NL193577C - Frequentie-synthesizer voor een digitaal communicatiestelsel. - Google Patents

Description

1 193577

Frequentie-synthesizer voor een digitaal communicatiestelsel

De uitvinding heeft betrekking op een frequentie-synthesizer voor een digitaal communicatiestelsel omvattende een uitgang en dienende om een middenfrequent signaal om te zetten in een signaal van een 5 vooraf bepaalde toegewezen frequentie.

Een dergelijke frequentie-synthesizer is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.476.575, waarbij een ontvangen frequentie wordt gemengd met het uitgangssignaal van een ontvang-synthesizer, teneinde een middenfrequent signaal te verkrijgen en waarbij het uitgangssignaal van de ontvang-synthesizer eveneens wordt gemengd met het uitgangssignaal van de zend-synthesizer, teneinde de uit te zenden frequentie op te 10 wekken.

De bekende synthesizer voorziet in ingangs- en uitgangsfrequenties met een vast verschil. Echter wordt volgens het Amerikaanse octrooischrift gebruikgemaakt van afzonderlijke frequentie-synthesizers en wordt in werkelijkheid het uitgangssignaal van de ontvang-synthesizer geïntroduceerd om de zend-synthesizer aan te sturen en ook de bijzondere frequenties worden beperkt, teneinde interferentieproblemen en ruisproblemen 15 het hoofd te bieden.

De uitvinding heeft ten doel te voorzien in een frequentie-synthesizer van de in de aanhef genoemde soort, waarbij op eenvoudiger wijze twee frequenties worden opgewekt.

Dit doel wordt volgens de uitvinding bereikt, doordat de frequentie-synthesizer is voorzien van een tweede uitgang, waarbij het signaal aan de eerste uitgang ten opzichte van het signaal aan de tweede 20 uitgang over een vooraf bepaalde frequentie is verschoven en waarbij de eerste uitgang een frequentie opwekt die bij combinatie met de frequentie van een middenfrequent signaal een signaal van een vooraf bepaalde gewenste frequentie verschaft en de tweede uitgang een frequentie opwekt die bij combinatie met een ontvangen signaal een signaal verschaft met dezelfde frequentie als het middenfrequente signaal. Opgemerkt wordt dat de Britse octrooiaanvrage 2.107.143 een frequentie-synthesizer beschrijft, die 25 voorzien is van een zender en ontvanger met een vooraf bepaald frequentieverschil. Volgens genoemde Britse octrooiaanvrage wordt voorzien in twee afzonderlijke frequentie-synthesizers elk met zijn eigen ingang, die wordt bestuurd voor het leveren van een bijzondere frequentie. De twee frequenties worden gemengd, teneinde een methode te verschaffen voor het elimineren van instabiliteit tussen de twee signalen.

30 De synthesizer volgens de uitvinding verschaft dezelfde functie als de gebruikelijke twee afzonderlijke synthesizers maar met minder onderdelen, een hogere stabiliteit en gemakkelijker in de hand te houden toleranties.

De synthesizer is bijzonder geschikt voor de toepassing in een abonnee-eenheid van een digitaal telefoonsysteem. Deze abonnee-eenheid is in het bijzonder ingericht voor een draadloze verbinding met een 35 basisstation.

De uitvinding zal aan de hand van een uitvoeringsvoorbeeld nader worden toegelicht met verwijzing naar de tekening, waarin: figuur 1 een schema is van een abonnee-eenheid waarin de uitvinding is toegepast; 40 figuur 2 een blokschema is van het modulatorgedeelte van de in figuur 1 aangegeven modemprocessor; figuur 3 een blokschema is van de in figuur 2 aangegeven DPSK omzettingseenheid; figuur 4 de structuur en werking van het in figuur 2 aangegeven FIR-filter toont; figuur 5 een blokschema is van de in figuur 1 aangegeven interpolator; figuur 6 een blokschema is van het in figuur 1 aangegeven synthesizer; 45 figuur 7 een gewijzigde vorm is van het ingangsgedeelte van het in figuur 1 aangegeven stelsel; figuur 8 een blokschema is van het demoduiatorgedeelte van de in figuur 1 aangegeven modemprocessor; figuur 9 een blokschema is van de in figuur 8 aangegeven verloopfrequentie-besturingsinrichting; en figuur 10 een blokschema is van de in figuur 8 aangegeven frequentiecorrectie-AFC- en symbooltijdvolg-50 inrichting.

Glossarium

Glossarium van acronymen en woorden uit de onderhavige tekst A/D analoog-digitaalomzetter 55 ADJ bijstelling van ingangssignaal AFC automatische-frequentieregeling AGC automatische-versterkingsregeling 193577 2 (vervolg) A/D analoog-digitaalomzetter BLANKING stuurmiddelen om een signaal gedurende bekrachtiging van deze stuurmiddelen op een vooraf bepaald amplitudeniveau te doen houden 5 DODEC gecombineerde coder en decoder CPE door klant verschafte apparatuur (telefoonapparaat) D/A digitaal-analoogomzetter DMA directe-geheugentoegang DPSK differentiële fasesleutelmodulatie 10 DS data select EEPROM elektrische wisbaar programmeerbaar uitleesgeheugen EPROM wisbaar programmeerbaar uitleesgeheugen FIFO eerst-in eerst-uit geheugen FIR eindige-puls responsie 15 GLITCH ongewenst overgangssignaal HOUD vrije mode I in-fase MF middenfrequent

Kbps kilobit per seconde 20 nS nanoseconde PAL programmeerbare groeperingslogica PCM pulscodemodulatie PROM programmeer uitleesgeheugen PSK fasesleutelmodulatie 25 Q kwadratuur RAM willekeurig-toegankelijk geheugen RELP restgeëxciteerde lineaire predictie RF hoogfrequent R/W lees/schrijf 30 S/H bemonster en houd SLiC abonnee-luskoppelschakeling STROBE bemonstersignaal UART universele asynchrone ontvanger-zender VCXO spanningsgestuurde kristaloscillator 35 XF uitwendige-vlaguitgangssignaal gebruikt voor het signaleren van andere processoren.

In de figuren verwijzen dezelfde tekens naar overeenkomstige delen. In figuur 1 is een connector 10 aangegeven voor aansluiting op bij de klant aangebrachte apparatuur (CPE). Een lijnenpaar 12 loopt vanaf 40 de connector 10 naar een SLIC 14 en kan via relaiscontacten 18 eveneens verbonden worden met een belschakeling 16. De SLIC 14 is een standaardchip voor het uitvoeren van verschillende functies, zoals batterijspanning, overspanningsbescherming, bellen, signaleringsdetectie zoals vanaf een kiesdraaischijf, de toestand van de haak, lijntesting, enz. De SLIC 14 bevat eveneens de vorkschakeling die een aantal spraaksignalen in ingaande en uitgaande signalen scheidt. De SLIC 14 is verbonden met een codec 20 45 voorzien van ingaande en uitgaande lijnen naar en van een basisbandprocessor 22 waardoor hij in de inkomende richting de analoge spraaksignalen omzet in digitale signalen, d.w.z. 64 kbps u-wet PCM, terwijl hij in de uitgaande richting de digitale signalen omzet in analoge spraaksignalen. Het kan soms wenselijk zijn om om de codec heen te gaan zodat de SLIC 14 direct met de basisbandprocessor 22 is verbonden. Er is een alternatieve toegang tot de basisbandprocessor via een connector 24 en een UART 26 die een 50 directe digitale verbinding met de basisbandprocessor verschaft waardoor de SLIC en de codec omgaan wordt. Deze directe toegangsverbinding dient voor twee doelen: (1) om alleen digitale signalen door te laten wanneer gewenst, waardoor alle analoge verbindingen omgaan worden, en (2) om een directe toegang tot de processoren en geheugens mogelijk te maken voor een gemakkelijk onderhoud en testdoeleinden.

De basisbandprocessor 22 heeft verschillende functies, waarvan er een is het omzetten van het 64 kbps 55 PCM signaal in 14,57... kbps door middel van een transcodeerfunctie zoals bijvoorbeeld verkregen door restgeëxciteerde lineaire predictie (RELP). De basisbandprocessor zorgt eveneens voor echo-opheffing en daarenboven werkt hij als stuurmicroprocessor zoals bijvoorbeeld door de in het stelsel gebruikte synthesi- 3 193577 zer te informeren ten aanzien van de gewenste werkfrequentie. De basisbandprocessor 22 is verbonden met een seriële EEPROM 30 die een elektrisch wisbaar niet-vluchtig geheugen is, waardoor gekozen bits elektrisch gewist kunnen worden zonder daarin opgesiagen andere bits te wissen. Deze EEPROM 30 wordt gebruikt voor het opslaan zowel van het abonnee-identificatienummer als van het netwerkidentificatie-5 nummer (het basisstation waarvoor het gebruikt wordt). Bovendien is de basisbandprocessor 22 verbonden met een volle-snelheid RAM 32 waarin hij de ontvangen signalen opslaat. De RAM 32 bevat eveneens een hoge-snelheid buffergeheugen (cache) en wordt bovendien als een willekeurig-toegankelijk geheugen voor RELP omzetting, echo-opheffing en andere stuurfuncties gebruikt. De basisbandprocessor 22 is eveneens verbonden met een halve-snelheid EPROM 34 en een volle-snelheid PROM 36 die de RELP en echo-10 opheffingsfuncties evenals verschillende andere functies opslaat zoals de stuurfunctie. De basisbandprocessor 22 is bovendien via een directe-geheugentoegang (DMA) 38 verbonden met een modem-processor 40.

De DMA 38 verhindert het optreden van een gelijktijdige toegang tot de RAM 32 door zowel de basisbandprocessor als de modemprocessor.

15 De DMA koppelschakeling wordt gebruikt om spraak en stuurdata tussen de basisband en modem-processoren over te dragen. De modemprocessor 40 werkt als de hoofdprocessor en stuurt via (niet aangegeven) houdlijnen de basisbandprocessor 22. De modemprocessor 40 heeft het vermogen om toegang tot de basisbandprocessor 22 te verkrijgen, om de verwerking daarvan te stoppen en om de stuurlijnen, de adres- en de databussen de hoge-impedantietoestand van een drie-toestanden uitgangs-20 signaal te doen aannemen. Dit maakt het mogelijk voor de modemprocessor 40 om via de DMA koppelschakeling toegang tot het DMA-geheugen van de basisbandprocessor te verkrijgen en om daarin te lezen of te schrijven.

Dit wordt teweeggebracht doordat de modemprocessor 40 zijn XF -bit doet gelden welke gepoort wordt naar de de houd-ingang van de basisbandprocessor. Wanneer de basisbandprocessor deze opdracht 25 ontvangt zal hij de uitvoering van de actuele instructie beëindigen, de verwerking daarvan stoppen, en zijn stuurdata en adresbussen de hoge-impedantietoestand van een drie-toestanden uitgangssignaal doen aannemen en vervolgens een houd-bevestigingssignaal terug aan de modemprocessor afgeven. Direct nadat de modemprocessor de houd-opdracht heeft afgegeven zal hij voortgaan met andere taken en wachten tot de basisbandprocessor het houd-bevestigingssignaal uitzendt. Wanneer de modemprocessor 30 eenmaal het houd-bevestigingssignaal ontvangt, zal hij de besturing ovememen van de stuur-, data- en adresbussen van de basisbandprocessor en vervolgens lezen en schrijven naar de DMA RAM 32. Nadat de modemprocessor de toegangsbewerking tot de DMA RAM heeft voltooid, zal hij het houd-ingangssignaal van de basisbandprocessor wegnemen, die dan de verwerking weer zal hervatten waar hij gebleven was.

De basisbandprocessor heeft eveneens het vermogen om de modemprocessor te blokkeren door zijn eigen 35 XF -bit hoog te zetten. Deze bit wordt met het houd-signaal van de modemprocessor gepoort en kan de houd-lijn op elk punt voordat de basisbandprocessor in de houd-toestand overgaat te niet doen. De modemprocessor gebruikt tien bits van de adresbus en alle zestien bits van de databus. Hij maakt eveneens gebruik van drie stuurlijnen: strobe, R/W en DS.

Of de basisbandprocessor 22 of de modemprocessor 40, die in de een of andere richting werkt, kan 40 signalen van de RAM 32 ontvangen in overeenstemming met de bovenbeschreven signalen. De twee processoren communiceren met elkaar door middel van een gedeelte van de RAM 32 dat opzij is gezet voor gebruik als een hoge-snelheid buffergeheugen. De modemprocessor 40 is eveneens verbonden met een volle-snelheid PROM 14 die het programma voor de processor bevat.

De modemprocessor 40 zendt in zijn modulatiemode zijn signalen via een FIFO 46 uit naar een 45 interpolator 48, welke signalen een bemonstersnelheid van 320 kHz hebben. De interpolator 48 verhoogt deze bemonstersnelheid op effectieve wijze met een factor 5 door hem om te zetten in 1600 kilobemonsteringen/seconde (1,6 megabemonsteringen/seconde). De interpolatie benadert in samenwerking met het hierna te beschrijven kristalfilter dat als integrator werkt, op effectieve wijze een FIR-filter met vijf aftakkingen. De toepassing van digitale en analoge apparatuur om een FIR-filter te implementeren verschilt 50 van de klassieke geheel digitale apparatuurimplementatie van FIR. Het uitgangssignaal van de interpolator wordt toegevoerd aan een PAL 50.

Dit PAL is als een type menger geconfigureerd, waaraan zoals bij 50 is aangegeven, een 400 kHz blokgolf wordt toegevoerd die afkomstig is van een tijdgenerator 51, evenals het 1600 kilobemonsteringen/ secondesignaal. Dit signaal representeert een 16-kilosymbool/seconde PSK-signaal met een nuldraaggolf en 55 een gewenste bandbreedte van 20 kHz. In feite kan het PAL beschouwd worden als een frequentietransla-tor. De PAL-schakeling die, wanneer hij geconfigureerd is om een twee-complementfunctie uit te voeren, wordt gestuurd door een 400 kHz blokgolf, voert op effectieve wijze een tijdmultiplex-kwadratuurmenging uit 193577 4 en zet het basisbandsignaal met een bandbreedte van 20 kHz om in 400 kHz.

Het uitgangssignaal van de PAL-schakeling 50 is een complex tijdmultiplexsignaal, dat in frequentie is omgezet en dat aan de D/A-omzetter 52 wordt toegevoerd die het digitale signaal in een analoog signaal omzet. Het uitgangssignaal van de D/A-omzetter 52 wordt toegevoerd aan een menger 54, waaraan 5 eveneens een deglitching/onderdrukkingspuls 56 uit een onderdrukkingsmodule 58 wordt toegevoerd. De glitch-energie is een belangrijke bijdrage aan ruis in een bemonsterd datastelsel. De glitch-energie treedt op bij overgangen van het ene ingangswoord naar een ander ingangswoord. Bij een D/A-omzetter kan elke binnenkomende bit afhankelijk van zijn toestand een verandering in het analoge uitgangsniveau veroorzaken. Dergelijke veranderingen die een resultaat zijn van de verschillende bits treden gewoonlijk niet 10 gelijktijdig op en veroorzaken daarom glitches. De klassieke oplossingen voor dit probleem zijn het gebruik van een bemonster-en-houdketen volgend op de D/A-omzetter of het gebruik van een de-glitching D/A-omzetter. Deze beide alternatieven zijn onnodig kostbaar. De ’’blanking” (onderdrukkingssignaal) voert het uitgangssignaal van de menger terug naar een tussenreferentieniveau tijdens de overgangsperioden, in het bijzonder ongeveer 35 nS voor en 130 nS na de digitale schakeltijden waardoor grote glitch-pieken die 15 in het D/A-uitgangssignaal optreden onderdrukt worden. Ofschoon de onderdrukking harmonischen teweegbrengt die verwijderd zijn van de betreffende middenfrequentie, neemt het gebruik van een relatief smalle middenfrequente filtering in wezen die harmonischen weg. Deze ”blanking”-methode reduceert eveneens de bemonstersnelheidsinhoud in het uitgangssignaal.

Het bij 60 aangegeven uitgangssignaal van de menger 54 wordt toegevoerd aan een menger 62 in een 20 als geheel met 64 aangeduide omhoogzetter. De menger 62 heeft bij 65 een 20 MHz-ingang die gemeenschappelijk is met een 20 MHz-lijn 66. Het uitgangssignaal van de menger 62 is de som van 20 MHz van het ingangssignaal 65 en het van de menger 54 ontvangen 400 kHz-signaal met een resulterend uitgangssignaal van 20,4 MHz. Dit uitgangssignaal wordt toegevoerd aan een kristalfilter 68 dat alleen deze som, die het middenfrequente signaal vormt, doorlaat naar een versterker 70.

25 Een synthesizer is bij 72 aangegeven. Binnen deze synthesizer 72 bevindt zich een synthesizer-module die een uitgangssignaal L01 verschaft. Eveneens leidt binnen deze synthesizer-module een tweede schakeling een tweede uitgangssignaal L02 af, waarbij het uitgangssignaal van L02 de uitgang van L01 volgt met een frequentie van 5 MHz onder de frequentie van L01. De synthesizer gebruikt als referentie de spanningsgestuurde 80 MHz kristaloscillator. Het uitgangssignaal L01 wordt via de lijn 74 toegevoerd aan 30 een menger 76 die eveneens het middenfrequente uitgangssignaal van de versterker 70 ontvangt. Daar dit middenfrequente signaal een waarde van 20,4 MHz heeft, wordt wanneer bijvoorbeeld aan de uitgang van de menger 76 een frequentie van 455,5 MHz wordt geëist, de synthesizer bedreven om een frequentie van 435,1 MHz op te wekken, welke frequentie dan bij de 20,4 MHz wordt opgeteld, hetgeen de gewenste frequentie van 455,5 MHz oplevert. Dit uitgangssignaal wordt dan door een versterker 80 met variabele 35 versterking versterkt. De basisbandprocessor 22 zendt op basis van de decodering van bepaalde signalen van het basisstation een versterkingsstuursignaal op de lijn 81 via een D/A-omzetter 82 naar de versterker 80 met variabele versterking. De versterker 80 heeft een beperkte bandbreedte en zal daarom geen ongewenste verschilfrequentie, die eveneens door de menger 76 wordt opgewekt, doorlaten. Het uitgangssignaal van de versterker 80 wordt via de lijn 83 toegevoerd aan een vermogensversterker 84 die de 40 eindversterking teweegbrengt voordat het hoogfrequente signaal via een relaisconstant 86 aan de antenne 88 wordt toegevoerd.

De eenheid past een systeem toe waarin een frame elke 45 milliseconden wordt herhaald. In dit systeem zendt de eenheid gedurende een gedeelte van de tweede helft van elk frame uit en ontvangt de eenheid gedurende een gedeelte van de eerste helft van het frame. Een configuratie kan die zijn waarin beide 45 gedeelten van gelijke lengte (ofschoon zij niet noodzakelijkerwijs gelijk behoeven te zijn) zijn. Een andere configuratie (16-ary) kan die zijn waarin vier gedeelten van gelijke lengte voor de abonnee tijdens een geheel frame beschikbaar zijn. Elk gedeelte van de vier gedeelten kan een sleuf worden genoemd. Elke sleuf bevat als deel van zijn initiële data een uniek woord dat door de eenheid wordt gebruikt om de tijdsturing voor de ontvangst van de resterende data in de sleuf vast te stellen. De eerste sleuf van de vier 50 wordt voorafgegaan door een AM-gat dat gebruikt wordt om een arbitrair door het basisstation aangewezen sleuf als de eerste sleuf aan te merken. Het AM-gat en het unieke woord maken deel uit van het binnenkomende signaal van het basisstation. De duur van het AM-gat wordt gebruikt om te bepalen of een bepaald hoogfrequent kanaal een stuurkanaal of een spraakkanaal is.

Een datasignaal wordt uit de gemiddelde grootte van het bij 116 gerepresenteerde signaal afgeleid. Een 55 drempel evenredig met de gemiddelde grootte wordt vergeleken met niet-gemiddelde groottes. Wanneer de drempel niet door de niet-gemiddelde grootte gedurende een vooraf bepaalde tijdperiode wordt overschreden wordt aangenomen dat er een AM-gat is gedetecteerd. De modemprocessor 46 slaat in de RAM 32 het 5 193577 tijdstip op waarop bepaald werd dat het AM-gat optrad. De basisbandprocessor wekt initiatiesignalen op op basis van (a) de modulatiemode (4-ary of 16-ary), (b) het tijdstip waarop een AM-gat optrad zoals opgeslagen in RAM 32, en (c) het tijdstip waarop een uniek woord was ontvangen zoals afzonderlijk bepaald door de basisbandprocessor, welke initiatiesignalen aanduiden wanneer de eenheid in een zendmode of in een 5 ontvangmode behoort te zijn. Dergelijke initiatiesignalen worden via de lijn 90 toegevoerd aan de frame-tijdmodule 91.

De frame-tijdmodule 91 zet de initiatiesignalen in twee reeksen van pulsen om. De ene reeks van pulsen wordt via de lijn 92 toegevoerd om de vermogensversterker 84 werkzaam te maken en om het relais 86 te bekrachtigen teneinde de uitgang van versterker 84 te verbinden met de antenne 88. Tijdens de periode van 10 de puls op de lijn 92 is de eenheid in de zendmode. Wanneer het relais 86 niet wordt bekrachtigd is de antenne 88 verbonden met de ingang van de voorversterker 94.

De andere reeks pulsen van de frame-tijdmodule 91 wordt via de lijn 93 toegevoerd aan een voorversterker 94 om deze werkzaam te maken. Tijdens deze reeks van pulsen is de eenheid in de ontvangmode. De voorversterker 94 voert de ontvangen signalen toe aan een menger 96 die eveneens van de synthesizer 72 15 het uitgangssignaal L02 via de lijn 98 ontvangt. Het uitgangssignaal van de menger 96 wordt toegevoerd aan een kristalfilter 100, waarvan het uitgangssignaal op zijn beurt wordt toegevoerd aan een midden-frequente versterker 102.

De modemprocessor 40 laat via de lijn 89 het genoemde datasignaal door, dat afgeleid is van de gemiddelde grootte van het bij 116 weergegeven signaal, naar een D/A-omzetter 104 die een analoog 20 AGC-spanningssignaal opwekt dat via de lijn 106 aan de versterker 102 wordt toegevoerd, waardoor aan de versterker wordt doorgegeven hoeveel versterking er nodig is voor de compensatie, zodat het midden-frequente signaal steeds dezelfde amplitude heeft. Deze versterker ontvangt eveneens het uitgangssignaal van het kristalfilter 100. Het uitgangssignaal van de versterker 102 wordt afgegeven aan een menger 108 waaraan eveneens een ingangssignaal van 20 kHz via de lijn 109 wordt toegevoerd teneinde een resulte-25 rende 400 MHz-signaal te verkrijgen. Dit 400 kHz-signaal wordt vervolgens toegevoerd aan een A/D-module die bestaat uit een bemonster-en-houdschakeling 110, een A/D-omzetter 112 en een FIFO-schakeling 114.

Het uitgangssignaal van de A/D-omzettingsmodule is een 64 kilobemonsteringen/secondesignaal en dit uitgangssignaal wordt via de lijn 116 toegevoerd aan de modemprocessor 40. Deze modemprocessor demoduleert dit signaal en voert de gedemoduleerde data in het hoge-snelheid buffergeheugen (cache)-30 gedeelte van de RAM 32, waartoe de basisbandprocessor 22 toegang verkrijgt waarin de RELP-omzetting plaatsvindt. Het resulterende uitgangssignaal is een 64 kbps PCM-signaal op continue seriële basis. Dit uitgangssignaal wordt aan de codex toegevoerd die het in een analoog signaal omzet dat vervolgens toegevoerd wordt aan de SLIC. Deze voert het signaal op zijn beurt toe aan het telefoontoestel; op alternatieve wijze kan het 16 kbps van de cache gedecodeerd worden tot een digitaal signaal dat aan de 35 UART 26 wordt toegevoerd.

Bij toepassing in de trainingsmode wordt een teruglus 118 door middel van de twee relaiscontacten 120 en 122 verschaft. Deze teruglus, die zich aan de middenfrequente kant in plaats van aan de hoogfrequente kant bevindt, doet het aantal vereiste elementen minder zijn. De trainingsmode is die mode waarin een bekend signaal door de modemprocessor wordt afgegeven via de rest van de zendelementen aan de 40 middenfrequente versterker 70. Daar de relaiscontacten 120 en 122 bediend zijn, wordt het uitgangssignaal van de versterker 70 toegevoerd aan de ingang van het kristalfilter 100.

Aanvullend wordt een uitgangssignaal van de basisbandprocessor 22 via de lijn 90 toegevoerd aan de frame-tijdschakeling 91 en veroorzaakt een puls op de lijn 93 teneinde de versterker 94 tijdens de trainingsmode totaal onwerkzaam te maken. Verder wekt tijdens de trainingsmode de frame-tijdschakeling 45 91 een andere puls op de lijn 92 op die de versterker 84 totaal onwerkzaam maakt. Het door de modulator opgewekte bekende signaal wordt vergeleken met het naar de demodulator teruggevoerde feitelijke signaal. Een hulpprogramma wordt vervolgens opgesteld voor compensatie van variaties veroorzaakt door verschillende factoren, zoals variaties in temperatuur, componentwaarden, enz. De correctieconstanten worden in de RAM 32 opgeslagen. De modem past deze opgeslagen correcties toe op de ontvangen 50 signalen. De trainingsmode vindt plaats in intervallen tussen de actuaries van het stelsel.

De synthesizer-module 72 bevat een 80 MHz oscillator (VCXO) waaraan het ontvangen signaal wordt toegevoerd. Het door de oscillator opgewekte 80 MHz-signaal gaat via de lijn 124 naar een deel-door-vier schakeling 126, waarvan het uitgangssignaal wordt toegevoerd aan de mengers 62 en 108. Dit uitgangssignaal wordt eveneens toegevoerd aan de twee processoren teneinde klokpulsen (blokgolven) te verschaf-55 fen. Bovendien gaat het signaal via de lijn 124 naar een deel-door-vijf schakeling 130 en vervolgens naar de tijdmodule 51. De modemprocessor bepaalt elk willekeurig verschil in frequentie tussen de middenfrequentie van het ingangssignaal en een deelveelvoud van de klokfrequentie.

193577 6

Elk willekeurig resulterend verschil wordt door de modemprocessor via de lijn 132 aan een D/A-omzetter 134 toegevoerd. Het uitgangssignaal van de D/A-omzetter 134 wordt via de lijn 136 en de ADJ-ingang 138 toegevoerd aan de spanningsgestuurde kristaloscillator (hierna te beschrijven) op zodanige wijze dat de frequentie daarvan veranderd wordt in de richting die nodig is om het voorafgaande resulterende verschil te 5 minimaliseren. Een synchronisatieveriies detectiesignaal wordt via de lijn 140 toegevoerd aan de basisband-processor 22 teneinde aan te geven wanneer er in de synthesizer verlies aan synchronisatie is.

De modemprocessor 40, zoals aangegeven in figuur 2, bevat een DPSK-omzetter 150 waaraan via de lijn 152 data wordt toegevoerd. De data wordt vervolgens met een snelheid van 16 kHz symbool/seconde toegevoerd aan een FIR-filter 154. Het bij 156 aangegeven uitgangssignaal van het FIR-filter 154 bestaat uit 10 asynchrone data omvattende een tijdmultiplex signaal uit tien complexe paren van I- en Q-bemonsteringen/ symbool. Dit uitgangssignaal wordt aan bovenbeschreven FIFO 46 toegevoerd waarin een asynchrone-synchrone omzetting plaatsvindt. Het uitgangssignaal van de FIFO 46 in de vorm van 160.000 paren van data woorden/seconde wordt aan de bovenbeschreven interpolator 48 toegevoerd, die de IQ-paren demultiplext en de IQ-bemonsteringen met 1,6 MHz snelheid remultiplext.

15 In een 16-ary modulatieschema wordt de binaire ingangsreeks in vier-bitsymbolen gedeeld. In een 16-ary PSK-modulatie bepalen de vier-bitsymbolen de fase van de draaggolf tijdens de gegeven symboolperiode. De taak van het omzetten van het binaire ingangssignaal in de PSK-golfvorm wordt uitgevoerd door de modulator.

Figuur 3 toont op welke wijze een reeks van bij 160 aangegeven bemonsteringen (S) in een reeks van 20 in-fase (i) en kwadratuur (Q) bemonsteringen in de DPSK-omzetter 150 van de modemprocessor 40 wordt omgezet. De symbolen zijn zoals bij 162 aangeduid eerst inverse Gray gecodeerd. Dit is gedaan om het aantal bitfouten dat optreedt als gevolg van de meest waarschijnlijk incorrecte symboolbeslissingen in de demodulator te minimaliseren.

Het uitgangssignaal van de inverse Gray encoder 162 wordt toegevoerd aan een fase-25 kwantiseerschakeling 164 die de actuele fasewaarde Θ erin bepaalt, ingevoerd door het actuele symbool. Deze fasewaarde wordt dan toegevoerd aan de differentiële codeerschakeling 166 die de absolute fasewaarde Θ1, berekent. Θ\ representeert de module -16- som van de fase 0j en de voorafgaande fase ©Yv Θ1, = (©j + 01m)MOD 16 30 De module 16 optelling komt overeen met de module 360 optelling die uitgevoerd wordt bij het optellen van hoeken.

De absolute fase Θ\ wordt toegevoerd aan cos en sin opzoektabellen om de I en Q-componenten van het actuele symbool te berekenen.

De I en Q-bemonsteringen worden toegevoerd aan het eindige-pulsresponsie (FIR)-filter 154 met zes 35 aftakkingen, dat meer in het bijzonder in figuur 4 is aangegeven. De functie van het FIR-filter is om een overbemonsterde PSK-golfvorm uit de I en Q-bemonsteringen te creëren. De Q-bemonsteringen worden toegevoerd aan een bank van tien FIR-filters met zes aftakkingen aangeduid met ”hQ j” (j = 1 tot 10). Op soortgelijke wijze worden de l-bemonsteringen toegevoerd aan een bank van tien filters aangeduid ”h, ”. De uitgangssignalen van deze twintig filters worden onderworpen aan een tijdmultiplexbewerking, zoals 40 aangegeven, en toegevoerd aan een enkelvoudige parallelle bus die met een bemonstersnelheid loopt welke tienmaal de bemonstersnelheid van de I, Q-paren aan de ingang van het filter is.

De meer in het bijzonder in figuur 5 aangegeven interpolator 48 bevat een ingang 180 en een relais-contact 182 dat via een lijn 183 verbonden is met de PAL 50, waarbij het relaiscontact 182 beweegbaar is tussen de ingang 180 en een lijn 184. In de lijn 183 is naar keuze een vermenigvuldiger 185 opgenomen 45 die gebruikt kan worden om de ingangssignalen van de lijn 183 te vermenigvuldigen evenals een ingangssignaal 187, naar keuze, dat vanaf de modemprocessor of vanaf elk gewenst hulpgeheugen toegevoerd kan worden. Het relais 182 is via de lijn 183 verbonden met de PAL 50 en de lijn 184 loopt van het l-geheugen 186, dat uit het Q-geheugen 190 een ingangssignaal 188 ontvangt. Voor beide l/Q en Q/l-geheugens wordt een 1,6 MHz ingangssignaal verschaft zoals respectievelijk bij 192 en 194 aangegeven. De interpolator 50 demultiplext de gemultiplexte I, Q-bemonsteringen met een snelheid van 160 kHz en bemonstert ze vervolgens opnieuw en remultiplext ze met een 800 kHz snelheid.

De hierboven functioneel beschreven synthesizer 72 is in figuur 6 aangegeven met een 80 MHz spanningsgestuurde kristaloscillator 200 die vanaf de ADJ-ingang 138 een signaal ontvangt. Het ingangssignaal stuurt de exacte frequentie van de VCXO-module. Het uitgangssignaal van de VCXO-module wordt 55 via de lijn 202 toegevoerd aan de synthesizer 204. Deze synthesizer 204 is in staat om frequenties tussen 438,625 en 439,65 MHz in benaderde synchronisatie met de signalen op de lijn 202 te synthetiseren. De betreffende frequentie wordt door een ingangssignaal op de lijn 128 (eveneens in figuur 1 aangegeven) 7 193577 geselecteerd.

Het uitgangssignaal van de synthesizer 204 wordt via de lijn 206 en het filter 208 gevoerd en wordt het L01-signaal. Het uitgangssignaal van de synthesizer 204 wordt eveneens via de lijn 210 gevoerd naar een synchrone translator 212. Het uitgangssignaal van de spanningsgestuurde kristaloscillator 200 wordt via de 5 lijn 214 toegevoerd aan een deel-door-zestien module 216, waarvan het 5 MHz uitgangssignaal via de lijn 218 wordt toegevoerd aan de synchrone translator 212. Het uitgangssignaal op de lijn 214 wordt ook toegevoerd aan een referentïe-uitgang 221.

De module 212 trekt het 5 MHz ingangssignaal op de lijn 218 af van het frequentiesignaal op de lijn 210 waardoor een verschilfrequentie wordt verkregen die via het filter 220 wordt gevoerd en het L02-signaal 10 wordt. Op deze wijze variëren de als L02 verschijnende frequenties tussen 433,625 en 434,65 MHz, waardoor de frequentie L02 altijd 5 MHz onder de frequentie van L01 ligt.

Aanvullend worden het uitgangssignaal van de synthesizer 204 via de lijn 222 en het uitgangssignaal van de synchrone translator 212 via de lijn 224 gecombineerd in een synchronisatiedetector 226 zodanig dat, wanneer ofwel de frequentie op de lijn 206 niet synchroon is met de frequentie op de lijn 202, ofwel de 15 uitgangsfrequentie van de synchrone translator 212 niet synchroon is met de combinatie van de frequentie op de lijn 206 en de uitgangsfrequentie van de deel-door-zestien module 216, er een verlies-aan-synchronisatie (vergrendelverlies)-signaal op de lijn 140 wordt afgegeven (eveneens in figuur 1 aangegeven).

De bepaalde combinatie van een synthesizer 204 plus de deel-door-zestien module 216 en de synchrone 20 translator 212 dezelfde functie als de beide eerder gebruikte afzonderlijke synthesizers maar met minder onderdelen, hogere stabiliteit, gemakkelijkere toleranties, enz.

Figuur 7 toont een voorkeursschakeling om de klantinterface te testen. In dit geval wekt de in figuur 1 aangegeven modemprocessor 22 op digitale wijze een 1 kHz sinusgolf op die wordt toegevoerd aan de (in figuur 1 aangegeven) codec 20 die de sinusgolf omzet in een analoge sinusgolf welke op zijn beurt via de 25 vorkfunctie van de SLIC 14 aan het lijnpaar 12 wordt toegevoerd. Een niet in figuur 1 aangegeven relais K is direct grenzend aan de connector 10 opgenomen zodat hij de connector van de schakeling kan afschakelen. Elk willekeurig gereflecteerd signaal van het niet-afgesloten lijnpaar 12 bij het open relais K wordt via de vorkfunctie van de SLIC teruggevoerd en wordt door de codec 20 in een digitaal signaal omgezet. Dit digitale signaal wordt aan de basisbandprocessor 22 toegevoerd die het gereflecteerde signaal 30 vergelijkt met het oorspronkelijke signaal en bepaalt of er willekeurig ongewenste impedanties of doorverbindingen, b.v. naar aarde, op het lijnpaar 12 aanwezig zijn.

Figuur 8 toont het demodulatorgedeelte van de modemprocessor 40 en toont het 400 kHz uitgangssignaal van de menger 108 (aangegeven in figuur 1) toegevoerd aan de hoge-precisie bemonster-en-houd schakeling 110 die een openingsonzekerheid van 25 nanoseconden of minder heeft en waarvan het 35 uitgangssignaal wordt toegevoerd aan de A/D-omzetter 112. Het uitgangssignaal van de A/D-omzetter 112 wordt via de lijn 116 toegevoerd aan de modemprocessor (alles aangegeven in figuur 1). Het ingangssignaal op de lijn 116 omvat tijdgemultiplexte I en Q-bemonsteringen (die enige kruisproductvervorming kunnen hebben) in de vorm van twee complexe monsterparen/symbool. De tijdgemultiplexte I en Q-bemonsteringen worden toegevoerd aan de demultiplexer 298 waar zij gedemultiplext worden. De 40 gedemultiplexte I en Q-bemonsteringen worden aan een egalisatiemodule 300 toegevoerd waarvan het doel is (a) foutenergie van de ontvangen datastroom, (b) gewijzigde foutenergie van de over 0,05 T (T gelijk aan 1/16000 van een seconde) vertraagde datastroom, (c) gewijzigde foutenergie van de over 0,05 T voorlopende datastroom, (d) energie van de datastroom van het aangrenzende bovenkanaal (gewenste ontvang-frequentie plus 25 kHz), en (e) energie van de datastroom van het aangrenzende lagere kanaal (gewenste 45 ontvangfrequentie minus 25 kHz) te minimaliseren.

De egalisator is een complex FIR-filter met 28 aftakkingen waarin weegcoëfficiënten van het filter bepaald worden om de bovenvermelde vijf doeleinden te bereiken. Hiertoe worden er vijf trainingssignalen door de modulator opgewekt. Deze zijn: (a) een signaal op de gewenste frequentie waarop de ontvanger-en zenderklokken gesynchroniseerd zijn, (b) hetzelfde signaal als (a) maar waarbij de ontvangerklok 0,05 T 50 voorijlt ten opzichte van de zenderklok, (c) hetzelfde als (b) behalve dat het over 0,05 T vertraagd is, (d) hetzelfde signaal als (a) maar waarin de draaggolffrequentie verhoogd is met 25 kHz, en (e) hetzelfde signaal als (d) behalve dat de draaggolffrequentie verminderd is met 25 kHz. In de gevallen (d) en (e) verschuift de modemprocessor, de zend FIR-filter coëfficiënten met 25 kHz om het trainingssignaal met een 25 kHz-afwijking op te wekken.

55 Door de feitelijke ingangssignalen tijdens de presentaties van elke van de vijf trainingssignalen met een stel gewenste uitgangssignalen te vergelijken wordt een stel weegcoëfficiënten verkregen die bij implementatie in de egalisator bovenvermelde doeleinden realiseren. De weegcoëfficiënten worden in de RAM 32

Claims (3)

193577 8 opgeslagen. De vereffende I en Q-bemonsteringen worden aan een module 302 toegevoerd, die een uitgangssignaal opwekt dat de boogtangens van de verhouding van de vereffende Q en l-bemonsteringen is. Dit bij 304 aangegeven uitgangssignaal representeert de fase van het ontvangen signaal. 5 De vereffende I en Q-bemonsteringen worden eveneens gelijktijdig toegevoerd aan een frequentie-verloopmodule 306 die in meer detail in figuur 9 is aangegeven. De I en Q-bemonsteringen worden gesommeerd om een onderzijband 308 (zoals aangegeven in figuur 9) op te wekken, en gelijktijdig wordt het verschil tussen de I en Q-bemonstering gevormd om een bovenzijband 310 op te wekken. Een grootte-berekening wordt vervolgens zowel ten aanzien van de boven- als ten aanzien van de onderzijband 10 uitgevoerd zoals aangegeven bij 312 en 314. De verschilbewerking tussen de groottes vindt in 316 plaats. Dit bij 318 aangegeven verschil representeert een frequentiefout. Zoals aangegeven in figuur 8 wordt het uitgangssignaal 304 van de boogtangensmodule 302 toegevoerd aan de AFC- en symbooltijd-volgmodule 320 (dat in meer detail in figuur 10 is aangegeven). De bij 322 in figuur 10 aangegeven fase-correctiewaarde wordt van de gedetecteerde fase 304 afgetrokken, hetgeen in 15 de bij lijn 324 aangegeven gecorrigeerde fase resulteert. De gecorrigeerde fase 324 wordt aan een symbooldetector 326 toegevoerd die het actuele symbool in termen van de fasewaarde detecteert en de fase tot het dichtstbijzijnde 22,5° increment kwantiseert. De bij 328 aangeduide gekwantiseerde fase wordt van de bij 330 aangegeven gecorrigeerde fase 324 afgetrokken. Dit resulteert in het bij 332 aangegeven fasefoutsignaal. Dit foutsignaal 332 wordt toegevoerd aan een in het algemeen bij 334 aangegeven 20 tweede-orde lusfilter dat de op de lijn 336 aangeduide fasecorrectie berekent evenals het bij 338 aangegeven frequentiecorrectiesignaal. Dit frequentiecorrectiesignaal wordt via de in figuur 1 aangegeven lijn 132 toegevoerd aan de spanningsgestuurde kristaloscillator. Het foutsignaal 332 wordt via de lijn 340 toegevoerd aan een symbooltijd-volgmodule 342 die via de lijn 344 eveneens het uitgangssignaal van de symbooldetectiemodule 326 ontvangt. De symbooltijd-volgmodule 25 342 bevat een algoritme dat de fase over een aantal vooraf bepaalde symbolen volgt, op basis van de startfase van het eerste symbool en de fase van het laatste symbool, en vervolgens de helling bepaalt. De module probeert uit de fase-versus-tijd functie te bepalen wanneer de nuldoorgangen feitelijk zijn opgetreden en door hen te vergelijken met waar zij zouden moeten hebben opgetreden, wordt een tijdstuur-bijstelling berekend die het verschil zal corrigeren. De symboolklok zal aan het begin van de volgende sleuf 30 worden bijgesteld. De symbooltijd-volgmodule 342 verschaft een uitgangssignaal 346 dat aan de (in figuur 1 aangegeven) tijdmodule 51 wordt toegevoerd. Het frequentiesignaal 338 van de AFC- en symbooltijdmodule 320 wordt toegevoerd aan een weegbewerking-module 348 (zoals aangegeven in figuur 8) waar het gewogen wordt. Het uitgangssignaal 350 van de module 348 wordt aan een sommeermodule 352 toegevoerd waar het signaal 350 wordt 35 opgeteld bij het uitgangssignaal 318 van de module 306 teneinde een uitgangssignaal 354 te verkrijgen dat aan de D/A-omzetter 134 wordt toegevoerd. Het uitgangssignaal van de D/A-omzetter is aangegeven in figuur 1 en wordt toegevoerd aan de bij 138 aangegeven synthesizer. Ofschoon de abonnee-eenheid zoals boven beschreven verschillende afzonderlijke elementen omvat is het mogelijk om de functies van vele van deze elementen, zoals bijvoorbeeld de volle-snelheid PROM 44, 40 de FIFO 46, de interpolator 48, en de PAL 50, in een modemprocessor van voldoende groot vermogen op te nemen. Dit kan eveneens van toepassing zijn voor die elementen zoals de frame-tijdsbesturing 91, onderdrukkingsschakeling 58, de tijdstuurmiddelen 51, de deel-door-vier schakeling, de deel-door-vijf schakeling en enige of alle elementen van de synthesizer 72. Verder kunnen de basisbandprocessor en de modemprocessor eveneens tot een enkelvoudige eenheid worden gecombineerd die eveneens de codec en 45 de UART kan omvatten.

1. Frequentie-synthesizer voor een digitaal communicatiestelsel omvattende een uitgang en dienende om een middenfrequent signaal om te zetten in een signaal van een vooraf bepaalde toegewezen frequentie, met het kenmerk, dat de frequentie-synthesizer is voorzien van een tweede uitgang, waarbij het signaal aan de eerste uitgang ten opzichte van het signaal aan de tweede uitgang over een vooraf bepaalde waarde in frequentie is verschoven en waarbij de eerste uitgang een frequentie opwekt die bij combinatie met de 55 frequentie van een middenfrequent signaal een signaal van een vooraf bepaalde gewenste frequentie verschaft en de tweede uitgang een frequentie opwekt die bij combinatie met een ontvangen signaal een signaal verschaft met dezelfde frequentie als het middenfrequente signaal. 9 193577

2. Frequentie-synthesizer volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de synthesizer is verbonden met een synchronisatiedetector die verbonden is met een synchrone translator, welke detector een gebrek aan synchronisatie tussen de frequentie van een uit de synthesizer ontvangen signaal en de frequentie van een uit de synchrone translator ontvangen signaal detecteert en een uitgangssignaal afgeeft wanneer een 5 dergelijk gebrek aan synchronisatie wordt gedetecteerd.

3. Abonnee-eenheid voor een draadloos digitaal telefoonstelsel, voorzien van een frequentie-synthesizer volgens conclusie 1 of 2. Hierbij 5 bladen tekening