CN108321842B - L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，解决了由于数字控制延时的存在致使控制系统不稳定的问题，同时解决了补偿延时带来的中频带相位裕度不足的问题。具体包括以下步骤：根据系统采样得到电流参考给定值i_{L_ref}与实际电流采样值i_L的一拍延迟输出的差值Δi_e。加入电流预测方法，以预测后的电感电流

为研究对象，补偿了延时环节。在电流环中加入有源阻尼优化方法，其实质是在电流环中加入二阶微分反馈环节，解决了有源高频阻尼方法的加入导致系统的中频带不稳定的问题，抑制了系统由延时所引起的谐振峰，提高了系统稳定性，扩大了电流控制增益范围，减小了系统动态和静态误差。

Description

L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法

技术领域

本发明属于电能质量优化的并网电流控制技术领域，具体涉及一种L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法。

背景技术

由于环境污染、化石能源危机等问题日趋严重，为满足能源需求，新能源得到了广泛开发与利用，分布式发电系统成为近年来的研究热点，为实现分布式发电稳定并入电网，并网技术得到快速发展。并网逆变器作为分布式发电的核心部分，要求其必须具有极高的输出功率因数(PF)以及极低的输出电流总谐波畸变率(THD)。由于并网系统对电能质量有很高的要求，这就需要对发电系统输出的电流控制以期达到并网的要求，因此对并网逆变系统控制策略的研究非常有必要。

目前，并网逆变器系统的控制策略繁多，主要分为电流控制、直接功率控制和模拟同步电机控制。为了使并网电流总谐波畸变率满足并网要求，实现稳定并网，通常选用电流控制来分析系统电能质量。无论电流源还是电压源变换器，通常都是通过控制电感电流来实现控制，因为电流内环控制增益总是决定着多环控制系统的允许带宽。因此逆变器输出电感电流通常被选作内环直接控制对象，电流环的状态反馈系数或者环路增益决定系统的稳定收敛速度。但是，由于数字控制延迟的存在，限制了系统控制带宽以及环路增益，使得电流控制面临很大的挑战。

数字控制延时包括采样计算延时和PWM传递延时，由于在采样过程中会给控制系统注入高次谐波，导致系统带宽和环路增益受限，从而影响系统的稳定性和响应的快速性。为解决该问题，大量的研究工作表明通过改善PI、PR控制器，改进PR控制器、PI-R控制器、PI-VPI控制器来解决电流控制的谐波和跟踪误差问题。但是为了消除电流谐波成分，会增加谐振频率点的数量，使得控制器结构变得复杂。选择比例控制器控制时，P控制器的参数大小的选择是有限制的，参数值越大，就会引入高频谐波问题，甚至导致系统不稳定。参数值越小，会影响稳定裕度，使稳态误差变大，出现低频谐波问题，而且增加控制增益和改善系统稳定裕度之间存在矛盾。

发明内容

本发明的目的是提供一种L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，解决现有并网逆变器电流环中存在低、高频谐波问题，以及增加控制增益和改善系统稳定裕度之间存在矛盾的问题。

本发明所采用的技术方案是，L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1，采用规则采样法在三角载波谷底采样直流母线电压v_dc、逆变器输出电流值i_L，以及电网三相电压v_{g_uvw}，将直流母线电压v_dc和并网电压v_g的波动所引起的干扰问题视为扰动Δv；

步骤2，计算电流参考给定值i_{L_ref}与逆变器输出电流值i_L的一拍延迟输出的差值Δi_e，差值Δi_e经过比例控制器放大后经过0.5拍的PWM延迟，生成PWM信号，驱动开关管；

步骤3，在步骤2中引入电流预测，以预测后的电感电流

作为电流控制环的输出，即是将电流采样的一拍延迟等效至前向通道，电流参考给定值i_{L_ref}与预测后的电感电流

的差值经过比例控制器，其输出值分为两路信号流，一路经过等效至前向通道的1.5拍延迟环节，与扰动量Δv做差后作用到L滤波器上，另一路经过电流预测单元后，两路的输出相加，得到预测后的电感电流值

步骤4，步骤3中加入电流预测单元的控制器模块G_cp(s)基础上加入有源高频阻尼单元G_dp(s)，形成控制环节，控制环节由两部分组成，一部分是处于前向通道的比例控制器，另一部分是有源高频阻尼单元；计算电流参考给定值i_{L_ref}与预测后的电感电流

的差值Δi_e，差值Δi_e经过控制环节，其输出也分为两路信号流，一路信号流经过等效至前向通道的1.5拍延迟环节，与扰动量Δv做差后作用到L滤波器上，另一路信号流经过电流预测单元CP后，两支信号流的输出相加，得到预测后的电感电流值

本发明的特点还在于，

步骤3中引入的电流预测，具体为通过已知周期变量预测下一控制周期的未知变量，即用已知周期的输出电流值i_L，预测下一周期的电流

从而补偿数字控制器电流采样延时环节对系统的影响，电流预测的具体表达式为：

其中，i_L(n-1)为已知周期的输出电流值，

为下一周期的电流预测值，

为直流母线电压瞬时值，

为电网电压瞬时值，T_s为采样周期，L为滤波电感。

步骤3的电流预测引入后，得到电流预测单元(CP)的传递函数表达式为：

其中，T_s为采样周期，L为滤波电感；

加入电流预测方法的整体控制系统传函为：

其中，T_s为采样周期，τ_in为时间常数。

步骤3中由于补偿延时环节加入电流预测单元，从而导致系统稳定性变差，在步骤4中加入有源高频阻尼单元后，控制器模块传递函数G_dp(s)表达式为：

其中，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，T_s为采样周期。

步骤4中加入有源高频阻尼单元后，整体控制系统传函为：

其中，τ_in为时间常数，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，L为滤波电感，T_s为采样周期。

本发明的有益效果：解决有源高频阻尼方法的加入导致系统的中频带不稳定的问题，扩大了电流控制增益范围，减小了系统动态和静态误差，解决了传统比例(P)控制系统中存在的谐波问题和稳定性问题。在实际应用中很容易实现，易于应用在工程应用领域。

附图说明

图1是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法的电路结构图；

图2是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法的电流控制环结构框图；

图3是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法的等效简化控制框图；

图4是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法加入电流预测单元的电流环控制框图；

图5是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法加入电流预测单元后系统的等效控制框图；

图6是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法的在加入电流预测单元的电流控制环基础上加入有源阻尼的控制框图；

图7是图6电流环的等效结构框图；

图8是本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法的实施过程框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，在现有并网电流比例P控制器基础上，引入了电流预测单元CP，通过已知周期变量预测下一控制周期的未知变量，即用已知周期的输出电流值，预测下一周期的输出电流值，从而得到控制器输出进行反馈来补偿数字控制器中的电流采样延迟，使得系统稳定裕度和增益范围增大。

本发明的控制环路包括前向通道和反馈通道，前向通道包括依次相连的比例控制器、时间延迟单元、控制对象，比例控制器输出端与控制对象输出端之间为预测单元CP，比例控制器的输入端与输出端之间有一个反馈模块，为有源阻尼优化单元，电感电流参考值i_L-ref与反馈通道的反馈量

的差值为Δi_e，差值Δi_e减去反馈模块有源阻尼优化单元的输出值得到的误差值作为前向通道的输入，经过比例控制器输出后，分两路分别经过控制对象和预测单元CP，得到的两路输出值相加，即得到预测电流

本发明中，i_L-ref是电感电流参考值；i_L是电感电流，也是系统的被控输出量；

是预测电流值，也是反馈量，也是系统结构等效后，得到的新的被控输出量；Δi_e是i_L-ref与

的误差信号；v_dc是直流母线电压；v_g是电网电压；Δv是扰动量；

是被控对象(传递函数)；T_s是开关周期，也是采样周期(T_s＝T_c)。

图1是L型并网逆变器的电路拓扑，其中C_dc是直流母线电容，采用并网电流为控制目标。本发明中采样周期与开关周期一致，都为T_s，采用并网电流为控制目标。

本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，具体按照以下步骤进行：

步骤1：图2是并网逆变器系统的电流控制环结构框图，采用规则采样法在三角载波谷底采样直流母线电压v_dc、逆变器输出电流值i_L，以及电网三相电压v_{g_uvw}。将直流母线电压v_dc和并网电压v_g的波动所引起的干扰问题视为扰动Δv，将图2等效为图3所示。

步骤2：计算电流参考给定值i_{L_ref}与逆变器输出电流值i_L的一拍延迟输出的差值Δi_e。

步骤3：差值Δi_e经过比例控制器放大后经过0.5拍的PWM延迟，生成PWM信号，驱动开关管，达到控制目的。但是由于延时的存在使系统相位滞后，稳定性降低。为此我们引入电流预测(CP)方法，如图4所示。以预测后的电感电流

为研究对象，将其作为系统电流控制环的输出，可将图4等效成图5。即将电流采样的一拍延迟等效至前向通道，电流参考给定值i_{L_ref}与预测后的电感电流

的差值经过比例(P)控制器，其输出值分为两路信号流，一路信号流经过等效至前向通道的1.5拍延迟环节，与扰动量Δv做差后作用到L滤波器上。另一路信号流经过电流预测单元后，两支信号流的输出相加，得到预测后的电感电流值

步骤4：针对由于补偿延时环节加入电流预测单元，从而导致系统稳定性变差的问题，已有的有源虚拟高频阻尼能有提高系统稳定性，但是会导致中频带增益增加，在中频带的稳定裕度减小，从而对系统产生影响。因此本发明针对以上问题，提出了一种有源高频阻尼优化方法，如图6所示。

在加入电流预测单元的控制器模块G_cp(s)基础上加入有源高频阻尼单元G_dp(s)，形成图7中的控制环节5。控制环节由两部分组成，一部分是处于前向通道的比例控制器，另一部分是有源高频阻尼单元。计算电流参考给定值i_{L_ref}与预测后的电感电流

的差值Δi_e，差值Δi_e经过控制环节5，其输出也分为两路信号流，一路信号流经过等效至前向通道的1.5拍延迟环节，与扰动量Δv做差后作用到L滤波器上。另一路信号流经过电流预测单元(CP)后，两支信号流的输出相加，得到预测后的电感电流值

步骤3所述的电流预测方法具体为通过已知周期变量预测下一控制周期的未知变量，即用已知周期的输出电流值i_L，预测下一周期的电流

从而补偿数字控制器电流采样延时环节对系统的影响，电流预测方法的具体表达式为：

其中，i_L(n-1)为已知周期的输出电流值，

为下一周期的电流预测值，

为直流母线电压瞬时值，

为电网电压瞬时值，T_s为采样周期，L为滤波电感。

将电流预测方法应用到控制系统中，得到电流预测单元(CP)的传递函数表达式为：

其中，T_s为采样周期，L为滤波电感。

加入电流预测方法的整体控制系统传函为：

其中，T_s为采样周期，τ_in为时间常数。

由于补偿延时环节加入电流预测单元，从而导致系统稳定性变差的问题，提出的有源阻尼优化方法，传递函数G_dp(s)表达式为：

其中，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，T_s为采样周期。

在加入电流预测方法的基础上加入有源高频阻尼单元后，整体控制系统传函为：

其中，τ_in为时间常数，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，L为滤波电感，T_s为采样周期。

本发明L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，图2是并网逆变器系统的电流控制环结构框图，采用规则采样法在三角载波谷底采样直流母线电压v_dc、逆变器输出电流值i_L，以及电网三相电压v_{g_uvw}，将直流母线电压v_dc和并网电压v_g的波动所引起的干扰问题视为扰动Δv，将图2等效为图3所示。

在图3并网电流比例控制器的基础上，引入电流预测单元CP，如图4所示。因为

v_i＝dλv_dc，其中v_i可以电感电流对应的v_u、v_v、v_w的其中一个，得到电流预测方法的表达式为：

其中，d是控制开关管的占空比，λ是母线电压利用率。由公式(1)可知第n个T_s中的电感电流值可由第(n-1)T_s的电流值表示，可达到电流预测单元(CP)的预期效果。

从图4可知，电流预测单元(CP)的传递函数表达式为：

其中，T_s为采样周期，L为滤波电感。

将系统输出的并网电流i_L与预测单元的输出相加，得到电流环的反馈量

电感电流参考值i_L-ref与反馈量

的误差信号Δi_e，经过比例(P)控制器调节，使得系统输出的电感电流i_L跟踪电感电流给定参考值i_L-ref。误差信号Δi_e经过比例(P)控制器输出，此输出信号作为PWM模块的输入信号，来控制系统主电路开关管的开通与关断动作。

那么图4中，控制环节1---P控制和电流预测单元(CP)内环控制；控制环节2---含电流预测单元(CP)的电流控制环；

控制环节1的传递函数G_cp(s)的表达式为：

其中，K_in为比例(P)控制器增益，T_s为采样周期，L为滤波电感。

则控制环节2的传递函数G_inp(s)的表达式为：

其中,τ_in为时间常数，

T_s为采样周期。

预测后的电感电流

是现在的研究目标,以预测后的电感电流

作为系统电流控制环的输出，可将图4等效成图5。可得电感电流经过预测环节后，得到第n个T_s中的电流值，表达式为：

其中，i_L(n-1)是第(n-1)个周期的电感电流值，d(n-1)是第(n-1)个周期的控制开关管的调制度，λ是母线电压利用率，v_dc是直流母线电压，v_g是并网电压，T_s为采样周期，L为滤波电感。

由公式5知：第n个周期的电流值可以由上一周期电感电流的输出值预测得到，易实现。经过分析表明，加入电流预测单元，在τ_in大于采样周期T_s时谐振峰值得到抑制，且电流环传递函数G_inp(s)的带宽扩大。但是由于预测单元的存在，系统的稳定性会变差，当τ_in小于采样周期T_s时，系统将会不稳定。

针对由于补偿延时环节加入电流预测单元，从而导致系统稳定性变差的问题，已有的有源虚拟高频阻尼能有提高系统稳定性，但是会导致中频带增益增加，在中频带的稳定裕度减小，从而对系统产生影响。因此本发明针对以上问题，提出了一种有源阻尼优化方法。

为了抑制中频带增益增加后对系统的稳定裕度产生的影响，在原本的虚拟高频阻尼反馈环节

的基础上进行推导研究，引入有源高频阻尼单元，改变虚拟高频阻尼反馈环节传递函数结构，形成新的有源高频阻尼方法，即有源阻尼优化方法。新有源高频阻尼(VHD)环节的传递函数G_dp(s)表达式变化为：

其中，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，T_s为采样周期。

如图6所示:控制环节3就是将加入电流预测的比例(P)控制器G_cp(s)作为前向通道，其输出经过新虚拟高频阻尼(VHD)环节G_dp(s)的负反馈，这种方法改善了电流控制增益范围，减小了系统动态和静态误差，解决了传统比例(P)控制系统中存在的谐波问题和稳定性问题。

图6中，控制环节3---含CP和VHD内环控制；控制环节4---含CP和VHD的电流控制环；

那么，控制环节3的传递函数G_cdp(s)的表达式：

其中，K_in为比例(P)控制器增益，δ为阻尼系数，T_s为采样周期，L为滤波电感,ξ是高通滤波器的阻尼比。

则控制环节4的传递函数G_indp(s)的表达式为：

其中，τ_in为时间常数，

δ为阻尼系数，T_s为采样周期，L为滤波电感,ξ是高通滤波器的阻尼比。

为了更易实现本发明，使控制结构更为简单，将图6等效为图7，即在图5控制结构基础上引入虚拟高频阻尼优化方法，如图7所示。虚拟高频阻尼(VHD)环节的传递函数G_dp(s)为

控制环节5的传递函数表达式为：

将采样延迟环节视为采样开关，则可以将公式9离散化，得：

将公式10定义为:

其中，i_e(z)是控制环节5被离散化的输入信号，也是电感电流参考值i_L-ref与反馈量

的离散误差信号，U_z是控制环节5的输出信号。

将式(11)等式变换为：

U_z(1+K_inδ)＝U_z(ξ+K_inδ)z^-1+K_ini_e(z)-ξi_e(z)z^-1 (12)

从而得到控制环节5为一个二阶差分方程，表达式为：

其中，K_in为比例(P)控制器增益，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比。

加入虚拟高频阻尼(VHD)后，控制环节5的第n个T_s的输出就是前一周期的输出U(n-1)与前一周期电感电流误差信号i_e(n-1)的线性组合，因为微处理器的寄存器存储功能，前一时刻的值是可以直接调用的，就可得到下一时刻的值。

根据图2的结构控制框图可知，控制器的输出U(n)经过计算可以得到调制度

就可控制开关管的动作，从而实现控制过程。所以引入虚拟高频阻尼优化方法得到的U(n)就可实现系统控制。

本发明实施过程如框图8所示。其中，d是控制开关管的占空比，λ是母线电压利用率，v_dc是直流母线电压，v_g是并网电压，T_s为采样周期，L为滤波电感。

Claims (4)

1.L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，其特征在于，具体按照以下步骤进行：

步骤1，采用规则采样法在三角载波谷底采样直流母线电压v_dc、逆变器输出电流值i_L，以及电网三相电压v_{g_uvw}，将直流母线电压v_dc和并网电压v_g的波动所引起的干扰问题视为扰动Δv；

步骤2，计算电流参考给定值i_{L_ref}与逆变器输出电流值i_L的一拍延迟输出的差值Δi_e，差值Δi_e经过比例控制器放大后经过0.5拍的PWM延迟，生成PWM信号，驱动开关管；

步骤3，在步骤2中引入电流预测，以预测后的电感电流

作为电流控制环的输出，即是将电流采样的一拍延迟等效至前向通道，电流参考给定值i_{L_ref}与预测后的电感电流

的差值经过比例控制器，其输出值分为两路信号流，一路经过等效至前向通道的1.5拍延迟环节，与扰动量Δv做差后作用到L滤波器上，另一路经过电流预测单元CP后，两路的输出相加，得到预测后的电感电流

所述步骤3中引入的电流预测，具体为通过已知周期变量预测下一控制周期的未知变量，即用已知周期的输出电流值i_L，预测下一周期的电流

电流预测的具体表达式为：

其中，i_L(n-1)为已知周期的输出电流值，

为直流母线电压瞬时值，

为电网电压瞬时值，T_s为采样周期，L为滤波电感；

步骤4，步骤3中加入电流预测单元CP的控制器模块G_cp(s)基础上加入有源高频阻尼单元G_dp(s)，形成控制环节，控制环节由两部分组成，一部分是处于前向通道的比例控制器，另一部分是有源高频阻尼单元；计算电流参考给定值i_{L_ref}与预测后的电感电流

的差值Δi_e，差值Δi_e经过控制环节，其输出也分为两路信号流，一路信号流经过等效至前向通道的1.5拍延迟环节，与扰动量Δv做差后作用到L滤波器上，另一路信号流经过电流预测单元CP后，两支信号流的输出相加，得到预测后的电感电流

2.根据权利要求1所述的L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，其特征在于，将步骤3的电流预测引入后，得到电流预测单元CP的传递函数表达式为：

其中，T_s为采样周期，L为滤波电感；

加入电流预测方法的整体控制系统传函为：

其中，T_s为采样周期，τ_in为时间常数。

3.根据权利要求1所述的L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，其特征在于，在步骤4中加入有源高频阻尼单元后，控制器模块传递函数G_dp(s)表达式为：

其中，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，T_s为采样周期。

4.根据权利要求3所述的L型并网逆变器并网电流控制的有源阻尼优化方法，其特征在于，所述步骤4中加入有源高频阻尼单元后，整体控制系统传函为：

其中，τ_in为时间常数，δ为阻尼系数，ξ是高通滤波器的阻尼比，L为滤波电感，T_s为采样周期。

Images