JP3520418B2 - 演算増幅回路、駆動回路及び演算増幅回路の制御方法 - Google Patents
演算増幅回路、駆動回路及び演算増幅回路の制御方法Info
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Description
動回路及び演算増幅回路の制御方法に関する。
り、携帯電話機などの電子機器に用いられる液晶パネル
(電気光学装置)として、単純マトリクス方式の液晶パ
ネルと、薄膜トランジスタ(Thin FilmTransistor:以
下、TFTと略す)などのスイッチング素子を用いたア
クティブマトリクス方式の液晶パネルとが知られてい
る。
クス方式に比べて低消費電力化が容易であるという利点
がある反面、多色化や動画表示が難しいという不利点が
ある。一方、アクティブマトリクス方式は、多色化や動
画表示に適しているという利点がある反面、低消費電力
化が難しいという不利点がある。
子機器では、高品質な画像の提供のために、多色化、動
画表示への要望が強まっている。このため、これまで用
いられてきた単純マトリクス方式の液晶パネルに代え
て、アクティブマトリクス方式の液晶パネルが用いられ
るようになってきた。
ネルでは、表示パネルのデータ線を駆動するデータ線駆
動回路の中に、出力バッファとして機能する演算増幅回
路(オペアンプ)を設けることが望ましい。そして、従
来は、このような演算増幅回路として、AB級(プッシ
ュプル方式)の演算増幅回路が用いられてきた。
路では、電流の流れる経路が多いため、無駄に消費され
る電流が多く、消費電力が大きいという欠点があった。
また、消費電力を低減すべく、電流を絞ると、今度は、
応答速度の低下や周波数特性の悪化などの事態を招く。
なされたものであり、その目的とするところは、低消費
電力でAB級動作等が可能な演算増幅回路、これを用い
た駆動回路及び演算増幅回路の制御方法を提供すること
にある。
に本発明は、差動信号の差分値を増幅する差動部と、第
1の電源側に設けられる第1導電型の第1の駆動トラン
ジスタと、該第1の駆動トランジスタに直列に第2の電
源側に設けられ、前記差動部の出力ノードの電圧に基づ
いてそのゲート電極が制御される第2導電型の第2の駆
動トランジスタとを有する出力部と、前記第1の駆動ト
ランジスタのゲート電極が接続される第1のノードに、
所与の第1の電圧を設定する電圧設定回路と、前記差動
部の出力ノードと前記第1のノードとの間に設けられる
第1の容量素子とを含み、前記電圧設定回路が、前記第
1のノードに前記第1の電圧を設定し、その後に、前記
第1の容量素子が、前記差動部の出力ノードの電圧変化
を前記第1のノードに伝えることを特徴とする。
N型)の第1の駆動トランジスタのゲート電極が接続さ
れる第1のノードに、電圧設定回路が第1の電圧(例え
ばしきい値電圧により得られる電圧等)を設定する。そ
して、その後に、差動部の出力ノードの電圧変化が、第
1の容量素子を介して第1のノードに伝えられる。この
ようにすれば、例えば、第1の電圧に差動部の出力ノー
ドの電圧変化が重畳された電圧を、第1の駆動トランジ
スタのゲート電極に印加できる。これにより、低消費電
力でAB級動作等が可能な演算増幅回路を実現できる。
レイン電極の間や、差動部の出力ノードと第1の容量素
子の間や、差動部の出力ノードと第2の駆動トランジス
タのゲート電極の間などに、他の素子(例えばスイッチ
ング素子等)を設けてもよい。また、差動部に入力され
る第1の差動信号としては、前段の回路からの入力信号
を考えることができ、第2の差動信号としては、出力部
からの出力信号を考えることができる。
差動部の出力ノードと前記第1の容量素子との間に設け
られる第1のスイッチング素子と、前記第1の駆動トラ
ンジスタのドレイン電極と前記出力部の出力ノードとの
間に設けられる第2のスイッチング素子とを含んでもよ
く、前記第1、第2のスイッチング素子が、前記第1の
ノードに前記第1の電圧が設定される前にオフになり、
前記第1のノードに前記第1の電圧が設定された後にオ
ンになるようにしてもよい。
の電圧の設定を適正に行うことが可能になる。
第1のノードと前記第1の駆動トランジスタのドレイン
電極との間に設けられる第3のスイッチング素子を含ん
でもよく、前記第3のスイッチング素子をオンになるこ
とで、前記第1のノードに前記第1の電圧が設定される
ようにしてもよい。
タのゲート電極とドレイン電極を接続することにより生
成される電圧を、第1の電圧として第1のノードに設定
できるようになる。
圧)を生成し、その生成された電圧を第1の電圧として
第1のノードに設定してもよい。
第1のノードと前記第2の電源との間に設けられる第4
のスイッチング素子を含んでもよく、前記第4のスイッ
チング素子をオンになることで、前記第1のノードに前
記第2の電源の電圧が設定され、その後に前記第4のス
イッチング素子がオフになり、前記第3のスイッチング
素子がオンになるようにしてもよい。
を、複数の演算増幅回路に対して共通に設けてもよい。
ン、オフを制御するスイッチング制御回路を設けてもよ
い。
のノードの間に設けられる第2の容量素子を含んでもよ
い。
量を、第2の容量素子として代用してもよい。
電型のトランジスタのしきい値電圧に基づき得られる電
圧であってもよい。
ランジスタのしきい値電圧に基づいて生成してもよい
し、他の第1導電型のトランジスタのしきい値電圧に基
づいて生成してもよい。
タ線と走査線及びデータ線により特定される画素電極と
を有する電気光学装置を駆動するための駆動回路であっ
て、各データ線毎に設けられる上記のいずれかの演算増
幅回路と、各データ線毎に設けられ、前記演算増幅回路
によりインピーダンス変換されるデータ電圧を生成する
データ電圧生成回路とを含み、前記演算増幅回路の前記
第1のノードへの前記第1の電圧の設定が、第Kの走査
期間から第K+1の走査期間への切替期間において行わ
れることを特徴とする。
間)毎に、対向電極(画素電極と電気光学物質を挟んで
対向する電極)の電圧を反転させてもよい。
記演算増幅回路の出力ノードがハイインピーダンス状態
に設定されるようにしてもよい。
は、出力部(演算増幅回路)の出力ノードとデータ線の
間に第6のスイッチング素子(例えばトランスファーゲ
ート)を設け、この第6のスイッチング素子を切替期間
においてオフにすることで実現できる。
る差動部と、第1の電源側に設けられる第1導電型の第
1の駆動トランジスタと、該第1の駆動トランジスタに
直列に第2の電源側に設けられ、前記差動部の出力ノー
ドの電圧に基づいてそのゲート電極が制御される第2導
電型の第2の駆動トランジスタとを有する出力部とを含
む演算増幅回路の制御方法であって、前記第1の駆動ト
ランジスタのゲート電極が接続される第1のノードに第
1の電圧を設定し、その後に、前記差動部の出力ノード
の電圧変化を、第1の容量素子により前記第1のノード
に伝えることを特徴とする。
前記第1の容量素子との間の第1の接続と、前記第1の
駆動トランジスタのドレイン電極と前記出力部の出力ノ
ードとの間の第2の接続を、前記第1のノードに前記第
1の電圧が設定される前にオフにし、前記第1のノード
に前記第1の電圧が設定された後にオンにしてもよい。
1の駆動トランジスタのドレイン電極との間の第3の接
続をオンにすることで、前記第1のノードに前記第1の
電圧を設定するようにしてもよい。
2の電源との間の第4の接続をオンにすることで、前記
第1のノードに前記第2の電源の電圧を設定し、その後
に、前記第4の接続をオフにし、前記第3の接続をオン
にするようにしてもよい。
電型のトランジスタのしきい値電圧に基づき得られる電
圧に設定してもよい。
用いて詳細に説明する。
請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定する
ものではない。また本実施形態で説明される構成の全て
が本発明の解決手段として必須であるとは限らない。
ブロック図の例を示す。
は、表示パネル512(狭義にはLCD(Liquid Cryst
al Display)パネル)、データ線駆動回路520(狭義
にはソースドライバ)、走査線駆動回路530(狭義に
はゲートドライバ)、コントローラ540、電源回路5
42を含む。なお、液晶装置510にこれらの全ての回
路ブロックを含める必要はなく、その一部の回路ブロッ
クを省略する構成にしてもよい。
学装置)は、複数の走査線(狭義にはゲート線)と、複
数のデータ線(狭義にはソース線と)と、走査線及びデ
ータ線により特定される画素電極を含む。この場合、デ
ータ線に薄膜トランジスタTFT(Thin Film Transist
or、広義にはスイッチング素子)を接続し、このTFT
に画素電極を接続することで、アクティブマトリクス型
の液晶装置を構成できる。
ティブマトリクス基板(例えばガラス基板)に形成され
る。このアクティブマトリクス基板には、図1のY方向
に複数配列されそれぞれX方向に伸びる走査線G1〜GM
(Mは2以上の自然数)と、X方向に複数配列されそれ
ぞれY方向に伸びるデータ線S1〜SN(Nは2以上の自
然数)とが配置されている。また、走査線GK(1≦K
≦M、Kは自然数)とデータ線SL(1≦L≦N、Lは
自然数)との交差点に対応する位置に、薄膜トランジス
タTFTKL(広義にはスイッチング素子)が設けられて
いる。
され、TFTKLのソース電極はデータ線SLに接続さ
れ、TFTKLのドレイン電極は画素電極PEKLに接続さ
れている。この画素電極PEKLと、画素電極PEKLと液
晶素子(広義には電気光学物質)を挟んで対向する対向
電極VCOM(コモン電極)との間には、液晶容量CL
KL(液晶素子)及び補助容量CSKLが形成されている。
そして、TFTKL、画素電極PEKL等が形成されるアク
ティブマトリクス基板と、対向電極VCOMが形成され
る対向基板との間に液晶が封入され、画素電極PEKLと
対向電極VCOMの間の印加電圧に応じて液晶素子の透
過率が変化するようになっている。
(第1、第2のコモン電圧)は、電源回路542により
生成される。また、対向電極VCOMを対向基板上にベ
タに形成せずに、各走査線に対応するように帯状に形成
してもよい。
基づいて表示パネル512のデータ線S1〜SNを駆動す
る。一方、走査線駆動回路530は、表示パネル512
の走査線G1〜GMを順次走査駆動する。
理装置(Central Processing Unit:以下、CPUと略
す)等のホストにより設定された内容に従って、データ
線駆動回路520、走査線駆動回路530及び電源回路
542を制御する。
データ線駆動回路520及び走査線駆動回路530に対
しては、例えば動作モードの設定や内部で生成した垂直
同期信号や水平同期信号の供給を行い、電源回路542
に対しては、対向電極VCOMの電圧の極性反転タイミ
ングの制御を行う。
準電圧に基づいて、表示パネル512の駆動に必要な各
種の電圧(階調電圧)や、対向電極VCOMの電圧を生
成する。
ローラ540を含む構成になっているが、コントローラ
540を液晶装置510の外部に設けてもよい。或い
は、コントローラ540と共にホストを液晶装置510
に含めるようにしてもよい。また、データ線駆動回路5
20、走査線駆動回路530、コントローラ540、電
源回路542の一部又は全部を表示パネル512上に形
成してもよい。
す。
タ522、ラインラッチ524、526、DAC528
(ディジタル・アナログ変換回路。広義にはデータ電圧
生成回路)、出力バッファ529(演算増幅回路)を含
む。
応して設けられ、順次接続された複数のフリップフロッ
プを含む。このシフトレジスタ522は、クロック信号
CLKに同期してイネーブル入出力信号EIOを保持す
ると、順次クロック信号CLKに同期して隣接するフリ
ップフロップにイネーブル入出力信号EIOをシフトす
る。
40から例えば18ビット(6ビット(階調データ)×
3(RGB各色))単位で画像データ(DIO)が入力
される。ラインラッチ524は、この画像データ(DI
O)を、シフトレジスタ22の各フリップフロップで順
次シフトされたイネーブル入出力信号EIOに同期して
ラッチする。
0から供給される水平同期信号LPに同期して、ライン
ラッチ524でラッチされた1水平走査単位の画像デー
タをラッチする。
アナログのデータ電圧を生成する。具体的にはDAC5
28は、ラインラッチ526からのデジタルの画像デー
タに基づいて、図1の電源回路542からの階調電圧の
いずれかを選択し、デジタルの画像データに対応するア
ナログのデータ電圧を出力する。
のデータ電圧をバッファリングしてデータ線に出力し、
データ線を駆動する。具体的には、出力バッファ529
は、各データ線毎に設けられたボルテージフォロワ接続
の演算増幅回路OPC1〜OPCNを含み、これらの各演
算増幅回路OPC1〜OPCNが、DAC528からのデ
ータ電圧をインピーダンス変換して、各データ線に出力
する。
デジタル・アナログ変換して、出力バッファ529を介
してデータ線に出力する構成にしているが、アナログの
映像信号をサンプル・ホールドして、出力バッファ52
9を介してデータ線に出力する構成にしてもよい。
532、レベルシフタ534、出力バッファ536を含
む。
して設けられ、順次接続された複数のフリップフロップ
を含む。このシフトレジスタ532は、クロック信号C
LKに同期してイネーブル入出力信号EIOをフリップ
フロップに保持すると、順次クロック信号CLKに同期
して隣接するフリップフロップにイネーブル入出力信号
EIOをシフトする。ここで入力されるイネーブル入出
力信号EIOは、コントローラ540から供給される垂
直同期信号である。
32からの電圧のレベルを、表示パネル512の液晶素
子とTFTのトランジスタ能力とに応じた電圧のレベル
にシフトする。この電圧レベルとしては、例えば20V
〜50Vの高い電圧レベルが必要になる。
4によってシフトされた走査電圧をバッファリングして
走査線に出力し、走査線を駆動する。
するという性質がある。このため、液晶素子に印加する
電圧の極性を所定期間毎に反転させる駆動方式が必要に
なる。このような駆動方式としては、図4に示すよう
に、フレーム反転駆動、走査(ゲート)ライン反転駆
動、データ(ソース)ライン反転駆動、ドット反転駆動
などがある。
子に印加される電圧が走査期間毎(1又は複数の走査線
毎)に極性反転される。例えば、第Kの走査期間(第K
の走査線の選択期間)では正極性の電圧が液晶素子に印
加され、第K+1の走査期間では負極性の電圧が印加さ
れ、第K+2の走査期間では正極性の電圧が印加され
る。一方、次のフレームにおいては、今度は、第Kの走
査期間では負極性の電圧が液晶素子に印加され、第K+
1の走査期間では正極性の電圧が印加され、第K+2の
走査期間では負極性の電圧が印加されるようになる。
向電極VCOMの電圧が走査期間毎に極性反転される。
期間T1(第1の期間)では対向電極VCOMの電圧は
VC1(第1のコモン電圧)になり、負極の期間T2
(第2の期間)ではVC2(第2のコモン電圧)にな
る。
(画素電極)の電圧が対向電極VCOMの電圧よりも高
くなる期間である。この期間T1では液晶素子に正極性
の電圧が印加されることになる。一方、負極の期間T2
は、データ線Sの電圧が対向電極VCOMの電圧よりも
低くなる期間である。この期間T2では液晶素子に負極
性の電圧が印加されることになる。また、VC2は、所
与の電圧を基準としてVC1を極性反転した電圧であ
る。
で、表示パネルの駆動に必要な電圧を低くすることがで
きる。これにより、駆動回路の耐圧を低くでき、駆動回
路の製造プロセスの簡素化、低コスト化を図れる。
反転する手法では、回路の低消費電力化という観点か
ら、以下に説明するような課題がある。
間T1から期間T2に切り替わった場合に、データ線S
の電圧は低電位側に変化する場合(A1)があると共
に、高電位側に変化する場合(A2)もある。同様に、
図5のA3、A4に示すように、期間T2から期間T1
に切り替わった場合にも、データ線Sの電圧は高電位側
に変化する場合(A3)もあると共に、低電位側に変化
する場合(A4)もある。
63であり、期間T2での階調も63である場合には、
図5のA1に示すようにデータ線Sの電圧は低電位側に
変化する。一方、期間T1でのデータ線Sの階調が0で
あり、期間T2での階調も0である場合には、データ線
Sの電圧は高電位側に変化することになる。
装置においてVCOMを極性反転する場合には、データ
線Sの電圧の変化方向が、階調レベルに依存してしま
う。
液晶装置では、データ線の駆動のための演算増幅回路
(図2の出力バッファ529が含むOPC1〜OPCN)
として、図6に示すような構成のAB級(プッシュプル
方式)の演算増幅回路が用いられていた。
0とレベルシフタ620と出力部630を含む。
N、OUT)の差分値を増幅する。レベルシフタ620
は、差動部610の出力ノードNQ1の電圧をレベルシ
フトして、ノードN1に出力する。出力部630は、ノ
ードN1がそのゲート電極に接続されるP型駆動トラン
ジスタPT55と、ノードNQ1がそのゲート電極に接
続されるN型駆動トランジスタNT55と、位相補償用
の容量素子CCを含む。
は、出力部630が、P型の駆動トランジスタPT55
とN型の駆動トランジスタNT55の両方を有する。従
って、図5のA1、A4の場合には、N型駆動トランジ
スタNT55が働くことで、データ線Sの電圧を低電位
側に速やかに引き下げることが可能になる。一方、図5
のA2、A3の場合には、P型駆動トランジスタPT5
5が働くことで、データ線Sの電圧を高電位側に速やか
に引き上げることが可能になる。従って、対向電極VC
OMを極性反転させながら走査ライン反転駆動を行う液
晶装置では、データ線駆動回路の出力バッファが含む演
算増幅回路として、ほとんどの場合、図6の構成のAB
級演算増幅回路が用いられていた。
回路では、電流の流れる経路が電流I1、I2、I3の
経路というように3本あるため、無駄に消費される電流
が多く、消費電力が大きいという欠点がある。また、こ
の種のAB級演算増幅回路では、駆動トランジスタPT
55、NT55のゲート電極を適正に制御するために、
電流経路が4本以上になる構成の回路も多く、このよう
な回路構成の場合には消費電力は更に大きくなる。ま
た、消費電力を低減すべく、これらの経路で流れる電流
を絞ると、今度は、増幅率や応答速度の低下や、周波数
特性の悪化などの事態を招く。
に示すように各データ線に対応して多数設けられてい
る。このため、各演算増幅回路の消費電力が増えると、
液晶装置の消費電力は、演算増幅回路の個数の分だけ増
えてしまい、低消費電力化の大きな妨げになるという課
題があった。
解決するために、以下に説明するような構成の演算増幅
回路を採用している。
す。
定部20と出力部30を含む。
の差動信号)の差分値を増幅する。ボルテージフォロワ
接続を例にとれば、演算増幅回路の出力VQ(第2の差
動信号)が差動部10に帰還される。差動部10は、前
段の回路(図2のDAC528)からの入力VIN(第
1の差動信号)と、帰還されたVQ(第2の差動信号)
の差分値(差分電圧)を増幅し、増幅された電圧をノー
ドNQ1に出力する。
設けられたP型駆動トランジスタPT15(第1導電型
の第1の駆動トランジスタ)を含む。また、PT15に
直列にVSS(第2の電源)側に設けられたN型駆動ト
ランジスタNT15(第2導電型の第2の駆動トランジ
スタ)を含む。
ゲート電極(ノードN1)と差動部10の出力ノードN
Q1の間には、容量素子C1(第1の容量素子)が設け
られる。また、N型駆動トランジスタNT15のゲート
電極は、差動部10の出力ノードNQ1により制御され
る。
T15のゲート電極が接続されるノードN1に、プログ
ラミング電圧(広義には第1の電圧)を設定する。この
プログラミング電圧は、例えば、P型(広義には第1導
電型)トランジスタのしきい値電圧に基づき生成され
る。
(データ線)の電圧を変化させる前に、電圧設定回路2
0がノードN1にプログラミング電圧を設定する。その
後に、差動部10の出力ノードNQ1の電圧変化(AC
成分)が、容量素子C1(容量カップリング)によりノ
ードN1に伝達される。これにより、プログラミング電
圧(DC成分)にNQ1の電圧変化(AC成分)が重畳
された電圧が、駆動トランジスタPT15のゲート電極
に印加され、演算増幅回路の出力VQが変化する。
うなレベルシフタ620が不要になる。従って、電流I
2が流れる経路が無くなるため、図6の構成に比べて演
算増幅回路の消費電力を低減できる。
0の経路で流れる電流I2を減らそうとすると、出力部
630の経路で流れる電流I3が増加し、逆に、I3を
減らそうとすると、I2が増加してしまうという問題が
ある。このため、回路設計が難しい。
設計の際に電流I2については考慮する必要がなく、出
力部630の経路で流れる電流I3だけを考慮すればよ
いため、省電力化のための回路設計を容易化できる。
の電圧が、(VDD−VTH)程度となるプログラミン
グ電圧に予め設定される(VTHはP型トランジスタの
しきい値電圧)。従って、図6と同様に、演算増幅回路
をAB級動作(プッシュプル動作)させることができ
る。従って、図5のA1、A4の場合には、N型駆動ト
ランジスタNT15が働くことで、データ線Sの電圧を
低電位側に速やかに引き下げることができる。一方、図
5のA2、A3の場合には、P型駆動トランジスタPT
15が働くことで、データ線Sの電圧を高電位側に速や
かに引き上げることができる。従って、対向電極VCO
Mを極性反転させながら走査ライン反転駆動を行う場合
にも、データ線の電圧を目標電圧に速やかに設定できる
ようになる。
0の出力ノードNQ2とVQの間に、トランスファーゲ
ートTG(第6のスイッチング素子)を設けることが望
ましい。このトランスファーゲートTGは、P型トラン
ジスタとN型トランジスタのドレイン電極及びソース電
極同士を接続することで構成され、制御信号CTLによ
りオン・オフ制御される。
とで、演算増幅回路の出力VQ(VQに接続されるデー
タ線)をハイインピーダンス状態に設定できる。具体的
には、第Kの走査線が選択される第Kの走査期間から、
第K+1の走査線が選択される第K+1の走査期間への
切替期間(切替タイミングを含む所与の長さの期間)に
おいて、トランスファーゲートTGをオフにし、演算増
幅回路の出力VQをハイインピーダンス状態に設定す
る。図4の走査ライン反転駆動を例にとれば、対向電極
VCOMの電圧レベルの極性が切り替わるタイミング
で、TGをオフにし、VQをハイインピーダンス状態に
設定する。
ければ、ノードN1の電圧が未だ不確定な場合に、適切
でない電圧がデータ線に伝わるのを防止できる。即ち、
ノードN1へのプログラミング電圧(第1の電圧)の設
定時には、演算増幅回路の出力VQをハイインピーダン
ス状態に設定し、プログラミング電圧の設定後に、ノー
ドNQ1の電圧変化に応じた電圧をデータ線に出力でき
るようになる。
明の演算増幅回路は、図8の全ての素子を含む必要はな
く、その一部を省略する構成とすることもできる。また
図8に示されていない他の素子を付加することもでき
る。
極にバイアス電圧VBSPが印加されるP型トランジス
タPT11(電流源)を含む、また、そのゲート電極
(第1、第2の入力端子)にVIN(第1の差動信号)
が入力されるP型トランジスタPT12と、ノードNQ
2の信号(第2の差動信号)が入力されるP型トランジ
スタPT13を含む。また、そのゲート電極にノードN
Q1が共通接続されるN型トランジスタNT11、NT
12を含む。なお、差動部10は、少なくとも差動信号
の差分値を増幅できる回路であればよく、図8とは異な
る種々の構成の回路を採用できる。
SS(第2の電源)の間に直列に設けられるP型駆動ト
ランジスタPT15、N型駆動トランジスタNT15を
含む。そして、駆動トランジスタPT15のゲート電極
が接続されるノードN1(第1のノード)と、ノードN
2の間には、容量素子C1(第1の容量素子)が設けら
れる。また、ノードN1とVDD(第1の電源)の間に
は容量素子C2(第2の容量素子)が設けられる。な
お、CCは位相補償用の容量素子である。
ードNQ1とノードN2の間に設けられるスイッチング
素子SW1(第1のスイッチング素子)を含む。このS
W1は例えばトランスファーゲートTG1で構成でき
る。また電圧設定回路20は、駆動トランジスタPT1
5のドレイン電極と出力部30の出力ノードNQ2の間
に設けられるスイッチング素子SW2(第2のスイッチ
ング素子)を含む。このSW2は例えばトランスファー
ゲートTG2で構成できる。また電圧設定回路20は、
駆動トランジスタPT15のドレイン電極とノードN1
との間に設けられるスイッチング素子SW3(第3のス
イッチング素子)を含む。このスイッチング素子SW3
は例えばP型トランジスタPT3で構成できる。また電
圧設定回路20は、ノードN1とVSS(第2の電源)
の間に設けられるスイッチング素子SW4(第4のスイ
ッチング素子)を含む。このSW4は例えばN型トラン
ジスタNT4で構成できる。
は、図示しないスイッチング制御回路によりオン・オフ
制御される。即ち、スイッチング制御回路からの制御信
号が、SW1〜SW4を構成するTG1、TG2、PT
3、NT4のゲート電極に入力され、これによりSW1
〜SW4がオン・オフ制御される。
9、図10を用いて説明する。
回路の出力VQをハイインピーダンス(HIZ)状態に
設定する(VQと信号線Sを非接続にする)。これは、
図7(B)のトランスファーゲートTGをオフにするこ
とで実現される。
向電極VCOMの電圧の極性が反転する。本実施形態で
は、この切替タイミングを含む所与の長さの切替期間T
Sにおいて、出力VQをハイインピーダンス状態にす
る。また、E3に示すように、前段の回路(図2のDA
C528)からの入力VINは、この切替期間TS内に
おいて変化する。
イッチング素子SW1、SW2をオフにする。これによ
り、図8のノードNQ1の電圧がノードN1に伝わるの
が防止されると共に、駆動トランジスタPT15のドレ
イン電極の電圧がノードNQ2に伝わるのが防止され
る。
グ素子SW4をオンにする。これにより、図10のF1
に示すように、ノードN1の電圧がVSS(0V)に設
定される。
グ素子SW3をオンにする。これにより、駆動トランジ
スタPT15のゲート電極とドレイン電極が接続され
る。そして、このようにゲート電極とドレイン電極が接
続されると、駆動トランジスタPT15がオンになるこ
とで、図10のF2に示すようにノードN1の電圧がV
SSから増加する。そして、F3に示すように、ノード
N1の電圧がVDD−VTH付近に設定される。即ち、
駆動トランジスタPT15のしきい値電圧VTHに基づ
き生成されるプログラミング電圧(VDD−VTH)
が、ノードN1に設定される。
イッチング素子SW1、SW2をオンにする。そして、
E10に示すように、トランスファーゲートTG(図7
(B)をオンにして、演算増幅回路の出力VQをハイイ
ンピーダンス状態から出力イネーブル状態に戻す。この
ようにすることで、図10のF4に示すように、演算増
幅回路が通常のAB級動作を行うようになる。これによ
り、入力VINの電圧(DAC528からの電圧)が、
ボルテージフォロワ接続の演算増幅回路によりインピー
ダンス変換(バッファリング)されて、データ線に印加
されるようになる。
ードNQ1、NQ2、N1の電圧変化(出力イネーブル
状態に戻した後の電圧変化)についてのシミュレーショ
ン結果を示し、図12に、図6の従来のAB級演算増幅
回路についてのシミュレーション結果を示す。
に、本実施形態によれば、図6に示すようなレベルシフ
タ620を設けなくても、AB級動作が可能になる。
ゲート電極(ノードNQ1)の電圧が0V〜1.0V程
度の範囲で変化するN型駆動トランジスタNT15が働
くことで、データ線Sの電圧を低電位側に速やかに引き
下げることができる。また、図5のA2、A3の場合に
は、そのゲート電極(ノードN1)の電圧が3.0〜
4.0V程度の範囲で変化するP型駆動トランジスタP
T15が働くことで、データ線Sの電圧を高電位側に速
やかに引き上げることができる。
AB級動作が可能な演算増幅回路を実現できる。
示す。図13が図8と異なるのは、図13では図8の容
量素子C2が設けられていない点である。
例えば駆動トランジスタPT15のゲート容量やノード
N1の配線容量(寄生容量)で代用している。駆動トラ
ンジスタPT15のゲート容量が十分に大きい場合に
は、図13の構成を採用してもよい。
示す。図14が図8と異なるのは、図13では、VDD
(第1の電源)とノードN1の間に直列に、容量素子C
3(第3の容量素子)とスイッチング素子SW5(第5
のスイッチング素子)が新たに設けられている点であ
る。
ング素子SW1がオフからオンになると、容量素子C1
による容量カップリングにより、F6に示すようにノー
ドN1の電圧が下がる。この結果、F4に示すように、
AB級の動作時において、ノードN1の電圧が、プログ
ラミング電圧(VDD−VTH)よりも低い電圧レベル
で変化するようになる。
路で流れる貫通電流を減少させて、消費電力化を図るた
めには、ノードN1の電圧を、プログラミング電圧(V
DD−VTH)付近に設定することが望ましい。即ち、
駆動トランジスタPT15が弱いオンの状態で、演算増
幅回路をAB級動作させる。従って、このためには、図
10のF6に示す電圧降下を、なるべく少なくすること
が望ましい。
SW5を制御することで、電源VDDとノードN1の間
の容量(C2+C3)を可変に制御できる。これによ
り、図10のF6に示す電圧降下を少なくすることが可
能になり、消費電力を更に低減できる。
示す。図8は、差動信号(VIN、NQ2)をP型のト
ランジスタPT12、PT13で受けるタイプの演算増
幅回路であるのに対して、図15は、差動信号をN型の
トランジスタNT22、NT23で受けるタイプの演算
増幅回路である。
ゲート電極にバイアス電圧VBSNが印加されるN型ト
ランジスタNT21(電流源)と、ゲート電極にVI
N、NQ2が接続されるN型トランジスタNT22、N
T23と、ゲート電極にNQ1が共通接続されるP型ト
ランジスタPT21、PT22を含む、出力部30は、
VSS(第1の電源)とVDD(第2の電源)の間に直
列に設けられるN型駆動トランジスタNT25(第1の
駆動トランジスタ)、P型駆動トランジスタPT25
(第2の駆動トランジスタ)を含む。そして、ノードN
1、N2の間には、容量素子C1(第1の容量素子)が
設けられ、ノードN1とVSS(第1の電源)の間には
容量素子C2(第2の容量素子)が設けられる。
の間に設けられ、トランスファーゲートTG1で構成さ
れるスイッチング素子SW1(第1のスイッチング素
子)を含む。また、駆動トランジスタNT25のドレイ
ン電極とノードNQ2の間に設けられ、トランスファー
ゲートTG2で構成されるスイッチング素子SW2(第
2のスイッチング素子)を含む。また、駆動トランジス
タNT25のドレイン電極とノードN1との間に設けら
れ、N型トランジスタNT3で構成されるスイッチング
素子SW3(第3のスイッチング素子)を含む。また、
ノードN1とVDD(第2の電源)の間に設けられ、P
型トランジスタPT4で構成されるスイッチング素子S
W4(第4のスイッチング素子)を含む。
B級動作が可能な演算増幅回路を実現できる。なお、図
15の構成の場合には、ノードN1に印加するプログラ
ミング電圧は、例えば(VSS+VTH)付近の電圧に
なる。
示す。
け、SW3をオンにすることで、ノードN1にプログラ
ミング電圧を設定している。
スイッチング素子SW3を設けずに、その代わりに、し
きい値電圧に応じた電圧(定電圧)を生成する電圧生成
回路40を設けている。そして、スイッチング素子SW
4を、ノードN1と電圧生成回路40の出力ノードNQ
3の間に設けている。
とドレイン電極が接続されたP型トランジスタPT26
(第1導電型のトランジスタ)と、PT26に直列に設
けられた電流源ISを含む。ここで電流源ISは、バイ
アス電圧がゲート電極に入力されたN型トランジスタ
や、抵抗素子などに基づいて実現できる。
Q3に、しきい値電圧に応じたプログラミング電圧(V
DD−VTH)を生成できる。そして、例えば図9のE
6のタイミングでスイッチング素子SW4をオンにする
ことで、ノードN1に、プログラミング電圧(VDD−
VTH)を設定できる。これにより、図8と同様の動作
を実現できる。
成に限定されない。例えば、別の回路構成により、しき
い値電圧(P型又はN型トランジスタのしきい値電圧)
に応じた電圧(定電圧)を生成してもよい。或いは、液
晶装置(広義には電気光学装置)を駆動するための多値
の駆動電圧(多値の電源電圧)を生成する回路を、図1
6の電圧生成回路40として用いてもよい。即ち、これ
らの多値の駆動電圧のうち、プログラミング電圧である
(VDD−VTH)或いは(VSS+VTH)に近い電
圧を、ノードNQ3に印加するようにしてもよい。
示す。
4のスイッチング素子)を、図2の出力バッファ529
に含まれる複数(2以上)の演算増幅回路OPC1〜O
PCNで共有して使用している。即ち、演算増幅回路O
PC1〜OPCNのノードN1と電源VSSとの間に、共
通のスイッチング素子SW4を設ける。
対して、スイッチング素子SW4を1つだけ設ければ済
むようになるため、演算増幅回路の小規模化を図れる。
示す。図18は、図16と図17の構成を組み合わせた
変形例である。
グ素子SW3を設けずに、その代わりに、しきい値電圧
に応じた電圧を生成する電圧生成回路40を設けてい
る。
演算増幅回路に対して共通に使用する。また、スイッチ
ング素子SW4も、複数の演算増幅回路に対して共通に
使用する。
4や電圧生成回路40を、複数の演算増幅回路に対して
例えば1つだけ設ければ済むようになる。また、スイッ
チング素子SW3を演算増幅回路に設けなくても済むよ
うになる。これにより、演算増幅回路を更に小規模化で
きる。
本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
クティブマトリクス型液晶装置の出力バッファに本発明
の演算増幅回路を適用する場合について説明したが、本
発明はこれに限定されない。例えば、出力バッファ以外
の回路(電源回路等)に適用したり、アクティブマトリ
クス型液晶装置以外の液晶装置に適用したり、エレクト
ロルミネッセンス(EL)装置、有機EL装置、プラズ
マディスプレイ装置などの電気光学装置に適用すること
も可能である。
(A)、(B)、図8、図13〜図18等で説明した構
成に限定されず、これらの均等な種々の構成を採用でき
る。例えば、図7(A)、(B)、図8、図13〜図1
8に示す構成を組み合わせた演算増幅回路にしてもよ
い。
らず、他の反転駆動方式を採用する場合にも適用可能で
ある。
(第1の電源、第2の電源、第1導電型、第2導電型、
電気光学装置等)として引用された用語(VDD、VS
S、P型、N型、液晶装置等)は、明細書中の他の記載
においても広義な用語に置き換えることができる。
においては、従属先の請求項の構成要件の一部を省略す
る構成とすることもできる。また、本発明の1の独立請
求項に係る発明の要部を、他の独立請求項に従属させる
こともできる。
ある。
る。
説明するための図である。
て示すタイミング波形図である。
ある。
回路の構成例を示す図である。
す図である。
するためのタイミング波形図である。
明するためのタイミング波形図である。
ン結果について示す図である。
ン結果について示す図である。
示す図である。
示す図である。
示す図である。
示す図である。
示す図である。
示す図である。
Claims (13)
- 【請求項1】 差動信号の差分値を増幅する差動部と、 第1の電源側に設けられる第1導電型の第1の駆動トラ
ンジスタと、該第1の駆動トランジスタに直列に第2の
電源側に設けられ、前記差動部の出力ノードの電圧に基
づいてそのゲート電極が制御される第2導電型の第2の
駆動トランジスタとを有する出力部と、 前記第1の駆動トランジスタのゲート電極が接続される
第1のノードに、所与の第1の電圧を設定する電圧設定
回路と、 前記差動部の出力ノードと前記第1のノードとの間に設
けられる第1の容量素子とを含み、 前記電圧設定回路が、前記第1のノードに前記第1の電
圧を設定し、その後に、前記第1の容量素子が、前記差
動部の出力ノードの電圧変化を前記第1のノードに伝え
ることを特徴とする演算増幅回路。 - 【請求項2】 請求項1において、 前記電圧設定回路が、 前記差動部の出力ノードと前記第1の容量素子との間に
設けられる第1のスイッチング素子と、 前記第1の駆動トランジスタのドレイン電極と前記出力
部の出力ノードとの間に設けられる第2のスイッチング
素子とを含み、 前記第1、第2のスイッチング素子が、前記第1のノー
ドに前記第1の電圧が設定される前にオフになり、前記
第1のノードに前記第1の電圧が設定された後にオンに
なることを特徴とする演算増幅回路。 - 【請求項3】 請求項1又は2において、 前記電圧設定回路が、 前記第1のノードと前記第1の駆動トランジスタのドレ
イン電極との間に設けられる第3のスイッチング素子を
含み、 前記第3のスイッチング素子をオンになることで、前記
第1のノードに前記第1の電圧が設定されることを特徴
とする演算増幅回路。 - 【請求項4】 請求項3において、 前記電圧設定回路が、 前記第1のノードと前記第2の電源との間に設けられる
第4のスイッチング素子を含み、 前記第4のスイッチング素子をオンになることで、前記
第1のノードに前記第2の電源の電圧が設定され、その
後に前記第4のスイッチング素子がオフになり、前記第
3のスイッチング素子がオンになることを特徴とする演
算増幅回路。 - 【請求項5】 請求項1乃至4のいずれかにおいて、 前記第1の電源と前記第1のノードの間に設けられる第
2の容量素子を含むことを特徴とする演算増幅回路。 - 【請求項6】 請求項1乃至5のいずれかにおいて、 前記第1の電圧が、第1導電型のトランジスタのしきい
値電圧に基づき得られる電圧であることを特徴とする演
算増幅回路。 - 【請求項7】 複数の走査線と複数のデータ線と走査線
及びデータ線により特定される画素電極とを有する電気
光学装置を駆動するための駆動回路であって、 各データ線毎に設けられる請求項1乃至6のいずれかの
演算増幅回路と、 各データ線毎に設けられ、前記演算増幅回路によりイン
ピーダンス変換されるデータ電圧を生成するデータ電圧
生成回路とを含み、 前記演算増幅回路の前記第1のノードへの前記第1の電
圧の設定が、第Kの走査期間から第K+1の走査期間へ
の切替期間において行われることを特徴とする駆動回
路。 - 【請求項8】 請求項7において、 前記切替期間において、前記演算増幅回路の出力ノード
がハイインピーダンス状態に設定されることを特徴とす
る駆動回路。 - 【請求項9】 差動信号の差分値を増幅する差動部と、 第1の電源側に設けられる第1導電型の第1の駆動トラ
ンジスタと、該第1の駆動トランジスタに直列に第2の
電源側に設けられ、前記差動部の出力ノードの電圧に基
づいてそのゲート電極が制御される第2導電型の第2の
駆動トランジスタとを有する出力部と、 を含む演算増幅回路の制御方法であって、 前記第1の駆動トランジスタのゲート電極が接続される
第1のノードに第1の電圧を設定し、その後に、前記差
動部の出力ノードの電圧変化を、第1の容量素子により
前記第1のノードに伝えることを特徴とする演算増幅回
路の制御方法。 - 【請求項10】 請求項9において、 前記差動部の出力ノードと前記第1の容量素子との間の
第1の接続と、前記第1の駆動トランジスタのドレイン
電極と前記出力部の出力ノードとの間の第2の接続を、
前記第1のノードに前記第1の電圧が設定される前にオ
フにし、前記第1のノードに前記第1の電圧が設定され
た後にオンにすることを特徴とする演算増幅回路の制御
方法。 - 【請求項11】 請求項9又は10において、 前記第1のノードと前記第1の駆動トランジスタのドレ
イン電極との間の第3の接続をオンにすることで、前記
第1のノードに前記第1の電圧を設定することを特徴と
する演算増幅回路の制御方法。 - 【請求項12】 請求項11において、 前記第1のノードと前記第2の電源との間の第4の接続
をオンにすることで、前記第1のノードに前記第2の電
源の電圧を設定し、その後に、前記第4の接続をオフに
し、前記第3の接続をオンにすることを特徴とする演算
増幅回路の制御方法。 - 【請求項13】 請求項9乃至12のいずれかにおい
て、 前記第1の電圧を、第1導電型のトランジスタのしきい
値電圧に基づき得られる電圧に設定することを特徴とす
る演算増幅回路の制御方法。
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