NL193712C - Modem voor het door middel van differentiële faseverschuivingsmodulatie omzetten van een digitaal ingangssignaal in een faseverschuivingsgemoduleerd uitgangssignaal. - Google Patents

Description

1 193712

Modem voor het door middel van differentiële faseverschuivingsmodulatie omzetten van een digitaal ingangssignaal in een faseverschuivingsgemoduleerd uitgangssignaal

De uitvinding heeft betrekking op een modem voor het door middel van differentiële faseverschuivings-5 modulatie omzetten van een digitaal ingangssignaal in een faseverschuivingsgemoduleerd uitgangssignaal, omvattende organen voor het door middel van inverse Gray-codering omzetten van het ingangssignaal; organen voor het differentieel coderen van het omgezette ingangssignaal; en organen voor het fase-verschuivingsmoduleren van het differentieel gecodeerde signaal.

Een dergelijk modem is bekend uit de Europese octrooiaanvrage 66 462.

10 Dit bekende systeem is ingericht voor het differentieel omzetten van een digitale bitstroom en omvat daartoe een codeerinrichting voor het omzetten van binaire codes, zoals een Gray-code in andere binaire codes. De bekende inrichting leert evenwel niet om bij' fasebepaling gebruik te maken van modulo-optelling van gecodeerde fasewaarden.

De uitvinding heeft het kenmerk, dat op de uitgang van de inverse Gray-codeerorganen een fase-15 kwantiseerinrichting is aangesloten voor het bepalen van de grootte van de fase van het lopend symbool, welke kwantiseerinrichting is gekoppeld aan een differentiële codeerinrichting die een differentieel gecodeerde fasewaarde afgeeft, die de modulo-som van de lopende differentiële fase en de voorafgaande grootte van de fase representeert, welke modulo-som wordt berekend om de I- en Q-componenten van het lopende symbool te vormen, en dat de I- en Q-componenten worden toegevoerd aan een filter dat daaruit 20 een overbemonsterd PSK-tijdmultiplexsignaal op een enkele leiding vormt.

Opgemerkt wordt dat het uit het artikel ”A Full Duplex 1200/300 Bit’s Single-Chip CMOS Modem” van Garry R. Shapiro en Andreq C.E. Pindar, verschenen in IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. SC-20, Nr. 6, december 1985, op zichzelf bekend is i- en Q-componenten toe te voeren aan een filter dat daaruit een overbemonsterd PSK-tijdmultiplexsignaal op een enkele leiding vormt.

25 De modem is bijzonder geschikt voor de toepassing in een abonnee-eenheid van een digitaal telefoonsysteem. Deze abonnee-eenheid is in het bijzonder ingericht voor een draadloze verbinding met een basisstation.

De abonnee-eenheid bezit een basisbandprocessor die een aantal functies uitvoert, waaronder het transcoderen van binnenkomende en uitgaande signalen van het ene type bitstroom naar het andere en het 30 opheffen van echo-signalen. De abonnee-eenheid fungeert eveneens als stuurmicroprocessor die bijvoorbeeld een synthesizer in het stelsel informeert ten aanzien van de te gebruiken gewenste werkfrequentie.

De abonnee-eenheid is bovendien gekoppeld met opslagmiddelen voor het ontvangen en opslaan van de verschillende daardoor uitgevoerde of ontvangen functies.

De basisbandprocessor is verbonden met een modemprocessor door middel van directe-35 toegangsmiddelen die de gelijktijdige toegang van beide processoren verhindert, maar waarbij de beide processoren wel degelijk met elkaar communiceren en waarbij de modemprocessor die als hoofdprocessor in het systeem fungeert, toegang tot het geheugen van de basisbandprocessor via de directe-toegangsmiddelen kan verkrijgen. Er zijn echter uitsluitingsmiddelen aanwezig, waardoor in bepaalde omstandigheden de besturing van de basisbandprocessor door de modemprocessor wordt verhinderd.

40 De modemprocessor zendt met een vooraf bepaalde bemonsteringsfrequentie een in frequentie omgezet complex signaal uit, dat in een analoog signaal wordt omgezet. Dit analoge signaal wordt door middel van een onderdrukkingsproces onderworpen aan een functie van het opheffen van een overgangssignaal (deglitching). Het van een overgangssignaal ontdaan signaal wordt daarna omhoog omgezet en gefilterd om een middenfrequent signaal te vormen, dat daarna wordt versterkt. De frequentie van het versterkte 45 middenfrequente signaal wordt opgeteld bij een door de hierboven genoemde synthesizer opgewekte frequentie en het resulterende hoogfrequente signaal wordt versterkt en toegevoerd aan een antenne.

De abonnee-eenheid maakt gebruik van continu herhaalde frames waarin deze gedurende een gedeelte van elk frame uitzendt en gedurende een ander gedeelte daarvan ontvangt, welke delen ’’sleuven” worden genoemd. Op basis van bepaalde uit het basisstation ontvangen signalen wekt de basisbandprocessor 50 initiatiesignalen op, die bepalen of de abonnee-eenheid zich in de zend- of ontvangmode zal bevinden.

In intervallen tussen de werkperioden van het systeem, wordt een trainingsmode gebruikt, waarin een bekend signaal uit de modemprocessor wordt vergeleken met een teruggekoppeld signaal, teneinde correctieconstanten op te wekken om ongewenste variaties in het middenfrequente signaal als gevolg van variaties in bijvoorbeeld temperatuur en waarde van componenten te compenseren. Deze correctie-55 constanten worden opgeslagen en gebruikt bij het corrigeren van actueel ontvangen signalen.

Gedurende de demodulatie worden de gemoduleerde digitale signalen toegevoerd aan de modemprocessor in de vorm van volgens het tijdmultiplexprincipe gevormde I- en Q-monsters en worden gedemul- 193712 2 tiplext. De gedemultiplexte I- en Q-monsters worden toegevoerd aan een vereffeningsinrichting en frequentie-correctieschakeling voor het minimaliseren van fouten, hetgeen het leveren van frequentie-correctiesignalen tot gevolg heeft, die worden gebruikt voor het corrigeren van fouten bij de tijdsturing van het systeem en in het uitgangssignaal van de synthesizer.

5

De uitvinding zal aan de hand van een uitvoeringsvoorbeeld nader worden toegelicht met verwijzing naar de tekeningen, waarin: figuur 1 een schema is van een onderhavige abonnee-eenheid; 10 figuur 2 een blokschema is van het modulatorgedeelte van de in figuur 1 aangegeven modemprocessor; figuur 3 een blokschema is van de in figuur 2 aangegeven DPSK omzettingseenheid; figuur 4 de structuur en werking van het in figuur 2 aangegeven FIR-filter toont; figuur 5 een blokschema is van de in figuur 1 aangegeven interpolator; figuur 6 een blokschema is van het in figuur 1 aangegeven synthesizer; 15 figuur 7 een gewijzigde vorm is van het ingangsgedeelte van het in figuur 1 aangegeven stelsel; figuur 8 een blokschema is van het demodulatorgedeelte van de in figuur 1 aangegeven modemprocessor; figuur 9 een blokschema is van de in figuur 8 aangegeven verloopfrequentie-stuurmodule; en figuur 10 een blokschema is van de in figuur 8 aangegeven automatische-frequentieregel- en symbool-20 tijdmodule.

Glossarium

Glossarium van acronymen en woorden uit de onderhavige tekst 25 A/D analoog-digitaalomzetter ADJ bijstelling van ingangssignaal AFC automatische-frequentieregeling AGC automatische-versterkingsregeling BLANKING stuurmiddelen om een signaal gedurende bekrachtiging van deze stuurmiddelen op een 30 vooraf bepaald amplitudeniveau te doen houden CODEC gecombineerde coder en decoder CPE door klant verschafte apparatuur (telefoonapparaat) D/A digitaal-analoogomzetter DMA directe-geheugentoegang 35 DPSK differentiële faseverschuivingsmodulatie DS data select EEPROM elektrisch wisbaar programmeerbaar uitleesgeheugen EPROM wisbaar programmeerbaar uitleesgeheugen FIFO eerst-in eerst-uit geheugen 40 FIR eindige-puls responsie GLITCH ongewenst overgangssignaal HOUD vrije mode I in-fase MF middenfrequent 45 Kbps kilobit per seconde nS nanoseconde PAL programmeerbare groeperingslogica PCM pulscodemodulatie PROM programmeerbaar uitleesgeheugen 50 PSK faseverschuivingsmodulatie Q kwadratuur RAM willekeurig-toegankelijk geheugen RELP restgeëxciteerde lineaire predictie RF hoogfrequent 55 R/W lees/schrijf S/H bemonster en houd 3 193712 SLIC abonnee-luskoppelschakeling STROBE bemonstersignaa! UART universele asynchrone ontvanger-zender VCXO spanningsgestuurde kristaloscillator XF uitwendige-vlaguitgangssignaal gebruikt voor het signaleren van andere processoren.

In de figuren verwijzen dezelfde tekens naar overeenkomstige delen. In figuur 1 is een connector 10 aangegeven voor aansluiting op bij de klant aangebrachte apparatuur (CPE). Een lijnenpaar 12 loopt vanaf 10 de connector 10 naar een SLIC 14 en kan via relaiscontacten 18 eveneens verbonden worden met een belschakeling 16. De SLIC 14 is een standaardchip voor het uitvoeren van verschillende functies, zoals bijvoorbeeld batterijspanning, overspanningsbescherming, bellen, signaleringsdetectie zoals vanaf een kiesdraaischijf, de toestand van de haak en lijntesting. De SLIC 14 bevat eveneens de vorkschakeling die een aantal spraaksignalen in ingaande en uitgaande signalen scheidt. De SLIC 14 is verbonden met een 15 codec 20 voorzien van ingaande en uitgaande lijnen naar en van een basisbandprocessor 22 waardoor hij in de inkomende richting de analoge spraaksignalen omzet in digitale signalen, d.w.z. 64 kbps u-law PCM, terwijl hij in de uitgaande richting de digitale signalen omzet in analoge spraaksignalen. Het kan soms wenselijk zijn dat om de codec heen wordt gegaan zodat de SLIC 14 direct met de basisbandprocessor 22 is verbonden. Er is een alternatieve toegang tot de basisbandprocessor via een connector 24 en een UART 20 26 die een directe digitale verbinding met de basisbandprocessor verschaft waardoor de SLIC en de codec omlopen wordt. Deze directe toegangsverbinding dient voor twee doelen: (1) om alleen digitale signalen door te laten wanneer gewenst, waardoor alle analoge verbindingen omlopen worden, en (2) om een directe toegang tot de processoren en geheugens mogelijk te maken voor een gemakkelijk onderhouden voor testdoeleinden.

25 De basisbandprocessor 22 heeft verschillende functies, waarvan er een is het omzetten van het 64 kbps PCM signaal in 14,57... kbps door middel van een transcodeerfunctie zoals bijvoorbeeld verkregen door restgeëxciteerde lineaire predictie (RELP). De basisbandprocessor zorgt eveneens voor echo-opheffing en daarenboven werkt hij als stuurmicroprocessor zoals bijvoorbeeld door de in het stelsel gebruikte synthesizer te informeren ten aanzien van de gewenste werkfrequentie. De basisbandprocessor 22 is verbonden 30 met een bootstrap geheugen-chip 28 en eveneens met een seriële EEPROM 30 die een elektrisch wisbaar niet-vluchtig geheugen is waardoor gekozen bits elektrisch gewist kunnen worden zonder daarin opgeslagen andere bits te wissen. Deze EEPROM 30 wordt gebruikt voor het opslaan zowel van het abonnee-identificatienummer als van het netwerkidentificatienummer (het basisstation waarvoor het gebruikt wordt). Bovendien is de basisbandprocessor 22 verbonden met een volle-snelheid RAM 32 waarin hij de ontvangen 35 signalen opslaat. De RAM 32 bevat eveneens een hoge-snelheid buffergeheugen (cache) en wordt bovendien als een willekeurig-toegankelijk geheugen voor RELP omzetting, echo-opheffing en andere stuurfuncties gebruikt. De basisbandprocessor 22 is eveneens verbonden met een halve-snelheid EPROM 34 en een volle-snelheid PROM 36 die de RELP en echo-opheffingsfuncties evenals verschillende andere functies opslaat zoals de stuurfunctie. De basisbandprocessor 22 is bovendien via een directe-40 geheugentoegang (DMA) 38 verbonden met een modemprocessor 40.

De DMA 38 verhindert het optreden van een gelijktijdige toegang tot de RAM 32 door zowel de basisbandprocessor als de modemprocessor.

De DMA koppelschakefing wordt gebruikt om spraak en stuurdata tussen de basisband en modem-processoren over te dragen. De modemprocessor 40 werkt als de hoofdprocessor en stuurt via (niet 45 aangegeven) houdlijnen de basisbandprocessor 22. De modenprocessor 40 heeft het vermogen om toegang tot de basisbandprocessor 22 te verkrijgen, om de verwerking daarvan te stoppen en om de stuurlijnen, de adres en de databussen de hoge-impedantietoestand van een drie-toestanden uitgangssignaal te doen aannemen. Dit maakt het mogelijk voor de modenprocessor 40 om via de DMA koppelschakeling toegang tot het DMA geheugen van de basisbandprocessor te verkrijgen en om daarin te lezen of te schrijven.

50 Dit wordt teweeggebracht doordat de modenprocessor 40 zijn XF bit doet gelden welke gepoort wordt naar de de houd-ingang van de basisbandprocessor. Wanneer de basisbandprocessor deze opdracht ontvangt zal hij de uitvoering van de actuele instructie beëindigen, de verwerking daarvan stoppen, en zijn stuurdata en adresbussen de hoge-impedantietoestand van een drie-toestanden uitgangssignaal doen aannemen en vervolgens een houd-bevestiging signaal terug aan de modenprocessor afgeven. Direct nadat 55 de modenprocessor de houd-opdracht heeft afgegeven zal hij voortgaan met andere taken en wachten tot de basisbandprocessor het houd-bevestiging signaal uitzendt. Wanneer de modenprocessor eenmaal het houd-bevestiging signaal ontvangt, zal hij de besturing ovememen van de stuur-, data-, en adresbussen van 193712 4 de basisbandprocessor en vervolgens lezen en schrijven naar de DMA RAM 32. Nadat de modemprocessor de toegangsbewerking tot de DMA RAM heeft voltooid, zal hij het houd-ingangssignaal van de basisbandprocessor wegnemen, die dan de verwerking weer zal hervatten waar hij gebleven was. De basisbandprocessor heeft eveneens het vermogen om de modemprocessor te blokkeren door zijn eigen XF bit hoog 5 te zetten. Deze bit wordt met het houd-signaal van de modenprocessor gepoort en kan de houd-lijn op elk punt voordat de basisbandprocessor in de houd-toestand overgaat tenietdoen. De modemprocessor gebruikt tien bits van de adresbus en alle zestien bits van de databus. Hij maakt eveneens gebruik van drie stuurlijnen: strobe, R/W en DS.

Of de basisbandprocessor 22 of de modenprocessor 40, die in de een of andere richting werkt, kan 10 signalen van de RAM 32 ontvangen in overeenstemming met de bovenbeschreven signalen. De twee processoren communiceren met elkaar door middel van een gedeelte van de RAM 32 dat gereserveerd is voor gebruik als een hoge-snelheid buffergeheugen. De modemprocessor 40 is eveneens met een volle-snelheid PROM 44 verbonden die het programma voor de processor bevat.

De modenprocessor 40 zendt in zijn modulatiemode zijn signalen via een FIFO 46 uit naar een 15 interpolator 48, welke signalen een bemonstersnelheid van 320 kHz hebben. De interpolator 48 verhoogt deze bemonstersnelheid op effectieve wijze met vijf door hem om te zetten in 1600 kilobemonsteringen/ seconde (1,6 megabemonsteringen/seconde). De interpolator in samenwerking met het hierna te beschrijven kristalfilter dat als Integrator werkt, benadert op effectieve wijze een FIR filter met vijf aftakkingen. De toepassing van digitale en analoge apparatuur om een FIR-filter te implementeren verschilt van de klassieke 20 geheel digitale apparatuurimplementatie van FIR. Het uitgangssignaal van de interpolator wordt toegevoerd aan een PAL 50.

Dit PAL is als een type menger geconfigureerd, waaraan zoals bij 50 is aangegeven, een 400 kHz blokgolf wordt toegevoerd die afkomstig is van een tijdgenerator 51, evenals het 1600 kilobemonsteringen/ seconde signaal. Dit signaal representeert een 16-kilosymbool/seconde PSK signaal met een nuldraaggolf 25 en een gewenste bandbreedte van 20 kHz. In feite kan het PAL beschouwd worden als een frequentietrans-lator. De PAL-schakeling die, wanneer hij geconfigureerd is om een twee-complementfunctie uit te voeren, wordt gestuurd door een 400 kHz blokgolf, voert op effectieve wijze een tijdmultiplex-kwadratuurmenging uit en zet het basisbandsignaal met een bandbreedte van 20 kHz om in 400 kHz.

Het uitgangssignaal van de PAL-schakeling 50 is een complex tljdmultiplex signaal, dat in frequentie is 30 omgezet en dat aan de D/A-omzetter 52 wordt toegevoerd die het digitale signaal in een analoog signaal omzet. Het uitgangssignaal van de D/A-omzetter 52 wordt toegevoerd aan een menger 54, waaraan eveneens een deglitching/onderdrukkingspuls 56 uit een onderdrukkingsmodule 58 wordt toegevoerd. De glitch-energie is een belangrijke bijdrage aan ruis in een bemonsterd datastelsel. De flitch-energie treedt op bij overgangen van het ene ingangswoord naar een ander ingangswoord. Bij een D/A-omzetter kan elke 35 binnenkomende bit afhankelijk van zijn toestand een verandering in het analoge uitgangsniveau veroorzaken. Dergelijke veranderingen die een resultaat zijn van de verschillende bits treden gewoonlijk niet gelijktijdig op en veroorzaken daarom glitches. De klassieke oplossingen voor dit probleem zijn het gebruik van een de-glitching D/A-omzetter. Deze beide alternatieven zijn onnodig kostbaar. De ’’blanking” (onderdrukkingssignaal) voert het uitgangssignaal van de menger terug naar een tussenreferentieniveau 40 tijdens de overgangsperioden, in het bijzonder ongeveer 35 nS voor en 130 nS na de digitale schakeltijden waardoor grote glitch-pieken die in het D/A-uitgangssignaal optreden onderdrukt worden. Ofschoon de onderdrukking harmonischen teweeg brengt die op afstand van de middenfrequentie van belang liggen, neemt het gebruik van een relatief smalle middenfrequentiefiltering in wezen die harmonischen weg. Deze ”blanking”-methode reduceert eveneens de bemonstersnelheidinhoud in het uitgangssignaal.

45 Het bij 60 aangegeven uitgangssignaal van de menger 54 wordt toegevoerd aan een menger 62 in een als geheel met 64 aangeduide omhoogzetter. De menger 62 heeft bij 65 een 20 MHz ingang die gemeenschappelijk is met een 20 MHz lijn 66. Het uitgangssignaal van de menger 62 is de som van 20 MHz van het ingangssignaal 65 en het van de menger 54 ontvangen 400 kHz signaal met een resulterend uitgangssignaal van 20,4 MHz. Dit uitgangssignaal wordt toegevoerd aan een kristalfilter 68 dat alleen deze som, die 50 het middenfrequentiesignaal vormt, doorlaat naar een versterker 70.

Een synthesizer is bij 72 aangegeven. Binnen deze synthesizer 72 bevindt zich een synthesizermodule die een uitgangssignaal L01 verschaft. Eveneens leidt binnen deze synthesizermodule een tweede schakeling een tweede uitgangssignaal L02 af, waarbij het uitgangssignaal van L02 de uitgang van L01 volgt met een frequentie van 5 MHz onder de frequentie van L01. De synthesizer gebruikt als referentie de 55 spanningsgestuurde 80 MHz kristaloscillator. Het uitgangssignaal L01 wordt via de lijn 74 toegevoerd aan een menger 76 die eveneens het middenfrequente uitgangssignaal van de versterker 70 ontvangt. Daar dit middenfrequente signaal een waarde van 20,4 MHz heeft wordt wanneer bijvoorbeeld aan de uitgang van 5 193712 de menger 76 een frequentie van 455,5 MHz wordt geëist, de synthesizer bedreven om een frequentie van 435,1 MHz op te wekken welke frequentie dan bij de 20,4 MHz wordt opgeteld, hetgeen de gewenste frequentie van 455,5 MHz oplevert. Dit uitgangssignaal wordt dan door een versterker 80 met variabele versterking versterkt. De basisbandprocessor 22 zendt op basis van de decodering van bepaalde signalen 5 van het basisstation een versterkingsstuursignaal op de lijn 81 via een D/A-omzetter 82 naar de versterker 80 met variabele versterking. De versterker 80 heeft een beperkte bandbreedte en zal daarom geen ongewenste verschilfrequentie, die eveneens door de menger 76 wordt opgewekt, doorlaten. Het uitgangssignaal van de versterker 80 wordt via de lijn 83 toegevoerd aan een vermogensversterker 84 die de eindversterking teweeg brengt voordat het hoogfrequente signaal via een relaiscontact 86 aan de antenne 10 88 wordt toegevoerd.

De eenheid past een systeem toe waarin een frame elke 45 milliseconden wordt herhaald. In dit systeem zendt de eenheid gedurende een gedeelte van de tweede helft van elk frame uit en ontvangt de eenheid gedurende een gedeelte van de eerste helft van het frame. Een configuratie kan die zijn waarin beide gedeelten van gelijke lengte (ofschoon zij niet noodzakelijkerwijs gelijk behoeven te zijn) zijn. Een andere 15 configuratie (16-ary) kan die zijn waarin vier gedeelten van gelijke lengte voor de abonnee tijdens een geheel frame beschikbaar zijn. Elk gedeelte van de vier gedeelten kan een sleuf worden genoemd. Elke sleuf bevat als deel van zijn initiële data een uniek woord dat door de eenheid wordt gebruikt om de tijdsturing voor de ontvangst van de resterende data in de sleuf vast te stellen. De eerste sleuf van de vier wordt voorafgegaan door een AM-gat dat gebruikt wordt om een arbitrair door het basisstation aangewezen 20 sleuf als de eerste sleuf aan te merken. Het AM-gat en het unieke woord zijn deel van het binnenkomende signaal van het basisstation. De duur van het AM-gat wordt gebruikt om te bepalen of een bepaald hoogfrequent kanaal een stuurkanaal of een spraakkanaal is.

Een datasignaal wordt uit de gemiddelde grootte van het bij 116 gerepresenteerde signaal afgeleid. Een drempel evenredig met de gemiddelde grootte wordt vergeleken met ongemiddelde groottes. Wanneer de 25 drempel niet door de ongemiddelde grootte gedurende een vooraf bepaalde tijdperiode wordt overschreden wordt aangenomen dat er een AM-gat is gedetecteerd. De modemprocessor 40 slaat in de RAM 32 het tijdstip op waarin bepaald werd dat het AM-gat optrad. De basisbandprocessor wekt initiatiesignalen op op basis van (a) modulatiemode (4-ary of 16-ary), (b) het tijdstip waarom een AM-gat optrad zoals opgeslagen in RAM 32, en (c) het tijdstip waarop een uniek woord was ontvangen zoals afzonderlijk bepaald door de 30 basisbandprocessor, welke initiatiesignalen aanduiden wanneer de eenheid in een zendmode of in een ontvangmode behoort te zijn. Dergelijke initiatiesignalen worden via de lijn 90 toegevoerd aan de frame-tijdmodule 91.

De frame-tijdmoduie 91 zet de initiatiesignalen in twee reeksen van pulsen om. De ene reeks van pulsen wordt via de lijn 92 toegevoerd om de vermogensversterker 84 werkzaam te maken en om het relais 86 te 35 bekrachtigen teneinde de uitgang van versterker 84 te verbinden met de antenne 88. Tijdens de periode van de puls op de lijn 92 is de eenheid in de zendmode. Wanneer het relais 86 niet wordt bekrachtigd is de antenne 88 verbonden met de ingang van de voorversterker 94.

De andere reeksen pulsen van de frame-tijdmoduie 91 wordt via de lijn 93 toegevoerd aan een voorversterker 94 om deze werkzaam te maken. Tijdens deze reeks van pulsen is de eenheid in de 40 ontvangmode. De voorversterker 94 voert de ontvangen signalen toe aan een menger 96 die eveneens van de synthesizer 72 het uitgangssignaal L02 via de lijn 98 ontvangt. Het uitgangssignaal van de menger 96 wordt toegevoerd aan een kristalfilter 100, waarvan het uitgangssignaal op zijn beurt wordt toegevoerd aan een middenfrequente versterker 102.

De modenprocessor 40 laat via de lijn 89 het genoemde datasignaal door, dat afgeleid is van de 45 gemiddelde grootte van het bij 116 weergegeven signaal, naar een D/A-omzetter 104 die een analoog AGC-spanningssignaal opwekt dat via de lijn 106 aan de versterker 102 wordt toegevoerd, waardoor aan de versterker wordt doorgegeven hoeveel versterking er nodig is voor de compensatie zodat het middenfrequente signaal altijd dezelfde amplitude heeft. Deze versterker ontvangt eveneens het uitgangssignaal van het kristalfilter 100. Het uitgangssignaal van de versterker 102 wordt afgegeven aan een menger 108 50 waaraan eveneens een ingangssignaal van 20 kHz via de lijn 109 wordt toegevoerd teneinde een resulterende 400 MHz-signaal te verkrijgen. Dit 400 kHz-signaal wordt vervolgens toegevoerd aan een A/D-module die bestaat uit een bemonster- en houdschakeling 110, een A/D-omzetter 112 en een FIFO-schakeling 114.

Het uitgangssignaal van de A/D-omzettingsmodule is een 64 kilo-bemonsteringen/secondesignaal en dit uitgangssignaal wordt via de lijn 116 toegevoerd aan de modemprocessor 40. Deze modemprocessor 55 demoduleert dit signaal en voert de gedemoduleerde data in het hoge-snelheid buffergeheugen (cache)-gedeelte van de RAM 32 waartoe de basisbandprocessor 22 toegang verkrijgt waarin de RELP-omzetting plaatsvindt. Het resulterende uitgangssignaal is een 64 kbps PCM-signaal op continue seriële basis. Dit 193712 6 uitgangssignaal wordt aan de codec toegevoerd die het in een analoog signaal omzet dat vervolgens toegevoerd wordt aan de SLIC. Deze voert het signaal op zijn beurt toe aan het telefoontoestel, of op alternatieve wijze kan het 16 kbps-signaal van de cache gedecodeerd worden tot een digitaal signaal dat aan de UART 26 wordt toegevoerd.

5 Bij toepassing in de trainingsmode wordt een teruglus 118 door middel van de twee relaiscontacten 120 en 122 verschaft. Deze teruglus, die zich aan de middenfrequente kant in plaats van aan de hoogfrequente kant bevindt, doet het aantal vereiste elementen minder zijn. De trainingsmode is die mode waarin een bekend signaal door de modemprocessor wordt afgegeven via de rest van de zendelementen aan de middenfrequente versterker 70. Daar de relaiscontacten 120 en 122 bediend zijn wordt het uitgangssignaal 10 van de versterker 70 toegevoerd aan de ingang van het kristalfilter 100.

Aanvullend wordt een uitgangssignaal van de basisbandprocessor 22 via de lijn 90 toegevoerd aan de frame-tijdschakeling 91 en veroorzaakt een puls op de lijn 93 teneinde de versterker 94 tijdens de trainingsmode totaal onwerkzaam te maken. Verder wekt tijdens de trainingsmode de frame-tijdschakeling 91 een andere puls op de lijn 92 op die de versterker 84 totaal onwerkzaam maakt. Het door de modulator 15 opgewekte bekende signaal wordt vergeleken met het naar de demodulator teruggevoerde feitelijke signaal. Een hulpprogramma wordt vervolgens opgesteld voor compensatie van variaties veroorzaakt door verschillende factoren, zoals variaties in bijvoorbeeld temperatuur en componentwaarden. De correctie-constanten worden in de RAM 32 opgeslagen. De modem past deze opgeslagen correcties toe op de ontvangen signalen. De trainingsmode vindt plaats in intervallen tussen de bekrachtigingen van het stelsel. 20 De synthesizermodule 72 bevat een 80 MHz oscillator (VCXO) waaraan het ontvangen signaal wordt toegevoerd. Het door de oscillator opgewekte 80 MHz-signaal gaat via de lijn 124 naar een deel-door-vier-schakeling 126, waarvan het uitgangssignaal wordt toegevoerd aan de mengers 62 en 108. Dit uitgangssignaal wordt eveneens toegevoerd aan de twee processoren teneinde klokpulsen (blokgolven) te verschaffen. Bovendien gaat het signaal via de lijn 124 naar een deel-door-vijf-schakeling 130 en vervolgens naar de 25 tijdmodule 51. De modemprocessor bepaalt elk willekeurig verschil in frequentie tussen de middenfrequentie van het ingangssignaal en een deelveelvoud van de klokfrequentie.

Elk willekeurig resulterend verschil wordt door de modemprocessor via de lijn 132 aan een D/A-omzetter 134 toegevoerd. Het uitgangssignaal van de D/A-omzetter 134 wordt via de lijn 136 en de ADJ-ingang 138 toegevoerd aan de spanningsgestuurde kristaloscillator (hierna te beschrijven) op zodanige wijze dat de 30 frequentie daarvan veranderd wordt in de richting die nodig is om het voorafgaande resulterende verschil te minimaliseren. Een synchronisatieverlies detectiesignaal wordt via de lijn 140 toegevoerd aan de basisbandprocessor 22 teneinde aan te geven wanneer er in de synthesizer verlies aan synchronisatie is.

De modemprocessor 40, zoals aangegeven in figuur 2, bevat een DPSK-omzetter 150 waaraan via de lijn 152 data wordt toegevoerd. De data wordt vervolgens met een snelheid van 16 kHz symbool/seconde 35 toegevoerd aan een FIR-filter 154. Het bij 156 aangegeven uitgangssignaal van het FIR-filter 154 bestaat uit asynchrone data omvattende een tijdmultiplexsignaal van tien complexe paren van I- en Q-bemonsteringen/ symbool. Dit uitgangssignaal wordt aan bovenbeschreven FIFO 46 toegevoerd waarin een asynchrone-synchrone omzetting plaatsvindt. Het uitgangssignaal van de FIFO 46 in de vorm van 160.000 paren van data woorden/seconde wordt aan de bovenbeschreven interpolator 48 toegevoerd, die de IQ-paren 40 demultïplext en de IQ-bemonsteringen met 1,6 MHz snelheid remultiplext.

In een 16-ary modulatieschema wordt de binaire ingangsreeks in vier-bitsymbolen gedeeld. In een 16-ary PSK-modulatie bepalen de vier-bitsymbolen de fase van de draaggolf tijdens de gegeven symboolperiode. De taak van het omzetten van het binaire ingangssignaal in de PSK-golfvorm wordt uitgevoerd door de modulator.

45 Figuur 3 toont op welke wijze een reeks van bij 160 aangegeven bemonsteringen (S) in een reeks van in-fase (I) en kwadratuur (Q) bemonsteringen in de DPSK-omzetter 150 van de modemprocessor 40 wordt omgezet. De symbolen zijn zoals bij 162 aangeduid eerst inversie Gray gecodeerd. Dit is gedaan om het aantal bitfouten dat optreedt als gevolg van de meest waarschijnlijk incorrecte symboolbeslissingen in de demodulator te minimaliseren.

50 Het uitgangssignaal van de inverse Gray encoder 162 wordt toegevoerd aan een fase-quantisizer 164 die de absolute fasewaarde Θ erin bepaalt, ingevoerd door het lopende symbool. Deze fasewaarde wordt dan toegevoerd aan de differentiële codeerschakeling 166 die de absolute fasewaarde θ,' berekent. θ{ representeert de modulo 16 som van de lopende differentiële fase Θ, en de voorgaande fase ΘΜ'·

θ,' = (θ, + θΛ) MOD 16 55 M

De modulo 16 optelling komt overeen met de modulo 360 optelling die uitgevoerd wordt bij het optellen van hoeken.

7 193712

De verschilfase Θ' wordt toegevoerd aan cos en sin opzoektabellen om de I- en Q-componenten van het actuele symbool te berekenen.

De I- en Q-bemonsteringen worden aan het eindige-pulsresponsie (FIR)-filter 154 met 6 aftakkingen, die meer in het bijzonder in figuur 4 is aangegeven, toegevoerd. De functie van het FIR-filter is om een 5 overbemonsterde PSK-golfvorm uit de I- en Q-bemonsteringen te creëren. De Q-bemonsteringen worden toegevoerd aan een bank van tien FIR-filters met zes aftakkingen aangeduid met "hQj” 0 = 1 tot 10). Op soortgelijke wijze worden de l-bemonsteringen toegevoerd aan een bank van tien filters aangeduid ”h, ”. De uitgangssignalen van deze twintig filters worden onderworpen aan een tijdmultiplexbewerking, zoals aangegeven, en toegevoerd aan een enkelvoudige parallelle bus die met een bemonstersnelheid loopt 10 welke tienmaal de bemonstersnelheid van de I, Q-paren aan de ingang van het filter is.

De meer in het bijzonder in figuur 5 aangegeven interpolator 48 bevat een ingang 180 en een relais-contact 182 dat via een lijn 183 verbonden is met de PAL 50, waarbij het relaiscontact 182 beweegbaar is tussen de ingang 180 en een lijn 184. In de lijn 183 is naar keuze een vermenigvuldiger 185 opgenomen die gebruikt kan worden om de ingangssignalen van de lijn 183 te vermenigvuldigen evenals een ingangs-15 signaal 187, naar keuze, dat vanaf de modemprocessor of vanaf elk gewenst hulpgeheugen toegevoerd kan worden. Het relais 182 is via de lijn 183 verbonden met de PAL 50 en de lijn 184 loopt van het l-geheugen 186, dat uit het Q-geheugen 190 een ingangssignaal 188 ontvangt. Voor beide l/Q en Q/l-geheugens wordt een 1,6 MHz ingangssignaal verschaft zoals respectievelijk bij 192 en 194 aangegeven. De interpolator demultiplext de gemultiplexte I, Q-bemonsteringen met een snelheid van 160 kHz en bemonstert ze 20 vervolgens opnieuw en remultiplext ze met een 800 kHz snelheid.

De hierboven functioneel beschreven synthesizer 72 is in figuur 6 aangegeven met een 80 MHz spanningsgestuurde kristaloscillator 200 die vanaf de ADJ-ingang 138 een signaal ontvangt. Het ingangssignaal stuurt de exacte frequentie van de VCXO-module. Het uitgangssignaal van de VCXO-module wordt via de lijn 202 toegevoerd aan de synthesizer 204. Deze synthesizer 204 is in staat om frequenties tussen 25 438,625 en 439,65 MHz te synthetiseren in benaderde synchronisatie met de signalen op de lijn 202. De betreffende frequentie wordt door een ingangssignaal op de lijn 128 (eveneens in figuur 1 aangegeven) geselecteerd.

Het uitgangssignaal van de synthesizer 204 wordt via de lijn 206 en het filter 208 gevoerd en wordt het L01 -signaal. Het uitgangssignaal van de synthesizer 204 wordt eveneens via de lijn 210 gevoerd naar een 30 synchrone translator 212. Het uitgangssignaal van de spanningsgestuurde kristaloscillator 200 wordt via de lijn 214 toegevoerd aan een deel-door-zestien-module 216, waarvan het 5 MHz uitgangssignaal via de lijn 218 wordt toegevoerd aan de synchrone translator 212. Het uitgangssignaal op de lijn 214 wordt ook toegevoerd aan een referentieuitgang 221.

De module 212 trekt het 5 MHz ingangssignaal op de lijn 218 af van het frequentiesignaal op de lijn 210 35 waardoor een verschilfrequentie wordt verkregen die via het filter 220 wordt gevoerd en het L02-signaal wordt. Op deze wijze variëren de als L02 verschijnende frequenties tussen 433,625 en 434,65 MHz, waardoor de frequentie L02 altijd 5 MHz onder de frequentie van L01 ligt.

Aanvullend worden het uitgangssignaal van de synthesizer 204 via de lijn 222 en het uitgangssignaal van de synchrone translator 212 via de lijn 224 gecombineerd in een synchronisatiedetector 226 zodanig dat, 40 wanneer of de frequentie op de lijn 206 niet synchroon is met de frequentie op de lijn 206 of de uitgangs-frequentie van de synchrone translator 212 niet synchroon is met de combinatie van de frequentie op de lijn 206 en de uitgangsfrequentie van de deel-door-zestien-module 216, er een verlies-aan-synchronisatie (vergrendelverlies)-signaal op de lijn 140 wordt afgegeven (eveneens in figuur 1 aangegeven).

De bepaalde combinatie van een synthesizer 204 plus de deel-door-zestien-module 216 en de synchrone 45 translator 212 verschaft dezelfde functie als de beide eerder gebruikte afzonderlijke synthesizers maar met minder onderdelen, hogere stabiliteit en lichtere toleranties.

Figuur 7 toont een voorkeursschakeling om de klantkoppeling te testen. In dit geval wekt de in figuur 1 aangegeven modenprocessor 22 op digitale wijze een 1 kHz sinusgolf op die aan de (in figuur 1 aangegeven) codec 20 wordt toegevoerd die de sinusgolf omzet in een analoge sinusgolf welke op zijn beurt via de 50 vorkfunctie van de SLIC 14 aan het lijnpaar 12 wordt toegevoerd. Een niet in figuur 1 aangegeven relais K is direct grenzend aan de connector 10 opgenomen zodat hij de connector van de schakeling kan afschakelen. Elk willekeurig gereflecteerd signaal van het niet-afgesloten lijnpaar 12 bij het open relais K wordt via de vorkfunctie van de SLIC teruggevoerd en wordt door de codec 20 in een digitaal signaal omgezet. Dit digitale signaal wordt aan de basisbandprocessor 22 toegevoerd die het gereflecteerde signaal 55 vergelijkt met het oorspronkelijke signaal en bepaalt of er ongewenste impedanties of doorverbindingen, b.v. naar aarde, op het lijnpaar 12 aanwezig zijn.

Figuur 8 toont het demodulatorgedeelte van de modenprocessor 40 en toont het 400 kHz uitgangssignaal 193712 8 van de menger 108 (aangegeven in figuur 1) toegevoerd aan de hoge-precisie bemonster-en-houdschakeling 110 die een openingsonzekerheid van 25 nanoseconden of minder heeft en waarvan het uitgangssignaal wordt toegevoerd aan de A/D-omzetter 112. Het uitgangssignaal van de A/D-omzetter 112 wordt via de lijn 116 toegevoerd aan de modemprocessor (alles aangegeven in figuur 1). Het ingangs-5 signaal op de lijn 116 omvat tijdgemultiplexte I- en Q-bemonsteringen (die enige kruisproductvervorming kunnen hebben) in de vorm van twee complexe monsterparen/symbool. De tijdgemultiplexte I- en Q-bemonsteringen worden toegevoerd aan de demultiplexer 298 waar zij gedemultiplext worden. De gedemultiplexte I- en Q-bemonsteringen worden aan een equalizermodule 300 toegevoerd waarvan het doel is (a) foutenergie van de ontvangen datastroom, (b) gewijzigde foutenergie van de over 0,05 T (T gelijk aan 10 1/16000 van een seconde) vertraagde datastroom, (c) gewijzigde foutenergie van de over 0,05 T vooruitijlende datastroom, (d) energie van de datastroom van het aangrenzende bovenkanaal (gewenste ontvang-frequentie plus 25 kHz), en (e) energie van de datastroom van het aangrenzende lagere kanaal (gewenste ontvangfrequentie minus 25 kHz) te minimaliseren.

De equalizer is een complex FIR-filter met 28 aftakkingen waarin weegcoëfficiënten van het filter bepaald 15 worden om de bovenvermelde vijf doeleinden te bereiken. Hiertoe worden er vijf trainingssignalen door de modulator opgewekt. Deze zijn: (a) een signaal op de gewenste frequentie waarop de ontvanger- en zenderklokken gesynchroniseerd zijn, (b) hetzelfde signaal als (a) maar waarbij de ontvangerkolk 0,05 T voorijlt ten opzichte van de zenderklok, (c) hetzelfde als (b) behalve dat het over 0,05 T vertraagd is, (d) hetzelfde signaal als (a) maar waarin de draaggolffrequentie verhoogd is met 25 kHz, en (e) hetzelfde 20 signaal als (d) behalve dat de draaggolffrequentie verminderd is met 25 kHz. In de gevallen (d) en (e) verschuift de modemprocessor, de zend FIR-filter coëfficiënten met 25 kHz om het trainingssignaal met een 25 kHz afwijking op te wekken.

Door de feitelijke ingangssignalen tijdens de presentaties van elke van de vijf trainingssignalen met een stel gewenste uitgangssignalen te vergelijken wordt een stel weegcoëfficiënten verkregen die bij implemen-25 tatie in de equalizer bovenvermelde doeleinden realiseren. De weegcoëfficiënten worden in de RAM 32 opgeslagen.

De vereffende I- en Q-bemonsteringen worden aan een module 302 toegevoerd, die een uitgangssignaal opwekt dat de boogtangens van de verhouding van de betreffende Q- en l-bemonsteringen is. Dit bij 304 aangegeven uitgangssignaal representeert de fase van het ontvangen signaal.

30 De vereffende I- en Q-bemonsteringen worden eveneens gelijktijdig toegevoerd aan een frequentie-verloopmodule 306 die in meer detail in figuur 9 is aangegeven. De I- en Q-bemonsteringen worden gesommeerd om een onderzijband 308 (zoals aangegeven in figuur 9) op te wekken, en gelijktijdig wordt het verschil tussen de I- en Q-bemonstering gevormd om een bovenzijband 310 op te wekken. Een grootte-berekening wordt vervolgens zowel ten aanzien van de boven als ten aanzien van de onderzijband 35 uitgevoerd zoals aangegeven bij 312 en 314. De verschilbewerking tussen de groottes vindt in 316 plaats. Dit bij 318 aangegeven verschil representeert een frequentiefout.

Zoals aangegeven in figuur 8 wordt het uitgangssignaal 304 van de boogtangensmodule 302 toegevoerd aan de AFC- en symbooltijdvoigmodule 320 (dat in meer detail in figuur 10 is aangegeven). De bij 322 in figuur 10 aangegeven fase-correctiewaarde wordt van de gedetecteerde fase 304 afgetrokken hetgeen in de 40 bij lijn 324 aangegeven gecorrigeerde fase resulteert. De gecorrigeerde fase 324 wordt aan een symbool-detector 326 toegevoerd die het actuele symbool in termen van de fasewaarde detecteert en de fase tot het dichtst bijzijnde 22,5° increment kwantiseert. De bij 328 aangeduide gekwantiseerde fase wordt van de bij 330 aangegeven gecorrigeerde fase 324 afgetrokken. Dit resulteert in het bij 332 aangegeven fasefout-signaal. Dit foutsignaal 332 wordt aan een in het algemeen bij 334 aangegeven tweede-orde lusfilter 45 toegevoerd dat de op de lijn 3436 aangeduide fasecorrectie berekent evenals het bij 338 aangegeven frequentiecorrectiesignaal. Dit frequentiecorrectiesignaal wordt via de in figuur 1 aangegeven lijn 132 toegevoerd aan de spanningsgestuurde kristaloscillator.

Het foutsignaal 332 wordt via de lijn 340 toegevoerd aan een symbooltijdvoigmodule 342 die via de lijn 344 eveneens het uitgangssignaal van de symbooldetectiemodule 326 ontvangt. De symbooltijd volgmodule 50 342 bevat een algoritme dat de fase over een aantal voorafbepaalde symbolen volgt, op basis van de startfase van het eerste symbool en de fase van het laatste symbool, en vervolgens de helling bepaalt. De module probeert uit de fase-versus-tijd functie te bepalen wanneer de nuldoorgangen feitelijk zijn opgetreden en door hen te vergelijken met waar zij zouden moeten hebben opgetreden, wordt een tijdstuur-bijstelling berekend die het verschil zal corrigeren. De symboolklok zal aan het beging van de volgende 55 sleuf worden bijgesteld. De symbooltijdvoigmodule 342 verschaft een uitgangssignaal 346 dat aan de (in figuur 1 aangegeven) tijdmodule 51 wordt toegevoerd.

Het frequentiesignaal 338 van de AFC- en symbooltijdmodule 320 wordt toegevoerd aan een weeg-

Claims (1)

1. 9 193712 bewerkingmodule 348 (zoals aangegeven in figuur 8) waar het gewogen wordt. Het uitgangssignaal 350 van de module 348 wordt aan een sommeermodule 352 toegevoerd waar het signaal 350 wordt opgeteld bij het uitgangssignaal 318 van de module 306 teneinde een uitgangssignaal 354 te verkrijgen dat aan de D/A-omzetter 134 wordt toegevoerd. Het uitgangssignaal van de D/A-omzetter is aangegeven in figuur 1 en 5 wordt toegevoerd aan de bij 138 aangegeven synthesizer. Ofschoon de onderhavige inrichting zoals boven beschreven verschillende afzonderlijke elementen omvat is het mogelijk om de functies van vele van deze elementen, zoals bijvoorbeeld de volle-snelheid PROM 44, de FIFO 46, de interpolator 48, en de PAL 50, in een modemprocessor van voldoende groot vermogen op te nemen. Dit kan eveneens van toepassing zijn voor die elementen zoals de frame-tijdsbesturing 91, 10 onderdrukkingsschakeling 58, de tijdstuurmiddelen 51, de deel-door-vier-schakeling, de deel-door-vijf-schakeling en enige of alle elementen van de synthesizer 72. Verder kunnen de basisbandprocessor en de modemprocessor eveneens tot een enkelvoudige eenheid worden gecombineerd die eveneens de codec en de UART kan omvatten. 15 Modem voor het door middel van differentiële faseverschuivingsmodulatie omzetten van een digitaal ingangssignaal in een faseverschuivingsgemoduleerd uitgangssignaal, omvattende organen voor het door 20 middel van inverse Gray-codering omzetten van het ingangssignaal; organen voor het differentieel coderen van het omgezette ingangssignaal; en organen voor het faseverschuivingsmoduleren van het differentieel gecodeerde signaal, met het kenmerk, dat op de uitgang van de inverse Gray-codeerorganen een fase-kwantiseerinrichting is aangesloten voor het bepalen van de grootte van de fase van het lopende symbool, welke kwantiseerinrichting is gekoppeld aan een differentiële codeerinrichting die een differentieel 25 gecodeerde fasewaarde afgeeft, die de modulo-som van de lopende differentiële fase en de voorafgaande grootte van de fase representeert, welke modulo-som wordt berekend om de I- en Q-componenten van het lopende symbool te vormen, en dat de I- en Q-componenten worden toegevoerd aan een filter dat daaruit een overbemonsterd PSK-tijdmultiplexsignaal op een enkele leiding vormt. Hierbij 5 bladen tekening