JP4154598B2 - 液晶表示装置の駆動法、液晶表示装置及び携帯型電子機器 - Google Patents

Description

本発明は液晶表示装置の駆動法、液晶表示装置、及び携帯型電子機器に関するものであり、特にアクティブマトリクス基板を使用した液晶表示装置のコモン反転駆動に関するものである。

近年、ノートＰＣやモニター用を筆頭に薄膜トランジスターなどのアクティブ素子を用いた液晶表示装置は急速に普及している。通常のネマティック相液晶材料を用いた液晶表示装置においては、信頼性を確保するために液晶に印加する電圧を一定時間で極性反転させる交流駆動が必要である。一般的に白表示時と黒表示時で液晶にかける電圧差は３〜５Ｖである。従って、交流駆動を行うためには液晶を挟み込んだのアクティブマトリクス基板と対向する基板の電極（コモン電極）を固定電位とした場合、アクティブマトリクス基板上の画素電極には６〜１０Ｖの電圧振幅の信号を入力しなくてはならない。しかし、一般的にＩＣで５Ｖ以上の電圧振幅を持つ信号を出力するためには高耐圧性に優れた特殊なプロセスで製造される必要があるためコストが高くなる。これを回避するためにコモン電極の電位を交流駆動することで入力信号を低減にするコモン反転駆動法が考案されている（特許文献１参照）。

以下、図１２を用いてコモン反転ならびに液晶印加電圧極性反転を走査線選択周期（１Ｈ周期）毎に行う１Ｈコモン反転駆動について、ノーマリー・ホワイトモード、画素スイッチング素子はＮチャネル型薄膜トランジスターである液晶表示装置を例にとり説明する。

Ｖ_com（１）は前記のコモン電極電位であり、補助容量（Ｃs）を形成する場合は補助容量共通電極の電位も同じとなる。Ｖ_com（１）はコモン反転駆動では一定周期でＶ_comHとＶ_comL間を反転駆動される。Ｖ_G1〜n（２−１〜２−ｎ）はｎ番目の走査線に走査線駆動回路から与えられる電位であり、Ｖ_com（１）が反転する毎に順次、一つの走査線に画素スイッチング素子をＯＮする選択電位（Ｖ_GON）が印加され、それ以外の時間では接続された画素スイッチング素子をＯＦＦする非選択電位としてＶ_GOFFH又はＶ_GOFFLのどちらかがＶ_com（１）の電位に応じて選択されて印加される。なお、ここでＶ_com（１）の電位に応じて非選択電位をＶ_GOFFHとＶ_GOFFLの二値にするのは画素スイッチング素子の信頼性確保などの理由によるもので、例えば特許文献２などに詳細が記載されている。Ｖ_S1〜m（３−１〜３−ｍ）はデータ線にデータ線駆動回路から与えられる映像信号電位であり、Ｖ_VIDEOHからＶ_VIDEOLまでの間の振幅を有する。ここで使用する液晶素子を±Ｖ_WHITEの電位差を持つ電極で挟み込んだときに白（透過）表示をし、±Ｖ_BLACKの電位差を持つ電極で挟み込んだとき黒（非透過）表示をするように液晶材料やギャップを選択すると、Ｖ_comH≧Ｖ_VIDEOH＞Ｖ_VIDEOL≧Ｖ_comL、Ｖ_comH−Ｖ_VIDEOH＝Ｖ_VIDEOL−Ｖ_comL＝Ｖ_WHITE、Ｖ_comH−Ｖ_VIDEOL＝Ｖ_VIDEOH−Ｖ_comL＝Ｖ_BLACKとなるように設定する。

Ｖ_S1〜m（３−１〜３−ｍ）の電位は選択電位（Ｖ_GON）にある走査線に接続されている画素スイッチング素子を通じ、画素電極へと印加される。ここでＶ_PIX4-1-1〜Ｖ_PIX4-n-mはｍ番目のデータ線とｎ番目の走査線に接続された画素電極の電位とすると、Ｖ_PIX4-1-1、Ｖ_PIX4-1-2は走査線１が選択電位（Ｖ_GON）にある時にデータ線１，２の電位（Ｖ_s1、Ｖ_s2）に充電され、それぞれＶ_VIDEOH、Ｖ_VIDEOLの電位となる。この際、コモン電位はＶ_comHであり、Ｖ_PIX4-1-1に対応する画素電極上の液晶にはＶ_VIDEOH−Ｖ_comH＝−Ｖ_WHITEの電位が、Ｖ_PIX4-1-2に対応する画素電極上の液晶にはＶ_VIDEOL−Ｖ_comH＝−Ｖ_BLACKの電位が印加されていることになる。すなわち、Ｖ_PIX4-1-1に対応する画素は透過（ホワイト）表示、Ｖ_PIX4-1-2に対応する画素は非透過（ブラック）表示となる。

次に走査線２が選択された時にはコモン電位はＶ_comLに反転しているが、Ｖ_PIX4-1-1、Ｖ_PIX4-1-2に対応する画素電極は接続されるスイッチング画素が高抵抗のためフローティング状態にあり、コモン電極と容量線との容量以外の容量が無視できるくらい小さいとすれば、容量結合によりＶ_PIX4-1-1、Ｖ_PIX4-1-2の電位はコモン電極電位の変動幅分（Ｖ_comL−Ｖ_comH）同時に下がり、Ｖ_PIX4-1-1に対応する画素は透過（ホワイト）表示、Ｖ_PIX4-1-2に対応する画素は非透過（ブラック）表示のままとなる。このように、コモン電位が反転を繰り返しても、非選択電位の走査線につながっている画素電極との電位差は変わらず、次の走査線が選択電位になるまでの間、同じ階調表示を維持できる。

一方、Ｖ_PIX4-2-1、Ｖ_PIX4-2-2は走査線２が選択電位（Ｖ_GON）にある時にデータ線１，２の電位（Ｖ_s1、Ｖ_s2）に充電され、それぞれＶ_VIDEOL、Ｖ_VIDEOHの電位となる。この際はＶ_PIX4-2-1に対応する画素電極上の液晶にはＶ_VIDEOL−Ｖ_comL＝Ｖ_WHITEの電位が、Ｖ_PIX4-2-2に対応する画素電極上の液晶にはＶ_VIDEOH−Ｖ_comL＝Ｖ_BLACKの電位が印加されていることになり、それぞれ透過（ホワイト）、非透過（ブラック）表示となるが、Ｖ_PIX4-1-1、Ｖ_PIX4-1-2に対応する画素とは液晶にかかる電圧の極性が反転している。先ほどの説明と同様に走査線２が非選択電位となった後にコモン電位が反転しても、コモン電位と画素電位の電位差は変化せずに表示は保持される。リフレッシュ・レートに応じた書き換え時間の後、次フレームで再度走査線が選択電位になる際には、走査線１が選択電位（Ｖ_GON）になるときにはコモン電位はＶ_comL、走査線２が選択電位（Ｖ_GON）になるときにはコモン電位はＶ_comHであり、液晶素子にかかる電位は前フレームとは極性が反転するため液晶の交流駆動が実現できる。以上が従来の１Ｈコモン反転駆動法である。

この方法によれば外部ＩＣからの入力映像信号振幅は３〜５Ｖで一般的なＣＭＯＳプロセスにより製造された安価なＩＣが使用できるためにコストを低減できる。これはアクティブマトリクス基板の駆動回路を全て外付けする場合はもちろんであるし、駆動回路をアクティブマトリクス基板上に内蔵した駆動回路内蔵ＬＣＤの場合でも映像アナログ信号を入力するアナログ駆動においては映像信号を出力するＩＣが必要であるし、ＤＡＣやデコーダーを内蔵したデジタル駆動においてもＤＡＣやデコーダーにＤＣ電源を供給する電源ＩＣが必要なので同様である。また、電源生成回路をアクティブマトリクス基板上に内蔵した電源・駆動回路内蔵ＬＣＤの場合でも生成する電源の電圧範囲が広くなるほど、回路面積、消費電流が増大し、かつ薄膜トランジスターの信頼性に悪影響を与えるため、コモン反転駆動は有効な手法である。

特開昭６２−４９３９９号公報 特開２００１−３０６０４１号公報

しかしながら、コモン反転駆動はあまり大きなサイズあるいは高い精細度のパネルには適用できないという問題を有している。すなわち、大型化、高精細化が進むとコモン電極の電気容量（Ｃ）が大きくなり、コモン電極の抵抗（Ｒ）も高くなるため、コモン電位を反転するのに容量遅延（ＲＣ遅延）が大きくなってコモン電位の反転に時間がかかり、またコモン反転時に流れる電流も大きくなるため消費電流が増大するのである。

本発明は上記の問題点を解決するため、コモン電位を反転する際（コモン反転タイミング）には走査線の少なくとも一部を各電位電源から高抵抗によって電気的に切り離した、いわゆるフローティング状態にすることでコモンの容量を低減するものである。発明者の計算によると、コモン反転タイミングでデータ線がフローティングされている場合、従来のコモン反転駆動方法においてはコモン電極の電気容量のうち８０％以上は走査線との間の容量である。従って、なるべく多くの走査線をフローティングにすることが好ましい。全ての走査線をフローティングすれば最も望ましく、この場合はコモン電位の反転時間は従来例に比し２割にまで低減される。しかしながら、後述するように駆動上の都合により特定の走査線一本のみがフローティングになっていなくても、例えば総走査線数４８０本とすると、残りの４７９本がフローティングになっていれば全ての走査線をフローティングした場合との容量の差異は１％以下であり差し支えは無い。このように、走査線をフローティングすることで走査線数が増えて大型化が進んでも１Ｈコモン反転駆動あるいは他のコモン反転を実施でき、消費電力も低減されるというメリットを有する。

さらに本発明は走査線をフローティング状態にするタイミングとして、画素トランジスターがＮチャネル型の時にはコモン電位が高いときを選ぶ事を提案する。これにより、従来例のようにコモン電位によって走査線の非選択電位を切り替えたりすることなく、また非選択電位を信頼性に問題がでるほど低くすることなく、選択期間中以外の走査線電位がソースの映像信号の最低電位を上回らず確実に画素ＴＦＴをＯＦＦし、かつ走査線駆動回路に供給する電位の種類を少なくすることが可能となり、パネルの表示品位を落とさずにコストを低減し、信頼性を向上することができる。画素トランジスターがＰチャネル型の場合はコモン電位が低い、すなわち次回コモン電位反転後は電位が高くなるタイミングを選んで走査線をフローティング状態にすれば同様の効果が得られ、画素スイッチ素子に相補型伝送ゲートを使う時には伝送ゲートのＮチャネル型トランジスターに繋がった走査線はコモン電位が高い時にフローティング状態にし、Ｐチャネル型トランジスターに繋がった走査線はコモン電位が低い時にフローティング状態にすれば同様の効果が得られる。

さらに本発明は画素書き込み完了後、走査線に非選択電位を印加し始めてから走査線をフローティングするまでの時間長を一定でなく複数とする駆動方法を提案する。これにより走査線選択期間を固定としたまま、前術のようにコモン電位の高低によって走査線をフローティングにするタイミングを選ぶ事を可能とするため表示品位を低下させることが無い。

さらに本発明は走査線に選択電位を印加して接続された画素書き込み完了し、次に走査線に非選択電位を印加して画素スイッチング素子をＯＦＦした後、適切なタイミングで走査線をフローティング状態にしてから次に走査線に選択電位を印加するまでの間に、１回あるいはそれ以上、非選択電位を印加する駆動方法を提案する。これにより、画像保持期間中のリーク電流等により走査線の電位が上昇して接続された画素スイッチング素子が予期せぬタイミングでＯＮ状態になることを防止できる。また、２回目以降の非選択電位印加期間は画素スイッチング素子がＮチャネル型トランジスターである場合はコモン電位が高い期間内に限り、また画素スイッチング素子がＰチャネル型トランジスターである場合はコモン電位が低い期間内に限ることもあわせて提案する。これにより、非選択期間によって印加電位を変える必要が無く、走査線駆動回路に接続する電源電位の数を低減できるためコスト・信頼性の面で有利である。

さらに本発明はコモン反転時、コモン電位が高い期間とコモン電位が低い期間を互いに異なるようにし、画素スイッチング素子がＮチャネル型薄膜トランジスターの場合はコモン電位が高い期間をコモン電位が低い期間より長く、また画素スイッチング素子がＰチャネル型薄膜トランジスターの場合はコモン電位が低い期間をコモン電位が高い期間より長くする駆動方法を提案する。これにより、走査線選択・非選択期間を固定あるいはあまり差が大きくない範囲の変動でコモン電位の高低によって走査線をフローティングにするタイミングを選ぶ事を可能とし、表示品位を低下させること無く、駆動回路の構成を簡略化できる。

さらに本発明は走査線の非選択電位はコモン電位によらず、常に一定値（Ｖ_GOFF）である駆動方法を提案する。これにより、走査線駆動回路に接続する電源数を低減し、駆動回路の構成を簡略化できるとともに、走査線をフローティングにするタイミングを選ぶ事で走査線の電位が画素スイッチを確実にＯＦＦできるように駆動できる。

また画素スイッチング素子がＮチャネル型電界効果トランジスターの場合、データ線駆動回路により印加される映像信号電位の最低電位をＶ_VIDEOL、画素スイッチング素子のしきい値をＶ_th、コモン電極の電位が高い時の電位をＶ_COMH、コモンの電位が低い時の電位をＶ_COMLとしたとき、Ｖ_GOFFをＶ_VIDEOL＋Ｖ_th＞Ｖ_GOFF＞Ｖ_VIDEOL−（Ｖ_COMH−Ｖ_COML）を満たすように設定する事を提案する。Ｖ_VIDEOL＋Ｖ_th＞Ｖ_GOFFであることで、映像信号が最低電位をとっても画素スイッチング素子はＯＦＦし続ける。また、Ｖ_GOFF＞Ｖ_VIDEOL−（Ｖ_COMH−Ｖ_COML）とすることでその分画素スイッチング素子にかかる逆バイアスを低減でき信頼性やリーク電流低減に役立つ一方で走査線をフローティングするタイミングを選択しているためにコモン反転時に走査線の電位がＶ_VIDEOLを超えることがなく表示品位の低下がない。さらに望ましくは画素スイッチング素子のしきい値ばらつき、サブスレッシュホルド領域や逆バイアスでのリーク電流を考慮して、Ｖ_VIDEOL≧Ｖ_GOFF≧Ｖ_VIDEOH−６（ボルト）とすることが好ましい。

同様に画素スイッチング素子がＰチャネル型電界効果トランジスターの場合、Ｖ_VIDEOH＋Ｖｔｈ＜Ｖ_GOFF＜Ｖ_VIDEOL−（Ｖ_COMH−Ｖ_COML）の範囲であること、さらに望ましくはＶ_VIDEOH≦Ｖ_GOFF≦Ｖ_VIDEOL＋６（ボルト）であることを提案する。

さらに本発明は走査線に非選択電位を与える期間の長さが常に一定であり、非選択電位は前記コモン・ハイ状態での値（＝Ｖ_GOFFH）と前記コモン・ロー状態での値（＝Ｖ_GOFFL）で相互に異なり、かつＶ_GOFFH＞Ｖ_GOFFLであることを特徴とする駆動方法も提案する。これは非選択電位を常に一定に保つ前記の提案に比べ、電源電位数が多くなるというデメリットの一方で、非選択電位を与える期間長を一定とできることから、駆動回路が簡略になるという長所を有している。

さらに本発明はコモン電位反転時に走査線と同時にデータ線をも一部、より望ましくは全数フローティングとする駆動を提案する。これによりコモン電極の容量はより劇的に低減し、本発明の効果はさらに顕著となる。

さらに本発明はこれらの駆動方法を用いた液晶表示装置を提案する。これらの駆動方法を用いる事で、大型高精細パネルにおいても低耐圧のＩＣを使用できるため、安価に装置が提供できる。また、消費電流も従来の駆動方式に比べ低減される。

さらに本発明は走査線駆動回路の少なくとも一部は前記アクティブマトリクス基板上に形成された薄膜トランジスターによって構成されている駆動回路内蔵型液晶表示装置であることを提案する。これにより、画素部から走査線駆動回路までの走査線引き回し配線部が短くなり、この部分の容量による容量分割によりコモン電位の変動より走査線の電位変動が小さくなる現象が最小限におさえられるという効果を有すると同時に、外部ＩＣの変更無しに提案してきたように駆動方法を変更できる。

これらの発明は前述の通り、走査線の本数が多く、パネルが大型化するにつれて有効になる。具体的には、前記走査線の数（＝Ｖ）の二乗に画像表示エリアの対角方向のサイズ（＝Ｓ(ｍ)）で乗じた係数（＝Ｖ×Ｖ×Ｓ）が３００００以上になるような条件を満たすパネルについて本発明を適用する事をあわせて提案する。

さらに本発明はこれらの駆動方法を用いた液晶表示装置を搭載したバッテリーで駆動される携帯電子機器を提案する。これらの駆動方法を用いた液晶表示装置を搭載することで従来より大型高精細の表示装置を備えていながら比較的安価な製品が提供でき、消費電流も従来の駆動方式に比べ低減されているためバッテリーの駆動時間が長くなる。ここでいう携帯電子機器とは、例えばノートパソコン、ＰＤＡ、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯テレビ、携帯電話、携帯フォトビューワー、携帯ビデオプレイヤー、携帯ＤＶＤプレイヤー、携帯オーディオプレイヤーなど液晶表示装置とバッテリーを搭載した電子機器のことである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は本発明の請求項１、２、５、６、７、９、１０、１３および１６に記載の駆動方法を実現する第一の実施例での走査線駆動回路内蔵型のアクティブマトリクス基板の構成図である。アクティブマトリクス基板（１０１）上には ４８０本の走査線（２０１−１〜４８０）と１９２０本のデータ線（２０２−１〜１９２０）が直交して形成されており、４８０本の容量線（２０３―１〜４８０）は走査線（２０１−１〜４８０）と並行かつ交互に配置されている。データ線（２０２−１〜１９２０）はデータ線入力端子（３０２−１〜１９２０）に接続されている。容量線（２０３―１〜４８０）は相互に短絡されてコモン電位入力端子（３０３）に接続される。対向導通部（３０４）もまた、コモン電位入力端子（３０３）に接続される。

走査線（２０１−ｎ）とデータ線（２０２−ｍ）の各交点にはＮチャネル型電界効果薄膜トランジスターよりなる画素スイッチング素子（４０１−ｎ−ｍ）が形成されており、そのゲート電極は走査線（２０１−ｎ）に、ソース・ドレイン電極はそれぞれデータ線（２０２−ｍ）と画素電極（４０２−ｎ−ｍ）に接続されている。画素電極（４０２−ｎ−ｍ）は容量線（２０３−ｎ）と補助容量コンデンサーを形成し、また液晶表示装置として組み立てられた際には液晶素子をはさんで対抗基板電極（ＣＯＭ）とやはりコンデンサーを形成する。

走査線（２０１−１〜４８０）はアクティブマトリクス基板上にポリシリコン薄膜トランジスターを集積することで形成された走査線駆動回路（３０１）に接続されて駆動信号を与えられる。走査線駆動回路（３０１）にはＣＬＫ信号端子（６０１）、ＣＬＫＸ信号端子（６０２）、ＸＳＴ信号端子（６０３）、ＨＥＮＢ端子（６０４）、ＬＥＮＢ端子（６０５）、ＬＣＨＧ端子（６０６）が接続されている。また図示しないが、複数の電源電位も走査線駆動回路に接続されている。

図２は走査線駆動回路（３０１）の詳細なる回路構成図である。走査線駆動回路（３０１）内にはシフトレジスタ回路（３５０）が内蔵されており、ＣＬＫ信号端子（６０１）、ＣＬＫＸ信号端子（６０２）、ＸＳＴ信号端子（６０３）が接続されている。シフトレジスタは第一のクロックドインバーター（３５１−ｎ）、第二のクロックドインバーター（３５２−ｎ）、第一のインバーター（３５３−ｎ）で一つの段が形成され、全部で４８０段よりなっており、初端・終端を含めて計４８１本の出力端子（５０４−１〜４８１）を有している。

シフトレジスタ回路（３５０）からのｎ（＝１〜４８０）番目の出力端子（５０４−ｎ）とｎ＋１番目の出力端子（５０４−ｎ＋１）が第一ＮＡＮＤ回路（５０５−ｎ）の入力端子にそれぞれ接続されており、第一ＮＡＮＤ回路（５０５−ｎ）の出力端子は第二インバーター（５０６−ｎ）の入力端子と第四ＮＡＮＤ回路（５０９−ｎ）の入力端子の一方に接続されており、第二インバーター（５０６−ｎ）の出力端子は第二ＮＡＮＤ回路（５０７−ｎ）の入力端子の一方と第三ＮＡＮＤ回路（５０８−ｎ）の入力端子の一方に接続されている。さらに、第二ＮＡＮＤ回路（５０７−ｎ）の入力端子のもう一方にはＨＥＮＢ信号端子（６０４）が接続され、第三ＮＡＮＤ回路（５０８−ｎ）の入力端子のもう一方にはＬＥＮＢ信号（６０５）が接続され、第四ＮＡＮＤ回路（５０９−ｎ）の入力端子のもう一方にはＬＣＨＧ信号端子（６０６）が接続されている。さらに、第三ＮＡＮＤ回路（５０８−ｎ）の出力端子と第四ＮＡＮＤ回路（５０９−ｎ）の出力端子はそれぞれ第五ＮＡＮＤ回路（５１０−ｎ）の入力端子に接続されている。第二ＮＡＮＤ回路（５０７−ｎ）の出力端子はＰチャネル型薄膜トランジスターである第二トランジスター（５１２−ｎ）のゲート端子に接続され、第五ＮＡＮＤ回路（５１０−ｎ）の出力端子はＮチャネル型薄膜トランジスターである第一トランジスター（５１１−ｎ）のゲート端子に接続されている。

第一トランジスター（５１１−ｎ）のソース端子はＶ_GOFFの電位を有する電源に接続され、第二トランジスター（５１２−ｎ）のソース端子はＶ_GONの電位を有する電源に接続されている。また、第一トランジスター（５１１−ｎ）のドレイン端子と第二トランジスター（５１２−ｎ）のドレイン端子は走査線（２０１−ｎ）に接続されている。図示しないが、第一のクロックドインバーター（３５１−ｎ）、第二のクロックドインバーター（３５２−ｎ）、第一のインバーター（３５３−ｎ）、第一ＮＡＮＤ回路（５０５−ｎ）、第二インバーター（５０６−ｎ）、第二ＮＡＮＤ回路（５０７−ｎ）、第三ＮＡＮＤ回路（５０８−ｎ）、第四ＮＡＮＤ回路（５０９−ｎ）および第五ＮＡＮＤ回路（５１０−ｎ）は電源として、ＶＨ電位端子ならびにＶＬ電位端子と接続される。

以下、図３、４ならびに５を用いて第一の実施例における具体的な駆動方法を説明する。図３、４ならびに５は奇数フレームの場合の図であり、偶数フレームの場合、コモン・ロー状態からフレームが始まり、同じくコモン・ロー状態で終了するため、各走査線が選択電位を与えられる時のコモン電極の電位が逆転することになる。

図３は第一の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる各信号のタイミングチャート図である。Ｖ_COM（１）はコモン電位入力端子（３０３）に与えられる電位であり、一定周期でＶ_COMHとＶ_COML間を反転駆動される。Ｖ_COMHの保持期間Ｔ_COMH（この期間中をコモン・ハイ状態と称する）とＶ_COMLの保持期間Ｔ_COML（この期間中をコモン・ロー状態と称する）は等しく、Ｔ_COMHの４８１倍周期が１フレーム期間Ｔ_frameとなる。Ｖ_CLK（４）はＣＬＫ信号端子（６０１）に与えられるシフトレジスタ駆動用正相クロック信号電位であり、Ｖ_COM（１）の反転周期と同一周期でＴ_SHIFTだけずれた位相でＶＨとＶＬの間を反転駆動された信号が入力され、Ｖ_CLKX（５）はＣＬＫＸ信号端子（６０２）に入力されるシフトレジスタ駆動用逆相クロック信号電位であり、ＶＣＬＫとは逆極性の信号が入力される。Ｖ_XST（６）はＸＳＴ信号端子（６０３）に入力されるシフトレジスタ初段ビットへの入力電位であり、パルス長Ｔ_COMH、周期Ｔ_frameのパルス波である。

Ｖ_HENB（７）はＨＥＮＢ信号端子（６０４）に入力されるシフトレジスタにより選択された走査線に選択電位を与えるタイミングを意味する電位であり、Ｖ_CLK（４）が反転すると同時にＶＨとなり、一定期間（Ｔ_HENB＜Ｔ_COMH）後にＶＬとなる。

Ｖ_LENB（８）はＬＥＮＢ信号端子（６０５）に入力されるシフトレジスタにより選択された走査線に非選択電位を与えるタイミングを意味する電位であり、Ｖ_HENB（７）がＶＬに変化するとほぼ同時にＶＨとなり、コモン・ハイ状態期間ではＶ_com（１）が反転する前にＶＬに戻るが、コモン・ロー状態中にはＶ_com（１）が反転した後、Ｖ_CLKが反転するのとほぼ同時にＶＬに戻る信号である。

Ｖ_LCHG（９）はＬＣＨＧ信号端子（６０６）に入力されるシフトレジスタにより選択された走査線以外に非選択電位を与える、すなわち走査線へのＶ_GOFF再充電のタイミングを意味する電位であり、コモン・ハイ状態中に一定期間（Ｔ_LCHG＜Ｔ_COMH）ＶＨとなり、その他の期間はＶＬとなるパルス波である。

図４は第一の実施例における奇数フレームでの外部駆動回路から与えられる映像信号タイミングチャート図である。実線は電位が外部電源より与えられている状態を示し、破線は各外部電源との間が高抵抗で遮断されているフローティング状態を示す。以下、ノーマリー・ホワイトモードである事を前提として説明する。
Ｖ_S1〜1920（３−１〜１９２０）はデータ線入力端子（３０２−１〜１９２０）に入力される映像信号電位であり、最高電位Ｖ_VIDEOH〜最低電位Ｖ_VIDEOLの範囲内であって、その詳細波形は表示する画像により異なる。本実施例ではデータ線１（２０２−１）に接続された画素では白（透過）表示、データ線２（２０２−２）に接続された画素では黒（非透過）表示、データ線１９２０（２０２−１９２０）に接続された画素ではグレー（半透過）表示をそれぞれ行うように、また画素電極への充電完了・画素ス一チング素子ＯＦＦ後、プレチャージ信号として白レベル信号を入力した後、コモン反転タイミングではフローティングするようにしてＶ_S1、Ｖ_S2およびＶ_S1920の波形を描いている。Ｖ_S1〜1920（３−１〜１９２０）の映像信号の出力開始・停止タイミングやプレチャージタイミングは点順次駆動、線順次駆動、ブロック順次駆動などの駆動方式によりそれぞれ異なるが、いずれの場合でもコモン反転タイミングではデータ線をフローティング状態にしておくべきである。本実施例では線順次駆動を前提としている。

図５は第一の実施例における奇数フレームでの走査線駆動回路（３０１）から走査線（２０１−１〜４８０）に与えられる出力信号を示すタイミングチャートである。実線は電位が外部電源より与えられている状態を示し、破線は各外部電源との間が高抵抗で遮断されているフローティング状態を示す。シフトレジスタ（３５０）は順次、特定の出力端子（５０４−ｎ）とその隣の出力端子（５０４−ｎ＋１）にのみＶＨを出力し、ＣＬＫ信号：Ｖ_CLK（４）とＣＬＫＸ信号：Ｖ_CLKX（５）が反転する都度、ＶＨを出力する端子が一つずつシフトしていく。これにより、最終的に走査線にはＶ_G1〜n（２−１〜２−４８０）のような電位が印加されることとなる。すなわち、奇数フレームでの走査線１、３、５…（２−１、２−３、２−５、…）のようにコモン・ハイ状態中に選択電位Ｖ_GONが与えられた走査線はコモン・ハイ状態期間内にフローティング状態となり、奇数フレームでの走査線２、４、６…（２−２、２−４、２−６、…）のようにコモン・ロー状態中に選択電位Ｖ_GONが与えられた走査線はＶ_COM（１）が反転してからＴ_SHIFT後にＶ_CLK（４）が反転するまでフローティング状態とならない。すなわち、非選択電位を書き込む時間を可変とする事で、フローティング状態になるタイミングを切り替えている。また、選択された走査線以外はコモン・ハイ期間中には非選択電位をＴ_LCHG期間書き込むが、コモン・ロー状態ならびにコモン・ハイ状態とコモン・ロー状態の反転タイミング前後ではフローティング状態をとる。なお図示しないが、偶数フレームでは奇数フレームとでは同じ走査線に選択電位Ｖ_GONが与えられる時のコモン電位の極性が反転し、液晶の交流駆動が行われるために液晶の信頼性も確保される。

本実施例での各電源電位はＶＨ≧Ｖ_GON＞Ｖ_VIDEOH＞Ｖ_VIDEOL＞Ｖ_GOFF≧ＶＬかつＶ_comH≧Ｖ_VIDEOH＞Ｖ_VIDEOL≧Ｖ_comLとなるように設定することが望ましい。また、Ｖ_COMH−Ｖ_VIDEOH＝Ｖ_WHITEが使用する液晶素子、セルギャップに応じたノーマリーホワイト表示での白（透過）表示電圧、Ｖ_VIDEOH−Ｖ_COML＝Ｖ_BLACKが同じくノーマリーホワイト表示での黒（非透過）表示電圧になるように設定する。

本実施例のように、画素スイッチング素子がポリシリコン薄膜トランジスターの場合しきい値ばらつきが大きく、サブスレッシュホルド領域や逆バイアスでのリーク電流が無視できない。画面のリフレッシュ・レートが６０Ｈｚ以下の場合、リーク電流が１ｐＡを超えると大きな保持容量を必要とし、表示品位を落とすほどに開口率が低下する。

図１３は発明者の測定したポリシリコン薄膜トランジスターを用いた画素スイッチング素子のリーク電流グラフである。横軸はゲート・ソース間電位（Ｖ）であり、縦軸はソース・ドレイン間リーク電流（Ａ）であり、多点測定して最もリーク電流が大きかったデータを記載している。グラフ１（９５）はＮチャネル型トランジスターのデータであり、グラフ２（９５）はＰチャネル型トランジスターのデータである。本実施例のようにＮチャネル型トランジスターを使用している場合、グラフ１（９５）より、画素スイッチング素子のリーク電流の最大値が１ｐＡを下回るのはゲート・ソース間電位が０〜−６（Ｖ）の範囲であることがわかる。本発明における駆動ではゲート電位がＶ_GOFFの時、ゲート・ソース間電位はＶ_GOFF−Ｖ_VIDEOL〜Ｖ_GOFF−Ｖ_VIDEOHの間になるので、Ｖ_VIDEOL≧Ｖ_GOFF≧Ｖ_VIDEOH−６（Ｖ）とすることでゲート・ソース間電位は０〜−６（Ｖ）となってさらに好ましい。また、画素スイッチング素子にＰチャネル型ポリシリコン薄膜トランジスターを利用した場合はグラフ２（９６）よりリーク電流が１ｐＡを下回るゲート・ソース間電位は０〜＋６（Ｖ）の範囲であるため、Ｖ_VIDEOH≦Ｖ_GOFF≦Ｖ_VIDEOL＋６（Ｖ）の範囲がより好ましい。

また、一般的に一つの回路や素子に印加される電位の中心値（すなわち高電位と低電位の平均）はコモン電極電位の平均値と等しい事が液晶素子への影響という点から好ましい。
以上の条件を勘案した本実施例での各電位の設定値として、例えばＶ_WHITE＝０．５（Ｖ）、Ｖ_BLACK＝４．０（Ｖ）となるような液晶材料並びに貼り合わせギャップを選択したとするなら、ＶＨ＝８．５（Ｖ）、Ｖ_GON＝７．５（Ｖ）、Ｖ_COMH＝６．５（Ｖ）、Ｖ_VIDEOH＝６（Ｖ）、Ｖ_VIDEOL＝２．５（Ｖ）、Ｖ_COML＝２（Ｖ）、Ｖ_GOFF＝１（Ｖ）、ＶＬ＝０（Ｖ）とすれば良い。

このような駆動方法により、コモン・ハイからコモン・ローへの反転タイミングでは全ての走査線（４８０本）が、コモン・ローからコモン・ハイへの反転タイミングでは選択された走査線以外の走査線（４７９本）がフローティング状態であり、全ての走査線に非選択電位を書き込みつづける従来の駆動方法に比べ、コモン反転時にコモン電位入力端子（３０３）に流れる電流は非常に少なくなり、コモン電位の変化も早くなる。すなわち、同時に大型・高精細でも表示品位を落とさずコモン反転駆動が使用でき、映像信号を出力するＩＣとして安価な低耐圧ＩＣが使用できる上に消費電力も少なくなる。

しかも、走査線をフローティングにするタイミングをコモン・ハイ状態とコモン・ロー状態で変えているため、走査線への非選択電位は一つであるにも関わらず、図５のＶ_G1〜480（２−１〜４８０）の通り、非選択状態での走査線はコモン電位と結合して電位が変動するが、Ｖ_GOFF以上には電位が上がらない。また、Ｔ_COMH＋Ｔ_COML期間ごとに非選択電位の再書き込みを行うから、図２の第一トランジスター（５１１−ｎ）や第二トランジスター（５１２−ｎ）のリーク電流が大きくても走査線が保持期間中に非選択電位からずれる心配が無い。

また、Ｖ_GOFFはコモン・ハイ状態でもコモン・ロー状態でも一定の電位で良く、電源電位を反転させる、あるいは二つの電位から一つを選択するといった必要性が無いため回路構成が簡易となり、コスト低減・歩留まり向上に効果的である。さらにＶ_GOFFを適切な値に設定しているので、コモン反転時にもソース電位によって画素スイッチング素子（４０１−ｎ−ｍ）が非選択（保持）期間中にＯＮしてしまうことがなく、かつ画素スイッチング素子（４０１−ｎ−ｍ）にかかる逆バイアスを最小におさえ、信頼性の低下・画素スイッチング素子のリーク電流増大をまねく心配がない。

図６は請求項１７から１９に記載の液晶表示装置を実現する第一の実施例を示した透過型液晶表示装置の斜視構成図（一部断面図）である。アクティブマトリクス基板（１０１）と、カラーフィルター基板上にＩＴＯを成膜することでコモン電極を形成した対抗基板（９０１）をシール材（９２０）により貼り合わせ、その中にネマティック相液晶材料（９１０）を封入している。図示しないが、アクティブマトリクス基板（１０１）、対抗基板（９０１）ともに液晶材料（９１０）と接触する面にはポリイミドなどからなる配向材料が塗布され、互いに直交する方向にラビング処理されている。また、アクティブマトリクス基板（１０１）上の対向導通部（３０４）には導通材が配置され、対抗基板（９０１）のコモン電極と短絡されている。

データ線入力端子（３０２−１〜１９２０）、コモン電位入力端子（３０３）、ＣＬＫ信号端子（６０１）、ＣＬＫＸ信号端子（６０２）、スタートパルス信号端子（６０３）、ＨＥＮＢ信号端子（６０４）、ＬＥＮＢ信号（６０５）、ＬＣＨＧ信号端子（６０６）や各種電源端子にはアクティブマトリクス基板（１０１）上に実装されたＦＰＣ（９３０）を通じて回路基板（９３５）上の１ないし複数の外部ＩＣ（９４０）に接続され、必要な電気信号・電位を供給される。

さらに対抗基板の外側には上偏向板（９５１）を、アクティブマトリクス基板の外側には下偏向板（９５２）を配置し、互いの偏光方向が直交するよう（クロスニコル状）に配置する。さらに下偏向板（９５２）下にバックライトユニット（９６０）を取り付けて完成する。バックライトユニット（９６０）は冷陰極管に導光板や散乱板をとりつけたものでも良いし、ＥＬ素子によって発光するユニットでもよい。図示しないが、さらに必要に応じ、周囲を外殻で覆うあるいは上偏向板のさらに上に保護用のガラスやアクリル版を取り付けても良いし、視野角改善のため、光学補償フィルムを貼っても良い。

このような液晶表示装置でコモン反転駆動を行った時のコモン電位遅延時間定数（＝τ_COM）はコモン電極の平均抵抗（＝Ｒ_COM）と固定電位とつながった他の導体に対する総容量（＝Ｃ_COM）の積に概略比例（τ_COM∝Ｒ_COM×Ｃ_COM）する。一般的にＲ_COMは対向電極のシート抵抗値や対向導通部・実装端子部の抵抗値などプロセス上の制約で決まり、あまりパネルサイズや精細度による変動は大きくない。一方、従来のコモン反転駆動方法では前記のとおり走査線との容量がＣ_COMの８０％以上であるため、総走査線数（＝Ｖ（本））に概略比例してＣ_COMは増加する。また、走査線の長さが長いほど走査線１本当たりの容量は増大するから、画像表示エリアの対角方向のサイズ（＝Ｓ(ｍ)）にも概略比例してＣ_COMは増加する。一方、リフレッシュ・レートが一定であれば総走査線数（＝Ｖ（本））に反比例して１走査線への書き込み時間（＝Ｔ_1H）は低下する。すなわち、従来のコモン反転駆動方法では１走査線への書き込み時間に占めるコモン反転時間の割合（τ_COM÷Ｔ_1H）は、τ_COM÷Ｔ_1H∝Ｖ×Ｖ×Ｓに概略準じ、この係数があまり大きくなると十分な画素書き込み時間が得られなくなり、表示品位や信頼性の低下につながる。

図１４は一般的なガラス基板を用いたアクティブマトリクス製造プロセスを使用する場合の前記走査線の数（＝Ｖ）の二乗に画像表示エリアの対角方向のサイズ（＝Ｓ(ｍ)）で乗じた係数（＝Ｖ×Ｖ×Ｓ）と１Ｈ時間の中に占めるコモン反転時間の割合（τ_COM÷Ｔ_1H）を計算した結果を示すグラフである。なお、リフレッシュ・レートは６０Ｈｚとしている。グラフ１（９１）がτ_COM÷Ｔ_1Hを示すグラフであり、ほぼＶ×Ｖ×Ｓに比例していることがわかる。限界線１（９２）は画素書き込み時間を十分に確保するために必要な最低時間から割り出した限界ラインであり、これによると概略Ｖ×Ｖ×Ｓ≧３００００以上では従来の駆動方法では１Ｈコモン反転を行う事は困難になることがわかる。そこで、Ｖ×Ｖ×Ｓ≧３００００を満たすパネルについて本実施例を適用する事で従来方法のコモン反転駆動が不可能であった大型・高精細パネルでも安価な低耐圧ＩＣが使用できるため、モジュール価格を安く製造でき、消費電力も少なくなる。本実施例では画素数１９２０×４８０のいわゆるＶＧＡで対角１５２．４mm(６型)であれば、Ｖ×Ｖ×Ｓ＝３５１１３を得るので、このような条件を満たすことになる。

なお、本実施例においては第二のトランジスター（５１２−１〜４８９）のリーク電流が少なければ、Ｖ_LCHG信号（９）がＶＨになる周期をより長くとって差し支えなく、さらにはＬＣＨＧ信号端子（６０６）とそれに接続される配線、ならびに図２の第四ＮＡＮＤ回路（５０９−ｎ）を略し、第五ＮＡＮＤ回路（５１０−１）をインバーター回路に置き換えても構わない。これにより入力信号や回路構成が簡略化されるので、より安価な液晶表示装置が製造可能となる。

また、コモン電極の電位は二値（Ｖ_COMH，Ｖ_COML）の場合を例にとり説明したが、駆動方法によってはさらに細かな振幅を加え、三値以上としても構わない。この場合はコモン・ハイ状態でのコモン電極の平均電位、最大電位、最小電位のいずれかをＶ_COMH、コモン・ロー状態でのコモン電極の平均電位、最大電位、最小電位のいずれかをＶ_COMLと置き換えればよい。また、ゲートの選択電位や非選択電位をより細かな多値とするような駆動法にしても差し支えない。
また、図２の３５０に示したようなクロックドインバーターによるシフトレジスタ構成でなく、フリップフロップ回路や伝送ゲートによるシフトレジスタ構成に置き換えても良いし、シフトレジスタでなく様々な順次選択回路を用い、それにあわせて図２の論理回路部を変更してもちろん構わない。

また、本実施例では走査線駆動回路（３０１）をＶＨ（≧Ｖ_GON）とＶＬ（≦Ｖ_GOFF）の電位で駆動したが、そのうち一部をより低い電位差で駆動しても構わない。例えばシフトレジスタ（３５０）部の電源としてＶＨＭ（＜Ｖ_GON）とＶＬＭ（＞Ｖ_GOFF）を用い、ＶＣＬＫ（４）、ＶＣＬＫＸ（５）、ＶＸＳＴ（６）の各信号の振幅も同様とする。そして出力端子（５０４−ｎ）から第一トランジスター（５１１−ｎ）・第二トランジスター（５１２−ｎ）の間のいずれかの位置にレベルシフタ回路を設け、ＶＨ〜ＶＬレベルにまで昇圧すればよい。あるいは、シフトレジスタ（３５０）や第一ＮＡＮＤ回路から第五ＮＡＮＤ回路自体にレベルシフト機能を加えた回路構成としても良い。このような構成にすることで、消費電流を低減できる。

図７、８および９は本発明の請求項１、２、６、７、９、１０、１２、１３および１６に記載の駆動方法を実現する第二の実施例における奇数フレームでの信号タイミングチャート図である。図中、実線は電位が外部電源より与えられている状態を示し、破線は各外部電源との間が高抵抗で遮断されているフローティング状態を示す。

図７は第二の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる各信号タイミングチャート図である。Ｖ_COM（１）のＶ_COMHの保持期間Ｔ_COMHとＶ_COMLの保持期間Ｔ_COMLはＴ_COMH＞Ｔ_COMLであり、（Ｔ_COMH＋Ｔ_COML）×２４０．５がフレーム期間Ｔ_frameとなる。すなわち、偶数フレームではコモン・ハイの途中の状態から始まる事になる。

Ｖ_CLK（４）、Ｖ_CLKX（５）、Ｖ_XST（６）、Ｖ_HENB（７）、Ｖ_LCHG（９）は実施例１と同じ波形であるが、Ｖ_LENB（８）はコモン・ハイ期間とコモン・ロー期間でＶＨとなる長さは同一であり、Ｖ_HENB（７）とＶ_LENB（８）は逆極性波形になっている。

図８は第一の実施例における奇数フレームでの外部駆動回路から与えられる映像信号タイミングチャート図である。コモン反転タイミングでソースラインをフローティングにするため、映像信号の画素電極への印加時間が短くなっている他は特に第一の実施例の図４との差異は無い。

図９は第二の実施例における奇数フレームでの走査線駆動回路（３０１）から走査線（２０１−１〜４８０）に与えられる出力信号を示すタイミングチャートである。ＶＧ１（２−１）、ＶＧ３（２−３）、…はコモン反転タイミングでコモン・ハイ状態となってからＴ_SHIFT後に選択電位（Ｖ_GON）を印加され、コモン・ハイ期間内にフローティングになるが、ＶＧ２（２−２）、ＶＧ４（２−４）、…はコモン反転タイミング直前にコモン・ハイ状態で選択電位（Ｖ_GON）を印加されてからコモン反転タイミングとなり、非選択電位出力中に再度コモン反転タイミングとなる。 本実施例では、コモン・ハイからコモン・ローへの反転タイミングでは選択電位を与えている走査線以外（４７９本）が、コモン・ローからコモン・ハイへの反転タイミングでは非選択電位を与えている走査線以外の走査線（４７９本）がフローティング状態であり、第一の実施例と同様に大型・高精細でも表示品位を落とさずコモン反転駆動が使用でき、映像信号を出力するＩＣとして安価な低耐圧ＩＣが使用できる上に消費電力も少なくなる。

さらに、本実施例の場合、Ｖ_HENB（７）信号とＶ_LENB（８）信号が互いに極性反転した信号となっているため、どちらか一方のみを外部ＩＣから供給し、他方はアクティブマトリクス基板上のインバーター回路により生成することで入力信号数、配線を簡単に削減できるという利点を有する。

なお、アクティブマトリクス基板の構成図、走査線駆動回路図、液晶表示装置のモジュール構成図は第一の実施例と同じであり、それぞれ図１、図２、図６を参照のこと。また、各種電源電位の設定とその効果も実施例１と同じである。

図１０および図１１は請求項１、２、１５および１６に記載の駆動方法を実現する第三の実施例における奇数フレームでの信号タイミングチャート図である。実線は電位が外部電源より与えられている状態を示し、破線は各外部電源との間が高抵抗で遮断されているフローティング状態を示す。

図１０は第三の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる各信号タイミングチャート図である。この実施例ではＶ_comHの保持期間Ｔ_comH（この期間中をコモン・ハイ状態と称する）とＶ_comLの保持期間Ｔ_comL（この期間中をコモン・ロー状態と称する）は等しく、Ｔ_comHの４８１倍周期が１フレーム期間Ｔ_frameとなる。また、Ｖ_HENB（７）信号とＶ_LENB（８）信号はコモン・ハイ期間とコモン・ロー期間で変化は無く、Ｔ_COMH周期での繰り返し信号となっている。供給される映像信号のタイミングチャートは第一の実施例と相違ないため、図４参照のこと。

図１１は第三の実施例における奇数フレームでの走査線駆動回路（３０１）から走査線（２０１−１〜４８０）に与えられる出力信号を示すタイミングチャートである。非選択電位は一定の値でなく、コモン・ハイ期間ではＶ_GOFFH、コモン・ロー期間ではＶ_GOFFLがそれぞれ走査線に印加される。なお、本実施例ではＶ_GOFFH−Ｖ_GOFFL＝Ｖ_COMH−Ｖ_COMLに概略一致するように設定する。

本実施例の駆動方法によると、コモン・ハイからコモン・ロー、あるいはコモン・ローからコモン・ハイへのコモン電位反転タイミングでは全ての走査線（４８０本）がフローティング状態であり、第一の実施例や第二の実施例と同様あるいはそれ以上にコモン反転時の容量が少なく、大型・高精細液晶表示装置でも表示品位を落とさずコモン反転駆動法が使用でき、映像信号を出力するＩＣとして安価な低耐圧ＩＣが使用できる上に消費電力も少なくなる。また、第一や第二の実施例と比較するとＶ_GOFFを反転させながら交流駆動させるための駆動回路数の増大や消費電流の増大、電源電位数の増大というデメリットはあるが、駆動信号の波形が単純なものになるため、外部信号回路の構成が簡素にできるという利点を有する。

また、画素スイッチング素子の逆バイアス時のリーク電流や信頼性が性能上十分であれば、本第三の実施例においてＶ_GOFFを常に（コモン・ハイ状態でも）Ｖ_GOFFLに固定しても良い。この場合、装置内の回路構成は極めて単純なものになる。

なお、アクティブマトリクス基板の構成図、走査線駆動回路図、液晶表示装置のモジュール構成図は第一の実施例、第二の実施例と同じであり、それぞれ図１、図２、図６を参照のこと。

本発明は前述の実施の形態に限定されるものではなく、データ線駆動回路も内蔵した完全ドライバ内蔵アクティブマトリクス基板を使用した液晶表示装置でも構わないし、逆に走査線駆動信号を外部ＩＣ回路で供給する駆動回路非内蔵アクティブマトリクス基板を使用した液晶表示装置でも構わない。また、駆動回路の構成も相補型（ＣＭＯＳ）回路でなく、ＮチャネルまたはＰチャネル型のみからなる片チャネル駆動回路でも実現可能である。画素スイッチング素子もＰ型トランジスタや相補型伝送ゲートを用いても構わないし、ポリシリコンでなくアモルファスシリコン薄膜トランジスターを用いてもよい。また、絶縁基板上に薄膜トランジスターを形成するのではなく、結晶シリコンウェハー上に画素スイッチング素子や駆動回路を作りこんだアクティブマトリクス基板でも良い。

また、液晶表示装置として実施例のような透過型で無く反射型や半透過型としてもよいし、直視型で無く投影用のライトバルブとしてもよい。さらに実施例のようにノーマリー・ホワイトモードのみならず、ノーマリー・ブラックモードを使用してもよい。特にこの場合は液晶の配向モードとして垂直配向モードにしてもよい。

本発明の実施例を説明するためのアクティブマトリクス基板構成図。 本発明の実施例を説明するための走査線駆動回路図。 第一の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる各駆動信号タイミングチャート図。 第一の実施例・第三の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる映像信号タイミングチャート図。 第一の実施例における奇数フレームでの走査線信号出力タイミングチャート図。 本発明の実施例における液晶表示装置の斜視図（一部断面図）。 第二の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる各駆動信号タイミングチャート図。 第二の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる映像信号タイミングチャート図。 第二の実施例における奇数フレームでの走査線信号出力タイミングチャート図。 第三の実施例における奇数フレームでの外部信号系より与えられる各駆動信号タイミングチャート図。 第三の実施例における奇数フレームでの走査線信号出力タイミングチャート図。 従来のコモン反転駆動法を説明するための信号タイミングチャート図。 Ｎチャネル型薄膜トランジスターならびにＰチャネル型薄膜トランジスターの画素スイッチング素子のリーク電流測定結果グラフ。 従来方法でのコモン反転駆動ができる液晶パネルのサイズ・精細度の限界を説明するためのグラフ。

符号の説明

１０１：アクティブマトリクス基板
２０１−１〜４８０：走査線１〜４８０
２０２−１〜１９２０：データ線１〜１９２０
３０１：走査線駆動回路
３０３：コモン電極電位入力端子
３０４：対向導通部
３５０：シフトレジスタ
３５１−１〜４８０：第一のクロックドインバーター
３５２−１〜４８０：第二のクロックドインバーター
３５３−１〜４８０：第一のインバーター
４０２−１〜４８０−１〜１９２０：画素電極（１〜４８０，１〜１９２０）
５０５−１〜４８０：第一ＮＡＮＤ回路
５０６−１〜４８０：第二インバーター
５０７−１〜４８０：第二ＮＡＮＤ回路
５０８−１〜４８０：第三ＮＡＮＤ回路
５０９−１〜４８０：第四ＮＡＮＤ回路
５１０−１〜４８０：第五ＮＡＮＤ回路
５１１−１〜４８０：第一トランジスター
５１２−１〜４８０：第二トランジスター
６０１：ＣＬＫ信号端子
６０２：ＣＬＫＸ信号端子
６０３：ＸＳＴ信号端子
６０４：ＨＥＮＢ端子
６０５：ＬＥＮＢ端子
６０６：ＬＣＨＧ端子
９０１：対向基板

Claims (20)

1. 一対の基板間に液晶層を封入してなり、前記一対の基板の一方の基板には複数の走査線と複数のデータ線と前記各走査線および前記各データ線に接続された画素スイッチング素子と前記画素スイッチング素子に接続された画素電極とを有し、更に前記画素電極に対して液晶を介して対向配置されたコモン電極を有し、
   前記複数の走査線に接続された前記画素スイッチング素子をローインピーダンス状態にする一つ又は複数の選択電位と、該走査線に接続された前記画素スイッチング素子をハイインピーダンス状態にする一つ又は複数の非選択電位とを走査線毎に異なったタイミングで順次出力する走査線駆動回路が、前記複数の走査線に接続されてなり、前記走査線駆動回路は異なる電位を有した複数の電源配線と接続されてなる液晶表示装置の駆動方法において、
   前記コモン電極を相対的に高い電位のコモン・ハイ状態と相対的に低い電位のコモン・ロー状態の交互に反転駆動するコモン反転駆動であり、かつ前記コモン電極の電位が前記コモン・ハイ状態から前記コモン・ロー状態に、ならびに前記コモン・ロー状態から前記コモン・ハイ状態に切り換えるコモン反転動作は、前記複数の走査線の少なくとも一部が前記複数の電源配線から電気的に分離されているフローティング状態であり、
   前記複数の走査線は、
   前記選択電位の電源と比較的低い電気抵抗で接続された状態の選択状態である期間と、
   前記非選択電位の電源と比較的低い電気抵抗で接続された状態の非選択状態である期間と、
   前記フローティング状態である期間とをそれぞれ有する、
   ことを特徴とした液晶表示装置の駆動方法。
2. 前記画素スイッチング素子はＮチャネル型電界効果トランジスターであり、
   前記走査線が前記フローティング状態となるタイミングでは該走査線の電位は前記非選択電位と概略等しく、かつ前記コモン電極が前記コモン・ハイ状態である
   ことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動方法。
3. 前記画素スイッチング素子はＰチャネル型電界効果トランジスターであり、
   前記走査線が前記フローティング状態となるタイミングでは該走査線の電位は前記非選択電位と概略等しく、かつ前記コモン電極が前記コモン・ロー状態である
   ことを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動方法。
4. 前記画素スイッチング素子はＮチャネル型電界効果トランジスターよりなる第一スイッチングトランジスターとＰチャネル型電界効果トランジスターよりなる第二スイッチングトランジスターより構成される相補型伝送ゲートであり、
   前記走査線は前記第一スイッチングトランジスターに接続される第一走査線と前記第二スイッチングトランジスターに接続される第二走査線よりなり、
   前記第一走査線が前記フローティング状態となるタイミングでは前記第一走査線の電位は前記非選択電位と概略等しくかつ前記コモン電極が前記コモン・ハイ状態であり、
   さらに前記第二走査線が前記フローティング状態となるタイミングでは前記第二走査線の電位は前記非選択電位と概略等しくかつ前記コモン電極が前記コモン・ロー状態であることを特徴とする請求項１に記載の液晶表示装置の駆動方法。
5. 前記非選択状態である期間の長さは一定でないことを特徴とする
   請求項１から４のいずれか一項に記載の液晶表示装置の駆動方法。
6. 前記複数の走査線は前記選択状態から次に前記選択状態になるまでの間に複数の前記非選択状態を有し、さらに前記複数の非選択状態の間に前記フローティング状態を有する，
   請求項１から５のいずれか一項に記載の液晶表示装置の駆動方法。
7. 前記画素スイッチング素子はＮチャネル型電界効果トランジスターであり、
   前記選択状態の間にある複数の非選択状態のうち前記選択状態直後のものを除いた２回目以降の非選択状態は常に前記コモン電極が前記コモン・ハイ状態である時に実施され、かつ前記２回目以降の非選択状態中に前記コモン反転動作を生じない
   ことを特徴とした請求項６に記載の液晶表示装置の駆動方法。
8. 前記画素スイッチング素子はＰチャネル型電界効果トランジスターであり、
   前記選択状態の間にある複数の非選択状態のうち前記選択状態直後のものを除いた２回目以降の非選択状態は常に前記コモン電極が前記コモン・ロー状態である時に実施され、かつ前記２回目以降の非選択状態中に前記コモン反転動作を生じない
   ことを特徴とした請求項６に記載の液晶表示装置の駆動方法。
9. 前記コモン電極がコモン・ハイ状態である期間長と、コモン・ロー状態である期間長は等しくないことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の液晶表示装置の駆動方法。
10. 前記画素スイッチング素子はＮチャネル型電界効果トランジスターであり、
    前記コモン電極がコモン・ハイ状態である期間長はコモン・ロー状態である期間長より大きい
    ことを特徴とする請求項９に記載の液晶表示装置の駆動方法。
11. 前記画素スイッチング素子はＰチャネル型電界効果トランジスターであり、
    前記コモン電極がコモン・ハイ状態である期間長はコモン・ロー状態である期間長より小さい
    ことを特徴とする請求項９に記載の液晶表示装置の駆動方法。
12. 前記非選択電位は前記コモン電極の電位によらず概略一定の値である
    請求項１から１１のいずれか一項に記載の液晶表示装置の駆動方法。
13. 前記画素スイッチング素子はＮチャネル型電界効果トランジスターであり、
    前記非選択電位の値が、前記データ線に印加される映像信号電位の最低値に前記画素スイッチング素子のしきい値を足した値より低く、前記映像信号電位の最低値から前記コモン・ハイ状態での前記コモン電極の電位を引き前記コモン・ロー状態での前記コモン電極の電位を足した値より高い
    ことを特徴とする請求項１２に記載の液晶表示装置の駆動方法。
14. 前記画素スイッチング素子はＰチャネル型電界効果トランジスターであり、前記非選択電位の値が、前記データ線に印加される映像信号電位の最高電位に画素スイッチング素子のしきい値を足した値より高く、前記コモン・ハイ状態での前記コモン電極のへの印加電位から前記コモン・ロー状態での前記コモン電極の印加電位を引いた値に前記映像信号電位の最高値を足した値より低い
    ことを特徴とする請求項１２に記載の液晶表示装置の駆動方法。
15. 前記コモン・ハイ状態のときの前記非選択電位と前記コモン・ロー状態のときの前記非選択電位が相互に異なり、
    前記コモン・ハイ状態のときの前記非選択電位が前記コモン・ロー状態のときの前記非選択電位より大きい
    ことを特徴とする請求項１から１１のいずれか一項に記載の液晶表示装置の駆動方法。
16. 前記コモン反転動作では少なくとも前記複数のデータ線の一部、より望ましくは全ての前記複数のデータ線がフローティング状態であることを特徴とする請求項１から１５のいずれか一項に記載の液晶表示装置の駆動方法。
17. 請求項１から１６のいずれか一項に記載の駆動方法を用いて画像を表示する液晶表示装置。
18. 前記走査線の数の二乗を画像表示部の対角方向の長さに乗じた係数が３００００以上であることを特徴とする請求項１７に記載の液晶表示装置。
19. 前記走査線駆動回路の少なくとも一部は前記アクティブマトリクス基板上に形成された薄膜トランジスターによって構成されている駆動回路内蔵型液晶表示装置である請求項１７および１８に記載の液晶表示装置。
20. 請求項１７から１９のいずれか一項に記載の液晶表示装置を用いて画像を表示する機能を有したバッテリーで駆動される携帯電子機器。
    
    
    
    

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