NO172090B - Abonnent-enhet for traadloest digitalt telefonsystem - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse tilveiebringer en abonnent-enhet for et digitalt trådløst telefonsystem hvor abonnent-enhetene er tilpasset til å kunne være i trådløs forbindelse med en basisstasjon.

Ifølge oppfinnelsen kjennetegnes abonnentenheten ved middel for selektivt å etablere en sende eller mottaksmodus for enheten,

en basisbånd-prosessor for å motta et innmatningssignal fra en innmatningskilde, idet nevnte innmatningssignal danner en digitalisert bitstrøm med et forutbestemt antall av suksessive biter som definerer et symbol, og for å transkode nevnte innmatningssignal ifølge en forutbestemt kode tilveiebragt av en koder (dekoder) og som virker som et funksjonstyremiddel for nevnte enhet,

lagermiddel koblet til nevnte basisbånd-prosessor for lagring av informasjon knyttet til funksjoner som styres av nevnte basisbånd-prosessor og informasjon som leveres til denne,

styremiddel koblet til nevnte basisbånd- prosessor for å tillate nevnte styremiddel å aksessere nevnte basisbånd-prosessor og å oppnå informasjon lagret i nevnte lagringsmiddel og tilgjengelig for nevnte basisbånd-prosessor,

idet nevnte styremiddel innbefatter programmeringsmiddel, interpolatormiddel for å øke samplingtakten av det transkodede signalet, og et frekvensomsettermiddel for å utføre en tidsmultiplekset kvadraturblanding og for å omsette hele frekvensspekteret i utmatningen fra nevnte interpolatormiddel til et andre frekvensspektrum for å gi et tidsmultiplekset digitalt signal,

en digital-til-analog omformer for mottakelse av det tids-multipleksede digitale signalet fra nevnte frekvensomsettermiddel og omforme det til et analogt signal, og middel for å omforme nevnte analoge signal til et forsterket mellom-frekvens signal.

Ifølge ytterligere utførelsesformer av abonnentenheten kan nevnte forsterkede mellom-frekvens (IF) signal kan omformes ved hjelp av nevnte styremiddel til et signal med en forutbestemt tildelt frekvens, samt forsterkende middel for å forsterke nevnte signal med forutbestemt tildelt frekvens til å gi et RF-signal. Et demodulatormiddel kan være koblet til nevnte styremiddel for omforming av et andre mellom-frekvens signal tilbake til et analogt signal.

Det nevnte styremiddel kan dessuten innbefatte middel som er tilpasset til å omdanne nevnte mellom-frekvens signal til nevnte signal som har en forutbestemt tildelt frekvens, idet enheten i tillegg omfatter en frekvens-syntetisator som har et par utmatninger hvor en første utmatning er forskjøvet fra en andre utmatning med en forutbestemt frekvens, idet nevnte første utmatning genererer en frekvens som kombinert med frekvensen for mellom-frekvens signalet, gir et signal med en forutbestemt ønsket frekvens, og den nevnte andre utmatning er kombinert med et mottatt signal til å frembringe et signal som har den samme frekvensen som nevnte mellom-frekvens signal.

Det vil være fordelaktig at basisbånd-prosessoren er tilpasset til å gi ekkokansellering.

Det nevnte styremiddel vil ifølge en utførelsesform innbefatte en modemprosessor som står i forbindelse med nevnte basisbånd-prosessor via en direkte lageraksess (DMA) som hindrer samtidig aksess fra både basisbånd-prosessoren og modem-prosessoren, idet nevnte modem-prosessor virker til å styre nevnte basisbånd-prosessor. Basisbånd-prosessoren er innrettet til selektivt å uteslutte modem-prosessoren fra sin styring av basisbånd-prosessoren.

Ifølge en ytterligere utførelsesform er et frakoblingsmiddel tilveiebragt for selektivt å frakoble nevnte innmatningskilde fra nevnte basisbånd-prosessor, idet nevnte frakoblingsmiddel er koblet til et omformingsmiddel som er tilpasset til å motta et digitalt opprinnelsessignal fra nevnte styremiddel og omdanne det til et analogt signal, idet nevnte analoge signal danner et reflektert signal som kan omformes til et reflektert digitalt signal ved hjelp av nevnte omformingsmiddel, idet nevnte basisbånd-prosessor er tilpasset til å sammenligne nevnte reflekterte digitale signal med nevnte digitale opprinnelsessignal for å bestemme nærværet av eventuelle forutbestemte impedanser eller forbindelser i en innmatningskrets.

Velgermidler kan være koblet til nevnte styremiddel for å bestemme hvorvidt en bestemt kanal er en styrekanal eller en talekanal.

Ifølge en videree utførelsesform kan en treningsmodus etableres ved hjelp av en tilbakeføring mellom forsterkermidlet og nevnte styremiddel via et filtermiddel, idet nevnte tilbakeføring er virksom til å frembringe korreksjonskonstanter, og nevnte korreksjonskonstanter kan lagres i nevnte lagringsmiddel.

Ifølge en annen utførelsesform er et detransientmiddel tilveiebragt for å fjerne uønsket transientengergi fra nevnte analoge signal.

Modemprosessoren sender sine signaler, på en forutbestemt samplingtakt, gjennom et frekvensomsatt komplekst signal som omdannes til et analogt signal. Dette analoge signal utsettes for detransient-behandling (undertrykking av spenningstopper) med hjelp av en slukkingsprosess. Det detransiente signal blir så oppkonvertert og filtrert til å danne et mellom-frekvens signal (IF) som deretter forsterkes. Frekvensen av nevnte forsterkede IF-signal tilføyes en frekvens generert av tidligere nevnte syntetisator og det resulterende EF-signal forsterkes og føres til en antenne. Abonnent-enheten anvender kontinuerlig gjentagende rammer i hvilke den sender under en del av hver ramme og mottar under en annen del derav, idet disse deler betegnes som "luker"

(slots). På basis av visse signaler mottatt fra basis-stasjonen, frembringer basisbånd-prosessoren initierende signaler som bestemmer hvorvidt abonnent-enheten vil være i sendemodusen eller i mottaksmodusen.

I intervaller mellom aktivering av systemet, anvendes nevnte treningsmodus hvor et kjent signal fra modemprosessoren sammenlignes med et signal ført tilbake i sløyfe til å frembringe korreksjonskonstanter for å kompensere for uønskede variasjoner i IF-signalet p.g.a. at variasjoner i temperatur, komponentverdier, etc. oppnås. Disse korreksjonskonstanter lagres for bruk ved korrigering av faktiske mottatte signaler.

Under demodulasjonen blir de modulerte digitale signaler matet til modemprosessoren i form av tidsmultipleksede I- og Q-samples og demultiplekses. De demultipleksede I- og Q-samples mates til en utligner og frekvenskorreksjonskrets for redusering av feil, som resulterer i frembringelsen av frekvenskorreksjonssignaler som anvendes til å korrigere eventuelle feil i tidsstyringen av systemet og i utmatningen fra syntetisatoren.

Fig. 1 er et skjematisk riss som viser en abonnent-enhet som

omfatter den foreliggende oppfinnelse.

Fig. 2 er et blokkskjema over modulatordelen i modem-prosessoren vist i fig. 1. Fig. 3 er et blokkskjema over DPSK-omformingsenheten vist i

fig. 2.

Fig. 4 illustrerer strukturen og funksjonen for FIR-filteret vist i fig. 2. Fig. 5 er et blokkskjema over interpolatoren vist i fig. 1. Fig. 6 er et blokkskjema over syntetisatoren vist i fig. 1. Fig. 7 er en modifisert form av inngangsdelen til systemet

vist i fig. 1.

Fig. 8 er et blokkskjema over demodulatordelen for modem-prosessoren vist i fig. 1. Fig. 9 er et blokkskjema over grovfrekvensstyremodulen vist

i fig. 8.

Fig. 10 er et blokkskjema over AFC og symboltidsstyrings-modulen vist i fig. 8.

GLOSSAR

Glossar over akronymer og ord som er anvendt i beskrivelsen.

Denne oppfinnelse vedrører kommunikasjonssystemer for trådløs transmisjon av flere informasjonssignaler som anvender digitale tidsdelingskretser mellom en basisstasjon eller en eller flere abonnentstasjoner, og vedrører særlig strukturen og funksjoneringen av en slik abonnentstasjon.

Idet der nå vises i nærmere detalj til tegningene hvor like henvisningstall refererer til like deler, er der i fig. 1 vist et forbindelsesorgan 10 for forbindelse med det abonnent-tilveiebragte utstyret (CPE). Et linjepar 12 fører fra forbindelsesorganet 10 til en SLIC 14 og er også tilkoplings-bar til en ringerkrets 16 gjennom et relé 18. Nevnte SLIC 14 er en standard brikke for tilveiebringelse av forskjellige funksjoner slik som batterispenning, overspenningsvern, ringing, signaldetektering, slik som fra en dreieskive, mikrotelefonstatus, linjetesting etc. Den inneholder også hybriden som separerer et flertall av stemmer i inngående og utgående signaler. Nevnte SLIC 14 er koplet til en CODEC 20 som har inngående og utgående linjer til og fra en basis-båndprosessor 22, hvorved den i den inngående retning omdanner analogtalesignaler til digitale signaler, dvs. 64 kbps gruppehastighet-lov (u-law) PCM, mens den i den utgående retning omdanner de digitale signaler til analoge talesignaler. Det kan noen ganger være ønskelig å gå forbi nevnte CODEC slik at SLIC 14 direkte-koples til basis-båndprosessoren 22. Der er en alternativ aksess til basis-båndprosessoren gjennom et forbindelsesorgan 24 og en UART 26, som tilveiebringer en direkte digital forbindelse til basis-båndprosessoren, hvorved nevnte SLIC og CODEC forbigås. Denne direkte aksessforbindeles tjener to hensikter: (1) å føre kun digitale signaler, når så ønskes, hvorved samtlige analoge forbindelser forbigås, og (2) å tillate direkte aksess til prosessorene og lagerne for lett vedlike-hold-og testformål.

Basis-båndprosessoren 22 har flere funksjoner, hvorav en er å omdanne 64 kbps PCM-signalet til 14,57 ... kbps ved hjelp av en transkodingsfunksjon, slik som eksempelvis tilveiebragt ved residuell eksitert lineær forutsigelse (RELP). Den tilveiebringer også ekkokansellering, og virker i tillegg som en styreprosessor slik som eksempelvis ved å informere syntetisatoren som anvendes i systemet med hensyn til den ønskede operasjonsfrekvens. Basisbånd-prosessoren 22 koples til en bootstrap-lagerbrikke 28 samt til et serie EEPROM 30, som er et elektrisk slettbart, ikke-flyktig lager hvor valgte biter kan elektrisk slettes uten å slette andre biter som er lagret der. Dette EEPROM 30 anvendes til å lagre både abonnentidentifikasjonsnummer og nettverkidentifikasjons-nummer (basisstasjonen med hvilken det anvendes). I tillegg koples basisbånd-prosessoren 22 til et full-hastighets RAM 32 i hvilket den lagrer signalene som mottas deri. RAM 32 omfatter også et "hurtig-buffer" middel og anvendes i tillegg som et direktelager for RELP-omforming, ekkokansellering og andre styrefunksjoner. Basis-båndprosessoren 22 er også koplet til et halv-hastighets EPROM 34 og et full-hastighets PROM 36 som lagrer RELP og ekkokanselleringsfunksjonene samt forskjellige andre funksjoner slik som styrefunksjonen. Basisbånd-prosessoren 22 er i tillegg koplet via direktelager aksess 38 til en modemprosessor 40.

DMA 38 hindrer opptredenen av samtidig aksess av RAM 32 fra både basisbånd- og modemprosessorene.

DMA-grensesnittet anvendes til å overføre tale og styredata mellom basisbånd- og modemprosessorene. Modemprosessoren 40 virker som hovedprosessoren og styrer basisbånd-prosessoren 22 via holdelinjer (ikke vist). Modemprosessoren 40 har evnen til å aksessere basisbånd-prosessoren 22, stoppe dens behandling og bevirke styrelinjene, adressen og databussene til å innta høyimpedanstilstanden for en høy hindringstilstand hos en tre-tilstandsutgang. Dette tillater modem-prosessoren 40 å aksessere basisbånd-prosessorens DMA-lager gjennom DMA-grensesnittet og å lese eller skrive til dette.

Dette oppnås ved hjelp av modemprosessoren 40 som forsvarer sin XF-bit, som ledes til basisbånd-prosessorens holdeinn-gang. Når basisbånd-prosessoren mottar denne kommando, vil den avslutte utførelsen av den løpende instruksjon, stoppe sin behandling, bevirke sine styredata og adressebusser til å innta den høye hindringstilstand for en tre-tilstandsutgang og så avgi et hold-erkjennelsesignal tilbake til modem-prosessoren. Umiddelbart etter at modemprosessoren avgir holdkommandoen vil den fortsette med andre oppgaver mens den venter på at basisbånd-prosessoren skal sende hold-erkjen-nelsesignalet. Såsnart modemprosessoren mottar hold-erkjennelsesignalet, vil den vil den ta styringen av basisbånd-prosessorens styre, data og adressebusser og så lese eller skrive til DMA RAM 32. Etter at modemprosessoren fullfører aksess av DMA RAM, vil den ta vekk holdinnmatning på basis-båndprosessoren, som så vil gjenoppta behandling hvor den slapp. Basis-båndprosessoren har også evnen til å uteslutte modemprosessoren ved å sette dens egen XF-bit høy. Denne bit ledes med nevnte Hold fra modem-prosessoren og kan overstyre Hold-linjen ved et hvilken som helst punkt før basis-båndprosessoren går inn i hold-tilstanden. Modem-prosessoren anvender 10 biter i adressebussen og samtlige 16 biter i databussen. Den anvender også tre styrelinjer: Strobe, R/W, og DS.

Enten basisbånd-prosessoren 22 eller modelprosessoren 40, som virker i den ene eller annen retning, kan oppnå signaler fra RAM 32 i henhold til signalene som er beskrevet ovenfor. De to prosessorene kommuniserer med hverandre ved hjelp av en del av RAM 32 som er satt til side for å bli anvendt som en hurtigbuffer (cache). Modemprosessoren 40 koples også til et fullhastighets PROM 44 som inneholder programmet for denne prosessoren.

Modemprosessoren 40, i sin modulasjonsmodus, sender sine signaler via et FIFO 46 til en interpolator 48, idet disse signaler er på en samplingtakt av 320 KHz. Interpolatoren 48 øker effektivt denne samplingtakt med 5 til å omdanne den til 1600 kilosamples/sekund (1,6 megasamples/sekund). Interpolatoren, i samvirke med krystallfilteret (beskrevet i det etterfølgende), som virker som en integrator, approksimerer effektivt et 5-tapnings FIR-filter. Denne bruk av digital og analog maskinvare til å realisere et FIR-filter avviker fra den vanlige totale digitale maskinvare FIR-realisering. Interpolatorutmatning mates inn i en PAL 50.

Nevnte PAL er utformet som en type av blander inn i hvilken det mates en 400 KHz f irkantbølge, som angitt ved 50, som kommer fra en tidsstyregenerator 51, samt 1600 kilosamples/- sekund-signalet. 1600 kilosamples/sekund-signalet representerer et 16-kilosymbol/sekund PSK-signal med en nullbærebølge og en ønsket 20 KHz båndbredde. I realiteten kan nevnte PAL ansees som en frekvensomsetter. PAL-kretsen når den er konfigurert til å utføre en 2's komplementfunksjon styrt av en 400 KHz firkantbølge, vil effektivt utføre en tidsmultiplekset kvadraturblanding og effektivt omsetter det 20 KHz brede basisbånd-signalet opp til 400 KHz.

Utmatningen fra PAL 50 er et tidsmultiplekset, frekvensomsatt komplekst signal som føres til D/A-omformeren 52 som omdanner det digitale signalet til et analogt signal. Utmatningen fra D/A-omformeren 52 mates til en blander 54 inn i hvilken også mates en detransient/slukkings (blanking) puls 56 fra en slukkings (blanking) genereringsmodul 58. Transient-energi (transient-energi) er et hovedbidrag til støy i et samplet datasystem. Transient-energi opptrer under overganger fra et innmatet ord til et annet. I en D/A-omf ormer, kan hver innkomne bit, avhengig av dens tilstand, bevirke en endring i analogt utgangsnivå. Slike endringer som skyldes de forskjellige biter opptrer vanligvis ikke samtidig og bevirker derfor uønskede transiente signaler. Vanlige løsninger på dette problem er bruken av en sample og Hold som etterfølger nevnte D/A eller bruken av en detransient D/A. Begge disse alternativer er imidlertid unødvendig kostbare. "Blanking" bringer blanderens utgang til et mellomliggende referansenivå under overgangsperiodene, typisk ca. 35 nS før og 130 nS etter de digitale omvekslingstidspunkter, hvorved det undertrykkes store transienttopper som opptrer på D/A-utmatningen. Selv om slukking (blanking) skaper harmoniske vekk fra senterfrekvensen som er av interesse, vil bruken av relativt tett IF-filtrering i alt vesentlig fjerne disse harmoniske. Denne slukkings- (blanking) metode reduserer også samplingtaktinnholdet i utmatningen.

Utmatningen fra blanderen 54, angitt med 60, mates til en blander 62 i en opp-omformer, generelt betegnet med hen-visningstallet 64. Blanderen 62 har en 20 MHz inngang angitt ved 65, som er felles med en 20 MHz linje 66. Utmatningene fra blanderen 62 er summen av 20 MHz fra inngang 64 og 400 KHz signalet mottatt fra blanderen 54, med en resulterende utmatning lik 20,4 MHz. Denne utmatning mates inn i et krystallfilter 68 som kun slipper gjennom denne sum, som danner IF-signalet, til en forsterker 70.

En syntetisatorer er vist ved 72. Innenfor denne syntetisator 72 er en syntetisatormodul som leverer en utmatning LOI. Innenfor syntetisatormodulen er også en andre krets som utleder en andre utmatning L02 hvor utmatningen av L02 følger utmatningen av LOI ved en frekvens lik 5 MHz under frekvensen for LOI. Syntetisatoren anvender som en referanse 80 MHz VCXO. Utmatningene LOI mates gjennom linje 74 til en blander 76 som også mottar IF-utmatningen fra forsterkeren 70. Ettersom IF-signalet har en verdi av 20,4 MHz, hvis eksempelvis en frekvens av 455,5 MHz ønskes på utgangen av blanderen 76, opereres syntetisatoren til å generere en frekvens lik 4.35., 1 MHz, som når addert til 20,4 MHz gir den ønskede frekvens lik 455,5 MHz. Denne utmatning blir så forsterket ved hjelp av en forsterker 80 med variabel forsterkning. Basis-båndprosessoren 22, på basis av dekoding av visse signaler fra basisstasjonen, sender et forsterkningsstyre-signal på linje 81, gjennom en D/A-omformer 82, til forsterkeren 80 som har variabel forsterkning. Forsterkeren 80 med variabel forsterkning har begrenset båndbredde, og slipper derfor ikke igjennom den uønskede differansefrekvensen som også frembringes av blanderen 76. Utmatningen fra forsterkeren 80 føres gjennom linje 83 til en effektforsterker 84, som gjennomfører den endelige forsterkning før EF-signalet passerer gjennom et relé 86 til en antenne 88.

Enheten anvender et system hvorved en ramme gjentas hvert 45 millisekunder. I dette system sender enheten under en del av den andre halvdelen av hver ramme og mottar under en del av den første halvdelen av rammen. En konfigurasjon kan være hvor begge deler av halvdelen har lik lengde (selv om de ikke nødvendigvis er like). En annen konfigurasjon (16'ende) kan være hvor fire like lengdedeler er tilgjengelige for abonnenten under en hel ramme. Hver av de fire delene kan benevnes som en luke. Hver luke inneholder, som del av sine initielle data, et entydig ord som anvendes av enheten for å etablere tidsstyring for mottakelse av de øvrige data i luken. Den første luken av de fire foregåes av et AM-hull som anvendes til å bestemme en luke vilkårlig utpekt av basisstasjonen som den første luken. AM-hullet og det entydige ordet er del av det innkomne signalet fra basis-stasjonen. Varigheten av AM-hullet anvendes til å bestemme hvorvidt en bestemt RF-kanal er en styrekanal eller en talekanal.

Et datasignal utledes fra den gjennomsnittlige størrelse av signalet representert ved 116. En terskel som er propor-sjonal med nevnte gjennomsnittsstørrelse sammenlignes med størrelsene som det ikke er tatt gjennomsnitt av. Hvis terskelen ikke overskrides av nevnte ikke-gjennomsnitt tatte størrelse over en forutbestemt tidsperiode, antas det at et AM-hull er blitt detektert. Modem-prosessoren 40 lagrer tiden hvor AM-hullet ble bestemt å opptre i RAM 32. Basis-båndprosessoren, på basis av (a) modulasjonsmodus (4'de eller 16'ende), (b) tidspunktet hvor et AM-hull opptrådte, som lagret i RAM 32, og (c) tidspunktet hvor et entydig ord ble mottatt, som separat bestemt av basisbånd-prosessoren, frembringer initierende signaler som indikerer når enheten bør være i en sendemodus eller en mottaksmodus. Slike initierende signaler koples via linje 90 til rammetids-styrlngsmodul 91.

Rammetidsstyringsmodul 91 omdanner de initierende signaler til to serier av pulser. En serie av pulser forbindes via linje 92 til å klargjøre effektforsterkeren 84 og å aktivere releet 86 for derved å forbinde forsterkerens 84 utgang til antennen 88. Under perioden for pulsen på linje 92, er enheten utpekt til å være i sendemodusen. Når releet 86 ikke aktiveres sådan, konfigureres det til å forbinde antennen 88 med inngangen på for-forsterker 94.

Den andre serien av pulser fra rammetidsstyringsmodulen 91 forbindes via linje 93 med en for-forsterker 94 for å klargjøre denne for-forsterker. Enheten utpekes til å være i mottaksmodus under denne serie av pulser. For-forsterker 94 fører mottatte signaler til en blander 96, som også mottar utmatning L02 fra syntetisatoren 72 gjennom linje 98. Utmatningen fra blanderen 96 mates til et krystallfilter 100 hvis utmatning i sin tur mates til en IF-forsterker 102.

Modemprosessoren 40 fører via linje 89 det tidligere nevnte datasignalet, som utledes fra gjennomsnittsstørrelsen av signalet representert ved 116, til en D/Å-omformer 104 som frembringer et analogt AGC-spenningssignal som passerer gjennom linje 106 til forsterkeren 102, hvorved angis til denne forsterker hvor meget forsterkning som behøves for å kompensere slik at IF-signalet alltid er på den samme amplitude. Denne forsterker mottar også utmatningen fra krystallfilteret 100. Utmatningen fra forsterkeren 102 går til en blander 108 inn i hvilken også tilføres en innmatning med 200 KHz fra linje 109 til å frembringe et resulterende 400 MHz signal. Dette 400 KHz signal blir så ført til en A/D-modul som består av sample og Hold-kretser 110, og A/D-omformer 112 og et FIFO 114.

Utmatningen fra A/D-omformingsmodulen er 64 kilosamples/- sekund og denne utmatning mates gjennom linjen 116 inn i modemprosessoren 40. Modemprosessoren 40 demodulerer dette signal og fører de demodulerte data inn i hurtigbufferdelen av RAM 32 som aksesseres av basisbånd-prosessoren 22 i hvilken nevnte RELP-omforming finner sted. Den resulterende utmatning har 64 kbps PCM på en kontinuerlig seriebasis. Denne utmatning mates til nevnte CODEC, som omdanner den til et analogt signal som så mates til nevnte SLIC som, i sin tur, mater den til telefonapparatet, eller alternativt kan de 16 kbps fra hurtigbufferen dekodes til et digitalt signal som mates til nevnte UART 26.

Når anvendt i treningsmodusen, tilveiebringes en tilbake-føring ved 118 mellom to releer 120 og 122. Denne tilbake-føring, som er på IF-siden i stedet for på RF-siden, minsker antallet av elementer som behøves. Treningsmodusen er den i hvilket et kjent signal utsendes av modemprosessoren gjennom de gjenværende av senderelementene som er satt til IF-forsterkeren 70. P.g.a. at reléene 120 og 122 opereres, blir utmatningen fra forsterkeren 70 koplet til inngangen på krystallfilteret 100.

I tillegg vil en utmatning fra basisbånd-prosessoren 22, angitte linje 90, knytte seg til rammetidsstyringskretsen 91 og bevirke en puls på linje 93 til fullstendig å sette forsterkeren 94 ut av funksjon under treningsmodusen. Under treningsmodusen frembringer rammetidsstyringskretsen 91 dessuten en annen puls på linje 92 som totalt setter forsterkeren 84 ut av funksjon. Det kjente signalet som genereres av modulatoren sammenlignes med det faktiske signalet som returneres til demodulatoren. Et hjelpeprogram settes så opp til å kompensere for variasjoner p.g.a. forskjellige faktorer slik som variasjoner i temperatur, komponentverdier, etc. Korreksjonskonstantene lagres i RAM 32. Modemet anvender disse lagrete korreksjon på de mottatte signaler. Treningsmodusen finner sted i intervaller mellom aktivering av systemet.

Syntetisatormodulen 72 inneholder en 80 MHz oscillator (VCX0) utledet fra det mottatte signal. 80 MHz signalet som er generert av oscillatoren går gjennom linje 124 til en del-med-fire krets 126, hvis utmatning går til blanderne 62 og 108. Denne utmatning går også til de prosessorene for å gi klokkepulser (firkantbølger). I tillegg går den gjennom linje 124 til en del-med-5 krets 130 og så til tidsstyremodul 51. Modemprosessoren bestemmer eventuell forskjell i frekvens mellom senterfrekvensen for inngangssignalet og et submultiplum av klokkefrekvensen.

Eventuell resulterende differanse tilføres av modemprosessoren, via linje 132, til en D/A-omformer 134. Utmatningen fra D/A-omformeren 134 leveres via linje 136 og ADJ-inngang 138 til VCXO (beskrevet i det etterfølgende) på en slik måte at dens f rekvensendret i den retning som behøves for å redusere den foregående resulterende differanse. Et låse-tapdetektorsignal leveres gjennom linje 140 til basis-båndprosessoren 22 til å angi når der et tap i synkronisering i syntetisatoren.

Modemprosessoren 40, som vist i fig. 2, omfatter en DPSK-omformer 150 inn i hvilken data mates gjennom linje 152. Data mates så med en 16 KHz symbol/sekund takt, til et FIR-filter 154. Utmatningen fra FIR-filteret 154, angitt med 156, er asynkrone data som omfatter 10 komplekse samples/- symbol, tidsmultipleksede IQ-par. Denne utmatning mates til nevnte FIFO 46, beskrevet ovenfor, hvor asynkron- til synkron-omformning finner sted. Utmatningen fra nevnte FIFO 46, i form av 160.000 par av dataord/sekund, mates inn i interpolatoren 48, beskrevet ovenfor, som demultipleksere de IQ-par, og remultiplekser de IQ-samples med en 1,6 MHz takt.

I en 16'ende modulasjonsplan, oppdeles den binære inngangs-sekvensen i 4-bit symboler. I 16'ende PSK, bestemmer 4-bit sysmbolene fasen for bærebølgen under den gitte symbol-perioden. Oppgaven med å omforme den binære innmatning til PSK-bølgeform utføres av modulatoren.

Fig. 3 viser hvorledes en sekvens av samples (S), vist ved 160, omformes til en sekvens av I-fase (I) og kvadratur (Q) samples i DPSK-omformeren 150 i modemprosessoren 40.

Symbolene blir først inverst Gray-kodet, som vist ved 162. Dette gjøres for å redusere antallet av bitfeil som opptrer p.g.a. de mest sannsynlige feilaktige symbolbeslutninger i demodulatoren.

Utmatningen fra den inverse Gray-koder 162 mates inn i en fasekvantiserer 164 som bestemmer den absolutte faseverdi 0, innført av det eksisterende symbol. Denne faseverdi blir så matet inn i dif f erensialkoderen 166 som beregner den absolutte faseverdien 8/' . 0/' representer modulo 16 summen av den nåværende differensialfasen 0, og den tidligere fasen

Modulo 16 tillegget tilsvarer modulo 360 tillegget som utføres når vinkler adderes.

Differensialfasen 0/' mates inn i oppslagstabeller for kosinus og sinus til å beregne og I- og Q-komponentene for det nåværende symbolet. I- og Q-samples mates inn i 6-tapnings FIR-filteret 154 som er vist nærmere i fig. 4. Funksjonene av FIR-filteret er å skape en oversamplet PSK-bølgeform fra I- og Q-samplene. Q-samplene mates inn i en gruppe av 10 6-tapnings FIR-filtre som er merket "h/,j" (j = 1 t.o.m. 10). På tilsvarende måte blir I samples matet inn i en gruppe av ti filtre som er merket "hg-j". Utmatningene fra disse 20 filtre er tids-delingsmultipleksede som vist på en enkelt parallell buss som kjører med en samplingtakt som er ti ganger samplingstakten for I-, Q-parene på inngangen til filteret.

Interpolatoren 48, vist nærmere i fig. 5, omfatter en inngang 180 og et relé 182 som er koplet til PAL 50 ved hjelp av en linje 183, idet reléet 182 er bevegelig mellom inngangen 180 og en linje 184. Valgfritt innførbart i linjen 183 er en multiplikator 185 som kan anvendes til å multiplisere innmatningene fra linjen 183 samt en valgfri innmatning som kan tilføres fra modemprosessoren eller fra et hvilket som helst ønsket hjelpelager. Releet 182 er forbundet med PAL 50 ved hjelp av linje 183 og linjen 184 fører fra I-lageret 186 som har en innmatning 188 fra Q-lageret 190. En 1,6 MHz innmatning tilveiebringes for både I/Q- og Q/I-lagerne som angitt ved henholdsvis 192 og 194. Interpolatoren demulti-plekser de multipleksede I,Q-samples med en 160 KHz takt og resampler og remultiplekser så med en 800 KHz takt.

Syntetisatoren 72, som funksjonelt er beskrevet ovenfor, er vist i fig. 6, hvor der er vist en 80 MHz VCXO-modul 200 som mottar et signal fra ADJ-innmatningen 138. Denne innmatning styrer den eksakte frekvens for VCXO-modulen. Utmatningen fra VCXO-modulen forbindes via linje 202 til syntetisatoren 204. Denne syntetisator 204 er i stand til å syntetisere frekvenser mellom 438,625 og 439,65 MHz i passende synkron-isme med signalene over linje 202. Den spesielle frekvensen velges av et inngangssignal over linje 128 (også vist i fig. 1).

Utmatningen fra syntetisatoren 204 mates, via linje 206 og filter 208 til å bli LOI. Utmatningen fra syntetisatoren 204 mates også, via linje 210 til en synkron omsetter 212. Umatningen fra VCXO 200 mates gjennom linje 214 til en del-med-16 modul 216, hvis 5 MHz utmatning mates gjennom linje 218 til den synkrone omsettermodulen 212. Utmatningen på linje 214 forbindes også med en referanseutgang 221.

Modul 212 subtraherer 5 MHz innmatningen fra linje 218 fra frekvensen på linje 210, hvorved frembringes en differanse-frekvens som mates, via filter 220, til å bli L02. På denne måte vil frekvensene som fremkommer som L02 variere mellom 433,625 og 434,65 MHz, hvorved frekvensen for L02 alltid er 5 MHz under frekvensen for LOI.

I tillegg blir utmatningen fra syntetisatoren 204, via linje 222, og utmatningen fra den synkrone omsetter 212, via linje 224, kombinert i en synkroniseringsdetektor 226 på en slik måte at hvis enten frekvensen på linje 206 ikke er synkron med frekvensen på linje 202 eller frekvensutmatningen fra

den synkrone omsetteren 212 ikke er synkron med kombinasjonen av frekvensen på linje 206 og utgangsfrekvensen fra del-med-16 modulen 216, blir et tap av synkronisering (låstap) signal sendt på linje 140 (også vist i fig. 1).

Den spesielle kombinasjon av en syntetisator 204 pluss del-med-16 modulen 216 og den synkrone omsetteren 212 gir den samme funksjonen som de to separate syntetisatorene som tidligere er blitt anvendt, men med færre deler, større stabilitet, lettere toleranser, etc. Fig. 7 illustrerer en foretrukket krets for å teste kunde-grensesnitt. I dette henseende genererer modemprosessoren 22 (vist i fig. 1) digitalt en 1 KHz sinusbølge som føres til nevnte CODEC 20 (vist i fig. 1) som omdanner den til en analog sinusbølge som, i sin tur, føres gjennom hybridfunk-sjonen hos nevnte SLIC 14 til linjeparet 12. Et relé K (ikke vist i fig. 1) innføres umiddelbart hosliggende forbindelsesorganet 10 slik at det kan frakople forbindelsesorganet fra kretsen. Eventuelt reflektert signal fra det ikke-avsluttede linjeparet 12 ved det åpne releet K returneres ved hybride-funksjonen hos nevnte SLIC og omdannes til et digitalt signal av nevnte CODEC 20. Dette digitale signal mates til basis-båndprosessoren 22 som sammenligner det reflekterte signalet med det opprinnelige signalet og bestemmer hvorvidt eventuelle uønskede hindringer eller forbindelser, f.eks. jord-inger, er tilstede på linjeparet 12. Fig. 8 illustrerer demodulatordelen for modemprosessoren 40 og viser 400 KHz utmatningen fra blanderen 108 (vist i fig. 1) tilført høypresisjons sample og Hold-kretsen 110, som har en aperturuvisshet lik 25 nanosekunder eller mindre, hvis utmatning føres til A/D-omformeren 112. Utmatningen fra A/D-omformeren 112 mates gjennom linje 116 til modemprosessoren (alle som vist i fig. 1). Innmatningen på linje 116 omfatter tidsmultipleksede I- og Q-samples (som kan ha en viss kryss-produktforvrengning) i form av to komplekse samplepar/symbol. Nevnte tidsmultipleksede I- og Q-samples tilføres demulti-plekseren 298 hvor de demultiplekses. De demultipleksede I-og Q-samples leveres til en utlignermodul 300 hvis hensikter er å redusere (a) feilenergien i den mottatte datastrøm, (b) modifisert feilenergi i datastrømmen forsinket med 0,05 T, (T lik 1/16000 av et sekund), (c) modifisert feilenergi av datastrømmen avansert med 0,05 T, (d) energi i datastrømmen fra den hosliggende øvre kanal (ønsket mottaksfrekvens pluss 25 KHz), og (e) energi fra datastrømmen i den hosliggende lavere kanal (ønsket mottaksfrekvens minus 25 KHz).

Utligneren er et komplekst 28 tapnings FIR-filter hvor filtervektene bestemmes ved å redusere de ovenfor angitt fem siktemål. I denne hensikt blir fem treningssignaler generert av modulatoren. Disse er: (a) et signal på den ønskete frekvensen hvor mottaker og senderklokkene synkroniseres, (b) det samme signalet som (a), men hvor mottakerklokken avan-seres med hensyn til senderklokken med 0,05 T, (c) det samme signalet som (b) bortsett fra at det er forsinktet med 0,05 T, (d) det samme signalet som (a), men hvor bærebølge-frekvensen er økt med 25 KHz, og (e) det samme signalet som (d) bortsett fra at bærebølgefrekvensen er minsket med 25 KHz. I tilfellene (d) og (e), for å skape treningssignalet med et 25 KHz avvik, forskyver modemprosessoren sende-FIR-filterets koeffisientene med 25 KHz.

Ved å sammenligne de faktiske innmatninger under presenter-ingene av hver av de fem treningssignaler med et sett av ønskede utmatninger, oppnås et sett av veiningskoeffisienter, som når realisert i utligneren, oppnår de tidligere nevnte siktemål. Disse veiningskoeffisienter lagres i RAM 32.

De utlignende I- og Q-samples mates inn i en modul 302 som frembringer en utmatning som er are tangens av forholdet mellom de utlignende Q- og I-samples. Denne utmatning, vist ved 304, representerer fasen for det mottatte signalet.

De utlignende I- og Q-samples blir også samtidig matet til en grovfrekvensmodul 306, vist i nærmere detalj i fig. 9. I- og Q-samplene summeres til å gi et nedre sidebånd 308 som vist i fig. 9), og samtidig dannes differansen mellom nevnte I- og Q-samples til å gi et øvre sidebånd 310. En størrelses-beregning utføres så på de øvre og nedre sidebånd, som angitt ved 312 og 314. Differanseoperasjonen mellom størrelsene finner sted ved 316. Denne differanse angitt ved 318, representer en frekvensfeil.

Som vist i fig. 8 mates utmatningen fra are tangens modulen 302 til AFC og symboltidfølgingsmodulen 320 (som er vist i nærmere detalj i fig. 10). Fasekorreksjonsverdien, angitt ved 322 i fig. 10, subtraheres fra den detekterte fasen 304, som resulterer i den korrigerte fasen angitt ved linje 324. Den korrigerte fasen 324 mates inn i en symboldetektor 326 som detekterer det eksisterende symbol uttrykt ved faseverdien og kvantiserer fasen til det nærmeste 22,5 grads inkrement. Den kvantiserte fasen, angitt ved 328, subtraheres fra den korrigerte fasen 324 ved 330. Dette resulterer i fasefeilsignalene angitt ved 332. Dette feilsignal 332 mates inn i et andre ordens sløyfefilter, generelt angitt ved 334, som beregner fasekorreksjonsverdien, angitt ved linje 336, samt frekvenskorrigeringssignalet, vist ved 338. Dette frekvenskorrigeringssignal tilføres nevnte VCXO via linje 132 vist i fig. 1.

Feilsignalet 332 mates gjennom linje 340 til en symbol-tidsbestemmels-efølgingsmodul 342 som også mottar utmatningen fra symboldeteksjonsmodulen 326 via linje 344. Symboltids-bestemmelse-følgingsmodulen 342 innholder en algoritme som følger fasen over et antall forutbestemte symboler, ser på startfasen for det første symbolet og fasen for det siste symbolet, og bestemmer så helningen. Den forsøker å bestemme fra fase relativt tidfunksjonen hvor nullkryssingene som faktisk opptrådte, og ved å sammenligne dem med hvor de skulle ha opptrådt, blir en tidsstyringsjustering beregning som vil korrigere for differansen. Symbolklokken vil bli justert ved begynnelsen av den neste luken. Symboltids-bestemmelse-følgingsmodulen 342 tilveiebringer en utmatning 346 som tilføres tidsstyringsmodulen 51 (vist i fig. 1).

Frekvenskorrigeringssignalet 338 fra AFC og symboltids-styringsmodulen 320 leveres til en veiningsmodul 348 (som vist i fig. 8) hvor det veies. Utmatningen 350 fra modul 348 mates inn i en summer ingsmodul 352 hvor signal 350 summeres med utmatningen 318 fra modul 306 til å gi en utmatning 354 som tilføres D/A-omformeren 134. Utmatningen fra D/A-omf ormeren er vist i fig. 1 som tilført syntetisatoren ved 138.

Selv om oppfinnelsen, som beskrevet ovenfor, muliggjør forskjellige separate elementer, er det mulig å innbefatte funksjonene for mange av disse elementer slik som eksempelvis fullhastighets PROM 44, FIFO 46, interpolatoren 48 og PAL 50, innenfor en modemprosessor som har tilstrekkelig stor kapasitet. Dette kan også være tilfellet for slike elementer som rammetidsstyringen 91, slukkingsgenereringen (blanking) 58, tidsstyringsmidlet 51, nevnte del-med-4, del-med-5 og noen eller samtlige av syntetisatoren 72. Dessuten kan basis-båndprosessoren og modemprosessoren også kombineres i en enkel enhet som også kan omfatte nevnte CODEC og nevnte

UART.

Claims (11)

1. Abonnent-enhet for et trådløst digitalt telefonsystem, karakterisert ved: middel (14) for selektivt å etablere en sende eller mottaksmodus for enheten, en basisbånd-prosessor (22) for å motta et innmatningssignal fra en innmatningskilde (10), idet nevnte innmatningssignal danner en digitalisert bitstrøm med et forutbestemt antall av suksessive biter som definerer et symbol, og for å transkode nevnte innmatningssignal ifølge en forutbestemt kode tilveiebragt av en koder (dekoder) (20) og som virker som et funksjonstyremiddel for nevnte enhet, lagermiddel (32, 34, 36) koblet til nevnte basisbånd-prosessor (22) for lagring av informasjon knyttet til funksjoner som styres av nevnte basisbånd-prosessor og informasjon som leveres til denne, styremiddel (40, 44, 48, 50) koblet til nevnte basisbånd-prosessor for å tillate nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) å aksessere nevnte basisbånd-prosessor (22) og å oppnå informasjon lagret i nevnte lagringsmiddel (32, 34, 36) og tilgjengelig for nevnte basisbånd-prosessor (22), idet nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) innbefatter programmeringsmiddel (44), interpolatormiddel (48) for å øke samplingtakten av det transkodede signalet, og et frekvensomsettermiddel (50) for å utføre en tidsmultiplekset kvadraturblanding og for å omsette hele frekvensspekteret i utmatningen fra nevnte interpolatormiddel (48) til et andre frekvensspektrum for å gi et tidsmultiplekset digitalt signal, en digital-til-analog omformer (52) for mottakelse av det tids-multipleksede digitale signalet fra nevnte frekvensomsettermiddel (48) og omforme det til et analogt signal, og middel (64) for å omforme nevnte analoge signal til et forsterket mellom-frekvens (IF) signal.

2. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte forsterkede mellom-frekvens (IF) signal kan omformes ved hjelp av nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) til et signal med en forutbestemt tildelt frekvens, samt forsterkende middel (70) for å forsterke nevnte signal med forutbestemt tildelt frekvens til å gi et RF-signal.

3. Enhet som angitt i krav 2, karakterisert ved at et demodulatormiddel (96) er koblet til nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) for omforming av et andre mellom-frekvens (IF) signal tilbake til et analogt signal.

4. Enhet som angitt i krav 2, karakterisert ved at nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) dessuten innbefatter middel som er tilpasset til å omdanne nevnte mellom-frekvens (IF) signal til nevnte signal som har en forutbestemt tildelt frekvens, og at enheten i tillegg omfatter en f rekvens-syntetisator (72) som har et par utmatninger (LOI og L02) hvor en første utmatning (LOI) er forskjøvet fra en andre utmatning (L02) med en forutbestemt frekvens, idet nevnte første utmatning (LOI) genererer en frekvens som kombinert med frekvensen for mellom-frekvens (IF) signalet, gir et signal med en forutbestemt ønsket frekvens, og den nevnte andre utmatning (L02) er kombinert med et mottatt signal til å frembringe et signal som har den samme frekvensen som nevnte mellom-frekvens (IF) signal.

5. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte basisbånd-prosessor (22) er tilpasset til å gi ekkokansellering.

6. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) innbefatter en modemprosessor (40) som står i forbindelse med nevnte basisbånd-prosessor (22) via en direkte lageraksess (38) (DMA) som hindrer samtidig aksess fra både basisbånd-prosessoren (22) og modem-prosessoren (40), idet nevnte modem-prosessor (40) virker til å styre nevnte basisbånd-prosessor (22).

7. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte basisbånd-prosessor (22) selektivt kan uteslutte modem-prosessoren fra sin styring av basisbånd-prosessoren.

8. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at et f rakoblingsmiddel (24) er tilveiebragt for selektivt å frakoble nevnte innmatningskilde fra nevnte basisbånd-prosessor, idet nevnte frakoblingsmiddel (24) er koblet til et omformingsmiddel(26) som er tilpasset til å motta et digitalt opprinnelsessignal fra nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) og omdanne det til et analogt signal, idet nevnte analoge signal danner et reflektert signal som kan omformes til et reflektert digitalt signal ved hjelp av nevnte omformingsmiddel (26), idet nevnte basisbånd-prosessor er tilpasset til å sammenligne nevnte reflekterte digitale signal med nevnte digitale opprinnelsessignal for å bestemme nærværet av eventuelle forutbestemte impedanser eller forbindelser i en innmatningskrets.

9. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at velgermidler (91) er koblet til nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) for å bestemme hvorvidt en bestemt kanal er en styrekanal eller en talekanal.

10. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at en treningsmodus etableres ved hjelp av en tilbakeføring mellom forsterkermidlet (70) og nevnte styremiddel (40, 44, 48, 50) via et filtermiddel (100), idet nevnte tilbakeføring er virksom til å frembringe korreksjonskonstanter, og nevnte korreksjonskonstanter kan lagres i nevnte lagringsmiddel (32, 34, 36).

11. Enhet som angitt i krav 1, karakterisert ved at et detransientmiddel (54) er tilveiebragt for å fjerne uønsket transient-engergi fra nevnte analoge signal.