JP2022514139A - Ｎ個のスイッチングセルを有するブーストコンバータを制御するための方法 - Google Patents

Ｎ個のスイッチングセルを有するブーストコンバータを制御するための方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、Ｎがゼロに等しくない自然整数であるＮ個のスイッチングセルを有するブーストコンバータを同期パルス幅変調を使用して制御するための方法に関し、前記方法が、－ 前記ブーストコンバータの入力電圧（Ｖｉｎ）および出力電圧（Ｖｏｕｔ）を測定するステップと、－ 上記ブーストコンバータの線形状態の表示を規定するように設計された出力ベクトル（ｙ）を決定するステップと、－ 電気的負荷の電力（Ｐｏｕｔ）の変動を計算するステップと、－ 上記出力ベクトル（Ｙ）の二次微分値TIFF2022514139000079.tif7170、上記電気的負荷の電力（Ｐｏｕｔ）の微分値、および測定された上記入力電圧（Ｖｉｎ）と上記出力電圧（Ｖｏｕｔ）との間の比率の関数としてＮ個のデューティ因子（αｋ）を決定するステップと、－ 決定された上記デューティ因子（αｋ）に応じて上記コンバータの各々のスイッチングセル（ｋ）を制御するためのステップとを含む。【選択図】図５

Description

本発明は、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブースト型コンバータを制御するための方法に関する。
本発明は、昇圧ＤＣ電圧コンバータであるＤＣ／ＤＣブーストコンバータに関する。
ハイブリッド車両または電動車両の分野では、知られている解決策は、図１に示したような、電気駆動機械４を備える電気アセンブリ１０内にブーストコンバータ２を採用することである。
このような電気アセンブリ１０では、ブーストコンバータ２は、電圧インバータ３および電気機械４の上流に設置され、続流電源と考えられる。
ブーストコンバータ２は、しかしながら電源１および入力フィルタの下流に置かれる。
ブーストコンバータ２は、ＤＣ－ＤＣ型のコンバータである。その目的は、これゆえ、入力部で測定されるＤＣ電圧以上のＤＣ電圧で電力を供給している負荷を給電することである。
このタイプのコンバータは、非最小位相系である。実際、出力電圧を制御部につなげる伝達関数（Ｈ（ｓ）と表記される）は、正の実数部を有する複素平面ではゼロを示す。
所与の安定動作点についての小信号モデル開発および線形化によれば、伝達関数Ｈ（ｓ）は、下記の形式を取る：
Figure 2022514139000002
ここでｚ１＞０、ｐ１＜０およびｐ２＜０であり、これらはそれぞれ、ゼロおよび伝達関数Ｈ（ｓ）の極である。
さらに、ブーストコンバータは、初期には入力の変動の逆数である出力応答を有する非最小位相系である。出力は、安定点に向けて収束する前に発散する傾向がある。これは出力電圧の不安定化フェーズと呼ばれる。さらに、一方で出力電圧の様々な状態と他方では制御との間の関係は非線形である。
したがって、一般的な問題は、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータの安定で高速な制御であり、ここではＮはゼロでない自然整数である。
特に、米国特許出願公開第２０１７／０２５７０３８（Ａ１）号という文書は、Ｎ個の位相を伴うブーストコンバータを制御するための方法を記述する先行技術から知られており、ここでＮはゼロでない自然整数である。この方法は、システムのチョッピング周波数を修正することを目的とし、ＤＣバスの共鳴周波数を避けるために様々なセルの制御コマンド同士の間に位相シフトを加える。しかしながら、このような解決策は、同時に安定で、動的でそして高速である制御を得ることを可能にしない。
したがって、良く知られている問題は、外部干渉効果に対する制御のダイナミックレンジを制限する傾向があるループを縦つなぎにすることを伴う制御を使用する代わりにこのようなブーストコンバータのより安定で高速な制御を得ることである。
方法は、Ｎがゼロでない自然整数であるＮ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータを同期パルス幅変調を使用して制御するために提供され、上記コンバータが電源からＤＣ電圧Ｖｉｎを入力部で受電し、上記入力電圧Ｖｉｎ以上の出力電圧Ｖｏｕｔを出力部に給電し、上記方法が、
－ 前記ブーストコンバータの上記入力電圧Ｖｉｎおよび上記出力電圧Ｖｏｕｔを測定するためのステップと、
－ 上記ブーストコンバータの連立方程式を全体的に線形化するように設計された出力ベクトルｙを決定するためのステップと、
－ 上記コンバータの上記出力部の電気的負荷内の電力の変動
Figure 2022514139000003
を計算するためのステップと、
－ 上記出力ベクトルｙの二次微分値
Figure 2022514139000004
、上記電気的負荷内の上記電力の微分値
Figure 2022514139000005
および上記測定した入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの間の比率の関数として上記コンバータのＮ個のデューティサイクルを決定するためのステップと、
－ 決定した上記デューティサイクルの関数として上記コンバータの各々のスイッチングセルを制御するためのステップとを含む。
このように、全体的な線形化を介したＮ個のスイッチングセルを伴うコンバータの非線形制御および誤差の安定で漸近的な収束を保証する制御を通した非線形性の補償によって、制御方法を得ることができる。この手法は、出力電圧が電圧インバータの入力部のデカップリングキャパシタの端子同士をまたいで測定されるＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧がユーザにより設定された設定値電圧に調整され、一方で同時にシステムの総合的な安定性を保証しそして外部干渉効果に対する比較的良好な反応性および制御の動的な挙動を提供することを可能にする。
有利なことにそして非限定的な方式で、上記コンバータがＮ＞１個のスイッチングセルを備えるとき、上記Ｎ個のデューティサイクルを決定するための上記ステップが、各々のスイッチングセルを通過するエネルギーの流れ
Figure 2022514139000006
の計算を含む。このように、計算を、コンバータの動的な挙動を考慮して行うことができる。
有利なことにそして非限定的な方式で、上記Ｎ個のデューティサイクルを決定するための上記ステップが、
－ 下記の数式
Figure 2022514139000007
の適用により第２のスイッチングセルから始めて上記スイッチングセルについての計算した上記エネルギーの流れ
Figure 2022514139000008
の総和の関数として第１のスイッチングセル（ｋ＝１）に関する上記デューティサイクル（α１）の計算
を含む。
有利なことにそして非限定的な方式で、上記Ｎ個のデューティサイクルを決定するための上記ステップが、下記の連立方程式、
Figure 2022514139000009
の適用により上記計算したエネルギーの流れの関数として、第１のスイッチングセル以外の各々のスイッチングセルの上記デューティサイクルの上記計算を含む。
有利なことにそして非限定的な方式で、上記コンバータが単一のスイッチングセルを備えるときに、上記デューティサイクルを決定するための上記ステップが、下記の方程式、
Figure 2022514139000010
の適用を含む。
このように、上記デューティサイクルを計算するためのより単純なステップを、上記コンバータが１つのスイッチングセルを含むだけのとき行うことができる。
有利なことにそして非限定的な方式で、各々のスイッチングセルを制御するための上記ステップが、各々のスイッチングセルのための制御信号の生成を含み、上記制御信号は上記決定したデューティサイクルと上記コンバータにチョッピング周波数を課す高周波対称三角波キャリア信号との間の論理的な比較の関数である。有利なことにそして非限定的な方式で、上記比較が、
上記第１のスイッチングセル（ｋ＝１）に関して、
・α１≧ｃａｒｒｉｅｒ１であれば、ＰＷＭ１＝１、
・そうでなければ、ＰＷＭ１＝０、
他のスイッチングセル（ｋ＞１）に関して、
・αｋ≧ｃａｒｒｉｅｒｋであれば、ＰＷＭｋ＝１、
・そうでなければ、ＰＷＭｋ＝０、
ここでｃａｒｒｉｅｒｋは２ｑπ／Ｎだけｃａｒｒｉｅｒ１から位相シフトされ、ここではｑは２の自然整数倍である、ことを含む。
このように、上記制御ステップは、このステップの高速の実行を確実にする単純な論理的な比較に基づく。
有利なことにそして非限定的な方式で、各々のスイッチングセルに関して、上記ブーストコンバータが、インダクタンスを含み、上記出力ベクトルが、さらに、各々のインダクタンスに関して測定される電流の関数として計算される。このように、上記出力ベクトルを、信頼性のある方式で計算することができる。
有利なことにそして非限定的な方式で、各々のインダクタンスについて測定される上記電流の平均値が、最小値または最大値において、パワースイッチのチョッピングの生成のために使用されるＮ個のキャリアの各々をサンプリングすることにより求められる。
本発明はまた、ＤＣ電源と、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータと、ＤＣ－ＡＣ電圧コンバータと、電気機械と、これまでに記述したような方法を実行するように設計された前記ブーストコンバータを制御するためのデバイスとを備える電気アセンブリにも関する。
本発明の他の特徴および利点は、非限定的な例として与えられた添付した図面を参照して、本発明の１つの特有な実施形態の以降に提示される説明を読むと明確になるだろう。
本発明による電力供給装置の模式的回路図である。 本発明の第１の実施形態に従って制御されるＮ相を伴うブーストコンバータの模式図であり、Ｎはゼロでない自然整数であり、ここでは３よりも大きい。 本発明に従って、ブーストコンバータの出力部の電力の変動を計算するためのステップの模式図である。 ３個のインターレースされたスイッチングセルを伴う一例において、本発明の第１の実施形態に関する電流をサンプリングするためのステップの図式表示である。 本発明の第１の実施形態による非線形制御方法の模式図である。 本発明の第２の実施形態により制御される、単段ブーストコンバータの模式図である。 本発明の第２の実施形態による非線形制御方法の模式図である。
本発明の第１の実施形態では、図１から図５を参照して、「Ｎ個の」スイッチングセルを伴う昇圧コンバータの状態フィードバックを用いる正確な線形化による非線形制御方法が説明される。
この方法は、システムにより示され制御することが望ましい非線形性が補償されることを可能にする。
この補償の形式は、システムの構造に関連する。例として、減算により非線形項（θ（ｘ）と表記される）を補償するために、システムの入力部の制御ベクトルｕおよび非線形項θ（ｘ）が、加算ｕ＋θ（ｘ）の形式で一緒に現れなければならない。
他方で、除算によってθ（ｘ）を補償するために、制御ベクトルｕおよび非線形項が、乗算ｕ・θ（ｘ）の形式で一緒に現れなければならない。
Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータの方程式は、下記の通りである：
Figure 2022514139000011
方程式（１）を、下記のアフィン非線形方程式の一般的な形式に書くことができる：
Figure 2022514139000012
したがって、方程式（２）は次のようになる：
Figure 2022514139000013
ここで、
Figure 2022514139000014
システムの状態変数のベクトル、
Figure 2022514139000015
はシステムへの入力として考えられる制御ベクトルを表し、αｋがｋ番目のスイッチングセルのスイッチＳｋに適用されるデューティサイクルであり、１－αｋがｋ番目のスイッチングセルのスイッチ
Figure 2022514139000016
に適用されるデューティサイクルである。
・ｆ（Ｘ）およびｇ（Ｘ）は、不定微分可能非線形関数であり、
・（Ｌ１，Ｌ２，．．．，ＬＮ）およびＣｏｕｔは、それぞれ、各々のスイッチングセルのインダクタンスおよびブーストコンバータの出力部のキャパシタであり、
・ｉ１、ｉ２、．．．、ｉＮおよびＶｏｕｔは、各々のインダクタンス内の電流およびブーストコンバータの出力部の電圧であり、
・Ｐｏｕｔは、出力部でブーストコンバータに接続された動的負荷の電力である。
本発明による方法の目的は、入力部の電圧源から出力部の負荷へのエネルギーの流れを制御し、一方で同時にブーストコンバータの出力部の電圧Ｖｏｕｔを
Figure 2022514139000017
で表記される設定値に調整することである。
方法の第１のステップは、システムの全体的な線形化を可能にするように、出力ベクトル（ｙと表記される）を選択することで構成される。
下記の方程式（４）は、Ｎ個のアームを伴うコンバータのケースに関して、全体的に線形化されたシステムの出力ベクトルが、ゼロである内部動力学を用いて求められることを可能にする：
Figure 2022514139000018
方法の第２のステップは、制御ベクトルｕ（ｔ）＝αｋ＝１，．．．，Ｎの出現まで出力ベクトルｙの一連の連続した微分を含む：
先ず最初に、方程式（４）についての一次の微分値は、下記の方程式を与える：
Figure 2022514139000019
この方程式は、ブーストコンバータにより生成される損失またはブーストコンバータのエネルギーバランスを表す。
続いて、方程式（４）についての二次の微分値は、下記の方程式を与える：
Figure 2022514139000020
続いて、各々のスイッチングセルｋを通過するエネルギーの流れ
Figure 2022514139000021
を計算するためのステップが実行され、上記ステップは、方程式（６）を用いて、Ｎ個の未知数を伴うＮ個の方程式の体系が得られることを可能にし、上記体系を介してＮ個のセルを伴うブーストコンバータの各々のセルｋに対して必要とされる制御αｋを決定することができる。
Figure 2022514139000022
ここでは、ｋ＞１の状態で
Figure 2022514139000023
である。
前述の方程式（７）から始めて、下記が決定される：
・下記の方式のＮ個のアームを伴うブーストコンバータの第１のセルの制御に関する方程式：
Figure 2022514139000024
・ブーストコンバータのＮ－１個のセルの制御に関する方程式：
Figure 2022514139000025
誤差の安定な漸近的トラッキングを求めるために、
Figure 2022514139000026
ここでは、{ｋ’１，ｋ’２，ｋ’３}は方程式（１０）のレギュレータの較正可能な利得であり、
そして
Figure 2022514139000027
ここでは、{ｋ’１，ｋ’２}は方程式（１１）のレギュレータの較正可能な利得であり、そして
Ψｋ＝ｉ１－ｉｋ、および
Figure 2022514139000028
はｋ番目のセルの流れ設定点である。より一般的に、「ｒｅｆ」と添え字された変数は、対応する変数の設定値に関係する。
このように、状態フィードバックによる制御を表す方程式（６）中の
Figure 2022514139000029
の計算は、方程式（１０）を参照して、下記を含む：
－ 誤差
Figure 2022514139000030
に作用する比例作用、
－ ｙとｙｒｅｆとの間の誤差に作用する比例作用、
－ ｙとｙｒｅｆとの間の誤差に作用する積分作用。
ｙｒｅｆ、設定点出力ベクトル、およびその微分値
Figure 2022514139000031
の計算は、下記の方程式により求められる：
Figure 2022514139000032
そしてここでは：
Figure 2022514139000033
ここでηが動作点に依存するシステムの効率を表し、Ｎがセルの数を表し、
そして：
Figure 2022514139000034
方程式（８）および（９）を再使用して、安定化されたレジームでは、Ｎ個のデューティサイクルαｋ＝１，．．．，Ｎは、下記の最終値に向けて収束することが特筆される：
Figure 2022514139000035
上記表現は、ブーストコンバータの開ループ伝達関数（言い換えると、静的利得）に対応する。
出力電力の微分値
Figure 2022514139000036
を計算するために、図３を参照して、変数の下記の変更が行われる：
Figure 2022514139000037
ここでは、
Figure 2022514139000038
は図３に示された推定した出力電力である。安定化されたレジームでは、下記を求めることが望ましい：
Figure 2022514139000039
また、図３を参照して、出力電力の変動は、下記の方程式により推定される：
Figure 2022514139000040
ここで｛ｋｐ，ｋｉ｝は較正可能な利得である。
このように、負荷内の電力の変動
Figure 2022514139000041
は、少ない階層の観測器を通して求められる。
続いて、方法は、図４を参照して、電流の平均値を求めるために電流をサンプリングするため、およびチョッピングの生成のためのステップを実行する。
各々のスイッチングセルのチョッピングに専用化され、そしてＰＷＭｋ＝１，．．．，Ｎと表記された高周波信号は、αｋ＝１，．．．，Ｎと表記された制御信号と電力コンバータのチョッピング周波数を課す高周波対称三角波信号（キャリアと呼ばれる）との間の論理的な比較を通して生成される。加えて、スイッチングセル当たり１つのキャリアが存在する。
各々のキャリアは、２ｑπ／Ｎだけ他のものから位相シフトされ、ここでｑは２の自然整数倍であり、Ｎはスイッチングセルの番号である。
しかしながら、スイッチングセル番号１に関して、下記の論理に従う：
・α１≧ｃａｒｒｉｅｒ１であれば、ＰＷＭ１＝１、
・そうでなければ、ＰＷＭ１＝０。
スイッチングセル番号２に関して、下記の論理に従う：
・α２≧ｃａｒｒｉｅｒ２であれば、ＰＷＭ２＝１、
・そうでなければ、ＰＷＭ２＝０、
ここでは、ｃａｒｒｉｅｒ２は２π／Ｎだけｃａｒｒｉｅｒ１から位相シフトされる。
スイッチングセル番号３に関して、下記の論理に従う：
・α３≧ｃａｒｒｉｅｒ３であれば、ＰＷＭ３＝１、
・そうでなければ、ＰＷＭ３＝０、
ここでは、ｃａｒｒｉｅｒ３は４π／Ｎだけｃａｒｒｉｅｒ１から位相シフトされる。
スイッチングセル番号ｋに関して、下記の論理に従う：
・αｋ≧ｃａｒｒｉｅｒｋであれば、ＰＷＭｋ＝１、
・そうでなければ、ＰＷＭｋ＝０、
ここでは、ｃａｒｒｉｅｒｋは２ｑπ／Ｎだけｃａｒｒｉｅｒ１から位相シフトされる。
このように、各々の電流の平均値（＜ｉｋ＞と表記される）を、各々のキャリアの最小値（または最大値）におけるサンプリングを通して取り込むことができる。サンプリング信号（ｔｒｉｇｋと表記される）は、この信号に対応するキャリアと同相である。
この手法は、ＦＰＧＡ型のハードウェアターゲットが使用される枠組みにおいて適用可能であるに過ぎず、電流のフィルタリングを使用する手法が回避されることを可能にし、上記手法は、補償されることが必要であるはずの制御における遅延をもたらすはずである。
インダクタンス内で測定される電流に関するサンプリング信号は、ローパスディジタルフィルタが使用されるケースにおいて実信号のフィルタリングに由来する何らかの遅延を加えることなく電流の平均成分を求めるために、キャリアの最小値または最大値において生じる。
本発明の第２の実施形態では、単一のスイッチングセルを伴うブーストコンバータ（また単段ブーストコンバータとも呼ばれる）に関して、図１ならびに図６および図７を参照して、方法は、同じ主要な実行ステップを含むが、計算のモードを単純化することができる。
単段ブーストコンバータに関する方程式は、下記のものである：
Figure 2022514139000042
方程式（１９）を、下記のアフィン非線形方程式の一般的な形式に書くことができる：
Figure 2022514139000043
このように、方程式（２０）は：
Figure 2022514139000044
になり、ここで
Figure 2022514139000045
システムの状態変数のベクトル、
Figure 2022514139000046
はシステムへの入力として考えられる制御ベクトルを表し、α１がスイッチングセルのスイッチＳａに適用されるデューティサイクルであり、１－α１がスイッチングセルのスイッチ
Figure 2022514139000047
に適用されるデューティサイクルである。
・ｆ（Ｘ）およびｇ（Ｘ）は、不定微分可能非線形関数であり、
・Ｌ１およびＣｏｕｔは、それぞれ、インダクタンスおよびブーストのキャパシタンスであり、
・ｉ１およびＶｏｕｔは、それぞれ、インダクタンス内の電流およびブーストの出力部の電圧であり、
・Ｐｏｕｔは、出力部でブーストコンバータに接続された動的負荷内の電力である。
この実施形態による方法の目的は、次いで、単一の調整ループを介して、入力部の電圧源から出力部の負荷に向かうエネルギーの流れを制御することであり、一方で同時にブーストコンバータの出力部の電圧Ｖｏｕｔを
Figure 2022514139000048
と表記される設定値に調整することである。
方法の第１のステップは、システムの全体的な線形化を可能にするように、出力ベクトルを選択することで構成される。
連立方程式（２１）が全体的に線形化されることを可能にする出力ベクトルを表す下記の方程式（２２）は、単段ブーストコンバータのケースに関して、出力ベクトルが全体的に線形化されたシステムに対して求められることを可能にする：
Figure 2022514139000049
方法の第２のステップは、制御ベクトルｕ（ｔ）＝αｋ＝１，．．．，Ｎの出現まで一連の連続する微分を通して、基準の変更を含む：
先ず最初に、方程式（２２）に関する一次の微分値は、下記の方程式を与える：
Figure 2022514139000050
この方程式は、ブーストコンバータにより生成される損失を表す。
続いて、方程式（２２）に関する二次の微分値は、下記の方程式を与える：
Figure 2022514139000051
上記から始めて、デューティサイクルα１の方程式が演繹され、その結果：
Figure 2022514139000052
ここで、
Figure 2022514139000053
である。
しかしながら、（一定電力における）安定化されたレジームでは、デューティサイクルα１は、下記の最終値に向かって収束する：
Figure 2022514139000054
このように、（２５）で動的に計算されたデューティサイクルは、安定化されたレジームでは方程式（２６）に向けて漸近的にそして安定して収束する。
この表現は、ブーストコンバータ２の開ループ伝達関数（言い換えると、静的利得）に対応する。
漸近的指数関数的トラッキングを行うために、下記が持ち出される：
・制御ベクトルの二次微分値
Figure 2022514139000055
の計算のために：
Figure 2022514139000056
ここで
Figure 2022514139000057
および
Figure 2022514139000058
が以前に提示した方程式（２３）により求められた。このように、第１のレギュレータの一般的な形式が：
Figure 2022514139000059
のように決定され、ここでは、{ｋ’１，ｋ’２，ｋ’３}はレギュレータの較正可能な利得である。
状態フィードバックによる制御に対応する
Figure 2022514139000060
の計算は、方程式（２８）を参照して、これゆえ下記を含む：
－ 誤差
Figure 2022514139000061
に作用する比例作用、
－ ｙとｙｒｅｆとの間の誤差に作用する比例作用、
－ ｙとｙｒｅｆとの間の誤差に作用する積分作用。
さらに、ｙｒｅｆおよび
Figure 2022514139000062
の計算は、下記の方式で実行される：
Figure 2022514139000063
ここで
Figure 2022514139000064
ここでは、ηは動作点に依存するシステムの効率を表す。
加えて、
Figure 2022514139000065
・および、出力の電力の微分値
Figure 2022514139000066
の変動の推定に関して、変数の下記の変更が実行される：
Figure 2022514139000067
そして、安定化されたレジームにおいて求めることが望ましい：
Figure 2022514139000068
ここから始めて、出力電力の変動が下記の方式で推定される：
Figure 2022514139000069
ここでは、ｋｐおよびｋｉは較正可能な利得である。

Claims (10)

  1. Ｎがゼロでない自然整数であるＮ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータ（２）を同期パルス幅変調モードで制御するための方法であって、前記コンバータが電圧源からＤＣ電圧（Ｖｉｎ）を入力部で受電し、前記入力電圧（Ｖｉｎ）以上の出力電圧（Ｖｏｕｔ）を出力部で給電し、前記方法が、
    － 前記ブーストコンバータ（２）の前記入力電圧（Ｖｉｎ）および前記出力電圧（Ｖｏｕｔ）を測定するためのステップと、
    － 前記ブーストコンバータ（２）の連立方程式を全体的に線形化するように設計された出力ベクトル（ｙ）を決定するためのステップと、
    － 前記コンバータの前記出力部の電気的負荷内の電力変動
    Figure 2022514139000070
    を計算するためのステップと、
    － 前記出力ベクトル（ｙ）の二次微分値
    Figure 2022514139000071
    、前記電気的負荷内の前記電力の微分値
    Figure 2022514139000072
    および前記測定した入力電圧（Ｖｉｎ）と出力電圧（Ｖｏｕｔ）との比率の関数として前記コンバータのＮ個のデューティサイクル（αｋ）を決定するためのステップと、
    － 前記決定したデューティサイクル（αｋ）の関数として、前記コンバータ（２）の各々のスイッチングセル（ｋ）を制御するためのステップと
    を含む方法。
  2. 前記コンバータがＮ＞１個のスイッチングセル（ｋ）を備えるとき、前記Ｎ個のデューティサイクルを決定するための前記ステップが、各々のスイッチングセル（ｋ）を通過するエネルギーの流れ
    Figure 2022514139000073
    の計算を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 前記Ｎ個のデューティサイクルを決定するための前記ステップが、
    － 下記の数式
    Figure 2022514139000074
    の適用により第２のスイッチングセルから始めて前記スイッチングセルについての前記計算したエネルギーの流れ
    Figure 2022514139000075
    の総和の関数として第１のスイッチングセル（ｋ＝１）に関する前記デューティサイクル（α１）の計算
    を含むことを特徴とする、請求項２に記載の方法。
  4. 前記Ｎ個のデューティサイクルを決定するための前記ステップが、下記の連立方程式、
    Figure 2022514139000076
    の適用により前記エネルギーの流れ
    Figure 2022514139000077
    の関数として、前記第１のもの以外の各々のスイッチングセル（ｋ＞１）の前記デューティサイクルの計算を含むことを特徴とする、請求項２または３に記載の方法。
  5. 前記コンバータが単一のスイッチングセルを備えるときに、前記デューティサイクルを決定するための前記ステップが、下記の方程式、
    Figure 2022514139000078
    の適用を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  6. 各々のスイッチングセルを制御するための前記ステップが、各々のスイッチングセルのための制御信号（ＰＷＭｋ）の生成であって、前記制御信号が前記決定したデューティサイクル（αｋ＝１，．．．，Ｎ）と前記コンバータ（２）にチョッピング周波数を課す高周波対称三角波キャリア信号（ｃａｒｒｉｅｒｋ）との間の論理的な比較の関数である、生成を含むことを特徴とする、請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
  7. 前記比較が、
    前記第１のスイッチングセル（ｋ＝１）に関して、
    ・α１≧ｃａｒｒｉｅｒ１であれば、ＰＷＭ１＝１、
    ・そうでなければ、ＰＷＭ１＝０、
    他のスイッチングセル（ｋ＞１）に関して、
    ・αｋ≧ｃａｒｒｉｅｒｋであれば、ＰＷＭｋ＝１、
    ・そうでなければ、ＰＷＭｋ＝０、
    ここでｃａｒｒｉｅｒｋは２ｑπ／Ｎだけｃａｒｒｉｅｒ１から位相シフトされ、ここではｑは２の自然整数倍である
    ことを含むことを特徴とする、請求項６に記載の方法。
  8. 前記ブーストコンバータ（２）が、各々のスイッチングセル用の、インダクタンス（Ｌｋ）を含み、前記出力ベクトル（ｙ）がさらに、各々のインダクタンス（Ｌｋ）に関して測定される電流（ｉｋ）の関数として計算されることを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の方法。
  9. 請求項６または請求項７に従属するときに、各々のインダクタンス（Ｌｋ）について前記測定される電流（ｉｋ）の平均値が、パワースイッチのチョッピングの生成のために使用されるＮ個のキャリアの各々の最小値または最大値におけるサンプリングにより求められることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
  10. ＤＣ電源（１）と、Ｎ個のスイッチングセルを伴うブーストコンバータ（２）と、ＤＣ－ＡＣ電圧コンバータ（３）と、電気機械（４）と、請求項１から９のいずれか一項に記載の方法を実行するように設計された前記ブーストコンバータを制御するためのデバイスとを備える、電気アセンブリ（１０）。
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