KR20210064200A - N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트 컨버터를 제어하는 방법 - Google Patents

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KR20210064200A
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switching
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나지브 루하나
압델말렉 말롬
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르노 에스.아.에스.
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Abstract

본 발명은 동기 펄스 폭 변조를 사용하여 N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트 컨버터를 제어하기 위한 방법에 관한 것으로, 여기서 N은 0이 아닌 자연수이며, 상기 방법은 : 상기 부스트 컨버터의 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)을 측정하는 단계; 상기 부스트 컨버터의 선형 상태의 표현을 정의하도록 설계된 출력 벡터(y)를 결정하는 단계; 전기 부하의 전력(Pout)의 변화를 계산하는 단계; 상기 출력 벡터(y)의 2차 도함수(
Figure pct00135
), 상기 전기 부하의 전력(Pout)의 도함수, 그리고 측정된 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout) 사이의 비율의 함수로서, N 듀티 인자들(α k)을 결정하는 단계; 및 결정된 듀티 인자(α k)에 따라 상기 컨버터의 각각의 스위칭 셀(k)을 제어하는 단계를 포함한다.

Description

N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트 컨버터를 제어하는 방법
본 발명은 N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트형 컨버터를 제어하는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 스텝-업 DC 전압 컨버터인 DC/DC 부스트 컨버터에 관한 것이다.
하이브리드 또는 전기 자동차의 분야에서, 알려진 해결책은 도 1에 도시된 바와 같은 전기 구동 머신(4)을 포함하는 전기 조립체(10)의 부스트 컨버터들(2)을 사용하는 것이다.
이러한 전기 조립체(10)에서, 부스트 컨버터(2)는 동적 전류원인 것으로 간주되는 전기 기계(4) 및 전압 인버터(3)의 상류에 위치된다.
그러나 부스트 컨버터(2)는 전원(1) 및 입력 필터들의 하류에 위치된다.
부스트 컨버터(2)는 DC-DC 유형의 컨버터이다. 따라서 그것의 목적은 입력에서 측정된 DC 전압보다 크거나 같은 DC 전압을 부하에 공급하는 것이다.
이러한 유형의 컨버터는 비-최소 위상 시스템이다. 실제로, 출력 전압을 제어에 연결하는 전달 함수(H(S)로 나타냄)는 양의 실수부를 갖는 복소 평면에서 0을 나타낸다.
주어진 안정화된 동작점에 대한 소신호 모델 개발 및 선형화에 따르면, 전달 함수(H(S))는 다음과 같은 양식을 취한다 :
Figure pct00001
이 때,
Figure pct00002
1 > 0,
Figure pct00003
1 < 0 그리고
Figure pct00004
2 < 0이며, 이들은 각각 전달 함수(H(s))의 영점 및 극점들이다.
또한, 부스트 컨버터는 초기에 입력의 변화의 인버스인 출력 응답을 갖는 비-최소 위상 시스템이다. 출력은 안정화된 지점으로 수렴하기 전에 발산하는 경향이 있다. 이를 출력 전압의 불안정화 단계라고 한다. 또한, 한편으로는 다양한 상태들, 다른 한편으로는 제어 간의 관계는 비선형이다.
따라서, 일반적인 문제는 N개의 스위칭 셀들(여기서, N은 0이 아닌 자연수)을 갖는 부스트 컨버터들의 안정적이고 빠른 제어이다.
특히, 문서 US2017/0257038A1은 N개의 페이즈들(여기서, N은 0이 아닌 자연수)을 갖는 부스트 컨버터를 제어하는 방법을 설명하는 종래 기술로부터 알려져 있다. 이 방법은 시스템의 쵸핑 주파수(chopping frequency)를 수정하는 것을 목표로 하고, 그리고 DC 버스의 공진 주파수를 피하기 위해 다양한 셀들의 제어 명령들 사이에 위상 이동을 추가한다. 그러나, 이러한 해결책은 동시에 안정적이고, 역동적이고 빠른 제어가 획득되는 것을 허용하지 않는다.
따라서, 잘 알려진 문제점은 외부 간섭 효과와 관련하여 제어의 동적 범위를 제한하는 경향이 있는 캐스케이딩 루프들(cascading loop)을 갖는 제어를 사용하는 대신에 이러한 부스트 컨버터를 보다 안정적이고 빠르게 제어하는 것이다.
동기 펄스 폭 변조를 사용하여 N개의 스위칭 셀들(여기서, N은 0이 아닌 자연수)을 갖는 부스트 컨버터를 제어하기 위한 방법이 제공되는데, 컨버터는 전압원로부터의 DC 전압(Vin)을 입력에서 수신하고, 그리고 입력 전압(Vin)보다 크거나 같은 출력 전압(Vout)을 출력에서 공급하며, 상기 방법은 다음의 단계들을 포함한다 :
- 상기 부스트 컨버터의 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)을 측정하는 단계;
- 부스트 컨버터의 연립방정식을 전역적으로 선형화하도록 설계된 출력 벡터(y)를 결정하는 단계;
- 컨버터의 출력에서 전기 부하의 전력의 변동(
Figure pct00005
)을 계산하는 단계;
- 상기 출력 벡터(y)의 2차 도함수(
Figure pct00006
), 전기 부하의 전력의 도함수(
Figure pct00007
), 그리고 측정된 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout) 사이의 비율의 함수로서, 상기 컨버터의 N 듀티 사이클들을 결정하는 단계; 및
- 결정된 듀티 사이클의 함수로서 상기 컨버터의 각각의 스위칭 셀을 제어하는 단계.
따라서, 제어 방법은 글로벌 선형화를 통해 N개의 스위칭 셀들을 갖는 컨버터의 비선형 제어 및 오차의 안정적인 점근적 수렴(stable asymptotic convergence)을 보장하는 제어를 통한 비선형성의 보상에 의해 획득될 수 있다. 이 접근법은 전압 인버터의 입력에서 디커플링 커패시터의 단자들에서 측정된 DC-DC 컨버터의 출력 전압이, 사용자가 설정한 설정점 전압에서 조절되게 할 수 있으며, 이와 동시에, 시스템의 전반적인 안정성을 보장하고 외부 간섭 효과와 관련하여 제어의 비교적 양호한 반응성 및 동적 거동을 제공한다.
유리하게는 그리고 비제한적인 방식으로, 컨버터가 N>1개의 스위칭 셀들을 포함하는 경우, N 듀티 사이클들을 결정하는 단계는 각 스위칭 셀을 통과하는 에너지 흐름(
Figure pct00008
)의 계산을 포함한다. 따라서, 컨버터의 동적 거동을 고려하여 계산이 얻어질 수 있다.
유리하게는 그리고 비-제한적인 방식으로, N 듀티 사이클들을 결정하는 단계는 다음을 포함한다 :
- 다음 공식의 적용에 의해 제2 스위칭 셀부터 시작하는 스위칭 셀들에 대해 계산된 에너지 흐름(
Figure pct00009
)의 합의 함수로서의 제1 스위칭 셀(k = 1)의 듀티 사이클(α 1)의 계산 :
Figure pct00010
유리하게는 그리고 비-제한적인 방식으로, N 듀티 사이클들을 결정하는 단계는 다음의 연립 방정식의 적용에 의해, 상기 계산된 에너지 흐름의 함수로서, 상기 제1 스위칭 셀 이외의 각 스위칭 셀의 듀티 사이클의 계산을 포함한다. :
Figure pct00011
유리하게는 그리고 비제한적인 방식으로, 컨버터가 단일의 스위칭 셀을 포함하는 경우, 듀티 사이클을 결정하는 단계는 다음의 방정식의 적용을 포함한다 :
Figure pct00012
따라서, 컨버터가 오직 하나의 스위칭 셀을 포함할 때 듀티 사이클을 산출하기 위한 간단한 단계가 얻어질 수 있다.
유리하게는 그리고 비-제한적인 방식으로, 각각의 스위칭 셀을 제어하는 단계는 결정된 듀티 사이클들과 컨버터에 쵸핑 주파수를 부과하는 고주파 대칭 삼각형 캐리어 신호 사이의 논리적 비교 함수인, 각 스위칭 셀에 대한 제어 신호의 생성을 포함한다. 유리하게는 그리고 비-제한적인 방식으로, 비교는 다음을 포함한다 :
제1 스위칭 셀(k = 1)의 경우 :
-
Figure pct00013
;
-아니라면,
Figure pct00014
;
다른 스위칭 셀들(k> 1)의 경우 :
-
Figure pct00015
;
- 아니라면,
Figure pct00016
;
여기서,
Figure pct00017
는
Figure pct00018
에서 2qπ/N만큼 위상-이동된 것이며, 여기서, q 는 2의 자연 정수배이다.
따라서, 제어 단계는 이 단계의 빠른 실행을 보장하는 간단한 논리적 비교를 기반으로 한다.
유리하게는 그리고 비-제한적인 방식으로, 각각의 스위칭 셀에 대해, 부스트 컨버터는 인덕턴스를 포함하고, 각 인덕턴스에 대한 측정 전류의 함수로서 출력 벡터가 더 계산된다. 따라서, 출력 벡터는 신뢰할 수 있는 방식으로 계산될 수 있다.
유리하게는 그리고 비-제한적인 방식으로, 각 인덕턴스에 대해 측정된 전류의 평균값은 전력 스위치들의 쵸핑의 생성에 사용되는 N 개의 캐리어 각각을 최소 또는 최대 값으로 샘플링함으로써 얻어진다.
본 발명은 또한 DC 전원, N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트 컨버터, DC-AC 전압 컨버터, 전기 머신 및 전술한 바와 같은 방법을 구현하도록 설계된 상기 부스트 컨버터를 제어하기 위한 장치를 포함하는 전기 조립체에 관한 것이다.
본 발명의 다른 특징들 및 이점들은 첨부된 도면을 참조하여, 비-제한적인 예로서 주어진 본 발명의 일 특정 실시예에 대한 이하의 설명을 읽음으로써 명백해질 것이다.
- 도 1은 본 발명에 따른 전력 공급 장치의 개략적인 회로도이다.
- 도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따라 제어되는, N개(N은 0이 아닌 자연수이며, 여기서는 3 보다 큼)의 페이즈(phase)들을 갖는 부스트 컨버터의 개략도이다.
- 도 3은 본 발명에 따른 부스트 컨버터의 출력에서의 전력 변화를 계산하는 단계의 개략도이다.
- 도 4는 본 발명의 제1 실시예에 대해, 일례로 3개의 인터레이스된(interlaced) 스위칭 셀들로 전류를 샘플링하기 위한 단계의 그래픽 표현이다.
- 도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 비선형 제어 방법의 개략도이다.
- 도 6은 본 발명의 제2 실시예에 의해 제어되는 단일 스테이지 부스트 컨버터의 개략도이다.
- 도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 비선형 제어 방법의 개략도이다.
본 발명의 제1 실시예에서, 도 1 내지 도 5를 참조하면, "N"개의 스위칭 셀들을 갖는 전압 스텝-업 컨버터의 상태 피드백을 갖는 정확한 선형화에 의한 비선형 제어 방법이 설명된다.
이 방법은 제어하고자 하는 시스템에 의해 나타나는 비선형성이 보상될 수 있게 한다.
이 보상의 형태는 시스템의 구조와 관련이 있다. 예를 들어, θ(x)로 표기되는 비선형 항(term)을 뺄셈으로 보상하기 위해서, 시스템의 입력에서의 제어 벡터(u) 및 비선형 항(θ(x))이 덧셈(u + θ(x))의 형태로 나타나야 한다.
반면에, 나눗셈에 의해 θ(x)를 보상하기 위해, 제어 벡터(u) 및 비선형 항은 곱셈(u.θ(x))의 형태로 나타나야 한다.
N개의 스위칭 셀들이 있는 부스트 컨버터의 방정식들은 다음과 같다 :
Figure pct00019
방정식(1)은 다음과 같은 아핀 비선형 방정식의 일반적인 형태로 작성될 수 있다 :
Figure pct00020
(2)
따라서, 방정식 (2)는 다음과 같다 :
Figure pct00021
여기서,
Figure pct00022
Figure pct00023
는 시스템의 상태 변수의 벡터,
Figure pct00024
Figure pct00025
는 시스템에 대한 입력으로 간주되는 제어 벡터를 나타내며, ak 는 k번째 스위칭 셀의 스위치(Sk)에 적용되는 듀티 사이클이고, 1- ak 는 k번째 스위칭 셀의 스위치(
Figure pct00026
)에 적용되는 듀티 사이클이다.
Figure pct00027
Figure pct00028
및
Figure pct00029
는 무한히 미분 가능한 비-선형 함수(indefinitely differentiable non-linear function)들이며;
Figure pct00030
(L 1 , L 2 , ..., Ln) 및 C out 은 각각 각각의 스위칭 셀의 인덕턴스와 부스트 컨버터의 출력에서의 커패시터이며;
Figure pct00031
i 1 , i 2 , ..., i N 및 V out 은 각각 각각의 인덕턴스에서의 전류 및 부스트 컨버터의 출력에서의 전압이며;
Figure pct00032
Pout은 출력에서 부스트 컨버터에 연결된 동적 부하의 전력이다.
본 발명에 따른 방법의 목적은 입력에서의 입력의 전압원으로부터 출력에서의 부하로의 에너지 흐름을 제어하는 동시에,
Figure pct00033
로 표기된 설정점 값으로 부스트 컨버터의 출력에서의 전압(V out )을 조절하는 것이다.
이 방법의 제1 단계는 시스템의 전역 선형화(global linearization)를 허용하도록 y로 표기되는 출력 벡터를 선택하는 것으로 구성된다.
다음 방정식(4)은 N개의 아암(arm)이 있는 컨버터의 경우에 대해 0인 내부 동역학(internal dynamics)으로 전역 선형화된 시스템의 출력 벡터가 획득될 수 있게 한다 :
Figure pct00034
상기 방법의 제2 단계는 제어 벡터 u(t) = αk=l,...,N 가 될 때까지 출력 벡터(y)의 일련의 연속적인 도함수를 포함한다 :
우선, 방정식 (4)에 대한 1차 도함수는 다음과 같은 방정식을 산출한다 :
Figure pct00035
이 방정식은 부스트 컨버터에 의해 생성된 손실 또는 그것의 에너지 균형을 나타낸다.
그 다음, 방정식 (4)에 대한 2차 도함수는 다음과 같은 방정식을 산출한다 :
Figure pct00036
이어서, 각각의 스위칭 셀(k)을 통과하는 에너지 흐름(
Figure pct00037
)을 계산하는 단계가 구현되며, 이는 방정식 (6)을 이용하여, N개의 미지수를 갖는 N차 연립방정식이 획득될 수 있게 하며, 이를 통해, N개의 셀들을 갖는 부스트 컨버터의 각 셀(k)에 필요한 제어(α k )가 결정될 수 있다.
Figure pct00038
여기서
Figure pct00039
이며, 이 때, k>1이다.
앞의 방정식 (7)부터 다음이 결정된다 :
- 다음과 같은 방식으로 N개의 아암을 갖는 부스트 컨버터의 제1 셀의 제어를 위한 방정식 :
Figure pct00040
- 부스트 컨버터의 N - 1개의 셀들의 제어를 위한 방정식들 :
Figure pct00041
에러의 안정적인 점근적 추적을 얻기 위해, 다음을 확인한다 :
Figure pct00042
여기서, {
Figure pct00043
}는 방정식 (10)의 레귤레이터의 보정 가능한 이득이며,
그리고
Figure pct00044
여기서, {
Figure pct00045
}는 방정식 (11)의 레귤레이터의 보정 가능한 이득이며, 그리고
Figure pct00046
이고, 그리고
Figure pct00047
는 k번째 셀의 흐름 설정점이다. 보다 일반적으로, "ref"로 인덱싱된 변수들은 대응 변수의 설정점 값들과 관련이 있다.
따라서, 상태 피드백에 의한 제어를 나타내는 방정식 (6)에서의
Figure pct00048
의 계산은 방정식 (10)을 참조하여 다음을 포함한다 :
- 에러
Figure pct00049
에 작용하는 비례 동작(proportional action);
- y와 y ref 간의 에러에 작용하는 비례 동작;
- y와 yref간의 에러에 작용하는 적분 동작;
설정점 출력 벡터(y ref ) 그리고 그것의 도함수(
Figure pct00050
)의 계산은 다음의 방정식에 의해 획득된다 :
Figure pct00051
그리고 여기서 :
Figure pct00052
Figure pct00053
는 동작점에 의존하는 시스템의 효율성을 나타내며, N은 셀의 개수를 나타내고,
그리고 :
Figure pct00054
방정식 (8) 및 방정식 (9)를 다시 사용하면, 안정화된 상황에서, N개의 듀티 사이클α k= 1 ,...,N 은 다음 최종 값으로 수렴한다는 것을 주목한다 :
Figure pct00055
이 표현식은 부스트 컨버터의 개방 루프 전달 함수(즉, 고정 이득(static gain))에 대응한다.
출력 전력의 도함수(
Figure pct00056
)를 계산하기 위해, 도 3을 참조하여, 다음의 변수 변경이 이루어진다 :
Figure pct00057
여기서,
Figure pct00058
는 도 3에 도시된 추정된 출력 전력이다. 안정화된 상황에서, 다음을 얻는 것이 바람직하다 :
Figure pct00059
또한, 도 3을 참조하여, 다음 방정식으로 출력 전력의 변동이 추정된다 :
Figure pct00060
여기서, {kp, ki}는 보정 가능한 이득이다.
따라서, 부하의 전력의 변화(
Figure pct00061
)는 감소된 차수의 관찰자(observer)를 통해 획득된다.
이어서, 이 방법은 도 4를 참조하여, 전류의 평균값 및 쵸핑의 생성을 얻기 위해 전류를 샘플링하기 위한 단계를 구현한다.
각각의 스위칭 셀의 쵸핑에 전용인 고주파 신호들(PWMk=1,..., N 로 표기됨)은 αk=1,...,N 로 표기되는 제어 신호들 및 전력 컨버터의 쵸핑 주파수를 부과하는 고주파 대칭 삼각 신호(캐리어라고 함) 간의 논리적 비교를 통해 생성된다. 또한, 스위칭 셀 당 하나의 캐리어가 존재한다.
각 캐리어는 2qπ/N만큼 위상 편이되며, 여기서, q는 2의 배수인 자연수이며, N은 스위칭 셀의 개수이다.
그러나, 스위칭 셀 번호 1의 경우, 다음 논리가 수행된다 :
Figure pct00062
Figure pct00063
;
Figure pct00064
아니라면,
Figure pct00065
.
스위칭 셀 번호 2의 경우, 다음 논리가 수행된다 :
Figure pct00066
Figure pct00067
;
Figure pct00068
아니라면,
Figure pct00069
.
여기서,
Figure pct00070
은
Figure pct00071
로부터 2π/N만큼 위상 변이된다.
스위칭 셀 번호 3의 경우, 다음 논리가 수행된다 :
Figure pct00072
Figure pct00073
;
Figure pct00074
아니라면,
Figure pct00075
.
여기서,
Figure pct00076
은
Figure pct00077
로부터 4π/N만큼 위상 변이된다.
스위칭 셀 번호 k의 경우, 다음 논리가 수행된다 :
Figure pct00078
Figure pct00079
;
Figure pct00080
아니라면,
Figure pct00081
.
여기서,
Figure pct00082
은
Figure pct00083
로부터 2qπ/N만큼 위상 변이된다.
따라서,
Figure pct00084
로 표기되는 각 전류의 평균값은 각 캐리어의 최솟값(또는 최댓값)에 있는 샘플링을 통해 캡처될 수 있다. 샘플링 신호(trig k 로 표기됨)는 그에 대응하는 캐리어와 위상이 같다.
이 접근법은 FPGA 유형의 하드웨어 타겟이 사용되는 프레임 워크에서만 적용될 수 있으며, 보상되어야할 제어의 지연을 야기하는 전류의 필터링을 사용하는 접근법을 방지할 수 있다.
인덕턴스에서 측정된 전류의 샘플링 신호는 저주파 통과 디지털 필터링이 사용되는 경우 실제 신호의 필터링으로부터 발생하는 지연을 추가하지 않으면서 전류의 평균 성분을 얻기 위해 캐리어의 최솟값 또는 최댓값에서 발생한다.
본 발명의 제2 실시예에서, 단일 스위칭 셀을 갖는 부스트 컨버터(단일-스테이지 부스트 컨버터로도 지칭됨)에 대해, 도 1 및 도 6 및 도 7을 참조하여, 상기 방법은 동일한 메인 구현 단계들을 포함하지만 계산 모드들이 단순화될 수 있다.
단일-스테이지 부스트 컨버터의 방정식들은 다음과 같다 :
Figure pct00085
방정식 (19)는 다음과 같은 아핀 비선형 방정식의 일반적인 형태로 작성될 수 있다 :
Figure pct00086
(20)
따라서, 방정식 (20)은 다음과 같다 :
Figure pct00087
여기서,
-
Figure pct00088
는 시스템의 상태 변수들의 벡터이며,
-
Figure pct00089
는 시스템에 대한 입력으로 간주되는 제어 벡터를 나타내며, α 1는 스위칭 셀의 스위치(Sa)에 적용되는 듀티 사이클이고, 1- α 1는 스위칭 셀의 스위치(
Figure pct00090
)에 적용되는 듀티 사이클이다.
-
Figure pct00091
및
Figure pct00092
는 무한히 미분 가능한 비-선형 함수(indefinitely differentiable non-linear function)들이며;
- L 1 및 C out 은 각각 인덕턴스 및 부스트의 커패시턴스이며;
- i 1과 V out 은 각각 인덕턴스의 전류 및 부스트의 출력에서의 전압이며;
- Pout은 출력에서 부스트 컨버터에 연결된 동적 부하의 전력이다.
이 실시예에 따른 방법의 목적은, 입력에서의 전압원으로부터 출력에서의 부하를 향한 에너지 흐름을, 단일 조절 루프를 통해 제어하는 동시에, 부스트 컨버터의 출력에서의 전압(V out )을
Figure pct00093
로 표기된 설정점 값으로 조절하는 것이다.
이 방법의 제1 단계는 시스템의 전역 선형화(global linearization)를 허용하도록 출력 벡터를 선택하는 것으로 구성된다.
연립 방정식 (21)이 전역적으로 선형화되게 하는 출력 벡터를 나타내는 다음 방정식 (22)은 단일-스테이지 부스트 컨버터의 경우에 대해, 전역적으로 선형화된 시스템에 대해 출력 벡터가 획득될 수 있게 한다 :
Figure pct00094
상기 방법의 제2 단계는 제어 벡터 u(t) = αk=1,...,N가 될 때까지 일련의 연속적인 도함수를 통한 참조 변경을 포함한다.
우선, 방정식 (22)에 대한 1차 도함수는 다음과 같은 방정식을 산출한다 :
Figure pct00095
(23)
이 방정식은 부스트 컨버터에 의해 생성된 손실을 나타낸다.
그 다음, 방정식 (22)에 대한 2차 도함수는 다음과 같은 방정식을 산출한다 :
Figure pct00096
위에서부터, 듀티 사이클(α1)의 방정식은 다음과 같이 유도된다 :
Figure pct00097
여기서,
Figure pct00098
.
그러나, 안정화된 상황에서(일정한 전력에서), 듀티 사이클(α 1)은 다음 최종 값으로 수렴한다 :
Figure pct00099
(26)
따라서, (25)에서 동적으로 계산된 듀티 사이클은 안정화된 상황에서 방정식 (26)을 향해 점근적이고 안정적으로 수렴한다.
이 표현식은 부스트 컨버터(2)의 개방 루프 전달 함수(즉, 고정 이득(static gain))에 대응한다.
점근적인 지수 추적(asymptotic exponential tracking)을 얻기 위해, 다음이 제시된다 :
- 제어 벡터의 2차 도함수(
Figure pct00100
)의 계산을 위해 :
Figure pct00101
여기서,
Figure pct00102
ref =
Figure pct00103
= 0이고,
Figure pct00104
는 이전에 제시된 방정식 (23)에 의해 획득된 것이다. 따라서, 제1 레귤레이터의 일반적인 형태는 다음과 같이 결정된다 :
Figure pct00105
여기서, {
Figure pct00106
}는 레귤레이터의 보정 가능한 이득이다.
따라서, 방정식 (28)을 참조하여 상태 피드백에 의한 제어에 대응하는
Figure pct00107
의 계산은 다음을 포함한다 :
- 에러
Figure pct00108
에 작용하는 비례 동작;
- y와 yref간의 에러에 작용하는 비례 동작;
- y와 yref간의 에러에 작용하는 적분 동작.
또한, y ref 및
Figure pct00109
의 계산은 다음과 같은 방식으로 수행된다 :
Figure pct00110
여기서,
Figure pct00111
여기서
Figure pct00112
은 동작점에 의존하는 시스템의 효율성을 나타낸다.
또한,
Figure pct00113
(31)
- 그리고, 출력에서의 전력의 도함수(
Figure pct00114
)의 변화를 추정하기 위해 :
다음 변수 변경이 수행된다 :
Figure pct00115
또한 안정화된 상황에서 다음을 얻는 것이 바람직하다 :
Figure pct00116
여기에서 시작하여, 출력 전력의 변화는 다음과 같은 방식으로 추정된다 :
Figure pct00117
여기서, k p 및 k i 은 교정 가능한 이득이다.

Claims (10)

  1. 동기 펄스 폭 변조 모드에서 N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트 컨버터(2)를 제어하기 위한 방법으로서, 여기서 N은 0이 아닌 자연수이며,
    상기 컨버터는 전압원으로부터의 DC 전압(Vin)을 입력에서 수신하고, 그리고 입력 전압(Vin)보다 크거나 같은 출력 전압(Vout)을 출력에서 공급하며,
    상기 방법은 :
    - 상기 부스트 컨버터(2)의 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)을 측정하는 단계;
    - 상기 부스트 컨버터(2)의 연립방정식을 전역적으로 선형화하도록 설계된 출력 벡터(y)를 결정하는 단계;
    - 상기 컨버터의 출력에서의 전기 부하의 전력 변화(
    Figure pct00118
    )를 계산하는 단계;
    - 상기 출력 벡터(y)의 2차 도함수(
    Figure pct00119
    ), 상기 전기 부하의 전력의 도함수(
    Figure pct00120
    ), 그리고 측정된 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout) 사이의 비율의 함수로서, 상기 컨버터의 N 듀티 사이클들(α k)을 결정하는 단계; 및
    - 결정된 듀티 사이클(α k)의 함수로서 상기 컨버터(2)의 각각의 스위칭 셀(k)을 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 컨버터가 N>1개의 스위칭 셀들(k)을 포함할 때, N 듀티 사이클들을 결정하는 단계는 각 스위칭 셀(k)을 통과하는 에너지 흐름(
    Figure pct00121
    )을 계산하는 단계를 포함하는, 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 N 듀티 사이클들을 결정하는 단계는 :
    다음 공식 :
    Figure pct00122

    의 적용에 의해 제2 스위칭 셀부터 시작하는 스위칭 셀들에 대해 계산된 에너지 흐름(
    Figure pct00123
    )의 합의 함수로서 제1 스위칭 셀(k = 1)에 대한 듀티 사이클(a1)을 계산하는 단계를 포함하는, 방법.
  4. 청구항 2 또는 청구항 3에 있어서,
    상기 N 듀티 사이클들을 결정하는 단계는 :
    다음의 연립 방정식 :
    Figure pct00124

    의 적용에 의해 에너지 흐름(
    Figure pct00125
    )의 함수로서 상기 제1 스위칭 셀 이외의 각 스위칭 셀(k>1)의 듀티 사이클의 계산을 포함하는, 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 컨버터가 단일의 스위칭 셀을 포함할 때, 상기 듀티 사이클을 결정하는 단계는 :
    다음의 방정식 :
    Figure pct00126

    을 적용하는 단계를 포함하는, 방법.
  6. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
    각각의 스위칭 셀을 제어하는 단계는 :
    결정된 듀티 사이클들(αk=l,...,N)과 컨버터(2)에 쵸핑 주파수(chopping frequency)를 부과하는 고주파 대칭 삼각 캐리어 신호(
    Figure pct00127
    ) 간의 논리적 비교 함수인, 각각의 스위칭 셀에 대한 제어 신호(
    Figure pct00128
    )의 생성을 포함하는, 방법.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 비교는 :
    제1 스위칭 셀(k = 1)에 대해 :
    -
    Figure pct00129
    ;
    - 아니라면,
    Figure pct00130
    ;
    다른 스위칭 셀들(k > 1)에 대해 :
    -
    Figure pct00131
    ;
    - 아니라면,
    Figure pct00132
    이고,
    여기서,
    Figure pct00133
    는
    Figure pct00134
    에서 2qπ/N만큼 위상-이동된 것이며, 여기서, q 는 2의 자연 정수배인, 방법.
  8. 청구항 1 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터(2)는 각 스위칭 셀에 대해, 인덕턴스(Lk)를 포함하고,
    상기 출력 벡터(y)는 각 인덕턴스(Lk)에 대한 측정 전류(ik)의 함수로서 더 계산되는, 방법.
  9. 청구항 8에 있어서,
    청구항 8이 청구항 6 또는 청구항 7을 인용할 때,
    각 인덕턴스(Lk)에 대한 측정 전류(ik)의 평균값은 전력 스위치들의 쵸핑의 생성에 사용되는 N개의 캐리어들 각각을 최솟값 또는 최댓값에서 샘플링함으로써 획득되는, 방법.
  10. DC 전원(1), N개의 스위칭 셀들을 갖는 부스트 컨버터(2), DC-AC 전압 컨버터(3), 전기 머신(4) 및 청구항 1 내지 청구항 9 중 어느 한 항에 따른 방법을 구현하도록 설계된 상기 부스트 컨버터를 제어하기 위한 장치를 포함하는, 전기 조립체(10).
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