入力ベクトルＵeq p ，Ｕ eq q を計算し、第４の手段に
おいて、直流電圧Ｖ0 と電源電圧と動作可能なスイッチ
状態より制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 Ｕp 、無効成
分Ｖ0 Ｕq を計算する。そして、第４の手段において、
上記等価入力ベクトルＵeq p ，Ｕeq q と制御入力ベクト
ルＶ0 Ｕp ，Ｖ0 Ｕq との差Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ，Ｕeq q
−Ｖ0 Ｕq を求める。
前記（８）式により制御偏差ベクトルｓp ，ｓq を求め
る。一方、第３の手段３において前記（９）式により等
価入力ベクトルＵeq p ，Ｕ eq q を計算し、第４の手段に
おいて、直流電圧Ｖ0 と電源電圧と動作可能なスイッチ
状態より制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 Ｕp 、無効成
分Ｖ0 Ｕq を計算する。そして、第４の手段において、
上記等価入力ベクトルＵeq p ，Ｕeq q と制御入力ベクト
ルＶ0 Ｕp ，Ｖ0 Ｕq との差Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ，Ｕeq q
−Ｖ0 Ｕq を求める。
【００４２】第５の手段５および第６の手段６は上記
（Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ）、（Ｕeq q −Ｖ 0 Ｕq ）と、前記
した制御偏差ベクトルｓp ，ｓq の極性から（必要に応
じて回路パラメータ誤差により定まるＵeq p ，Ｕeq q の
誤差の最大値ΔP ，Δq を考慮して）、スイッチングベ
クトルを選択するための出力を発生し、第７の手段７は
前記（１０）または（１２）式を満足するスイッチング
ベクトルｕを選定し、選定されたベクトルにより多相電
圧形コンバータ１２を構成する半導体スイッチを開閉
し、出力電圧を制御する。
（Ｖ0 Ｕp −Ｕeq p ）、（Ｕeq q −Ｖ 0 Ｕq ）と、前記
した制御偏差ベクトルｓp ，ｓq の極性から（必要に応
じて回路パラメータ誤差により定まるＵeq p ，Ｕeq q の
誤差の最大値ΔP ，Δq を考慮して）、スイッチングベ
クトルを選択するための出力を発生し、第７の手段７は
前記（１０）または（１２）式を満足するスイッチング
ベクトルｕを選定し、選定されたベクトルにより多相電
圧形コンバータ１２を構成する半導体スイッチを開閉
し、出力電圧を制御する。
【００４３】本発明の請求項１〜８の発明においては、
上記のように構成したので、直流電圧制御偏差、力率角
偏差を共にゼロに収束させることができ、所望の制御目
的を達成することができる。また、本発明の請求項２の
ように、第５、第６の手段を構成することにより、回路
パラメータに変動があっても、制御性能を保証すること
ができる。
上記のように構成したので、直流電圧制御偏差、力率角
偏差を共にゼロに収束させることができ、所望の制御目
的を達成することができる。また、本発明の請求項２の
ように、第５、第６の手段を構成することにより、回路
パラメータに変動があっても、制御性能を保証すること
ができる。
【００４４】また、本発明の請求項３，４，５の発明の
ように、直流制御器にコンバータの出力電圧とその指令
値の二乗値に比例した値を入力した制御器を構成して、
交流有効電力指令値Ｐ *を得ることにより、図５に示し
たＰＩ制御器のような線形制御器を用いることができ、
動作状態に係わらず、固定ゲインで一定の特性を得るこ
とができる。
ように、直流制御器にコンバータの出力電圧とその指令
値の二乗値に比例した値を入力した制御器を構成して、
交流有効電力指令値Ｐ *を得ることにより、図５に示し
たＰＩ制御器のような線形制御器を用いることができ、
動作状態に係わらず、固定ゲインで一定の特性を得るこ
とができる。
【００４５】さらに、本発明の請求項４、請求項５のよ
うに構成することにより、直流制御器により負荷消費す
る電力分はすばやく補償され、負荷変動による直流電圧
ドロープ量を小さく抑えることができる。また、本発明
の請求項６、７のように、交流有効電力指令値Ｐ* もし
くは交流有効電力Ｐと電源力率角指令値φ* から交流無
効電力指令値Ｑ* を得ることにより、出力電圧ととも
に、電源側の力率角を指定通りに制御できるようにな
る。また、本発明の請求項８のように、等価入力ベクト
ルの演算に交流電力値Ｐ，Ｑをその指令値Ｐ* ，Ｑ* で
代用することにより、計算量を軽減することが可能で、
また、制御則をテーブル化することが容易となる。
うに構成することにより、直流制御器により負荷消費す
る電力分はすばやく補償され、負荷変動による直流電圧
ドロープ量を小さく抑えることができる。また、本発明
の請求項６、７のように、交流有効電力指令値Ｐ* もし
くは交流有効電力Ｐと電源力率角指令値φ* から交流無
効電力指令値Ｑ* を得ることにより、出力電圧ととも
に、電源側の力率角を指定通りに制御できるようにな
る。また、本発明の請求項８のように、等価入力ベクト
ルの演算に交流電力値Ｐ，Ｑをその指令値Ｐ* ，Ｑ* で
代用することにより、計算量を軽減することが可能で、
また、制御則をテーブル化することが容易となる。
【００４６】
【発明の実施形態】図６は本発明の実施例の制御装置の
構成を示す図である。同図において、１５’は多相交流
電源、１４’は交流リアクトル、１３’は多相電圧形コ
ンバータブリッジ、１６は直流コンデンサ、１７’は負
荷である。また、２１は電源電圧検出器、２２は電源電
流検出器、２３は直流電圧検出器である。２４，２４’
は上記検出器が出力するアナログ信号をデジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器、２５はディジタルシグナル・プ
ロセッサ（以下ＤＳＰと略記する）であり、ＤＳＰ２５
は上記Ａ／Ｄ変換器２４，２４’の出力を前記した手法
で処理し、多相電圧形コンバータブリッジ１３’の開閉
信号を出力する。２６は多相電圧形コンバータブリッジ
１３’のゲートを駆動するゲートドライバーである。
構成を示す図である。同図において、１５’は多相交流
電源、１４’は交流リアクトル、１３’は多相電圧形コ
ンバータブリッジ、１６は直流コンデンサ、１７’は負
荷である。また、２１は電源電圧検出器、２２は電源電
流検出器、２３は直流電圧検出器である。２４，２４’
は上記検出器が出力するアナログ信号をデジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器、２５はディジタルシグナル・プ
ロセッサ（以下ＤＳＰと略記する）であり、ＤＳＰ２５
は上記Ａ／Ｄ変換器２４，２４’の出力を前記した手法
で処理し、多相電圧形コンバータブリッジ１３’の開閉
信号を出力する。２６は多相電圧形コンバータブリッジ
１３’のゲートを駆動するゲートドライバーである。
【００４７】図７は図６に示したＤＳＰ２３における処
理を示すフローチャートである。同図は、交流有効電力
指令値Ｐ* と電源力率角指令値φ* が入力されてからコ
ンバータ開閉信号を出力するまでのフローチャート示し
ており、出力電圧指令値Ｖ0 * から交流有効電力指令値
Ｐ* を求める処理は示されていないが、前記図５に示し
た直流制御器をＤＳＰ２３の前段に設けるか、あるい
は、ＤＳＰ２３において、前記図５のブロック図に示し
た処理を行うことにより出力電圧Ｖ0 とその指令値Ｖ0
* から交流有効電力指令値Ｐ* を求めることができる。
理を示すフローチャートである。同図は、交流有効電力
指令値Ｐ* と電源力率角指令値φ* が入力されてからコ
ンバータ開閉信号を出力するまでのフローチャート示し
ており、出力電圧指令値Ｖ0 * から交流有効電力指令値
Ｐ* を求める処理は示されていないが、前記図５に示し
た直流制御器をＤＳＰ２３の前段に設けるか、あるい
は、ＤＳＰ２３において、前記図５のブロック図に示し
た処理を行うことにより出力電圧Ｖ0 とその指令値Ｖ0
* から交流有効電力指令値Ｐ* を求めることができる。
【００４８】次に、同図により本実施例を説明する。同
図のステップＳ１で有効電力指令値Ｐ* と力率角指令値
φ* を入力し、ステップＳ２において、前記した（７）
式により、無効電力指令値Ｑ* を求める。ステップＳ３
において、Ａ／Ｄ変換器２４，２４’でデジタル信号に
変換された交流電圧Ｖs 、交流電流ｉs 、出力電圧Ｖ0
をＤＳＰ２５に入力する。ステップＳ４において、三相
交流電圧、電流信号から（４）式に基づき、電源有効電
力Ｐ、無効電力Ｑを求める。ステップＳ５において、前
記（８）式により、交流電力偏差ｓp ，ｓq を計算し、
ステップＳ６において、その極性を求める。ステップＳ
７において、（９）式により、等価入力ベクトル
Ｕeq p ，Ｕeq q を求める。
図のステップＳ１で有効電力指令値Ｐ* と力率角指令値
φ* を入力し、ステップＳ２において、前記した（７）
式により、無効電力指令値Ｑ* を求める。ステップＳ３
において、Ａ／Ｄ変換器２４，２４’でデジタル信号に
変換された交流電圧Ｖs 、交流電流ｉs 、出力電圧Ｖ0
をＤＳＰ２５に入力する。ステップＳ４において、三相
交流電圧、電流信号から（４）式に基づき、電源有効電
力Ｐ、無効電力Ｑを求める。ステップＳ５において、前
記（８）式により、交流電力偏差ｓp ，ｓq を計算し、
ステップＳ６において、その極性を求める。ステップＳ
７において、（９）式により、等価入力ベクトル
Ｕeq p ，Ｕeq q を求める。
【００４９】ステップＳ８において、前記図３に示した
８種類のスイッチングベクトルｋ＝０〜７に対し、電源
電圧と出力電圧Ｖ0 により制御入力ベクトルＶ0 Ｕp 、
Ｖ0Ｕq を計算する。ステップＳ９において、上記ｋ＝
０〜７のベクトルに対して、前記（１０）式の有効成分
極性条件を満たすベクトルを記憶する（ｍ個）。ステッ
プＳ１０において、上記ステップＳ９で記憶されたｋ＝
０〜ｍのベクトルに対して、前記（１０）式の無効成分
極性条件を満たすベクトルを選択する。ステップＳ１１
において、選択されたベクトルに対応するスイッチ信号
を出力する。
８種類のスイッチングベクトルｋ＝０〜７に対し、電源
電圧と出力電圧Ｖ0 により制御入力ベクトルＶ0 Ｕp 、
Ｖ0Ｕq を計算する。ステップＳ９において、上記ｋ＝
０〜７のベクトルに対して、前記（１０）式の有効成分
極性条件を満たすベクトルを記憶する（ｍ個）。ステッ
プＳ１０において、上記ステップＳ９で記憶されたｋ＝
０〜ｍのベクトルに対して、前記（１０）式の無効成分
極性条件を満たすベクトルを選択する。ステップＳ１１
において、選択されたベクトルに対応するスイッチ信号
を出力する。
【００５０】上記のようにして求められたスイッチ信号
はＤＳＰ２５からゲートドライバー２６に送られ、コン
バータブリッジ１３’のスイッチング素子が制御され
る。なお、上記実施例のステップＳ９、ステップＳ１０
においては、前記（１０）式を満たすベクトルを選択す
るようにしているが、前記（１２）式を満足するベクト
ルを選択するように構成することもでき、これにより、
交流側のＬＣパラメータや回路抵抗の変動に対しても、
制御性能を保証できるようになる。
はＤＳＰ２５からゲートドライバー２６に送られ、コン
バータブリッジ１３’のスイッチング素子が制御され
る。なお、上記実施例のステップＳ９、ステップＳ１０
においては、前記（１０）式を満たすベクトルを選択す
るようにしているが、前記（１２）式を満足するベクト
ルを選択するように構成することもでき、これにより、
交流側のＬＣパラメータや回路抵抗の変動に対しても、
制御性能を保証できるようになる。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）出力電圧を制御できるとともに、電源側力率角を
指定通り調整することができる。 （２）等価操作ベクトルＵeq p ，Ｕeq q の誤差の最大値
Δp ，Δq を考慮した（１２）式を用いてスイッチング
ベクトルを選択することにより、回路パラメータ変動が
あっても制御性能が補償される。いわゆるロバスト性を
持つ制御系を構成することができる。
は、以下の効果を得ることができる。 （１）出力電圧を制御できるとともに、電源側力率角を
指定通り調整することができる。 （２）等価操作ベクトルＵeq p ，Ｕeq q の誤差の最大値
Δp ，Δq を考慮した（１２）式を用いてスイッチング
ベクトルを選択することにより、回路パラメータ変動が
あっても制御性能が補償される。いわゆるロバスト性を
持つ制御系を構成することができる。
【００５２】（３）制御の流れが簡明で、演算に極性の
判断、加減算、乗算以外のものがないので、プログラミ
ングや制御回路を簡素化することができる。 （４）出力電圧二乗値フィードバックにより、制御器の
設計が容易になり、近似化制御を避け、広範囲の安定
性、均一した制御性能を得ることが可能となる。 （５）負荷電力フィードバック或いはフィードフォワー
ドを直接導入できるので、出力電圧の変動は小さく抑え
ることが可能である。 （６）直接電源瞬時電力を制御するので、従来のように
電源電圧位相と同期を必要としないので、歪み等に起因
する同期ミス等の問題がなくなる。
判断、加減算、乗算以外のものがないので、プログラミ
ングや制御回路を簡素化することができる。 （４）出力電圧二乗値フィードバックにより、制御器の
設計が容易になり、近似化制御を避け、広範囲の安定
性、均一した制御性能を得ることが可能となる。 （５）負荷電力フィードバック或いはフィードフォワー
ドを直接導入できるので、出力電圧の変動は小さく抑え
ることが可能である。 （６）直接電源瞬時電力を制御するので、従来のように
電源電圧位相と同期を必要としないので、歪み等に起因
する同期ミス等の問題がなくなる。
【図１】本発明の原理図である。
【図２】三相電圧形コンバータの主回路構成を示す図で
ある。
ある。
【図３】三相の回路上で使用可能な８種類のスイッチベ
クトルを示す図である。
クトルを示す図である。
【図４】８種類のスイッチ状態とスイッチベクトルの関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図５】本発明の直流電圧制御ループブロック図の一例
を示す図である。
を示す図である。
【図６】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図７】本発明の交流制御演算の処理内容を示すフロー
チャートである。
チャートである。
１ 交流有効電力制御偏差を求める第１の手段 ２ 交流無効電力制御偏差を求める第２の手段 ３ 等価入力ベクトルＵeq p ，Ｕeq q を求める第３
の手段 ４ 出力電圧と電圧ベクトルより制御入力ベクトル
を求める第４の手段 ５，６ ｓp ，ｓq の収束条件を算出する第５、第６の
手段 ７ 制御ベクトルを選択する第７の手段 ８ 交流有効電力指令値を求める直流制御器 ９ 交流無効電力指令値を求める第９の手段 １１，１１” 負荷消費電力フィードバック或いはフィ
ードフォワード １２ 多相電圧形コンバータ １３，１３’ 多相電圧形コンバータブリッジ １４，１４’ 電源側交流リアクトル １５，１５’ 多相電源 １６，１６’ 直流コンデンサ １７，１７’ 負荷ブロック １８ 直流制御器 １９ 電圧二乗値偏差増幅器 ２０ 直流回路ブロック ２１ 電源電圧検出器 ２２ 電源電流検出器 ２３ 直流電圧検出器 ２４，２４’ Ａ／Ｄ変換器 ２５ デジタルシグナル・プロセッサ ２６ ゲートドライバー
の手段 ４ 出力電圧と電圧ベクトルより制御入力ベクトル
を求める第４の手段 ５，６ ｓp ，ｓq の収束条件を算出する第５、第６の
手段 ７ 制御ベクトルを選択する第７の手段 ８ 交流有効電力指令値を求める直流制御器 ９ 交流無効電力指令値を求める第９の手段 １１，１１” 負荷消費電力フィードバック或いはフィ
ードフォワード １２ 多相電圧形コンバータ １３，１３’ 多相電圧形コンバータブリッジ １４，１４’ 電源側交流リアクトル １５，１５’ 多相電源 １６，１６’ 直流コンデンサ １７，１７’ 負荷ブロック １８ 直流制御器 １９ 電圧二乗値偏差増幅器 ２０ 直流回路ブロック ２１ 電源電圧検出器 ２２ 電源電流検出器 ２３ 直流電圧検出器 ２４，２４’ Ａ／Ｄ変換器 ２５ デジタルシグナル・プロセッサ ２６ ゲートドライバー
Claims (8)
- 【請求項１】 多相交流電源より直流を得る電圧形コン
バータと、該コンバータの出力電圧Ｖo と、該出力電圧
の一致させる出力電圧指令値Ｖo * から交流有効電力指
令値Ｐ* を求める直流制御器と、 与えられた電源力率角指令値φ* と上記交流有効電力指
令値Ｐ* から交流無効電力指令値Ｑ* を求める無効電力
指令値算出手段と、 交流有効電力Ｐ、無効電力Ｑをそれぞれ前記交流有効電
力指令値Ｐ* と無効電力指令値Ｑ* に一致させる交流電
力制御器とを備えた多相電圧形コンバータ制御装置にお
いて、 上記交流電力制御器は、上記有効電力指令値Ｐ* と交流
有効電力Ｐとの偏差ｓ p もしくはその偏差の極性を求め
る第１の手段と、 上記無効電力指令値Ｑ* と交流無効電力Ｑとの偏差ｓq
もしくはその偏差の極性を求める第２の手段と、 電源電圧、電源瞬時電力値及び上記第１、２の手段で求
められた電源有効、無効電力偏差ｓp ，ｓq から等価入
力ベクトルの有効成分Ｕeq p 、無効成分Ｕeq qを求める
第３の手段と、 電源電圧瞬時値とスイッチ状態で決まる電圧ベクトルに
対して、その有効成分Ｕp と無効成分Ｕq をそれぞれ直
流電圧Ｖ0 と積算して求まる制御入力ベクトル（Ｖ0 Ｕ
P,Ｖ0 Ｕq ) を計算する第４の手段と、 上記第４の手段で計算された制御入力ベクトルに対し、
その有効成分Ｖ0 ＵPと上記第３の手段で求めた等価入
力ベクトルの有効成分Ｕeq p との差を求め、その差もし
くはその差の極性と上記第１の手段で求めた交流有効電
力偏差ｓp の極性に基づき制御入力ベクトルを選択する
ための出力を発生する第５の手段と、 上記第４の手段で計算された制御入力ベクトルに対し、
その無効成分Ｖ0 ＵPと上記第３の手段で求めた等価入
力ベクトルの無効成分Ｕeq q との差を求め、その差もし
くはその差の極性と上記第２の手段で求めた交流無効電
力偏差ｓq の極性に基づき制御ベクトルを選択するため
の出力を発生する第６の手段と、 上記第５の手段と第６の手段の出力に基づき制御ベクト
ルを選択する第７の手段とを備え、 上記第７の手段により得たスイッチングベクトルにより
多相コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指令を
与えることを特徴とする多相交流より直流を得る電圧形
コンバータの制御装置。 - 【請求項２】 制御入力ベクトルの有効成分Ｖ0 ＵP と
等価入力ベクトルの有効成分Ｕeq p との差を求め、その
差と交流有効電力偏差ｓp の極性との積が、回路パラメ
ータ定数の誤差により定まる上記等価入力ベクトルの有
効成分Ｕeq pの誤差の最大値△ｐのマイナス値より小さ
いとき出力を発生する第５の手段と、 制御入力ベクトルの無効成分Ｖ0 Ｕq と等価入力ベクト
ルの無効成分Ｕeq q との差を求め、その差と交流無効電
力偏差ｓq の極性との積が、回路パラメータ定数の誤差
により定まる上記等価入力ベクトルの無効成分Ｕeq q の
誤差の最大値△ｑのマイナス値より小さいとき出力を発
生する第６の手段を備えたことを特徴とする請求項１の
多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置。 - 【請求項３】 直流制御器にコンバータの出力電圧指令
値Ｖ0 * の二乗に比例した値と出力電圧の二乗値に比例
した値を入力し、 上記直流制御器がその偏差を増幅した値Ｐamp より交流
有効電力指令値Ｐ* を得ることを特徴とする請求項１ま
たは請求項２の多相交流より直流を得る電圧形コンバー
タの制御装置。 - 【請求項４】 直流制御器にコンバータの出力電圧指令
値Ｖ0 * の二乗値に比例した値と出力電圧Ｖ0 の二乗値
に比例した値を入力し、 上記直流制御器がその偏差を増幅した値△Ｐ* に負荷が
消費する電力値ＰD *を加算して交流有効電力指令値Ｐ
* を得ることを特徴とする請求項１または請求項２の多
相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置。 - 【請求項５】 直流制御器にコンバータの出力電圧指令
値Ｖ0 * の二乗値に比例した値と出力電圧Ｖ0 の二乗値
に比例した値を入力し、 上記直流制御器がその偏差を増幅した値△Ｐ* に負荷が
消費する電力値ＰD をローパスフィルタを通した値を加
算して交流有効電力指令値Ｐ* を得ることを特徴とする
請求項１または請求項２の多相交流より直流を得る電圧
形コンバータの制御装置。 - 【請求項６】 交流無効電力指令値Ｑ* を交流有効電力
指令値Ｐ* と電源力率角の指令値φ* から算出する無効
電力指令値算出手段を設けたことを特徴とする請求項
１，２，３，４または請求項５の多相交流より直流を得
る電圧形コンバータの制御装置。 - 【請求項７】 交流無効電力指令値Ｑ* を、交流有効電
力Ｐと電源力率角の指令値φ* から算出する無効電力指
令値算出手段を設けたことを特徴とする請求項１，２，
３，４または請求項５の多相交流より直流を得る電圧形
コンバータの制御装置。 - 【請求項８】 電源電圧、交流有効電力指令値Ｐ* 、無
効電力指令値Ｑ* および上記第１、２の手段で求めた交
流有効、無効電力偏差ｓp ，ｓq から等価入力ベクトル
の有効成分Ｕeq p 、無効成分Ｕeq q を求める第３の手段
を設けたことを特徴とする請求項１，２，３，４，５，
６または請求項７の多相交流より直流を得る電圧形コン
バータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7269804A JP3065517B2 (ja) | 1995-10-18 | 1995-10-18 | 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7269804A JP3065517B2 (ja) | 1995-10-18 | 1995-10-18 | 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09117149A true JPH09117149A (ja) | 1997-05-02 |
| JP3065517B2 JP3065517B2 (ja) | 2000-07-17 |
Family
ID=17477410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7269804A Expired - Fee Related JP3065517B2 (ja) | 1995-10-18 | 1995-10-18 | 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3065517B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998040964A1 (fr) * | 1997-03-11 | 1998-09-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif de commande de moteur asynchrone |
| JP2009516994A (ja) * | 2005-11-21 | 2009-04-23 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | コンバータ回路を動作させるための方法およびその方法を実行するための装置 |
| JP2013059251A (ja) * | 2011-09-08 | 2013-03-28 | Abb Technology Ag | マルチレベルコンバータおよびマルチレベルコンバータを操作する制御方法 |
| KR101494944B1 (ko) * | 2011-02-22 | 2015-02-23 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | 3상 컨버터의 역률 제어방법, 3상 컨버터의 무효전력 제어방법, 3상 컨버터의 제어장치 |
| CN104852382A (zh) * | 2015-06-08 | 2015-08-19 | 中国矿业大学 | 一种直流侧电压自适应调节的apf电流预测控制算法 |
-
1995
- 1995-10-18 JP JP7269804A patent/JP3065517B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998040964A1 (fr) * | 1997-03-11 | 1998-09-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif de commande de moteur asynchrone |
| US6066934A (en) * | 1997-03-11 | 2000-05-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Induction motor controller |
| JP2009516994A (ja) * | 2005-11-21 | 2009-04-23 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | コンバータ回路を動作させるための方法およびその方法を実行するための装置 |
| KR101494944B1 (ko) * | 2011-02-22 | 2015-02-23 | 가부시끼가이샤교산세이사꾸쇼 | 3상 컨버터의 역률 제어방법, 3상 컨버터의 무효전력 제어방법, 3상 컨버터의 제어장치 |
| JP2013059251A (ja) * | 2011-09-08 | 2013-03-28 | Abb Technology Ag | マルチレベルコンバータおよびマルチレベルコンバータを操作する制御方法 |
| CN104852382A (zh) * | 2015-06-08 | 2015-08-19 | 中国矿业大学 | 一种直流侧电压自适应调节的apf电流预测控制算法 |
| CN104852382B (zh) * | 2015-06-08 | 2017-04-05 | 中国矿业大学 | 一种直流侧电压自适应调节的apf电流预测控制算法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3065517B2 (ja) | 2000-07-17 |
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