DK175148B1 - Digitalt trådlöst telefonsystem - Google Patents

Description

i DK 175148 B1

Opfindelsen angår et digitalt trådløst telefonsystem, og navnlig et system omfattende en indgang til påføring af tidsmultipleksede I- og Q-sampler i ‘ form af komplekse samplerpar/symbol til en demul- 5 tiplekser, en equalizer koblet til demultiplekseren til fra denne at modtage demul tipi eksede I- og Q-sampler, organer til påføring af et antal indstillingssignaler til equalizeren, hvor øvelsessignalerne svarer til uønskede egenskaber, der kan være til ste-10 de i de demul tipi eksede I- og Q-sampler, og organer til sammenligning af de faktiske indgangssignaler, der føres til equalizeren, med et sæt af ønskede udgangssignaler under præsentationerne af hvert af indstilling s signal erne til opnåelse af et sæt vægtnings-15 koefficienter.

Equalizeren er koblet til arctangens-organer, der er indrettet til at modtage equalizerens udgangssignal og frembringe arctangens til forholdet mellem de udjævnede Q- og I-sampler til frembringelse af en 20 signalrepræsenterende fase.

Equalizeren er også koblet til et groft fre-kvensstyreorgan, der er indrettet til at modtage de udjævnede I- og Q-sampler, lægge dem sammen til frembringelse af et nedre sidebånd og samtidig tage dif-25 ferensen mellem dem til opnåelse af et øvre sidehånd, derpå tages størrelsen af sidebåndene og derefter tages differensen mellem disse størrelser til repræsentation af en frekvensfejl.

2 DK 175148 B1

Der er koblet arctangensorganer til frekvenskorrekt i onsorganer, der er indrettet til at tilvejebringe et korrigeret frekvenssignal, og summeringsorganer koblet til både de grove frekvensstyreorganer 5 og frekvenskorrektionsorganerne, hvor summeringsorganerne virker til sammenlægning af udgangssignalerne fra de grove frekvensstyreorganer og frekvenskorrektionsorganer.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere 10 under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et diagram af en abonnentenhed ifølge opfindelsen, fig. 2 et blokdiagram af modul at ordel en af den i fig. 1 viste modemprocessor, 15 fig· 3 et blokdiagram af DPSK-omsætningsenheden 1 fig. 2, fig. 4 opbygningen og funktionen af det i fig.

2 viste FlR-filter, fig. 5 et blokdiagram af den i fig. 1 viste in-20 terpolator, fig. 6 et blokdiagram af den i fig. 1 viste synthesizer, fig. 7 en ændret udformning af det i fig. 1 vi DK 175148 B1 3 ste anlæge indgangsdel, fig. 8 et blokdiagram af demodulatordelen i den i fig.l viste modemprocessor, fig. 9 et blokdiagram af det i fig. 8 viste 5 grovfrekvenskontrolmodul, fig. 10 et blokdiagram af AFC’en og symbolti-mingmodulet, der er vist i fig. 8.

ORDLISTE

10

Ordliste over akronymer og ord, der er anvendt i beskrivelsen.

ACRONYM Definition 15 A/D Analog/digital-omsætter ADJ Justeringsindgang 20 AFC Automatisk frekvenskontrol AGC Automatisk forstsrkningskontrol BLANKING Styreorganer, der gør, at signalet holdes 25 pA et forud fastlagt amplitudeniveau vin der styreorganernes aktivering CODEC Kombineret koder og dekoder 30 CPE Kundeanskaffet udstyr, telefonapparat D/A Dlgital/analog-omsætter 35 DPSK Differential faseskiftmodulation 4 DK 175148 B1 DS Datavalg EEPROM Elektrisk, sletbart programmerbart læselager 5 EPROM Sletbart programmerbart Ixselager FIFO Først-ind/først-ud-hukommelse 10 FIR Bestemt impulssvar GLITCH Uønsket transientslgnal HOLD Tomgangstilstand 15 I I-fase IF Mellemfrekvens 20 kbps Kilobits pr. sekund nS Nanosekund PAL Programmerbar logisk enhed 25 PCM Impulskodemodulation PROM Programmerbart læselager 30 PSK Faseskiftmodulation Q Kvadratur RAM Lager med direkte tilgang 35 RELP Residuel fremkaldt lineær forudsigelse DK 175148 B1 5 RP Radiofrekvens R/W Læse/skrive 5 S/H Sample og hold SLIC Abonnent8løjfe interfacekredsløb 10 STROBE Samplingssignal UART Universal asynkron modtager/sender VCXO Spændingsstyret krystaloscillator 15 XF Ydre flagudgang anvendt til signallering til andre processorer

Opfindelsen angår kommunikationsanlæg til tråd-20 løs transmission af multiple informationssignaler under anvendelse af digitaltidsdelekredsløb mellem en basisstation og en eller flere abonnentstationer, og angår især opbygningen og funktionen af en sådan abonnentstation.

25 Idet der nu mere detaljeret henvises til tegnin gen, hvor ens henvisningsbetegnelser henviser til ens dele, er der i fig. 1 vist en connector 10 til tilkobling af det kundeanskaffede udstyr, CPE.

Et linjepar 12 fører fra connectoren 10 til et 30 SLIC 14 og kan også forbindes til et ringkredsløb 16 gennem et relæ 18. SLIC'et 14 er en standardchip til varetagelse af forskellige funktioner, såsom batterispænding, overspændingsbeskyttelse, ringning, signaleringsdetektering, f.eks. fra en drejeskive, microtelefons tatus, linjeprøvning og eå videre. Den indeholder også den hybridkreds, der adskiller et antal talesigna- 6 DK 175148 B1 ler i indgående og udgående signaler. SLIC'et 14 er koblet til en stor CODEC 20, der har indgående og udgående linjer til og fra en basisbåndprocessor 22, hvor den i den indgående retning omsætter analoge talesigna-5 ler til digitale signaler, d.v.s 64 kbps μ-lov PCM, medens den i den udgående retning omsætter digitale signaler til analoge talesignaler. Det kan undertiden være ønskeligt at gå uden om CODEC en således, at SLIC'et 14 kobles direkte til basisbåndprocessoren 22.

10 Der er en alternativ tilgang til basisbåndprocessoren gennem en tilslutning 24 og en UART 26, der tilvejebringer en direkte digital forbindelse til basisbåndprocessoren, og derved omgår SLIC'et og CODEC'en. Denne direkte tilgangstilslutning tjener 2 formål: (1) Kun at 15 lade de digitale signaler passere, når dette ønskes, og derved omlede alle analogforbindelse, og (2) at tillade direkte tilgang til processorerne og lagrene med henblik på let vedligeholdelse og afprøvning.

Basisbåndprocessoren 22 har flere funktioner, af 20 hvilke en er at omsætte 64 kbps PCM-slgnalet til 14,57.... kbps ved hjælp af en transkodningsfunktion, såsom f.eks. tilvejebragt ved residuel exciteret lineær prediktion, RELP. Den tilvejebringer også ekkofjernelse og virker desuden som en styremicroprocessor, f.eks.

25 ved at informere synthesizeren, der anvendes i systemet, med hensyn til den ønskede arbejdsfrekvens. Basisbåndprocessoren 22 er koblet til en selvhjulpen hukommelseschip 28, såvel som til en serie EEPROM 30, der er et elektrisk sletbart, ikke flygtigt lager, hvor valgte 30 bits kan slettes elektrisk uden at de andre bits, der er lagret i det slettes. Dette EEPROM 30 anvendes til lagring af både abonnentidentifikationsnumret og netværksidentifikationsnumret, (den basisstation, det bruges 1 forbindelse med.) Desuden er basisbåndprocessoren 35 22 koblet til et fuldhastigheds-RAM 32, i hvilket den lagrer de signaler, der er modtaget i den. RAM*et 32 7 DK 175148 B1 indeholder også et "depotorgan" og anvendes desuden som lager med direkte tilgang for RELP-omsætning, ekkofjer-nelse og andre funktioner. Basisbåndprocesssoren 22 er også koblet til et halvhastighede-EPROM 34 og fuldha-5 stigheds-PROM 36, der lagrer RELP- og ekkofjernelses-funktionerne ligesom forskellige andre funktioner, såsom styrefunktionen. Basisbåndprocessoren 22 er desuden koblet over en direkte hukommelses tilgang 38, DMA, til en modemprocessor 40.

10 DMA'en 38 forhindrer forekomsten af samtidig tilgang til RAM 32 af både basisbånd- og modemprocessoren.

DMA-interfacet anvendes for at overføre tale og styresignaler mellem basis- og modemprocessoren. Modem-15 processoren 40 virker som master og styrer basisbåndprocessoren 22 over ikke-viste holdelinier. Modemprocessoren 40 kan få tilgang til basisbåndprocessoren 22, standse dens behandling og bringe styrelinier, adresse-og databusser til at antage en tre-tilstandsudgangshøj-20 impedanstilstand. Dette tillader modemprocessoren 40 tilgang til basisbåndprocessorens DMA-hukommeIse gennem DMA-grænsefladen og til at læse eller skrive i den.

Dette sker ved, at modemprocessoren 40 gør sit XF-bit gældende, hvilket føres til basisbåndprocesso-25 rens holdeindgang. Når basisbåndprocessoren modtager denne kommando, vil den slutte udøvelsen af den løbende instruktion, standse sin behandling, bringe sine styredata og adressebusser til at antage en tre-tilstandsudgangshø jimpedanstilstand og derpå udsende et holde-30 bekræftelsessignal tilbage til modemprocessoren. Umiddelbart efter at modemprocessoren udsender holdekommandoen, vil den fortsætte med andre opgaver, medens den venter på, at basisbåndprocessoren skal sende holdebekræftelsessignalet. Når først modemprocessoren modtager 35 holdebekræftelsessignalet, tager den styringen af basisbåndprocessorens styre-, data- og adressebusser og læser eller skriver derpå i DMA RAM'et 32. Efter at DK 175148 B1 e modemprocessoren har fuldendt eln tilgang til DMA RAM'et fjerner den holdeindgangen pA basisb&ndprocesso-ren, der derpå genoptager behandlingen, hvor den slap. Baslsb&ndprocessoren har også evne til at udelukke S modemprocessoren ved at sætte sit eget XF-bit højt.

Denne bit spærres med holdesignalet fra modemprocessoren og kan tilsidesætte holdelinien i ethvert punkt før basisbåndprocessoren går i holdetilstand. Modemprocessoren anvender 10 af adressebussens bits og alle data-10 bussens 16 bits. Den bruger også 3 styrelinier: STROBE, R/W og DS.

Enten baslsb&ndprocessoren 22 eller modemprocessoren 40, der virker i begge retninger, kan f& signaler fra RAM1et 32 i overenstemmelse med de ovenfor beskrev-15 ne signaler. De to processorer st&r i forbindelse med hinanden ved hjælp af en del af RAM*et 32, der er reserveret til andvendelse som et depot. Modemprocessoren 40 er ogs& koblet til et fuldhastigheds-PROM 44, der indeholder programmet til denne processor.

20 Modemprocessoren 40 sender 1 sin modulationsar bejdsstilling sine signaler via en FIFO 46 til en interpolator 48, hvor disse signaler har en samlingsfrekvens p& 320 kHz. Interpolatoren 48 øger i praksis denne samlingsfrekvens med en faktor 5 for at omsætte den til 25 1600 kilosamples/sekund (1,6 megasamples/sekund). Interpolatoren tilnærmer 1 samarbejde med krystalfiltret, der skal beskrives senere, og som virker som en integrator, effektivt et 5-polet FIR-filter. Denne anvendelse af digitalt og analogt hardware til realisering 30 af et FIR-filter adskiller sig fra den klassiske helt digitale realisering af et hardware FIR. Interpolator-udgangen føres til en PAL 50.

PAL'en er udformet som en slags blander, til hvilken der føres en 400 kHz firkantbølge, som vist ved 35 50, der kommer fra en timingsgenerator 51, samt 1600 kilosample/sekond-signalet. 1600 kilosample/sekund- 9 DK 175148 B1 signalet repræsenterer et 1600-kilosymbyl/sekund PSK-signal med en nulbærebølge og en øneket 20 kHz båndbredde. 1 realiteten kan PAL'en betragtes som en frekvensoversætter. PAL-kredsløbet, udfører, når det er ud-5 formet til at udføre en 2!s komplementfunktion, styret af en 400 kHz firkantbølge, i praksis en tidsmultiplek-set kvadraturblanding og sætter 1 praksis det 20 kHz brede baslsbåndsignal op til 400 kHz.

Udgangssignalet fra PAL'en 50 er et tidsmulti-10 plekset, frekvensoversat komplekssignal, der føres til D/A-omsættéren 52, der omsætter digitalsignalet til et analogsignal. Udgangssignalet fra D/A-omsætteren 52 føres til en blander 54, til hvilken der også føres en deglitching/blanking-impuls 56 fra et blanking-genere-15 ringsmodul 58. Glitch-energi er det største bidrag til støj 1 et sampled datasytem. Glitch-energi optræder under overgang fra et indgangsord til et andet. I en stor D/A-omsætter kan hvert indkomne bit, afhængigt af dets tilstand, bevirke en ændring 1 udgangsanalogniveauet.

20 Sådanne ændringer, der hidrører fra de forskellige bits, optræder almindeligvis ikke samtidigt og bevirker derfor glitches. Klassiske løsninger på dette problem er anvendelsen af en sample- og holdefunktion efter D/A'en eller anvendelsen af en de-glitching D/A. Begge 25 disse alternativer er imidlertid urimeligt dyre. "Blanking" fører udgangssignalet fra blanderen til et mellemreferenceniveau i overgangsperioderne, typisk ca.

35 nS før og 130 nS efter de digitale skiftetider, og undertrykker derved store glitch-spidser, der optræder 30 på D/A-udsignalet. Selvom blanking skaber harmoniske uden for den interessante midterfrekvens, fjerner anvendelsen af forholdsvis snæver IF-filtrering i hovedsagen dise harmoniske. Denne blanking-metode reducerer også samplingsfrekvensindholdet i udgangssignalet 35 Det ved 60 angivne udgangssignal fra blanderen 54 føres til en blander 62 i en omsætter, der som hel- 10 DK 175148 B1 hed er betegnet med 64. Blanderen 62 har en 20 MHz-indgang, der er angivet ved 65, og som er fælles med en 20 MHz-linle 66. Udgangssignalet fra blanderen 62 er summen af 20 MHz fra indgangen 65 og det 400 KHz-sig-5 nal, der modtages fra blanderen 54, med et resulterende udgangssignal p& 20,4 MHz. Dette udgangssignal føres til et krystalfilter 68, der kun lader denne sum, der udgør IF-signalet, passere til en forstærker 70.

En synthesizer er vist ved 72. I denne synthesi-10 zer 72 findes et synthesizermodul, der tilvejebringer et udgangesignal L01. I synthesizermodulet uddrager et andet kredsløb også et andet udgangssignal L02, hvor L02-udgangsslgnalet følger LOl-udgangssignalet ved en frekvens på 5 MHz under frekvensen af L01. Synthesize-15 ren anvender som reference 80 MHz VCXO'en. Udgangssignalet I>01 føres gennem linien 74 til en blander 76, der også modtager IF-udgangssignalet fra forstærkeren 70. Eftersom IF-signalet har en størrelse på 20,4 MHz, betjenes synthesizeren, hvis der f.eks. ønskes en fre-20 kvens på 455,5 MHz ved blanderen 76's udgang, til at frembringe en frekvens på 435,1 MHz, der lagt til de 20,4 MHz giver den ønskede frekvens på 455,5 MHz. Dette udgangssignal forstærkes derpå af en forstærker 80 med variabel forstærkning. Baslsbåndprocessoren 22 sender 25 på grundlag af dekodning af visse signaler fra basisstationen et forstærkningsstyresignal på linien 81 gennem en D/A-omsætter 82 til forstærkeren 80 med variabel forstærkning. Forstærkeren 80 med variabel forstærkning har en begrænset båndbredde og lader der-30 for ikke uønskede differensfrekvenser, der også frembringes af blanderen 76, passere. Udgangssignalet fra forstærkeren 80 føres ad linien 83 til en effektforstærker 84, der bevirker den endelige forstærkning, før RF-signalet føres gennem et relæ 86 til en antenne 88.

35 Enheden anvender et system, ved hvilket en ramme gentages for hver 45 millisekunder. I dette system sen- 11 DK 175148 B1 der enheden under en del af den anden halvdel af hver ramme og modtager under en del af den første halvdel af hver ramme. Oer kan forekomme en udformning, hvor begge delene af halvdelene har samme længde, selvom de ikke 5 nødvendigvis skal være lige store. Der kan forekomme en anden udformning hexadecimal, hvor fire dele af den samme længde står til rådighed for abonnenten under en hel ramme. Hver af de fire dele kan betegnes som en slids. Hver slids indeholder som en del af dens begyn-10 delsesdata et entydigt ord, der af enheden anvendes til at skabe timing for modtagelse af de resterende data i slidsen. Forud for den første af de fire slidser, findes et AM-hul, der anvendes til at bestemme en slids, der af basisstationen vilkårligt betegnes som den først 15 slids. AM-hullet og det entydige ord er dele af det indkomne sig-nal fra basisstationen. Varigheden af AM-hullet anvendes til at bestemme, om en speciel RF-kanal er en styrekanal eller en talekanal.

Et datasignal udledes af gennemsnitsstørrelsen 20 af signalet, der er repræsenteret ved 116. En tærskel proportional med den nævnte gennemsnitsstørrelse sammenlignes med ikke-udjævnede størrelser. Hvis tærsklen ikke overskrides af den ikke-udjævnede størrelse 1 en forud fastlagt tidsperiode, antages det, at et stort 25 AM-hul er detekteret. Modemprocessoren 40 lagrer tidspunktet, til hvilket AM-hullet blev bestemt til at optræde, i RAM 32.

Basisbåndprocessoren frembringer på grundlag af (a) modulationsmåde, kvartencer eller hexadecimal, (b) 30 tidspunkt, til hvilket AM-hullet optrådte, som lagret i stort RAM 32, og (c) tidspunktet, ved hvilket et entydigt ord blev modtaget, som separat bestemt af basisbåndprocessoren, startsignaler, der angiver, hvornår enheden skal være i en sendetilstand eller en modtage-35 tilstand. Sådanne startsignaler kobles over linien 90 til et rammetimlngsmodul 91.

12 DK 175148 B1

Rammetimingsmodulet 91 omsætter startsignalerne til 2 Impulsserier. Den ene impulsserle kobles over linien 92 til aktivering af effektforstærkeren 84 og til aktivering af relæet 86, for således at koble ud-5 gangsforstærkeren 84 til antennen 88. I den tid, der er impuls p& linien 92, er enheden indrettet til at være i sendet i Istand. Når relæet 86 ikke er aktiveret på den måde, er det indrettet til at koble antennen 88 til forforstærkeren 94's indgang.

10 Den anden række impulser fra rammetimingsmodulet 91 er koblet over linien 93 til en forstærker 94 for at aktivere denne forstærker. Enheden er beregnet til at være i modtagetilstand under denne række impulser. Forforstærkeren 94 fører modtagne signaler til en blander 15 96, der også modtager udgangssignalet L02 fra synthesizeren 72 gennem linien 98. Udgangssignalet fra blanderen 96 føres til et krystalfilter 100, hvis udgangssignal føres til en IF-forstærker 102.

Modemprocessoren 40 fører via linien 89 det før-20 nævnte datasignal, der er afledt af gennemsnitsstørrelsen af signalet, repræsenteret ved 116, til en D/A-om-sætter 104, der frembringer et analogt AGC-spændings-signal, der føres gennem en linie 106 til en forstærker 102 og derved over for denne forstærker angiver, hvor 25 megen forstærkning der kræves for at kompensere således, at IF-signalet altid har samme amplitude. Denne forstærker modtager også udgangssignalet fra krystalfiltret 100. Udgangssignalet fra forstærkeren 102 føres til en blander 108, til hvilken der også føres et ind-30 gangssignal på 20 KHz fra linien 109 til frembringelse af et resulterende 400 KHz-slgnal. Dette 400 KHz-signal føres derpå til et A/D-modul, der består af et sample-og holdkredsløb 110, en A/D-omsætter 112 og FIFO 114.

Udgangssignalet fra A/D-omsætningsmodulet er 64 35 kilosample/sekund og dette udgangssignal føres gennem linien 116 til modemprocessoren 40. Modemprocessoren 40 13 DK 175148 B1 demodulerer dette signal og fører de demodulerede data til depotdelen af RAM 32, som der er tilgang til for baslsbåndprocessoren 22, hvori RELP-omsaetningen finder sted. Det resulterende udgangssignal har 24 kbps PCM på 5 en kontinuerlig seriel basis. Dette udgangssignal føres til CODEC'en, der omsætter det til et analogsignal, der derpå føres til SLIC'et, der atter fører det til telefonapparatet; eller alternativt kan de 16 kbpc fra depotet dekodes til et digitalsignal, der føres til 10 UART'en 26.

Anvendt 1 indstillingstilstanden, tilvejebringes ved linien 118 en tilbageføring mellem to relæer 120 og 122. Denne tilbageføring, der ligger ved IF-siden snarere end ved RF-siden, formindsker antallet af krævede 15 elementer. Indstillingstilstanden er den, hvori et kendt signal af modemprocessoren sendes ud gennem resten af sendeelementsættet til IF-forstærkeren 70. Fordi relæerne 120 og 122 er aktiveret, er forstærkeren 70's udgang koblet til indgangen til krystalfiltret 20 100.

Desuden er en udgang angivet ved linien 90 fra basisbåndprocessoren 22 sluttet til rammetimingen 91 og bevirker en Impuls på linien 93 for fuldstændig at sætte forstærkeren 94 ud af funktion under øvelsestilstan-25 den. Endvidere frembringer rammetimingen 91 under indstillingstilstanden en anden impuls på linien 92, der gør forstærkeren 84 fuldstændig uvirksom. Det kendte signal, der frembringes af modulatoren, sammenlignes med det foreliggende signal, der føres tilbage til mo-30 dulatoren. Der opstilles derpå et hjælpeprogram for at kompensere for variationer på grund af forskellige faktorer, såsom variationer i temperatur, komponentværdier og så videre. Korrektionskonstanterne lagres i RAM'et 32. Modemmet påfører de modtagne signaler disse lagrede 35 korrektioner. Indstillingstilstanden forekommer i mellemrummene mellem systemets aktivering.

14 DK 175148 B1

Synthesizermodulet 72 indeholder en 80 MHz oscillator, VCXO afledt af det modtagne signal. 80 MHz-signalet, der frembringes af oscillatoren, løber gennem en linie 124 til et 4-delingskredsløb 126, hvis ud-5 gangssignal går til blanderne 62 og 108. Dette udgangssignal føres også til de to processorer til tilvejebringelse af taktimpulser, firkantbølger. Desuden løber det gennem en linie 124 til et 5-delingskredsløb 130 og derpå til timingsmodulet 51. Modemprocessoren bestemmer 10 enhver forskel i frekvens mellem centerfrekvensen og et submultiplum af taktfrekvensen.

Enhver resulterende forskel føres af modemprocessoren over en linie 132 til en D/A-omsætter 134. Udgangssignalet fra D/A-omsætteren 134 føres over en 11-15 nie 136 og en ADJ-indgang 138 til VCXO'en, der senere skal beskrives, på en sådan måde, at det ændrer dens frekvens i den retning, der kræves for at minimere den forudgående resulterende differens. Et låsningstab-de-tektorsignal føres gennem en linie 140 til basisbånd-20 processoren 22 for at angive, når der forekommer et tab af synkroniseringen i synthesizeren.

Modemprocessoren 40 omfatter, som vist i figur 2, en stor DPSK-omsætter 150, til hvilken data føres gennem en linie 162. Dataen føres derpå ved 16 kHz sym-25 bol/sekund-frekvens til et stort FIR-filter 154. Udgangssignalet fra FIR-f iltret 154, der er angivet ved 156, er asynkrone data omfattende 10 komplekse samples/ symbol, tidsmultlpleksede IQ-par. Dette udgangssignal føres til den ovenfor beskrevne FIFO 46, hvor der fin-30 der en omsætning fra asynkron til synkron sted. Udgangssignalet fra FIFO*en 46 føres i form af 160.000 par af dataord/sekund til den ovenfor beskrevne interpolator 48, det multiplekeer IQ-parene og remultiplek-ser IQ-samplerne med en frekvens på 1,6 MHz.

35 I et hexadecimalt modulationsskema deles den bi nære indgangssekvens op i 4-bitsymboler. I hexadecimal 15 DK 175148 B1 PSK bestemmer 4-bitsymbolerne fasen af bærebølgen under den givne symbolperiode. Konverteringen af det binære indgangssignal til PSK-bølgeformen udføres af modula-toren.

5 Figur 3 viser, hvorledes en sekvens af sampler S, der er vist ved 160, transformeres til en sekvens af sampler i fase I og kvadratur Q i modemprocessoren 401 s DPSK-omsætter 150. Symbolerne bliver først omvendt Gray-kodet som vist ved 162. Dette gøres for at mlnlme-10 re antallet af bit-fejl, der optræder som følge af den mest sandsynlige ukorrekte symbolbestemmelse i demodulatoren.

Udgangssignalet fra den omvendte Gray-koder 162 føres til en fasekvantiserer 164, der bestemmer den ab-15 solutte faseværdi 6, der indføres af strømsymbolet.

Denne faseværdi føres derpå til differentialkoderen 166, der beregner den absolutte faseværdi Bj ' . Bj' repræsenterer modulo 16-summen af strømdifferentialfasen B og den tidligere fase Bj - j*.

20 Bj * = (Bj + Θ - y 1 ) MOD 16

Modulo 16-adderlngen svarer til modulo 360-adderingen, der udføres, når vinkler lægges sammen.

Differentialfasen Bf ' indføres i cosinus- og sinusopslagstabeller for at beregne strømsymbolet I-Q-25 komponenter.

I- og Q-samplerne føres til det sekspolede filter 154 med bestemt impulssvar, FIR, der er nærmere vist 1 figur 4. FIR-filterets funktion er at skabe en oversamplet PSK-bølgeform ud fra I- og Q-samplerne. Q-sam-30 pierne føres til en bank på 10 sekspolede FIR-filtre, der er mærket "hy,j" (j = 1-10). På samme måde føres I-sampler til en bank af 10 filtre mærket "hqj"· Disse 20-filtres udgangssignaler tidsmultiplekset som vist på en enkelt parallelbus, der kører ved en samplingsfre-35 kvens, der er 10 gange samplingsfrekvensen for I,Q-parrene ved filtrets indgang.

16 DK 175148 B1

Interpolatoren 48, der er nærmere vist i figur 5, omfatter en indgang 180 og et relæ 182, der er koblet til PAL'en 50 ved en linie 183, hvor relæet 182 kan bevæge sig mellem indgangen 180 og en linie 184. Valgfrit 5 kan der i linien 183 indsættes en multiplikator 185, der kan anvendes til multiplicering af indgangssignalerne fra linien 183, såvel som et valgfrit indgangssignal 187, der kan påføres fra modemprocessoren eller eller fra et vilkårligt ønsket hjælpelager. Relæet 182 10 er koblet til PAL'en 50 ved hjælp af linien 183, og linien 184 fører fra I-lageret 186, der har en indgang 188 fra Q-lageret 190. Et 1,6 MHz-indgangssignal tilvejebringes til både I/Q- og Q/I-lageret, som angivet ved henholdsvis 192 og 194. Interpolatoren demultiplekser 15 de multipleksede l,Q-sampler ved en frekvens på 160 kHz og resampler og remultiplekser derpå ved en frekvens på 800 kHz.

Synthesizeren 72, der funktionsmæssigt er beskrevet ovenfor, er vist i figur 6, hvor der er vist et 20 VCXO-modul 200, der modtager et signal fra ADJ-indgangen 138. Denne indgang styrer den nøjagtige frekvens af VCXO-modulet. VCXO-modulets udgang er over en linie 202 koblet til en synthesizer 204. Denne synthesizer 204 er i stand til at syntetisere frekvenser mellem 25 438,625 og 439,65 MHz i behørig synkronisme med signalerne over linien 202. Den specielle frekvens vælges ved hjælp af et Indgangssignal over linien 128, som det også er vist i figur 1.

Synthesizeren 204's udgangssignal føres over en 30 linie 206 og et filter 208 for at blive til L01. Udgangssignalet fra synthesizeren 204 føres også over en linie 210 til en synkron oversætter 212. Udgangssignalet fra VCXO'en 200 føres gennem en linie 214 til et modul 216, der dividerer med 16, hvis 5 MHz udgangsslg-35 nal føres gennem en linie 218 til det synkrone oversættermodul 212. Udgangssignalet på linien 214 kobles også til en referenceudgang 221.

17 DK 175148 B1

Modulet 212 trækker det 5 MHz indgangssignal på linien 218 fra frekvensen på linien 210 og tilvejebringer en differensfrekvens, der føres over et filter 220 for at blive til L02. På denne måde varierer frekven-5 sen, der optræder som L02, mellem 433,625 og 434,65 MHz, hvorved frekvensen af L02 altid er 5 MHz under frekvensen af L01.

Desuden kombineres udgangssignalet fra synthesizeren 204 over linien 222 og udgangssignalet fra den 10 synkrone oversætter 212 over linien 224 i synkroniseringsdetektor 226 på en sådan måde, at der, hvis enten frekvensen på linien 206 ikke er synkron med frekvensen på linien 202, eller synkronoversætteren 212's frekvensudgang ikke er synkron med kombinationen af frek-15 vensen på linien 206 og udgangsfrekvensen fra modulet 216, der divideret med 16, sendes et synkroniseringstabssignal, låsetab, på linien 140, der også er vist i figur 1.

Den særlige kombination af en synthesizer 204 20 plus modulet 216, der divideret med 16 og den synkrone oversætter 212 tilvejebringer samme funktion som de tidligere anvendte to særskilte synthesizere, men med færre dele, større stabilitet, lempeligere tolerancer og så videre.

25 Figur 7 viser et foretrukket kredsløb til af prøvning af abonnentinterfacet. Med henblik herpå genererer modemprocessoren 22, der er vist i figur 1, en 1 kHz sinusbølge, der føres til den i figur 1 viste codec 20, der omsætter den til en analog sinusbølge, der at-30 ter føres gennem SLIC'et 14 til linieparret 12. Et relæ K, der ikke er vist i figur 1, indføres umiddelbart stødende op til abonnenten 10 således, at det kan afbryde connectoren fra kredsløbet. Ethver reflekteret signal fra det uafsluttede liniepar 12 ved åbent relæ K 35 føres gennem hybridfunktionen til SLIC'et og omsættes til et digitalt signal af codec'en 20. Dette digitale 18 DK 175148 B1 signal føres til basisbåndprocessoren 22, der sammenligner det reflekterede signal med det oprindelige signal og bestemmer, om nogen uønskede impedanser eller forbindelser, f.eks. jord, er til stede på linieparret 5 12.

Figur 8 viser demodulatordelen af modemprocesso-ren 40 og viser det 400 kHz udgangssignal, der fra den 1 figur 1 viste blander 108 føres til højprecisionssample- og holdkredsløbet 110, der har en åbningsunøj-10 agtighed på 25 nanosekunder eller mindre, og hvis udgangssignal føres til A/D-omsætteren 112. Udgangssignalet fra A/D-omsetteren 112 føres gennem linien 118 til modemprocessoren, alt som vist i figur 1. Indgangssignalet ved linien 116 omfatter tidsmultipleksede I- og 15 Q-sampler, der kan have nogen krydsproduktforvrængning, i form af to komplekse samplepar/symbol. De nævnte tidsmultipleksede I- og Q-sampler føres til demulti-plekseren 298, hvor de demultiplekses. De demultiplek-sede I- og Q-sampler føres til et equalizermodul 300, 20 hvis formål er at minimere (a) fejlenergien af den modtagne datastrøm, (b) den modificerede fejlenergi af datastrømmen forsinket med 0,05 T, hvor T er 1/16.000 af et sekund, (c) modificeret fejlenergi af datastrømmen fremrykket med 0,05 T, (d) energien af datastrømmen fra 25 den tilstødende øvre kanal, ønsket modtagefrekvens plus 25 kHz, og (e) energien fra datastrømmen for den tilstødende nedre kanal, ønsket modtagefrekvens -25 kHz.

Equalizeren er et komplekst 28-polet FIR-filter, hvori filtervægtene er bestemt ved minimering af de 30 ovennævnte fem formål. Til dette formål genereres fem indstillingssignaler af modulatoren. Disse er: (a) et signal ved den ønskede frekvens, hvori modtageren og senderens taktgeneratorer synkroniseres, (b) det samme signal som ved (a), men hvor modtagerens taktgenerator 35 føres 0,05 T foran senderens taktgenerator, (c) samme signal som (b) med undtagelse af, at det forsinkes med 19 DK 175148 B1 0,05 T, (d) samme signal som (a), men hvor bærefrekvensen øges med 25 kHz, og (e) samme signal som (d) med undtagelse af, at bærefrekvensen formindskes med 25 kHz. I tilfaldene (d) og (e) ændrer modemprocessoren 5 sender-PIR-filter-koeffleienterne med 25 kHz for at skabe Indstillingssignalet med en 25 kHz afvigelse.

Ved under præsentationen af hvert af de fem indstillingssignaler at sammenligne de faktiske indgangssignaler med sættet af ønskede udgangssignaler op-10 nås et sæt vægtningskoefficienter, der, når de realiseres i equalizeren, opfylder de førnævnte formål. Disse vægtningskoefficienter lagres i RAM'et 32. De udlignede I- og Q-sampler føres til et modul 302, der frembringer et udgangssignal, der er arctangens af forholdet mellem 15 de udlignede Q~ og I-sampler. Dette udgangssignal, der er vist ved 304, repræsenterer fasen af det modtagne signal.

De udlignede I- og Q-sampler føres også samtidigt til et groft frekvensmodul 306, der er vist mere detal-20 jeret i figur 9. I- og Q-samplerne lægges sammen til frembringelse af et nedre sidebånd 308, som vist i figur 9, og samtidig dannes differensen mellem I- og Q-samplerne til frembringelse af et øvre sidebånd 310. En størrelsesberegning udføres derpå på både det øvre og 25 nedre sidebånd, som angivet ved 312 og 314. Differensoperationen mellem størrelserne finder sted ved 316.

Denne forskel, der er angives ved 318, repræsenterer en frekvensfejl.

Som vist i figur 8 føres udgangssignalet 304 fra 30 arctangensmodulet 302 til AFC'en og et symboltidssporemodul 32, der er vist i større detaljer i figur 10. Fa-sekorrektionsværdlen, der er angivet ved 322 i figur 10, trækkes fra den detekterede fase, hvilket resulterer i den korrigerede fase angivet ved linien 324. Den 35 korrigerede fase 324 føres til en symbol detektor 326, der detekterer strømsymbolet udtrykt ved faseværdien og 20 DK 175148 B1 kvantiserer fasen til den nærmeste 22,5 grader forøgelse. Oen kvant iserede fase, der er angivet ved 328, trækkes fra den korrigerede fase 324 ved 330. Dette fejlsignal 332 føres til et sløjfefilter af anden or-5 den, som helhed angivet ved 334, der beregner fasekorrektionsværdien, der er angivet ved linie 336, samt frekvenskorrrektionssignalet, der er vist ved 338. Dette frekvenskorrektionssignal føres til VCXO'en gennem den i figur 1 viste linie 132.

10 Fejlsignalet 332 føres gennem linien 340 til et symboltidssporemodul 342, der også modtager udgangssignalet fra symboldetekteringsmodulet 326 gennem linien 344. Symboltidssporemodulet 342 indeholder en algoritme, der sporer fasen over et antal forud fastlagte sym-15 boler, låser på startfasen for det første symbol og det sidste symbols fase og derpå bestemmer hældningen. Den prøver ud fra fase/tidsfunktionen at bestemme de nulgennemgange, der faktisk forekommer, og sammenligner med, hvor de skulle have forekommet, og der beregnes en 20 tidsjustering, der korrigerer for forskellen. Symbolklokken justeres ved begyndelsen af næste slids. Symbol tidssporemodulet 342 giver et udgangssignal 346, der føres til det i figur 1 viste timingsmodul 51.

Frekvenskorrektionssignalet 338 fra AFC'en og 25 symboltimingsmodulet 320 føres til et vægtende modul 348, som vist i figur 8, hvor det vægtes. Udgangssignalet 350 fra modulet 348 føres til et summerende modul 352, hvor signalet 350 lægges sammen med modulet 306' s udgangssignal 318 til tilvejebringelse af et udgangs-30 signal 354, der føres til D/A-omsætteren 134. Udgangssignalet fra D/A-omsætteren er vist i figur 1 ført til synthesizeren ved 138.

Selvom opfindelsen, som ovenfor beskrevet, tager hensyn til forskellige særskilte elementer, er det mu-35 ligt at lade funktionen af mange af disse elementer, såsom f.eks. PROM1en med fuld hastighed, FIFO’en 46, 21 DK 175148 B1 interpolatoren 48 og PAL·'en 50, være Indeholdt i en modemprocessor med tilstrækkelig stor kapacitet. Dette kan ogs& være tilfældet for elementer såsom rammetimingen 91, blanking-generatoren 58, timingsorganerne 51, S delingen med 4, delingen med 5 og noget af eller hele synthesizeren 72. Endvidere kan baslsbåndprocessoren og modemprocessoren også være kombineret 1 en enkelt enhed, der også indeholder codec'en og UART'en.

Claims (3)

22 DK 175148 B1

1. System omfattende en indgang til påføring af tidsmultipleksede I-og Q-sampler i form af komplekse samplerpar/symbol til en demultiplekser, 5 en equalizer koblet til demultiplekseren til fra denne at modtage demultipleksede I- og Q-sampler, organer til påføring af et antal indstillingssignaler til equalizeren, hvor øvelsessignalerne svarer til uønskede egenskaber, der kan være til stede i de 10 demultipleksede I- og Q-sampler, og organer til sammenligning af de faktiske indgangssignaler, der føres til equalizeren, med et sæt af ønskede udgangssignaler under præsentationerne af hvert af indstillingssignalerne til opnåelse af et sæt vægt-15 ningskoefficienter.

2. System ifølge krav l, kendetegnet ved, at equalizeren er koblet til et lagerorgan til lagring af de vægtede koefficienter.

3. System ifølge krav l, kendetegnet 20 ved, at equalizeren er koblet til arctangens-organer, der er indrettet til at modtage equalizerens udgangssignal og frembringe arctangens til forholdet mellem de udjævnede Q- og I-sampler til frembringelse af en signalrepræsenterende fase, 25 at equalizeren også er koblet til et groft fre- kvensstyreorgan, der er indrettet til at modtage de udjævnede I- og Q-sampler, lægge dem sammen til frembringelse af et nedre sidebånd og samtidig tage differensen mellem dem til opnåelse af et øvre sidebånd, derpå ta-30 ges størrelsen af sidebåndene og derefter tages differensen mellem disse størrelser til repræsentation af en frekvensfejl, 23 DK 175148 B1 at arctangensorganer er koblet til frekvenskorrektionsorganer, der er indrettet til at tilvejebringe et korrigeret frekvenssignal, og summeringsorganer koblet til både de grove frekvensstyreorganer og fre-5 kvenskorrektionsorganerne, hvor summeringsorganerne virker til sammenlægning af udgangssignalerne fra de grove frekvensstyreorganer og frekvenskorrektionsorganerne.