DK175672B1 - Abonnentenhed til et trådlöst digitaltelefonsystem - Google Patents

Description

i DK 175672 B1

Opfindelsen angår en abonnentenhed til et trådløst digitaltelefonsystem omfattende et .middel til selektivt at etablere en sende- eller en modtagetilstand for enheden en basisbåndprocessor til modtagel-5 se af et indgangssignal fra en indgangskilde, hvilket indgangssignal danner en bit-strøm, i hvilken hvert givet antal af på hinanden følgende bits bestemmer et symbol, til omkodning af symbolerne i overensstemmelse med en forud fastlagt kode, og til styring af 10 funktioner i abonnentenheden, en lagerenhed koblet til basisbåndprocessoren til lagring af information i forbindelse med funktioner, der styres af basisbåndprocessoren og til lagring af information leveret fra basisbåndprocessoren til lagerenheden, en processor 15 koblet på sådan måde til basisbåndprocessoren at det muliggøres den at få tilgang til basisbåndprocessoren og at indhente information, som er lagret i lagerenheden, og som står til rådighed for basisbåndprocessoren, idet processoren er koblet til en lagerindret-20 ning, som indeholder programmet til processoren, en digital/analog-omsætter til modtagelse af den behandlede bit-strøm fra basisbåndprocessoren og til omsætning af bit-strømmen til et analogt signal, der så ! tilvejebringes ved en IF-frekvens, en frekvenssynthe- 25 sizer, som leverer to frekvenser, af hvilke en første frekvens er forskudt i forhold til den anden frekvens med en forudbestemt forskydningsfrekvens, idet første frekvens kombineres med signalet ved IF-frekvensen for at tilvejebringe et signal med en forudbestemt 30 ønsket RF-frekvens, og idet den anden frekvens kombineres med et modtaget signal forskudt i forhold den forudbestemte RF-frekvens med den nævnte forudbestemte forskydningsfrekvens for at tilvejebringe et sig-

I DK 175672 B1 I

Η H

H

I 2 I

nal med den samme frekvens som IF-signalet, idet ba- I

I sisbåndprocessoren angiver frekvenssynthesizeren den I

frekvens, som den skal tilvejebringe for at opnå den I

I forudbestemte ønskede RF-frekvens, og en forstærker I

I 5 til forstærkning af RF-signalet til et forstærket RF I

I analogsignal. I

I Basisbåndprocessoren er koblet til en modempro- I

I cessor, til hvilken den er koblet med et direkte til- I

I gangsorgan, der forhindrer samtidig tilgang af begge I

I 10 disse processorer, men de to processorer står i for- I

H bindelse med hinanden, og modemprocessoren, der vir- I

I ker som master i systemet, har adgang til basisbånd- I

processorens hukommelse gennem de direkte tilgangsor- I

I ganer. Imidlertid er der tilvejebragt udelukkelsesor- I

15 ganer, hvorved styringen af basisbåndprocessoren ved I

I hjælp af modem-processoren under visse omstændigheder

I er hindret. I

Modemprocessoren sender sine signaler med forud I

I fastlagte sampling-frekvens gennem et frekvensoversat I

I 20 complex-signal, der omsættes til et analogsignal. I

I Dette analogsignal er genstand for afglitching ved I

I hjælp af en blankingproces. Det afglitchede signal I

opkonverteres derpå og filtreres til dannelse af et I

I IF-signal, der derefter forstærkes. Frekvensen af det I

I 25 forstærkede IF-signal lægges til en frekvens, der I

frembringes af den førnævnte synthesizer, og det re- I

suiterende RF-signal forstærkes og føres til en an- -I

H tenne. I

Abonnentenheden anvender stadigt gentagne ram- I

30 mer, i hvilke den sender i en del af hver ramme og I

modtager i en anden del af denne, hvor disse dele be- I

tegnes som "slidser". På grundlag af visse signaler, I

der modtages fra basisstationen, frembringer basis- I

3 DK 175672 B1 båndprocessoren startsignaler, der bestemmer, om abonnentenheden vil være i sendetilstand eller modtagetilstand.

I intervaller mellem aktiveringen af anlægget 5 anvendes en indstillingstilstand, i hvilken et kendt signal fra modemprocessoren sammenlignes med et tilbageført signal til frembringelse af korrektionskon- I

stanter, hvorved der. opnås kompensation for uønskede ! variationer i IF-signalet som følge af variationer i 10 temperatur, komponentværdier o.s.v. Korrektionskonstanterne lagres til anvendelse ved korrektion af faktisk modtagne signaler.

Under demodulationen føres de demodulerede digitale signaler til modemprocessoren i form af 15 tidsmultipleksede I- og Q-sampler og demultiplekses.

De demultipleksede I- og Q-sampler føres til et udlignings- og frekvenskorrektionskredsløb til minimering af fejl, hvilket resulturer i frembringelsen af frekvenskorrektionssignaler, der anvendes til korrek-20 tion af enhver fejl i systemets timing og i synthesizerens udgangssignal.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et diagram af en abonnentenhed 25 ifølge opfindelsen, fig. 2 et blokdiagram af modulatordelen af den i fig. 1 viste modemprocessor, fig. 3 et blokdiagram af DPSK-omsætningsenheden 1 fig. 2, 30 fig. 4 opbygningen og funktionen af det i fig.

2 viste FIR-filter, fig. 5 et blokdiagram af den i fig. 1 viste interpolator,

DK 175672 B1 I

fig. 6 et blokdiagram af den i fig. 1 viste H

synthesizer, H

fig. 7 en ændret udformning af det i fig. 1 vi-

ste anlægs indgangsdel, H

5 fig. 8 et blokdiagram af demodulatordelen i den H

i fig.l viste modemprocessor, H

fig. ' 9 et blokdiagram af det i fig. 8 viste I

grovfrekvenskontrolmodul, H

fig. 10 et blokdiagram af AFC'en og symbolti- I

10 mingmodulet, der er vist i fig. 8. H

ORDLISTE,

Ordliste over akronymer og ord, der er anvendt I

15 i beskrivelsen. H

ACRONYM Definition I

A/D Analog/digital-omsætter H

ADJ Justeringsindgang I

AFC Automatisk frekvenskontrol H

25 AGC Automatisk forstærkningskontrol H

BLANKING Styreorganer, der gør, at signalet I

holdes på et forud fastlagt amplitude- H

niveau under styreorganernes aktive- H

30 ring I

CODEC Kombineret koder og dekoder I

* 5 DK 175672 B1 CPE Kundeanskaffet udstyr, telefonapparat D/A Digital/analog-omsætter f 5 DPSK Differential faseskiftmodulation DS Datavalg EEPROM Elektrisk sletbart programmerbart læ- i | 10 selager EPROM Sletbart programmerbart læselager FIFO Først-ind/først-ud-hukommelse 15 FIR Bestemt impulssvar GLITCH Uønsket transientsignal 20 HOLD Tomgangstilstand I I-fase IF Mellemfrekvens 25 kbps Kilobits pr. sekund ns Nanosekund 30 PAL Programmerbar logisk enhed j PCM Impulskodemodulation i

DK 175672 B1 I

PROM Programmerbart laeselager I

PSK Faseskiftmodulation I

5 Q Kvadratur H

RAM Lager med direkte tilgang H

RELP Residuel fremkaldt lineær forudsigelse I

RF Radiofrekvens I

R/W Læse/skrive I

15 S/H Sample og hold H

SLIC Abonnentsløj fe interfacekredsløb I

STROBE Samplingssignal I

20 I

UART Universal asynkron modtager/sender I

VCXO Spændingsstyret krystaloscillator I

‘ 25 XF Ydre flagudgang anvendt til signalle- I

ring til andre processorer I

Opfindelsen angår kommunikationsanlæg til tråd- H

løs transmission af multiple informationssignaler un- H

30 der anvendelse af digitaltidsdelekredsløb mellem en . I

basisstation og en eller flere abonnentstationer, og I

angår især opbygningen og funktionen af en sådan I

abonnentstation. I

7 DK 175672 B1

Idet der nu mere detaljeret henvises til tegningen, hvor ens henvisningsbetegnelser henviser til ens dele, er der i fig. 1 vist en connector 10 til tilkobling af det kundeanskaffede udstyr, CPE.

5 Et linjepar 12 fører fra connectoren 10 til et SLIC 14 og kan også forbindes til et ringkredsløb 16 gennem et relæ 18. SLIC'et 14 er en standardchip til varetagelse af forskellige funktioner, såsom batterispænding, overspændingsbeskyttelse, ringning, signa-10 leringsdetektering, f.eks. fra en drejeskive, micro-telefonstatus, linjeprøvning og så videre. Den indeholder også den hybridkreds, der adskiller et antal ! talesignaler i indgående og udgående signaler.

SLIC'et 14 er koblet til en stor CODEC 20, der har 15 indgående og udgående linjer til og fra en basisbånd-processor 22, hvor den i den indgående retning omsætter analoge talesignaler til digitale signaler, d.v.s 64 kbps μ-lov PCM, medens den i den udgående retning omsætter digitale signaler til analoge talesignaler.

20 Det kan undertiden være ønskeligt at gå uden om CODEC'en således, at SLIC'et 14 kobles direkte til ba-sisbåndprocessoren 22. Der er en alternativ tilgang til basisbåndprocessoren gennem en tilslutning 24 og en UART 26, der tilvejebringer en direkte digital 25 forbindelse til basisbånd-processoren, og derved omgår SLIC'et og CODEC'en. Denne direkte tilgangstilslutning tjener 2 formål: (1) Kun at lade de digitale signaler passere, når dette ønskes, og derved omlede alle ånalogforbindelse, og (2) at tillade direkte 30 tilgang til processorerne og lagrene med henblik på let vedligeholdelse.og afprøvning.

Basisbåndprocessoren 22 har flere funktioner, af hvilke en er at omsætte 64 kbps PCM-signalet til

DK 175672 B1 I

8 I I

14,57.... kbps ved hjælp af en transkodningsfunktion, H

såsom f.eks. tilvejebragt ved residuel exciteret li- I

I neær prediktion, RELP. Den tilvejebringer også ekko- I

fjernelse og virker desuden som en styremicroproces- I

5 sor, f.eks. ved at informere synthesizeren, der an- I

vendes i systemet, med hensyn til den ønskede ar- H

bejdsfrekvens. Basis-båndprocessoren 22 er koblet til I

en selvhjulpen hukommelseschip 28, såvel som til en H

serie EEPROM 30, der er et elektrisk sletbart, ikke I

10 flygtigt lager, hvor valgte bits kan slettes elek- : I

trisk uden at de andre bits, der er lagret i det H

slettes. Dette EEPROM 30 anvendes til lagring af både I

abonnentidentifikationsnumret og netværksidentifika- I

tionsnumret, (den basisstation, det bruges i forbin- I

15 delse med.) Desuden er basisbåndprocessoren 22 koblet I

til et fuldhastigheds-RAM 32, i hvilket den lagrer de H

signaler, der er modtaget i den. RAM'et 32 indeholder H

også et "depotorgan" og anvendes desuden som lager I

med direkte tilgang for RELP-omsætning, ekkofjernelse I

20 og andre funktioner. Basisbåndprocesssoren 22 er også H

koblet til et halvhastigheds-EPROM 34 og fuldhastig- I

heds-PROM 36, der lagrer RELP- og ekkofjernelsesfunk- I

tionerne ligesom forskellige andre funktioner, såsom I

styrefunktionen. Basisbåndprocessoren 22 er desuden I

25 koblet over en direkte hukommelsestilgang 38, DMA, I

til en modemprocessor 40. I

DMA'en 38 forhindrer forekomsten af samtidig I

tilgang til RAM 32 af både basisbånd- og modem- I

processoren. I

30 DMA-interfacet anvendes for at overføre tale og I

styresignaler mellem basis- og modemprocessoren. Mo-

demprocessoren 40 virker som master og styrer basis- I

båndprocessoren 22 over ikke-viste holdelinier. Mo- I

9 DK 175672 B1 demprocessoren 40 kan få tilgang til basisbåndproces-soren 22, standse dens behandling og bringe styrelinier, adresse- og databusser til at antage en tretilstandsudgangshøj impedanstilstand. Dette tillader 5 modemprocessoren 40 tilgang til basisbåndprocessorens DMA-hukommelse gennem DMA-grænsefladen og til at læse eller skrive i den.

Dette sker ved, at modemprocessoren 4 0 gør sit XF-bit gældende, hvilket føres til basisbåndprocesso-10 rens holdeindgang. Når basisbåndprocessoren modtager denne kommando, vil den slutte udøvelsen af den løbende instruktion, standse sin behandling, bringe sine styredata og adressebusser til at antage en tretilstandsudgangshøj impedanstilstand og derpå udsende ' 15 et holdebekræftelsessignal tilbage til modemprocesso ren. Umiddelbart efter at modemprocessoren udsender holdekommandoen, vil den fortsætte med andre opgaver, medens den venter på, at basisbåndprocessoren skal sende holdebekræftelsessignalet. Når først modempro-20 cessoren modtager holdebekræftelsessignalet, tager den styringen af basisbåndprocessorens styre-, data-og adressebusser og læser eller skriver derpå i DMA RAM'et 32. Efter at modemprocessoren har fuldendt sin tilgang til DMA RAM'et fjerner den holdeindgangen på 25 basisbåndprocessoren, der derpå genoptager behandlingen, hvor den slap. Basisbåndprocessoren har også evne til at udelukke modemprocessoren ved at sætte sit eget XF-bit højt. Denne bit spærres med holdesignalet fra modemprocessoren og kan tilsidesætte holdelinien 30 i ethvert punkt før basisbåndprocessoren går i holdetilstand. Modemprocessoren anvender 10 af adressebussens bits og alle databussens 16 bits. Den bruger også 3 styrelinier: STROBE, R/W og DS.

I DK 175672 B1 , I

Enten basisbåndprocessoren 22 eller modempro- I

cessoren 40, der virker i begge retninger, kan få I

j signaler fra RAM'et 32 i overensstemmelse med de I

ovenfor beskrevne signaler. De to processorer står i I

5 forbindelse med hinanden ved hjælp af en del af I

RAM'et 32, der er reserveret til anvendelse som et ; I

depot. Modemprocessoren 40 er også koblet til et I

fuldhastigheds-PROM 44, der indeholder programmet til I

denne processor. I

10 Modemprocessoren 40 sender i sin modulationsar- I

bejdsstilling sine signaler via en FIFO 46 til en in- I

' terpolator 48, hvor disse signaler har en samlings- I

! frekvens på 320 kHz. Interpolatoren 48 øger i praksis I

! denne samlingsfrekvens med en faktor 5 for at omsætte I

15 den til 1600 kilosamples/sekund (1,6 mega- I

samples/sekund). Interpolatoren tilnærmer i samarbej- I

j de med krystalfiltret, der skal beskrives senere, og I

1 som virker som en integrator, effektivt et 5-polet :

FIR-filter. Denne anvendelse af digitalt og analogt H

20 hardware til realisering af et FIR-filter adskiller I

sig fra den klassiske helt digitale realisering af et H

hardware FIR. Interpolatorudgangen føres til en PAL I

PAL'en er udformet som en slags blander, til I

25 hvilken der føres en 400 kHz firkantbølge, som vist I

ved 50, der kommer fra en timingsgenerator 51, samt H

1600 kilosample/sekund-signalet. 1600 kilosam- I

ple/sekundsignalet repræsenterer et 1600-kilo- I

symbol/sekund PSK-signal med en nulbærebølge og en I

30 ønsket 20 kHz båndbredde. I realiteten kan PAL'en be- I

tragtes som en frekvensoversætter. PAL-kredsløbet, I

udfører, når det er udformet til at udføre en 2's I

komplementfunktion, styret af en 400 kHz firkantbøl- I

9 11 DK 175672 B1 ge, i praksis en tidsmultiplekset kvadraturblanding og sætter i praksis det 20 kHz brede basisbåndsignal op til 400 kHz.

Udgangssignalet fra PAL'en 50 er et tidsmul-5 tiplekset, frekvensoversat komplekssignal, der føres til D/A-omsætteren 52, der omsætter digitalsignalet til et analogsignal. Udgangssignalet fra D/A-omsætteren 52 føres til en blander 54, til hvilken der også føres en deglitching/blanking-impuls 56 fra 10 et blanking-genereringsmodul 58. Glitch-energi er det største bidrag til støj i et sampled datasytem. Glitch-energi optræder under overgang fra et indgang- ’ sord til et andet. I en stor D/A-omsætter kan hvert indkomne bit, afhængigt af dets tilstand, bevirke en 15 ændring i udgangsanalogniveauet. Sådanne ændringer, der hidrører fra de forskellige bits, optræder almindeligvis ikke samtidigt og bevirker derfor glitches.

Klassiske løsninger på dette problem er anvendelsen af en sample- og holdefunktion efter D/A'en eller an-20 vendeisen af en de-glitching D/A. Begge disse alternativer er imidlertid urimeligt dyre. "Blanking" fører udgangssignalet fra blanderen til et mellemrefe-renceniveau i overgangsperioderne, typisk ca. 35 ns før og 130 ns efter de digitale skiftetider, og un-25 dertrykker derved store glitch-spidser, der optræder på D/A-udsignalet. Selvom blanking skaber harmoniske uden for den interessante midterfrekvens, fjerner anvendelsen af forholdsvis snæver IF-filtrering i hovedsagen dise harmoniske. Denne blanking-metode redu-30 cerer også samplingsfrekvensindholdet i udgangssignalet

Det ved 60 angivne udgangssignal fra blanderen 54 føres til en blander 62 i en omsætter, der som

DK 175672 B1 I

helhed er betegnet med 64. Blanderen 62 har en 20 I

MHz-indgang, der er angivet ved 65, og som er fælles I

med en 20 MHz-linie 66. Udgangssignalet fra blanderen H

62 er summen af 2 0 MHz fra indgangen 65 og det 400 H

5 kHz-signal, der modtages fra blanderen 54, med et re- I

! suiterende udgangssignal på 20,4 MHz. Dette udgangs- H

signal føres til et krystalfilter 68, der kun lader H

denne sum, der udgør IF-signalet, passere til en for- H

stærker 70. | I

10 En synthesizer er vist ved 72. I denne synthe- H

sizer 72 findes et synthesizermodul, der tilvejebrin- H

. ger et udgangssignal LOI. I synthesizermodulet uddra- H

ger et andet kredsløb også et andet udgangssignal H

L02, hvor L02-udgangssignalet følger L01- I

15 udgangssignalet ved en frekvens på 5 MHz under fre- H

kvensen af L01. Synthesizeren anvender som reference H

80 MHz VCXO'en. Udgangssignalet LOI føres gennem li- I

nien 74 til en blander 76, der også modtager IF- H

udgangssignalet fra forstærkeren 70. Eftersom IF- H

20 signalet har en størrelse på 20,4 MHz, betjenes syn- I

thesizeren, hvis der f.eks. ønskes en frekvens på H

455,5 MHz ved blanderen 76's udgang, til at frembrin- H

ge en frekvens på 435,1 MHz, der lagt til de 20,4 MHz I

giver den ønskede frekvens på 455,5 MHz. Dette ud- I

25 gangssignal forstærkes derpå af en forstærker 80 med I

variabel forstærkning. Basisbåndprocessoren 22 sender H

på grundlag af dekodning af visse signaler fra basis- I

stationen et forstærkningsstyresignal på linien 81 I

gennem en D/A-omsætter 82 til forstærkeren 80 med va- I

30 riabel forstærkning. Forstærkeren 80 med variabel I

forstærkning har en begrænset båndbredde og lader I

derfor ikke uønskede differensfrekvenser, der også I

frembringes af blanderen 76, passere. Udgangssignalet I

i 13 DK 175672 B1 fra forstærkeren 80 føres ad linien 83 til en effektforstærker 84, der bevirker den endelige forstærkning, før RF-signalet føres gennem et relæ 86 til en antenne 88.

5 Enheden anvender et system, ved hvilket en ram me gentages for hver 45 millisekunder. I dette system sender enheden under en del af den anden halvdel af hver ramme og modtager under en del af den første halvdel af hver ramme. Der kan forekomme en udform-10 ning, hvor begge delene af halvdelene har samme længde, selvom de ikke nødvendigvis skal være lige store.

Der kan forekomme en anden udformning hexadecimal, hvor fire dele af den samme længde står til rådighed for abonnenten under en hel ramme. Hver af de fire 15 dele kan betegnes som en slids. Hver slids indeholder som en del af dens begyndelsesdata et entydigt ord, der af enheden anvendes til at skabe timing for modtagelse af de resterende data i slidsen. Forud for den første af de fire slidser, findes et AM-hul, der 20 anvendes til at bestemme en slids, der af basisstationen vilkårligt betegnes som den først slids. AM-hullet og det entydige ord er dele af det indkomne signal fra basisstationen. Varigheden af AM-hullet anvendes til at bestemme, om en speciel RF-kanal er 25 en styrekanal eller en talekanal.

Et datasignal udledes af gennemsnitsstørrelsen af signalet, der er repræsenteret ved 116. En tærskel proportional med den nævnte gennemsnitsstørrelse sammenlignes med ikke-udjævnede størrelser. Hvis tærsk-30 len ikke overskrides af den ikke-udjævnede størrelse i en forud fastlagt tidsperiode, antages det, at et stort AM-hul er detekteret. Modemprocessoren 40 lag-

I DK 175672 B1 ; I

I I

rer tidspunktet, til hvilket AM-hullet blev bestemt I

til at optræde, i RAM 32. I

H Basisbåndprocessoren frembringer på grundlag af I

I (a) modulationsmåde, kvartencer eller hexadecimal, I

I 5 (b) tidspunkt, til hvilket AM-hullet optrådte, som I

lagret i stort RAM 32, og (c) tidspunktet, ved hvil- I

ket et entydigt ord blev modtaget, som separat be- i I

I stemt af basisbåndprocessoren, startsignaler, der an- I

I giver, hvornår enheden skal være i en sendetilstand I

H 10 eller en modtagetilstand. Sådanne startsignaler kob-

les over linien 90 til et rammetimingsmodul 91. I

Rammetimingsmodulet 91 omsætter startsignalerne I

I til 2 impulsserier. Den ene impulsserie kobles over I

I ' linien 92 til aktivering af effektforstærkeren 84 og I

I 15 til aktivering af relæet 86, for således at koble ud- I

gangsforstærkeren 84 til antennen 88. I den tid, der H

I I er impuls på linien 92, er enheden indrettet til at I

I være i sendetilstand. Når relæet 86 ikke er aktiveret H

I på den måde, er det indrettet til at koble antennen

I 20 88 til forforstærkeren 94's indgang. I

I Den anden række impulser fra rammetimingsmodu- I

let 91 er koblet over linien 93 til en forstærker 94 I

i for at aktivere denne forstærker. Enheden er beregnet I

I j til at være i modtagetilstand under denne række im- I

I 25 pulser. Forforstærkeren 94 fører modtagne signaler

til en blander 96, der også modtager udgangssignalet I

L02 fra synthesizeren 72 gennem linien 98. Udgangs-

signalet fra blanderen 96 føres til et krystalfilter I

100, hvis udgangssignal føres til en IF-forstærker I

30 102. I

Modemprocessoren 40 fører via linien 89 det I

førnævnte datasignal, der er afledt af gennemsnits- I

størrelsen af signalet, repræsenteret ved 116, til en H

DK 175672 B1 15 i i ί D/A-omsætter 104, der frembringer et analogt AGC- i spændingssignal, der føres gennem en linie 106 til en forstærker 102 og derved over for denne forstærker i angiver, hvor megen forstærkning der kræves for at 5 kompensere således, at IF-signalet altid har samme amplitude. Denne forstærker modtager også udgangssignalet fra krystalfiltret 100. Udgangssignalet fra forstærkeren 102 føres til en blander 108, til hvilken der også føres et indgangssignal på 20 kHz fra 10 linien 109 til frembringelse af et resulterende 400 kHz-signal. Dette 400 kHz-signal føres derpå til et A/D-modul, der består af et sample- og holdkredsløb 110, en A/D-omsætter 112 og FIFO 114.

Udgangssignalet fra A/D-omsætningsmodulet er 64 15 kilosample/sekund og dette udgangssignal føres gennem linien 116 til modemprocessoren 40. Modemprocessoren 40 demodulerer dette signal og fører de demodulerede data til depotdelen af RAM 32, som der er tilgang til for basisbåndprocessoren 22, hvori RELP-omsætningen 20 finder sted. Det resulterende udgangssignal har 24 kbps PCM på en kontinuerlig seriel basis. Dette udgangssignal føres til CODEC'en, der omsætter det til et analogsignal, der derpå føres til SLIC'et, der atter fører det til telefonapparatet; eller alternativt 25 kan de 16 kbpc fra depotet dekodes til et digitalsignal, der føres til UART'en 26.

Anvendt i indstillingstilstanden, tilvejebringes ved linien 118 en tilbageføring mellem to relæer 120 og 122. Denne tilbageføring, der ligger ved IF-30 siden snarere end ved RF-siden, formindsker antallet af krævede elementer. Indstillingstilstanden er den, hvori et kendt signal af modemprocessoren sendes ud gennem resten af sendeelementsættet til IF-

I DK 175672 B1 I

I 16 I

forstærkeren 70. Fordi relæerne 120 og 122 er aktive- I

ret, er forstærkeren 70's udgang koblet til indgangen I

I til krystalfiltret 100. I

B Desuden er en udgang angivet ved linien 90 fra

B 5 basisbåndprocessoren 22 sluttet til rammetimingen 91 I

og bevirker en impuls på linien 93 for fuldstændig at I

B sætte forstærkeren 94 ud af funktion under øvelses- I

tilstanden. Endvidere frembringer rammetimingen 91 under indstillingstilstanden en anden impuls på lini- B 10 en 92, der gør forstærkeren 84 fuldstændig uvirksom. ! fl

I Det kendte signal, der frembringes af modulatoren, B

sammenlignes med det foreliggende signal, der føres B

tilbage til modulatoren. Der opstilles derpå et hjæl- I

peprogram for at kompensere for variationer på grund I

15 af forskellige faktorer, såsom variationer i tempera- B

B tur, komponentværdier og så videre. Korrektionskon- I

I stanterne lagres i RAM'et 32. Modemmet påfører de I

I modtagne signaler disse lagrede korrektioner. Ind- B

I stillingstilstanden forekommer i mellemrummene mellem B

I 20 systemets aktivering. I

I Synthesizermodulet 72 indeholder en 80 MHz B

I oscillator, VCXO afledt af det modtagne signal. 80 B

B MHz-signalet, der frembringes af oscillatoren, løber I

gennem en linie 124 til et 4-delingskredsløb 126, B

B 25 hvis udgangssignal går til blanderne 62 og 108. Dette B

udgangssignal føres også til de to processorer til B

B tilvejebringelse af taktimpulser, firkantbølger. Des- B

B uden løber det gennem en linie 124 til et 5- B

I delingskredsløb 130 og derpå til timingsmodulet 51. B

I 30 Modemprocessoren bestemmer enhver forskel i frekvens B

I mellem centerfrekvensen og et submultiplum af takt- B

I frekvensen. B

DK 175672 B1 17 l j

Enhver resulterende forskel føres af modemprocessoren over en linie 132 til en D/A-omsætter 134. Udgangssignalet fra D/A-omsætteren 134 føres over en linie 136 og en ADJ-indgang 138 til VCXO'en, der se-5 nere skal beskrives, på en sådan måde, at det ændrer I

dens frekvens i den retning, der kræves for at minimere den forudgående resulterende differens. Et låsningstab-detektorsignal føres gennem en linie 140 til basisbåndprocessoren 22 for at angive, når der 10 forekommer et tab af synkroniseringen i synthesizeren.

Modemprocessoren 40 omfatter, som vist i figur 2, en stor DPSK-omsætter 150, til hvilken data føres gennem en linie 162. Dataen føres derpå ved 16 kHz 15 symbol/sekund-frekvens til et stort FIR-filter 154. Udgangssignalet fra FIR-filtret 154, der er angivet ved 156, er asynkrone data omfattende 10 komplekse samples/ symbol, tidsmultipleksede IQ-par. Dette udgangssignal føres til den ovenfor beskrevne FIFO 46, 20 hvor der finder en omsætning fra asynkron til synkron sted. Udgangssignalet fra FIFO'en 46 føres i form af 160.000 par af dataord/sekund til den ovenfor beskrevne interpolator 48, det multiplekser IQ-parrene og remultiplekser IQ-samplerne med en frekvens på 1,6 25 MHz.

I et hexadecimalt modulationsskema deles den binære indgangssekvens op i 4-bitsymboler. I hexadecimal PSK bestemmer 4-bitsymbolerne fasen af bærebølgen under den givne symbolperiode. Konverteringen af 30 det binære indgangssignal til PSK-bølgeformen udføres af modulatoren.

Figur 3 viser, hvorledes en sekvens af sampler Si, der er vist ved 160, transformeres til en sekvens Η

I DK 175672 B1 I

I I

af sampler i fase I og kvadratur Q i modemprocessoren I

H 40's DPSK-omsætter 150. Symbolerne bliver først om- I

H vendt Gray-kodet som vist ved 162. Dette gøres for at I

minimere antallet af bit-fejl, der optræder som følge I

5 af den mest sandsynlige ukorrekte symbolbestemmelse i I

demodulatoren. I

Udgangssignalet fra den omvendte Gray-koder 162 I

føres til en fasekvantiserer -164, der bestemmer den I

absolutte faseværdi 9, der indføres af strømsymbolet. I

10 Denne faseværdi føres derpå til differentialkoderen I

166, der beregner den absolutte faseværdi Ø'i. Ø'i re- I

præsenterer modulo 16-summen af strømdifferentialfa- ι I

sen θ' i og den tidligere fase Ø'i-i. I

I 15 Ø'i = (Ø'i + Θ ' i-i) MOD 16 I

Modulo 16-adderingen svarer til modulo 360- I

I adderingen, der udføres, når vinkler lægges sammen. I

I Differentialfasen θ'i indføres i cosinus- og I

20 sinusopslagstabeller for at beregne strømsymbolet I- I

I Q-komponenter. I

H

I I- og Q-samplerne føres til det sekspolede fil- I

ter 154 med bestemt impulssvar, FIR, der er nærmere I

I vist i figur 4. FIR-filterets funktion er at skabe en I

I 25 oversamplet PSK-bølgeform ud fra I- og Q-samplerne. I

Q-samplerne føres til en bank på 10 sekspolede FIR- I

I ^ filtre, der er mærket "hrj" (j = 1-10) . På samme måde I

føres I-sampler til en bank af 10 filtre mærket "hqj". I

I Disse 20-filtres udgangssignaler tidsmultiplekset som I

I 30 vist på en enkelt parallelbus, der kører ved en sam- I

I plingsfrekvens, der er 10 gange samplingsfrekvensen I

for I,Q-parrene ved filtrets indgang. I

I Interpolatoren 48, der er nærmere vist i figur I

19 DK 175672 B1 5, omfatter en indgang 180 og et relæ 182, der er koblet til PAL'en 50 ved en linie 183, hvor relæet 182 kan bevæge sig mellem indgangen 180 og en linie 184. Valgfrit kan der i linien 183 indsættes en mul-5 tiplikator 185, der kan anvendes til multiplicering af indgangssignalerne fra linien 183, såvel som et valgfrit indgangssignal 187, der kan påføres fra modemprocessoren eller eller fra et vilkårligt ønsket hjælpelager. Relæet 182 er koblet til PAL'en 50 ved 10 hjælp af linien 183, og linien 184 fører fra I- lageret 186, der har en indgang 188 fra Q-lageret 190. Et 1,6 MHz-indgangssignal tilvejebringes til bå- j · de Ι/Q- og Q/I-lageret, som angivet ved henholdsvis 192 og 194. Interpolatoren demultiplekser de mul-15 tipleksede I,Q-sampler ved en frekvens på 160 kHz og resampler og remultiplekser derpå ved en frekvens på 800 kHz.

Synthesizeren 72, der funktionsmæssigt er beskrevet ovenfor, er vist i figur 6, hvor der er vist 20 et VCXO-modul 200, der modtager et signal fra ADJ-indgangen 138. Denne, indgang styrer den nøjagtige j frekvens af VCXO-modulet. VCXO-modulets udgang er j over en linie 202 koblet til en synthesizer 204. Den- ne synthesizer 204 er i stand til at syntetisere fre- 25 kvenser mellem 438,625 og 439,65 MHz i behørig syn kronisme med signalerne over linien 202. Den specielle frekvens vælges ved hjælp af et indgangssignal over linien 128, som det også er vist i figur 1.

Synthesizeren 204's udgangssignal føres over en 30 linie 206 og et filter 208 for at blive til LOI. Udgangssignalet fra synthesizeren 2 04 føres også over en linie 210 til en synkron oversætter 212. Udgangssignalet fra VCXO'en 200 føres gennem en linie 214 Η

I DK 175672 B1 I

I ' I

I I

H til et modul 216, der dividerer med 16, hvis 5 MHz I

udgangssignal føres gennem en linie 218 til det syn- I

krone oversættermodul 212. Udgangssignalet på linien I

214 kobles også til en referenceudgang 221. : I

5 Modulet 212 trækker det 5 MHz indgangssignal på I

linien 218 fra frekvensen på linien 210 og tilveje- I

I bringer en differensfrekvens, der føres over et fil- I

I ter 220 for at blive til L02. På denne måde varierer I

H ; frekvensen, der optræder som L02, mellem 433,625 og I

I 10 434,65 MHz, hvorved frekvensen af L02 altid er 5 MHz I

under frekvensen af LOI. I

I Desuden kombineres udgangssignalet fra synthe- I

I i sizeren 204 over linien 222 og udgangssignalet fra I

den synkrone oversætter 212 over linien 224 i synkro- I

H · 15 niseringsdetektor 226 på en sådan måde, at der, hvis I

H enten frekvensen på linien 206 ikke er synkron med I

frekvensen på linien 202, eller synkronoversætteren I

I 212's frekvensudgang ikke er synkron med kombinatio- I

I _ nen af frekvensen på linien 2 06 og udgangsfrekvensen I

I 20 fra modulet 216, der divideret med 16, sendes et syn- I

I kroniseringstabssignal, låsetab, på linien 140, der I

også er vist i figur 1. I

I Den særlige kombination af en synthesizer 204 I

I plus modulet 216, der divideret med 16 og den synkro- I

I 25 ne oversætter 212 tilvejebringer samme funktion som I

I de tidligere anvendte to særskilte synthesizere, men I

I med færre dele, større stabilitet, lempeligere tole- I

I rancer og så videre. I

I Figur 7 viser et foretrukket kredsløb til af- I

I 30 prøvning af abonnentinterfacet. Med henblik herpå ge- I

I nererer modemprocessoren 22, der er vist i figur 1, I

I en 1 kHz sinusbølge, der føres til den i figur 1 vi- I

I ste codec 20, der omsætter den til en analog sinus- 21 DK 175672 B1 bølge, der atter føres gennem SLIC'et 14 til linieparret 12. Et relæ K, der ikke er vist i figur 1, indføres umiddelbart stødende op til abonnenten 10 således, at det kan afbryde connectoren fra kredslø-5 bet. Ethvert reflekteret signal fra det uafsluttede liniepar 12 ved åbent relæ K føres gennem hybridfunktionen til SLIC'et og omsættes til et digitalt signal af codec'en 20. Dette digitale signal føres til ba-sisbåndprocessoren 22, der sammenligner det reflekte-10 rede signal med det oprindelige signal og bestemmer, om nogen uønskede impedanser eller forbindelser, f.eks. jord, er til stede på linieparret 12.

Figur 8 viser demodulatordelen af modemprocessoren 40 og viser det 400 kHz udgangssignal, der fra 15 den i figur 1 viste blander 108 føres til højpræci-sions-sample- og holdkredsløbet 110, der har en åb-ningsunøjagtighed på 25 nanosekunder eller mindre, og hvis udgangssignal føres til A/D-omsætteren 112. Udgangssignalet fra A/D-omsætteren 112 føres gennem li-20 nien 118 til modemprocessoren, alt som vist i figur 1. Indgangssignalet ved linien 116 omfatter tidsmul-tipleksede I- og Q-sampler, der kan have nogen krydsprodukt forvrængning, i form af to komplekse samplepar /symbol . De nævnte tidsmultipleksede I- og Q-25 sampler føres til demultiplekseren 2 98, hvor de de-multiplekses. De demultipleksede I- og Q-sampler føres til et equalizermodul 300, hvis formål er at minimere (a) fejlenergien af den modtagne datastrøm, (b) den modificerede fejlenergi af datastrømmen for-3 0 sinket med 0,05 T, hvor T er 1/16.000 af et sekund, (c) modificeret fejlenergi af datastrømmen fremrykket med 0,05 T, (d) energien af datastrømmen fra den tilstødende øvre kanal, ønsket modtagefrekvens plus 25

I DK 175672 B1 I

22 I

kHz, og (e) energien fra datastrømmen for den tilstø- I

dende nedre kanal, ønsket modtagefrekvens -25 kHz. I

Equalizeren er et komplekst 28-polet FIR- I

filter, hvori filtervægtene er bestemt ved minimering I

5 af de ovennævnte fem formål. Til dette formål genere- I

res fem indstillingssignaler af modulatoren. Disse I

er: (a) et signal ved den ønskede frekvens, hvori I

modtageren og senderens taktgeneratorer synkronise- I

I res, (b) det samme signal som ved (a) , men hvor mod- I

10 tagerens taktgenerator føres 0,05 T foran senderens I

I taktgenerator, (c) samme signal som (b) med undtagel- I

se af, at det forsinkes med 0,05 T, (d) samme signal I

som (a) , men hvor bærefrekvensen øges med 25 kHz, og I

(e) samme signal som (d) med undtagelse af, at bære- I

15 frekvensen formindskes med 25 kHz. I tilfældene (d) I

I og (e) ændrer modemprocessoren sender-FIR- I

filterkoefficienterne med 25 kHz for at skabe ind- I

stillingssignalet med en 25 kHz afvigelse. I

Ved under præsentationen af hvert af de fem I

20 indstillingssignaler at sammenligne de faktiske ind-

gangssignaler med sættet af ønskede udgangssignaler I

I opnås et sæt vægtningskoefficienter, der, når de rea- I

I liseres i equalizeren, opfylder de førnævnte formål. I

I Disse vægtningskoefficienter lagres i RAM'et 32. De I

I 25 udlignede I- og Q-sampler føres til et modul 302, der

I frembringer et udgangssignal, der er arctangens af I

forholdet mellem de udlignede Q- og I-sampler. Dette I

udgangssignal, der er vist ved 304, repræsenterer fa-

sen af det modtagne signal. I

30 De udlignede I- og Q-sampler føres også samti- I

digt til et groft frekvensmodul 306, der er vist mere I

detaljeret i figur 9. I- og Q-samplerne lægges sammen I

til frembringelse af et nedre sidebånd 308, som vist H

i DK 175672 B1 23 i figur 9, (Dg samtidig dannes differensen mellem I-og Q-samplerne til frembringelse af et øvre sidebånd j. 310. En størrelsesberegning udføres derpå på både det øvre og nedre sidebånd, som angivet ved 312 og 314.

5 Differensoperationen mellem størrelserne finder sted ved 316. Denne forskel, der er angives ved 318, repræsenterer en frekvensfejl.

Som vist i figur 8 føres udgangssignalet 304 fra arotangensmodulet 302 til AFC'en og et symbol-10 tids sporemodul 32, der er vist i større detaljer i figur 10. Fasekorrektionsvaerdien, der er angivet ved 322 i figur 10, trækkes fra den detekterede fase, ! hvilket resulterer i den korrigerede fase angivet ved linien 324. Den korrigerede fase. 324 føres til en 15 symboldetektor 326, der detekterer strømsymbolet udtrykt ved faseværdien og kvantiserér fasen til den nærmeste 22,5 grader forøgelse. Den kvantiserede fase, der er angivet ved 328, trækkes fra den korrigerede fase 324 ved 330. Dette fejlsignal 332 føres til 20 et sløjfefilter af anden orden, som helhed angivet ved 334, der beregner fasekorrektionsværdien, der er angivet ved linie 336, samt frekvenskorrrektionssignalet, der er vist ved 338. Dette frekvenskorrektionssignal føres til VCXO'en gennem den i figur 1 vi-25 ste linie 132.

Fejlsignalet 332 føres gennem linien 340 til et symboltidssporemodul 342, der også modtager udgangssignalet fra symboldetekteringsmodulet 326 gennem linien 344.J Symboltidssporemodulet 342 indeholder en 30 algoritme, der sporer fasen over et antal forud fastlagte symboler, låser på startfasen for det første symbol og det sidste symbols fase og derpå bestemmer hældningen. Den prøver ud fra fase/tidsfunktionen at - „ ,

I DK 175672 B1 I

H 'll

I I

H bestemme de nulgennemgange, der faktisk forekommer, I

I og sammenligner med, hvor de skulle have forekommet, I

og der beregnes en tidsjustering, der korrigerer for I

I forskellen. Symbolklokken justeres ved begyndelsen af I

5 næste slids. Symboltidssporemodulet 342 giver et ud- I

gangssignal 346, der føres til det i figur l viste I

H timingsmodul 51. : I

H Frekvenskorrektionssignalet 338 fra AFC'en og I

symboltimingsmodulet 320 føres til et vægtende modul I

10 348, som vist i figur 8, hvor det vægtes. Udgangssig- I

B nalet 350 fra modulet 348 føres til et summerende mo- I

B dul 352, hvor signalet 350 lægges sammen med modulet I

B 306's udgangssignal 318 til tilvejebringelse af et I

B udgangssignal 354, der føres til D/A-omsætteren 134. I

B 15 Udgangssignalet fra D/A-omsætteren er vist i figur 1 I

B ført til synthesizeren ved 138. I

B Selvom opfindelsen, som ovenfor beskrevet, ta- I

B ger hensyn til forskellige særskilte elementer, er I

B det muligt at lade funktionen af mange af disse ele- I

B 20 menter, såsom f.eks. PROM'en med fuld hastighed, FI- I

B FO 'en 46, interpolatoren 48 og PAL'en 50, være inde- I

B holdt i en modemprocessor med tilstrækkelig stor ka- I

B pacitet. Dette kan også være tilfældet for elementer I

B såsom rammetimingen 91, blanking-generatoren 58, ti- I

B 25 mingsorganerne 51, delingen med 4, delingen med 5 og I

B noget af eller hele synthesizeren 72. Endvidere kan I

fl basisbåndprocessoren og modemprocessoren også være I

B kombineret i en enkelt enhed, der også indeholder co- I

dec'en og UART’en. I

30 I

Claims (7)

25 DK 175672 B1

1. Abonnentenhed til et trådløst digitaltele- i I' fonsystem omfattende · et middel (14) til selektivt at etablere en 5 sende- eller en modtagetilstand for enheden I en basisbåndprocessor (22) til modtagelse af et indgangssignal fra en indgangskilde (10, 24), hvilket indgangssignal danner en bit-strøm, i hvilken hvert givet antal af på hinanden følgende bits bestemmer et 10 symbol, til omkodning af symbolerne i overensstemmelse med en forud fastlagt kode, og til styring af funktioner i abonnentenheden, en lagerenhed (30, 32, 34, 36) koblet til ba-sisbåndprocessoren til lagring af information i for-15 bindelse med funktioner, der styres af basisbåndpro-cessoren og til lagring af information leveret fra basisbåndprocessoren (22) til lagerenheden, en processor (40) koblet på sådan måde til basisbåndprocessoren (22) at det muliggøres den at få 20 tilgang til basisbåndprocessoren (22) og at indhente information, som er lagret i lagerenheden, og som står til rådighed for basisbåndprocessoren (22), idet processoren (40) er koblet til en lagerindretning (44), som indeholder programmet til processoren 25 (40), en digital/analog-omsætter (52) til modtagelse " af den behandlede bit-strøm fra basisbåndprocessoren (22) og til omsætning af bit-strømmen til et analogt signal, der så tilvejebringes ved en IF-frekvens 30 (70), en frekvenssynthesizer, som leverer to frekvenser, af hvilke en første frekvens er forskudt i forhold til den anden frekvens med en forudbestemt I Η I DK 175672 B1 I I 26 I forskydningsfrekvens, idet første frekvens kombineres I med signalet ved IF-frekvensen (76) for at tilveje- I bringe et signal med en forudbestemt ønsket RF- I frekvens, og idet den anden frekvens kombineres med I 5 et modtaget signal forskudt i forhold den forudbe- . I stemte RF-frekvens med den nævnte forudbestemte for- I skydningsfrekvens for at tilvejebringe et signal med I H den samme frekvens som IF-signalet, idet basisbånd- i I processoren angiver frekvenssynthesizeren den fre- I I 10 kvens, som den skal tilvejebringe for at opnå den I I forudbestemte ønskede RF-frekvens, og I I en forstærker (84) til forstærkning af RF- I I signalet til et forstærket RF analogsignal. I

2. Abonnentenhed ifølge krav 1, kende- I I 15 tegnet ved, at en af de funktioner der styres I af basisbåndprocesssoren er ekkofjernelse. I

3. Abonnentenhed ifølge krav 1,kende- I tegnet ved, at basisbåndprocessoren modtager i I det mindste nogle af indgangssignalerne på kanaler, I 20 og ved at processoren (4) omfatter en indretning til I bestemmelse af om en bestemt kanal er en styrekanal I eller en talekanal. I

4. Abonnentenhed ifølge krav 1,kende- I tegnet ved, at digital/analog-omsætteren (52) I 25 frembringer et første analogsignal, og at en omsætter I (64) omsætter det første analogsignal til et signal I ved IF-frekvensen. - I

5. Abonnentenhed ifølge krav 1,kende- I tegnet ved, yderligere at omfatte en demodula- I 30 tor koblet til processoren (40) til at omsætte det I modtagne signal tilbage til en bit-strøm. I

6. Abonnentenhed ifølge krav 3,kende- I tegnet ved, yderligere at omfatte en vælger til I 27 DK 175672 B1 at fastslå typen af kanal for et indkommende signal og enhedens sende- eller modtagetilstand, hvilken i vælger frembringer gentagne rammer med forudbestemte j mellemrum.

7. Abonnentenhed ifølge krav 6, kende- ' tegnet ved, at en del af den første halvdel af | hver ramme udgør en modtagetilstand og en del af den halvdel af hver ramme udgør en sendetilstand, hvor hver af de nævnte dele omfatter en slids, der som en 10 del af sine indledende data indeholder et enestående ord til etablering af timing for modtagelse af resterende data i slidsen. 15 i i ·