CN112366965A - 针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法,在基于线性外推的占空比预测的基础上添加一个自适应函数调整，并且增加零极点补偿，不仅可以消除特定延时情况下的系统延时影响，还能实现系统延时情况变化下延时的动态补偿。该策略能够有效地提高延时影响下系统的阻尼性能、增加系统控制环路带宽，确保复杂延时情况下逆变器的稳定高质量并网运行。

Description

针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法

技术领域

本发明属于逆变器数字控制领域，特别涉及针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法。

背景技术

随着数字控制技术和数字芯片的快速发展成熟及其成本降低，逆变器的控制环节几乎都是采用数字信号处理器(DSP)进行控制。和模拟控制相比，数字控制具有性价比高、适应性强、灵活性好、易于实现复杂的控制规律、可重复编程等优点，但数字控制也存在一些问题，主要问题之一是控制环路的延时问题，延时不仅会影响系统的阻尼性能，造成系统对电网阻抗变化的鲁棒性降低，还会导致系统带宽降低、相位滞后，影响系统稳定性，降低并网电能质量，这使得数字控制在一些对控制性能要求比较高的场合的应用受到限制。

控制环路的延时主要由计算延时和零阶保持器延时组成。计算延时可以通过提高采样频率、改进采样方式、降低算法复杂程度等方式减小但无法完全消除，而零阶保持器延时是数字控制技术本身导致的，也无法避免。由于延时的存在，每次经过采样、计算、调制得到占空比之后，系统已经进入下一个或多个周期，导致无法及时控制系统，对控制系统稳定性产生了不利影响。

为了克服延时对系统的影响，许多学者对此进行了相关研究。方天治.一种提高弱电网下LCL型并网逆变器鲁棒性的相位超前补偿策略[J].电工技术学报，2018，33(20):4813-4822.采用一种相位超前补偿方法，虽然方法实现效果明显，但是补偿环节引入了过量的高频噪声，不利于系统的稳定控制。欧思程.LCL型并网逆变器数字电流控制技术研究[D].湘潭大学，2017.提出一种基于线性外推的占空比预测结合零极点补偿控制算法，可以补偿数字控制固有的计算延时和零阶保持器引起的延时。但是，当延时值增加时，由于预测算法的局限性导致补偿效果会降低。而且现有研究多是针对固定延时的补偿方法，而针对延时变化补偿的方法研究甚少。

发明内容

逆变器数字控制引入的控制环路延时问题不仅会影响系统的阻尼性能，造成系统对电网阻抗变化的鲁棒性降低，还会导致系统带宽降低、相位滞后，影响系统稳定性，降低并网电能质量，这使得数字控制在一些对控制性能要求比较高的场合的应用受到限制，而且随着延时值增大，逆变器系统受到的影响会更大，因此考虑到逆变器可能出现的复杂延时情况，需要提出新的控制方法，现有的延时的控制方法研究多是针对固定延时的补偿方法，而针对延时变化补偿的方法研究甚少，所以本发明的目的在于提供了一种针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，不仅解决了数字控制给逆变器系统带来的延时问题，还解决了逆变器系统在延时情况变化时可能出现的现有控制方法补偿效果不足的问题。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

本发明所述的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，根据逆变器系统的拓扑结构和延时时间建立其数学模型，同时获取逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n；

步骤2，基于线性外推法对逆变器系统的占空比做出预测；

步骤3，根据逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n和第n个采样周期的预测占空比d^_n；

步骤4、设置阈值ε；

步骤5、通过自适应函数，对预测占空比进行调整；

步骤6、存储用于下一周期的占空比预测数据，即令d_n-1＝d_n，d^_n＝d^_n+1，并输出第n+1个采样周期对应的预测占空比d^_n+1；

步骤7、对采用自适应控制方法消除一拍计算延时后的逆变器系统进行零极点补偿，消除半拍零阶保持器延时。

进一步，在所述步骤1中，所述根据逆变器系统的拓扑结构和延时时间建立其数学模型，逆变器系统的延时由计算延时和零阶保持器延时组成，在连续域(s域)中延时环节表示为

T_s为逆变器系统采样周期，T_d＝1.5T_s为逆变器系统总延时，采用零阶保持变换方式进行离散化后，在离散域(z域)的延时环节可表示为G_d(z)＝z^-1，根据逆变器系统的离散数学模型及延时环节得到逆变器系统的离散域环路增益G_op(z)，用于步骤5中，通过对G_op(z)进行Bode图分析来确定k值。

进一步，在所述步骤2中，所述在逆变器系统数字控制中，采样数据在转换为占空比并分配给寄存器之前，需要经过至少一个采样周期的延迟，这不仅会影响系统的阻尼性能，造成系统对电网阻抗变化的鲁棒性降低，还会导致系统带宽降低、相位滞后，影响系统稳定性，降低并网电能质量，因此，为了减少延时对系统的影响，需要对其进行补偿控制，在延时值较小的情况下，可直接使用如图3的基于线性外推法的占空比预测方法，因为预测占空比和实际占空比的差值在以零为中心的很小范围内，所以可以忽略两者之间的误差，一拍计算延时可完全消除，预测占空比表达式为：

d^_n+1＝2d_n-d_n-1

其离散表达式为：

其中，d_n为第n个采样周期对应的实际占空比，d_n-1为第n-1个采样周期对应的实际占空比，d^_n+1为预测的第n+1个采样周期对应的占空比，d^(z)为对应z域的预测占空比，d(z)为对应z域的实际占空比。

进一步，在所述步骤3中，所述获得逆变器系统第n个采样周期的占空比偏差信号Δd_n：

Δd_n＝d_n-d^_n。

进一步，在所述步骤4中，所述根据系统精度要求选取，若Δd_n＞ε，则转入步骤5，否则转入步骤6。

进一步，在所述步骤5中，所述因为系统延时值改变时，实际占空比不再是线性变化，此时逆变器系统第n+1个采样周期的预测占空比d^_n+1与逆变器系统第n+1个采样周期的实际占空比d_n+1之间的误差会比较大，基于线性外推的占空比预测补偿法在此情况下的补偿效果将大大降低，因此，为了使预测占空比d^_n+1更好地跟随实际占空比d_n+1，在占空比预测的基础上添加一个自适应函数，则可获得自适应预测占空比表达式：

d^_n+1＝2d_n-d_n-1+1/2^kΔd_n1

其中，Δd_n1为校正量；k为调节因子参数，取正整数，

此外，之所以采用1/2^k作为调节因子，是因为采用在数字控制方式实现时，只需要将Δd_n1的结果进行移位操作，而不需要使用会占用大量计算资源的乘法，为了保证逆变器系统的稳定性，对预测占空比偏差信号Δd_n的范围给以限定，限定的范围是|Δd_n|≤|d_n|，假使第n个采样周期的预测占空比d^_n为实际占空比d_n的m倍，即d^_n＝md_n，那么Δd_n＝(1-m)d_n，再根据|Δd_n|≤|d_n|，可知m的取值范围为[0,2]，自适应预测占空比表达式可以改写为：

其离散表达式为：

其中，C₂(z)＝2+(1-m)/2^k-z^-1为自适应预测控制模块，预测占空比校正项是用于动态调节预测占空比d^_n+1的斜率，以使得预测占空比更好地跟随实际的占空比d_n+1，令校正后的预测占空比d^_n+1表达式的第一项的系数为a₁，第二项d_n-1的系数为a₀，第二项d_n-1的系数a₀是一个固定的常数，即“-1”；第一项的系数a₁由参数m进行调节，a₁的取值范围是[2-1/2^k,2+1/2^k]，当参数m的值取1时，就得到了步骤2中基于线性外推的占空比预测表达式，在校正后的占空比预测控制方法的表达式中，k是唯一需要设计的参数，它定义了预测占空比d^_n+1中d_n的系数a₁的上限和下限，对于给定的参数k，因为参数m是由预测占空比d^_n和实际占空比d_n的大小关系而确定，所以系数a₁在逆变器的工作过程中被自适应地确定。

进一步，所述参数k的取值条件是不能影响逆变器系统的稳定性，参数k的值太大，占空比校正量Δd_n1的调节系数太小，校正效果微弱；参数k的值太小，占空比校正量Δd_n1的调节系数太大，可能影响系统的稳定性，因此，需要考虑极限情况下参数k的值对系统的影响，将参数k的值和参数m的值代入步骤5中自适应预测占空比控制方法的表达式中，然后将此离散化的自适应预测控制加到步骤1中的延时模块后，根据逆变器系统数学模型计算得到加上延时补偿环节的系统离散域环路增益G_op(z)进行Bode图分析，参数k(此处，给出的参数k的值是1和2)的值和参数m的值都取极限值，选择既不影响系统稳定性，又不会使系统带宽下降太多的k值，

校正量Δd_n1选择如下：

1)当占空比偏差信号绝对值|Δd_n|小于等于实际占空比绝对值|d_n|时，校正量Δd_n1＝Δd_n；

2)当占空比偏差信号绝对值|Δd_n|大于实际占空比绝对值|d_n|时，若预测占空比d^_n大于等于实际占空比d_n，即Δd_n≤0，则校正量Δd_n1＝-d_n，若预测占空比d^_n小于实际占空比d_n，即Δd_n>0，校正量Δd_n1＝d_n。

进一步，在所述步骤7中，由于SPWM调制环节和开关动作也会引入半个周期延时，即零阶保持器延时，在利用自适应预测控制方法消除了由于程序运算引入的一拍计算延时后，数字控制系统的内部环路中仍然存在半个采样周期的延迟，因为零极点补偿方法无需重设控制参数，且系统的控制频率很高，不会引起系统不稳定，所以在自适应占空比预测的基础上增加零极点补偿，以消除系统中的数控延时，零极点补偿的表达式如下式所示：

与最接近的现有技术相比，本发明具有的有益效果是：

1、不仅可以消除特定延时对逆变器系统的影响，还能实现逆变器系统在延时情况变化下延时的动态补偿算法，延时的鲁棒性强，能有效应对复杂延时情况；

2、控制方法结构简单，不依赖模型，且不会引入高频噪声，有利于逆变器系统的稳定控制；

3、能够有效地提高延时影响下系统的阻尼性能、增加系统控制环路带宽，确保复杂延时情况下逆变器的稳定高质量并网运行；

4、通用性好，适用于不同延时逆变器。

附图说明

图1是本发明针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法流程图。

图2是本发明自适应预测控制方法的流程图。

图3是本发明基于线性外推的占空比预测示意图。

图4是三相LCL型并网逆变器数字控制框图。

图5是三相LCL型并网逆变器系统的连续域控制框图。

图6是三相LCL型并网逆变器系统的离散域控制框图。

图7是本发明实例应用仿真波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施案例对本发明进行深入地详细说明，应当理解，此处所描述的具体实施案例仅仅用以解释本发明，并不用于限定发明。

实施例1

步骤1，根据逆变器系统的拓扑结构和延时时间建立其数学模型，同时获取逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n；如图4所示，为三相LCL型并网逆变器数字控制框图，将逆变器系统从三相静止abc坐标系下转换到两相静止αβ坐标系下建模，v_dc为直流侧电压，L₁、L₂、C分别为逆变器侧电感、电网侧电感、电容，v_ga、v_gb、v_gc为逆变器三相电网电压，i_ca、i_cb、i_cc为逆变器三相电容电流，i_ga、i_gb、i_gc为逆变器三相电网电流，G_i(s)、k_d、G_d(s)分别是电流控制器，有源阻尼系数和数控延时环节的传递函数，

是两相参考并网电流，i_gα、i_gβ是两相并网电流，i_cα、i_cβ是两相电容电流，V-DPC为直接功率控制模块，p^*、q^*分别是逆变器输入有功功率和无功功率，SPWM为脉宽调制模块。由图4可得如图5所示的逆变器电流环路连续域控制框图，其中k_pwm为逆变器等效的比例环节，v_r为逆变器输出电压。

表1逆变器系统主要参数设置

由图5可得逆变器输出电压v_r(s)到电容电流i_c(s)的传递函数：

式中

为逆变器系统滤波器谐振频率，逆变器输出电压v_r(s)到电网电流i_g(s)的传递函数为：

采用零阶保持变换方式分别对G₁(S)、G₂(s)进行离散化得离散域传递函数如下式所示。

G_i(s)为准比例谐振控制器，离散化得其传递函数为：

式中：k_p为比例系数；k_r为积分系数；ω₀为谐振角频率；ω_i为准积分项的截止频率。

根据图5和G₁(z)、G₂(z)可得电容电流反馈有源阻尼控制下系统离散域的等效控制框图如图6所示，控制器输出v_i(z)到v_r(z)的闭环传递函数为：

则电容电流反馈有源阻尼控制系统离散域环路增益可表示为：

采用数字控制时，在对逆变器三相电网电压v_ga、v_gb、v_gc，三相电容电流i_ca、i_cb、i_cc，三相电网电流i_ga、i_gb、i_gc进行采样保持、模数转换和程序运算过程中会引入一拍采样时间的延时，即计算延时，SPWM调制环节和开关动作会引入采样时间一半的延时，即零阶保持器延时，延时环节表示为

T_s为逆变器系统采样周期，T_d＝1.5T_s为逆变器系统总延时，若逆变器系统采样时间发生变化则逆变器系统延时时间也随之改变。对延时环节采用零阶保持变换方式进行离散化，离散域的延时环节为G_d(z)＝z^-1。逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n可在第n个采样周期时对逆变器系统的延时环节前的环路进行采样获得。

由表1知采样频率f_s＝20kHz，可得T_s＝50μs，T_d＝1.5T_s＝75μs。

步骤2，基于线性外推法对逆变器系统的占空比做出预测；在逆变器系统数字控制中，采样数据在转换为占空比并分配给寄存器之前，需要经过至少一个采样周期的延迟，这不仅会影响系统的阻尼性能，造成系统对电网阻抗变化的鲁棒性降低，还会导致系统带宽降低、相位滞后，影响系统稳定性，降低并网电能质量，因此，为了减少延时对系统的影响，需要对其进行补偿控制。在延时值较小的情况下，可直接使用如图3的基于线性外推法的占空比预测方法，因为预测占空比和实际占空比的差值在以零为中心的很小范围内，所以可以忽略两者之间的误差，一拍计算延时可完全消除，预测占空比表达式为：

d^_n+1＝2d_n-d_n-1

其离散表达式为：

其中，d_n为第n个采样周期对应的实际占空比，d_n-1为第n-1个采样周期对应的实际占空比，d^_n+1为预测的第n+1个采样周期对应的占空比，d^(z)为对应z域的预测占空比，d(z)为对应z域的实际占空比。

步骤3，根据逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n和第n个采样周期的预测占空比d^_n；获得逆变器系统第n个采样周期的占空比偏差信号Δd_n：

Δd_n＝d_n-d^_n。

步骤4、设置阈值ε；根据系统精度要求选取，若Δd_n＞ε，则转入步骤5，否则转入步骤6，本例中根据逆变器系统并网谐波畸变率THD小于5％的要求取阈值ε＝0.004。

步骤5、通过自适应函数，对预测占空比进行调整；因为系统延时值改变时，实际占空比不再是线性变化，此时逆变器系统第n+1个采样周期的预测占空比d^_n+1与逆变器系统第n+1个采样周期的实际占空比d_n+1之间的误差会比较大，基于线性外推的占空比预测补偿法在此情况下的补偿效果将大大降低。因此，为了使预测占空比d^_n+1更好地跟随实际占空比d_n+1，在占空比预测的基础上添加一个自适应函数，则可获得自适应预测占空比表达式：

d^_n+1＝2d_n-d_n-1+1/2^kΔd_n1

其中，Δd_n1为校正量；k为调节因子参数，取正整数。

此外，之所以采用1/2^k作为调节因子，是因为采用在数字控制方式实现时，只需要将Δd_n1的结果进行移位操作，而不需要使用会占用大量计算资源的乘法。为了保证逆变器系统的稳定性，对预测占空比偏差信号Δd_n的范围给以限定，限定的范围是|Δd_n|≤|d_n|。假使第n个采样周期的预测占空比d^_n为实际占空比d_n的m倍，即d^_n＝md_n，那么Δd_n＝(1-m)d_n，再根据|Δd_n|≤|d_n|。，可知m的取值范围为[0,2]，自适应预测占空比表达式可以改写为：

其离散表达式为：

其中，C₂(z)＝2+(1-m)/2^k-z^-1为自适应预测控制模块，预测占空比校正项是用于动态调节预测占空比d^_n+1的斜率，以使得预测占空比更好地跟随实际的占空比d_n+1。令校正后的预测占空比d^_n+1表达式的第一项的系数为a₁，第二项d_n-1的系数为a₀。第二项d_n-1的系数a₀是一个固定的常数，即“-1”；第一项的系数a₁由参数m进行调节，a₁的取值范围是[2-1/2^k,2+1/2^k]。当参数m的值取1时，就得到了步骤2中基于线性外推的占空比预测表达式。在校正后的占空比预测控制方法的表达式中，k是唯一需要设计的参数，它定义了预测占空比d^_n+1中d_n的系数a₁的上限和下限。对于给定的参数k，因为参数m是由预测占空比d^_n和实际占空比d_n的大小关系而确定，所以系数a₁在逆变器的工作过程中被自适应地确定。

参数k的取值条件是不能影响逆变器系统的稳定性，参数k的值太大，占空比校正量Δd_n1的调节系数太小，校正效果微弱；参数k的值太小，占空比校正量Δd_n1的调节系数太大，可能影响系统的稳定性。因此，需要考虑极限情况下参数k的值对系统的影响，将参数k的值和参数m的值代入步骤5中自适应预测控制模块C₂(z)的表达式中，然后将此离散化的自适应预测控制加到步骤1中的延时模块后，根据逆变器系统数学模型计算得到加上自适应预测控制延时补偿环节的逆变器系统离散域环路增益G_op1(z)如下：

表2不同m值和不同k值对应的逆变器状态

对G_op1(z)进行波特图分析，结果如表2所示，参数k(此处，给出的参数k的值是1和2)的值和参数m的值都取极限值。选择既不影响系统稳定性，又不会使系统带宽下降太多的k值，最终选择k的值是2。

校正量Δd_n1选择如下：

1)当占空比偏差信号绝对值|Δd_n|小于等于实际占空比绝对值|d_n|时，校正量Δd_n1＝Δd_n；

2)当占空比偏差信号绝对值|Δd_n|大于实际占空比绝对值|d_n|时，若预测占空比d^_n大于等于实际占空比d_n，即Δd_n≤0，则校正量Δd_n1＝-d_n，若预测占空比d^_n小于实际占空比d_n，即Δd_n>0，校正量Δd_n1＝d_n

步骤6、存储用于下一周期的占空比预测数据，即令d_n-1＝d_n，d^_n＝d^_n+1，并输出第n+1个采样周期对应的预测占空比d^_n+1。

步骤7、对采用自适应控制方法消除一拍计算延时后的逆变器系统进行零极点补偿，消除半拍零阶保持器延时，由于SPWM调制环节和开关动作也会引入半个周期延时，即零阶保持器延时，在利用自适应预测控制方法消除了由于程序运算引入的一拍计算延时后，数字控制系统的内部环路中仍然存在半个采样周期的延迟。因为零极点补偿方法无需重设控制参数，且系统的控制频率很高，不会引起系统不稳定，所以在自适应占空比预测的基础上增加零极点补偿，以消除系统中的数控延时，零极点补偿的表达式如下式所示：

选择延时较小(T_d＝75μs)和延时较大(T_d＝150μs)的两组值进行仿真，对比基于线性外推的占空比预测和加上自适应函数的自适应预测的波形。

实施例2

不同延时情况下不加校正量(0.1s前)与加校正量(0.1s后)的波形如图7的(a)、(b)所示，在系统延时值比较小(T_d＝75μs)的情况下，两种延时补偿方法的波形基本一致，但当延时值增大到150μs时，采用占空比预测结合零极点补偿方法的波形明显变差，总谐波畸变率增大，而加上自适应后，系统并网电流波形明显改善，总谐波畸变率由10.12％减小到4.07％。说明延时值较小时两种补偿方法对系统的补偿效果相同的，但随着延时值增大，占空比预测补偿效果下降，需要利用自适应函数对其进行调整才能有效地增强系统阻尼，降低系统总谐波畸变率。这是因为延时值比较小的时候，预测占空比与实际占空比几乎一致，不需要加自适应函数调整也可以完全补偿系统一拍延时，但延时值越大，参与预测的占空比信息与实际相差也越多，预测的占空比与实际的占空比相差也越多，导致不能完全消除系统一拍计算延时，所以需要加上一个自适应函数调整，可以在延时变化时动态地调整延时补偿值。

如图7的(c)所示，系统采用占空比预测结合零极点补偿方法，当延时值由75μs增大到150μs时，电流波形明显变差，总谐波畸形率由3.76％增大到10.12％，经过两个周期调整后有所降低，但还是不满足并网条件。如图7的(d)，系统采用自适应预测结合零极点补偿方法，当延时值由75μs增大到150μs时，虽然系统的波形也有一些小变化，总谐波畸变率在延时值改变后的半个周期增大到14.03％，但经过一个周期的动态调节后就减小到4.47％。通过对比仿真波形可知，采用自适应预测结合零极点补偿方法，在延时变化时系统的动态性能更好，有利于保持系统并网稳定性。

综上所述，本发明针对数字控制延时对系统阻尼性能和控制带宽的影响，且根据特定延时进行设计的占空比预测结合零极点补偿方法在面对系统延时情况变化时会出现补偿效果不足的问题。因此考虑到逆变器可能出现的复杂延时情况，提出了一种针对复杂延时情况的自适应预测结合零极点补偿控制方法，以实现复杂延时情况下系统延时的动态补偿，有效增强系统阻尼，减少逆变器并网电流谐波，提高系统带宽，改善系统动态性能。此外，所提出的自适应控制方法结构简单，不依赖模型，对延时变化的鲁棒性强，具有一定的应用价值，仿真结果证明了本发明方法的有效性。

Claims (8)

1.针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，根据逆变器系统的拓扑结构和延时时间建立其数学模型，同时获取逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n；

步骤2，基于线性外推法对逆变器系统的占空比做出预测；

步骤3，根据逆变器系统第n个采样周期的实际占空比d_n和第n个采样周期的预测占空比d^_n；

步骤4、设置阈值ε；

步骤5、通过自适应函数，对预测占空比进行调整；

步骤6、存储用于下一周期的占空比预测数据，即令d_n-1＝d_n，d^_n＝d^_n+1，并输出第n+1个采样周期对应的预测占空比d^_n+1；

步骤7、对采用自适应控制方法消除一拍计算延时后的逆变器系统进行零极点补偿，消除半拍零阶保持器延时。

2.根据权利要求1所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，在所述步骤1中，所述根据逆变器系统的拓扑结构和延时时间建立其数学模型，逆变器系统的延时由计算延时和零阶保持器延时组成，在连续域(s域)中延时环节表示为

T_s为逆变器系统采样周期，T_d＝1.5T_s为逆变器系统总延时，采用零阶保持变换方式进行离散化后，在离散域(z域)的延时环节可表示为G_d(z)＝z^-1，根据逆变器系统的离散数学模型及延时环节得到逆变器系统的离散域环路增益G_op(z)，用于步骤5中，通过对G_op(z)进行Bode图分析来确定k值。

3.根据权利要求1所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，在所述步骤2中，所述在逆变器系统数字控制中，采样数据在转换为占空比并分配给寄存器之前，需要经过至少一个采样周期的延迟，这不仅会影响系统的阻尼性能，造成系统对电网阻抗变化的鲁棒性降低，还会导致系统带宽降低、相位滞后，影响系统稳定性，降低并网电能质量，因此，为了减少延时对系统的影响，需要对其进行补偿控制，在延时值较小的情况下，可直接使用如图3的基于线性外推法的占空比预测方法，因为预测占空比和实际占空比的差值在以零为中心的很小范围内，所以可以忽略两者之间的误差，一拍计算延时可完全消除，预测占空比表达式为：

d^_n+1＝2d_n-d_n-1

其离散表达式为：

其中，d_n为第n个采样周期对应的实际占空比，d_n-1为第n-1个采样周期对应的实际占空比，d^_n+1为预测的第n+1个采样周期对应的占空比，d^(z)为对应z域的预测占空比，d(z)为对应z域的实际占空比。

4.根据权利要求1所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，在所述步骤3中，所述获得逆变器系统第n个采样周期的占空比偏差信号Δd_n：

Δd_n＝d_n-d^_n。

5.根据权利要求1所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，在所述步骤4中，所述根据系统精度要求选取，若Δd_n＞ε，则转入步骤5，否则转入步骤6。

6.根据权利要求4所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，在所述步骤5中，所述因为系统延时值改变时，实际占空比不再是线性变化，此时逆变器系统第n+1个采样周期的预测占空比d^_n+1与逆变器系统第n+1个采样周期的实际占空比d_n+1之间的误差会比较大，基于线性外推的占空比预测补偿法在此情况下的补偿效果将大大降低，因此，为了使预测占空比d^_n+1更好地跟随实际占空比d_n+1，在占空比预测的基础上添加一个自适应函数，则可获得自适应预测占空比表达式：

d^_n+1＝2d_n-d_n-1+1/2^kΔd_n1

其中，Δd_n1为校正量；k为调节因子参数，取正整数，

此外，之所以采用1/2^k作为调节因子，是因为采用在数字控制方式实现时，只需要将Δd_n1的结果进行移位操作，而不需要使用会占用大量计算资源的乘法，为了保证逆变器系统的稳定性，对预测占空比偏差信号Δd_n的范围给以限定，限定的范围是|Δd_n|≤|d_n|，假使第n个采样周期的预测占空比d^_n为实际占空比d_n的m倍，即d^_n＝md_n，那么Δd_n＝(1-m)d_n，再根据|Δd_n|≤|d_n|，可知m的取值范围为[0,2]，自适应预测占空比表达式可以改写为：

其离散表达式为：

其中，C₂(z)＝2+(1-m)/2^k-z^-1为自适应预测控制模块，预测占空比校正项是用于动态调节预测占空比d^_n+1的斜率，以使得预测占空比更好地跟随实际的占空比d_n+1，令校正后的预测占空比d^_n+1表达式的第一项的系数为a₁，第二项d_n-1的系数为a₀，第二项d_n-1的系数a₀是一个固定的常数，即“-1”；第一项的系数a₁由参数m进行调节，a₁的取值范围是[2-1/2^k,2+1/2^k]，当参数m的值取1时，就得到了步骤2中基于线性外推的占空比预测表达式，在校正后的占空比预测控制方法的表达式中，k是唯一需要设计的参数，它定义了预测占空比d^_n+1中d_n的系数a₁的上限和下限，对于给定的参数k，因为参数m是由预测占空比d^_n和实际占空比d_n的大小关系而确定，所以系数a₁在逆变器的工作过程中被自适应地确定。

7.根据权利要求6所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，所述参数k的取值条件是不能影响逆变器系统的稳定性，参数k的值太大，占空比校正量Δd_n1的调节系数太小，校正效果微弱；参数k的值太小，占空比校正量Δd_n1的调节系数太大，可能影响系统的稳定性，因此，需要考虑极限情况下参数k的值对系统的影响，将参数k的值和参数m的值代入步骤5中自适应预测占空比控制方法的表达式中，然后将此离散化的自适应预测控制加到步骤1中的延时模块后，根据逆变器系统数学模型计算得到加上延时补偿环节的系统离散域环路增益G_op(z)进行Bode图分析，参数k(此处，给出的参数k的值是1和2)的值和参数m的值都取极限值，选择既不影响系统稳定性，又不会使系统带宽下降太多的k值，

校正量Δd_n1选择如下：

1)当占空比偏差信号绝对值|Δd_n|小于等于实际占空比绝对值|d_n|时，校正量Δd_n1＝Δd_n；

2)当占空比偏差信号绝对值|Δd_n|大于实际占空比绝对值|d_n|时，若预测占空比d^_n大于等于实际占空比d_n，即Δd_n≤0，则校正量Δd_n1＝-d_n，若预测占空比d^_n小于实际占空比d_n，即Δd_n>0，校正量Δd_n1＝d_n。

8.根据权利要求1所述的针对逆变器延时的自适应预测结合零极点补偿控制方法，其特征在于，在所述步骤7中，由于SPWM调制环节和开关动作也会引入半个周期延时，即零阶保持器延时，在利用自适应预测控制方法消除了由于程序运算引入的一拍计算延时后，数字控制系统的内部环路中仍然存在半个采样周期的延迟，因为零极点补偿方法无需重设控制参数，且系统的控制频率很高，不会引起系统不稳定，所以在自适应占空比预测的基础上增加零极点补偿，以消除系统中的数控延时，零极点补偿的表达式如下式所示：

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