CN107612389B - 一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，其技术特点是：在电压环控制G_u(s)的基础上，将平均输出电流前馈G_av(s)与电压环控制输出信号i_ref ^*进行合成，生成电流参考信号i_ref并传送到电流控制G_i(s)；在平均输出电流前馈G_av(s)的基础上，引入均流差值Δi及均流虚拟阻抗，根据输出电能要求计算均流虚拟阻抗G_Δ(s)的形式和最小值G_Δmin(s)并进行控制。本发明引入平均电流前馈，能够降低模块个体差异对输出电流的影响，降低模块个体的软硬件参数差异对并联电压和电流的影响；同时在平均电流前馈的基础上，采用虚拟阻抗的均流差值控制，从而减小并联开关电源系统不均电流，输出电能质量满足要求。

Description

一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法

技术领域

本发明属于高频开关电源并联均流控制技术领域，尤其是一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法。

背景技术

在军事装备、电力系统、工业设备、邮电通信等行业，大功率高频开关电源被应用广泛，直接关系到被供电系统的稳定性、可靠性以及各项输出性能。高频开关电源通常采用大功率半导体器件作为开关元件，主要实现功率因数矫正、输出电压稳定以及输出电流快速精准控制等目标，兼具电磁干扰抑制、谐波治理等功能。利用并联或多相并联等技术，可以提高开关电源的功率等级，大幅度提高系统冗余度，降低开关电源运行成本。

由于模块化单元内部的功率器件、元器件等个体参数和工艺的硬件差异，每台模块化单元在采样、参数给定等方面存在一定差异。这种硬件上的差异，将导致并联系统中单台模块化单元的输出电压、输出电流互不相同、有所偏差。通常情况下，模块化开关电源的输出阻抗非常小。在这种非常小的输出阻抗的作用下，每台模块化单元输出电压的差异会被放大，导致并联系统中的不均流现象被放大。

目前，常用控制方法是采用单台开关电源的输出电流作为前馈量。但是，由于模块化开关电源的个体存在差异，将自身输出电流作为反馈量，仍然不能保证模块化单元的输出电压相等，从而导致并联开关电源系统的不均流现象。虚拟阻抗是比较流行的均流控制方案，目前常用的虚拟阻抗通常基于输出电流反馈，并采用简单的阻容性或阻感性虚拟阻抗。理论上虚拟阻抗越大，系统均流效果越好。但较大的虚拟阻抗将降低系统的负载调整率，使开关电源的输出电压不满足要求。并且，现有的控制方法并未设计虚拟阻抗的形式及其最小值。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，解决现有方法应用于高频开关电源并联系统时均流度与负载调整率之间的矛盾问题。

本发明解决现有的技术问题是采取以下技术方案实现的：

一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，包括以下步骤：

步骤1、在电压环控制G_u(s)的基础上，将平均输出电流前馈G_av(s)与电压环控制输出信号i_ref ^*进行合成，生成电流参考信号i_ref并传送到电流控制G_i(s)；

步骤2、在平均输出电流前馈G_av(s)的基础上，引入均流差值Δi及均流虚拟阻抗，根据输出电能要求计算均流虚拟阻抗G_Δ(s)的形式和最小值G_Δmin(s)并进行控制。

所述步骤1的处理方法为：

按下式将平均输出电流前馈G_av(s)与电压环控制输出信号i_ref ^*进行合成：

i_ref＝i_ref ^*+G_av(s)·i_av

其中，i_av为平均输出电流；

调节G_av(s)以改变输出阻抗Z_i，从而减小输出阻抗Z_i，进而抑制负载变化引起的电压波动，提高开关电源的输出能力；当输出阻抗Z_i＝0时，有：

其中，G_i(s)为电流控制环节，G_ps(s)为开关电源增益，G_l(s)为输出滤波器的电感表达式，H_i反馈路径传函。

所述步骤2的具体处理方法为：

所述均流差值Δi的计算方法为：

其中：i_av为平均输出电流，u_ref为参考电压，(G_u)_i为各变换器模块电压增益，(Z_i)_i为各变换器模块输出阻抗；G_uav为所有变换器模块电压环增益的平均值，Z_iav为所有变换器模块输出阻抗的平均值，Z_Δav为所有变换器模块中输出电压对均流差值的增益平均值。

所述均流虚拟阻抗最小值G_Δmin(s)采用如下公式确定：

其中，G_i(s)为电流控制环节，G_ps(s)为开关电源增益，H_u和H_i反馈路径传函，β为电流均流度，s为频域分析的复频率，M＝αu_oset/i_oset为计算中间量(无实际意义，α＝(u_omax-u_oset)/u_oset为负载调整率)，k_up、k_ui为电压环中比例积分环节的比例常量和积分常量。

所述步骤2为保证并联开关电源系统实现均流，采取如下措施使均流差值Δi尽可能接近于0：

(1)调节控制参数保证各模块电压增益相等；

(2)调节控制参数保证各模块输出阻抗相等；

(3)使Z_Δav尽可能大。

所述步骤2在引入均流差值Δi及均流虚拟阻抗G_Δ(s)时，采用G_Δmin(s)的倍数进行控制。

本发明的优点和积极效果是：

本发明针对工业特种电源、新能源发电中的高频开关电源并联均流控制问题，在分析系统输出阻抗的基础上，引入平均电流前馈并计算前馈增益，平均电流前馈使并联系统输出统一化，从而降低模块个体差异对输出电流的影响，保证并联系统的均流度。同时，在平均电流前馈的基础上，引入均流差值及其虚拟阻抗，根据输出电能要求计算虚拟阻抗形式及最小值，从而减小并联开关电源系统不均电流，输出电能质量满足要求。本发明解决了现有方法应用于高频开关电源并联系统时均流度与负载调整率之间的矛盾。

附图说明

图1是现有高频开关电源DC/DC并联模式的拓扑结构图；

图2是基于平均电流及均流差值控制的高频开关电源并联均流方法框图；

图3是并联系统等效输出阻抗的幅频特性图；

图4是并联系统基于均流差值的虚拟阻抗幅频特性图；

图5a是未采用均流控制时的两台DC/DC变换器并联时均流差值Δi仿真图；

图5b是采用均流控制时的两台DC/DC变换器并联时均流差值Δi仿真图；

图6是两台DC/DC变换器并联时均流差值Δi实验波形。

具体实施方式

以下结合附图对本发明实施例做进一步详述。

图1为现有高频开关电源DC/DC并联模式的拓扑结构。大功率高频开关电源一般采用两级式结构，即前级AC/DC转换器和后级DC/DC变换器。前级AC/DC转换器采用三相不可控整流器，将交流电源转换为波形较为平稳的直流电源；后级由N个模块化DC/DC变换器构成；每个模块化DC/DC变换器由全桥逆变器、高频变压器和不可控整流器构成，采用数字控制对全桥逆变器中的IGBT进行控制，使输出电能能够满足负载要求；Z_L为负载，u_o、i_L分别为每个模块化DC/DC变换器的输出电压和电感电流，i_oi(i＝1,2,...,N)为各模块输出电流，i_N为总输出电流。该结构只需一台三相不可控整流器直接连接至配电网，可以为负载提供大容量有功输出，有效提高电源装置的利用效率，适合于大功率应用场合。

本发明在双环控制的基础上：(1)引入平均电流前馈，计算前馈增益。平均电流前馈控制使并联系统输出统一化，降低模块个体差异对输出电流的影响，降低模块个体的软硬件参数差异对并联电压和电流的影响。(2)在平均电流前馈的基础上，引入均流差值及其虚拟阻抗，根据输出电能要求计算虚拟阻抗的形式和最小值，保证输出电能质量满足要求。具体控制方法为：

如图2所示，本发明在电压环控制的基础上增加电流环控制。u_ref为参考电压，电压环控制G_u(s)的输出信号为i_ref ^*。i_ref ^*与平均输出电流前馈控制信号合成后，生成电流参考信号i_ref。G_i(s)为电流控制环节，G_ps(s)为开关电源增益。G_l(s)，G_c(s)分别为输出滤波器的电感、电容的表达式。H_u和H_i反馈路径传函，可被认为是常数。

i_av为平均输出电流，N台并联时i_av＝i_N/N。G_av(s)为平均输出电流前馈环节，G_Δ(s)为均流虚拟阻抗。引入均流差值Δi，Δi为并联系统平均输出电流与单台电源输出电流的差值。并联系统电流均分时Δi＝0。实际运行时，各个开关电源i_av相同而i_o可能不同，因此Δi也可能不同。

Δi＝i_av-i_o (1)

根据图2和式(1)，利用i_o、Δi表示i_av。开关电源输出电压的传函为：

u_o＝G_uu_ref-Z_ii_av+Z_ΔΔi (3)

其中，

Δ＝1+G_u(s)G_i(s)G_ps(s)G_l(s)G_c(s)+G_i(s)G_ps(s)G_l(s)H_i+G_l(s)G_c(s)+G_u(s)G_i(s)G_ps(s)G_l(s)G_c(s)H_u

(1)平均输出电流前馈控制

由于模块化单元内部的功率器件、元器件等个体参数和工艺的硬件差异，每台模块化单元在采样、参数给定等方面存在差异。这种硬件上的差异，将导致并联系统中单台模块化单元的输出电压、输出电流互不相同、有所偏差。通常情况下，模块化开关电源的输出阻抗非常小。在这种非常小的输出阻抗的作用下，模块化单元输出电压、输出电流的差异会被放大，造成了并联系统中电流不均现象。

采用平均输出电流进行前馈控制，能够保证并联系统中每台DC/DC变换器的前馈量一致、参数统一，减小由于并联系统中单台DC/DC变换器的差异而造成的输出状态不等的情况，减小电流不均流现象。

为了改善系统的动态性能，引入平均输出电流前馈控制。电流内环参考电流为：

i_ref＝i_ref ^*+G_av(s)·i_av (4)

系统运行稳定时，前馈信号G_av(s)·i_av恒定。当i_av、i_o突变时，指令电流能够迅速调整以保证系统运行稳定。这样既能够减轻电压环PI调节器的负担，又可以保证并联系统输出统一，降低模块个体差异对输出电流的影响，增强开关电源的输出性能。

由式(3)可知，Z_i受系统参数和各控制环节的影响，调节G_av(s)可以改变输出阻抗Z_i，而减小输出阻抗Z_i可以抑制负载变化引起的电压波动，提高开关电源的输出能力。

保证输出阻抗Z_i接近于0但不小于0。当Z_i＝0时，有：

为了方便控制实施，可取：

G_av(s)＝H_i (6)

此时：Z_i＝G_c(s)/Δ。

(2)基于虚拟阻抗的均流差值控制

模块化开关电源中主电路元器件参数差异，将导致系统传函产生误差，造成各并联模块的输出电流不等。这是造成电流不均的主要原因之一。

根据图1所示的并联结构，前级为相同整流器u_ref相等，并联系统平均电流i_av相等。多台开关电源并联时：

u_o＝G_uav·u_ref-Z_iav·i_av+(Z_Δ·Δi)_av (7)

其中：

以两台并联为例，即当N＝2，联立式(2)(3)(7)：

为保证并联开关电源系统实现均流，Δi尽可能接近于0。由式(8)可知，可以采取措施包括：

(1)调节控制参数保证各模块电压增益相等，即G_uav＝(G_u)_i；

(2)调节控制参数保证各模块输出阻抗相等，即Z_iav＝(Z_i)_i；

(3)使Z_Δav尽可能大，Δi越小，并联系统的均流效果越好。

在平均输出电流前馈控制中引入G_av(s)＝H_i，Z_i的分子只受输出滤波器的电容C_f影响，受主电路参数影响较小，基本保证Z_iav＝(Z_i)_i。因此，只需增大Z_Δav以保证Δi接近于0。

开关电源对输出的电压负载调整率和电流均流度有要求时，可以计算出Z_Δ的最小值，并根据Z_Δ最小值的传函形式选择恰当的Z_Δ减小均流差值。

开关电源的开路电压u_omax＝G_uu_ref，额定电压u_oset＝u_o，额定电流i_oset＝i_av。设系统额定工作时的负载调整率α＝(u_omax-u_oset)/u_oset，电流均流度β＝Δi/i_oset，且α、β均为上限值。将各值代入式(3)，可得：

u_oset＝u_omax-Z_ii_oset+Z_ΔΔi (9)

令M＝αu_oset/i_oset，将α、β、Z_i、Z_Δ的值分别代入，求得的G_Δ(s)的下限值为：

其中：

A＝-ML_fC_fs³+[(1-β)L_f-MC_fH_iG_i(s)G_ps(s)]s²-(M+Mk_upH_uG_i(s)G_ps(s)+βH_iG_i(s)G_ps(s))s-Mk_uiH_uG_i(s)G_ps(s)

s的高次幂主要对高频段起作用，且其系数较小，因此可忽略A的s³和s²。忽略高次项后的G_{Δmin_org}(s)表达式的符号为负，负号将使Δi反向，但抑制Δi是否反向并没有实际意义。因此可以改变G_{Δmin_org}(s)的符号，此时G_Δ(s)下限值：

实际工程应用中，可取G_Δmin(s)的倍数进行控制。

图3为并联系统等效输出阻抗的幅频特性图。G_av(s)＝0是未使用前馈的幅频曲线，G_av(s)＝H_i是使用平均电流前馈的幅频曲线。本发明的控制方法为，Z_i在低频段的增益被削弱，可以提高开关电源抗负载突变的能力，具有更好的准确性和稳定性，电压输出能力增强。

图4为并联系统均流差值虚拟阻抗幅频特性图。分别取G_Δ(s)为0、G_Δmin和2G_Δmin。从图中可知，当G_Δ(s)＝0时，即没有采用均流虚拟阻抗，等效输出阻抗G_Δ(s)在低频段较小，抑制电流不均流的能力较差。当G_Δ(s)＝G_Δmin时，等效输出阻抗Z_Δ在低频段增益变大，二者增益几乎相等仅相位相反，说明此时G_Δ(s)较大，系统其他参数的作用效果减弱，Δi在低频段被大幅衰减。当G_Δ(s)＝2G_Δmin时，Δi衰减增大，能够抑制均流差值Δi。

图5a和图5b分别为未采用和采用本发明的两台DC/DC变换器并联时Δi仿真图。为突出控制方案的均流效果，调整一台开关电路的主电路参数，使两台并联开关电源的输出电压略有差异。未采用均流控制时的Δi约为0.7A，且叠加电流谐波。采用本文提出的均流控制后，Δi为0。本文提出的均流控制，能够有效抑制并联系统的不均电流，系统均流度良好。

图6为均流差值实验波形。采用示波器测得本文提出控制方法，电流均流度β＜1％，系统具有良好的性能，满足要求。

需要强调的是，本发明所述的实施例是说明性的，而不是限定性的，因此本发明包括并不限于具体实施方式中所述的实施例，凡是由本领域技术人员根据本发明的技术方案得出的其他实施方式，同样属于本发明保护的范围。

Claims (5)

1.一种基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1、在电压环控制G_u(s)的基础上，将平均输出电流前馈G_av(s)与电压环控制输出信号i_ref ^*进行合成，生成电流参考信号i_ref并传送到电流控制G_i(s)；

步骤2、在平均输出电流前馈G_av(s)的基础上，引入均流差值Δi及均流虚拟阻抗，根据输出电能要求计算均流虚拟阻抗G_Δ(s)的形式和最小值G_Δmin(s)并进行控制。

2.根据权利要求1所述的基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，其特征在于：所述步骤1的处理方法为：

按下式将平均输出电流前馈G_av(s)与电压环控制输出信号i_ref ^*进行合成：

i_ref＝i_ref ^*+G_av(s)·i_av

其中，i_av为平均输出电流；

调节G_av(s)以改变输出阻抗Z_i，从而减小输出阻抗Z_i，进而抑制负载变化引起的电压波动，提高开关电源的输出能力；当输出阻抗Z_i＝0时，有：

其中，G_i(s)为电流控制环节，G_ps(s)为开关电源增益，G_l(s)为输出滤波器的电感表达式，H_i反馈路径传函。

3.根据权利要求1所述的基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，其特征在于：所述步骤2的具体处理方法为：

所述均流差值Δi的计算方法为：

其中：i_av为平均输出电流，u_ref为参考电压，(G_u)_i为各变换器模块电压增益，(Z_i)_i为各变换器模块输出阻抗；G_uav为所有变换器模块电压环增益的平均值，Z_iav为所有变换器模块输出阻抗的平均值，Z_Δav为所有变换器模块中输出电压对均流差值的增益平均值；

所述均流虚拟阻抗最小值G_Δmin(s)采用如下公式确定：

其中，G_i(s)为电流控制环节，G_ps(s)为开关电源增益，H_u和H_i反馈路径传函，β为电流均流度，s为频域分析的复频率，M＝αu_oset/i_oset，α＝(u_omax-u_oset)/u_oset为负载调整率，k_up、k_ui分别为电压环中比例积分环节的比例常量和积分常量；

开关电源的开路电压u_omax＝G_uu_ref，额定电压u_oset＝u_o，额定电流i_oset＝i_av；设系统额定工作时的负载调整率α＝(u_omax-u_oset)/u_oset，电流均流度β＝Δi/i_oset。

4.根据权利要求3所述的基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，其特征在于：所述步骤2为保证并联开关电源系统实现均流，采取如下措施使均流差值Δi尽可能接近于0：

(1)调节控制参数保证各模块电压增益相等；

(2)调节控制参数保证各模块输出阻抗相等；

(3)使Z_Δav尽可能大。

5.根据权利要求3所述的基于平均电流前馈的高频开关电源并联均流控制方法，其特征在于：所述步骤2在引入均流差值Δi及均流虚拟阻抗G_Δ(s)时，采用G_Δmin(s)的倍数进行控制。

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