JP2014072979A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２相の電流センサの正負オフセット異常を検出可能な交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】２相の電流センサ１６、１７の電流検出値の一方が正側に、他方が負側に、オフセット誤差を生じる正負オフセット異常が発生したとき、正負の誤差が打ち消し合うため、３相の電流検出値の和を監視しても異常を検出することができない。この電動機制御装置の制御部１５５が有する正負オフセット異常検出部６０１は、オフセット異常の発生に伴うｄｑ電流の変動に対してｄｑ電流ＰＩ制御部２３が出力したｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*に基づいて、電気角１周期にわたって積算したｄｑ電圧変動値を所定のｄｑ電圧変動閾値と比較することで、正負オフセット異常を検出することができる。電流センサ系異常が確定すると、正負オフセット異常検出部６０１は、インバータ１２にシャットダウンを指示し、交流電動機２の駆動を停止させる。
【選択図】図５

Description

本発明は、相電流を検出する電流センサを備え、電流検出値に基づいて交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、電流センサが検出した３相の電流検出値に基づいてフィードバック制御を行うものが知られている。例えば、３相の電流検出値をｄｑ変換したｄ軸電流及びｑ軸電流が電流指令に対してフィードバックされる。
ここで、電流センサを３相交流電動機の各相に１つずつ設け、交流電動機に供給される３相の電流の和はキルヒホッフの法則によりゼロであることに着目し、３相の電流検出値の和がゼロとならない場合、いずれかの電流センサが異常であると判定する技術が知られている（例えば特許文献１）。

特開平６−２５３５８５号公報

３相の電流検出値の和を監視することで、いずれかの電流センサの異常を判定する技術について、図３を参照して説明する。
図３（ａ）に示す正常時には、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの和は、キルヒホッフの法則による式（１）のとおり、常にゼロである。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ ・・・（１）

ここで、例えば図３（ｂ）に示すように、Ｕ相電流がＩｕに対し誤差ΔＩｓだけ正側にオフセットしたＩｕｓとなり、且つ、Ｖ相電流がＩｖに対し、Ｕ相の誤差と同じ大きさの誤差ΔＩｓだけ負側にオフセットしたＩｖｓとなる異常が発生したと仮定する。このとき、３相の電流検出値の和は、式（２）のように０となり、見かけ上、正常と判定されることとなる。
Ｉｕｓ＋Ｉｖｓ＋Ｉｗ＝（Ｉｕ＋ΔＩｓ）＋（Ｉｖ−ΔＩｓ）＋Ｉｗ
＝Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＋（＋ΔＩｓ−ΔＩｓ）＝０ ・・・（２）
ここで、３相の電流検出値の和は、ゼロの場合に限らず、正負の誤差の相殺により「異常閾値以下の値」となれば同様の状況が生じる。以下、この異常を「正負オフセット異常」という。

したがって、キルヒホッフの法則を前提として推定した演算によりフィードバック制御する場合、フィードバック制御中には、オフセット誤差は全く検出されない。また、フィードバック制御しないオープン制御中であっても、２相の誤差が打ち消し合って、正常値との偏差を小さくするため、異常の検出が困難である。

その結果、異常の発生に気付かずに交流電動機の通電の制御を継続すると、インバータや交流電動機の巻線等に異常な電流が流れ、回路や素子を破損させるたり、交流電動機が異常なトルクを出力したりするおそれがある。例えば、交流電動機がハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される場合には、トルク変動、パワー変動、車両の振動等、ドライバビリティを低下させる要因となる。

さらに、図４（ａ）に示すようにＵ相とＶ相のオフセット誤差ΔＩｓが同符号側に発生した場合には、合成オフセットΔＩｓ⁺⁺の大きさは、１相のみのオフセット誤差ΔＩｓと変わらない。それに対し、図４（ｂ）に示すようにＵ相とＶ相のオフセット誤差ΔＩｓが正負に発生した場合には、合成オフセットΔＩｓ^+-の大きさは、１相のみのオフセット誤差ΔＩｓの√３倍となる。

つまり、２相の正負オフセット異常は、誤差の大きさが同等の１相のオフセット異常や２相の同符号オフセット異常に比べ、交流電動機を使用するシステムに対し、より大きな影響を及ぼすこととなる。それにもかかわらず、３相の電流検出値の和を監視しても異常を検出することができないという問題がある。
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、２相の電流センサの正負オフセット異常を検出可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、３相の交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機の３相に流れる電流を相毎に検出する電流センサと、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り換えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。

制御手段は、電流センサが検出した電流検出値と電流指令値との偏差をゼロに収束させるように電圧指令を演算するフィードバック制御演算部を有し、この電圧指令に基づいてインバータのスイッチング素子のオン／オフを切り換える。
また、制御手段は、３相のうち２相の電流検出値の一方が正側に、他方が負側に、オフセット誤差を生じる正負オフセット異常について、正負オフセット異常検出処理を実行する。この正負オフセット異常検出処理は、異常の発生に伴う電流の変動に対してフィードバック制御演算部が出力した電圧指令に基づいて、所定の検出区間にわたって積算した値を所定の異常閾値と比較することによって行う。
ここで、「所定の検出区間」は、例えば「電気角ｍ周期（ｍは自然数）」に相当する。

これにより、正負の誤差が相殺するため３相の電流検出値の和を監視しても検出することができない電流センサの正負オフセット異常を検出することができる。したがって、正負オフセット異常の発生に気付かずに交流電動機の通電の制御を継続することを防止することができる。
例えば、ハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される電動機の場合には、ドライバビリティの低下を防止することができる。
また、正負オフセット異常を検出した場合、例えばユーザに異常を通知するとともに、フェールセーフの観点から、交流電動機の駆動を停止することが好ましい。

正負オフセット異常検出処理における「フィードバック制御演算部が出力した電圧指令」は、具体的には、「フィードバック制御演算部が直接出力するｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令（以下、適宜、「ｄｑ電圧指令」という。）」、又は、「当該ｄｑ電圧指令を逆ｄｑ変換して算出される３相電圧指令」に代表される。

ｄｑ電圧指令を用いる場合、異常閾値は、「ｄ軸電圧変動閾値及びｑ軸電圧変動閾値（以下、適宜、「ｄｑ電圧変動閾値」という。）」として設定される。そして、ｄｑ電圧指令のフーリエ級数展開における電気角ｍ周期（ｍは自然数）での積分値に基づく算出値をｄｑ電圧変動閾値と比較する。
一方、３相電圧指令を用いる場合、異常閾値は、「相電圧オフセット閾値」として設定される。そして、３相電圧指令の電気角ｍ周期（ｍは自然数）での積分値に基づく算出値を相電圧オフセット閾値と比較する。
「電気角ｍ周期」については、ｍが大きく積分区間が長くなるほど、ノイズや演算誤差に強くなる一方、後述する急変の影響を受けやすくなるため、これらのバランスから適正な検出区間数を設定することが好ましい。

また、正負オフセット異常検出処理において、交流電動機の要求出力トルクの変化や回転数の変化等、電流検出値のオフセット誤差以外の要因によって、正負オフセット異常と誤判定されるおそれがある。
そこで、このような誤判定を防止するため、制御手段は、検出区間における交流電動機のトルク指令又は回転数の変化率が所定の急変閾値を超えたとき急変判定し、正負オフセット異常検出処理を中止することが好ましい。トルク指令や回転数の急変を判定したときは、このようにオフセット異常検出処理を中止するのが最も安全である。

或いは、検出区間における交流電動機のトルク指令又は回転数の変化率に基づいて決定される閾値補正係数によって異常閾値を補正してもよい。具体的には、トルク指令又は回転数の変化率が大きいほど、異常閾値を大きくするように補正する。
例えば、トルク指令の変化率をＸｔｒｑ、回転数の変化率をＸｒｐｍとすると、
Ｋ＝（１＋Ｘｔｒｑ）×（１＋Ｘｒｐｍ）＞１
で計算される閾値補正係数Ｋを異常閾値に乗算することが好ましい。

ここで、「電気角１周期での積分値」は、更新点を電気角（θｅ）がまたぐタイミングである「更新タイミング」毎に、当該更新タイミングの前後にフィードバック制御演算部が演算した電圧指令値から線形補間により求めた電圧指令補間値に基づいて算出される。ここで、「更新点（ｎΔ）」は、電気角１周期の（１／Ｎ）（Ｎは自然数）に相当する電気角区間（Δ）のｎ倍（ｎは０から（Ｎ−１）までの整数）で定義される。これにより、電気角と同期せず一定周期で制御演算がされる制御系において、更新タイミングでの電圧指令値として適正な値を取得することができる。
なお、電気角に同期して制御演算がされる制御系では、電圧指令のタイミングと更新タイミングとが一致するため、このような処理をする必要はない。

本発明は、例えばハイブリッド自動車や電動自動車等の電動車両に搭載される交流電動機の制御装置として適用することができる。電動車両に搭載される交流電動機は、他の技術分野の交流電動機に比べ、制御精度や信頼性の向上に対する要求が高いため、本発明の交流電動機の制御装置が適用されることで、ドライバビリティの低下防止やフェールセーフの実現等に特に効果を発揮する。

本発明の第１〜第４実施形態による交流電動機の制御装置が適用される電動機駆動システムの構成を示す図である。 本発明の第１〜第４実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 ２相の電流センサが正負オフセット異常となったときの波形図である。 ２相の電流センサによる電流検出値がオフセットしたときの合成オフセットの大きさを説明する電流ベクトル図である。 本発明の第１、第３実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による正負オフセット異常検出部の構成を示すブロック図である。 更新タイミングにおける電圧指令の前後線形補間処理を説明するタイムチャートである。 本発明の第１、第３実施形態による電流フィードバック制御全体のフローチャートである。 本発明の第１実施形態による正負オフセット異常検出処理のメインフローチャートである。 図９のΣｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎ累積更新処理のサブフローチャートである。 図９の急変判定処理のサブフローチャートである。 図９のＶΔｄ、ＶΔｑ算出処理のサブフローチャートである。 本発明の第２、第４実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による正負オフセット異常検出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による正負オフセット異常検出処理のメインフローチャートである。 図１５のΣｕ、Σｖ、Σｗ累積更新処理のサブフローチャートである。 本発明の第３実施形態による正負オフセット異常検出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態による正負オフセット異常検出処理のメインフローチャートである。 図１８のｄｑ電圧変動閾値補正処理のサブフローチャートである。 本発明の第４実施形態による正負オフセット異常検出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態による正負オフセット異常検出処理のメインフローチャートである。 図２１の相電圧オフセット閾値補正処理のサブフローチャートである。

以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
最初に、複数の実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。この実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システムに適用される。

［交流電動機の制御装置の構成］
図１に示すように、電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、３相永久磁石式同期モータである。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギーによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３により駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、ギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、及び、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２、電流センサ１６、１７、１８、及び「制御手段」としての制御部１５を備える。
インバータ１２には、図示しない昇圧コンバータによる直流電源の昇圧電圧がシステム電圧として入力される。インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。
インバータ１２を正弦波制御モード又は過変調制御モードで駆動する場合、代表的にはＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより交流電動機２に３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加され、交流電動機２の駆動が制御される。或いは、矩形波制御モードで駆動する場合、電圧位相指令によって位相制御される。

電流センサ１６、１７、１８は、インバータ１２から交流電動機２へ接続されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の電力線にそれぞれ１つずつ設けられ、相電流を検出する。本発明は、電流センサについて、このような「３相１チャンネル」の構成を前提としている。
なお参考までに、３相のうち２相に電流センサが１つずつ設けられる構成を「２相１チャンネル」、３相の各相に電流センサが２つずつ設けられる構成を「３相２チャンネル」のようにいう。

ところで、キルヒホッフの法則により３相の電流の和は常にゼロであるから、３相のうち２相の電流値がわかれば、残り１相の電流値は計算で求められる。したがって、電流フィードバック制御におけるｄｑ変換等の演算は、少なくとも２相の電流検出値に基づいて可能である。このように、その相の電流値に基づいて制御が実行される相を「制御相」という。

さらに、制御相以外の１相の電流検出値を検出することで、３相の電流検出値の和がゼロであるか否かを監視し、電流センサ系の異常を判定することができる。この制御相以外の１相を「監視相」という。
本実施形態では、制御相をＵ相及びＶ相とし、監視相をＷ相とする。なお、他の実施形態では、Ｕ相とＷ相、又はＶ相とＷ相の２相を制御相としてもよい。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θｅに基づき、交流電動機２の回転数ｒｐｍが算出される。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバであるが、その他の実施形態では、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。
制御部１５の詳細については、実施形態毎に後述する。

電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数ｒｐｍ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数ｒｐｍ及びトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数ｒｐｍが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数ｒｐｍが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数ｒｐｍが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数ｒｐｍが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数ｒｐｍ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数ｒｐｍ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数ｒｐｍ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数ｒｐｍ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

［制御部の構成と作用効果］
以下、制御部１５の構成及び作用効果を第１〜第４実施形態毎に説明する。第１、第３実施形態の制御部を「制御部１５５（図５）」、第２、第４実施形態の制御部を「制御部１５６（図１３）」と示す。

（第１実施形態）
第１実施形態の制御部１５５の構成について、図５、図６を参照して説明する。
電流指令ＭＡＰ２１は、車両制御回路９から取得したトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標系（ｄｑ座標系）におけるｄ軸電流指令ｉｄ^*、及び、ｑ軸電流指令ｉｑ^*を演算する。以下、「ｄ軸電流及びｑ軸電流」を「ｄｑ電流」のように表す。
本実施形態では、予め記憶されているマップを参照することで、ｄｑ電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*を演算するが、他の実施形態では、数式等から演算するように構成してもよい。

３相→ｄｑ変換部２２は、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、制御相の電流検出値ｉｕ＿ｓｎｓ、ｉｖ＿ｓｎｓを、ｄｑ電流ｉｄ、ｉｑに変換する。
ここで、２相の電流検出値に基づく３相→ｄｑ変換について説明する。まず、ｄｑ変換の一般式を以下の式（３）に示す。

キルヒホッフの法則（式（１）参照）より、ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖを式（３）に代入すると、以下の式（４）が得られる。

ｄｑ電流ＰＩ制御部２３は、特許請求の範囲に記載の「フィードバック制御演算部」に相当する。ｄｑ電流ＰＩ制御部２３は、ｄｑ電流指令ｉｄ^*、ｉｑ^*と、３相→ｄｑ変換部２２からフィードバックされるｄｑ電流ｉｄ、ｉｑとの偏差をゼロに収束するように、ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*をＰＩ演算により算出する。ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*は、ｄｑ→３相変換部２４に入力される。

ｄｑ→３相変換部２４は、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令ｖｗ^*の３相電圧指令に変換する。３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*に基づいて生成されたＰＷＭ信号によってインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御される。
そして、インバータ１２で３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

電流センサ系異常判定部２９は、３相の電流検出値ｉｕ＿ｓｎｓ、ｉｖ＿ｓｎｓ、ｉｗ＿ｓｎｓの和（以下、適宜「３相和」という。）を計算し、３相和がゼロでないとき、詳しくは３相和が所定の３相和閾値を超えたとき、電流センサ系異常を判定する。ここで、「電流センサ系異常」とは、３相の電流センサ１６、１７、１８のうち少なくとも１つが異常であることを意味する。
なお、本実施形態では、３相和の監視により電流センサの異常が検出できない場合を問題としているため、図５にて、電流センサ系異常判定部２９による異常検出に関する部分を破線で表示している。

ここまでの構成は、従来の電流フィードバック制御の構成に相当するものである。この従来の構成では、本発明の解決課題として上述した問題が発生する。これについて、再び図３、図４を参照して説明する。
図３（ａ）に示すような正常時には、３相の電流センサ１６、１７、１８の電流検出値の和は、キルヒホッフの法則により、式（１’）のようになる。
ｉｕ＿ｓｎｓ＋ｉｖ＿ｓｎｓ＋ｉｗ＿ｓｎｓ＝０ ・・・（１’）

一方、図３（ｂ）に示すように、例えばＵ相とＶ相で正負オフセット異常が発生した場合、つまり、Ｕ相の電流検出値ｉｕ＿ｓｎｓに誤差＋ΔＩｓのオフセット異常が発生し、且つ、Ｖ相の電流検出値ｉｖ＿ｓｎｓに誤差−ΔＩｓのオフセット異常が発生した場合、３相の電流検出値の和は、式（２’）のように０となる。そのため、見かけ上、正常と判定されることとなる。
ｉｕ＿ｓｎｓ＋ｉｖ＿ｓｎｓ＋ｉｗ＿ｓｎｓ＋（＋ΔＩｓ−ΔＩｓ）＝０
・・・（２’）
ここで、３相和はゼロの場合に限らず、正負の誤差の相殺により「３相和閾値以下の値」となれば同様の状況が生じる。例えば、３相和閾値が１００、Ｕ相の誤差が＋１２０、Ｖ相の誤差が−３０の場合、Ｕ相の誤差は単独では異常であるにもかかわらず、２相の誤差が相殺して和が＋９０となるため、正常と判定されることとなる。

このように、３相和の判定では正負オフセット異常が見かけ上正常と判定されるため、キルヒホッフの法則を前提として推定した演算によりフィードバック制御する場合、フィードバック制御中には、オフセット誤差は全く検出されない。また、フィードバック制御しないオープン制御中であっても、２相の誤差が打ち消し合って、正常値との偏差を小さくするため、異常の検出が困難である。

その結果、異常の発生に気付かずに交流電動機２の通電の制御を継続すると、インバータ１２や交流電動機２の巻線等に異常な電流が流れ、回路や素子を破損させるおそれがある。また、交流電動機２が異常なトルクを出力するおそれがある。例えば、交流電動機２がハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される場合には、トルク変動、パワー変動、車両の振動等、ドライバビリティを低下させる要因となる。

さらに図４を参照して説明したように、２相の正負オフセット異常は、１相のオフセット異常や同符号の２相のオフセット異常に比べ、合成オフセット誤差の大きさが√３倍となり、交流電動機２を使用する電動機駆動システム１に対し、より大きな影響を及ぼすこととなる。

そこで、本実施形態の制御部１５５は、このような正負オフセット異常を検出すべく、正負オフセット異常検出部６０１を有している。図５に示すように、本実施形態では、ｄｑ電流ＰＩ制御部２３が出力したｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*が正負オフセット異常検出部６０１に入力される。
正負オフセット異常検出部６０１は、「正負オフセット異常検出処理」により、２相の電流センサが正負オフセット異常となる「電流センサ系異常」を確定するか、或いは、正常であると判定する。

正負オフセット異常が発生し、ｄｑ電流が変動したとき、電流変動をフィードバック制御演算によって抑えようとするため、ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*が変動する。ここでｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*は、フーリエ級数展開によって、電気角θｅの１〜ｎ次の正弦波の多項式に展開することができる。そこで、ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*から、電気角θｅの１次成分、すなわち、ｃｏｓ（θｅ）、ｓｉｎ（θｅ）を含む成分を抽出することで、オフセット異常に伴うｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*の変動を検出することができる。

正負オフセット異常検出部６０１の詳細な構成について、図６を参照して説明する。
まず、「更新点ｎΔ」及び「更新タイミング」の定義について説明する。電気角１周期である３６０［ｄｅｇ］のＮ分の１（Ｎは自然数）を電気角区間Δとする。ここで、Ｎを「分割数」という。例えば、分割数Ｎが２４のとき、電気角区間Δは１５［ｄｅｇ］に相当する。「更新点ｎΔ」とは、電気角区間Δのｎ倍（ｎは０から（Ｎ−１）までの整数）の角度ポイントをいう。

交流電動機２の回転において、電気角θｅは、１周期中に更新点ｎΔを「ｎ＝０」から「ｎ＝（Ｎ−１）」までＮ回通過する。例えば、Ｎ＝２４では、０、１５、３０、４５・・・［ｄｅｇ］のとき電気角θｅが更新点ｎΔを通過する。以下、これを「電気角θｅがｎΔをまたぐ」という。そして、「ｎ＝Ｎ」のとき、電気角θｅは３６０［ｄｅｇ］を通過し、１周期が経過する。これを「電気角θｅが０をまたぐ」という。また、電気角θｅが更新点ｎΔをまたぐタイミングを「更新タイミング」という。

正負オフセット異常検出処理では、電気角θｅが０をまたいだタイミングを「開始時」とし、開始時に取得したトルク指令及び回転数を「開始値」（ｔｒｑ^*０、ｒｐｍ０）とする。その後、電気角θｅが更新点ｎΔをまたぐ更新タイミング毎に、開始時からその時までのトルク指令ｔｒｑ^*及び回転数ｒｐｍの最大値、最小値を更新する。
また、本実施形態では、更新タイミングにｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を取得する。

以下、図６ではｄ軸電圧指令ｖｄ^*についての処理を例として説明する。ｑ軸電圧指令ｖｑ^*についても同様である。
図６にて、電気角θｅによる「ｎΔまたぎ判定６１」がされると、前後線形補間処理６３が指示される。本実施形態では、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*の制御演算周期は電気角θｅとは同期していないため、ちょうど更新タイミングにｄ軸電圧指令ｖｄ^*が演算されるわけではない。そこで、更新タイミングの直前のｄ軸電圧指令ｖｄ^*と更新タイミングの直後のｄ軸電圧指令ｖｄ^*とを取得し、線形補間計算により、更新タイミングでのｄ軸電圧指令補間値Ｖ（ｎΔ）を算出する。

さらに、図７のタイムチャートを参照して説明する。ここでは電圧指令を一般化し、単に「ｖ」と示す。また、具体例として、４磁極対の交流電動機２で回転数１５００［ｒｐｍ］の場合を想定すると、電気周波数は１００［Ｈｚ］であり、電気角θｅの１周期は１０［ｍｓ］となる。分割数Ｎ＝２４のとき、電気角区間Δ＝１５［ｄｅｇ］あたりの周期は約４００［μｓ］である。一方、制御演算周期を１００［μｓ］とすると、更新タイミングは、制御演算周期の約４周期に1回、設定されることとなる。
実際には、フーリエ級数展開の精度と積分の精度とのバランスを適正に確保するよう、交流電動機２の回転数、又は電気周波数によって、分割数Ｎは、電気角区間Δあたりの周期が制御演算周期の数周期程度に相当するように設定することが好ましい。具体的には、回転数又は電気角周波数が高くなるほど分割数Ｎを少なくし、回転数又は電気角周波数が低くなるほど分割数Ｎを多くするとよい。

電圧指令ｖ（９１）〜ｖ（９７）は、制御演算タイミングｔ（９１）〜ｔ（９７）毎に演算される。一方、電気角θｅは制御演算周期とは関係なく進む。そこで、電気角θｅが更新点（ｎ−１）Δをまたいだ更新タイミングの電圧指令補間値Ｖ（（ｎ−１）Δ）は、直前の制御演算タイミングｔ（９２）での電圧指令ｖ（９２）と直後の制御演算タイミングｔ（９３）での電圧指令ｖ（９３）とを線形補間して推定する。また、電気角θｅが更新点ｎΔをまたいだ更新タイミングの電圧指令補間値Ｖ（ｎΔ）は、直前の制御演算タイミングｔ（９６）での電圧指令ｖ（９６）と直後の制御演算タイミングｔ（９７）での電圧指令ｖ（９７）とを線形補間して推定する。

前後線形補間処理６３で得られたｄ軸電圧指令補間値Ｖ（ｎΔ）は、乗算器６４にて、更新点ｎΔのｃｏｓ成分である「ｃｏｓ（ｎΔ）」、及び、更新点ｎΔのｓｉｎ成分である「ｓｉｎ（ｎΔ）」とそれぞれ乗算される。乗算された値は、「ｎ＝（Ｎ−１）」まで繰り返し積算器６６で積算される。電気角θｅによる「０またぎ判定６２」がされると、積算器６６での積算値は、除算器６７にて除算されてＡｄ、Ｂｄ値を出力し、積算器６６はリセット（ゼロクリア）される。
合成振幅算出部６８は、ＡｄとＢｄとの二乗和平方根を計算し、ｄ軸電圧変動値ＶΔｄを出力する。異常閾値比較部６９は、ｄ軸電圧変動値ＶΔｄをｄ軸電圧変動閾値と比較する。ｄ軸電圧変動値ＶΔｄが閾値より大きい場合、電流センサ系異常を確定し通知するとともにインバータ１２にシャットダウン指示を出力する。

また、本実施形態の正負オフセット異常検出部６０１は、急変判定処理を実行する。急変判定処理とは、例えば、車両が急加速したり平地走行から登坂に移ったりするとき等、電流センサの異常以外の要因でトルク指令ｔｒｑ^*や回転数ｒｐｍが変化したとき、「急変」であると判定する処理をいう。急変判定したとき正負オフセット異常検出処理を中止することで、電流センサの異常を誤判定することを防止する。この急変判定処理のための構成として、正負オフセット異常検出部６０１は、トルク指令急変率算出部７１、回転数急変率算出部７２、及びトルク指令／回転数急変判定部７３を備えている。
トルク指令急変率算出部７１は、トルク指令ｔｒｑ^*を取得する。回転数急変率算出部７２は、電気角θｅを微分器７０で時間微分して得られた回転数ｒｐｍを取得する。

トルク指令急変率算出部７１、回転数急変率算出部７２は、下式（５．１）、（５．２）により、それぞれ、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍを算出する。
Ｘｔｒｑ＝（ｔｒｑ^*ｍａｘ−ｔｒｑ^*ｍｉｎ）／ｔｒｑ^*０ ・・・（５．１）
Ｘｒｐｍ＝（ｒｐｍｍａｘ−ｒｐｍｍｉｎ）／ｒｐｍ０ ・・・（５．２）
ここで、「ｔｒｑ^*０、ｒｐｍ０」は、電気角１周期の開始時におけるトルク指令及び回転数の開始値を示す。また、「ｔｒｑ^*ｍａｘ／ｍｉｎ、ｒｐｍｍａｘ／ｍｉｎ」は、当該開始時以降のトルク指令及び回転数の最大値及び最小値を示す。

トルク指令／回転数急変判定部７３は、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ又は回転数急変率Ｘｒｐｍが急変判定閾値を超えたとき、急変フラグをＯＮし、異常閾値比較部６９における比較を禁止する。一方、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ又は回転数急変率Ｘｒｐｍが急変判定閾値以下のとき、急変フラグをＯＦＦし、異常閾値比較部６９における比較を許容する。
また、急変フラグをＯＮしたとき、※印で示すように切替部６５に指示し、「０」を入力するように切り替える。

次に、制御部１５５による電流フィードバック制御のルーチンについて、図８〜図１２のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
まず、電流フィードバック制御全体について、図８を参照して説明する。
制御部１５５は、電気角θｅを回転角センサ１４から取得し（Ｓ１０１）、交流電動機２へ供給される相電流を３相の電流センサ１６、１７、１８から取得する（Ｓ１０２）。

電流センサ系異常判定部２９は、３相の電流検出値ｉｕ＿ｓｎｓ、ｉｖ＿ｓｎｓ、ｉｗ＿ｓｎｓの和を計算する（Ｓ１０３）。このとき、ノイズ等を除去するため高周波成分をカットするフィルタ処理を行うことが好ましい。
そして、３相和の絶対値が所定の３相和閾値より大きいか否か判断する（Ｓ１０４）。３相和の絶対値が３相和閾値以下であれば（Ｓ１０４：ＮＯ）、Ｓ１１２に進む。

３相和の絶対値が３相和閾値を超えた場合（Ｓ１０４：ＹＥＳ）は、タイムカウンタをアップする（Ｓ１０５）。タイマが所定時間を超えない場合（Ｓ１０６：ＮＯ）は異常でないと判断し、Ｓ１１２に進む。
一方、タイマが所定時間を超えた場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、電流センサ系異常の確定を通知し、シャットダウンを指示して（Ｓ１０７）、Ｓ１１６へ進む。なお、「シャットダウン」の意味については後述する。

Ｓ１０４又はＳ１０６でＮＯと判断された場合、通常の電流フィードバック制御に準じてＳ１１２、Ｓ１１４まで進む。すなわち、３相→ｄｑ変換部２２にて、制御相２相（Ｕ相及びＶ相）の電流検出値ｉｕ＿ｓｎｓ、ｉｖ＿ｓｎｓに基づく３相→ｄｑ変換によって、ｄｑ電流ｉｄ、ｉｑを計算する（Ｓ１１２）。そして、ｄｑ電流ＰＩ制御部２３にて、ＰＩ制御演算によりｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*を演算する（Ｓ１１４）。

第１、第３実施形態では、Ｓ１１４の後、ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*の変動に着目した正負オフセット異常検出処理（Ｓ３００）に移行することを特徴とする。この正負オフセット異常検出処理について、メインフローチャートである図９、及びサブフローチャートである図１０〜図１２を参照して説明する。

図９のＳ３０１では、電気角θｅが「更新点ｎΔをまたいだ」か否かを判断する。これは、図６の「ｎΔまたぎ判定６１」に相当する。
更新点ｎΔをまたいだと判定した場合（Ｓ３０１：ＹＥＳ）、Ｓ３０２に進む。更新点ｎΔをまたいでいないと判定した場合（Ｓ３０１：ＮＯ）、正負オフセット異常検出処理を終了する。
Ｓ３０２では、電気角１周期の開始時以降のトルク指令の最大値及び最小値（ｔｒｑ^*ｍａｘ／ｍｉｎ）、及び、回転数の最大値及び最小値（ｒｐｍｍａｘ／ｍｉｎ）を更新し、Ｓ３３０に進む。

Ｓ３３０の「Σｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎ累積更新処理」について、図１０を参照して説明する。
Ｓ３３１では、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令ｖｑ^*について、それぞれ、更新点ｎΔをまたぐ前後の電圧指令値ｖｄ^*前、ｖｄ^*後、ｖｑ^*前、ｖｑ^*後から、更新タイミングでのｄｑ電圧指令補間値Ｖｄ（ｎΔ）、Ｖｑ（ｎΔ）を線形補間して求める。

Ｓ３３２では、ｄ軸電圧指令ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令ｖｑ^*について、それぞれ、「電気角区間Δ」、「更新タイミングでのｄｑ電圧指令補間値Ｖｄ（ｎΔ）又はＶｑ（ｎΔ）」、「更新点ｎΔのｃｏｓ成分、ｓｉｎ成分」の３つの積を、前回の値に累積更新する。すなわち、下式（６．１）〜（６．４）を計算する。
Σｄｃｏｓ←Σｄｃｏｓ＋Δ・Ｖｄ（ｎΔ）・ｃｏｓ（ｎΔ） ・・・（６．１）
Σｄｓｉｎ←Σｄｓｉｎ＋Δ・Ｖｄ（ｎΔ）・ｓｉｎ（ｎΔ） ・・・（６．２）
Σｑｃｏｓ←Σｑｃｏｓ＋Δ・Ｖｑ（ｎΔ）・ｃｏｓ（ｎΔ） ・・・（６．３）
Σｑｓｉｎ←Σｑｓｉｎ＋Δ・Ｖｑ（ｎΔ）・ｓｉｎ（ｎΔ） ・・・（６．４）

Ｓ３０３では、電気角θｅが「０（＝ＮΔ）をまたいだ」か否か、すなわち、電気角１周期を経過したか否かを判断する。これは、図６の「０またぎ判定６２」に相当する。
０をまたいだと判定した場合（Ｓ３０３：ＹＥＳ）、Ｓ３５０に進む。０をまたいでいないと判定した場合（Ｓ３０３：ＮＯ）、正負オフセット異常検出処理を終了する。

Ｓ３５０の「急変判定処理」について、図１１を参照して説明する。
Ｓ３５１では、トルク指令急変率算出部７１及び回転数急変率算出部７２は、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍを、それぞれ式（５．１）、（５．２）により算出する。
ここで、トルク指令の最大値及び最小値（ｔｒｑ^*ｍａｘ／ｍｉｎ）、及び、回転数の最大値及び最小値（ｒｐｍｍａｘ／ｍｉｎ）は、Ｓ３０２で更新された最新の値が用いられる。

Ｓ３５２では、トルク指令／回転数急変判定部７３は、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍを急変判定閾値と比較し、「急変」に該当するか否かを判定する。この場合の判定は、ＯＲ条件により、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ又は回転数急変率Ｘｒｐｍの一方が、例えば１０％という急変判定閾値を超えたときを急変と判定してもよい。或いはＡＮＤ条件により、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍの両方がそれぞれ閾値を超えたときを急変と判定してもよい。また、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍがマップ上の所定の領域に入ったときを急変と判定してもよい。
急変と判定される（Ｓ３５２：ＹＥＳ）と、急変フラグをＯＮする（Ｓ３５３）。
次に、図９のＳ３０４では、Ｓ３５０で急変判定されたか否かを判断する。急変フラグがＯＦＦの場合（Ｓ３０４：ＹＥＳ）、Ｓ３６０に進む。

Ｓ３６０の「ＶΔｄ、ＶΔｑ算出処理」について、図１２を参照して説明する。
Ｓ３６１では、電気角１周期にわたって累積されたΣｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎを、下式（７．１）〜（７．４）のように１８０［ｄｅｇ］で除し、Ａｄ、Ｂｄ、Ａｑ、Ｂｑ値を算出する。なお、１８０［ｄｅｇ］（＝π［ｒａｄ］）で除す理由は、フーリエ級数展開における係数（１／π）を根拠とする。
Ａｄ＝Σｄｃｏｓ／１８０ｄｅｇ ・・・（７．１）
Ｂｄ＝Σｄｓｉｎ／１８０ｄｅｇ ・・・（７．２）
Ａｑ＝Σｑｃｏｓ／１８０ｄｅｇ ・・・（７．３）
Ｂｑ＝Σｑｓｉｎ／１８０ｄｅｇ ・・・（７．４）

Ｓ３６２では、合成振幅算出部６８にて、下式（７．５）、（７．６）により、ＡｄとＢｄ、ＡｑとＢｑの合成振幅であるｄｑ電圧変動値ＶΔｄ、ＶΔｑをそれぞれ算出する。
ＶΔｄ＝√（Ａｄ²＋Ｂｄ²） ・・・（７．５）
ＶΔｑ＝√（Ａｑ²＋Ｂｑ²） ・・・（７．６）

一方、急変フラグがＯＮの場合（Ｓ３０４：ＮＯ）に進むＳ３０６では、切替部６５を「０」側へ切り替え、ｄｑ電圧変動値ＶΔｄ、ＶΔｑをゼロとする。これにより、後のＳ３０９において、ｄｑ電圧変動閾値の設定にかかわらず「異常でない」と判定されるため、このルーチンでの正負オフセット異常検出処理を実質的に中止することになる。
続くＳ３０７では、積算器６６に累積されたΣｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎをゼロクリアする。Ｓ３０８では、トルク指令及び回転数の開始値ｔｒｑ^*０、ｒｐｍ０を保持する。

Ｓ３０９では、異常閾値比較部６９にて、ｄ軸電圧変動値ＶΔｄ、ｑ軸電圧変動値ＶΔｑをそれぞれｄ軸電圧変動閾値及びｑ軸電圧変動閾値と比較する。ｄ軸電圧変動値ＶΔｄ又はｑ軸電圧変動値ＶΔｑのいずれかが閾値より大きければ（Ｓ３０９：ＹＥＳ）、異常閾値比較部６９は、電流センサ系異常の確定を通知し、シャットダウンを指示して（Ｓ３１０）、正負オフセット異常検出処理を終了する。
なお、オフセット誤差による電気１次のｄ軸電圧変動値ＶΔｄ、ｑ軸電圧変動値ＶΔｑは、同じ振幅で変動するため、基本的には、両方とも閾値より大きくなるか、両方とも閾値以下となる。また、ｄｑ電圧変動閾値の設定について、後述する。

Ｓ３１０にて電流センサ系異常が確定した場合、そもそもＳ１０４で「３相和の絶対値が閾値以下」（Ｓ１０４：ＮＯ）と判定されたのだから１相のみの電流センサの異常とは考えにくく、２相による正負オフセット異常が発生している可能性が高いと考えられる。
この正負オフセット異常により、過大な電流がインバータ１２に供給され、回路や素子の破損を招いたり、逆に必要な電流がインバータ１２に供給されず、交流電動機２の適正な駆動がなされなくなったりするおそれがある。しかも、上述したように、正負オフセット異常は、誤差の大きさが同等の１相のオフセット異常や２相の同符号のオフセット異常に比べ、交流電動機２を使用するシステムに対し、より大きな影響を及ぼす。

そのため、特にハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される電動機制御装置では、ドライバビリティが低下するおそれがある。そこで電流センサ系異常が確定した場合、フェールセーフの観点から、交流電動機２の駆動を停止する「シャットダウン」を指示することが適当である。シャットダウンすると、交流電動機２に電流が流れなくなり出力トルクがゼロとなる。ハイブリッド自動車の場合、運転者は、例えば慣性走行によって車両を路肩に寄せた後、停車させることとなる。或いは、車両制御回路９への指示により、エンジン３による走行に切り換えてもよい。

一方、Ｓ３０９で、ｄ軸電圧変動値ＶΔｄ及びｑ軸電圧変動値ＶΔｑが閾値以下と判定された場合（Ｓ３０９：ＮＯ）、３相の電流センサ１６、１７、１８はいずれも正常と考えられるため、そのまま正負オフセット異常検出処理を終了する。
以上で、図９〜図１２を参照した正負オフセット異常検出処理の説明を終了する。

図８の電流フィードバック制御全体のフローチャートに戻り、シャットダウンが指示された場合（Ｓ１１６：ＹＥＳ）、電流フィードバック制御を終了する。また、電流センサ系が正常であり、シャットダウンしない場合（Ｓ１１６：ＮＯ）には、ｄｑ→３相変換部２４にて、逆ｄｑ変換により３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を計算し（Ｓ１１７）、インバータ１２へ出力する（Ｓ１１８）。
以上で、制御部１５５による電流フィードバック制御のルーチンを終了する。

第１実施形態の構成の説明の最後に、ｄｑ電圧変動閾値の設定について説明する。
ｄｑ座標系における電圧方程式は、下式（８．１）、（８．２）にて表される。ただし、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項についてはゼロとみなす。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ−ωＬｑＩｑ ・・・（８．１）
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ωＬｄＩｄ＋ωφ ・・・（８．２）
ここで、記号を以下のように定義する。
Ｖｄ、Ｖｑ：ｄ軸電圧、ｑ軸電圧
Ｉｄ、Ｉｑ：ｄ軸電流、ｑ軸電流
Ｒ：抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸自己インダクタンス、ｑ軸自己インダクタンス
ω：回転角速度（ω／（２π×６０）は、６０秒あたりの回転数に相当する）
φ：電機子鎖交磁束数

式（８．１）、（８．２）により、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの変動によるｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑの変動は、下式（８．３）、（８．４）のように表される。
ΔＶｄ＝Ｒ×ΔＩｄ−ωＬｑΔＩｑ ・・・（８．３）
ΔＶｑ＝Ｒ×ΔＩｑ＋ωＬｄΔＩｄ ・・・（８．４）
これより、電流の変動に対する電圧の変動量は回転数に応じて増加する。これは、オフセット誤差による電気１次変動にもあてはまると考えられる。

オフセット誤差による電気１次変動では、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは共に同じ振幅で変動することがわかっている。この電流振幅をΔＩａｍｐとおくと、ｄ軸とｑ軸とは、位相が９０［ｄｅｇ］ずれていることから、式（８．３）、（８．４）は、式（８．５）、（８．６）に書き換えられる。
ΔＶｄ＝Ｒ×ΔＩａｍｐ×ｃｏｓθ−ωＬｑ×ΔＩａｍｐ×（−ｓｉｎθ）
・・・（８．５）
ΔＶｑ＝Ｒ×ΔＩａｍｐ×（−ｓｉｎθ）＋ωＬｄ×ΔＩａｍｐ×ｃｏｓθ
・・・（８．６）

ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑの変動の振幅ΔＶｄａｍｐ、ΔＶｑａｍｐは、ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分との合成波形の振幅として、式（８．７）、（８．８）により得られる。
ΔＶｄａｍｐ＝ΔＩａｍｐ×√｛Ｒ²＋（ωＬｑ）²｝ ・・・（８．７）
ΔＶｑａｍｐ＝ΔＩａｍｐ×√｛Ｒ²＋（ωＬｄ）²｝ ・・・（８．８）

以上をふまえて、ｄｑ電圧変動閾値を次のように設定する。
まず、電流センサのオフセット誤差による電流振幅ΔＩａｍｐを電流センサの異常閾値から算出する。そして、電流振幅ΔＩａｍｐを式（８．７）、（８．８）に代入して得られる電圧振幅ΔＶｄａｍｐ、ΔＶｑａｍｐに基づいてｄｑ電圧変動閾値を設定する。上記のように、電圧振幅ΔＶｄａｍｐ、ΔＶｑａｍｐは回転角速度ω項を含むから、回転数に応じて設定する。
なお、上記の理論式から閾値を算出する方法は、抵抗Ｒ、自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑといった回路定数を含み、これらの回路定数は種々の動特性や個体差、モデル化誤差を含む。このような誤差を避けるため、実際に誤差を発生させて、過敏な検出や検出もれのない値を適合して設定してもよい。

本実施形態の電動機制御装置の作用効果について説明する。
（１）制御部１５５は、電流検出値の変動に対してｄｑ電流ＰＩ制御部２３が出力したｄｑ電圧指令に基づいて算出した値を所定の異常閾値と比較することによって、正負オフセット異常を検出する。これにより、正負オフセット異常の発生に気付かずに交流電動機２の通電の制御を継続することを防止することができる。したがって、ハイブリッド自動車等の電動車両に搭載される交流電動機の場合には、ドライバビリティの低下を防止することができる。

（２）正負オフセット異常を検出した場合、電流センサ異常の確定をユーザに通知するとともに、インバータ１２にシャットダウンを指示することで交流電動機２の駆動を停止する。これにより、フェールセーフの思想を実現することができる。

（３）急変判定処理（Ｓ３５０）にて、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍが急変判定閾値より大きいとき、急変フラグをＯＮとする。また、ｄｑ電圧変動値ＶΔｄ、ＶΔｑをいずれもゼロとすることで、異常閾値比較部６９での異常判定を禁止し、正負オフセット異常検出処理を実質的に中止する。
例えば、車両が急加速したり平地走行から登坂に移ったりするとき等のように、電流センサのオフセット異常以外の要因によってトルク指令ｔｒｑ^*や回転数ｒｐｍが変化したとき、電流センサの異常であると誤判定し、交流電動機２の駆動を停止してしまうおそれがある。そこで、トルク指令ｔｒｑ^*や回転数ｒｐｍが急変したと判定したときには、そのルーチンでの処理を中止することが最も安全である。これにより、電流センサのオフセット異常以外の要因による要求出力トルクや回転数の変化による正負オフセット異常の誤判定を防止し、誤判定による交流電動機２の駆動停止を回避することができる。

（４）Σｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎ累積更新処理（Ｓ３３０）において、更新タイミングでのｄｑ電圧指令補間値Ｖｄ（ｎΔ）、Ｖｑ（ｎΔ）は、更新点ｎΔをまたぐ前後の電圧指令値ｖｄ^*前、ｖｄ^*後、ｖｑ^*前、ｖｑ^*後から、前後線形補間処理により算出される。また、このｄｑ電圧指令補間値Ｖｄ（ｎΔ）、Ｖｑ（ｎΔ）に基づいて電気角１周期での累積更新がされる。
これにより、電気角と同期せず一定周期で制御演算がされる制御系において、更新タイミングでの電圧指令値として適正な値を取得し、「積分の正負対称性」を確保することができる。

次に、本発明の第２〜第４実施形態の電動機制御装置について、主に図１３〜図２２を参照して説明する。以下の実施形態のブロック図及びフローチャートの説明では、第１実施形態と実質的に同一の構成、同一のステップについては、同一の符号、ステップ番号を付して説明を省略し、第１実施形態と異なる点について詳細に説明する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態の電動機制御装置について、主に図１３〜図１６を参照して説明する。第２実施形態では、第１実施形態のｄｑ電圧指令に代えて、３相電圧指令に基づく正負オフセット異常検出処理を実行する。また、第１実施形態と同様、トルク指令ｔｒｑ^*又は回転数ｒｐｍについての急変判定処理を行い、急変と判定した場合には、正負オフセット異常検出処理を中止する。

図１３に示すように、第２実施形態の電動機制御装置の制御部１５６は、第１実施形態の制御部１５５（図５）に対し、ｄｑ電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*をｄｑ→３相変換部２４で逆ｄｑ変換した後の３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*が正負オフセット異常検出部６０２へ入力される点が異なる。

正負オフセット異常検出部６０２の構成について、図１４を参照して説明する。図１４ではＵ相電圧指令ｖｕ^*の処理を例示するが、Ｖ相及びＷ相電圧指令ｖｖ^*、ｖｗ^*についても同様である。
図１４に示すように、第２実施形態の正負オフセット異常検出部６０２は、前後線形補間処理６３の後の相電圧指令補間値Ｖｕ（ｎΔ）を、そのまま累積更新する。そのため、乗算器６４、切替部５５、積算器６６、除算器６７は、各相電圧指令について１ラインで構成されている。

除算器６７から出力されたＵ相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓは、異常閾値比較部６９に入力され、相電圧オフセット閾値と比較される。ただし、トルク指令／回転数急変判定部７３が急変フラグをＯＮしたときは、切替部６５を「０」側へ切り替え、Ｕ相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓをゼロとする。
異常閾値比較部６９は、Ｕ相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓの絶対値が相電圧オフセット閾値より大きいとき、電流センサ系異常の確定を通知し、シャットダウンを指示する。

次に、図１５、図１６に示す正負オフセット異常検出処理のフローチャートにおいては、第１実施形態のフローチャート（図９）に対し、以下の点が異なっている。
（２Ｆ１）Ｓ３３０の「Σｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎ累積更新処理」に代えて、Ｓ３４０の「Σｕ、Σｖ、Σｗ累積更新処理」（図１６のサブフローチャート）を含む。
（２Ｆ２）Ｓ３６０の「ＶΔｄ、ＶΔｑ算出処理」、及び「ＶΔｄ＝０、ＶΔｑ＝０」とするＳ３０６に代えて、「Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓを算出」するＳ３２５、及び「Ｖｕｏｆｓ＝０、Ｖｖｏｆｓ＝０、Ｖｗｏｆｓ＝０」とするＳ３２６を含む。

（２Ｆ３）「Σｄｃｏｓ、Σｄｓｉｎ、Σｑｃｏｓ、Σｑｓｉｎゼロクリア」のＳ３０７に代えて、「Σｕ、Σｖ、Σｗゼロクリア」のＳ３２７を含む。
（２Ｆ４）「ＶΔｄ、ＶΔｑをｄｑ電圧変動閾値と比較」するＳ３０９に代えて、「Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓの絶対値を相電圧オフセット閾値と比較」するＳ３２９を含む。

Ｓ３４０について、図１６を参照して説明する。
Ｓ３４１では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について、更新点ｎΔをまたぐ前後の電圧指令値ｖｕ^*前、ｖｕ^*後、ｖｖ^*前、ｖｖ^*後、ｖｗ^*前、ｖｗ^*後から、更新タイミングでの３相電圧指令補間値Ｖｕ（ｎΔ）、Ｖｖ（ｎΔ）、Ｖｗ（ｎΔ）を線形補間して求める。

Ｓ３４２では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について、「電気角区間Δ」と「更新タイミングでの３相電圧指令補間値Ｖｕ（ｎΔ）、Ｖｖ（ｎΔ）、Ｖｗ（ｎΔ）」との積を、前回の値に累積更新する。すなわち、下式（９．１）〜（９．３）を計算する。
Σｕ←Σｕ＋Δ・Ｖｕ（ｎΔ） ・・・（９．１）
Σｖ←Σｖ＋Δ・Ｖｖ（ｎΔ） ・・・（９．２）
Σｗ←Σｗ＋Δ・Ｖｗ（ｎΔ） ・・・（９．３）

図１５に戻り、急変フラグがＯＦＦの場合（Ｓ３０４：ＹＥＳ）に進むＳ３２５では、電気角１周期にわたって累積されたΣｕ、Σｖ、Σｗを、下式（１０．１）〜（１０．３）のように３６０［ｄｅｇ］で除し、相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓを算出する。
Ｖｕｏｆｓ＝Σｕ／３６０ｄｅｇ ・・・（１０．１）
Ｖｖｏｆｓ＝Σｖ／３６０ｄｅｇ ・・・（１０．２）
Ｖｗｏｆｓ＝Σｗ／３６０ｄｅｇ ・・・（１０．３）
ここで、相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓは、正の値、負の値のいずれも取り得る。

一方、急変フラグがＯＮの場合（Ｓ３０４：ＮＯ）に進むＳ３２６では、Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓをゼロとすることで、このルーチンでの正負オフセット異常検出処理を実質的に中止する。
続くＳ３２７では、Σｕ、Σｖ、Σｗをゼロクリアする。

Ｓ３２９では、各相の相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓの絶対値を相電圧オフセット閾値と比較し、相電圧オフセット値の絶対値が電圧オフセット閾値よりも大きい相があれば（Ｓ３２９：ＹＥＳ）、異常閾値比較部６９は、電流センサ系異常の確定を通知し、シャットダウンを指示して（Ｓ３１０）、正負オフセット異常検出処理を終了する。

ここで、相電圧オフセット閾値は、第１実施形態のｄｑ電圧変動閾値の設定を参照し、ｄ軸、ｑ軸電圧指令ｖｄ^*、ｖｑ^*が電気１次変動したときの電圧振幅ΔＶｄａｍｐ、ΔＶｑａｍｐ（式（８．７）、（８．８））を逆ｄｑ変換したとき相電圧指令に現れるオフセット量に基づいて設定することができる。

一方、Ｓ３２９で、相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓの絶対値がいずれも電圧オフセット閾値以下と判定された場合（Ｓ３２９：ＮＯ）、３相の電流センサ１６、１７、１８はいずれも正常と考えられるため、そのまま正負オフセット異常検出処理を終了する。

第２実施形態では、３相電圧指令ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を電気角１周期にわたって積分することで、相電流検出値のオフセット誤差を直接的に検出することができる。
また、急変判定処理を実行することで、第１実施形態と同様、電流センサの誤差以外の要因による電圧の変動に基づく誤判定を防止することができる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態の電動機制御装置について、主に図１７〜図１９を参照して説明する。第３実施形態及び次の第４実施形態は、トルク指令ｔｒｑ^*又は回転数ｒｐｍについての急変判定処理に代えて、異常閾値補正処理を実行することを特徴とする。特に第３実施形態では、ｄｑ電圧指令に基づく正負オフセット異常検出処理においてｄｑ電圧変動閾値を補正する。

第３実施形態の制御部全体の構成は、第１実施形態の図５と同様である。また、正負オフセット異常検出部の構成について、図１７を参照して説明する。
図１７に示すように、第３実施形態の正負オフセット異常検出部６０３は、第１実施形態の正負オフセット異常検出部６０１（図６）に対し、トルク指令／回転数急変判定部７３に代えて、閾値補正係数算出部７４を有する。
閾値補正係数算出部７４は、トルク指令急変率算出部７１、回転数急変率算出部７２が算出したトルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍに基づき、閾値補正係数Ｋを算出する。

第３実施形態の電流フィードバック制御全体のフローチャートは、第１実施形態の図８とほとんど同様である。ただし、Ｓ１１７がＳ１１４とＳ３００との間に繰り上がる点が異なる。つまり、Ｓ１０４又はＳ１０６でＮＯと判断された場合、Ｓ１１２、Ｓ１１４に続きＳ１１７まで実行した後、Ｓ３００の「正負オフセット異常検出処理」を実行する。
なお、この点は、次の第４実施形態についても同様である。

図１８、図１９に示す正負オフセット異常検出処理のフローチャートにおいては、第１実施形態のフローチャート（図９）に対し、以下の点が異なっている。
（３Ｆ１）Ｓ３５０の「急変判定処理」、Ｓ３０４の急変フラグＯＦＦ判断ステップ、及び、Ｓ３０４でＮＯの場合のＳ３０６を含まない。
（３Ｆ２）Ｓ３０８とＳ３０９との間に、Ｓ３７０の「ｄｑ電圧変動閾値補正処理」（図１９のサブフローチャート）を含む。

Ｓ３７０について、図１９を参照して説明する。
Ｓ３７１では、第１実施形態の急変判定処理（図１１）のＳ３５１と同様に、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍを式（５．１）、（５．２）により算出する。ただし、「急変判定処理」と「ｄｑ電圧変動閾値補正処理」とは思想的に全く別の処理であることから、別のステップ番号を付与した。

Ｓ３７２では、閾値補正係数算出部７４は、トルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍに基づき、１より大きい閾値補正係数Ｋを算出し、異常閾値比較部６９に指令する。例えば、閾値補正係数Ｋは、下式（１１）を用いて算出することができる。
Ｋ＝（１＋Ｘｔｒｑ）×（１＋Ｘｒｐｍ） ・・・（１１）

異常閾値比較部６９は、閾値補正係数算出部７４から指令された閾値補正係数Ｋに基づき、ｄ軸、ｑ軸の各電圧変動閾値について、それまでのｄｑ電圧変動閾値に閾値補正係数Ｋを乗じた値を新たなｄｑ電圧変動閾値とするよう補正する（Ｓ３７３）。
これにより、ｄｑ電圧変動閾値は次第に大きな値となるため、電圧変動値ＶΔｄ、ＶΔｑと比較したとき（図１８、Ｓ３０９）、異常と判定される場合が少なくなる方向に働く。また、急変をふまえて閾値を補正しつつ、異常検出処理を完全に中止するのではなく、閾値を超える変動に対しては異常検出機能を適正に維持することができる。

図１８に戻り、Ｓ３７０に続くＳ３０９で、ｄ軸電圧変動値ＶΔｄとｄ軸電圧変動閾値、ｑ軸電圧変動値ＶΔｑとｑ軸電圧変動閾値とがそれぞれ比較される。ｄ軸電圧変動値ＶΔｄ又はｑ軸電圧変動値ＶΔｑの少なくとも一方がｄｑ電圧変動閾値よりも大きい場合（Ｓ３０９：ＹＥＳ）、異常閾値比較部６９は、電流センサ系異常の確定を通知し、シャットダウンを指示する（Ｓ３１０）。

このように、第３実施形態は、トルク指令又は回転数が急変した場合、急変率に応じて異常閾値を大きくするよう補正することで、第１実施形態による急変判定処理と同様に、電流センサの誤差以外の要因による電圧の変動に基づく誤判定を防止することができる。
ここで、誤判定を確実に防止する観点から、閾値補正係数Ｋは余裕をもって十分大きな値に設定することが好ましい。上記の式（１１）を用いて算出した閾値補正係数Ｋを用いれば、「急変による誤判定を防止し、異常検出機能を適正に維持する」閾値を設定するのに有効である。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態の電動機制御装置について、主に図２０〜図２２を参照して説明する。第４実施形態では、３相電圧指令に基づく正負オフセット異常検出処理において、相電圧オフセット閾値を補正する。

第４実施形態の制御部全体の構成は、第２実施形態の図１３と同様である。また、正負オフセット異常検出部の構成について、図２０を参照して説明する。
図２０に示すように、第４実施形態の正負オフセット異常検出部６０４は、第２実施形態の正負オフセット異常検出部６０２（図１４）に対し、トルク指令／回転数急変判定部７３に代えて、第３実施形態と実質的に同一の閾値補正係数算出部７４を有する。

図２１、図２２に示す正負オフセット異常検出処理のフローチャートにおいては、第２実施形態のフローチャート（図１５）に対し、以下の点が異なっている。
（４Ｆ１）Ｓ３５０の「急変判定処理」、Ｓ３０４の急変フラグＯＦＦ判断ステップ、及び、Ｓ３０４でＮＯの場合のＳ３２６を含まない。この相違点については、第１実施形態と第３実施形態との相違点と同様である。
（４Ｆ２）Ｓ３０８とＳ３２９との間に、Ｓ３８０の「相電圧オフセット閾値補正処理」（図２２のサブフローチャート）を含む。

Ｓ３８０について、図２２を参照して説明する。Ｓ３８０は、概して、第３実施形態のＳ３７０（図１９）におけるｄｑ電圧変動値ＶΔｄ、ＶΔｑを、相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓに置き換えた処理に相当し、Ｓ３７１、Ｓ３７２については同様である。

異常閾値比較部６９は、閾値補正係数算出部７４から指令された閾値補正係数Ｋに基づき、相電圧オフセット閾値について、それまでの相電圧オフセット閾値に閾値補正係数Ｋを乗じた値を新たな相電圧オフセット閾値とするよう補正する（Ｓ３８３）。
これにより、相電圧オフセット閾値は次第に大きな値となるため、相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓの絶対値と比較したとき（図２１、Ｓ３２９）、異常と判定される場合が少なくなる方向に働く。また、急変をふまえて閾値を補正しつつ、異常検出処理を完全に中止するのではなく、閾値を超える変動に対しては異常検出機能を適正に維持することができる。

図２１に戻り、Ｓ３８０に続くＳ３２９で、相電圧オフセット値Ｖｕｏｆｓ、Ｖｖｏｆｓ、Ｖｗｏｆｓの絶対値と相電圧オフセット閾値とが相毎に比較される。１つ以上の相電圧オフセット値の絶対値が閾値よりも大きい場合（Ｓ３２９：ＹＥＳ）、異常閾値比較部６９は、電流センサ系異常の確定を通知し、シャットダウンを指示する（Ｓ３１０）。
このように、第４実施形態は、第３実施形態と同様の効果を奏する。

（その他の実施形態）
（ア）上記第１、第２実施形態の図６、図１４では、独立したトルク指令急変率算出部７１及び回転数急変率算出部７２が算出したトルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍをトルク指令／回転数急変判定部７３に入力している。この構成に限らず、トルク指令急変率算出部７１及び回転数急変率算出部７２を設けず、トルク指令／回転数急変判定部がトルク指令ｔｒｑ^*及び回転数ｒｐｍを取得し、単独で急変判定してもよい。
また、回転数やトルク指令の急変を判定する参照値として式（５．１）および（５．２）に示すトルク指令急変率Ｘｔｒｑおよび回転数急変率Ｘｒｐｍを使用しているが、これに限らず異なる式で定義される急変率またはその他の急変の度合いを表す参照値を使用してもよい（所定時間内の単純な変化量など）し、異なる判定方法でもよい。

（イ）上記第３、第４実施形態でトルク指令急変率Ｘｔｒｑ及び回転数急変率Ｘｒｐｍに基づき１より大きい閾値補正係数Ｋを算出する式は、例示した式（１１）に限らず、誤判定防止の観点から十分大きな値の閾値補正係数Ｋを算出できる式であればよい。或いは、マップを用いて導出してもよい。

（ウ）上記実施形態の正負オフセット異常検出処理では、電気角１周期の区間にわたって、ｄｑ電圧変動閾値又は相電圧オフセット閾値を積算しているが、積算（積分）の区間は、一般に電気角ｍ周期（ｍは自然数）としてもよい。ｍが大きく積分区間が長くなるほど、ノイズや演算誤差に強くなる一方、急変の影響を受けやすくなるため、これらのバランスから適正な検出区間を設定することが好ましい。

（エ）上記実施形態における前後線形補間処理は、制御演算周期が電気角に同期しない制御系、例えばＰＷＭキャリア等に同期させるような一定周期で制御演算が実行される制御系であることを前提としている。
それに対し、電気角に同期して制御演算が実行され、更新タイミングでの電圧指令を直接取得できる制御系に本発明を適用する場合は、前後線形補間処理は必要ない。
（オ）フィードバック制御における電圧指令は、ｄｑ電圧指令又は３相電圧指令に限らず、他の座標系で定義される電圧指令を使用してもよい、

（カ）上記実施形態の制御部は、電流検出値又は推定値を電流指令に対してフィードバックする「電流フィードバック制御方式」を採用している。この電流フィードバック制御方式は、正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードでインバータを駆動する場合に一般的に用いられる。
一方、電流指令を用いず位相指令を用いる矩形波制御モードでインバータを駆動する場合には、電流検出値に基づくトルク推定値をトルク指令に対してフィードバックする「トルクフィードバック制御方式」が採用される。このトルクフィードバック制御方式においても、「（電圧指令に代えて）位相指令に基づいて、所定の検出区間にわたって積算した値を所定の異常閾値と比較することによって正負オフセット異常を検出する」という本発明の技術的思想を適用することができる。矩形波制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードよりも電圧利用率を高めることができるため、高回転、高トルクが要求される領域で有効に利用することができる。

（キ）上記実施形態では、交流電動機は、３相永久磁石式同期モータであったが、他の実施形態では、誘導モータやその他の同期モータであってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能、及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。

（ク）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（ケ）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１２・・・インバータ、
１５５、１５６・・・制御部（制御手段）、
１６、１７、１８・・・電流センサ、
２３・・・ｄｑ電流ＰＩ制御部（フィードバック制御演算部）。

Claims (6)

1. ３相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記交流電動機の３相に流れる電流を相毎に検出する電流センサ（１６、１７、１８）と、
   前記電流センサが検出した電流検出値と電流指令値との偏差をゼロに収束させるように電圧指令を演算するフィードバック制御演算部（２３）を有し、前記電圧指令に基づいて前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り換え、前記交流電動機の通電を制御する制御手段（１５５、１５６）と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   ３相のうち２相の電流検出値の一方が正側に、他方が負側に、オフセット誤差を生じる正負オフセット異常について、
   異常の発生に伴う電流の変動に対して前記フィードバック制御演算部が出力した前記電圧指令に基づいて、所定の検出区間にわたって積算した値を所定の異常閾値と比較することによって、前記正負オフセット異常を検出する正負オフセット異常検出処理を実行することを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。
2. 前記電圧指令は、前記フィードバック制御演算部が直接出力するｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令、又は、当該ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を逆ｄｑ変換して算出される３相電圧指令であることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電圧指令はｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令であり、
   前記制御手段（１５５）は、前記正負オフセット異常検出処理において、
   前記ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令のフーリエ級数展開における電気角ｍ周期（ｍは自然数）での積分値に基づく算出値を前記異常閾値に相当するｄ軸電圧変動閾値及びｑ軸電圧変動閾値と比較することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電圧指令は３相電圧指令であり、
   前記制御手段（１５６）は、前記正負オフセット異常検出処理において、前記３相電圧指令の電気角ｍ周期（ｍは自然数）での積分値に基づく算出値を前記異常閾値に相当する相電圧オフセット閾値と比較することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記制御手段は、前記検出区間における前記交流電動機のトルク指令又は回転数の変化率が所定の急変閾値を超えたとき急変判定し、前記正負オフセット異常検出処理を中止することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記制御手段は、前記検出区間における前記交流電動機のトルク指令又は回転数の変化率に基づいて決定される閾値補正係数によって前記異常閾値を補正することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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