JP3555965B2 - インバータの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明はインバータにより誘導電動機（ＩＭ）を磁束一定で速度制御するインバータの自動トルクブースト制御およびすべり補償を行う制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、汎用インバータでは、誘導電動機の速度制御を磁束一定制御で行うために、周波数と電圧の比を一定制御するＶ／ｆ一定制御が採用されている。一般に、図１０に示すＴ形等価回路における一次インピーダンスＲ１，ｘ１による電圧降下を無視して、端子電圧Ｖ１を周波数ｆに比例して制御すると、低周波数領域では一次インピーダンス降下分の影響が大きくなり、励磁電圧Ｅが低下して負荷が要求するトルクを発生できなくなる。そのため、従来、汎用のインバータでは図１１に示すように端子電圧Ｖ１と周波数ｆの関係を低周波域で図示実線で示すようにパターンを設定変更して上記問題を解決していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１１のような固定化されたＶ／ｆパターンでは、負荷が変化したときの特性に合ったＶ／ｆ比を誘導電動機に与えることが困難となり、特に低周波領域でトルク不足となったり、逆に過励磁になって過電流が流れたりするという欠点を有していた。
【０００４】
この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、Ｖ／ｆパターンを負荷に適合するように自動的に調整するとともにすべり補償も併用してセンサレス速度制御まで行うようにしたインバータの制御方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するために、第１発明は、インバータに接続された誘導電動機を磁束一定で速度制御するものにおいて、
誘導電動機の回転数指令ωｒ＊と励磁電流指令Ｉ０＊および誘導電動機の１次電流を演算部に入力し、この演算部にて、１次電流から１次磁束を基準軸とするｄ−ｑ軸上の各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを算出し、すべり角周波数ωＳを、モータ定数である二次抵抗Ｒ２’と漏れインダクタンスＬσ２とＩ０＊、ｉ１ｄ，ｉ１ｑを式（３５）を用いて求め、
【数３５】
一次角周波数ωをωｒ＊とωＳを加算することにより求め、これによりすべり補償制御を行い、
次にω，ｉ１ｄ，ｉ１ｑ，Ｉ０＊，一次抵抗Ｒ１および励磁インダクタンスＭと１次漏れインダクタンスｌ １ の和から得られる１次インダクタンスＬ１を用いて、
ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊を、ｖ１ｄ＊＝Ｒ１・ｉ１ｄから求め、
ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を、ｖ１ｑ＊＝ωＬ１・Ｉ０＊＋Ｒ１ｉ１ｑから求めて、インバータの自動トルクブースト制御を行い、
電圧成分ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊と１次角周波数ωによりＰＷＭ指令を発生させ、前記自動トルクブースト制御によりＶ／ｆパターンを誘導電動機に適合するように自動的に調整するとともに、前記すべり補償制御も併用するようにしたことを特徴とするものである。
【０００７】
【作用】
回転数指令ωｒ＊と励磁電流指令Ｉ０＊が演算部に入力され、そして、１次電流から１次磁束を基準軸とするｄ，ｑ軸上の各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを算出すると、次式によってすべり角周波数ωＳが求められる。
【０００８】
ωＳ＝Ｒ’（ｉ１ｄ−Ｉ０ ＊）／Ｌσ２・ｉ１ｑ
ωＳが求められると、ωｒ＊とωＳの和から１次角周波数ωが算出される。
【０００９】
一方、１次電流が演算部に入力されると、まず３相−ｄｑ変換を行って出力に各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを得た後、ω，ｉ１ｄ，Ｉ０＊，ｉ１ｑ，Ｒ１，Ｌ１から次式を用いてｄ−ｑ軸電圧成分ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊を求める。
【００１０】
ｖ１ｄ＝Ｒ・ｉ１ｄ
ｖ１ｑ＝Ｅ１＋Ｒ１・ｉ１ｑ＝ωＬ１・Ｉｏ＊＋Ｒ１・ｉ１ｑ
上記のようにして求められた電圧成分とωをＰＷＭ回路に入力させてその出力にＰＷＭ指令を発生させてインバータを制御する。
【００１４】
【実施例】
以下この発明の実施例を図面に基づいて説明するに当り、まず、汎用インバータのＶ／ｆ一定制御に適した等価回路として非対称Ｔ−２形等価回路を用い、この等価回路を変形し、オートトルクブーストとすべり補償の制御方法を導出する制御原理を述べる。図１は非対称Ｔ−２形等価回路図を示すもので、図１において、ＩＭ定数は対称Ｔ形等価回路の定数で、Ｒ１は１次抵抗、Ｍは励磁インダクタンス、ｌ１は１次漏れインダクタンス、ｌ２は２次漏れインダクタンス、Ｒ２は２次抵抗、Ｓはすべりを用いると次式のような関係となる。
【００１５】
ｘｍ’＝ω・Ｌ１
ｘσ２＝ω・Ｌσ２＝ω・｛（Ｌ１／Ｍ）２・Ｌ２−Ｌ１｝
Ｒ２’＝（Ｌ１／Ｍ）２・Ｒ２
但し、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１，Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２，ω：１次角周波数
ここで、図１の２次回路を図２に示すように直列から並列回路に変形してみる。まず、直列→並列変換の一般式を導出する。並列回路のインピーダンスＺ（ベクトル）は（１）式で表わされる。
【００１６】
【数１】
【００１７】
（１）式より直列回路と並列回路の関係は、（２），（３）式で表わすことができる。
【００１８】
【数２】
【００１９】
【数３】
【００２０】
（２）式と（３）式を割算すると次の関係が得られる。
【００２１】
【数４】
【００２２】
（４）式よりＲ、Ｘは次の（５），（６）式となる。
【００２３】
【数５】
【００２４】
（６）式を（２）式に代入してＲを求めると次のようになる。
【００２５】
【数６】
【００２６】
（５）式を（３）式に代入してＸを求めると次のようになる。
【００２７】
【数７】
【００２８】
（７）式よりＲは次のようになる。
【００２９】
【数８】
【００３０】
（８）式よりＸは次のようになる。
【００３１】
【数９】
【００３２】
上述のように直列→並列変換の結果、図３の等価回路が得られる。図３の等価回路において、Ｌ １ ，Ｘで電流Ｉ ０ ，Ｉ ０１ が９０°遅れるため、Ｒに流れる電流Ｉ２が後述する図４の破線で示すように直交する。このようにインダクタンスと抵抗の回路が並列となった等価回路を導出することにより、電流 Ｉ ０ ，Ｉ ０１ と電流Ｉ ２ が直交関係となる。これによりすべり周波数の条件を容易に導くことが可能となる。ここで、図３よりすべり角周波数ωＳ＝Ｓ・ωの条件を求める。
【００４６】
図３より次の関係がある。
【００４７】
Ｅ１＝ＸＩｏ１＝ＲＩ２、この式に（９），（１１）式を代入して整理すると、（１７）式のようになる。
【００４８】
【数１６】
【００４９】
（１７）式よりωｓは（１８）式の形で表わすこともできる。
【００５０】
【数１７】
【００５１】
図３よりベクトル図を描くと図４のようになる。図４のベクトル図より、１次磁束軸を基準とするｄ−ｑ軸上での１次電圧を求めると、次のようになる。
【００５２】
ｖ１ｄ＝Ｒ１・ｉ１ｄ・・・（１９）
ｖ１ｑ＝Ｅ１＋Ｒ１・ｉ１ｑ＝ωＬ１・Ｉｏ＊＋Ｒ１・ｉｑ・・・（２０）
ｉ１ｄ＝Ｉｏ＊＋Ｉ０１・・・（２１）
ｉ１ｑ＝Ｉ２・・・（２２）
また、すべり角周波数ωＳは（１８）式を用いると、次の（２３）式から求まる。
【００５３】
【数１８】
【００５４】
（１９）式から（２３）式を用いて、速度指令ωｒ＊、励磁電流指令Ｉｏ＊を入力とする制御演算部のブロック図を示すと図５に示す第１実施例のようになる。
【００５５】
図５において、１はωｒ＊とωｓを加算する加算部で、この加算部１でωｒ＊とωｓを加算すると出力に１次角周波数ωが得られる。このωはＩｏ＊と乗算部２で乗算された後、さらにＬ１を乗算して加算部３の１方の入力に与える。加算部３ の他方の入力にはＩＭの電流ｉｕ，ｉｗを３φ−ｄｑ変換部４でｉ１ｄ，ｉ１ｑに変換したｉ１ｑとＲ１の乗算出力が与えられる。これにより加算部３の出力にはｖ１ｑ＊が得られる。また、ｉ１ｄとＲ１を乗算してｖ１ｄ＊を得る。５は偏差部で、プラス入力にはｉ１ｄが、マイナス入力にはＩｏ＊が供給され、その偏差出力は割算部６ に与えられる。割算部６にはｉ１ｑが与えられて割算され、その出力がＲ２’／Ｌσ２と乗算されてその出力にωｓを得る。
【００５６】
上記のように構成された制御演算部は図６に示すインバータを含めた全体構成図の符号１０で示す部分に用いられる。図６において、１１は制御演算部１０から出力されるｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊およびωが供給されるＰＷＭ回路で、このＰＷＭ回路１１はｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊およびωにより出力にＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号によりインバータ１２が制御される。これによりＩＭ１３のオートトルクブースト制御とすべり補償制御が行われる。図６中、１４はコンバータ、１５は電解コンデンサ、１６は変流器である。
【００５７】
次に第２実施例について述べる。第２実施例は１次電圧を基準軸としたときの制御方法で、この方法は現在出力している１次電圧Ｖ１を基準にして、そのとき流れている１次電流Ｉ１の１次電圧基準軸γ−δでの各成分ｉ１γ，ｉ１δを検出するもので、図７はγ−δ軸のベクトル図である。検出した１次電流を用いて、１次磁束を一定に保つために必要な電圧Ｖ１ ＝ｖ１γは次の（２４）式から求められる。
【００５８】
【数１９】
【００５９】
次にωｓ算出のために│Ｉｏ１│，│Ｉ２│（Ｉｏ１，Ｉ２ともベクトル）を求める。まず、γ軸とＩ１（ベクトル）のなる角をφ，γ軸とＩｏ（ベクトル）のなす角をψとすると、ψ，φ，Ｉ１は次式のようになる。
【００６０】
【数２０】
【００６１】
（２５）〜（２７）式を用いてＩｏ１，Ｉ２を求めると次式のようになる。
【００６２】
Ｉ０１＝Ｉ１ｃｏｓ（ψ−φ）−Ｉｏ＊・・・（２８）
Ｉ２＝Ｉ１ｓｉｎ（ψ−φ）・・・（２９）
（２８），（２９）式を用いてωＳを（１８）式より求める。ωＳを求めた後、（２４）〜（２９）式を用いて、速度指令ωｒ＊、励磁電流指令Ｉｏ＊を入力とする制御演算部の構成を図８に示す。図８において、２０はωｒ＊とωＳとを加算する加算部で、この加算部２０の出力には、１次角周波数ωが得られる。このωとＩｏ＊は（２４）式の演算を行うＶ１演算部２１に入力される。２２は（１８），（２５）〜（２９）式の演算を行うωｓ演算部、２３は３φ−γδ変換部２３である。３φ−γδ変換部２３は、ＩＭの電流ｉｕ，ｉｗを３φ−γδ変換して出力にｉ１γ，ｉ１δを得るもので、この出力ｉ１γ，ｉ１δはＶ１演算部２１およびωＳ演算部２２に供給される。ωＳ演算部２２に得られたωｓは加算部２０に供給される。
【００６３】
上記のように構成された制御演算部は前記実施例と同様にインバータを含めた全体構成図として示す図９の符号３０で示す部分に用いられる。前記図６と異なる点はＰＷＭ回路１１に入力される値がＶ１とωになったことだけで、残りの部分は図６と同一である。
【００６４】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、１次電流を検出することにより、Ｖ／ｆパターンを負荷に適合するように自動的に調整してトルクブースト制御を行って、トルク特性の向上を図ることができるとともに、１次電流より、容易にすべり周波数を算出することができるので、すべり補償が可能となり、これにより、センサレス速度制御を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の原理を述べるための誘導電動機の非対称Ｔ−２形等価回路である。
【図２】直列並列変換回路を説明する説明図である。
【図３】非対称Ｔ−２形等価回路の変形回路図である。
【図４】１次磁束軸を基準とするｄ−ｑ軸上での１次電圧を求めるベクトル図である。
【図５】この発明の第１実施例を示す制御演算部のブロック図である。
【図６】第１実施例を適用したこの発明の全体構成図である。
【図７】１次電圧基準軸γ−δでの各成分を検出するベクトル図である。
【図８】この発明の第２実施例を示す制御演算部のブロック図である。
【図９】第２実施例を適用したこの発明の全体構成図である。
【図１０】誘導電動機の対称Ｔ形等価回路図である。
【図１１】誘導電動機を磁束一定制御を行うためのＶ／ｆパターン図である。
【符号の説明】
１，３，２０…加算部
２…乗算部
５…偏差部
６…割算部
２１…Ｖ１演算部
２２…ωｓ演算部
１０，３０…制御演算部
１１…ＰＷＭ回路
【産業上の利用分野】
この発明はインバータにより誘導電動機（ＩＭ）を磁束一定で速度制御するインバータの自動トルクブースト制御およびすべり補償を行う制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、汎用インバータでは、誘導電動機の速度制御を磁束一定制御で行うために、周波数と電圧の比を一定制御するＶ／ｆ一定制御が採用されている。一般に、図１０に示すＴ形等価回路における一次インピーダンスＲ１，ｘ１による電圧降下を無視して、端子電圧Ｖ１を周波数ｆに比例して制御すると、低周波数領域では一次インピーダンス降下分の影響が大きくなり、励磁電圧Ｅが低下して負荷が要求するトルクを発生できなくなる。そのため、従来、汎用のインバータでは図１１に示すように端子電圧Ｖ１と周波数ｆの関係を低周波域で図示実線で示すようにパターンを設定変更して上記問題を解決していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１１のような固定化されたＶ／ｆパターンでは、負荷が変化したときの特性に合ったＶ／ｆ比を誘導電動機に与えることが困難となり、特に低周波領域でトルク不足となったり、逆に過励磁になって過電流が流れたりするという欠点を有していた。
【０００４】
この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、Ｖ／ｆパターンを負荷に適合するように自動的に調整するとともにすべり補償も併用してセンサレス速度制御まで行うようにしたインバータの制御方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の目的を達成するために、第１発明は、インバータに接続された誘導電動機を磁束一定で速度制御するものにおいて、
誘導電動機の回転数指令ωｒ＊と励磁電流指令Ｉ０＊および誘導電動機の１次電流を演算部に入力し、この演算部にて、１次電流から１次磁束を基準軸とするｄ−ｑ軸上の各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを算出し、すべり角周波数ωＳを、モータ定数である二次抵抗Ｒ２’と漏れインダクタンスＬσ２とＩ０＊、ｉ１ｄ，ｉ１ｑを式（３５）を用いて求め、
【数３５】
次にω，ｉ１ｄ，ｉ１ｑ，Ｉ０＊，一次抵抗Ｒ１および励磁インダクタンスＭと１次漏れインダクタンスｌ １ の和から得られる１次インダクタンスＬ１を用いて、
ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊を、ｖ１ｄ＊＝Ｒ１・ｉ１ｄから求め、
ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を、ｖ１ｑ＊＝ωＬ１・Ｉ０＊＋Ｒ１ｉ１ｑから求めて、インバータの自動トルクブースト制御を行い、
電圧成分ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊と１次角周波数ωによりＰＷＭ指令を発生させ、前記自動トルクブースト制御によりＶ／ｆパターンを誘導電動機に適合するように自動的に調整するとともに、前記すべり補償制御も併用するようにしたことを特徴とするものである。
【０００７】
【作用】
回転数指令ωｒ＊と励磁電流指令Ｉ０＊が演算部に入力され、そして、１次電流から１次磁束を基準軸とするｄ，ｑ軸上の各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを算出すると、次式によってすべり角周波数ωＳが求められる。
【０００８】
ωＳ＝Ｒ’（ｉ１ｄ−Ｉ０ ＊）／Ｌσ２・ｉ１ｑ
ωＳが求められると、ωｒ＊とωＳの和から１次角周波数ωが算出される。
【０００９】
一方、１次電流が演算部に入力されると、まず３相−ｄｑ変換を行って出力に各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを得た後、ω，ｉ１ｄ，Ｉ０＊，ｉ１ｑ，Ｒ１，Ｌ１から次式を用いてｄ−ｑ軸電圧成分ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊を求める。
【００１０】
ｖ１ｄ＝Ｒ・ｉ１ｄ
ｖ１ｑ＝Ｅ１＋Ｒ１・ｉ１ｑ＝ωＬ１・Ｉｏ＊＋Ｒ１・ｉ１ｑ
上記のようにして求められた電圧成分とωをＰＷＭ回路に入力させてその出力にＰＷＭ指令を発生させてインバータを制御する。
【００１４】
【実施例】
以下この発明の実施例を図面に基づいて説明するに当り、まず、汎用インバータのＶ／ｆ一定制御に適した等価回路として非対称Ｔ−２形等価回路を用い、この等価回路を変形し、オートトルクブーストとすべり補償の制御方法を導出する制御原理を述べる。図１は非対称Ｔ−２形等価回路図を示すもので、図１において、ＩＭ定数は対称Ｔ形等価回路の定数で、Ｒ１は１次抵抗、Ｍは励磁インダクタンス、ｌ１は１次漏れインダクタンス、ｌ２は２次漏れインダクタンス、Ｒ２は２次抵抗、Ｓはすべりを用いると次式のような関係となる。
【００１５】
ｘｍ’＝ω・Ｌ１
ｘσ２＝ω・Ｌσ２＝ω・｛（Ｌ１／Ｍ）２・Ｌ２−Ｌ１｝
Ｒ２’＝（Ｌ１／Ｍ）２・Ｒ２
但し、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１，Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２，ω：１次角周波数
ここで、図１の２次回路を図２に示すように直列から並列回路に変形してみる。まず、直列→並列変換の一般式を導出する。並列回路のインピーダンスＺ（ベクトル）は（１）式で表わされる。
【００１６】
【数１】
（１）式より直列回路と並列回路の関係は、（２），（３）式で表わすことができる。
【００１８】
【数２】
【数３】
（２）式と（３）式を割算すると次の関係が得られる。
【００２１】
【数４】
（４）式よりＲ、Ｘは次の（５），（６）式となる。
【００２３】
【数５】
（６）式を（２）式に代入してＲを求めると次のようになる。
【００２５】
【数６】
（５）式を（３）式に代入してＸを求めると次のようになる。
【００２７】
【数７】
（７）式よりＲは次のようになる。
【００２９】
【数８】
（８）式よりＸは次のようになる。
【００３１】
【数９】
上述のように直列→並列変換の結果、図３の等価回路が得られる。図３の等価回路において、Ｌ １ ，Ｘで電流Ｉ ０ ，Ｉ ０１ が９０°遅れるため、Ｒに流れる電流Ｉ２が後述する図４の破線で示すように直交する。このようにインダクタンスと抵抗の回路が並列となった等価回路を導出することにより、電流 Ｉ ０ ，Ｉ ０１ と電流Ｉ ２ が直交関係となる。これによりすべり周波数の条件を容易に導くことが可能となる。ここで、図３よりすべり角周波数ωＳ＝Ｓ・ωの条件を求める。
【００４６】
図３より次の関係がある。
【００４７】
Ｅ１＝ＸＩｏ１＝ＲＩ２、この式に（９），（１１）式を代入して整理すると、（１７）式のようになる。
【００４８】
【数１６】
（１７）式よりωｓは（１８）式の形で表わすこともできる。
【００５０】
【数１７】
図３よりベクトル図を描くと図４のようになる。図４のベクトル図より、１次磁束軸を基準とするｄ−ｑ軸上での１次電圧を求めると、次のようになる。
【００５２】
ｖ１ｄ＝Ｒ１・ｉ１ｄ・・・（１９）
ｖ１ｑ＝Ｅ１＋Ｒ１・ｉ１ｑ＝ωＬ１・Ｉｏ＊＋Ｒ１・ｉｑ・・・（２０）
ｉ１ｄ＝Ｉｏ＊＋Ｉ０１・・・（２１）
ｉ１ｑ＝Ｉ２・・・（２２）
また、すべり角周波数ωＳは（１８）式を用いると、次の（２３）式から求まる。
【００５３】
【数１８】
（１９）式から（２３）式を用いて、速度指令ωｒ＊、励磁電流指令Ｉｏ＊を入力とする制御演算部のブロック図を示すと図５に示す第１実施例のようになる。
【００５５】
図５において、１はωｒ＊とωｓを加算する加算部で、この加算部１でωｒ＊とωｓを加算すると出力に１次角周波数ωが得られる。このωはＩｏ＊と乗算部２で乗算された後、さらにＬ１を乗算して加算部３の１方の入力に与える。加算部３ の他方の入力にはＩＭの電流ｉｕ，ｉｗを３φ−ｄｑ変換部４でｉ１ｄ，ｉ１ｑに変換したｉ１ｑとＲ１の乗算出力が与えられる。これにより加算部３の出力にはｖ１ｑ＊が得られる。また、ｉ１ｄとＲ１を乗算してｖ１ｄ＊を得る。５は偏差部で、プラス入力にはｉ１ｄが、マイナス入力にはＩｏ＊が供給され、その偏差出力は割算部６ に与えられる。割算部６にはｉ１ｑが与えられて割算され、その出力がＲ２’／Ｌσ２と乗算されてその出力にωｓを得る。
【００５６】
上記のように構成された制御演算部は図６に示すインバータを含めた全体構成図の符号１０で示す部分に用いられる。図６において、１１は制御演算部１０から出力されるｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊およびωが供給されるＰＷＭ回路で、このＰＷＭ回路１１はｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊およびωにより出力にＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号によりインバータ１２が制御される。これによりＩＭ１３のオートトルクブースト制御とすべり補償制御が行われる。図６中、１４はコンバータ、１５は電解コンデンサ、１６は変流器である。
【００５７】
次に第２実施例について述べる。第２実施例は１次電圧を基準軸としたときの制御方法で、この方法は現在出力している１次電圧Ｖ１を基準にして、そのとき流れている１次電流Ｉ１の１次電圧基準軸γ−δでの各成分ｉ１γ，ｉ１δを検出するもので、図７はγ−δ軸のベクトル図である。検出した１次電流を用いて、１次磁束を一定に保つために必要な電圧Ｖ１ ＝ｖ１γは次の（２４）式から求められる。
【００５８】
【数１９】
次にωｓ算出のために│Ｉｏ１│，│Ｉ２│（Ｉｏ１，Ｉ２ともベクトル）を求める。まず、γ軸とＩ１（ベクトル）のなる角をφ，γ軸とＩｏ（ベクトル）のなす角をψとすると、ψ，φ，Ｉ１は次式のようになる。
【００６０】
【数２０】
（２５）〜（２７）式を用いてＩｏ１，Ｉ２を求めると次式のようになる。
【００６２】
Ｉ０１＝Ｉ１ｃｏｓ（ψ−φ）−Ｉｏ＊・・・（２８）
Ｉ２＝Ｉ１ｓｉｎ（ψ−φ）・・・（２９）
（２８），（２９）式を用いてωＳを（１８）式より求める。ωＳを求めた後、（２４）〜（２９）式を用いて、速度指令ωｒ＊、励磁電流指令Ｉｏ＊を入力とする制御演算部の構成を図８に示す。図８において、２０はωｒ＊とωＳとを加算する加算部で、この加算部２０の出力には、１次角周波数ωが得られる。このωとＩｏ＊は（２４）式の演算を行うＶ１演算部２１に入力される。２２は（１８），（２５）〜（２９）式の演算を行うωｓ演算部、２３は３φ−γδ変換部２３である。３φ−γδ変換部２３は、ＩＭの電流ｉｕ，ｉｗを３φ−γδ変換して出力にｉ１γ，ｉ１δを得るもので、この出力ｉ１γ，ｉ１δはＶ１演算部２１およびωＳ演算部２２に供給される。ωＳ演算部２２に得られたωｓは加算部２０に供給される。
【００６３】
上記のように構成された制御演算部は前記実施例と同様にインバータを含めた全体構成図として示す図９の符号３０で示す部分に用いられる。前記図６と異なる点はＰＷＭ回路１１に入力される値がＶ１とωになったことだけで、残りの部分は図６と同一である。
【００６４】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、１次電流を検出することにより、Ｖ／ｆパターンを負荷に適合するように自動的に調整してトルクブースト制御を行って、トルク特性の向上を図ることができるとともに、１次電流より、容易にすべり周波数を算出することができるので、すべり補償が可能となり、これにより、センサレス速度制御を容易に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の原理を述べるための誘導電動機の非対称Ｔ−２形等価回路である。
【図２】直列並列変換回路を説明する説明図である。
【図３】非対称Ｔ−２形等価回路の変形回路図である。
【図４】１次磁束軸を基準とするｄ−ｑ軸上での１次電圧を求めるベクトル図である。
【図５】この発明の第１実施例を示す制御演算部のブロック図である。
【図６】第１実施例を適用したこの発明の全体構成図である。
【図７】１次電圧基準軸γ−δでの各成分を検出するベクトル図である。
【図８】この発明の第２実施例を示す制御演算部のブロック図である。
【図９】第２実施例を適用したこの発明の全体構成図である。
【図１０】誘導電動機の対称Ｔ形等価回路図である。
【図１１】誘導電動機を磁束一定制御を行うためのＶ／ｆパターン図である。
【符号の説明】
１，３，２０…加算部
２…乗算部
５…偏差部
６…割算部
２１…Ｖ１演算部
２２…ωｓ演算部
１０，３０…制御演算部
１１…ＰＷＭ回路
Claims (1)
- インバータに接続された誘導電動機を磁束一定で速度制御するものにおいて、
誘導電動機の回転数指令ωｒ＊と励磁電流指令Ｉ０＊および誘導電動機の１次電流を演算部に入力し、この演算部にて、１次電流から１次磁束を基準軸とするｄ−ｑ軸上の各電流成分ｉ１ｄ，ｉ１ｑを算出し、すべり角周波数ωＳを、モータ定数である二次抵抗Ｒ２’と漏れインダクタンスＬσ２とＩ０＊、ｉ１ｄ，ｉ１ｑを式（３０）を用いて求め、
次にω，ｉ１ｄ，ｉ１ｑ，Ｉ０＊，一次抵抗Ｒ１および励磁インダクタンスＭと１次漏れインダクタンスｌ １ の和から得られる１次インダクタンスＬ１を用いて、
ｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊を、ｖ１ｄ＊＝Ｒ１・ｉ１ｄから求め、
ｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊を、ｖ１ｑ＊＝ωＬ１・Ｉ０＊＋Ｒ１ｉ１ｑから求めて、インバータの自動トルクブースト制御を行い、
電圧成分ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊と１次角周波数ωによりＰＷＭ指令を発生させ、前記自動トルクブースト制御によりＶ／ｆパターンを誘導電動機に適合するように自動的に調整するとともに、前記すべり補償制御も併用するようにしたことを特徴とするインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10577193A JP3555965B2 (ja) | 1993-05-07 | 1993-05-07 | インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10577193A JP3555965B2 (ja) | 1993-05-07 | 1993-05-07 | インバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06319290A JPH06319290A (ja) | 1994-11-15 |
| JP3555965B2 true JP3555965B2 (ja) | 2004-08-18 |
Family
ID=14416435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10577193A Expired - Lifetime JP3555965B2 (ja) | 1993-05-07 | 1993-05-07 | インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3555965B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3944955B2 (ja) * | 1997-07-02 | 2007-07-18 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機の誘導起電力推定方法、速度推定方法、軸ずれ補正方法及び誘導電動機制御装置 |
| CN109768749A (zh) * | 2019-03-25 | 2019-05-17 | 中车青岛四方车辆研究所有限公司 | 三相异步电机转子时间常数实时校正方法 |
-
1993
- 1993-05-07 JP JP10577193A patent/JP3555965B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06319290A (ja) | 1994-11-15 |
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