KR20110126639A - 전원 전달 네트워크에서 역률 보정 및 왜곡과 잡음의 감소를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

전원 전달 네트워크에서 역률 보정 및 왜곡과 잡음의 감소를 위한 방법 및 장치 Download PDF

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패트릭 에이. 라다
존 에이취. 매그너스코
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제네바 클린테크 인코포레이티드
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Abstract

역률 보정을 위한 방법 및 장치는 역률을 동적으로 보정하기 위해 동적 무효 특성을 갖는 부하와 비트 무효 부하를 선택으로 연결하는 것을 포함한다. 전력 전달 시스템에서 왜곡을 감소시키는 방법 및 장치는 전원 라인에서 왜곡을 결정하는 수단, 왜곡에 따른 보정 신호를 형성하는 수단, 그리고 보정 신호에 따른 전원 라인에 전류를 선택적으로 싱크 및 공급하는 수단을 포함한다.

Description

전원 전달 네트워크에서 역률 보정 및 왜곡과 잡음의 감소를 위한 방법 및 장치{METHODS AND APPARATUS FOR POWER FACTOR CORRECTION AND REDUCTION OF DISTORTION IN AND NOISE IN A POWER SUPPLY DELIVERY NETWORK}
본 출원은 35 U.S.C.§119(e)하에, 발명의 명칭이 "POWER FACTOR AND HARMONIC CORRECTION METHODS"이고, 2009년 1월 26일에 출원된 미국 가특허출원 제61/206,051호; 발명의 명칭이 "ENERGY USAGE MONITORING WITH REMOTE DISPLAY AND AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCE INCLUDING GRAPHICAL USER INTERFACE"이고, 2009년 1월 26일에 출원된 미국 가특허출원 제61/206,072호; 발명의 명칭이 "POWER FACTOR AND HARMONIC CORRECTION METHODS"이고, 2010년 1월 25일에 출원된 미국 가 특허출원 제61/298,127호; 및 발명의 명칭이 "ENERGY USAGE MONITORING WITH REMOTE DISPLAY AND AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCE INCLUDING GRAPHICAL USER INTERFACE"이고, 2010년 1월 25일에 출원된 미국 가특허출원 제61/298,112호와, 발명의 명칭이 "ENERGY USAGE MONITORING WITH REMOTE DISPLAY AND AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCE INCLUDING GRAPHICAL USER INTERFACE"이고, 발명자 패트릭 A. 라다(Patrick A. Rada) 및 존 H. 매그너스코(John H. Magnasco)에 의해 2010년 1월 26일에 미국 정규 특허 출원된 출원인 관리번호 RADA-00201의 권리를 주장하고, 상기 명세서는 본 명세서에서 그 전체가 모든 목적을 위해 참조로 통합된다.
본 발명은 전력 전자 공학(power electronics)의 분야에 관한 것이다. 더 구체적으로, 본 발명은 부하에 의해 전달되거나 생성된 전력의 왜곡 및 잡음을 감소시키는 것과 역률을 향상시키는 것에 관한 것이다.
역률(power factor: PF) 보정은 현대의 전력 전달 시스템의 효율을 증가시키는 중요한 요소이다. 모터를 포함하는 기기와 같이, 전력을 소비하는 부하의 무효분에 기인하여, 위상 편이는 전력 신호의 전류 및 전압 성분 사이에 형성된다. AC 전력 시스템의 역률은 피상(apparent) 전력에 대한 부하에 흐르는 실제 전력의 비율로 한정되고, 0에서 1 사이의 수(백분율로 자주 표기됨, 즉 0.5 pf = 50% pf)이다. 실제 전력(P)은 특정 시간에 작업을 수행하는 회로의 용량이다. 피상 전력(S)은 회로의 전류와 전압의 곱이다.
무효 전력(Q)은 S 및 P의 제곱의 차의 제곱근으로 한정된다. 여기에서, 예를 들어 커패시터 또는 인덕터를 이용하면 무효 부하가 나타나고, 부하에서의 에너지 축전은 전류 및 전압 파형 사이의 시간 차를 초래한다. AC 전압의 각 사이클 동안, 부하에서 소비되는 임의의 에너지와는 별도의 에너지가 전계 또는 자계내의 부하에 일시적으로 저장되고, 상기 사이클의 이후의 제 2 부분에서 전력 그리드(grid)에 반환된다. 이러한 비-생산적 전력의 "나가고 들어옴(ebb and flow)"은 라인에서 전류를 증가시킨다. 따라서, 낮은 역률을 갖는 회로는 높은 역률을 갖는 회로보다 실제 전력의 주어진 양을 전달하기 위해 더 높은 전류를 사용할 것이다. 선형 부하는 전류의 파형의 형태를 변경하진 않지만, 전압과 전류 사이의 상대적인 타이밍(위상)을 변경시킬 수 있다. 일반적으로, 역률을 보정하기 위한 방법 및 장치는 알려진 무효 값을 갖는 고정된 보정 부하를 전원 라인에 연결시키는 것을 수반한다. 고정된 용량성의 무효 부하는 유효 부하의 무효 영향을 없애서 또는 그 반대도 마찬가지로 없애서, 이 전원 라인의 역률을 향상시킨다. 하지만, 고정된 무효 부하는 오직 특정 크기로 고정된 양만큼만 전원 라인의 역률을 보정할 수 있는데, 이는 전원 라인에 연결되고 분리된 부하의 변하는 성질에 기인하여 역률이 동적일 수 있기 때문이다. 이 때문에, 이후의 개발은 역률을 보정하기 위해 전원 라인에 선택적으로 연결될 수 있는 수개의 고정된 무효 부하를 포함했다. 하지만, 이러한 시스템은 전원 라인의 계속 변하는 역률을 없애기 위해 고정된 무효 부하를 연결하고 분리하도록 역률을 지속적으로 감시해야 하는 조작자에 의한 감시를 요구한다.
전자 공학의 변하는 전망(landscape)은 전원의 전달에서 다른 비효율성을 초래한다. 개인용 전자 기기의 증가된 사용은 디바이스에 전원을 공급하기 위한, 그리고 랩탑, 휴대폰, 카메라 등과 같은 일상적인 품목의 배터리를 충전하기 위한, 벽에 장착된 AC-DC 변환기의 사용의 증가를 야기시킨다. 이러한 품목의 편재(遍在)는 사용자로 하여금 "벽 워트(wall wart)"로 알려진 이들 변환기 중 수개가 전원 시스템에 연결되게 한다. 2가지의 가장 흔한 AC-DC 변환기는 선형 변환기 및 스위치 모드 변환기로 알려져 있다. 선형 변환기는 미국 주거지에서 이용가능한 표준 120V의 전원을 원하는 AC 전압으로 강압시키기 위해 강압 트랜스포머를 사용한다. 브릿지(bridge) 정류기는 이러한 전압을 정류한다. 브릿지 정류기는 일반적으로 커패시터에 연결된다. 일반적으로 커패시터는 높은 값으로 이루어진다.
커패시터는 역기전력을 형성한다. DC 전압이 충전되고 방전될 때, 커패시터는 거의 DC 전압을 형성한다. 하지만, 커패시터가 충전될 때, 커패시터는 비선형 브릿지 정류기에 의해 사이클의 한 부분에서만 전류를 끌어들인다. 그 결과로, 전류의 파형은 전압과 매칭하지 않고, 높은 고조파 왜곡 성분을 포함한다.
전체 고조파의 왜곡(THD)은 기본 주파수의 전력에 대한 모든 고조파 성분의 전력의 합이다. 이러한 고조파의 왜곡은 전력 네트워크로 다시 반영될 수 있다.
스위칭 전원은 상이한 원리로 동작하지만, 이 역시 전력 전달 네트워크에 고조파를 삽입한다. 일반적으로, 스위치 모드의 전원은 미국 주거지에서 이용가능한 120V의 전압을 정류함으로써 작동한다. 큰 저장 커패시터와 같이, 역기전력에 대비한 정류는 다시 고조파 및 왜곡을 추가한다. 또한, 다양한 타입의 선형 또는 스위치 모드 집적 회로의 폭 넓은 적용은 시스템이 전기 잡음을 생성시키게 한다. 게다가, 교류 네트워크에서의 무효분은 역률을 감소시키고, 집적 회로는 고조파 및 잡음이 전원 라인에 반영되게 한다. 이들 고조파는 전력 신호의 전류 성분에서 고조파 왜곡으로 나타난다. 전력 네트워크가 비-제로(nonzero) 임피던스를 갖기에, 전류 성분에 따른 왜곡 또한 진폭 왜곡으로 변환될 수 있다. 출력 진폭이 특정 상태 하의 입력 진폭의 선형 함수가 아닐 때, 진폭 왜곡은 시스템, 서브시스템 또는 디바이스에서 발생하는 왜곡이다. 에너지 전달의 역률 왜곡 및 전체 감소와 같은 바람직하지 않은 다른 영향이 형성된다. 이러한 영향은 효율을 감소시키고, 전원의 전달에서 품질을 감소시킨다. 이를 위해, 필요한 것은 전력 전달 네트워크에서 역률을 보정할뿐만 아니라, 전원 라인에서 왜곡을 감소시키거나 제거하여, 전력 전달에서 최대 효율 및 품질을 허용하는 방법 및 장치이다. 그 결과로서, 전체 에너지 소비는 감소될 수 있다.
본 명세서에서 제공된 본 발명은 전력 네트워크에 걸쳐 부하로의 전력 전달의 효율 및 품질을 증가시키는 것을 허용한다. 본 개시물의 이득을 취하는 당업자라면, 본 명세서에 개시된 방법 및 장치가 완벽한 역률보다 낮은 역률을 야기하고, 그리고 왜곡 및 잡음 등이 다시 전력 네트워크에 삽입되게 하는, 무효 및 비선형 성분을 갖는 매우 다양한 부하에 적용될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 일부 응용에서, 부하는 가정의 주거지이다. 부하는 주거지 내의 전원을 끌어들이는 모든 기기의 병렬 조합이다.
전력계를 통해 그리드로, 주거지 내의 사용자가 기기를 활성화 및 비활성화 시킬때, 주거지는 무효 및 비선형 특성을 변화시키는 하나의 동적 부하로 보인다. 이롭게, 본 명세서에서 제공된 본 발명은 매우 비싼 비용, 다중 위치에서의 복잡한 설치, PF를 과도하게 또는 불충분하게 보상 및 감소시킬 수 있는 고정된 PF 보상, 및 열악한 성능과 같은 종래 기술의 해결책의 고유한 단점을 해결한다. 본 명세서에서 제공된 본 발명은 부하의 무효 전력 성분을 동적으로 측정하고, 적어도 하나의 보정 무효 부하에 연결함으로써 부하에 대한 역률을 보정할 수 있다.
무효 전력이 변할 때, 가령 세탁기가 활성화될 때, 본 발명은 부하의 특징이 변하는 것을 인식할 수 있고, 열악한 역률을 초래하는 부하에 다른 보정 무효 부하를 연결 또는 분리시킬 수 있다. 게다가, 본 명세서에서 제공된 본 발명은 네트워크에 의해 부하로 전달된 전력에서 왜곡, 잡음 등을 보정하여, 전력의 품질을 향상시킬 수 있다. 본 발명은 왜곡, 잡음 등을 갖는 전기 신호와 기준 신호를 비교하는 것을 대비한다. 전기 신호는 네트워크를 통해 부하에 전달된 전력의 전류 성분일 수 있다. 기준 신호는 부하에 전달된 전력의 전압 성분으로부터 유도될 수 있거나, 단독으로 합성되지만 전압 파형과 동기화될 수 있다. 보정 신호는 왜곡을 갖는 신호로부터 기준 신호를 비교 또는 감산함으로써 유도된다. 보정 신호는 왜곡을 포함한다. 전류는 보정 신호에 따라 왜곡을 갖는 신호로부터 싱크(sink)되거나 공급되어, 감소된 왜곡을 초래한다. 이롭게, 본 발명은 하나의 지점에서 주거지의 모든 비선형 부하에 의해 초래된 왜곡을 보정할 수 있다. 본 발명은 계량기와 주거지 사이에 연결될 수 있다. 그 결과로서, 본 발명은 주거지, 위치 또는 임의의 다른 파라미터에서 기기의 수에 대해 불가지론적이다. 또한, 본 발명이 PF 또는 왜곡을 증가시키는 것 없이, 그리고 특성 네트워크 내에서 임의의 다른 전기적 부하의 추가 없이, 필요하다면 왜곡 및 PF를 향상시키에, 에너지를 효율적이다.
본 발명의 일 양상에서, 왜곡을 갖는 전기 신호에서 왜곡을 감소시키는 방법은 왜곡을 갖는 전기 신호에서 왜곡을 감지하는 단계, 및 왜곡을 갖는 전기 신호와 왜곡률을 결합하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 감지 단계는 차의 신호를 얻기 위해 왜곡을 갖는 전기 신호와 기준 신호를 비교하는 단계와, 왜곡률을 형성하기 위해 차의 신호를 크기 조정(scailing)하는 단계를 포함한다. 결합 단계는 왜곡률이 양수라면 왜곡을 갖는 전기 신호로부터 왜곡률을 감산하는 단계와, 왜곡률이 음수라면 왜곡을 갖는 전기 신호와 왜곡률을 가산하는 단계를 포함한다. 일부 실시예에서, 감산 단계는 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 1 제어 전류원에 왜곡률을 인가하는 단계를 포함하고, 가산 단계는 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 2 제어 전류원에 왜곡률을 인가하는 단계를 포함한다. 제 1 제어 전류원에 왜곡률을 인가하는 단계는 제 1 제어 전류원에 역률 보정된 양의 전력 신호를 인가하는 단계를 더 포함하고, 제 2 제어 전류원에 왜곡률을 인가하는 단계는 제 2 제어 전류원에 역률 보정된 음의 전력 신호를 인가하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예에서, 결합 단계는 왜곡률을 변조하는 단계를 포함한다. 왜곡률이 음수라면, 왜곡률은 왜곡을 갖는 전기 신호에 가산되고, 왜곡률이 양수라면 왜곡을 갖는 전기 신호로부터 왜곡률을 감산시킨다. 가산 및 감산 단계는 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 1 스위치에 왜곡률을 인가함으로써, 그리고 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 2 스위치에 왜곡률을 인가함으로써 달성될 수 있다. 왜곡률의 변조 단계는 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조 또는 펄스 위치 변조를 포함할 수 있다. 제 1 스위치에 왜곡률을 인가하는 단계는 역률 보정된 양의 전력 신호를 제 1 스위치에 인가하는 단계를 포함하고, 제 2 스위치에 왜곡률을 인가하는 단계는 제 2 스위치에 역률 보정된 음의 전력 신호를 인가하는 단계를 포함한다.
이롭게, 변조 기법의 사용은 스위치의 고 효율 제어를 허용한다. 일부 실시예에서, 아날로그 또는 디지털 필터는 변조 신호를 필터링 제거하기 위해 포함될 수 있다.
일부 응용에서, 전력 네트워크의 임피던스는 전력 네트워크가 전력을 전달하는 부하의 임피던스보다 매우 낮을 수 있다. 이러한 상황에서, 본 발명의 이득을 취하는 당업자라면 전류를 공급 또는 싱크하는 방향이 역방향으로 될 필요가 있다는 것을 인식할 것이다. 예시를 통해, 음의 왜곡은 전류를 전원 라인에 삽입 또는 공급함으로써 규칙적으로 보정된다. 하지만, 부하의 임피던스가 네트워크의 임피던스보다 크다면, 전류는 부하가 아닌 네트워크에 삽입될 것이다. 그 결과로서, 반대의 기능이 완료될 수 있다. 이는 그리드로부터 끌여들여진 전체의 전류 파형의 적당한 왜곡 보정을 초래한다.
본 발명의 다른 양상에서, 전원 라인에서 왜곡을 감소시키는 방법은 역률이 실질적으로 1이 되도록, 전원 라인에서 역률을 보정하는 단계, 원하는 기준 신호와 전원 라인의 전류 부분을 비교하여 보정 신호를 형성하는 단계, 및 보정 신호에 따른 전원 라인에 전류를 선택적으로 싱크 및 공급하는 단계를 포함한다. 역률을 보정하는 단계는 역률 보정의 임의의 알려진 방법 또는 본 명세서에 서술된 임의의 방법을 포함한다. 일부 실시예에서, 전류를 선택적으로 싱크 및 공급하는 단계는 적어도 하나의 제어된 전류원에 보정 신호를 인가하는 단계를 포함하고, 제어된 전류원은 보정 신호에 따른 전원 라인과 전류 공급 장치를 연결한다. 대안적으로, 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 단계는 보정 신호를 변조하는 단계, 및 전원 라인과 전류 공급 장치를 연결하는 적어도 하나의 스위치에 변조된 보정 신호를 인가하는 단계, 그리고 변조 잡음을 필터링하는 단계를 포함한다. 보정 신호를 변조하는 단계는 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조 또는 펄스 위치 변조 중 임의의 것을 포함한다.
일부 응용에서, 전력 네트워크의 임피던스는 전력 네트워크가 전력을 전달하는 부하의 임피던스보다 더 작을 수 있다. 이러한 상황에서, 본 발명의 이득을 취하는 당업자라면 전류를 공급 또는 싱크하는 방향이 역방향으로 될 필요가 있다는 것을 인식할 것이다. 예시를 통해, 음의 왜곡은 전류를 전원 라인에 삽입 또는 공급함으로써 규칙적으로 보정된다. 하지만, 부하의 임피던스가 네트워크의 임피던스보다 크다면, 전류는 부하가 아닌 네트워크에 삽입될 것이다. 그 결과로서, 반대의 기능이 완료될 수 있다. 이는 그리드로부터 끌어 들여진 전체의 전류 파형의 적당한 왜곡 보정을 초래한다.
동작 중에, 주거지에 전달되는 전력과 같은, 전기 신호에서의 왜곡이 감소된다. 왜곡은 고조파 왜곡, 진폭 왜곡, 잡음, 증가된(elevated) 스펙트럼 잡음 등일 수 있다. 주거지에 전달되는 전력은 전압 및 전류를 포함한다. 일반적으로, 부하에 전달된 전력의 전류 성분은 부하에서의 비-선형에 기인하여 왜곡을 나타낸다. 왜곡은 전력의 전압 성분과 같이, 완벽한 사인파와 전류를 비교함으로써 확인될 수 있다. 이러한 완벽한 사인파는 기준 신호로서의 기능을 할 수 있다. 전압 사인파가 완벽하지 않은 경우, 예를 들어 진폭 왜곡이 전압의 사인파를 왜곡시킬 때, 거의 완벽한 사인파는 전압의 사인파와 동기화함으로써 국부적으로 생성될 수 있다.
예를 들어, 영점 교차(zero crossing) 변이는 거의 완벽한 사인파를 형성하기 위한 마커로서 활용될 수 있다. 왜곡을 갖는 신호로부터 기준 신호를 감산함으로써, 보정 신호가 형성된다. 보정 신호는 왜곡률을 포함한다. 왜곡의 양의 부분은 전력을 거주지에 전달하는 라인에 연결된 전류 싱크에 인가된다. 전류 싱크는 왜곡에 따라, 라인에서 전류를 싱크한다. 마찬가지로, 왜곡의 음의 부분 또한 전원을 거주지에 전달하는 라인에 연결되는 전류원에 인가된다. 왜곡이 음일 때, 전류원은 왜곡에 따라 라인에 전류를 공급한다. 그 결과로서, 왜곡은 그리드로부터 끌어 들여진 전류로부터 제거된다.
일부 실시예에서, 보정 신호는 효율을 향상시키기 위해 변조될 수 있다. 방법은 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 또는 펄스 위치 변조를 포함한다. 변조된 보정 신호는 왜곡에 따라 가정에 전력을 제공하는 라인에 또는 라인으로부터 전류를 도통시키는 MOSFET과 같은 능동 스위치에 인가된다.
일부 실시예에서, 왜곡을 감소시키는 방법은 역률을 보정하는 단계를 더 포함한다. 동적 역률 보정의 방법은 제 1 부하의 무효 전력을 결정하는 단계, 이러한 무효 전력으로부터 초래되는 역률을 결정하는 단계, 비율이 실질적으로 1이 되도록 제 1 부하에 연결될 최적 보정 무효 부하를 결정하는 단계 및 제 1 부하에 최적 보정 무효 부하를 연결하는 단계를 포함한다.
일부 실시예에서, 제 1 부하와 최적 무효 부하를 연결하는 단계는 원하는 정확도를 위한 양자화 레벨로서, MSB 및 LSB를 갖는 양자화 레벨을 선택하는 단계, LSB 무효 부하를 결정하는 MSB 무효 부하를 결정하는 단계 및 원하는 정확도를 달성하기 위해 요구된 임의의 비트와 결합된 스위치를 닫는 단계를 포함하는데, 스위치는 MSB 무효 부하 및 LSB 무효 부하 중 임의의 것과 제 1 부하를 연결한다. 일반적으로, 원하는 정확도는 비율에 대해 수용할 수 있는 값을 결정하는 단계를 포함한다. 양자화 레벨은 MSB 및 LSB 사이의 적어도 하나의 비트를 더 포함할 수 있다. 적어도 하나의 비트의 LSB 무효 부하, MSB 무효 부하 및 비트 무효 부하에 대한 값을 결정하는 단계는 제 1 부하의 최대 무효분을 결정하는 단계를 포함한다. 적어도 하나의 비트의 MSB 무효 부하, LSB 무효 부하 및 비트 무효 부하는 일반적으로 커패시터이고, 스위치, 능동 스위치, MOSFET, IGBT 트랜지스터, MOSFET의 쌍, IGBT 트랜지스터의 쌍, TRIAC, 릴레이(relay), 사이리스터(thyristor), 및 사이리스터의 쌍 중 임의의 것을 통해 무효 부하에 연결될 수 있다.
일부 실시예에서, 무효 전력은 지속적으로 감시되고, 무효 전력을 실질적으로 0이 되고 하고, 그리고 역률을 실질적으로 1이 되게 하도록, 제 1 부하에 연결될 새로운 최적 보정 무효 부하는 동적으로 결정된다.
본 발명의 다른 양상에서, 왜곡을 갖는 전기 신호에서 왜곡을 감소시키는 시스템은 왜곡을 갖는 신호에서의 역률이 실질적으로 1이 되게 하는 역률 보정 모듈, 원하는 기준 신호와 전원 라인의 전류 부분을 비교하여 보정 신호를 형성하는 감산기, 및 보정 신호에 따라 전원 라인에 전류를 선택적으로 싱크 및 공급하는 전기 회로를 포함한다. 역률 보정 모듈은 전원 라인에 연결된 제 1 부하의 무효 전력을 측정하는 감지기, 및 제 1 부하의 무효분을 없애기 위해 제 1 부하와 연결된 복수의 비트 무효 부하를 포함한다.
일부 실시예에서, 적어도 하나의 제어 전류원에 보정 신호를 인가하기 위해 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 전기 회로가 구성되는데, 제어 전류원은 보정 신호에 따라 전원 라인과 전류 공급장치를 연결한다. 대안적으로, 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 전기 회로는 보정 신호를 변조하기 위해, 그리고 변조된 보정 신호를 적어도 하나의 스위치에 인가하기 위한 변조기를 포함하는데, 스위치는 전류 공급 장치를 전원 라인 및 변조 잡음을 필터링하는 필터에 연결한다. 변조기는 펄스 폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기, 또는 펄스 위치 변조기 중 임의의 것을 포함한다.
동작 중에, 왜곡을 갖는 전류 신호에서 왜곡을 감소시키는 전기 회로는 왜곡을 갖는 전류 신호를 수신하는 제 1 입력, 기준 신호를 수신하는 제 2 입력, 기준 신호로부터 왜곡을 갖는 전류 신호를 감산하여 제 1 보정 신호를 형성하기 위해 제 1 입력 및 제 2 입력에 연결된 감산기, 및 제 1 보정 신호의 양의 부분, 제 1 보정 신호의 음의 부분을 왜곡을 갖는 전류 신호와 선택적으로 결합하는 회로를 포함한다. 감산기는 다른 입력으로부터 하나의 입력을 감산하기 위해 구성되는 연산 증폭기와 같은 아날로그 회로일 수 있다. 대안적으로, 감산기는 다른 입력으로부터 하나의 변환된 비트스트림을 디지털 방식으로 감산할 수 있는 A/D 변환기, 및 보정 신호를 포함하는 아날로그 신호로 결과를 변환하는 D/A 변환기와 같은 디지털 시스템일 수 있다.
일부 실시예에서, 선택적 결합 회로는 보정 신호의 양의 부분과 제 1 제어 전류원을 결정하는 감산기의 출력에 연결된 양의 정류기와, 음의 부분의 보정 신호 및 제 2 제어 전류원을 결정하는 감산기의 출력에 연결된 음의 정류기일 수 있다. 제어 전류원 모두는 양의 전원 및 음의 전원에 각각 연결되는데, 이는 왜곡을 보정하기 위해 주 전원 라인에 또는 주 전원 라인으로부터 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하기 위함이다. 동작 중에, 왜곡이 음일 때, 전류는 보상할 음의 왜곡에 따라 전원 라인에 공급된다. 마찬가지로, 왜곡이 양이라면, 전류는 양의 왜곡에 따라 싱크되어, 보상된다.
대안적으로, 선택적으로 결합할 회로는 보정 신호의 양의 부분을 결정하는 감산기의 출력에 연결된 양의 트리거 비교기, 보정 신호의 음의 부분을 결정하는 감산기의 출력에 연결된 음의 트리거 비교기 및 변조기일 수 있다.
변조기는 펄스 폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기, 또는 펄스 위치 변조기를 포함하는 임의의 유용한 종류의 변조기일 수 있다. 변조기는 보정 신호의 양의 부분과 보정 신호의 음의 부분 중 임의의 부분을 변조하는 양의 트리거의 비교기의 출력 및 음의 트리거 비교기의 출력에 연결될 수 있다. 일부 실시예에서, 제 1 스위치는 양의 트리거 비교기에 연결된다. 제 1 스위치는 보정 신호의 양의 부분에 따라 음의 DC 전원으로부터 전류를 선택적으로 연결하여, 왜곡을 감소시킬 수 있다. 마찬가지로, 제 2 스위치는 보정 신호의 양의 부분에 따라 양의 DC 전원으로부터 전류를 선택적으로 연결하여, 왜곡을 감소시킬 수 있다.
일부 응용에서, 전력 네트워크의 임피던스는 전력 네트워크가 전력을 전달하는 부하의 임피던스보다 매우 낮을 수 있다. 이러한 상황에서, 당업자라면, 전류를 공급 또는 싱크하는 방향이 역방향으로 될 필요가 있다는 것을 인식할 것이다. 예시를 통해, 음의 왜곡은 전원 라인으로 전류를 삽입 또는 공급함으로써 규칙적으로 보정된다. 하지만, 부하의 임피던스가 네트워크의 임피던스보다 크다면, 전류는 부하가 아닌 네트워크에 삽입된다. 그 결과로서, 반대의 기능이 이루어질 수 있다. 전원 라인으로부터 전류를 싱크함으로써, 전류는 반대 방향으로 삽입된다.
일부 실시예에서, 왜곡을 감소시키는 전기 회로는 전류와 전압 사이의 역률이 실질적으로 1로 전달되게 하는 역률 보정 회로를 더 포함한다. 역률 보정을 위한 시스템은 부하의 무효 전력을 결정하는 수단, 역률이 실질적으로 1로, 그리고 무효 전력이 실질적으로 0이 되게 하는 제 1 부하에 연결될 최적의 보정 무효 부하를 결정하는 수단, 그리고 제 1 부하에 최적의 무효 부하를 연결하는 수단을 포함한다. 일부 실시예에서, 제 1 부하에 최적의 무효 부하를 연결하는 수단은 원하는 정확도를 위한 양자화 레벨(MSB 및 LSB를 갖는)을 선택하는 수단, MSB 무효 부하를 결정하는 수단, LSB 무효 부하를 결정하는 수단, 원하는 정확도를 달성하기 위해 요구된 임의의 비트와 결합된 스위치를 닫는 수단을 포함하는데, 스위치는 제 1 부하에 MSB 무효 부하와 LSB 무효 부하 중 임의의 것을 전기적으로 연결시킨다. 양자화 레벨은 MSB와 LSB 사이의 적어도 하나의 비트를 더 포함한다. MSB 및 LSB 사이의 더 많은 비트는 역률 보정의 더 높은 정확도, 또는 실질적으로 거의 1에 근접한 역률을 초래한다.
비트 무효 부하는 일반적으로 커패시터이고, 스위치, 능동 스위치, MOSFET, IGBT 트랜지스터, MOSFET의 쌍, IGBT 트랜지스터의 쌍, TRIAC, 릴레이, 사이리스터, 및 사이리스터의 쌍을 통해 무효 부하에 연결될 수 있다.
이롭게, 이러한 시스템은 가정의 주거지 규모로 구현될 수 있다. 위에 요약된 시스템 및 회로는 저렴하게 생산될 수 있어서, 보통의 자택 소유자가 이러한 디바이스에 액세스하는 것을 허용한다. 종래 기술의 해결책은 산업상 응용을 위해 타게팅된 디바이스를 일반적으로 포함하고, 그러므로 상당히 더 높은 전류 전달 용량의 네트워크에서 역률을 보정하기 위해 구성된다. 그 결과로서, 이들 디바이스는 매우 크고, 비싼 비용이 들며, 주거지의 응용에 수용될 수 없다(amenable). 다른 해결책은 단지 역률을 보정만 하며, 가정 내의 개인용 디바이스에 적용될 수 있다. 게다가, 이들 해결책은 일반적으로 역률을 적당하게 보정하지 못하는 고정된 커패시터의 역률 보정 장치이고, 일부 경우에서, 역률을 악화시킬 수 있다. 또 다른 해결책은 중앙 제어 장치가 개인용 기기에 연결되어야 하는 역률 및 고조파 보정 장치를 구동하는 시스템인데, 각 연결 단계는 설치 단계(step)이다. 또한, 이러한 시스템은 개인용 기기과 같이, 순수한 저항 부하에서 전류를 끌어내고 방산시킴으로써 전류 파형을 보정하는 것을 시도한다. 반대로, 본 명세서에서 구현된 시스템 및 회로 및 방법은 일반적으로 주 계량기 및 집 사이에 연결되어, 간단한, 단일 단계의 설치를 허용한다.
본 발명의 방법 및 장치로 인하여 전력 전달 네트워크에서 역률을 보정할뿐만 아니라, 전원 라인에서 왜곡을 감소시키거나 제거하여, 전력 전달에서 최대 효율 및 품질을 허용하는 효과를 갖는다.
도 1은 본 발명의 실시예에 의한 역률 보정 회로의 개략적인 블록도.
도 2는 본 발명의 실시예에 의한 역률 보정 회로의 개략적인 블록도.
도 3a는 왜곡을 갖는 역률 보정 전력 신호의 시간 대 진폭 그래프.
도 3b는 왜곡을 갖는 역률 보정 전력 신호의 시간 대 진폭 그래프.
도 3c는 왜곡을 갖는 역률 보정 전력 신호의 시간 대 진폭 그래프.
도 3d는 열악한 역률, 왜곡 및 왜곡의 보정 방법을 갖는 전력 신호의 시간 대 진폭 그래프.
도 4는 본 발명의 실시예에 의한 왜곡 감소 회로의 개략적인 블록도.
도 5는 본 발명의 실시예에 의한 변조를 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블록도.
도 6은 본 발명의 실시예에 의한 변조를 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블록도.
도 7은 본 발명의 실시예에 의한 변조 및 향상된 필터링을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블록도.
도 8은 본 발명의 실시예에 의한 변조 및 향상된 필터링을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블록도.
다음의 서술에서, 다수의 세목 및 대안은 설명의 목적으로 기재된다. 하지만, 당업자는 본 발명이 이들 특정 세목의 사용 없이도 실시될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 다른 경우에서, 잘-알려진 구조 및 디바이스는 블록도의 형태로 도시되는데, 이는 불필요한 세목으로 본 발명의 서술을 모호하게 하지 않기 위함이다.
역률 보정 방법 및 장치
도 1은 본 발명의 양상에 의한 역률 보정 회로{(PFC)(100)}의 개략적인 블록도이다. 역률(PF)은 피상 전력에 대해 부하에 흐르는 실제 전력의 비율로 한정되고, 이 역률은 0 내지 1의 수이다. 또한, 역률은 백분율로 표시될 수 있고 즉, 0.5의 PF는 50%이다. 실제 전력은 특정 시간에 작업을 수행하는 회로의 능력이다.
피상 전력은 회로의 전류와 전압의 곱이다. 실질적으로 0에 근접한 PF를 갖는 부하는 전달되는 유용한 전력의 동일한 양에 대해 1에 근접한 PF를 갖는 부하보다 더 많은 전류를 끌어들인다. 일반적으로 0에 근접한 PF가 낮은 PF로 간주되고, 1에 근접한 PF가 높은 PF로 고려된다는 것이 이해된다. 특히 유틸리티(utility) 적산 전력계가 유효 전력이 아닌 오직 시간에 걸쳐 소비된 피상 전력만을 기록할 때, 그리고 기록한다면, PF를 최적시키는 것과, PF를 1에 근접하게 하는 것이 매우 바람직하다. 일반적으로, 유틸리티 회사는 기간시설을 최적화하고, 그리고 고객에게 전달할 수 있는 유효 에너지를 최대화하기 위해 그리드 네트워크에서 양호한 역률을 갖는 것을 선호한다. 불량한 역률(예를 들어, 0.9 이하의 역률)은 라인에서 과도한 피상 전류 손실을 생성하고, 더 높은 전류에 기인하여 그리드에 압력을 가할 것이다.
도 1의 예시에서, PFC(100)는 주거지 또는 가정{부하(120)로 표기됨}에 전달되는 전력의 역률을 보정하기 위해 구성된다. PFC(100)는 일반적으로 110VAC 라인(101A) 및 중성(neutral) 라인(101B)에 연결된다.
PFC(100)는 표준 전력계(101)와 부하(120) 사이에 연결된다. 대다수의 가정은 모두가 전력을 소비하는 부하를 나타내는 수개의 전자 기기를 갖는다. 주로, 각 부하는 무효분을 갖는다. 이러한 무효분은 세탁기, 건조기 HVAC 장치 또는 식기세척기 등의 모터와 같이, 가정에서 발견되는 가장 흔한 부하의 유도 특성의 결과이다. 이들 부하 모두의 조합은 유틸리티 전력계(101)에 대해 단일 부하(120)로서 나타난다. 하지만, 상이한 기기가 활성화 및 비활성화될 때, 전력계(101)에 의해 참조되는 부하(120)의 무효 및 실제 성분은 동적으로 변한다. 이를 위해, 동적 PFC(100)는 부하(120)의 PF를 동적으로 보정할 수 있다. 일부 실시예에서, 무효 전력 측정 모듈(105)은 제 1 절연 세트의 도관(102) 및 제 2 세트의 도관(103)을 통해 110VAC 전원 라인(또한 위상 라인으로 참조되는)(101A) 및 중성 라인(101B)과 전기적으로 연결된다. 도시된 예시에서, 제 1 세트의 도관(102)은 110VAC 전력 라인(110A)에 연결된 전선이 될 수 있다. 제 1 세트의 접점(102)은 부하에 전달되는 전력의 위상 전류 성분을 측정한다. 제 2 세트의 접점(103)은 위상 전압을 측정하기 위해 110AVC 전원 라인(101A) 및 중성 라인(101B)을 가로질러 연결된다. 더 낮은 전압의 전자 회로가 더 비용 효율이 높고, 더 용이한 설계를 허용하기에, 강압 트랜스포머(103A)가 포함될 수 있어, 전압의 진폭을 낮추어 PFC(100)에서 더 단순화를 허용한다. 무효 전력 측정 모듈(105)은 도관(102 및 103)을 통해 부하의 무효 전력을 결정할 수 있다. 예시를 통해, 무효 전력 측정 모듈(105)은 아날로그 디바이스 ADE 7878과 같은 처리 유닛을 포함할 수 있다.
측정 모듈(105)은 외부 처리기(107)와 더 통신할 수 있다.
일부 실시예에서, 제어기(107)는 부하(120)의 무효분을 보상하기 위해, 상이한 값을 갖는 다수의 무효 부하, 예를 들어, 커패시터(110A 내지 110C)를 선택적으로 부하(120)와 병렬로 연결할 수 있다. 이진 구현은 부하(110A 내지 110C)를 부하(120)와 연결하는데 사용된다. 부하(110A 내지 110C)에 대한 값을 결정하기 위해, 먼저 최소 및 최대 무효 전원 보상 범위를 확인하는 것이 이롭다. 이진 구현에서, PFC(100)의 정확도가 부하(110A 내지 110C) 중 가장 낮은 값의 무효 전력의 값의 절반만큼 정확할 수 있고, 여기에서 각 부하는 비트 또는 양자화 레벨에 대응한다는 것이 나타날 수 있다.
부하(110A 내지 110C) 중 가장 낮은 값은 원하는 양자화의 최하위 비트의 무효 부하 및 가장 작은 성분이다. PFC(100)의 예시적인 구현은 3의 양자화 레벨을 나타낸다. 상이하게 서술되었지만, 3가지 비트 무효 부하, LSB인 최하위 비트, 또는 최하위 비트 무효 부하 및 MSB인 최상위 비트, 또는 최상위 비트 무효 부하가 존재한다. PFC(100)의 정확도는:
Figure pct00001
으로 나타날 수 있고, LSB는 다음의 수학식:
Figure pct00002
으로 최적으로 선택된다.
VARMAX는 보상될 부하(120)의 최대 무효값이고, N은 양자화 레벨이다. 양자화 레벨이 부하(120)의 무효 부분의 보상의 정확도에 비례한다는 것이 인식될 수 있다. 원하는 양자화 레벨은 원하는 정확도 대 비용 및 복잡도의 균형으로 결정될 수 있다. 보정될 부하(120)의 최소 및 최대 무효 전력의 대략 50개의 샘플의 시뮬레이션은 표 1에 도시된다.
Figure pct00003
보정 무효 전력 값(QCORR)은 다음의 알고리즘:
Figure pct00004
에 의해 결정되는데, Q는 보상될 부하(120)의 무효 값이다. 위에 언급된 바와 같이, 가정용 기기가 활성화 및 비활성화되고, 이들 각각의 무효 부하가 부하(120)에 연결될 때, 부하(120)의 무효 값은 동적으로 변한다. 이 때문에, 무효 전력 측정 모듈(105)이 부하(120)에 대한 무효 전력을 측정하고, 무효 전력을 제어기(107)에 전달하도록 구성되는 것이 이롭다. 대안적으로, 제어기(107)는 무효 전력을 즉시 결정하기 위해, 부하(120)에 직접 연결될 수 있다. Q가 0 또는 양수라면, 부하(120)의 무효 부분은 유도성이다. 좀 드물게, 음수의 Q는 부하(120)의 무효 부분이 용량성이라는 것을 나타낸다. 표 2는 PFC(100)의 정확도에 대한 양자화의 영향의 예시를 도시한다.
Figure pct00005
예시를 통해, 소비된 유효 전력은 10 내지 3000W로 가정되고, 부하(120)의 무효 전력은 단상(single phase) 2선식 네트워크 구성에서 8 내지 2000 VAR로 가정된다. 이러한 예시에서, PF는 예시적인 목적으로 0.67로 고정된다. 표 2에서 참조될 수 있는 바와 같이, 2 또는 3개의 비트(즉, N = 2 또는 N = 3)의 구현은 비용 및 복잡도를 최소화하면서, 일반적으로 역률을 실질적으로 거의 1에 근접하도록 최적화시킨다. 미국과 같이 110V 시스템의 경우에 대해, 그리고 N = 3인, 표 2에 기재된 예시에 대해, 2개의 무효 비트(QLSB 및 QMSB) 및 중간 비트(Q)의 유도 저항은
Figure pct00006
로 계산된다.
도 1 을 다시 참조하면, 110A가 LSB 비트 무효 부하이고, 110C가 MSB 비트 무효 부하인 커패시터(110A 내지 110C)의 값은:
Figure pct00007
로 계산된다.
그 결과로서, 이 예시에서의 LSB 비트 무효 부하(110A)는 58μF, 비트 무효 부하(110B)는 117μF, 그리고 MSB 비트 무효 부하(110C)는 234μF이다. 각 비트 무효 부하(110A 내지 110C)는 스위치(109A 내지 109C)를 통해 병렬로 부하(120)에 연결된다. 각 스위치는 스위치 드라이버(108A 내지 108C)에 의해 인에이블된다. 각 스위치 드라이버는 제어기(107)에 의해 차례로 제어된다. 위에 언급된 바와 같이, 제어기(107)는 보상될 부하(120)의 무효 전력을 측정할 수 있거나, 또는 무효 전력 측정 모듈(105)에 의해 제어기에 전달되는 이러한 정보를 갖는다. 제어기는 메모리(106)와 연결될 수 있다. 대안적으로, 메모리(106)는 제어기(107)에 통합될 수 있다. 메모리(106)는 보상될 부하(120)의 최대 무효 전력의 값 및 부하(110A 내지 110C)의 비트 무효 값을 저장할 수 있다. 게다가, 메모리(106)는 주택 소유자와 같은 사용자에게 주거지의 전력 소비 특성에 대한 유용한 데이터를 제공하기 위해, 역률 보정 기록을 저장할 수 있다. 그러므로, 제어기(107)는 스위치(109A 내지 109C)를 인에이블 또는 디스에이블 하기 위해 스위치 드라이버(108A 내지 108C)를 선택적으로 활성화 시킬 수 있어서, 부하(120)에 비트 무효 부하(110A 내지 110C)를 선택적으로 병렬로 연결시키고, 이로 인해, 부하(120)의 무효 전력을 위해 동적으로 보상할 수 있게 된다.
일부 실시예에서, 제어기(107)는 통신 모듈(114)에 연결된다. 통신 모듈(114)은 다른 PFC 유닛(100)과 통신할 수 있다. 또한, 통신 모듈(114)은 주택 소유자와 같은 사용자에게 PFC(100)의 상태와, PFC(100)가 행하는 보정의 양을 통지하기 위해, 랩톱 또는 휴대 전화와 같은 사용자 장치와 통신할 수 있다.
통신 모듈(114)은 무선 모듈(114A)을 통해 무선으로 통신할 수 있다. 무선 모듈은 IEEE 802.11과 같은 로컬 WiFi 네트워크를 사용하기 위한 안테나(114B)를 포함한다. 일부 실시예에서, 무선 모듈(114A)은 CDMA 또는 GSM과 같은 표준 기술을 통해 휴대 전화 네트워크와 통신할 수 있다. 주거지의 소유자와 같은 사용자는 에너지 사용과 같은 결정을 통보하기 위해 가정의 동적 전력 소비를 추적할 수 있다. 대안적으로, 통신 모듈(114)은 LAN, 직렬, 병렬, IEEE 1394 Firewire 또는, 임의의 다른 알려진 또는 응용 특정 유선 통신 표준을 통해 연결할 수 있는 포트(115)를 통해 유선 네트워크를 경유하여 통신할 수 있다. PFC(100)는 강압 트랜스포머(104A)를 통해 110VAC 전원 라인(110A)과 중성 라인(101B)에 연결된 DC 전원(104)을 더 포함한다. DC 전원은 무효 전력 측정 모듈(105), 제어기(107) 및 PFC(100) 내의 모듈의 나머지와 같은 전자 회로에 전력을 제공하기 위해 전원 라인(101A)로부터의 전력을 원하는 DC 전압으로 변환할 수 있다.
일부 실시예에서, 스위치(109A 내지 109C)는 하나 이상의 트랜지스터일 수 있다. 트랜지스터는 양극 트랜지스터, MOS 트랜지스터, IGBT 트랜지스터, FET 트랜지스터, BJT 트랜지스터, JFET 트랜지스터, IGFET 트랜지스터, MOSFET 트랜지스터, 그리고 트랜지스터의 임의의 다른 타입 또는 서브셋의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 양극 및 IGBT 트랜지스터에 대해, 양극 또는 IGBT 트랜지스터의 선택에서의 일부 고려사항은 ON 상태에서 트랜지스터의 약한 제로 컬렉터-에미터 전압 및 구동 요건이다. 게다가, 트랜지스터는 일반적으로 단방향인데, 이는 전류가 일반적으로 드레인(drain)에서 소스로, 또는 컬렉터에서 에미터로 흐른다는 것을 의미한다. 이 때문에, 전류 흐름의 각 방향을 위해, 그리고 각각이 부하(120)에 연결될 비트 무효 부하를 갖는 2개의 트랜지스터를 정렬하는 것이 이로울 수 있다. 스위치(109A 내지 109C)로서 트랜지스터를 사용할 때, 다른 구현의 고려 사항은 트랜지스터가 일반적으로 역방향 전압에 대비하여 추가의 보호 다이오드를 요구한다는 것이다. 예를 들어, 트랜지스터가 110AVC 이상 또는 220VAC로 평가된다면, 최대 에미터-베이스 전압은 대략 5 내지 10V이다. 그 결과로서, 역방향의 절반의 사인파 전압 동안, 트랜지스터를 보호하기 위해 에미터와 직렬로 보호 다이오드를 구현하는 것이 이로울 수 있다. 열 방산과 같은 에너지 손실에 기인하여, 트랜지스터는 하나 이상의 열 싱크를 요구할 수 있다. 절반의 사인파에 대한 전도 상태에서 트랜지스터에 의해 방산된 전력은
Figure pct00008
정도일 수 있다.
ON 상태의 반도체 2N3773과 같이 10A에서 UCESAT = 2V, 미국의 공통 주거 전력 라인에 대해 UAC = 110V, Z = 10.59Ω를 가정하면, 트랜지스터마다 열로 방산된 전력은
Figure pct00009
정도일 수 있다.
2비트 무효 전력 보정 시스템은 4개의 트랜지스터, 4개의 커패시터 및 4개의 전력 다이오드를 요구할 것이다. 스위치(109A 내지 109C)에서 열로 방산된 전체 전력은
Figure pct00010
정도일 수 있다.
그 결과로서, 열 싱크에 스위치(109A 내지 109C)를 연결시키는 것은 PFC(100)에 비용 및 복잡성을 추가시키지만 이로울 수 있다.
MOS 및 MOSFET 트랜지스터는 일반적으로 더 낮은 전력 방산 디바이스이다. 하지만, MOS 및 MOSFET 디바이스는 마찬가지로 단방향성이고, 과다한 역방향의 VGS 전압에 대비한 보호를 요구한다. 사인파 전압의 절반에 대한 전도 상태에서 MOS 또는 MOSFET 스위치에 의해 방산된 전력은:
Figure pct00011
정도일 수 있다.
ST Microelectronics의 STF20N20과 같이 10A에서 RDS _ ON = 0.13Ω, 미국의 공통 전원 라인에 대한 UAC = 110V, 그리고 Z = 10.59Ω을 가정하면, 스위치에서 열로 방산된 전력은:
Figure pct00012
정도일 수 있다.
2비트 무효 전력 보정 시스템은 4개의 트랜지스터, 4개의 커패시터 및 4개의 전력 다이오드를 요구할 것이다. 스위치에서 전체 방산된 전력은:
Figure pct00013
정도일 수 있다.
스위치(109A 내지 109C)에서 MOS 또는 MOSFET 디바이스의 사용이 열로 방산된 전력을 거의 1/3만큼 감소시키지만, 열 싱크는 폐열을 방산시키기 위해 여전히 필요할 수 있다. 매우 낮은 RDS _ ON을 갖는 MOS 또는 MOSFET 디바이스가 상업적으로 이용가능하지만, 이 디바이스는 일반적으로 더 높은 비용을 수반한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 의한 PFC(200)를 도시한다. 도 1의 PFC(100)와 유사하게, PFC(200)는 주거지 또는 집{부하(220)로 나타남)에 전달되는 전력의 역률을 보정하기 위해 구성된다. PFC(200)는 일반적으로 110VAC 라인(201A) 및 중성 라인(201B)에 연결된다. PFC(200)는 표준 전력계(201) 및 부하(220) 사이에 연결된다. 일부 실시예에서, 무효 전력 측정 모듈(205)은 접점(202)의 제 1 절연 세트 및 접점(203)의 제 2 세트를 통해 110 VAC 전원 라인(201A) 및 중성 라인(201B)에 전기적으로 연결된다. 도시된 예시에서, 접점(202)의 제 1 세트는 110 VAC 전원 라인(201A)에 연결된 전선일 수 있다. 접점(202)의 제 1 세트는 부하에 전달되는 전력의 위상 전류원을 측정한다. 접점(203)의 제 2 세트는 위상 전압을 측정하기 위해 전원 라인(201A) 및 중성 라인(201B)을 가로질러 연결된다. 더 낮은 전압의 전자 회로가 더 비용 효율이 높고, 더 용이한 설계를 허용하기에, 전압의 진폭을 낮춰 PFC(200)에서 더 단순화를 허용하기 위해 강압 트랜스포어(203A)가 포함될 수 있다. 예시를 통해 무효 전력 측정 모듈(205)은 아날로그 디바이스 ADE 7753과 같은 처리 유닛을 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 모듈(205)은 새그(sag) 상태 및 과전압 상태를 마이크로 제어기(207)에 전달할 수 있다.
제어기(207)는 무효 전력 측정 모듈(205)에 연결된다. 제어기(207)는 복수의 TRIAC 드라이버(208A 및 208B)에 연결된다. triac 드라이버(208A 및 208B)는 복수의 TRIAC(209A 및 209B)을 차례로 활성화 및 비활성화시키기 위해 구성된다. 도시된 예시에서, TRIAC를 구동하기 위해 10mA가 활용된다. 하지만, 다른 구동 신호는 규격에 따라 TRIAC을 구동하기 위해 활용될 수 있다. TRIAC 또는 교류에 대한 3극관은 게이트가 전기적으로 서로 연결된 상태의 역 병렬 구성으로 연결된 2개의 실리콘-제어 정류기와 거의 비슷한 전자 요소이다. 이는 양방향으로 전류를 전도할 수 있는 전자 스위치를 초래하고, 따라서 어떠한 양극성도 갖지 않는다. 전자 스위치는 게이트 전극에 인가되는 양 또는 음 전압에 의해 활성화될 수 있다. 일단 활성화 되면, 디바이스는 스위치를 통한 전류가 유지 전류로 알려진 특정 임계 값 이하로 떨어질 때까지 전도를 지속한다.
그 결과로서, mA-크기 제어 전류로 매우 높은 전력 흐름의 제어를 허용하는 TRIAC은 AC 회로에 대해 매우 편리한 스위치이다. 일반적으로 TRIAC은 사이리스터로 알려진 요소의 더 큰 카테고리에 속하는 것으로 이해된다. 사이리스터는 SCR(실리콘 제어 정류기, silicon controlled rectifiers), GTO(gate turn off thyristors), SIT(정적 유도 사이리스터, static induction thyristors), MCT(MOS 제어 사이리스터), DB-GTO(distributed Buffer-gate turn-off thyristor), IGCT(integrated gate commutated thyristor), CSMT(MOS composite static induction thyristor), RCT(reverse conducting thyristor), ASCR(Asymmetrical SCR), LASCR(Light Activated SCR), LTT(Light triggered thyristor), BOD(Breakover Diode), MA-GTO(modified anode gate turn-off thyristor), DB-GTO(distributed buffer gate turn-off thyristor), BRT(Base Resistance Controlled Thyristor), FCTh(field controlled thyristor), 및 LASS(light activated semiconducting switch)를 포함하지만 이에 제한되지 않는다. 당업자는 도 2의 PFC(200)의 실시예가 임의의 알려진 또는 응용 특정 사이리스터를 사용하여, PFC(200)를 구현하기 위한 특정 설계 또는 응용 요건을 실현하기 위해 손쉽게 수정될 수 있다는 것을 인식할 것이다.
제어기(207)는 TRIAC 드라이버(208A 및 208B)를 통해 TRIAC(209A 및 209B)을 인에이블 또는 디스에이블시키기 위해 도 1에 서술된 알고리즘을 구현할 수 있다. 이롭게, TRIAC는 TRIAC을 가능케 하는 더 낮은 논리 임계치를 이용한다.
그 결과로서, 더 작고, 더 비용 효율이 높은 요소가 드라이버(208A 및 208B)로 사용될 수 있다. 인에이블될 때, TRIAC(209A 및 209B)은 열악한 역률을 보상하기 위해 부하(220)와 병렬로 비트 무효 부하(210A 및 210B)를 연결한다. 선택적으로, 필터(212 및 213)는 TRIAC에 의해 삽입된 스위칭 잡음 또는 소리(hum)를 감소시키기 위해 구현될 수 있다.
일부 실시예에서, 제어기(207)는 통신 모듈(214)에 연결된다. 통신 모듈(214)은 어느 한 PFC 유닛(200)과 통신할 수 있다. 또한, 통신 모듈(214)은 주택 소유자와 같은 사용자에게 PFC(200)의 상태 및 PFC(200)가 하는 보정의 양을 통보하기 위해 랩톱 또는 휴대 전화와 같은 사용자 장치와 통신할 수 있다. 통신 모듈(214)은 IEEE 802.11과 같은 로컬 WiFi 네트워크를 사용하기 위해 안테나(214B)를 갖는 무선 모듈(214A)을 통해 무선으로 통신할 수 있다. 또한, 무선 모듈(214A)은 CDMA 또는 GSM과 같은 셀룰러 네트워크와 통신할 수 있어서, 사용자가 사용자의 집의 에너지 소비를 추적하고 이 소비에 대한 근거 있는 결정을 위해 휴대 전화를 사용할 수 있다.
대안적으로, 통신 모듈(214)은 LAN, 직렬, 병렬, IEEE 1394 Firewire 또는, 임의의 다른 유선 통신 표준을 통해 연결할 수 있는 포트(215)를 통해 유선 네트워크를 경유하여 통신할 수 있다. 메모리 모듈(206)은 제어기(207)에 연결된다. 메모리 모듈(206)은 부하(220)로부터 예측될 수 있는 최대 예측 무효 성분, PFC(200)의 보정 행위 이력 또는 PFC(200)에 의해 보정되거나 PFC(200)에 의해 사용된 임의의 다른 유용한 데이터와 같은 정보를 저장할 수 있다. PFC(200)는 강압 트랜스포머(204A)를 통해 110VAC 전원 라인(201A) 및 중성 라인(201B)에 연결되는 DC 전원(204)을 더 포함한다. DC 전원은 무효 전력 측정 모듈(205), 제어기(207) 및 PFC(200) 내의 모듈의 나머지와 같은 전자 회로에 전력을 제공하기 위해 전원 라인(201A)로부터의 전력을 원하는 DC 전압으로 변환할 수 있다.
당업자는 도 1 및 도 2 각각에서 PFC(100) 및 PFC(200)가 2상 2선식 시스템을 나타낸다는 것을 인식할 것이다. 3상 3선식 또는 4선식 네트워크 구성을 위한 PFC(100) 또는 PFC(200)의 구현은 비트 무효 부하(110A 내지 110C 및 210A 내지 210B), 스위치(109A 내지 109C), TRAIC(209A 및 209B), 필터(112, 113, 212, 213) 및 관련 드라이버 회로가 3중으로 되고 위상 1에서 위상 2로, 위상 2에서 위상 3으로, 위상 3에서 위상 1로 연결되는 것을 제외하고, 도 1 및 도 2의 구현에 따른다. 중성 라인이 이용가능하다면, 성형 연결, 즉 위상 1에서 중성 라인으로, 위상 2에서 중성라인으로, 위상 3에서 중성 라인으로 구현될 수 있다.
PFC(100) 및 PFC(200)는 전체의 최대 보정 가능 값까지 임의의 무효 부하를 위해 독립적으로 보상할 수 있다. 예시를 통해, 3개의 위상 간에 연결된 300 내지 600VAR의 에어컨, 위상 2와 중성 라인 사이에 연결된 100 내지 400VAR의 세탁기 및 위상 3과 중성 라인 사이에 연결된 100 내지 250 VAR의 건조기의 특성은 최대 보정 가능 무효 값까지 완벽히 보정될 것이다.
왜곡 보정 방법 및 장치
완벽하지 못한 역률은 전기 네트워크에서 보정될 대부분의 공통 단점이다. 다른 그리고 더 공통적인 단점 및 문제의 원인은 입수가능하지만 완벽하지 않은 전기 어댑터를 이용하는 전자 디바이스의 비선형 부하 및 증가하는 확산에 기인한 전원 라인에서의 왜곡이다. 일반적으로, 전기 어댑터의 설계에 어떠한 특정 노력도 들이지 않는다면, AC 전력 신호는 일반적으로 먼저 양 사인 주기에서 완벽히 정류되고, 후에 집적 회로와 같은 분리된 DC-DC 전원 전자 회로를 수반하는, 큰 커패시터에 의해 대략적으로 필터링된다.
알맞고, 비-에너지 성형 해결책은 네트워크로 다시 공급되는 전류 고조파를 생성한다. 결과는 사인파가 아닌 잘려진(truncated) 포물선 형태에 근접한 전류 파형이다. 왜곡은 전력, 잡음 또는 임의의 다른 왜곡의 형태를 흡수 및 반사하는 부하의 다양한 특징으로부터 초래되는 고조파 왜곡을 포함할 수 있다.
도 3a는 왜곡을 갖는 역률 보정된 전력 신호의 시간 대 진폭 그래프(300)를 도시한다. 제 1 축(320)은 ms 단위의 시간을 나타내고, 제 2 축(310)은 전류와 전압 모두의 진폭을 나타내기 위한 일반적인 진폭 크기이다. 전압{U(t)}(330)은 완벽한 60Hz 사인파로 나타난다. 하지만, 전류 iTOT(t)는 전류가 더이상 대응하는 사인파와 닮지 않은 지점에 대해 매우 왜곡된다. 도 3b는 시간 축(420)과 진폭 축(410)을 갖는 유사한 그래프(400)를 도시한다. 전압 파형(430)은 거의 완벽한 사인파를 따른다. 하지만, 전류 파형(440)은 매우 왜곡된다. 주거지에서, 표준 저항 부하와 함께 편재하며 낮은 품질의 전기 어댑터의 큰 비중의 사용은 전류 파형(440)이 이러한 왜곡을 나타내게 할 수 있다: 일부는 사인 파와 유사하나 여전히 상당히 왜곡되는 것을 나타낼 수 있다. 도 3c는 시간 축(520) 및 진폭 축(510)을 갖는 유사한 그래프(500)를 도시한다. 여기에서, 전류 파형(530)은 에어컨 또는 건조 장치와 같이 하나 이상의 무효 부하의 도입에 기인하여 전압 파형(540)에 비해 상당히 더 왜곡된다. 마지막으로 도 3d는 공통 전류 파형(630) 대 전압 파형(640)의 그래프(600)이다.
전류(630)에서 상당한 왜곡을 초래하는, 상당한 무효 부하, 저항 부하, 및 AC-DC 전기 어댑터뿐만이 아니라, 전류(630)와 전압(640) 사이의 위상 편이(670) 또한 존재한다. 이러한 예시에서, 왜곡은 왜곡된 전류 신호(630)에서 피크(660)로 도시된다. 이러한 예시에서, 위상 편이는 0.67의 PF에 대응하는 대략 30°이다. 왜곡을 보정하기 위해, 먼저 PF가 보정되는 것이 이롭다. PF 보정은 도 1 및 도 2에서 위에 논의된 방법 또는 장치 또는 임의의 다른 편리한 방법에 의해 달성될 수 있다. 보정 신호(650)는 왜곡된 전류 파형(630)을 거의 완벽한 사인 파의 근사 전압 파형(미도시)과 비교함으로써 유도된다. 보정 신호(650)는 전류 파형(630) 내의 왜곡률을 포함한다. 왜곡율은 1일 수 있지만, 왜곡율은 전류 파형의 원하는 진폭율을 달성하기 위한 임의의 필요한 피승수일 수 있다. 예시를 통해, 피승수는 전압을 전류로, 또는 전류를 전압으로 변환하기 위한 계수일 수 있다. 보정 신호(650)가 전류 신호(630)에 선택적으로 연결될 때, 결과는 매우 감소되거나 제거된 왜곡을 갖는 보정된 전류 신호(640)이다.
도 4는 도 3d에 서술된 왜곡을 억제하거나 제거하는 회로(800)의 개략적인 블록도를 도시한다. 회로(800)는 유틸리티 전력계(801)와 부하(840) 사이에 연결된다. 부하(840)는 임의의 부하일 수 있지만, 본 출원 및 예시에서, 이 부하는 거주자의 집(dwelling)이다. 부하(840)는 유틸리티 전력계(801)에 하나의 부하(840)로 함께 나타나는, 집 내의 모든 전자 디바이스를 포함한다. 부하(840)의 특징은 기기가 주거지 내에서 활성화 및 비활성화될 때 동적으로 변하고, 이로 인해, 부하에 이들 개별적인 부하를 연결 및 분리한다. PFC(875)는 전원 라인(833)에서의 역률을 실질적으로 1로 보정할 수 있다. 처리기(810)는 전원 라인(833)을 감지함으로써 전류를 검출할 수 있다. 이러한 예시적인 실시예에서, 처리기(810)는 아날로그 디바이스이다. 하지만, 당업자라면, 디지털 처리로 대체될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 처리기(810)는 전원 라인(833)과 중성 라인(834) 모두를 감지함으로써 전압을 검출할 수 있다. 전원 라인(833)은 또한 위상 라인으로 참조된다. 이러한 예시적인 구현에서, 처리기(810)는 2개의 상이한 입력을 포함한다. 각 입력은 곱셈기{(G1)(812), (G2)(813)}에 연결된다. 곱셈기(812 및 813)는 회로(800)의 특정 응용 또는 구현에 의해 요구되는 또는 요청되는 임의의 계수로 전류 또는 전압을 크기 조정할 수 있다. G1은 전원 라인(833)으로부터 전류를 수신하기 위해 구성된다. 이러한 실시예에서, 곱셈기(G2)는 감지된 전압을 전류 신호로 변환할 수 있다. 전압 및 전류 모두는 각 RMS 값으로 크기 조정된다. 곱셈기(812 및 813)는 표준 아날로그 연산 증폭기 또는 임의의 다른 유용한 회로일 수 있다.
곱셈기(812 및 813)의 출력은 감산기(814)에 연결된다. 일부 실시예에서, 감산기(814)는 G1(812) 및 G2(813)의 크기 조정된 출력을 비교하기 위해 구성되어, 도 3d의 신호(650)와 같은 보정 신호를 유도한다.
이롭게, 두 입력 모두를 전류로 변환하는 것은 간단한 감산기(814)의 사용을 허용한다. 하지만, 두 입력은 전압 신호로도 변환될 수 있다. 일부 실시예에서, 블록 루프 이득 및 루프 필터(821)를 포함하여, 처리를 제어하고 동적 행위, 안정성, 이득 마진(margin), 위상 마진 등과 같은 시스템 제어를 최적시키는 것이 바람직할 수 있다. 감산기(814)가 기준 신호로부터, 왜곡을 갖는 전체 전류를 감산함으로써, 또는 또는 왜곡을 갖는 전체 전류로부터 기준 신호를 감산함으로써 기준 신호와 전체 전류를 비교하도록 구성될 수 있는 점이 주목된다. 구성은 특정 구현 또는 응용 요건을 충족시키도록 이루어질 수 있다. 그 결과로서, 보정 신호는 전제 전류에서 왜곡에 정비례 또는 반비례할 수 있다.
보정 신호는 도 3d에서의 신호(640)와 같이 왜곡을 상당히 감소시키거나 제거시키는 보정 전류 신호를 형성하기 위해 전류와 결합된다. 도 4에 도시된 실시예에서, 루프 필터(821)의 출력은 음의 정류기(815) 및 양의 정류기(822)에 연결된다. 차례로, 음의 정류기(815)는 제 1 제어 전류원(831)에 연결되고, 음의 정류기는 제 2 제어 전류원(832)에 연결된다. 도 4의 예시와 같은 특정 응용에서, 전력계(801)로부터 하류의 네트워크의 임피던스는 부하(840)와 비교하여 매우 낮은 임피던스를 가질 수 있다. 그 결과로서, 전류가 음의 왜곡을 보정하기 위해 삽입될 때, 전류는 부하(840)가 아닌 그리드 쪽으로 공급된다. 그 결과로서, 왜곡은 증폭된다. 이를 위해, 도 4의 실시예는 음의 왜곡에 응답하여 전원 라인(833)으로부터 전류를 싱크하고, 양의 왜곡에 응답하여 전류를 공급한다. 그리드 및 부하(840)의 임피던스의 불균형에 기인하여, 선택적으로 공급되고 싱크된 전류는 왜곡을 보정한다. 왜곡 성분이 전체 전류로 감산한다는 것을 의미하는 보정 신호가 음일 때, 양의 정류기(822)는 제 2 제어 전류원(832)을 인에이블시킨다. 제 2 제어 전류원(822)은 DC 전원(852)에 연결된다. 제 2 제어 전류원(832)이 인에이블될 때, 전류는 전원 라인(833)으로부터 싱크된다. 실시예에서, 그리드 임피던스는 부하(840)의 임피던스보다 더 낮고, 전류는 부하가 아닌 그리드로부터 싱크되어, 부하(840)에서 가산 결과를 야기한다. 왜곡이 전체 전류에 가산된다는 것을 의미하는 보정 신호가 양일 때, 음의 정류기(815)는 제 1 제어 전류원(831)을 가능케 한다.
제 1 제어 전류원(831)은 양의 DC 전원(851)에 연결된다. 제 1 제어 전류원(831)이 인에이블될 때, 전류는 양의 DC 전원(851)에서 전원 라인(833)으로 공급된다. 다시, 그리드 임피던스가 부하(840)보다 더 낮은 응용에서, 전류는 부하가 아닌 그리드로 공급되어, 부하(840)에서 감산 결과를 야기한다. 동작 중에, 신호(650)와 같은 보정 신호는 전원 라인으로의 보정신호에 따라, 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급함으로써, 도 3c의 파형(630)과 같은 왜곡을 갖는 전류 신호와 결합된다. 보정 신호의 양의 부분과 보정 신호의 음의 부분 중 하나는 제어 전류원(831 및 832) 중 하나에 선택적으로 연결된다. 이는 처리기(810)가 전류와 전압을 지속적으로 비교하고, 보정 신호를 지속적으로 유도하기 때문에, 전원 라인(833)의 왜곡 성분이 부하(840)에서의 변화를 통해 변화할 때 동적으로 이루어질 수 있다. 대안적으로, 처리기(810)는 왜곡된 전류 신호를 비교하기 위해 기준 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어, 미국에서의 전원은 60Hz로 전달된다. 그러므로, 처리기(810) 내의 60Hz의 함수 생성기는 완벽한 사인파를 생성하여, 이 사인파와 왜곡된 전류 신호를 비교할 수 있고 따라서 보정 신호를 유도할 수 있다. 대안적으로, 위상 고정 루프는 거의 완벽한 기준 신호를 유도하기 위해 전압의 영점 교차 시간에 고정되도록 구현될 수 있다. 위에 언급된 바와 같이, 감산기(814)는 전체 전류에서 왜곡에 대해 정비례 또는 반비례인 보정 신호를 형성하도록 구성될 수 있다. 감산기(814)가 왜곡에 정비례인 보정 신호를 형성하도록 구성된다면, 왜곡의 양의 부분은 전류가 이에 따라 전원 라인(833)으로부터 싱크되게 해야 한다. 마찬가지로, 왜곡의 음의 부분은 이에 따라 전류가 전원 라인에 공급되게 해야 한다. 반비례 또한 마찬가지이다. 보정 신호가 전체 전류에서 왜곡에 대해 반비례인 실시에에서, 보정 신호의 음의 부분은 전류가 전원 라인(833)으로부터 싱크되게 해야 한다. 마찬가지로, 보정 신호의 양 신호는 전류가 전원 라인(833)에 공급되게 해야 한다.
도 4에 도시된 실시예가 널리 이용가능하고, 비용 효율이 높은 요소를 활용하지만, 제어 전류원(831 및 832)이 에너지 효율이 높진 않다는 것이 인식될 수 있다. 양의 DC 전원(851)이 250V라고 가정하면, 전원 라인(833)에서 순시 전압은 150V이고, 보정 전류 신호가 10A라고 가정하면, 폐열을 위해 방사되거나 손실된 전력인 수백 W일 수 있다.
이를 위해, 도 5는 변조기(920)를 갖는 왜곡 감소 회로(900)를 도시한다. 도 4의 회로(800)와 유사하게, 회로(900)는 유틸리티 전력계(901) 및 부하(940) 사이에 연결된다. 부하(940)는 임의의 부하일 수 있지만, 본 출원 및 예시에서, 부하는 거주자의 집이다. 부하(940)는 유틸리티 전력계(901)에 하나의 부하(940)로 함께 나타나는 집 안의 모든 전자 디바이스를 포함한다. PFC(975)는 전원 라인(933)의 역률이 실질적으로 1이 되게 할 수 있다. PFC(975)는 도 1 또는 도 2에 따를 수 있고, 또는 임의의 다른 편리한 PFC일 수 있다. 위에 언급된 바와 같이, 부하(940)의 특징은 동적으로 변한다. 처리기(910)는 전원 라인(933)을 감지함으로써 전류를 검출할 수 있다. 이러한 예시적인 실시예에서, 처리기(910)는 아날로그 디바이스이다. 하지만, 당업자라면 이하에 서술되는 기능을 실행할 수 있는 다수의 규격품의 디지털 처리기가 존재한다는 것을 인식할 것이다. 또한, 처리기(910)는 전원 라인(933) 및 중성 라인(934) 모두를 감지함으로써 전압을 검출할 수 있다. 이러한 예시적인 구현에서, 처리기(910)는 2개의 상이한 입력을 포함한다. 각 입력은 곱셈기{(G1)(912) 및 (G2)(913)}에 연결된다. G2(913)는 도 4의 G2(813)와 유사한 방식으로, 전압을 전류 신호로 변환할 수 있고, 이는 간소화된 방식으로 도시된다. 곱셈기(912 및 913)는 표준 아날로그 동작 증폭기 또는 임의의 다른 유용한 회로일 수 있다. 곱셈기(912 및 913)의 출력은 감산기(914)에 연결된다. 일부 실시예에서, 감산기(914)는 G2(913)의 출력에서 G1(912)의 출력을 감산하도록 구성되어, 도 3d의 신호(650)와 같은 보정 신호를 유도하게 된다. 일부 실시예에서, 크기 조정 인자로 이 보정신호를 곱셈하는 것이 바람직할 수 있다. 예시를 통해, 루프 이득 필터는 도 4에 도시된 방식과 유사한 방식으로 처리를 제어하기 위해 포함되고, 일부 실시예에서, 전류(811)의 RMS 값을 통해 보정 신호를 결합한다.
루프 필터의 출력은 변조기(920)에 연결된다. 이러한 예시적인 실시에에서, 변조기(920)는 펄스 폭 변조기(PWM)이다. 하지만, 변조의 임의의 방법 및 방식은 특정 구현으로 구현될 수 있고, 설계 제약은 PWM, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 펄스 위치 변조 또는 임의의 다른 알려진 또는 응용 특정 변조 방식을 포함하는 것을 요구하지만 이에 제한되지 않는다. 변조기(920)는 곱셈기(915)로부터 방출된 보정 신호가 양일 때 높은 논리 레벨을 신호 발신하고, 보정 신호가 음일 때 낮은 논리 레벨을 신호 발신하는 양의 트리거 비교기(922) 및 음의 트리거 비교기(923)을 포함한다. 일부 실시예에서, 낮은 논리 레벨은 음 값일 수 있다. 펄스 생성기(921)는 조합 논리 회로(925)를 통해 음의 트리거 비교기(922)로부터 방출된 보정 신호의 양의 부분, 그리고 양 트리고 비교기(923)로부터 방출된 보정 신호의 음의 부분과 결합되는 삼각파를 생성한다. 그 결과로서, 형성되는 것은 양과 음의 부분간에 분할된 PWM 보정 신호이다. 조합 논리 회로(925)는 제 1 제어 스위치(932)와 PWM 보정 신호의 양의 부분을 선택적으로 연결하기 위해 구성된다. 제 1 제어 스위치(932)는 음의 DC 전원(952)에 연결된다. 또한, 조합 논리 회로(925)는 제 2 제어 스위치(931)와 PWM 보정 신호의 음의 부분을 선택적으로 연결하기 위해 구성된다. 제 2 제어 스위치는 양의 DC 전원(952)에 연결된다.
동작 중에, 스위치(931 및 932)는 PWM 보정 신호가 양 또는 음인지에 따라 PWM 보정 신호에 의해 선택적으로 제어된다. 일부 실시예에서, 양의 PWM 보정 신호는 전원 라인(933)에서 보정될 왜곡이 음이고, 그 반대도 마찬가지라는 것을 의미한다. 전원 라인(933)에서 음의 왜곡을 보정하기 위해, 제 2 제어 스위치(931)는 PWM 보정 신호의 음의 부분에 따라 인에이블된다.
인에이블될 때, 제 2 제어 스위치는 PWM 보정 신호에 따른 전원 라인(933)과, 양의 DC 전력원(951)으로부터 전원을 연결한다.
도 5의 실시예에서, 유틸리티 전력계(901)(및 하류의 그리드)가 부하(940) 보다 더 낮은 임피던스를 갖는 실시예가 도시된다. 그 결과로서, 양의 왜곡이 음의 PWM 보정 신호에 의해 보정되도록 시도된다면, 전원 라인(933)으로부터 싱그된 전류는 부하(940)가 아닌 그리드로부터 싱크될 것이다. 그 결과로, 왜곡은 증폭된다. 이를 위해, 양의 PWM 보정 신호는 양의 왜곡을 보정하는데 사용되고, 음의 PWM 보정 신호는 부하(940)의 임피던스가 전력계(901)로부터 그리드 하류의 임피던스보다 더 큰 응용에서 음의 왜곡을 보정하는데 사용된다.
일부 실시에에서, 변조 신호를 필터링하는 것이 이로울 수 있다. 이를 위해, 필터(933)가 포함된다. 마찬가지로, 전원 라인(933)에서 양의 왜곡을 보정하기 위해, 제 1 제어 스위치(932)는 PWM 보정 신호의 음의 부분에 따라 인에이블된다. 인에이블될 때, 제 1 제어 스위치는 전류를, PWM 보정 신호에 따른 전원 라인(933)으로부터 음의 DC 전원(952)으로 싱크한다. 그 결과로서, 왜곡은 전원 라인(933)에서 전류로부터 상당히 감소된다. 또한, 제 2 필터(934)는 전원 라인(933)으로부터 PWM 잡음을 필터링하는 것이 이로울 수 있다. 양의 DC 전력원(951) 및 음의 DC 전력원(952)의 각각은 과전류 또는 저전류 상태를 처리기(910)에 전달하기 위한 전류 제한 및 감지 모듈(935 및 936)을 포함한다.
도 6은 왜곡 보정 회로(1000)의 다른 실시예를 도시한다. 다시, 회로(1000)는 유틸리티 전력계(1001) 및 부하(1040) 사이에 단상 2선식 전력 시스템에서의 전원 라인(1032) 및 중성 라인(1034)에 연결된다. 부하(1040)는 무효 특성을 갖는 하나의 부하(1040)로 나타나는 주거지 내의 모든 기기 또는 다른 전자 디바이스를 포함한다. 이러한 실시예에서, 전류는 처리 유닛(1200)에 의해 측정된다. PFC(1275)는 위에 서술된 전원 라인(1032)에서 역률을 보정할 수 있다. 처리 유닛(1200)은 전류 및 전압 측정 모듈(1202)을 포함한다. 또한, 모듈(1201)은 RMS 및 왜곡 계산을 하도록 구성된다. 모듈(1202)은 디지털 처리 모듈일 수 있다. 일부 실시예에서, 모듈(1202)은 진폭, 위상 및 왜곡과 같은 데이터를 디지털 비트스트림으로 변환하는 하나 이상의 아날로그 대 디지털 변환기를 포함하고, 이 변환기에서 수학 연산이 디지털 방식으로 완료될 수 있다. 또한, 처리기(1200)는 메모리 모듈(1201)을 가질 수 있다. 메모리 모듈(1201)은 예를 들어, 하루에 보정이 가장 많이 활성화되는 시간 동안 동적 고조파 보정에 관련된 정보를 저장할 수 있다.
메모리(1201)는 제거될 수 있고, 컴퓨터와 같은 디바이스 내에 삽입될 수 있어서, 사용자가 에너지 사용에 대한 결정을 통보할 수 있다. 대안적으로, 처리기(1200)는 통신 모듈(미도시)을 포함한다. 통신 모듈은 LAN 케이블과 같은 유선을 통해, 또는 IEEE 802.11 또는 블루투스와 같은 편리한 표준을 통해 무선으로 인터넷에 연결될 수 있다. 게다가, 통신 모듈은 GSM 또는 CDMA와 같은 셀룰러 표준을 통해 통신할 수 있다. 처리기(1200)에 통합된 보호 모듈(1203)은 과전압, 과전류, 과도한 온도와 같이 임의의 한정된 장애 상태에서 회로(1000)의 전력을 내릴 수 있다. 이러한 장애 상태는 메모리(1201)에 저장될 수 있다.
처리기(1200)는 전원 라인(1032) 내에서 왜곡을 갖는 전체 전류를 계산하고, 기준 신호를 생성할 수 있다. 디지털 아날로그 변환기는 전체 전류 및 기준 신호를 나타내는 디지털 비트스트림을 아날로그 파형으로 변환할 수 있다. 도 4 및 도 5의 실시예와 유사하게, 전체 전류 신호는 감산기를 통해 기준 신호로부터 감산될 수 있다. 대안적으로, 처리기(1200)는 기준 신호로부터 전체 전류를 디지털 방식으로 감산하여, 디지털 보정 신호를 형성할 수 있다. 또한, 처리기(1200)는 임의의 편리하게 알려진 또는 응용 특정 변조 수단을 통해 디지털 보정 신호를 변조할 수 있다. 그러면 변조된 보정 신호는 전류가 전체 전류에서 왜곡을 보정하기 위해 라인(1032)으로 싱크 또는 공급될 수 있는지에 따라, 제 1 트랜지스터(1031) 또는 제 2 트랜지스터(1030)와 선택적으로 연결될 수 있다.
제 1 및 제 2 트랜지스터(1031 및 1030)는 변조된 보정 신호에 의해 인에이블될 때, 양의 DC 전력원(1051) 또는 음의 DC 전력원(1052)로부터의 라인(1032)에 또는 라인으로부터 전류를 공급 또는 싱크하는 스위치로 동작한다. 일부 실시예에서, 제 1 트랜지스터(1031) 및 제 2 트랜지스터(1030) 각각으로부터 PWM 잡음을 필터링하기 위해 제 1 필터(1033) 및 제 2 필터(1034)를 포함하는 것이 이로울 수 있다.
도 7은 도 4, 도 5 및 도 6의 본 발명의 더 상세한 실시예를 도시한다. 역률 및 왜곡 보정 모듈(1300)은 유틸리티 전력계(1302) 및 동등한 특성 부하(1340) 사이에 연결된다. 부하(1340)는 주거지 내의 기기가 활성화 및 비활성화로 변하는 동적 부하의 표현이다. 양의 DC 전력원(1351)은 위상 라인(1333) 및 중성 라인(1334)을 가로질러 나타날 수 있는 임의의 잡음 및 고조파를 필터링하는 선택적 저역 통과 필터(1303)를 포함한다. 그리드(1301)로부터의 AC 전력은 브릿지 정류기(1304)에 의해 정류되고 저장 커패시터(1305)를 통해 전달된다. PFC 모듈(1306)은 이상적인 역률보다 낮은 역률을 보정하기 위해 제공된다.
PFC 모듈(1306)은 도 1 및 도 2와 수반된 설명에서 서술된 임의의 방법 또는 장치를 활용할 수 있다. 제 1 스위칭 회로(1331)는 처리 유닛(1310)에 연결된 제 1 트랜지스터(1308A)를 포함한다. 처리 유닛(1310)은 변조된 신호를 활용함으로써 트랜지스터(1308A)를 동작시킨다. 트랜지스터(1308A)는 도 5 및 도 6의 이전의 실시예에 서술된 보정 신호에 응답하여, 양의 DC 전력원(1351)으로부터의 전류를 위상 라인(1333)에 연결한다. 선택적 저역 통과 필터(1309A)는 변조 신호를 필터링하기 위해 제공된다. 전류 제한 및 감지기(1310A)는 과전류 상태를 처리기(1310)에 전달할 수 있다. 감지기(1310A)는 저항기에 의해 나타나지만, 과전류 상태를 감지하는 임의의 유용한 감지 모듈일 수 있다. 양의 DC 전력원은 반전 전압 커패시터(1307)를 통해 음의 PFC 모듈(1352)에 더 연결된다. 반전 저장 커패시터(1307)는 DC 전력 원(1351)에 의해 비례하는 전력에 비례하는 음의 DC 전력을 제공한다. 음의 PFC 모듈(1352)은 도 1 및 도 2에 서술된 방법 및 장치에 따라 위상 라인(1333) 상에서 역률을 보정할 수 있다. 음의 PFC 모듈(1352)은 제 2 스위칭 회로(1332)에 연결된다. 제 2 스위칭 회로(1332)는 또한 도 5 및 도 6의 실시예에 서술된 처리 유닛(1310)으로부터 변조된 보정 신호를 수신하는 제 2 스위칭 트랜지스터(1308B)를 포함한다. 처리 유닛(1310)은 크기 조정 곱셈기(G1 및 G2)를 포함한다. 이러한 실시예에서, G2는 전압 전류 변환기에 연결된다. 감산기는 이전의 실시예에서 서술된 보정 신호를 유도하기 위해 하나의 전압 신호와 다른 전압 신호를 비교할 수 있다.
변조기는 보정 신호를 변조하는 감산기의 출력에 연결된다. 이러한 실시예에서, PWM이 도시된다. 하지만, 임의의 알려진 또는 응용 특정 변조 방식이 활용될 수 있다. 일부 실시예에서, 루프 필터는 처리를 제어하고 동적 행위, 안정성, 이득 마진, 위상 마진 등과 같은 시스템 제어를 최적화하는 감산기와 변조기 사이에 연결된다. 게다가, 외부 처리는 전류 측정, 전압 측정, RMS 및 왜곡 계산에 기여할 수 있고, RAM 또는 ROM과 같은 메모리를 포함할 수 있다.
도 8은 공급 및 싱크 전류 경로가 전압 및 전류의 스파이크(spike)를 생성할 수 있는 변조를 평활화하고 필터링하기 위한 인덕턴스(1361 및 1362)를 포함하는 다른 실시예를 도시한다. 제 1 및 제 2 스위칭 트랜지스터(1308A 및 1308B)는 거의 선형인 기울기로 각각 인덕터(1360 및 1361)를 충전할 수 있고, 트랜지스터(1308A 및 1308B) 중 하나가 디스에이블될 때, 전류 전하가 거의 선형인 방식으로 0으로 감소되게 한다. 전류가 빠르게 차단되는 것을 회피하여 인덕턴스에 기인한 유해한 높은 전압 스파이크를 회피하도록 하기 위하여 프리 휠(free wheel) 다이오드(1363)가 요구된다.
제 2 프리휠 다이오드(1364)는 제 2 인덕터(1362)와 병렬로 연결된다. 형성된 전류 파는 시소 형태와 유사하고, 더 간단한 필터(1309A 및 1309B)를 허용한다. 일부 실시예에서, 인덕터(1361 및 1362)는 필터(1309A 및 1309B)로 통합된다. 이롭게, 전류를 싱크 및 공급하는 경로에서의 손실이 감소된다. 일부 실시예에서, 커패시터는 프리 휠 다이오드(1363 및 1364)를 통해 임의의 손실 에너지를 재순환시키기 위해 병렬로 포함될 수 있다. 도 8의 실시예에서, 인덕터(1361 및 1362)는 스위칭 트랜지스터(1308A 및 1308B)와 저역 통과 필터(1309A 및 1309B) 사이에 각각 연결된다. 일부 응용에서, PFC 모듈(1351 및 1352)과 트랜지스터(1308A 및 1308B) 사이에 인덕터(1361 및 1362)를 연결시켜, 인덕턴스가 부하(1340)와 직접 연결되지 않고, 그리드로부터 측정된 임피던스가 향상되게 되는 것이 이로울 수 있다.
본 발명은 본 발명의 구조 및 동작의 원리의 이해를 용이하게 하기 위해 세부 사항을 통합하는 특징 실시예로 서술되었다. 본 명세서에서 특정 실시예 및 세부 사항에 대한 이러한 언급은 첨부된 청구항의 범주로 제한되는 것으로 의도되지 않는다. 당업자라면 청구항으로 한정되는 본 발명의 취지 및 범주를 벗어나지 않고, 다른 다양한 변형이 설명을 위해 선택된 실시예로 이루어질 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
101 : 유틸리티(utility) 전력계 104 : 3.3V 전원
106 : 메모리
108A, 108B, 108C : 스위치 드라이버 112. 113 : 선택적 필터(들)
115 : 선택적 유선 LAN, 병렬 및 직렬 포트

Claims (25)

  1. 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템에 있어서,
    a. 전원 라인에서 왜곡을 갖는 상기 전기 신호의 적어도 일 부분을 원하는 기준 신호와 비교하여, 보정 신호를 형성하는 전기 회로, 및
    b. 왜곡을 갖는 상기 전기 신호에 전류를 선택적으로 싱크(sink) 및 공급하는 전기 회로를
    포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 왜곡은 고조파 왜곡, 잡음, 증가된(elevated) 스펙트럼 잡음 및 진폭 변조 중 임의의 것을 포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  3. 제 1항에 있어서, 잡음을 갖는 상기 전기 신호의 역률이 실질적으로 1이 되게 하는 역률 보정 모듈을 더 포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 역률 보정 모듈은
    a. 전원 라인에 연결된 제 1 부하의 무효 전력을 측정하는 감지기, 및
    b. 상기 제 1 부하의 무효 성분을 없애기 위해 상기 제 1 부하와 연결하는 복수의 비트 무효 부하를
    포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  5. 제 1항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 상기 전기 회로는 적어도 하나의 제어 전류원에 상기 보정 신호를 인가하고, 상기 제어 전류원은 상기 보정 신호에 따른 상기 전원 라인과 전류 공급 장치를 연결하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 상기 전기 회로는
    a. 상기 보정 신호를 변조하고, 적어도 하나의 스위치에 상기 변조된 보정 신호를 인가하는 변조기로서, 상기 스위치는 전류 공급 장치와 상기 전원 라인을 연결하는, 변조기,
    b. 변조 신호를 필터링하는 필터
    를 포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 변조기는 펄스 폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기, 또는 펄스 위치 변조기 중 임의의 것을 포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  8. 제 1항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 상기 전기 회로는
    a. 음의 왜곡에 응답하여 상기 전원 라인에 전류를 선택적으로 공급하는 처리기, 및
    b. 양의 왜곡에 응답하여 상기 전원 라인으로부터 전류를 선택적으로 싱크하는 처리기를
    포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  9. 제 1항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 또는 공급하는 상기 전기 회로는
    a. 양의 왜곡에 응답하여 상기 전원 라인에 전류를 선택적으로 공급하는 처리기, 및
    b. 음의 왜곡에 응답하여 상기 전원 라인으로부터 전류를 선택적으로 싱크하는 처리기를
    포함하는, 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템.
  10. 왜곡을 갖는 전류 신호에서 왜곡을 감소시키는 전기 회로에 있어서,
    a. 왜곡을 갖는 상기 전류 신호를 수신하는 제 1 입력,
    b. 기준 신호를 수신하는 제 2 입력,
    c. 상기 기준 신호로부터 왜곡을 갖는 전류 신호를 비교하여, 제 1 보정 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 입력 및 제 2 입력에 연결된 감산기 및,
    d. 상기 보정 신호에 따른 왜곡을 갖는 상기 신호에 그리고 상기 신호로부터 전류를 선택적으로 공급 및 싱크하여, 왜곡을 갖는 상기 신호에서의 왜곡을 감소시키는 회로를
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  11. 제 10항에 있어서, 왜곡은 고조파 왜곡, 잡음, 증가된 스펙트럼 잡음 및 진폭 변조 중 임의의 것을 포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  12. 제 10항에 있어서, 왜곡을 갖는 상기 신호의 역률이 실질적으로 1이 되게 하는 역률 보정 모듈을 더 포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 역률 보정 모듈은 전원 라인에 연결된 제 1 부하의 상기 무효 전력을 측정하는 감지기와, 상기 제 1 부하의 무효분을 없애기 위해 상기 제 1 부하와 연결하는 복수의 비트 무효 부하를 포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  14. 제 10항에 있어서, 선택적으로 싱크 및 공급을 위한 상기 회로는
    a. 상기 보정 신호에 연결된 제 1 제어 전류원으로서, 음의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 양의 전력으로부터 왜곡을 갖는 신호에 전류를 공급하는, 제 1 제어 전류원, 및
    b. 상기 보정 신호에 연결된 제 2 제어 전류원으로서, 왜곡을 갖는 상기 신호로부터 전류를 양의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 음의 전력에 싱크하는, 제 2 제어 전류원을
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  15. 제 10항에 있어서, 선택적으로 싱크 및 공급을 위한 상기 회로는
    a. 상기 보정 신호에 연결된 제 1 제어 전류원으로서, 양의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 양의 전력으로부터 왜곡을 갖는 신호에 전류를 공급하는, 제 1 제어 전류원, 및
    b. 상기 보정 신호에 연결된 제 2 제어 전류원으로서, 왜곡을 갖는 상기 신호로부터 전류를 음의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 음의 전력에 싱크하는, 제 2 제어 전류원을
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  16. 제 10항에 있어서, 선택적으로 결합을 위한 상기 회로는
    a. 상기 보정 신호의 상기 양의 부분을 결정하는 상기 감산기의 출력에 연결된 양의 정류기,
    b. 음의 왜곡에 응답하여 왜곡을 갖는 전류 신호와, 상기 보정 신호의 상기 양의 부분을 선택적으로 결합하기 위해 구성되는 양의 DC 전원에 연결된 제 1 제어 전류원,
    c. 상기 음의 부분 보정 신호를 결정하는 상기 감산기의 출력에 연결된 음의 정류기,
    d. 양의 왜곡에 응답하여 왜곡을 갖는 상기 전류 신호와, 상기 보정 신호의 상기 음의 부분을 선택적으로 결합하기 위해 구성되는 음의 DC 전원에 연결된 제 2 제어 전류원,
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  17. 제 10항에 있어서, 선택적으로 결합을 위한 상기 회로는
    a. 상기 보정 신호의 양의 부분을 결정하기 위해 상기 감산기의 출력에 연결된 양의 정류기,
    b. 양의 왜곡에 응답하여 왜곡을 갖는 전류 신호와, 상기 보정 신호의 상기 양의 부분을 선택적으로 결합하기 위해 구성되는 양의 DC 전원에 연결된 제 1 제어 전류원,
    c. 음의 부분 보정 신호를 결정하기 위해 상기 감산기의 출력에 연결된 음의 정류기,
    d. 음의 왜곡에 응답하여 왜곡을 갖는 전류 신호와, 상기 보정 신호의 상기 음의 부분을 선택적으로 결합하기 위해 구성되는 음의 DC 전원에 연결된 제 2 제어 전류원,
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  18. 제 10항에 있어서, 선택적으로 싱크 및 공급을 위한 상기 회로는
    a. 상기 보정 신호를 변조하여, 변조된 보정 신호를 형성하는 변조기를
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  19. 제 18항에 있어서, 선택적으로 싱크 및 공급을 위한 상기 회로는
    a. 상기 변조된 보정 신호에 연결된 제 1 스위치로서, 양의 전력원으로부터 왜곡을 갖는 신호에 전류를 공급하고, 음의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 왜곡을 갖는 상기 신호에 전류를 공급하는, 제 1 스위치, 및
    b. 상기 변조된 보정 신호에 연결된 제 2 스위치로서, 왜곡을 갖는 상기 신호로부터 전류를 음의 전력원에 싱크하고, 양의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 왜곡을 갖는 상기 신호에 싱크하는, 제 2 스위치를
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  20. 제 18항에 있어서, 선택적으로 싱크 및 공급을 위한 상기 회로는
    a. 상기 변조된 보정 신호에 연결된 제 1 스위치로서, 양의 전력원으로부터 왜곡을 갖는 신호에 전류를 공급하고, 양의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 왜곡을 갖는 상기 신호에 전류를 공급하는, 제 1 스위치, 및
    b. 상기 변조된 보정 신호에 연결된 제 2 스위치로서, 왜곡을 갖는 신호로부터 전류를 음의 전력원에 싱크하고, 음의 왜곡에 응답하여 상기 보정 신호에 따른 왜곡을 갖는 상기 신호에 전류를 싱크하는, 제 2 스위치를
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  21. 제 18항에 있어서, 상기 변조기는 펄스 폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기, 또는 펄스 위치 변조기 중 임의의 것을 포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  22. 제 10항에 있어서, 선택적으로 결합하는 상기 회로는
    a. 상기 보정 신호의 양의 부분을 결정하기 위해 상기 감산기의 출력에 연결된 양의 트리거 비교기,
    b. 상기 보정 신호의 음의 부분을 결정하기 위해 상기 감산기의 출력에 연결된 음의 트리거 비교기,
    c. 상기 보정 신호의 상기 양의 부분과 상기 보정 신호의 상기 음의 부분 중 임의의 것을 펄스 폭 변조하기 위해 상기 양의 트리거 비교기의 출력과 상기 음의 트리거 비교기의 출력에 연결되는 변조기,
    d. 양의 DC 전원에 연결된 제 1 스위치로서, 왜곡을 갖는 상기 전류 신호와 상기 음의 보정 신호를 선택적으로 결합하기 위해 구성되는, 제 1 스위치, 및
    e. 음의 DC 전원에 연결된 제 2 스위치로서, 왜곡을 갖는 상기 전류 신호와 상기 양 보정 신호를 선택적으로 결합하기 위해 구성되는, 제 2 스위치
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  23. 제 22항에 있어서, 상기 변조기는 펄스 폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기, 또는 펄스 위치 변조기 중 임의의 것을 포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  24. 제 22항에 있어서, 변조 신호를 필터링하는 적어도 하나의 필터를 더 포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
  25. 제 10항에 있어서, 처리 수단을 더 포함하고, 상기 처리 수단은
    a. 왜곡을 갖는 상기 전류 신호를 디지털화하는 제 1 아날로그 디지털 변환기,
    b. 상기 기준 신호를 디지털화하는 제 2 아날로그 디지털 변환기, 및
    c. 왜곡을 갖는 상기 디지털화된 전류로부터 디지털화된 기준 신호를 디지털 방식으로 감산하여 디지털화된 제 1 보정 신호를 형성하는 처리기를
    포함하는, 왜곡을 감소시키는 전기 회로.
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