MXPA05004391A

MXPA05004391A - Correccion para diferencias entre las respuestas de canal de enlace descendente y de enlace ascendente.

Info

Publication number: MXPA05004391A
Application number: MXPA05004391A
Authority: MX
Inventors: J Walton Rodney
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-10-25
Filing date: 2003-10-24
Publication date: 2005-07-26
Also published as: BR0315538A; CN1751484B; EP2357769B1; JP5528867B2; TWI363515B; CA2502801A1; AU2003287293C1; EP2166688A2; US8134976B2; CN1751484A; AU2003287293A1; AU2003287293B2; WO2004039022A3; EP1557017B1; TW200417176A; US8750151B2; JP2006504336A; EP2357769A3; EP2166688B1; US20120176928A1

Abstract

En una modalidad, se transmiten senales piloto en los canales de enlace descendente y enlace ascendente y se utilizan para obtener estimaciones de las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente, respectivamente. Despues se determinan dos conjuntos de factores de correccion tomando como base las estimaciones de respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente. Se forma un canal calibrado de enlace descendente utilizando un primer conjunto de factores de correccion para el canal de enlace descendente, y se forma un canal calibrado de enlace ascendente utilizando un segundo conjunto de factores de correccion para el canal de enlace ascendente. El primero y segundo conjuntos de factores de correccion se pueden determinar utilizando un calculo del cociente de la matriz o un calculo de error minimo del cuadrado de la media (MMSE). La calibracion se puede efectuar en tiempo real tomando como base la transmision por aire.

Description

CORRECCIÓN PARA DIFERENCIAS ENTRE LAS RESPUESTAS DE CANAL DE ENLACE DESCENDENTE Y DE ENLACE ASCENDENTE CAMPO DE LA INVENCION La presente invención se refiere en términos generales a la comunicación, y de manera más especifica a técnicas para calibrar las respuestas del canal de enlace descendente y de enlace ascendente en un sistema de comunicación duplexada por división de tiempo (TDD por sus siglas en inglés) .

ANTECEDENTES DE LA INVENCION En un sistema de comunicación inalámbrica, la transmisión de datos entre un punto de acceso y una terminal de usuario ocurre a través de un canal inalámbrico. Dependiendo del diseño del sistema, se pueden utilizar las mismas bandas de frecuencia o bandas de frecuencia diferentes para el enlace descendente y para el enlace ascendente. El enlace descendente (o enlace de ida) se refiere a la transmisión desde el punto de acceso hacia la terminal de usuario, y el enlace ascendente (o enlace de retorno) se refiere a la transmisión desde la terminal de usuario hacia el punto de acceso. Si están disponibles dos bandas de frecuencia, entonces el enlace descendente y el enlace ascendente se pueden transmitir en bandas de frecuencia separadas utilizando duplexación (duplexing) por división de frecuencia (FDD por sus siglas en inglés) . Si sólo está disponible una banda de frecuencia, entonces el enlace descendente y el enlace ascendente pueden compartir la misma banda de frecuencia utilizando duplexación por división de tiempo (TDD) . Para lograr un alto desempeño, con frecuencia es necesario conocer la respuesta de frecuencia del canal inalámbrico. Por ejemplo, el punto de acceso podría necesitar la respuesta del canal de enlace descendente para efectuar el procesamiento espacial (descrito más adelante) para la transmisión de datos de enlace descendente hacia la terminal del usuario. La terminal del usuario puede estimar la respuesta del canal de enlace descendente tomando como base una señal piloto transmitida por el punto de acceso. La terminal de usuario podría después enviar la estimación del canal de regreso al punto de acceso para su uso. Para este esquema de estimación de canal, es necesario transmitir una señal piloto en el enlace descendente y se incurre en retrasos y recursos adicionales para enviar la estimación de canal de regreso al punto de acceso. Para un sistema de TDD con una banda de frecuencia compartida, se puede suponer que las respuestas de canal de enlace descendente y de enlace ascendente son reciprocas una con respecto a la otra. Es decir, si H representa una matriz de respuesta de canal desde el arreglo de antena A hacia el arreglo de antena B, entonces un canal reciproco implica que el acoplamiento desde el arreglo B hacia el arreglo A está dado por Hr, en el cual MT indica la transpuesta de la matriz M. Por lo tanto, para un sistema de TDD, se puede estimar la respuesta de canal para un enlace tomando como base una señal piloto enviada en el otro enlace. Por ejemplo, se puede estimar la respuesta del canal de enlace ascendente tomando como base una señal piloto de enlace ascendente, y la transpuesta de la estimación de respuesta del canal de enlace ascendente se puede utilizar como un estimado de la respuesta del canal de enlace descendente. Sin embargo, las respuestas de frecuencia de las cadenas de transmisión y de recepción en el punto de acceso típicamente son diferentes de las respuestas de frecuencia de las cadenas de transmisión y de recepción en la terminal de usuario. En particular, las respuestas de frecuencia de las cadenas de transmisión/recepción utilizadas para la transmisión del enlace ascendente pueden ser diferentes de las respuestas de frecuencia de las cadenas de transmisión/recepción utilizadas para la transmisión de enlace descendente. La respuesta de canal de enlace descendente "efectiva" (es decir, que incluya las cadenas de transmisión/recepción) podrían entonces ser diferentes del recíproco de la respuesta de canal de enlace ascendente efectiva debido a las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción (es decir, las respuestas de canal efectivas no son recíprocas) . Si se utiliza el recíproco de la estimación de respuesta de canal obtenido para un enlace para el procesamiento espacial en el otro enlace, entonces cualquier diferencia en la respuestas de frecuencia de las cadenas de transmisión/recepción podría representar error que, si no se determina y se toma en consideración, podría degradar el desempeño. Existe, por lo tanto, una necesidad en el campo respecto a técnicas para calibrar los canales de enlace descendente y de enlace ascendente en un sistema de comunicación de TDD.

BREVE DESCRIPCION DE LA INVENCION En la presente invención se proveen técnicas para calibrar los canales de enlace descendente y enlace ascendente para dar razón de las diferencias en la respuestas de frecuencia de las cadenas de transmisión y recepción en el punto de acceso y en la terminal de usuario. Después de la calibración, se puede utilizar un estimado de la respuesta de canal obtenido para un enlace para obtener un estimado de la respuesta de canal para el otro enlace. Esto puede entonces simplificar la estimación de canal y el procesamiento espacial. En una modalidad, se provee un método para calibrar los canales de enlace descendente y de enlace ascendente en un sistema de comunicación de entrada múltiple salida múltiple (MIMO) de TDD inalámbrico. De conformidad con el método, se transmite una señal piloto en el canal de enlace ascendente y se utiliza para obtener un estimado de la respuesta del canal de enlace ascendente. También se transmite una señal piloto en el canal de enlace descendente y se utiliza para obtener un estimado de la respuesta del canal de enlace descendente. Después se determinan dos conjuntos de factores de corrección tomando como base los estimados de las respuestas de canal del enlace descendente y del enlace ascendente. Se forma un canal de enlace descendente calibrado utilizando un primer conjunto de factores de corrección para el canal del enlace descendente, y se forma un canal de enlace ascendente calibrado utilizando un segundo conjunto de factores de corrección para el canal de enlace ascendente. Los factores de corrección apropiados serán utilizados en el transmisor respectivo para los canales de enlace descendente y de enlace ascendente. Las respuestas de los canales de enlace descendente y enlace ascendente calibrados son aproximadamente reciprocas debido a los dos conjuntos de factores de corrección. Se pueden determinar el primero y segundo conjuntos de factores de corrección utilizando un cálculo del cociente de la matriz o un cálculo de error mínimo del cuadrado de la media (MMSE por sus siglas en inglés) , como se describe más adelante. La calibración se puede efectuar en tiempo real tomando como base la transmisión a través del aire. Cada terminal de usuario en el sistema puede obtener el segundo conjunto de factores de corrección para su propio uso. El primer conjunto de factores de corrección para el punto de acceso puede ser obtenido por terminales de usuario múltiples. Para un sistema de multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFD por sus siglas en inglés) , se pude efectuar la calibración para un primer conjunto de sub-bandas para obtener dos conjuntos de factores de corrección para cada sub-banda en el conjunto. Se pueden interpolar factores de corrección para otras sub-bandas "sin calibrar" tomando como base los factores de corrección obtenidos para las sub-bandas "calibradas" . Más adelante se describen con mayor detalle diversos aspectos y modalidades de la invención.

BREVE DESCRIPCION DE LAS FIGURAS Las características, naturaleza, y ventajas de la presente invención serán más evidentes a partir de la descripción detallada indicada más adelante tomada en conjunto con las figuras en las cuales caracteres de referencia similares identifican en forma correspondiente a través de las mismas y en las cuales : La figura 1 muestra las cadenas de transmisión y recepción en un punto de acceso y en una terminal de usuario en un sistema de MIMO. La figura 2 ilustra la aplicación de factores de corrección para dar razón de las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso y en la terminal de usuario. La figura 3 muestra un procedimiento para calibrar las respuestas del canal de enlace descendente y de enlace ascendente en un sistema de MIMO-OFDM de TDD. La figura 4 muestra un procedimiento para obtener los estimados de los vectores de corrección a partir de los estimados de la respuesta de canal descendente y de canal ascendente. La figura 5 es un diagrama de bloques del punto de acceso y de la terminal de usuario; y La figura 6 es un diagrama de bloques de un procesador espacial de tipo TX .

DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION Las técnicas de calibración descritas en la presente invención se pueden utilizar para diversos sistemas de comunicación inalámbricos. Asimismo, estas técnicas se pueden utilizar para sistemas de entrada individual salida individual (SISO por sus siglas en inglés), sistemas de entrada múltiple salida individual (MISO por sus siglas en inglés), sistemas de entrada individual salida múltiple (SIMO por sus siglas en inglés) , y sistemas de entrada múltiple salida múltiple (MIMO) . Un sistema de MIMO utiliza antenas de transmisión múltiples {NT) y antenas de recepción múltiples (NR) para la transmisión de datos. Un canal de MIMO formado por las antenas de transmisión NT y de recepción NR se puede descomponer en Ns canales independientes, con Ns = min { NTr NR) . Cada uno de los Ns canales independientes también es conocido como un sub-canal espacial o un eigenmodo del canal de MIMO y corresponde a una dimensión. El sistema de MIMO puede proveer desempeño mejorado (por ejemplo, capacidad incrementada de transmisión) si se utilizan las dimensionalidades adicionales creadas por las antenas múltiples de transmisión y recepción. Esto típicamente requiere una estimación exacta de la respuesta del canal entre el transmisor y el receptor. La figura 1 muestra un diagrama de bloques de las cadenas de transmisión y recepción en un punto de acceso 102 y una terminal de usuario 104 en un sistema de MIMO. Para este sistema, el enlace descendente y el enlace ascendente comparten la misma banda de frecuencia en una manera duplexada por división de tiempo.

Para el enlace descendente, en el punto de acceso 102, los símbolos (indicados por un vector "de transmisión" dn) son procesados por una cadena de transmisión (TMTR) 114 y se transmiten desde las antenas Nap 116 a través de un canal inalámbrico. En la terminal de usuario 104, las señales de enlace descendente son recibidas por las antenas Nu t 152 y son procesadas por una cadena de recepción (RCVR) 154 para proveer los símbolos recibidos (indicados por un vector "de recepción" rdn) . El procesamiento por parte de la cadena de transmisión 114 típicamente incluye conversión digital a analógica, amplificación, filtración, conversión positiva de frecuencia, etcétera. El procesamiento por parte de la cadena de recepción 154 típicamente incluye conversión negativa de frecuencia, amplificación, filtración, conversión analógica a digital, etcétera. Para el enlace ascendente, en la terminal de usuario 104, los símbolos (indicados por el vector de transmisión xup) son procesados por una cadena de transmisión 164 y son transmitidos desde las antenas Nu C 152 a través del canal inalámbrico. En el punto de acceso 102, las señales de enlace ascendente son recibidas por las antenas Nap 116 y son procesadas por una cadena de recepción 124 para proveer los símbolos recibidos (indicados por el vector de recepción rup) . Para el enlace descendente, el vector de recepción en la terminal de usuario se puede expresar como : JTdn = RutH aD tjn, Ec. (1) en la cual Xdn es el vector de transmisión con Nap entradas para los símbolos transmitidos desde las Nap antenas en el punto de acceso; rdn es el vector de recepción con JVut entradas para los símbolos recibidos en las Wut antenas en la terminal del usuario; Tap es una matriz diagonal Np x Nap con entradas para las ganancias complejas asociadas con la cadena de transmisión para las Nap antenas en el punto de acceso; Rut es una matriz diagonal Nut x Nut con entradas para las ganancias complejas asociadas con la cadena de recepción para las Nut antenas en la terminal de usuario; y H es una matriz de respuesta de canal Nut x Nap para el enlace descendente. Las respuestas de las cadenas de transmisión/recepción y el canal inalámbrico son típicamente una función de la frecuencia. Por cuestiones de simplificación, se considera un canal de desvanecimiento plano (es decir, con una respuesta de frecuencia plana) . Para el enlace ascendente, el vector de recepción en el punto de acceso se puede expresar como : Ec. (2) en la cual up es el vector de transmisión para los símbolos transmitidos desde las Nut antenas en la terminal de usuario; rup es el vector de recepción para los símbolos recibidos en las Nap antenas en el punto de acceso; Tut es una matriz diagonal Nut x Nut con entradas para las ganancias complejas asociadas con la cadena de transmisión para las Nut antenas en la terminal de usuario; Rap es una matriz diagonal Nap x Nap con entradas para las ganancias complejas asociadas con la cadena de recepción para las Nap antenas en el punto de acceso; y HT es una matriz de respuesta de canal Nap x Nut para el enlace ascendente. Para un sistema de TDD, debido a que el enlace descendente y el enlace ascendente comparten la misma banda de frecuencia, normalmente existe un alto grado de correlación entre las respuestas de canal del enlace descendente y del enlace ascendente. Por lo tanto, se puede considerar que las matrices de respuesta del canal del enlace descendente y del enlace ascendente son reciprocas (es decir, transpuestas) una con respecto a la otra y se indican como H y Hr, respecti amente, como se muestra en las ecuaciones (1) y (2) . Sin embargo, las respuestas de las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso típicamente no son iguales a las respuestas de las cadenas de transmisión/recepción en la terminal de usuario. Entonces, las diferencias dan como resultado la siguiente desigualdad: RapHrTut ? (RutHTap) T. A partir de las ecuaciones (1) y (2) , las respuestas de canal del enlace descendente y del enlace ascendente, Hdn y Hup, las cuales incluyen las respuestas de las cadenas de transmisión y de recepción aplicables, se pueden expresar como: Combinando las dos ecuaciones en el conjunto de ecuaciones (3), se puede obtener la siguiente relación: Reordenando la ecuación (4) , se obtiene lo siguiente : utRut Hjn ap Rap ó Hup = (KutHdnKap) r EC . (5) -1 -1 en las cuales Kut = TutRut y Kap = Tap Rap . La ecuación (5) también se puede expresar como: HupKut = (HdnKap) G· EC . (6) El lado izquierdo de la ecuación (6) representa la respuesta de canal calibrada en el enlace ascendente, y el lado derecho representa la transpuesta de la respuesta de canal calibrada en el enlace descendente. La aplicación de las matrices diagonales, Kut y Kap/ a las respuestas efectivas de canal del enlace descendente y del enlace ascendente, como se muestra en la ecuación (6) , permite que las respuestas de canal calibradas para el enlace descendente y el enlace ascendente se puedan expresar como las transpuestas una de la otra. La matriz diagonal (Nap x Nap) Kap para el punto de acceso es el cociente de la respuesta de la cadena de recepción Rap con respecto a la respuesta de la cadena de transmisión Tap (es decir, Kap = Rap Tap ) en la cual el cociente se toma elemento por elemento. De igual manera, la matriz diagonal (Nut x Nut) Kut para la terminal de usuario es el cociente de la respuesta de la cadena de recepción Rut con respecto a la respuesta de la cadena de transmisión ut . Las matrices Kap y Kut incluyen valores que pueden dar razón de las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso y la terminal de usuario. Esto podría permitir después que la respuesta de canal para un enlace pueda expresarse mediante la respuesta de canal para el otro enlace, como se muestra en la ecuación (6) . Se puede efectuar la calibración para determinar las matrices Kap y Kut. Típicamente, no se conocen la respuesta de canal verdadera H ni las repuestas de las cadenas de transmisión/recepción y éstas tampoco se pueden establecer fácilmente o de manera exacta. En cambio, se pueden estimar las respuestas de canal de enlace descendente y de enlace ascendente, Hdn y 5."? ' tomando como base señales piloto enviadas en el enlace descendente y en el enlace ascendente, respectivamente, como se describe más adelante. Las estimaciones de las matrices Kap y Kut, a las cuales se hace referencia como matrices de ? ? corrección Kap y Kut , se pueden obtener después tomando como base los estimados de respuesta del canal de enlace descendente y de enlace ascendente, Sdn y Hup, como se ? ? describe más adelante. Las matrices Kap y Kut incluyen factores de corrección que pueden dar razón de las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso y en la terminal de usuario.

La figura 2 ilustra la aplicación de las ? ? matrices de corrección Kap y Ku t / para dar razón de las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso y la terminal de usuario. En el enlace descendente, una unidad 112 multiplica primero ? el vector de transmisión xdn con la matriz Ka p . El procesamiento subsiguiente por parte de la cadena de transmisión 114 y la cadena de recepción 154 para el enlace descendente es el mismo que se muestra en la figura 1. De igual manera, en el enlace ascendente, una unidad 162 multiplica primero el vector de transmisión A xup con la matriz Ku t . De nuevo, el procesamiento subsiguiente por parte de la cadena de transmisión 164 y la cadena de recepción 124 para el enlace ascendente es el mismo que se muestra en la figura 1. Las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente "calibradas" observadas por la terminal de usuario y el punto de acceso, respectivamente, se pueden expresar después como: ? ? Hc d n = HdníSap y Hcup = Hu p Kut ' E . (7) T en las cuales Hcdn y Hcu p son las estimaciones de las expresiones de respuesta de canal calibrada "verdadera" en la ecuación (6) . Combinando las dos ecuaciones en el conjunto de ecuaciones (7) utilizando la expresión en T la ecuación (6), se puede demostrar que Hc u p ¾ í_cdn . La t exactitud de la relación HCUp ¾ Hcdn depende de la exactitud ? ? de las matrices Kap y Kut , la que a su vez depende típicamente de la calidad de las estimaciones de respuesta de canal de enlace descendente y enlace ascendente, Hdn y Hup. Como se mostró anteriormente, se puede efectuar la calibración en un sistema de TDD para determinar las diferencias en las respuestas de las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso y la terminal de usuario, y para dar razón de las diferencias. Una vez que se calibran las cadenas de transmisión/recepción, se puede utilizar una estimación de respuesta de canal calibrada obtenida para un enlace (por ejemplo, Hcdn) para determinar un estimado de la respuesta de canal calibrada para el otro enlace (por ejemplo, Hcup) . Las técnicas de calibración descritas en la presente invención también se pueden utilizar para sistemas de comunicación inalámbrica que emplean OFDM. OFDM divide efectivamente la anchura de banda del sistema total en un número de (NF) sub-bandas ortogonales, las cuales también son conocidas como bandejas de frecuencia o sub-canales. Con OFDM, cada sub-banda se asocia con una sub-portadora respectiva después de lo cual se pueden modular los datos. Para un sistema de MIMO que utilice OFDM (es decir, un sistema de MIMO-OFDM) , cada sub-banda de cada eigenmodo puede ser observada como un canal de transmisión independiente. La calibración se puede efectuar en diversas maneras. Por cuestiones de claridad, más adelante se describe un esquema de calibración especifico para un sistema de MIMO-OFDM de TDD. Para este sistema, se puede considerar que cada sub-banda del enlace inalámbrico es reciproca. La figura 3 es un diagrama de flujo de una modalidad de un procedimiento 300 para calibrar las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente en el sistema de MIMO-OFDM de TDD. Inícialmente , la terminal de usuario adquiere la sincronización y frecuencia del punto de acceso utilizando procedimientos de adquisición definidos para el sistema (paso 310) . La terminal de usuario puede enviar después un mensaje para iniciar la calibración con el punto de acceso, o el punto de acceso puede iniciar la calibración. El punto de acceso puede efectuar la calibración en paralelo con el reg i s t ro / aut en t i f icac i ón de la terminal usuario (por ejemplo durante el establecimiento de llamada) y también se puede efectuar cada vez que se justifique.

Se puede efectuar la calibración para todas las sub-bandas que pudieran ser utilizadas para la transmisión de datos (las cuales son conocidas como sub-bandas de "datos") . Las sub-bandas no utilizadas para la transmisión de datos (por ejemplo, las sub-bandas de guardia) típicamente no necesitan ser calibradas. Sin embargo, debido a que las respuestas de frecuencia de las cadenas de t ransmi s i ón / re cepc ión en el punto de acceso y la terminal de usuario típicamente son planas con respecto a la mayoría de la banda de interés, y debido a que es probable que las sub-bandas adyacentes estén correlacionadas, se puede efectuar la calibración únicamente para un subconjunto de las sub-bandas de datos. Si se calibra una cantidad menor a la de todas las sub-bandas de datos, entonces las sub-bandas que serán calibradas (las cuales son conocidas como las sub-bandas "designadas") se pueden señalizar al punto de acceso (por ejemplo, en el mensaje enviado para iniciar la calibración) . Para la calibración, la terminal de usuario transmite una señal piloto de MIMO en las sub-bandas designadas hacia el punto de acceso (paso 312) . La generación de la señal piloto de MIMO se describe con detalle más adelante. La duración de la transmisión de señal piloto de MIMO de enlace ascendente puede depender del número de sub-bandas designadas. Por ejemplo, pueden ser suficientes 8 símbolos de OFDM si la calibración se efectúa para cuatro sub-bandas, y podrían ser necesarios más símbolos de OFDM (por ejemplo 20) para más sub-bandas. La potencia de transmisión total típicamente es fija, de manera tal que si la señal piloto de MIMO se transmite en un número pequeño de sub-bandas, entonces se podrían utilizar cantidades más altas de potencia de transmisión para cada una de estas sub-bandas y la SNR para cada sub-banda es alta. Por el contrario, si la señal piloto de MIMO se transmite en un número grande de sub-bandas, entonces se pueden utilizar cantidades más pequeñas de potencia de transmisión para cada sub-banda y la SNR para cada sub-banda se empeora. Si la SNR de cada sub-banda no es lo suficientemente alta, entonces se podrían enviar más símbolos OFDM para la señal piloto de MIMO e integrar en el receptor para obtener una SNR global más alta para la sub-banda. El punto de acceso recibe la señal piloto de MIMO de enlace ascendente y deriva un estimado de la respuesta de canal de enlace ascendente, Hup(J ) , para cada una de las sub-bandas designadas, en la cual k representa el índice de sub-banda. La estimación de canal basada en la señal piloto de MIMO se describe más adelante. Las estimaciones de respuesta de canal de enlace ascendente se cuantifican y envían hacia la terminal de usuario (paso 314) . Las entradas en cada matriz Hup( ") son ganancias de canal complejas entre las Nu t antenas de transmisión y las N3p antenas de recepción para el enlace ascendente para la Ar-ésima sub-banda. Las ganancias de canal para todas las matrices se pueden escalar utilizando un factor de escalamiento particular, el cual es común a través de todas las sub-bandas designadas, para obtener el intervalo dinámico deseado. Por ejemplo, las ganancias de canal en cada matriz ?_??( ) se pueden escalar en forma inversa mediante la ganancia de canal más grande para todas las matrices ? ?( ) para las sub-bandas designadas de manera tal que la ganancia de canal más grande sea de magnitud uno. Debido a que el objetivo de la calibración es normalizar la diferencia de ganancia/fase entre el enlace descendente y enlace ascendente, las ganancias de canal absolutas no son importantes. Si se utilizan valores complejos de 12 bits (es decir, con componentes en fase (I) de 12 bits y de cuadratura (Q) de 12 bits) para las ganancias de canal, entonces se pueden enviar las estimaciones de respuesta de canal de enlace descendente a la terminal de usuario en 3 ¦ Nut · Nap · Nsb bytes, en la cual "3" es para los 24 bits totales utilizados para representar los componentes I y Q y Nsb es el número de sub-bandas designadas. La terminal de usuario también recibe una señal piloto de MIMO de enlace descendente transmitida por el punto de acceso (paso 316) y deriva un estimado de la respuesta de canal de enlace descendente, Kdn{k) , para cada una de las sub-bandas designadas tomando como base la señal piloto recibida (paso 318) . La terminal de usuario determina después los factores ? ? de corrección, Kap[k) y Kut(k) , para cada una de las sub-bandas designadas tomando como base los estimados de respuesta de canal de enlace ascendente y enlace descendente, Hup( c) y Hdn(Jí) (paso 320) . Para la derivación de los factores de corrección, se hace la suposición que las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente para cada sub-banda son reciprocas, con correcciones de ganancia/fase para dar razón de las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción en el punto de acceso y en la terminal de usuario, de la siguiente manera : Hup(J )Kut(J ) = (Hdn )Kap(k) ) r, para keK, Ec. (8) en la cual K representa un conjunto con todas las sub-bandas de datos. Debido a que están disponibles únicamente los estimados de las respuestas efectivas de canal de enlace descendente y enlace ascendente para las sub-bandas designadas durante la calibración, la ecuación (8) se puede volver a escribir como: Hup )Kut (k) = (Hdn(^)Kap [k) ) r, para keK' , Ec. (9) en la cual K' representa un conjunto con todas las sub-bandas designadas. Se puede definir un vector de ? corrección kut(^r) para que incluya únicamente los Nut ? elementos diagonales de Kut(A'). De igual manera, se ? puede definir un vector de corrección kap(J ) para que incluya únicamente los Nap elementos diagonales ? ? Los factores de corrección Kap(k) y Kut(Jc) se pueden derivar de diversas maneras a partir de los estimados Hdn(Jc) y Üup(k) , incluyendo mediante un cálculo del cociente de la matriz y un cálculo del error mínimo del cuadrado de la media (MMSE) . Ambos métodos de cálculo se describen con mayor detalle más adelante. También se pueden utilizar otros métodos de cálculo, y esto está dentro del campo de la invención.

A. Cálculo del cociente de la matriz La figura 4 es un diagrama de flujo de una modalidad de un procedimiento 320a para obtener los ? ? vectores de corrección kut(A-) y kap( ) a partir de los estimados de respuesta de canal de enlace descendente y enlace ascendente Üup { k) y Üdn ( k) utilizando el cálculo del cociente de la matriz. El procedimiento 320a se puede utilizar para el paso 320 en la figura 3. Inicialmente, se calcula una matriz C{k) (Nut x Nap) para cada sub-banda designada (paso 412) , de la siguiente manera: ? T HuP ( k) (^) ="? ' Para k e K' Ec. (lO) Hdn ( k) en la cual el cociente se toma elemento por elemento. Cada elemento de C[k)se puede calcular por lo tanto como : ? clrj = ? ? 'J — , para i={l...Nut) y j={l...Nap) Ec. (ll) dni,j (k) A A en la cual hupirj {k) y hánirj [k) son los (i , j) -ésimos elementos ? T (hilera, columna) de Hup( c) y Hdn ( k) , respectivamente, y c±tj { k) es el (i/j)-ésimo elemento de C( k) . En una modalidad, el vector de corrección para ? el punto de acceso, kap( r) , se define para que sea igual a la media de las hileras normalizadas de ( k) y se deriva mediante los pasos en el bloque 420. cada hilera de C( k) se normaliza primero escalando cada uno de los Nap elementos en la hilera con el primer elemento en la hilera (paso ¦ 422) . Por lo tanto, si , (Je) = [Citl{k) . .. Ci,Nap(k) ~\ ss la i-ésima hilera de C_{k) , entonces la hilera normalizada Ci(Jc) se puede expresar como: £i(Jc) = [c.^^/c^^)...^,.^)/^^:)...^^^)/^^^) ] ¦ Ec. (12) Después se determina la media de las hileras normalizadas como la sumatoria de las hileras normalizadas Nut divididas entre Nut (paso 424) . El vector de corrección kap(Jc) se iguala a esta media (paso 426) , lo cual se puede expresar como: 1 ^ ~ kap ( e) = 2^ £i ( ) , para k = K' . Ec. ( 13) Debido a la normalización, el primer elemento de kap(Jí) es la unidad. En una modalidad, el vector de corrección para la terminal de usuario, kut(^) ,se define de manera tal que sea igual a la media de los inversos de las columnas normalizadas de C(k) y se deriva utilizando los pasos en el bloque 430. La j-ésima columna de C_[k) se normaliza primero escalando cada elemento en la columna con el -ésimo elemento del vector ílap(^), el cual se indica como KaP/jrj(k) (paso 432) . Por lo tanto, si c [k] = [Ci,j (k) . . . cNutrj (k) ] T es la j-ésima columna de C(k) , entonces la columna normalizada O (k) se puede expresar como: cj ) Ec. (14) La media de los inversos de las columnas normalizadas se determina después como la sumatoria de los inversos de las Nap columnas normalizadas divididas entre N¿¡P (paso 434) . El vector de corrección kut(i se iguala a esta media (paso 436) , lo cual se puede expresar como: kut(A-) = * V . 1 , para k s K, Ec. (15) Nap i=i £j ?^) en la que la inversión de las columnas normalizadas, [k) se efectúa elemento por elemento.

B. Cálculo de MSE Para el cálculo de MMSE, se obtienen los ? ? factores de corrección Kap W Kut( ) a partir de los estimados de respuesta de canal de enlace descendente y enlace ascendente Hdn(A-) y Hup(A-) de manera tal que se lleve al mínimo el error del cuadrado de la media (MSE) entre la respuesta calibrada de canal de enlace descendente y la respuesta calibrada de canal de enlace ascendente. Esta condición se puede expresar como : min | Hdn (k) Kap (k)) T - Hup ) Kut W i , para ksK, Ec. (16) la cual también se puede escribir como: T min | KaP ) Hdn [k) - ñap { k)Kat { k) ~ f para k(=K, T en la cual ap(^) = Kñp(k) debido a que Kap(^) es una matriz diagonal . La ecuación 16 está sujeta a la restricción que el elemento guia Kap{k) se iguala a la unidad (es decir , Kap,o,o (k)= 1) . Sin esta restricción, se obtendría la solución trivial con todos los elementos de las matrices Kap{k) y Kut{k) igualados a cero. En la ecuación 16, primero se obtiene una matriz Y_(k) como: Y ) = Kap(c) Hdn W - Hup[k)Kut(k) . El cuadrado del valor absoluto se obtiene después para cada una de las entradas Nap- Nut de la matriz .Y(¿) . El error del cuadrado de la media (o el error al cuadrado, debido a que se omite una división entre ap ' -Vu t ) se iguala después a la sumatoria de todos los valores ???· Nut al cuadrado. El cálculo de MMSE se efectúa para cada sub-banda designada para obtener los factores de corrección Kap(k) y Kut ( ^) para dicha sub-banda. Más adelante se describe el cálculo de MMSE para cada sub-banda. Por cuestiones de simplicidad, se omite el índice de sub-banda, k, en la siguiente descripción. También para simplificar, los elementos de la estimación de respuesta de canal T de enlace descendente Hdn(.Jt) se denotan como {a±j} , los elementos de la estimación de respuesta de canal de enlace ascendente Hup se denotan como {bij} , los elementos diagonales de la matriz Kap se denotan como { u¿ } , y los elementos diagonales de la matriz Kut se denotan como {vj\, en los cuales i={l...Nap) y j = ..Nat) ¦ El error del cuadrado de la media se puede volver a escribir a partir de la ecuación 16, como sigue : MSE =? |¾¾_i¾v ¦ Ec. (17) sujeto de nuevo a la restricción ui = 1. Se puede obtener el mínimo del error del cuadrado de la media tomando las derivadas parciales de la ecuación (17) con respecto a u y v e igualando las derivadas parciales a cero. Los resultados de estas operaciones son los siguientes conjuntos de ecuaciones: =0 , para ie{2...Nap] Ec. (18a) y ¦£>'.,. =0 , para je { 1. . . Nut Ec. (18b) En la ecuación (18a) , ui=l de modo tal que no existe una derivada parcial para este caso, y el índice i corre desde 2 hasta Nap. El conjunto de ecuaciones (Náp + Nut -1) en los conjuntos de ecuaciones (18a) y (18b) se puede expresar de manera más conveniente en forma de matriz, de la siguiente manera: Ay=z , ec. (19) en la cual 0 0 -b21a21 W2 0 0 »v 0 Vl v2 a b La matriz A incluye (Nap + Nut -1) hileras, con las primeras Nap-1 hileras correspondientes a las Náp-1 ecuaciones provenientes del conjunto de ecuaciones (18a) y con las últimas Nuc hileras correspondientes a las Nut ecuaciones provenientes del conjunto de ecuaciones (18b) . En particular, la primera hilera de la matriz A se genera a partir del conjunto de ecuaciones (18a) con i =2, la segunda hilera se genera con i =3, etc. La W¿p-ésima hilera de la matriz A se genera a partir del conjunto de ecuaciones (18b) con j =1, etc, y la última hilera se genera con j = Nut. Como se mostró anteriormente, se pueden obtener las entradas de la matriz A y las entradas del vector z_ tomando como base las entradas ? T en la matrices Hdn y Hup . Los factores de corrección están incluidos en el vector _, el cual se puede obtener como: 2. = h. 1!- Ec. (20) Los resultados del cálculo MMSE son las ? ? matrices de corrección Kap y Kut que reducen al mínimo el error del cuadrado de la media en las respuestas calibradas de canal de enlace descendente y enlace ascendente, como se muestra en la ecuación (16) .

? ? Debido a que las matrices Kap y Kut se obtienen tomando como base los estimados de respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente Hdn y Hup, la ? ? calidad de las matrices de corrección Kap y Kut son por lo tanto, dependientes de la calidad de los estimados de canal Hdn y Hup . La señal piloto de MIMO se puede promediar en el receptor para obtener estimados más exactos para Hdn y Hup . ? ? Las matrices de corrección, Kap y Kut , obtenidas tomando como base el cálculo de MMSE por lo general son mejores que las matrices de corrección obtenidas tomando como base el cálculo del cociente de la matriz, en especial cuando algunas de las ganancias de canal son pequeñas y el ruido de medición puede degradar en gran manera las ganancias del canal.

C. Cálculo posterior Sin tomar en cuenta el método de cálculo particular elegido para ser utilizado, después de concluir el cálculo de las matrices de corrección, la terminal de usuario envía al punto de acceso los vectores ? de corrección para el punto de acceso, kap(¿), para todas las sub-bandas designadas. Si se utilizan valores complejos de 12 bits para cada factor de corrección ? ? en jta p ( k ) , entonces los vectores de corrección kap ( -? para todas las sub-bandas designadas pueden enviarse al punto de acceso en 3- (Nap-1) · Nsb bytes, en la cual "3" es para los 24 bits totales para los componentes I y Q y los ( Nap -1) resultados provenientes del ? primer elemento en cada vector kap(A') son iguales a la unidad y por lo tanto no necesitan ser enviados. Si el primer elemento se establece como 29 -1=+511, entonces están disponibles 12 dB de espacio superior (headroom) (debido a que el valor máximo positivo de 12 bits asignado es 211 - 1 =+ 2047 ) , lo cual podría permitir después el desequilibrio en ganancia de hasta 12 dB entre el enlace descendente y el enlace ascendente sea acomodado por valores de 12 bits. Si el enlace descendente y el enlace ascendente se igualan dentro de 12 dB y el primer elemento se normaliza hasta un valor de 511, entonces los otros elementos deberán no ser mayores de 511-4=2044 en valor absoluto y se pueden representar con 12 bits. Se obtiene un par de vectores de corrección ? ? kapíJ.) y kut (^) para cada sub-banda designada. Si la calibración se efectúa para una cantidad menor que todas las sub-bandas, entonces los factores de corrección para las sub-bandas "sin calibrar" se pueden obtener interpolando los factores de corrección obtenidos para las sub-bandas designadas. La interpolación puede ser efectuada por el punto de ? acceso para obtener los vectores de corrección kap(Jc), para keK. De igual manera, la interpolación puede ser efectuada por la terminal de usuario para obtener los vectores de corrección para keK. Después de esto, el punto de acceso y la terminal de usuario utilizan sus vectores de corrección ? ? respectivos k^A-) y kut(¿) , o las matrices de corrección ? ? correspondientes Kap(^) y í t-fc"), para keK, para escalar los símbolos de modulación antes de la transmisión a través del canal inalámbrico, como se describe más adelante. El canal de enlace descendente efectivo que la terminal de usuario observa podría ser entonces El esquema de calibración antes descrito, en el que se obtiene un vector de factores de corrección para cada uno del punto de acceso y la terminal de usuario, permite que se puedan obtener vectores de corrección "compatibles" para el punto de acceso cuando la calibración es efectuada por terminales de usuario diferentes. Si el punto de acceso ya ha sido calibrado (por ejemplo, por una o más de otras terminales de usuario) , entonces los vectores de corrección actuales pueden ser actualizados con los vectores de corrección recién obtenidos.

Por ejemplo, si dos terminales de usuario ejecutan en forma simultánea el procedimiento de calibración, entonces los resultados de calibración provenientes de estas terminales de usuario se pueden promediar para mejorar el desempeño. Sin embargo, la calibración es efectuada típicamente por una terminal de usuario a la vez. De modo tal que la segunda terminal de usuario observa al enlace descendente con el vector de corrección para la primera terminal de usuario ya aplicado. En este caso, se puede utilizar el producto del segundo vector de corrección con el vector de corrección anterior como el nuevo vector de corrección, o también se puede utilizar una "promediación ponderada" (descrita más adelante) . El punto de acceso típicamente utiliza un solo vector de corrección para todas las terminales de usuario y no unos diferentes para diferentes terminales de usuario (aunque esto también se podría implementar) . Las actualizaciones provenientes de terminales de usuario múltiples o actualizaciones en secuencia provenientes de una terminal de usuario se podrían tratar en una manera similar. Los vectores actualizados se pueden aplicar directamente (mediante una operación de producto) . De manera alternativa, si se desea cierta promediación para reducir el ruido de medición, entonces se puede utilizar la promediación ponderada como se describe más adelante. Por lo tanto, si el punto de acceso utiliza ? vectores de corrección kapl(Jc) para transmitir la señal piloto de MIMO a partir de la cual la terminal de ? usuario determina nuevos vectores de corrección kap2 ( ^ ) , ? entonces los vectores de corrección actualizados kap3(J son el producto de los vectores de corrección nuevos ? ? y actuales. Los vectores de corrección kapl(/r) y kap2(J) y pueden ser obtenidos por terminales de usuario iguales o diferentes. En una modalidad, los vectores de corrección ? ? ? actualizados se definen como kap3(.k) = kapi ( k) · kap2 ( k) , en el cual la multiplicación se efectúa elemento por elemento. En otra modalidad, los vectores de corrección actualizados se pueden volver a definir como: ? ? ?a kap3 ( k ) = kapi ( k) -kap2 ( k) , en la cual a es un factor utilizado para proveer promediación ponderada (por ejemplo. 0<a<1) . Si las actualizaciones de calibración no son frecuentes, entonces a cercano a 1 debe ser el que mejor se desempeñe. Si las actualizaciones de calibración son frecuentes pero con mucho ruido, entonces es mejor un valor más pequeño para a. Los vectores de corrección ? actualizados kap3(A:) pueden ser utilizados por el punto de acceso hasta que estos se actualicen de nuevo. Como se indicó anteriormente, la calibración se puede efectuar para una cantidad menor a la de todas las sub-bandas de datos. Por ejemplo, la calibración se puede efectuar para cada n-ésima sub-banda, en la cual n se puede determinar mediante la respuesta esperada de las cadenas de transmisión/recepción (por ejemplo n puede ser 2, 4, 8, 16, etc) . La calibración también se puede efectuar para sub-bandas distribuidas de manera no uniforme. Por ejemplo, debido a que podría existir una mayor atenuación progresiva del filtro en las orillas de la banda de paso, lo cual podría crear un mayor desequilibrio en las cadenas de transmisión/recepción, se podrían calibrar más sub-bandas cerca de las orillas de la banda. En general, se puede calibrar cualquier número y cualquier distribución de sub-banda, y esto está dentro del campo de la invención. En la descripción anterior, los vectores de ? ? corrección kap(£) y kut(./c) r para ke.K' , son derivados por ? la terminal de usuario, y los vectores kap(J) son enviados de regreso hacia el punto de acceso. Este esquema distribuye en forma conveniente el procesamiento de calibración entre las terminales de usuario para un sistema de acceso múltiple. Sin embargo, los vectores ? ? de corrección kap(.íc) y kut(Jr) también pueden ser derivados por el punto de acceso, el cual podría también enviar ? los vectores kut(Jf) de regreso a la terminal de usuario, y esto está dentro del campo de la invención. El esquema de calibración antes descrito permite que cada terminal de usuario calibre sus cadenas de transmisión/recepción en tiempo real mediante transmisión por aire. Esto permite que terminales de usuario con respuesta de frecuencias diferentes logren un alto rendimiento sin la necesidad de especificaciones de respuesta de frecuencia estrictas o de realizar la calibración en la fabrica. El punto de acceso puede ser calibrado por terminales de usuario múltiples para proveer una exactitud me j orada .

D. Consideraciones de ganancia La calibración se puede realizar tomando como base ganancias "normalizadas" para los canales de enlace descendente y enlace ascendente, las cuales son ganancias dadas con relación al piso de ruido en el receptor. El uso de las ganancias normalizadas permite que se puedan obtener las características de un enlace (incluyendo las ganancias de canal y de SNR por cada eigen-modo) tomando como base mediciones de ganancia para el otro enlace, después de haber calibrado el enlace descendente y el enlace ascendente. El punto de acceso y la terminal de usuario pueden, inicialmente , equilibrar sus niveles de entrada de receptor de manera tal que los niveles de ruido en las trayectorias de recepción para el punto de acceso y la terminal de usuario sean aproximadamente las mismas. La compensación se puede efectuar mediante estimaciones del piso de ruido, es decir, encontrando una sección de un cuadro de TDD recibido (es decir, una unidad de transmisión de enlace descendente/enlace ascendente) que tenga una potencia promedio mínima a través de una duración de tiempo particular (por ejemplo, uno o dos períodos de símbolo) . Por lo general, el tiempo justo antes del inicio de cada cuadro de TDD está libre de transmisiones, debido a que cualesquiera datos de enlace ascendente necesitan ser recibidos por el punto de acceso y después es necesario un tiempo de retorno de recepción/transmisión antes que el punto de acceso transmita sobre el enlace descendente. Dependiendo del entorno de interferencia, se puede determinar el piso de ruido tomando como base un número de cuadros de TDD. Después se miden las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente con relación a este piso de ruido. De manera más especifica, se puede obtener primero la ganancia de canal para una sub-banda determinada de un par de antenas de transmisión/recepción dado, por ejemplo, como la relación de símbolo de señal piloto recibida con respecto al símbolo de señal piloto transmitida para esa sub-banda de dicho par de antenas de transmisión/recepción. La ganancia normalizada es entonces la ganancia medida dividida entre el piso de ruido. Una diferencia grande en las ganancias normalizadas para el punto de acceso y las ganancias normalizadas para la terminal de usuario puede dar como resultado que los factores de corrección para la terminal de usuario difieran en gran manera de la unidad. Los factores de corrección para el punto de acceso son cercanos a la unidad debido a que el ? primer elemento de la matriz K^p se iguala a 1. Si los factores de corrección para la terminal de usuario difieren de gran manera de la unidad, entonces la terminal de usuario podría ser capaz de aplicar los factores de corrección calculados. Esto se debe a que la terminal de usuario tiene una restricción sobre su potencia de transmisión máxima y podría no ser capaz de incrementar su potencia de transmisión para factores de corrección grandes.

Asimismo, por lo general no es deseable una reducción en la potencia de transmisión para factores de corrección pequeños, debido a que esto podría reducir la velocidad de datos obtenible. Por lo tanto, la terminal de usuario puede transmitir utilizando una versión escalada de los factores de corrección calculados. Los factores de calibración escalados se pueden obtener escalando los factores de corrección calculados utilizando un valor de escalamiento particular, el cual se puede igualar a una delta de ganancia (diferencia o relación) entre las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente. Esta delta de ganancia se puede calcular como un promedio de las diferencias (o deltas) entre las ganancias normalizadas para el enlace descendente y el enlace ascendente. El valor de escalamiento (o delta de ganancia) utilizado para los factores de corrección para la terminal de usuario se puede enviar al punto de acceso junto con los factores de corrección calculados para el punto de acceso . Con los factores de corrección y el valor de escalamiento o delta de ganancia, se pueden determinar las características del canal de enlace descendente a partir de la respuesta medida del canal de enlace ascendente, y viceversa. Si cambia el piso de ruido en cualquiera del punto de acceso o la terminal de usuario, entonces se puede actualizar la delta de ganancia, y la delta de ganancia actualizada se puede enviar en un mensaje hacia la otra entidad. En la descripción anterior, la calibración da como resultado dos conjuntos (o vectores o matrices) de factores de corrección para cada sub-banda, siendo utilizado un conjunto por el punto de acceso para la transmisión de datos de enlace descendente y el otro conjunto es utilizado por la terminal de usuario para la transmisión de datos de enlace ascendente. La calibración también se puede realizar de manera tal que se provean dos conjuntos de factores de corrección para cada sub-banda, siendo utilizado un conjunto por el punto de acceso para la recepción de datos de enlace ascendente y el otro conjunto es utilizado por la terminal de usuario para la recepción de datos de enlace descendente. La calibración también se puede realizar de manera tal que se obtenga un conjunto de factores de corrección para cada sub-banda, y este conjunto puede ser utilizado en cualquiera del punto de acceso o la terminal de usuario. En general, la calibración se efectúa de manera tal que las respuestas de canal calibradas de enlace descendente y enlace ascendente sean recíprocas, sin tomar en cuenta en dónde se aplicaron factores de corrección. 2. Señal piloto de MIMO Para la calibración, la terminal de usuario transmite una señal piloto de MIMO en el enlace ascendente para permitir que el punto de acceso pueda calcular la respuesta de canal de enlace ascendente, y el punto de acceso transmite una señal piloto de MIMO para permitir que la terminal de usuario pueda calcular la respuesta del canal de enlace descendente. Se pueden utilizar las mismas señales piloto de MIMO o señales piloto de MIMO diferentes para el enlace descendente y el enlace ascendente, y las señales piloto de MIMO utilizadas son conocidas tanto en el punto de acceso como en la terminal de usuario. En una modalidad, la señal piloto de MIMO comprende un símbolo OFDM específico (indicado como "P") que se transmite desde cada una de las NT antenas de transmisión, en la cual NT = Nap para el enlace descendente y NT = Nut para el enlace ascendente. Para cada antena de transmisión, se transmite el mismo símbolo P OFDM en cada período de símbolo designado para la transmisión de señal piloto de MIMO. Sin embargo, los símbolos P OFDM para cada antena se cubren con una secuencia de alsh N-chip diferente asignada a dicha antena, en la cual N = Náp para el enlace descendente y N = Nut para el enlace ascendente. La cobertura de Walsh mantiene la ortogonalidad entre las antenas de transmisión NT y permite al receptor distinguir las antenas de transmisión individuales. El símbolo P OFDM incluye un símbolo de modulación para cada una de las Nsb sub-bandas designadas. De esta manera, el símbolo P OFDM comprende una "palabra" específica de Ns símbolos de modulación que podrían seleccionarse para facilitar la estimación de canal por parte del receptor. Esta palabra también se podría definir para reducir al mínimo la variación pico a promedio en la señal piloto de MIMO transmitida. Esto podría reducir la cantidad de distorsión y no linealidad generadas por las cadenas de transmisión/recepción, lo cual podría dar después como resultado una exactitud mejorada para la estimación del canal. Por cuestiones de claridad, más adelante se describe una señal piloto de MIMO específica para un sistema MIMO-OFDM específico. Para este sistema, el punto de acceso y la terminal de usuario tienen cada uno cuatro antenas de transmisión/recepción. La anchura de banda del sistema se divide en 64 sub-bandas ortogonales (es decir, NF = 64) , a las cuales se les asigna índices de +31 hasta -32. De estas 64 sub-bandas, 48 sub-bandas (por ejemplo, con índices de ± { 1 , ...,6,8, ...,20,22, ...,26}) se utilizan para datos, 4 sub-bandas, (por ejemplo, con índices de ±¦ {7, 21}) se utilizan para la señal piloto y posiblemente señalización, la sub-banda de DC (con índice de 0) no se utiliza, y las sub-bandas remanentes tampoco se utilizan y sirven como sub-bandas de guarda. Esta estructura de sub-banda OFDM se describe con mayor detalle en un documento para la norma 802.11a de IEEE y titulado "Part 11: Wireless LAN Médium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band", septiembre de 1999, el cual está públicamente disponible y se incorpora en la presente invención para referencia. El símbolo P ODFM incluye un conjunto de 52 símbolos de modulación de QPSK para las 48 sub-bandas de datos y 4 sub-bandas de señal piloto. Este símbolo P OFDM se puede dar de la siguiente manera: P(real) = g - {0,0,0,0,0,0,-1,-1,-1,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1, 1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,1,-1, 0,1,-1,-1,-1, -1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,- 1,1,0,0,0,0,0} P(imag) = gr - {0,0,0,0,0,0,-1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,1,1,-1,1, -1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,1,1,-1,1,0,-1, -1,-1,-1, 1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,-1, 1,1,1,1,1,1,-1, -1,0,0,0,0,0} en las cuales g es una ganancia para la señal piloto. Los valores dentro de las llaves { } se dan para los índices de sub-banda -32 hasta -1 (para la primera línea) y 0 a +31 (para la segunda línea) . Por lo tanto, la primera linea para P(real) y P(imag) indica que el símbolo (-1-j) se transmite en la sub-banda -26, el símbolo (-1+j) se transmite en la sub-banda -25, etcétera. La segunda línea para P (real) y P(imag) indica que el símbolo (1-j) se transmite en la sub-banda 1, el símbolo (-1-j) se transmite en la sub-banda 2, etcétera. También se pueden utilizar otros símbolos OFDM para la señal piloto de MIMO. En una modalidad, se asigna a las cuatro antenas de transmisión secuencias de Walsh de Wi= 1111, W2 = 1010, W3 = 1100, y W4 = 1001 para la señal piloto de MIMO. Para una secuencia de Walsh dada, un valor de "i" indica que se transmite un símbolo P OFDM y un valor de "0" indica que se transmite un símbolo -P OFDM (es decir, se invierte cada uno de los 52 símbolos de modulación en P) . El cuadro 1 lista los símbolos de OFDM transmitidos a partir de cada una de las cuatro antenas de transmisión para una transmisión de señal piloto de MIMO que abarca cuatro periodos de símbolos.

CUADRO 1 Para la transmisión de señales piloto de MIMO más largas, simplemente se repite la secuencia de Walsh para cada antena de transmisión. Para este conjunto de secuencias de Walsh, la transmisión de la señal piloto de MIMO se presenta en enteros múltiplos de cuatro periodos de símbolo para asegurar la ortogonalidad entre las cuatro antenas de transmisión. El receptor puede derivar un estimado de la respuesta de canal tomando como base la señal piloto de MIMO recibida efectuando el procesamiento complementario. En particular, para recuperar la señal piloto enviada desde la antena de transmisión'! y recibida por la antena receptora j , la señal piloto recibida por la antena receptora j se procesa primero con la secuencia de Walsh asignada a la antena transmisora i en una manera complementaria a la cobertura de Walsh efectuada en el transmisor. Después se acumulan los símbolos OFDM sin cubierta para todos los periodos de símbolo Nps para la señal piloto de MIMO, en donde la acumulación se efectúa de manera individual para cada una de las 52 sub-bandas utilizadas para portar la señal piloto de MIMO. El resultado de la acumulación es ñij [k) , para k= ±{1, .. . ,26}, lo cual es un estimado de la respuesta efectiva de canal desde la antena de transmisión i hacia la antena de recepción j (es decir, incluyendo las respuestas para las cadenas de transmisión/recepción) para las 52 sub-bandas de datos y señal piloto. Se puede efectuar el mismo procesamiento para recuperar la señal piloto a partir de cada antena de transmisión en cada antena de recepción. El procesamiento de la señal piloto provee valores Nap' Nut que son los elementos de la estimación de respuesta efectiva de canal, Hup[k) ó Hdn(k) , para cada una de las 52 sub-bandas. La estimación de canal antes descrita puede ser efectuada tanto por el punto de acceso como por la terminal de usuario durante la calibración para obtener el estimado de respuesta efectiva de canal de enlace ascendente Hup{í) y el estimado de la respuesta efectiva de canal de enlace descendente Üdn(k) , respectivamente, los cuales se utilizan después para obtener los factores de corrección como se describió anteriormente. 3. Procesamiento espacial Se puede explotar la correlación entre las respuestas de canal del enlace descendente y del enlace ascendente para simplificar la estimación de canal y el procesamiento espacial en el punto de acceso y la terminal de usuario para sistemas TDD MIMO y MIMO-OFDM. Esta simplificación es posible después que se haya efectuado la calibración para dar razón de las diferencias en las cadenas de transmisión/recepción. Como se indicó anteriormente, las respuestas de canal calibradas son: ücdn(k) = Hdn(j Kapm Ec. (21a) para el enlace descendente, y cup ) = Hdn ) Kap(k)) T = Hup(Jc) Kut ), Ec. (21b) para el enlace ascendente. La última igualdad en la ecuación (21b) proviene de utilizar la relación entre las respuestas efectivas de canal de enlace descendente y de enlace ascendente, Hup ) = (Rut(k)Hdn(k)Kap(k) ) T. La matriz de respuesta de canal H(Ar) para cada sub-banda se puede "convertir en diagonal" para obtener los Ns eigen-modos para dicha sub-banda. Esto se puede lograr efectuando ya sea la descomposición de valor singular en la matriz de respuesta de canal H( ) o la descomposición de eigenvalor en la matriz de correlación de K(k) , la cual es R(k) = RH(k)K(k) . La descomposición de valor singular de la matriz de respuesta calibrada de canal de enlace ascendente, Hcup(^) / se puede expresar como: H Hcup (k) = I3ap(k) ?(Jf)Vut (k) , para keK, Ec. (22) en la cual : Uap{k) es una matriz unitaria (Nut x Nat) de eigenvectores izquierdos de P[k) ; ?{k) es una matriz diagonal (Wut x Wdp) de valores singulares de Hcup( :) y Vut(k) es una matriz unitaria (Nap x Nap) de eigenvectores derechos de Hcup(A:) ; Una matriz unitaria M se caracteriza por la propiedad Mw M= I_, en la cual I es la matriz identidad. De manera correspondiente, la descomposición de valor singular de la matriz de respuesta calibrada de canal de enlace descendente, HCdn(-? / se puede expresar como: « T Hcdn ) = Yut ) ? {k)Vap{k) , para keK. Ec. (23) * T Las matrices Vut W y Uap( ) son de esta manera también matrices de eigenvectores izquierdos y derechos, respectivamente, de Rcdn{k) . Las matrices Vut(k) , Vutik), (Ar) son formas diferentes de la matriz Vut(A~) , • T H y las matrices Uap(Jc), Uap(^), Oap( r), y Vap{k) también son formas diferentes de la matriz Vap(k) . Para simplificar, la referencia a las matrices Uap(J ) y Vut(-O en la siguiente descripción también se puede referir a sus muchas otras formas. Las matrices Uap(A') y Vut(k) son utilizadas por el punto de acceso y la terminal de usuario, respectivamente, para el procesamiento espacial y se denotan como tales mediante sus subíndices . La descomposición de valor singular es descrita con mayor detalle por Gilbert Strang titulado "Linear Algebra and Its Applications", segunda edición, Academic Press, 1980. La terminal de usuario puede efectuar una estimación de la respuesta de canal calibrada de enlace descendente tomando como base una señal piloto de MIMO enviada por el punto de acceso. La terminal de usuario después puede efectuar la descomposición de valor singular del estimado de respuesta calibrada de canal de enlace descendente Hcdn(^) , para keK, para ? » obtener las matrices diagonales ? {k) y las matrices Vut {k} de eigenvectores izquierdos de Hcdn(A") . Esta descomposición de valor singular se puede dar como Hcdn ) , en la cual el sombrero ("?") arriba de cada matriz indica que ésta es un estimado de la matriz real. De igual manera, el punto de acceso puede efectuar una estimación de la respuesta calibrada de canal de enlace ascendente tomando como base una señal piloto de MIMO enviada por la terminal de usuario. El punto de acceso después puede efectuar la descomposición de valor singular del estimado de respuesta calibrada de canal de enlace ascendente Hcap( ) , para keK, para obtener las matrices ? diagonales ?(k) y las matrices Üap{ ") de eigenvectores izquierdos de Ücup(k) , para k&K, . Esta descomposición de ? ? valor singular se puede dar como Hcup( -) = Uap (J ? W Vut(£-). Debido al canal reciproco y a la calibración, la descomposición de valor singular sólo necesita ser efectuada por cualquiera de la terminal de usuario o el ? punto de acceso para obtener ambas matrices Vut(k) y ü_ap(k) . Si es efectuada por la terminal de usuario, A entonces las matrices Vut(k) se utilizan para el procesamiento espacial en la terminal de usuario y las matrices Uap(.J se pueden enviar de regreso al punto de acceso. El punto de acceso también puede ser capaz ? de obtener las matrices Óap(^ ) y ?(k) tomando como base una referencia orientada enviada por la terminal de usuario. De ¦ igual manera, la terminal de usuario ? también puede ser capaz de obtener las matrices Vut(/ y ? ?(k) tomando como base una referencia orientada enviada por el punto de acceso. La referencia orientada se describe con mayor detalle en la solicitud de patente provisional EUA No. de serie 60/421, 309 antes mencionada. Se pueden utilizar las matrices Üap(J ) y ?-(k) para transmitir flujos de datos independientes en los Ns eigenmodos de canal de MIMO, en las cuales Ns = min [Nap, Nut} . El procesamiento espacial para transmitir flujos de datos múltiples en el enlace descendente y el enlace ascendente se describe más adelante.

A. Procesamiento espacial de enlace ascendente El procesamiento espacial por parte de la terminal de usuario para una transmisión de enlace ascendente se puede expresar como: xup {k) = Kut (k)Vut (k) sup ( k) , para k=K, Ec. (24) en la cual xap[k) es el vector de transmisión para el enlace ascendente para la Jc-ésima sub-banda; y s_up(k) es un vector de "datos" que tiene hasta Ns entradas de tipo no cero para los símbolos de modulación que serán transmitidos en los 7\7S eigen-modosde la A'-ésima sub-banda. También se puede efectuar el procesamiento adicional en los símbolos de modulación antes de la transmisión. Por ejemplo, se puede aplicar la inversión de canal a través de las sub-bandas de datos (por ejemplo, para cada eigenmodo) de modo tal que la SNR sea aproximadamente igual para todas las sub-bandas de datos. Entonces el procesamiento espacial se puede expresar como: ? ? Xup (^) = ISut (A-)Vut(A-)wup (*·) sup ( k) , para keK, Ec. (25) en la cual up(A") es una matriz con ponderaciones para la inversión de canal de enlace ascendente ( opc i ona 1 ) . La inversión de canal también se puede efectuar asignando potencia de transmisión a cada sub-banda antes que se presente la modulación, en cuyo caso el vector s_up{k) incluye los coeficientes de inversión de canal y se puede omitir la matriz Wup(/ de la ecuación (25) . En la siguiente descripción, el uso de la matriz Wup(A") en una ecuación indica que no están incorporados los coeficientes de inversión de canal en el vector 3up(k) . La ausencia de la matriz Wup(Jí) en un ecuación puede indicar ya sea (1) que no se efectúa la inversión de canal o (2) se efectúa la inversión de canal y se incorpora en el vector s_up(_í) . La inversión de canal se puede efectuar como se describe en la solicitud de patente provisional EUA No. de serie 60/421,309 antes mencionada y en la solicitud de patente EUA No. de serie 10/229,209, titulada "Coded MIMO Systems with Selective Channel Inversión Applied Per Eigenmode", presentada el 27 de agosto de 2002, cedida al cesionario de la presente solicitud e incorporada en la presente invención para referencia . La transmisión de enlace ascendente recibida en el punto de acceso se puede expresar como: rup( ) = Hup(Jc)xup(^) + n(k) , para keK, Ec. (26) * Üap (k)?{k) sup (k) + n(k) en la cual r_up(k) es el vector recibido para el enlace ascendente para la ^-ésima sub-banda; n(k) es el ruido Gaussiano blanco aditivo (A GN por sus siglas en inglés) para la .fc-ésima sub-banda; y xup(k) es como se muestra en la ecuación (24) . El procesamiento espacial (o filtración igualada) en el punto de acceso para la transmisión de enlace ascendente recibida se puede expresar como: ? -' ? H sup(k) = ? (k) Uap(k) rup(k) = ? (k)v"p(k){Vap(k)£(k)sup(k) +n(k) ) , para keK, Ec. ( 2 7 ) =sup(^) + &{k) en la cual s_up(k) es un estimado del vector s_up(if) transmitido por la terminal de usuario en el enlace ascendente, y ñ(k) es el ruido post-procesado . La ecuación ( 2 7 ) considera que no se efectúa la inversión de canal en el transmisor y que el vector recibido xup(k) es como se muestra en la ecuación ( 2 6 ) .

B. Procesamiento espacial del enlace descendente El procesamiento espacial por parte del punto de acceso para una transmisión de enlace descendente se puede expresar como: Xdn ) = Kap )yap ) sdn (k) , para k K, ec. ( 2 8 ) en la cual es el vector de datos para el enlace descendente. De nuevo, también se puede efectuar procesamiento adicional (por ejemplo inversión de canal) en los símbolos de modulación antes de la transmisión. El procesamiento espacial se puede expresar entonces como: KaP(k)Uap(k) wdn( ).sdn ) , para k<=K, ec. (28) en la cual Wdn(A:) es una matriz con ponderaciones para la inversión de canal de enlace descendente (opcional) . La transmisión de enlace descendente recibida en la terminal de usuario se puede expresar como: rdn{k) = Hdn )Xdn ) + n ), para keK, ec. (30) ~ V*t(k)£{k)san(k)+!i(k) en la cual Xdn(k) es el vector de transmisión como se muestra en la ecuación (28) . El procesamiento espacial (o filtración igualada) en el punto de acceso para la transmisión de enlace ascendente recibida se puede expresar como: = ? (k)Vut(k) ( Vut(k)?(k) sdn(k)+n(k) ) , para k=K ec. (31) = sdn(Jc) + ñ(k) La ecuación (31) considera que no se efectúa la inversión de canal en el transmisor y que el vector recibido xdn{k) es como se muestra en la ecuación (30) . El cuadro 2 muestra en forma resumida el procesamiento espacial en el punto de acceso y la terminal de usuario para la transmisión y recepción de datos. El cuadro 2 considera que el procesamiento adicional por W(Vc) se efectúa en el transmisor. Sin embargo, si este procesamiento adicional no es efectuado, entonces se puede considerar a W(Jc) como la matriz identidad.

CUADRO 2 Enlace ascendente enlace descendente Terminal transmisión : recepción : de xup{k) = Rat(k)Vut(k)ílup(k). usuario (*) = Punto de recepción: transmisión : acceso *) = £"' (*)ø.!.(*)*>(*) x*,(k) = &.aP (k)Ü_p (k)W.dn (k)sdn (k] En la descripción anterior y como se muestra en el cuadro 2, se utilizan las matrices de ? ? corrección Kap(k) y Kut(k) para el procesamiento espacial de transmisión en el punto de acceso y la terminal de usuario, respectivamente. Esto puede simplificar el procesamiento espacial total debido a que podría ser necesario escalar de cualquier manera los símbolos de modulación (por ejemplo, para la inversión de canal) ? ? y las matrices de corrección Kap(JO y Kut(-O se podrían combinar con las matrices de ponderación Wdn( ) y Wup( c) para obtener las matrices de ganancia Gdn(^) y ? GUp(A-), en las cuales Gdn(^) = Wdn(^) KaP(^) y Gup[k) = ? Wup ( k) Kut ( J .El procesamiento también se puede efectuar de manera tal que las matrices de corrección se utilicen para el procesamiento espacial de recepción (en lugar del procesamiento espacial de transmisión) . 4. Sistema de MI O-OFDM La figura 5 es un diagrama de bloques de una modalidad de un punto de acceso 502 y una terminal de usuario 504 dentro de un sistema de MIMO-OFDM de TDD. Por cuestiones de simplificación, la siguiente descripción supone que el punto de acceso y la terminal de usuario están equipados cada uno con cuatro antenas de transmisión/recepción. En el enlace descendente, en el punto de acceso 502, un procesador de datos de transmisión (TX) 510 recibe datos de tráfico (es decir, bits de información) provenientes de una fuente de datos 508 y señalización y otra información proveniente de un controlador 530. El procesador de datos TX 510 da formato, codifica, intercala, y modula (es decir, mapas de símbolos) los datos para proveer un flujo de símbolos de modulación para cada eigenmodo utilizado para la transmisión de datos. Un procesador espacial de TX 520 recibe los flujos de símbolos de modulación provenientes del procesador de datos de TX 510 y efectúa el procesamiento espacial para proveer cuatro flujos de símbolos de transmisión, un flujo para cada antena. El procesador espacial de TX 520 también multiplexa en símbolos de señal piloto según sea apropiado (por ejemplo, para la calibración) . Cada modulador (MOD) 522 recibe y procesa un flujo de símbolo de transmisión respectivo para proveer un flujo correspondiente de símbolos de OFDM. Cada flujo de símbolo de OFDM es procesado de manera adicional por una cadena de transmisión dentro del modulador 522 para proveer una señal modulada de enlace descendente correspondiente. Las cuatro señales moduladas de enlace descendente provenientes del modulador 522a a 522d se trasmiten después desde las cuatro antenas 524a a 524d, respectivamente. En la terminal de usuario 504 , las antenas 552 reciben las señales moduladas de enlace descendente transmitidas, y cada antena provee una señal recibida a un desmodulador respectivo (DEMOD) 554. Cada desmodulador 554 (el cual incluye una cadena de recepción) efectúa el procesamiento complementario a aquel efectuado en el modulador 522 y provee símbolos recibidos. Un procesador espacial de recepción (RX) 560 después efectúa el procesamiento espacial en los símbolos recibidos provenientes de todos los desmoduladores 554 para proveer símbolos recuperados, los cuales son estimaciones de los símbolos de modulación enviados por el punto de acceso. Durante la calibración, el procesador espacial RX 560 provee un estimado de canal calibrado de enlace descendente, HCdn (k) , tomando como base la señal piloto de MIMO transmitida por el punto de acceso. Un procesador de datos RX 570 procesa (por ejemplo retira del mapa, des-intercala , y decodifica el símbolo) los símbolos recuperados para proveer datos' decodif icados . Los datos decodi f icados pueden incluir datos de tráfico recuperados, señalización, etcétera, los cuales se proveen a un vertedero de datos 572 para almacenamiento y/o un controlador 580 para procesamiento adicional. Durante la calibración, el procesador de datos RX 570 provee la estimación de canal calibrado de enlace ascendente ñcup(k) , el cual es obtenido por el punto de acceso y se envía en el enlace descendente. Los controladores 530 y 580 controlan el funcionamiento de diversas unidades procesadoras en el punto de acceso y la terminal de usuario, respectivamente. Durante la calibración, el controlador 580 puede recibir las estimaciones de respuesta de canal HCdn(-O y Hcup(Jr), deriva las ? ? matrices de corrección Kap(£) y Kut(^) , provee las matrices ? Kut( ) a un procesador espacial TX 592 para transmisión de enlace ascendente, y provee las ? matrices Kap{k) a un procesador de datos TX 590 para transmisión de regreso al punto de acceso. Las unidades de memoria 532 y 582 almacenan los datos y códigos de programa utilizados por los controladores 530 y 580, respectivamente. El procesamiento para el enlace ascendente puede ser igual o diferente al procesamiento para el enlace descendente. Los datos y señalización se procesan (por ejemplo, codifican, intercalan, y modulan) utilizando un procesador de datos TX 590 y también se procesan desde el punto de vista espacial mediante el procesador espacial TX 592, el cual multiplexa los símbolos de señal piloto durante la calibración. Los símbolos de señal piloto y modulación son procesados adicionalmente por lo moduladores 554 para generar señales moduladas de enlace ascendente, las cuales son transmitidas después mediante las antenas 552 hacia el punto de acceso. En el punto de acceso 110, las señales moduladas de enlace ascendente son recibidas por las antenas 524, desmoduladas por los desmoduladores 522, y procesadas por un procesador espacial RX 540 y un procesador de datos RX 542 en una complementaria a aquella efectuada en la terminal de usuario. Durante la calibración, el procesador espacial RX 560 también provee una estimación de canal calibrado de enlace ascendente, Hcup(.fc), basada en la señal piloto de MIMO transmitida por la terminal de usuario. Las matrices Éc p(k) son recibidas por el controlador 530 y después se proveen al procesador de datos TX 510 para transmisión de regreso a la terminal de usuario. La figura 6 es un diagrama de bloques de un procesador espacial TX 520a, el cual se puede utilizar en lugar de los procesadores espaciales TX 520 y 592 en la figura 5. Para simplificar, la siguiente descripción considera que todos los cuatro eigen-modos se seleccionan para uso. Dentro del procesador 520a, un des-multiplexor 632 recibe cuatro flujos de símbolo de modulación (indicados como s2(n) a s< (n) ) que serán transmitidos en cuatro eigen-modos, desmult iplexa cada flujo en ND sub-flujos para las ND sub-bandas de datos, y provee cuatro sub-flujos de símbolos de modulación para cada sub-bandas de datos a un procesador espacial de sub-banda TX 640 respectivo. Cada procesador 640 efectúa el procesamiento mostrado en las ecuaciones (24) , (25), (28) , o (29) para una sub-banda. Dentro de cada procesador espacial de sub-banda TX 640 , se proveen los cuatro sub-flujos de símbolo de modulación (indicados como s {k) a s4 (k) ) a cuatro multiplicadores 642a a 642d, los cuales también reciben las ganancias gi (k) , g Ík) , g3 (k) , y g Ík) para los cuatro eigen-modos de la sub-banda asociada. Para el enlace descendente, las cuatro ganancias para cada sub-banda de datos son los elementos diagonales de la matriz correspondiente Gdn(Jc), en la cual Gdn(k) = Kap(^) ó Gdn (k) = Wdn ( k) Kap {k) . Para el enlace ascendente, las ganancias son los elementos diagonales de la matriz Gup (k) , en la cual A ? Gup(^) = ut(£) ó Gup(Jc) = Wup (*-)Kut (k) . Cada multiplicador 642 escala sus símbolos de modulación con su ganancia gm{k) para proveer símbolos de modulación escalados. Los multiplicadores 642a a 642d proveen cuatro sub-flujos de símbolo de modulación escalados a cuatro formadores de haz 650a a 650d, respectivamente. Cada formador de haz 650 efectúa la formación de haz para transmitir un sub-flujo de símbolo en un eigen-modo de una sub-banda. Cada formador de haz 650 recibe un sub-flujo de símbolo escalado sm [k) y efectúa la formación de haz utilizando el eigen-vector va {k) para el eigen-modo asociado. Dentro de cada formador de haz 650, se proveen los símbolos de modulación escalados a cuatro multiplicadores 652a a 652d, los cuales también reciben cuatro elementos vm,i{k) , vm,2(k) , vm,3{k) , y vm,4{k) , del eigen-vector vm(k) para el eigen-modo asociado. El eigen-vector vm(k) es ? * la m-ésima columna de la matriz X ap(k) para el enlace ? descendente y es la m-ésima columna de la matriz Vut( ) para el enlace ascendente. Cada multiplicador 652 después multiplica los símbolos de modulación escalados con su valor de eigen-vector vm,j(k) para proveer símbolos "formados por haz". Los multiplicadores 652a a 652d proveen cuatro sub-flujos de símbolo formados por haz (los cuales serán transmitidos desde cuatro antenas) a las sumadoras (summers) 660a a 660d, respectivamente. Cada sumadora 660 recibe y suma cuatro símbolos formados por haz para los cuatro eigen-modos para cada periodo de símbolo para proveer un símbolo pre-acondicionado para una antena de transmisión asociada. Las sumadoras 660a a 660d proveen cuatro sub-flujos de símbolos pre-acondicionados para cuatro antenas de transmisión a los búf ers /multiplexores 670a a 670d, respectivamente. Cada búf er /multiplexor 670 recibe símbolos de señal piloto y los símbolos pre-acondicionados provenientes de los procesadores espaciales de sub-banda TX 640 para las ND sub-bandas de datos. Cada búfer/multiplexor 670 multiplexa después los símbolos de señal piloto, los símbolos pre-acondicionados, y los ceros para las sub-bandas de señal piloto, sub-bandas de datos, y sub-bandas no utilizadas, respectivamente, para formar una secuencia de NF símbolos de transmisión para dicho periodo de símbolo. Durante la calibración, los símbolos de señal piloto son transmitidos en las sub-bandas designadas. Los multiplicadores 668a a 668d cubren los símbolos de señal piloto para las cuatro antenas con secuencias de Walsh Wi a W4, respectivamente, asignados a las cuatro antenas, como se describió anteriormente y como se muestra en el cuadro 1. Cada búfer/multiplexor 670 provee un flujo de símbolos de transmisión x±(n) para una antena de transmisión, en el cual el flujo de símbolo de transmisión comprende secuencias concatenadas de NF símbolos de transmisión. El procesamiento espacial y la modulación OFDM se describen con mayor detalle en la solicitud de patente E.U.A. provisional, No. de serie 60/421,309, antes mencionada. En diversas modalidades de la invención como se describe en la presente, se puede implementar la comunicación par-par (peer-peer) entre las diversas terminales de usuario (UT o STA) en el mismo grupo de servicios básicos (BSS) o en BSS diferentes como se describe más adelante. Las UT o STA que calibran con un solo punto de acceso (AP) son miembros de un grupo de servicios básicos (BSS) . El punto de acceso individual es un nodo común para todas las UT en el BSS. Los métodos de calibración como los descritos anteriormente facilitan los siguientes tipos de comunicación : (i) Una UT en el BSS puede utilizar dirección de TX para comunicarse directamente con el AP en el enlace ascendente (UL) y el AP puede utilizar dirección TX para comunicarse con las UT en el enlace descendente (DL) . (ii) una UT en el BSS se puede comunicar directamente con otra UT en el mismo BSS utilizando dirección. En este caso, esta comunicación par-par tiene que ser autoelevada (bootstrapped) debido a que ninguna de las UT conoce el canal entre éstas. En diversas modalidades, el procedimiento de auto-elevación funciona de la siguiente manera: - el iniciador del enlace par-par es el AP designado (DAP), y la otra UT es la UT designada (DUT) . - El DAP envía señal piloto de MIMO a la DUT junto con una solicitud para establecer enlace, la cual contiene la ID del BSS más la ID del DAP. La solicitud necesita ser enviada en un modo común (por ejemplo, diversidad Tx) .

La DUT responde enviando de regreso la señal piloto de MIMO orientada más un reconocimiento que contiene la ID de la DUT, su ID de BSS, y algún indicador de velocidad para que sea utilizado por el DAP . - El DAP puede utilizar después orientación en el DL y la DUT puede utilizar orientación en el UL. Se pueden acomodar el control de velocidad y rastreo disociando las transmisiones en segmentos de DL y UL con tiempo suficiente entre estos para permitir el procesamiento. (iii) las UT que pertenecen a un BSS (por ejemplo BSS1) pueden orientar a las UT que pertenecen a otro BSS (por ejemplo, BSS2), aún cuando cada una haya calibrado con un AP diferente. Sin embargo, en este caso se presentará una ambigüedad de rotación de fase (por cada sub-banda) . Esto es debido a que el procedimiento de calibración como se describió anteriormente establece una referencia que es única para el AP con el cual ha calibrado. La referencia es una constante compleja, en la cual k es el índice de sub-banda y j es el índice de AP y 0 es el índice de la antena de referencia (por ejemplo, antena 0) utilizada en el AP. En una modalidad, esta constante es común para todas las UT en un BSS determinado, pero es independiente para los BSS diferentes. Como resultado, cuando una UT proveniente de BSS1 se comunica con una UT en BSS2, la orientación sin corrección o compensación para esta constante puede dar como resultado una rotación de fase y escalamiento de la amplitud del eigen-sistema completo. La rotación de fase se puede determinar a través del uso de la señal piloto (orientada y sin orientar) y eliminar en los receptores de cada UT . En una modalidad, la corrección o compensación de amplitud puede ser simplemente un escalamiento de SNR y se puede eliminar mediante estimación del piso de ruido en cada receptor, lo cual puede tener efecto en la selección de velocidad. En diversas modalidades, el intercambio parpar entre UTs que pertenecen a BSS diferentes puede funcionar de la siguiente manera: El iniciador del enlace par-par (por ejemplo UT en BSS1) es el AP designado (DAP), y la otra UT (por ejemplo UT en BSS2) es la UT designada (DUT) . - El DAP envía la señal piloto de MIMO a la DUT junto con una petición para establecer enlace, la cual contiene la ID de BSS respectiva más la ID del DAP . La solicitud necesita ser enviada en un modo común (es decir, diversidad Tx) . La DUT responde enviando de regreso la señal piloto de MIMO orientada más un reconocimiento que contiene la ID de la DUT, su ID de BSS, y algún indicador de velocidad para que sea utilizado por el DAP . El receptor del DAP (Rx) puede calcular la rotación de fase en el enlace ascendente (UL) y aplicar la constante de corrección a cad sub-banda. El DAP puede utiliza después orientación en el enlace descendente (DL) pero necesita incluir un preámbulo de referencia orientada por lo menos en el primer paquete orientado para permitir que el receptor de la DUT (Rx) corrija o compense respecto a la rotación de fase en el DL para cada sub-banda. Las transmisiones subsiguientes de DL podrían no requerir un preámbulo de referencia orientado. Se pueden acomodar el control de velocidad y rastreo disociando la transmisión en segmentos de DL y UL con tiempo suficiente entre estos para permitir el procesamiento. Las técnicas de calibración descritas en la presente invención se pueden implementar utilizando diversos medios. Por ejemplo, estas técnicas se pueden implementar el hardware, software, o una combinación de los mismos. Para una implementación el hardware, las técnicas se pueden implementar en el punto de acceso y la terminal de usuario dentro de uno o más circuitos integrados específicos de aplicación (ASIC), procesadores de señal digital (DSP), dispositivos procesadores de señal digital (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), arreglos de compuerta programables de campo (FPGA), procesadores, controladores , micro-controladores , microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas en la presente invención, una combinación de los mismos. Para una implementación en software, las técnicas de calibración se pueden implementar con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, etc.) que realicen las funciones descritas en la presente invención. Los códigos del software se pueden guardar en una unidad de memoria (por ejemplo unidades enamoré 532 582 en la figura 5) y ser ejecutadas por un procesador (por ejemplo, controladores 530 y 580, según sea apropiado) . La unidad de memoria puede estar implementada dentro del procesador o ser externa al procesador, en cuyo caso está puede estar acoplada en forma comunicativa al procesador mediante diversos medios como se sabe en la técnica. En la presente invención se incluyen encabezados para referencia y para ayudar a localizar ciertas secciones. Los encabezados no pretenden limitar el campo de los conceptos descritos bajo los mismos, y estos conceptos pueden tener aplicabilidad en otra secciones a través de la descripción completa. Se provee la descripción previa de las modalidades descritas para permitir que cualquier experto en la técnica lleve a la práctica a utilizar la presente invención. Para los expertos en la técnica serán fácilmente evidentes diversas modificaciones a estas modalidades, y los principios genéricos definidos en la misma se pueden aplicar a otras modalidades sin alejarse del alcance o campo de la invención. Por lo tanto, la presente invención no pretende quedar limitada a las modalidades mostradas en la misma, sino que se debe considerar de conformidad con el campo más amplio consistente con los principios y características novedosas descritas en la misma .

Claims

NOVEDAD DE LA INVENCION Habiendo descrito el presente invento se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: REIVINDICAC IONES

1.- Un método para calibrar los canales de enlace descendente y enlace ascendente en un sistema de comunicación inalámbrico, que comprende: obtener una estimación de una respuesta de canal de enlace descendente; obtener una estimación de una respuesta de canal de enlace ascendente; determinar el primero y segundo conjuntos de factores de corrección tomando como base las estimaciones de las respuestas de canal del enlace descendente y del enlace ascendente; y calibrar el canal de enlace descendente y el canal de enlace ascendente tomando como base el primero y segundo conjuntos de factores de corrección, respectivamente, para formar un canal calibrado de enlace descendente y un canal calibrado de enlace ascendente.

2. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el primer conjunto de factores de corrección se utiliza para escalar símbolos antes de la transmisión en el canal de enlace descendente y el segundo conjunto de factores de corrección se utiliza para escalar símbolos antes de la transmisión en el canal de enlace ascendente.

3. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el primer conjunto de factores de corrección se utiliza para escalar símbolos recibidos en el canal de enlace descendente y el segundo conjunto de factores de corrección se utiliza para escalar símbolos recibidos en el canal de enlace ascendente.

4. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el primero y segundo conjuntos de factores de corrección se determinan tomando como base la siguiente ecuación: en la cual Hdn es una matriz para el estimado de la respuesta de canal de enlace descendente, Hup es una matriz para el estimado de la respuesta de canal de enlace ascendente, ? Kap es una matriz para el primer conjunto de factores de corrección, ? Kut es una matriz para el segundo conjunto de factores de corrección, y "T" indica una transpuesta.

5.- El método de conformidad con la reivindicación A, caracterizado porque la determinación del primero y segundo conjuntos de factores de corrección incluye : calcular una matriz C como un cociente por elementos de la matriz Hup con respecto a la matriz Hdn, y ? ? derivar las matrices ap y Kut tomando como base la matriz C.

6.- El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque la derivación ? de la matriz Kut incluye: normalizar cada una de una pluralidad de hileras de la matriz C, y determinar una media de la pluralidad de hileras normalizadas de la matriz C y porque la ? matriz Kut se forma tomando como base la media de la pluralidad de hileras normalizadas.

7.- El método de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque la derivación ? de la matriz Kap incluye normalizar cada una de una pluralidad de columnas de la matriz C, y determinar una media de inversos de la pluralidad de columnas normalizadas de la matriz C, y ? porque la matriz Kap se forma tomando como base la media de los inversos de la pluralidad de columnas norma 1 i zada s .

8. - El método de conformidad con la ? reivindicación 4, caracterizado porque las matrices Kut y ? Kap se derivan tomando como base un cálculo de error mínimo del cuadrado de la media (MMSE) .

9. - El método de conformidad . con la reivindicación 8, caracterizado porque el cálculo de MMSE reduce al mínimo un error del cuadrado de la media (MSE) dado como |upL - (Hdn Kap) r|~

10. - El método de conformidad con la reivindicación 1, que comprende también: determinar un valor de escalamiento que indique una diferencia promedio entre el estimado de la respuesta de canal de enlace descendente y el estimado de respuesta del canal de enlace ascendente.

11. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los estimados para las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente se normalizan para dar razón del piso de ruido del receptor.

12. - El método de conformidad con la rei indicación 1, caracterizado porque la determinación se efectúa en una terminal de usuario.

13. - El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque se determina un primer conjunto de matrices de factores de corrección para el canal de enlace descendente para un primer conjunto de sub-bandas, el método también comprende : interpolar el primer conjunto de matrices para obtener un segundo conjunto de matrices de factores de corrección para el canal de enlace descendente para un segundo conjunto de sub-bandas.

14. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque cada uno de los estimados de las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente se obtiene tomando como base una señal piloto transmitida desde una pluralidad de antenas y que se hace ortogonal con una pluralidad de secuencias ortogonales.

15. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el estimado de respuesta de canal de enlace ascendente se obtiene tomando como base una señal piloto transmitida en el canal de enlace ascendente y porque el estimado de respuesta del canal de enlace descendente se obtiene tomando como base una señal piloto transmitida en el canal de enlace descendente.

16. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de TDD es un sistema de entrada múltiple salida múltiple (MIMO) .

17. - El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de TDD utiliza multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) .

18.- Un método para calibrar los canales de enlace descendente y enlace ascendente en un sistema de comunicación de entrada múltiple salida múltiple (MIMO) duplexado por división de tiempo (TDD) inalámbrico, que comprende: transmitir una señal piloto en el canal de enlace ascendente; obtener una estimación de una respuesta de canal de enlace ascendente que se deriva tomando como base la señal piloto transmitida en el canal de enlace ascendente; recibir una señal piloto en el canal de enlace descendente; obtener una estimación de una respuesta de canal de enlace descendente que se deriva tomando como base la señal piloto recibida en el canal de enlace descendente; y determinar un primero y segundo conjuntos de factores de corrección tomando como base las estimaciones de respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente, caracterizado porque se forma un canal calibrado de enlace descendente utilizando el primer conjunto de factores de corrección para el canal de enlace descendente y se forma un canal calibrado de enlace ascendente utilizando el segundo conjunto de factores de corrección para el canal de enlace ascendente.

19. - El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque el primero y segundo conjuntos de factores de corrección se determinan tomando como base un cálculo de error mínimo del cuadrado de la media (MMSE) .

20. - El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque el primero y segundo conjuntos de factores de corrección se determinan tomando como base un cálculo del cociente de la matriz .

21. - El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque el primer conjunto de factores de corrección se actualiza tomando como base la calibración con una pluralidad de terminales de usuario.

22. - El método de conformidad con la reivindicación 18, que comprende también: escalar símbolos con el primer conjunto de factores de corrección antes de la transmisión en el enlace descendente.

23. - El método de conformidad con la reivindicación 18, que comprende también: escalar símbolos con el segundo conjunto de factores de corrección antes de la transmisión en el canal de enlace ascendente.

24. - Un aparato en un sistema de comunicaciones inalámbrico de entrada múltiple salida múltiple (MIMO) duplexado por división de tiempo (TDD), que comprende: medios para obtener un estimado de una respuesta de un canal de enlace descendente; medios para obtener un estimado de una respuesta de un canal de enlace ascendente; y medios para determinar el primero y segundo conjuntos de factores de corrección tomando como base los estimados de las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente, caracterizado porque se forma un canal calibrado de enlace descendente utilizando el primer conjunto de factores de corrección para el canal de enlace descendente y se forma un canal de enlace ascendente calibrado utilizando el segundo conjunto de factores de corrección para el canal de enlace ascendente.

25.- Una terminal de usuario en un sistema de comunicaciones inalámbrico duplexado por división de tiempo (TDD) , que comprende: un procesador espacial TX que funciona para transmitir una primera señal piloto en un canal de enlace ascendente; un procesador espacial RX que funciona para recibir una segunda señal piloto en un canal de enlace descendente y para obtener un estimado de una respuesta de canal de enlace descendente tomando como base la segunda señal piloto recibida, y para recibir un estimado de una respuesta de canal de enlace ascendente que se deriva tomando como base la primera señal piloto transmitida; y un controlador que funciona para determinar el primero y segundo conjuntos de factores de corrección tomando como base los estimados de las respuestas de canal de enlace descendente y enlace ascendente, caracterizada porque se forma un canal calibrado de enlace descendente utilizando el primer conjunto de factores de corrección para el canal de enlace descendente y se forma un canal calibrado de enlace ascendente utilizando el segundo conjunto de factores de corrección para el canal de enlace ascendente .

26.- La terminal de usuario de conformidad con la reivindicación 25, caracterizada porque el controlador también funciona para determinar el primero y segundo conjuntos de factores de corrección tomando como base un cálculo de error mínimo del cuadrado de la media (MMSE) .

27. - La terminal de usuario de conformidad con la reivindicación 25, caracterizada porque el controlador también funciona para determinar el primero y segundo conjuntos de factores de corrección tomando como base un cálculo del cociente de la matri z .

28. - Un método para comunicación en un sistema inalámbrico, que comprende: calibrar uno o más enlaces de comunicación entre una pluralidad de estaciones de usuario y uno o más puntos de acceso, tomando como base uno o más conjuntos de factores de corrección que se derivan a partir de estimados de respuestas de canal asociadas con dicho uno o más enlaces de comunicación, la pluralidad de estaciones de usuario incluye una primera estación de usuario y una segunda estación de usuario; y establecer comunicación entre la primera y segunda estaciones de usuario utilizando orientación sin efectuar calibración entre la primera y segunda estaciones de usuario.

29.- El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque el establecer la comunicación entre la primera y segunda estaciones de usuario comprende: enviar, desde la primera estación de usuario, una señal piloto y una petición para establecer un enlace de comunicación con la segunda estación de usuario; enviar, desde la segunda estación de usuario, una señal piloto orientada y un reconocimiento en respuesta a la recepción de la señal piloto y de la petición provenientes de la primera estación de usuario; transmitir información entre la primera y segunda estaciones de usuario utilizando orientación basada en la señal piloto orientada.

30. - El método de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque la petición para establecer la comunicación comprende un identif icador de un grupo de servicios básicos al cual pertenece la primera estación de usuario y un identif icador de la primera estación de usuario.

31. - El método de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque el reconocimiento comprende un i dent i f i cador de la segunda estación de usuario, un identif icador de un grupo de servicios básicos al cual pertenece la segunda estación de usuario, y un indicador de velocidad de datos.

32.- El método de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque dichos uno o más puntos de acceso incluyen un primer punto de acceso asociado con un primer grupo de servicios básicos (BSS) y un segundo punto de acceso asociado con un segundo BSS, porque la primera estación de usuario se calibra con respecto al primer punto de acceso y la segunda estación de usuario se calibra con respecto al segundo punto de acceso, y porque el establecer la comunicación entre la primera y segunda estaciones de usuario comprende: enviar, desde la primera estación de usuario, una señal piloto y una petición para establecer un enlace de comunicación con la segunda estación de usuario; enviar, desde la segunda estación de usuario, una señal piloto orientada y un reconocimiento en respuesta a la recepción de la señal piloto y de la petición provenientes de la primera estación de usuario; y transmitir información entre la primera y segunda estaciones de usuario utilizando orientación que esté ajustada para compensar respecto a una rotación de fase ocasionada por la calibración de la primera y segunda estaciones de usuario con respecto a puntos de acceso diferentes.

33. - El método de conformidad con la reivindicación 32, caracterizado porque la rotación de fase se determina tomando como base la señal piloto orientada recibida desde la segunda estación de usuario.

34. - Un aparato para comunicación en un sistema inalámbrico, que comprende: medios para calibrar uno o más enlaces de comunicación entre una pluralidad de estaciones de usuario y uno o más puntos de acceso, tomando como base uno o más conjuntos de factores de corrección que se derivan a partir de estimaciones de respuestas de canal asociadas con dicho uno o más enlaces de comunicación, la pluralidad de estaciones de usuario incluye una primera estación de usuario y una segunda estación de usuario; y medios para establecer comunicación entre la primera y segunda estaciones de usuario utilizando orientación sin efectuar la calibración entre la primera y según estaciones de usuario.

35.- El aparato de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque el establecer la comunicación entre la primera y segunda estaciones de usuario comprende: medios para enviar, desde la primera estación de usuario, una señal piloto y una petición para establecer un enlace de comunicación con la segunda estación de usuario; medios para enviar, desde la segunda estación de usuario, una señal piloto orientada y un reconocimiento en respuesta a la recepción de la señal piloto y la petición provenientes de la primera estación de usuario; medios para transmitir información entre la primera y segunda estaciones de usuario utilizando orientación basada en la señal piloto orientada.

36. - El aparato de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque la petición para establecer la comunicación comprende un identif icador de un grupo de servicios básicos al cual pertenece la primera estación de usuario y un identi f icador de la primera estación de usuario.

37. - El aparato de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque el reconocimiento comprende un identi f icador de la segunda estación de usuario, un i den t i fi cador de un grupo de servicios básicos al cual pertenece la segunda estación de usuario y un indicador de velocidad de datos

38. - El aparato de conformidad con la reivindicación 34, caracterizado porque dicho uno o más puntos de acceso incluyen un primer punto de acceso asociado con un primer grupo de servicios básicos (BSS) y un segundo punto de acceso asociado con un segundo BSS, porque la primera estación de usuario se calibra con respecto al primer punto de acceso y la segunda estación de usuario se calibra con respecto al segundo punto de acceso, y porque establecer la comunicación entre la primera y segunda estaciones de usuario comprende: enviar, desde la primera estación de usuario, una señal piloto y una petición para establecer un enlace de comunicación con la segunda estación de usuario; enviar, desde la segunda estación de usuario, una señal piloto orientada y un reconocimiento en respuesta a la recepción de la señal piloto y de la petición provenientes de la primera estación de usuario; y transmitir información entre la primera y segunda estaciones de usuario utilizando orientación que esté ajustada para compensar respecto a una rotación de fase ocasionada por la calibración de la primera y segunda estaciones de usuario con respecto a puntos de acceso diferentes.

39.- El aparato de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque la rotación de fase se determina tomando como base la señal piloto orientada recibida desde la segunda estación de usuario.