DE69407914T2

DE69407914T2 - Schutzvorrichtung gegen Überstrom für einen Transistor

Info

Publication number: DE69407914T2
Application number: DE69407914T
Authority: DE
Inventors: Tatsuhiko Fujihara; Shoichi Furuhata; Shin Kiuchi; Tetsuhiro Morimoto; Kazunori Oyabe; Yukio Yano; Kazuhiko Yoshida
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1993-10-01
Filing date: 1994-09-30
Publication date: 1998-06-10
Anticipated expiration: 2014-10-01
Also published as: US5621601A; EP0647026B1; JPH07146722A; EP0647026A3; DE69407914D1; EP0647026A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schutzvorrichtung gegen Überstrom für einen über ein isoliertes Gate gesteuerten Transistor, wie beispielsweise einen Leistungs-MOS-Transistor, einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate usw.
Da die Eingangsimpedanz von über ein isoliertes Gate gesteuerten Transistoren sehr hoch ist, da Leistungs-MOS-Transistoren im Bereich hoher Frequenzen einsetzbar sind und da Bipolartransistoren mit isoliertem Gate, deren Ausgangsimpedanz sehr klein ist, gut für Anwendungen mit hohen Strömen geeignet sind, werden diese über ein isoliertes Gate gesteuerten Transistoren in Form eines vertikalen Elements bei einer Schaltstromversorgung, einem Wechselrichter zum Steuern eines Motors etc. in großem Umfang eingesetzt.
Ein Leistungstransistor benötigt jedoch gewisse Schutzmaßnahmen gegen Überstrom, da der Leistungstransistor durch einen aufgrund einer Anomalität auf der Lastseite hervorgerufenen Überstrom leicht beschädigt wird oder durchbricht. Die Schutzmaßnahmen sind heutzutage zusammen mit zugehörigen Schaltungen in eine integrierte Schaltung eingesetzt. Es ist eine Schutzanordnung bekannt, die einen Strommeßtransistor als eine Schutzeinrichtung gegen Überstrom zusammen mit einem Haupttransistor einsetzt und den Schutz durch Messen eines durch den Haupttransistor fließenden Überstroms auf der Basis des Prinzips der Milleruschen Stromschaltung ausführt. Diese Schutzanordnung ist beispielsweise in "Electro mini/micro Northeast Conf. Rec. E 10.4.1.-10.4.4., 1986 von D. L. Zaremba Jr. und in dem US-Patent 4,783,690 beschrieben. Fig. 6 zeigt schematisch die Technik des Schutzes gemäß diesem Stand der Technik.
In Fig. 6 liefert eine Laststromversorgung 2 Spannung von typischerweise mehreren 100 Volt für eine Last 1. Ein Haupttransistor 10, der einen durch die Last 1 fließenden Strom steuert, ist ein Leistungs-MOS-Transistor, dessen Drain-Anschluß D mit der Last 1 und dessen Source-Anschluß S mit Erde verbunden ist. Der Haupttransistor 10 ist gewöhnlich aus vielen Einheitsstrukturen zusammengesetzt, die parallel zueinander geschaltet und in eine Halbleitervorrichtung eingebaut sind. Ein Strommeßtransistor 20 ist aus einer bis mehreren Einheitsstrukturen zusammengesetzt, hat die Aufgabe der Strommessung, weist dieselbe Einheitsstruktur wie die Einheitsstruktur des Haupttransistors 10 auf und ist in die Halbleitervorrichtung eingebaut. Wie Fig. 6 zeigt, sind der Drain und das Gate des Strommeßtransistors 20 mit dem Drain bzw. dem Gate des Haupttransistors 10 zusammengeschlossen. Das gemeinsame Gate empfängt einen Treiberbefehl Ss von einer Treiberschaltung 3. Gewöhnlich ist ein Gate-Widerstand Rg wie in Fig. 6 gezeigt mit dem gemeinsamen Gate verbunden, um die Geschwindigkeit der Stromänderungen (di/dt) einzustellen, denen die Last ausgesetzt ist.
Gemäß dem Prinzip der Miller'schen Stromschaltung fließt ein kleiner Folgestrom i mit einem Mehrtausendstel eines Referenzstroms I des Haupttransistors 10 durch den Strommeßtransistor 20. Der Folgestrom i wird als Spannungsabfall über einer Strommeßeinrichtung Rd gemessen, die mit der Source des Strommeßtransistors 20 verbunden ist. Ein Operationsverstärker 30 vergleicht ein den Spannungsabfall angebendes Meßsignal Vd mit einer Referenzspannung Vr und gibt ein das Ergebnis der Vergleichs angebendes Vergleichssignal Sd an eine Gate-Steuerschaltung 40 aus. Die Steuerschaltung 40 gibt auf der Basis des Vergleichssignals Sd ein Steuersignal Sc an das gemeinsame Gate der Transistoren 10 und 20 aus.
Wenn ein Überstrom durch den Haupttransistor 10 fließt, überschreitet das Meßsignal Vd die Referenzspannung Vr, und die Steuerschaltung 40, die das Vergleichssignal Sd vom Operationsverstärker 30 empfängt, gibt das Steuersignal Sc an den Haupttransistor 10 aus, um den durch den Haupttransistor 10 fließenden Strom 1 zu begrenzen oder abzuschalten. Wenn die Treiberschaltung 3 ON und OFF des Haupttransistors 10 durch HIGH und LOW des Treiberbefehls Ss bestimmt, senkt das Steuersignal Sc das HIGH-Signal ab oder ändert das HIGH-Signal zum LOW- Signal.
Die Schutzvorrichtung gegen Überstrom gemäß dem Stand der Technik schützt den Haupttransistor vor einem Überstrom durch korrektes Messen des Stroms 1 des Haupttransistors 10 mittels des Stroms i des Meßtransistors 20 auf der Basis des Prinzips der Miller'schen Stromschaltung. Bei der Schaltung nach dem Stand der Technik besteht jedoch die Tendenz, daß Oszillation auftritt, wenn der Haupttransistor eine hohe Strombelastbarkeit und eine große elektrostatische Kapazität aufweist. Dies ist der Fall, weil, obwohl das Rückkopplungs-Steuersystem mit dem das Meßsignal Vd empfangenden Operationsverstärker 30 und der Steuerschaltung 40 eine schnelle Antwort und eine hohe Verstärkung zeigt, das gesteuerte System mit der Gate-Kapazität und dem Gate-Widerstand Rg des Haupt- und Strommeßtransistors 10 bzw. 20 den Steuersignal Sc nicht schnell folgen kann.
Die einfachste Maßnahme zum Verhindern der Oszillation besteht darin, die Ansprechempfindlichkeit und die Verstärkung des Rückkopplungssystems zu senken, jedoch bewirkt diese vorbeugende Maßnahme eine nicht ausreichende Meßempfindlichkeit des Überstroms und einen zu langsamen Schutzbetrieb, was wiederum eine Beschädigung oder einen Durchbruch des Haupttransistors 10 hervorrufen kann. Es ist eine andere Maßnahme zur Lösung dieser Problems bekannt, bei der der Operationsverstärker 30 mit einer Phasenkompensationsfunktion versehen ist (vergleiche beispielsweise "Circuit Techniques For Fully Utilizing Operational Amplifiers" von Iwao Sagara, Seiten 14 bis 15, 1987 von Nikkan Kougyou veröffentlicht). Diese Phasenkompensationstechnik wird unter Bezugnahme auf Fig. 7 nachstehend kurz erläutert.
Der in Fig. 7 dargestellte Operationsverstärker 30 ist aus einem die gemessene Spannung Vd und die Referenzspannung Vr empfangenden Differenz-Eingangsblock 31, einem das Ausgangssignal des Differenz-Eingangsblocks 31 empfangenden Verstärkungsblock 32 und einem Ausgangsblock 33 zusammengesetzt, der durch den Verstärkungsblock 32 getrieben ist und das Vergleichssignal Sd ausgibt. Ein Phasenkompensationskondensator Cp ist beispielsweise auf der Eingangsseite eines Transistors des Verstärkungsblocks 32 angeschlossen, wie in der Figur gezeigt ist. Der Phasenkompensationskondensator Cp verschiebt die Phase der Änderung des Vergleichssignals Sd entsprechend einer Änderung der gemessenen Spannung Vd. Die Oszillation wird verhindert, ohne die Schutzfunktion wesentlich zu verschlechtern, indem die Phasenverzögerung geeignet auf die durch die Gate-Kapazität des Haupttransistors 10 des gesteuerten Systems bewirkte Antwortverzögerung eingestellt wird.
Bei der Anwendung dieser Kompensationsmethode auf eine Schaltung in der Praxis ist es nicht einfach, die Kapazität des Phasenkompensationskondensators Cp an die Charakteristika des gesteuerten Systems anzupassen, insbesondere wenn die Einstellung des Gate-widerstands Rg in Abhängigkeit von der Last 1 erforderlich ist. Außerdem wird die Kapazität des Phasenkompensationskondensators Cp entsprechend einem Anstieg der Strombelastbarkeit des Haupttransistors groß. Die Erhöhung der Kompensationskapazität erfordert eine derart große Chipfläche für den Einbau des Phasenkompensationskondensators Cp in die integrierte Schaltung, daß die praktische Anwendbarkeit der Phasenkompensationsmethode verloren geht und die Schutzfunktion gegen den Überstrom aufgrund der Verschlechterung der Antwort des Operationsverstärkers 30 beeinträchtigt wird.
Das Dokument US-A-4,893,158 (Fig. 6) offenbart eine Schutzvorrichtung gegen Überstrom gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Bei diesem Stand der Technik ist das Gate des Strommeßtransistors über einen ersten widerstand mit einem einen Steuerbefehl empfangenden Steueranschluß verbunden, und das Gate des Haupttransistors ist über einen zweiten Transistor mit dem Gate des Strommeßtransistors verbunden. Eine Gate-Steuereinrichtung in Form eines weiteren Transistors ist zwischen das Gate des Haupttransistors und Erde geschaltet, um den Haupttransistor im Fall eines Überstroms abzuschalten. Der Widerstandswert des zweiten Widerstands ist viel höher als derjenige des ersten Widerstands.
Aufgrund des vorstehend Ausgeführten besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Schutzvorrichtung für einen Transistor gegen Überstrom zu schaffen, die frei von Oszillation, gut geeignet für den praktischen Einsatz und einfach aufgebaut ist.
Diese Aufgabe wird mit einer Schutzvorrichtung gegen Überstrom gemäß Anspruch 1 gelöst.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Da der Haupttransistor ein Transistor ist, der über sein isoliertes Gate gesteuert ist, wie beispielsweise ein MOS-Transistor, ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate etc., und der sehr oft aus vielen sich wiederholenden Einheitsstrukturen zusammengesetzt ist, ist es vorzuziehen, eine der Einheitsstrukturen dem Strommeßtransistor zuzuweisen. Es ist einfach, jedoch ausreichend, einen Widerstand als die Strommeßeinrichtung zu verwenden.
Ein genaue Proportionalität zwischen dem durch den Strommeßtransistor fließenden Strom und dem durch den Haupttransistor fließenden Strom wird vorzugsweise durch die Schutzvorrichtung gegen Überstrom gemäß der vorliegenden Erfindung erhalten, die aus einer Halbleiter-Grundplatte, in die der Haupttransistor und der Strommeßtransistor nebeneinander eingebaut sind, um einen jeweiligen Kanalabschnitt in einem Oberflächenabschnitt der Grundplatte zu bilden, und einem Isolationsfilm aufgebaut ist, der Oberflächenabschnitte zwischen dem Haupttransistor und dem Strommeßtransistor bedeckt, wobei das Gate des Strommeßtransistors so verlängert ist, daß es den Isolationsfilm bedeckt. Der Isolationsfilm ist vorzugsweise dick genug, wie ein Feldoxidfilm. Es ist ferner vorzuziehen, das Gate des Haupttransistors über den Isolationsfilm zu verlängern und durch Eindiffundieren von der Oberfläche der Halbleiter-Grundplatte zwischen den Rändern der verlängerten Abschnitte der Gates des Haupt- und des Strommeßtransistors eine Stopperschicht des Leitfähigkeitstyps einzubauen, der dem Leitfähigkeitstyp der Halbleiter- Grundplatte entgegengesetzt ist.
Beim Stand der Technik ist es unmöglich, die Antwort der Gate-Steuerung durch Reduzieren der Zeitkonstante der Gate-Schaltung zu verbessern, da die Zeitkonstante das Produkt einer Kapazität und eines Widerstandswerts ist, da die elektrostatische Gate-Kapazität des Haupttransistors einer Leistungshalbleitervorrichtung sehr groß ist und da sein Gate-Widerstand in Relation zur Last ausgewählt ist. Die vorliegende Erfindung, die auf der Erkenntnis beruht, daß eine Oszillation bei der Gate-Steuerung auf einfache weise durch Verbessern der Antwort der Gate-Steuerung auf der Seite des Strommeßtransistors verhindert wird, hat das vorgenannte Problem durch Trennen des Gates des Strommeßtransistors vom Gate des Haupttransistors gelöst, indem die Zeitkonstante der Meßtransistor-Gate-Schaltung auf einen kürzeren wert als die Zeitkonstante der Haupttransistor-Gate-Schaltung, vorzugsweise auf weniger als ein Zehntel, eingestellt und indem das aus dem die Strommeßeinrichtung und die Gate-Steuereinrichtung enthaltende Rückkopplungssystem ausgegebene Steuersignal an die Meßtransistor-Gate-Schaltung geliefert wird.
Der Stand der Technik verwendete ein gemeinsames Gate, das dem Haupt- und dem Strommeßtransistor gemeinsam zur Verfügung steht und das für die Gate-Schaltungen des Haupt- und des Strommeßtransistors die gleiche Zeitkonstante ergibt. Gemäß dem Stand der Technik besteht, da das Rückkopplungssystem mit schneller Antwort und mit hoher Verstärkung die Gates nutzlos oder zwangsweise auf der Basis des Ergebnisses der Strommessung mit langsamer Antwort steuert, die Tendenz, daß eine Oszillation bei der Gate-Steuerung auftritt. Im Gegensatz dazu wird bei der vorliegenden Erfindung auf der Basis des Prinzips der Milleruschen Stromschaltung die Proportionalität zwischen den Strömen des Haupt- und des Strommeßtransistors mit Ausnahme während einer begrenzten Übergangsperiode nahezu problemlos erhalten, da bei der vorliegenden Erfindung das Gate des Strommeßtransistors mit dem Gate des Haupttransistors über seinen Gate-Widerstand verbunden ist, da die Gates des Strommeß- und des Haupttransistors das gleiche Steuersignal vom Rückkopplungssystem empfangen und da der Widerstandswert der Gate-Schaltung des Strommeßtransistors niedrig ist. Bei der vorliegenden Erfindung ist es nicht notwendig, einen Phasenkompensationskondensator anzuschließen, wenn ein Operationsverstärker für die Komparatorschaltung verwendet wird. wenn der Phasenkompensationskondensator verwendet wird, ist ein Kondensator kleiner Kapazität akzeptabel.
Nachstehend wird die vorliegende Erfindung unter Bezug auf die begleitenden Zeichnungen ausführlich beschrieben, die bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung darstellen. Es zeigen:
Fig. 1(a) ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der ein Haupttransistor ein Leistung-MOS-Transistor ist;
Fig. 1(b) einen Graphen, der Antwortkennlinien der Ausführungsform von Fig. 1(a) zeigt;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der ein Haupttransistor aus einem Bipolartransistor mit isoliertem Gate aufgebaut ist;
Fig. 3 ein Blockschaltbild, das eine andere Ausführungsform zeigt, bei der ein Haupttransistor aus einem Leistungs-MOS-Transistor aufgebaut ist;
Fig. 4 ein Blockschaltbild, das eine weitere Ausführungsform zeigt, bei der ein Haupttransistor aus einem Bipolartransistor mit isoliertem Gate aufgebaut ist;
Fig. 5 eine Querschnittsansicht einer Halbleitervorrichtung, in die ein Haupttransistor und ein Strommeßtransistor integriert sind;
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Schutzvorrichtung gegen Überstrom gemäß dem Stand der Technik; und
Fig. 7 ein Schaltungsdiagramm eines bei der Schutzvorrichtung gegen Überstrom nach dem Stand der Technik verwendeten Operationsverstärkers.
Fig. 1(a) ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der ein Haupttransistor ein MOS-Transistor ist, und Fig. 1(b) ist ein Graph, der Antwortkennlinien der Ausführungsform der Fig. 1(a) zeigt. Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der ein Haupttransistor ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate ist. Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das eine hinsichtlich Fig. 1(a) modifizierte andere Ausführungsform zeigt. Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das eine hinsichtlich Fig. 2 modifizierte andere Ausführungsform zeigt. Des weiteren ist Fig. 5 eine Schnittansicht einer Halbleitervorrichtung, in die ein Haupttransistor und ein Strommeßtransistor eingesetzt sind. In allen diesen Zeichnungsfiguren sind die Teile, die denjenigen in Fig. 6 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen oder - symbolen versehen, und ihre Erläuterung wird aus Gründen der Einfachheit weggelassen.
Der Haupttransistor 10 und der Strommeßtransistor 20, die in Fig. 1(a) gezeigt sind, sind in einer Halbleitervorrichtung praktisch in der gleichen Struktur eingebaut, und ihre lastseitigen Anschlüsse sind als ein Drain-Anschluß D zusammengeschlossen, wie in der Figur ähnlich wie in Fig. 6 gezeigt ist. Ein Hauptunterschied zwischen der Ausführungsform von Fig. 1(a) und dem Stand der Technik von Fig. 6 besteht jedoch darin, daß das Gate-Potential zwischen dem Haupttransistor 10 und dem Strommeßtransistor 20 getrennt ist, wie in Fig. 1(a) gezeigt ist. Die elektrostatische Kapazität des Gates des Strommeßtransistors 20 beträgt 1 pF oder weniger, das heißt viel weniger als die 1 nF oder mehr des Haupttransistors 10, da der Strommeßtransistor 20 eine kleine Kapazität aufweist, durch welchen ein Strom i in der Größenordnung eines Mehrtausendstels oder weniger des Haupttransistors 10 fließt. Der Treiberbefehl Ss aus der Treiberschaltung 3, der beispielsweise ON und OFF bestimmt, wird wie gewöhnlich über den Gate-Widerstand Rg an den Haupttransistor 10 und direkt, in dieser Ausführungsform, an den Strommeßtransistor 20 geliefert.
Eine Strommeßeinrichtung Rd ist beispielsweise aus einem Widerstand aufgebaut, der den durch den Strommeßtransistor 20 fließenden Strom i empfängt und das Meßsignal Vd ausgibt, das den Spannungsabfall an dem Widerstand angibt. Eine Gate-Steuereinrichtung 50, die das Meßsignal Vd empfängt, ist, wie durch eine strichpunktierte Linie dargestellt, aus einer Komparatorschaltung 30 und einer Steuerschaltung 40 zusammengesetzt. Die Komparatorschaltung 30 vergleicht das Meßsignal Vd mit der Referenzspannung Vr und gibt ein Vergleichsausgangssignal Sd aus. Obwohl ein Komparator als die Komparatorschaltung 30 verwendet werden kann, ist es günstiger, einen solchen Operationsverstärker zu verwenden, wie er in Fig. 7 gezeigt ist. In diesem Fall ist ein in Fig. 7 gezeigter Phasenkompensationskondensator nicht immer erforderlich. Selbst wenn ein Phasenkompensationskondensator enthalten ist, kann ein Kondensator mit einer kleinen Kapazität von einigen bis einigen zehn pF ohne Schwierigkeiten verwendet werden. Die gleiche Steuerschaltung 40 wie diejenige aus Fig. 6 kann verwendet werden, die das Steuersignal Sc an die Gates des Haupttransistors 10 und des Strommeßtransistors 20 liefert, indem sie dem Steuersignal Sc den Treiberbefehl Ss von der Treiberschaltung 3 überlagert, wie in Fig. 1(a) dargestellt ist.
Da die Gates des Haupttransistors 10 und des Strom meßtransistors 20 bei der vorstehend beschriebenen Schutzvorrichtung über einen niedrigen Widerstandswert des Gate-Widerstands Rg miteinander verbunden sind, gilt, obwohl die Gates getrennt sind, eine exakte lineare Proportionalität zwischen den Strömen I und i der beiden Transistoren auf der Basis des Prinzips der Miller'schen Stromschaltung. Wie leicht aus der vorstehend beschriebenen elektrostatischen Kapazität der Gates abzuschätzen ist, ist die Zeitkonstante des Gates des Strommeßtransistors 20 gewöhnlich viel kleiner als diejenige des Haupttransistors, weniger als ein Tausendstel der Zeitkonstante des Haupttransistors. In der Praxis schrumpft das Verhältnis der Zeitkonstanten auf weniger als ein Mehrzehntel bis ein Mehrhundertstel wegen des Äquivalenzwiderstands des Gates selbst und der Gate-Verdrahtung, des kleinen Widerstandswerts eines zum Einstellen der Antwort der Strommessung angeschlossenen Widerstands und der Streukapazität der Verdrahtung. Es ist effizient, die Zeitkonstante der Gate-Schaltung des Strommeßtransistors 20 auf weniger als ein Zehntel derjenigen auf der Seite des Haupttransistors 10 einzustellen, um die Wirkung der vorliegenden Erfindung voll zu nutzen.
Fig. 1(b) ist ein Graph, der Antwortkennlinien der Ausführungsform von Fig. 1(a) zeigt, das heißt die Änderung ΔI des Stroms I des Haupttransistors 10, wenn das Steuersignal Sc abrupt geändert wird. In der Figur repräsentiert die Abszisse die Zeit t, und die Ordinate repräsentiert den Strom I. In Fig. 1(b) repräsentiert die Kurve A die Antwort gemäß der vorliegenden Erfindung und die Kurve B die Antwort gemäß dem Stand der Technik. Wie aus der Figur ersichtlich, zeigt, obwohl der Strom 1 im Stand der Technik oszilliert, wie durch die Kennlinie B angegeben ist, die Kennlinie A der vorliegenden Erfindung keinerlei Oszillation und konvergiert in einer kurzen Zeit, nachdem eine kleine Spitze aufgetreten ist, gegen einen konstanten Wert. Da die Strommeßantwort aufgrund der kurzen Zeitkonstante des Strommeßtransistors 20 gemäß der vorliegenden Erfindung schnell ist, wird es unnötig, zwangsweise eine auf der langsamen Strommeßantwort gemäß dem Stand der Technik basierende Gate-Steuerung auszuführen.
Bei der Ausführungsform von Fig. 2 sind ein Haupt- 11 und ein Strommeßtransistor 21 aus Bipolartransistoren mit isoliertem Gate aufgebaut. Die lastseitigen Kollektoranschlüsse C der Transistoren 11, 21 sind zusammengeschaltet, und ein Emitteranschluß E des Haupttransistors 11 liegt an Erde. Hinsichtlich der Verbindung des Transistors 11 mit dem Transistor 21 gibt es mit Ausnahme der vorstehend beschriebenen Verbindungen keine weiteren Unterschiede zwischen Fig. 2 und Fig. 1(a). Wie wohlbekannt ist, ist der Bipolartransistor mit isoliertem Gate speziell geeignet für die Verwendung bei hohen Strömen. Da der Haupttransistor ähnlich wie der Leistungs-MOS-Transistor aus vielen Einheitsstrukturen aufgebaut ist, ist der Strommeßtransistor 21 leicht bei dem Haupttransistor 11 einzusetzen, indem eine oder zwei der Einheitsstrukturen dem Strommeßtransistor 21 zugewiesen werden.
Bei der Ausführungsform von Fig. 3 ist die Gate-Steuereinrichtung 50 einfacher ausgebildet als bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen. In Fig. 3 ist ein Feldeffekttyp-Steuertransistor 51 in der Gate-Steuereinrichtung 50 enthalten, und der Arbeitsschwellenwert des Gates des Steuertransistors 51 wird als der Grenzwert verwendet, mit dem die Spannung des Meßsignals Vd aus der Strommeßeinrichtung Rd verglichen wird. Zu diesem Zweck wird das Meßsignal Vd an das Gate des Steuertransistors 51 geliefert, um den Steuertransistor 51 zu schalten, wenn der Spannungswert des Meßsignals Vd den Schwellenwert des Gates übersteigt, wie in der Figur gezeigt ist. Bei der dargestellten Ausführungsform werden das Gate-Potential des Haupttransistors 10 und das Gate-Potential des Spannungsmeßtransistors 20 durch einen Widerstand 52 abgesenkt, wenn der Steuertransistor 51 eingeschaltet wird, um den Haupttransistor gegen einen Überstrom zu schützen. Da die Variation des Gate-Schwellenwerts des Steuertransistors 51 innerhalb ± 10% gehalten werden kann, kann der Gate-Schwellenwert in zufriedenstellender Weise als der Grenzwert verwendet werden, mit dem der Spannungswert des Meßsignals Vd für den Schutz gegen Überstrom verglichen wird. Der Widerstandswert der Strommeßeinrichtung Rd wird, obwohl von Fall zu Fall verschieden, vorzugsweise auf einen Wert in einem Bereich zwischen einigen Ω und 1 kΩ eingestellt, wenn der Gate-Schwellenwert des Steuertransistors 51 wie üblich 1 V ist.
Der Widerstand 52 ist in der Gate-Steuereinrichtung 50 in Fig. 3 enthalten, um einen Leckstrom zu begrenzen, der über den Steuertransistors 51 fließt, wenn die Polarität des Treiberbefehls Ss von der Treiberschaltung 3 sich ins Negative kehrt, und um die Verstärkung des Steuertransistors 51 auf einen nicht zu hohen Wert einzustellen. Bei dieser Ausführungsform wird die Zeitkonstante der Gate-Schaltung des Strommeßtransistors 20 durch Anschließen eines Gate- Widerstands rg mit kleinem Widerstandswert derart eingestellt, daß die Proportionalität des Verhältnisses des Stroms des Strommeßtransistors 20 zum Strom des Haupttransistors 10 selbst dann so konstant wie möglich gehalten wird, wenn sich die Last 1 abrupt ändert. Obwohl der Haupttransistor 10 und der Strommeßtransistor 20 in Fig. 3 als MOS-Transistoren gezeigt sind, können die Transistoren 10, 20 auch Bipolartransistoren mit isoliertem Gate sein. Außerdem kann ein Gate-Widerstand rg auch bei der Ausführungsform von Fig. 2 verwendet werden, wie in der Figur angegeben ist.
Bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform sind der Haupttransistor 11 und der Strommeßtransistor 21 Bipolartransistoren mit isoliertem Gate. Im Gegensatz zu den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen, bei denen der Haupttransistor 11 beispielsweise als hochseitiger Schalter verwendet wird, wird der Haupttransistor 11 bei der Ausführungsform von Fig. 4 als niederseitiger Schalter verwendet, der direkt mit der Stromversorgung 2 verbunden ist. Der Gate-Widerstand rg ist auch in dieser Ausführungsform mit dem Strommeßtransistor 21 verbunden.
In Fig. 4 ist wie in Fig. 3 der Steuertransistor 51 in der Gate-Steuereinrichtung 50 enthalten. In Fig. 4 werden anstelle des Widerstands 52 eine Zener-Diode 53 und eine Diode 54 verwendet. Die Zener-Diode 53 wird zur Verhinderung von Oszillation verwendet, die oft im Zusammenhang mit einer abrupten Änderung des Gate-Potentials auftritt, indem ein Minimalpotential für die Gates des Haupt- und des Strommeßtransistors 11, 21 eingestellt wird. Somit erfüllt die Zener- Diode 53 eine Funktion, die der vorstehend beschriebenen Verstärkungseinstellung durch den Widerstand 52 entspricht. Die Diode 54 verhindert, daß der vorgenannte Leckstrom oder ein Umkehrstrom in die Treiberschaltung 3 fließt, wenn der Treiberbefehl Ss negativ zu werden beginnt.
Bei den in den Fig. 3 und 4 gezeigten Ausführungsformen beträgt die elektrostatische Kapazität des Hauptleistungstransistors 10 oder 11 typischerweise ca. 5 nF, die elektrostatische Kapazität des kleinen Strommeßtransistors 20 oder 21 beträgt weniger als 1 pF, und das Kapazitätsverhältnis liegt im Bereich 1000 bis 10000:1. Durch ein Experiment, bei dem der Gate-Widerstand Rg für den Haupttransistor 10 oder 11 auf 100 Ω eingestellt wurde und der Gate-Widerstand rg für den Strommeßtransistor 20 oder 21 variiert wurde, wurde festgestellt, daß die durch die Kurve A in Fig. 1(b) gezeigte Oszillationsverhinderungsfunktion mit ausgezeichneter Wiederholbarkeit in einem weiten Bereich des Gate-Widerstands rg von 1 Ω bis 10 kΩ erhalten wird.
Anstelle des MOS-Transistors für den Steuertransistor 51 der Gate-Steuereinrichtung 50 der Fig. 3 und 4 kann ein Transistor oder ein Schaltelement verwendet werden, das auf der Eingangsseite einen Arbeitsschwellenwert wie ein Sperrschicht-Feldeffekttransistor, ein Bipolartransistor usw. aufweist. Obwohl ein MOS-Transistor oder ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate als Haupttransistor 10 oder 11 in den Fig. 1 bis 4 verwendet wird, ist die vorliegende Erfindung auch bei allen Leistungshalbleitervorrichtungen anwendbar, die aus einer Halbleitervorrichtung aufgebaut sind, die ein isoliertes Gate aufweisen, wie beispielsweise ein MOS-Gate-Thyristor.
Eine Struktur, die für die Vereinigung von MOS-Transistoren als die Haupt- und Strommeßtransistoren 10 und 20 zu einer Halbleitervorrichtung geeignet ist, wird nachstehend unter Bezug auf Fig. 5 erläutert. Fig. 5 zeigt zwei Einheitsstrukturen für den Haupttransistor 10 auf der rechten Seite der Figur und eine Einheitsstruktur für den Strommeßtransistor 20 auf der linken Seite. Eine Halbleiter-Grundplatte 60 ist aus einem n-Typ-Halbleitersubstrat 61 und einer auf dem Halbleitersubstrat 61 gewachsenen Epitaxialschicht 62 zusammengesetzt. Die Transistoren 10 und 20 mit vertikaler Struktur werden von der Oberflächenseite in die Epitaxialschicht 62 eingebaut.
Zuerst werden eine tiefe Wanne 63 für jede Einheitsstruktur und eine Stopperschicht 64 zwischen den Transistoren 10 und 20 mit einer Störstellenkonzentration von 10¹&sup7; bis 10¹&sup8; Atomen/cm³ gleichzeitig in eine Tiefe von 4 bis 8 µm von der Oberfläche der Epitaxialschicht 62 eindiffundiert. Dann wird ein sogenannter Feldoxidfilm mit ca. 1 µm Dicke als lsolationsfilm 65 auf der gesamten Oberfläche der Epitaxialschicht 62 abgeschieden bzw. niedergeschlagen. Der Feldoxidfilm wird weggeätzt, wobei ein Abschnitt zwischen den beiden Transistoren zurückbleibt. Ein sehr dünner Gate-Oxidfilm 66 wird dann auf der Oberfläche des weggeätzten Abschnitts abgeschieden.
Dann werden eine Fotoätzung und eine Musterung an für ein Gate 67 gewachsenem polykristallinem Silizium ausgeführt. Das Gate 67 wird auf der Seite des Haupttransistors 10 direkt auf dem Gate-Oxidfilm 66 gebildet. Auf der Seite des Strommeßtransistors 20 ist ein verlängerter Abschnitt 67a des Gates 67 von oberhalb des Gate-Oxidfilms 66 über den Isolationsfilm 65 verlängert. Bei der Ausführungsform von Fig. 5 ist der verlängerte Abschnitt 67a des Gates 67 auch vom Rand der Einheitsstruktur für den Haupttransistor 10 über den Isolationsfilm 65 verlängert. Nachdem das Gate 67 gebildet ist, werden eine p-Typ-Wannenschicht 68 und ein Paar von n-Typ-Source-Schichten 69 für jede Einheitsstruktur in einer sogenannten Doppeldiffusionsstruktur durch Ionenimplantation von p-Typ- und n-Typ-Störstellen unter Verwendung des Gates 67 als Maske sowie durch gleichzeitige thermische Diffusion der implantierten Störstellen eingebaut. Die p-Typ-Wannenschicht 68 mit einer Störstellen konzentration von 10¹&sup7; Atomen/cm³ wird bis auf die Tiefe von 2 bis 4 µm eindiffundiert, und die n-Typ-Source-Schicht 69 mit einer Störstellenkonzentration von 10¹&sup9; Atomen/cm³ wird in geringe Tiefe eindiffundiert.
Dann wird die Oberfläche mit einem Zwischenschichtisolierfilm 70 bedeckt, von dem vorbestimmte Abschnitte für Fenster geöffnet werden. Eine Aluminiumelektrode 71 wird dann abgeschieden, um einen Source-Anschluß S1 des Haupttransistors 10 und einen Source- Anschluß S2 des Strommeßtransistors 20 zu bilden. Der Elektrodenfilm 71 wird auch auf der Rückseite der Grundplatte 60 abgeschieden, um einen gemeinsamen Drain-Anschluß D der Transistoren 10, 20 zu bilden. Die Gate-Anschlüsse 61 und 62 der Transistoren 10 und 20 werden einzeln aus den in Fig. 5 nicht gezeigten Abschnitten herausgeführt. Der Strommeßwiderstand Rd und der Gate-Widerstand Rg sind in die Halbleiter-Grundplatte 60 eingebaut, beispielsweise in Form von sogenannten diffundierten Widerständen.
Sowohl in dem Haupttransistor 10 als auch in dem Strommeßtransistor 20, die derart eingebaut sind, ist ein Kanal im Oberflächenabschnitt der Wanne 68 unterhalb des Gates 67 ausgebildet. Elektronen als die Majoritätsträger fließen von der mit den Source-Anschlüssen S1, S2 verbundenen Source-Schicht 69 durch den Kanal in die Epitaxialschicht 62, und dann fließen die Elektronen vertikal durch das Halbleitersubstrat 61 zum Drain-Anschluß D. Fig. 5 stellt eine Struktur eines Bipolartransistors mit isoliertem Gate dar, wenn das Halbleitersubstrat 61 durch eines vom p-Typ ersetzt wird.
Wenn die Transistoren 10 und 20 wie in der Figur gezeigt nebeneinander angeordnet werden, werden elektrische Ladungen auf der Oberfläche der Epitaxialschicht 62 zwischen den Transistoren 10 und 20 induziert, und ein Leckstrom fließt vom Strommeßdetektor 20 zum Haupttransistor 10, der dazu tendiert, einen Fehler bei der Strommessung hervorzurufen. Die Ausführungsform von Fig. 5 verhindert jedoch den Leckstrom durch Reduzierung des Gradienten eines elektrischen Feldes auf der Epitaxialschicht 62 mit dem die Oberfläche der Epitaxialschicht 62 bedeckenden relativ dicken Isolationsfilm 65 und dem auf dem lsolationsfilm 65 angeordneten verlängerten Abschnitt 67a des Gates 67.
Außerdem unterbindet die Ausführungsform von Fig. 5 den Leckstrom mit der p-Typ-Stopperschicht 64 fast vollständig, die in den Oberflächenabschnitt der n-Typ-Epitaxialschicht 62 um den Spalt zwischen den Rändern der verlängerten Abschnitte 67 wie bei den Gates der Transistoren 10 und 20 eindiffundiert ist. Die Stopperschicht 64 ist vorzugsweise auf das elektrische Potential des Source-Anschlusses S1 oder S2 vorgespannt, von denen das elektrische Potential des Source-Anschlusses S2 speziell empfohlen wird, obwohl das elektrische Potential der Stopperschicht 64 schwebend sein kann. Das Vorsehen der Stopperschicht 64 erhöht die Anzahl der Herstellungsschritte nicht, da die Stopperschicht 64 gleichzeitig eindiffundiert wird, wenn die tiefe Wanne 63 zum Verhindern des Latch-Up bzw. Klemmens in jeder Einheitsstruktur ausgebildet wird.
In Fig. 1 bis 4 ist die Schutzvorrichtung gegen Überstrom für einen Haupttransistor 10 oder 11 gezeigt. Die Schutzvorrichtung gegen Überstrom der vorliegenden Erfindung kann für jeden von mehreren Haupttransistoren oder für einen repräsentativen Transistor und eine den Haupttransistoren gemeinsame Treiberschaltung 3 vorgesehen sein, da vier bis sechs Haupttransistoren in einer Dreiphasen- oder Zweiphasen-Brückenschaltung für einen Leistungswechselrichter oder für einen Motorantrieb verwendet werden. Da die integrierten Schaltungen, in die die Schutzvorrich tung gegen Überstrom mit mehreren Haupttransistoren 10 oder 11 eingesetzt ist, heutzutage immer mehr zunehmen, kann die Struktur von Fig. 5 bei diesen integrierten Schaltungen wirkungsvoll verwendet werden. Die Schutzvorrichtung gegen Überstrom der vorliegenden Erfindung ist am besten für den Schutz gegen Überstrom bei hochbelastbaren Haupttransistoren geeignet, die eine Spannungsfestigkeit von 600 bis 2000 V und einen Nennstrom von 10 bis einige 100 A aufweisen.
Die vorliegende Erfindung hat das Problem des Stands der Technik auf der Grundlage der Erkenntnis gelöst, daß die Oszillation bei der Gate-Steuerung beim Überstromschutz durch Verbessern der Antwort der Gate-Steuerung auf der Seite des Strommeßtransistors auf einfache Weise verhindert wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung, die durch Reduzieren der elektrostatischen Gate-Kapazität des Strommeßtransistors mittels einer Trennung des Gates des Strommeßtransistors vom Gate des Haupttransistors durch Einstellen der Zeitkonstante der Meßtransistor- Gate-Schaltung auf einen viel kleineren Wert der Zeitkonstante der Haupttransistor-Gate- Schaltung, vorzugsweise auf weniger als ein Zehntel, durch Liefern des Meßsignals, das durch Messen des durch den Meßtransistor fließenden Stroms mit einer Strommeßeinrichtung erhalten wird, an die Gate-Steuereinrichtung und durch Steuern der Gates des Haupt- und des Strommeßtransistors den Haupttransistor gegen Überstrom schützt, wenn das Meßsignal einen vorbestimmten Grenzwert überschreitet, werden folgende Wirkungen erhalten.
(a) Da die vorliegende Erfindung das Ungleichgewicht zwischen dem Rückkopplungssystem schneller Antwort und dem Strommeßsystem langsamer Antwort des Standes der Technik eliminiert, indem die Zeitkonstante der Gate-Schaltung des Strommeßtransistors verkürzt und die Antwortgeschwindigkeit des Strommeßsystems verbessert wird, ermöglicht es die vorliegende Erfindung, eine Schaltungsoszillation im Hinblick auf den Überstromschutz zu vermeiden, ohne zwangsweise eine Gate-Steuerung beim Haupt- und beim Strommeßtransistor durchzuführen.
(b) Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, die schnelle Antwort des Rückkopplungssystems voll auszunutzen, um einen schnelleren Überstromschutz zu realisieren und die Schutzvorrichtung gegen Überstrom in eine integrierte Schaltung einzubauen, da die vorliegende Erfindung es überflüssig macht, die Gate-Steuereinrichtung, bei der ein Operationsverstärker in der Komparatorschaltung verwendet wird, mit einer Phasenkompensationsfunktion, außer nötigenfalls mit einer leichten Funktion, zu versehen, indem sie die Gate-Steuerantwort des Strommeßtransistors verbessert, um die Schaltungsoszillation zu verhindern.
(c) Die Ausführungsform, die die Gate-Steuereinrichtung mit dem Steuertransistor bildet, an dessen Gate das Meßsignal von der Strommeßeinrichtung geliefert wird, und die den Steuertransistor treibt, um die Gates des Haupt- und des Strommeßtransistors zu steuern, wenn die Spannung des Meßsignals den Schwellenwert des Gate-Steuertransistors überschreitet, vereinfacht den Schaltungsaufbau der Schutzvorrichtung gegen Überstrom mit größerer praktischer Verwendbarkeit. Die Ausführungsform, die ein Schaltungselement enthält, das den Minimalwert der Gate-Steuerspannung zum Steuern der Haupt- und der Strommeßtransistoren einstellt, wenn der Steuertransistor in Betrieb ist, verbessert die Funktion der Vorbeugung gegen Schaltungsoszillation weiter.
(d) Die Ausführungsform, bei der der lsolationsfilm die Oberflächenabschnitte zwischen dem Haupttransistor und dem Strommeßtransistor bedeckt und sich zumindest eines der Gates des Haupttransistors und des Strommeßtransistors über den Isolationsfilm erstreckt, und die Ausführungsform, bei der die Stopperschicht vom Leitfähigkeitstyp, der dem Leitfähigkeitstyp der Halbleiter-Grundplatte entgegengesetzt ist, durch Eindiffundieren von der Oberfläche der Halbleiter-Grundplatte zwischen den Kanalabschnitten des Haupttransistors und des Strommeßtransistors gebildet wird, ermöglichen es, das Fließen eines durch induzierte elektrische Ladungen auf der Halbleiteroberfläche hervorgerufenen Leckstroms vom Strommeßtransistor zu verhindern und die Präzision der Strommessung durch Verbesserung der Proportionalität zwischen dem Über- und dem Meßstrom zu verbessern.

Claims

1. Überstrom-Schutzvorrichtung für den Schutz eines Haupttransistors (10; 11) mit einem isolierten Gate gegen einen Überstrom, umfassend:

einen parallel zum Haupttransistor (10; 11) geschalteten Strommeßtransistor (20; 21) zum Erfassen eines zum Strom des Haupttransistors proportionalen Stroms, wobei der Strommeßtransistor (20; 21) im wesentlichen die gleiche Struktur wie der Haupttransistor (10; 11) aufweist und sein Gate vom Gate des Haupttransistors (10; 11) getrennt ist;

eine Strommeßeinrichtung (Rd) zum Messen des Werts eines durch den Strommeßtransistor (20; 21) fließenden Stroms und zum Ausgeben eines diesen Wert angebenden Meßsignals;

eine Gate-Steuereinrichtung (50) zum Steuern des Gate-Potentials des Haupttransistors (10; 11) und desjenigen des Strommeßtransistors (20; 21), wenn das Meßsignal einen vorbestimmten Grenzwert überschreitet, so daß der Haupttransistor (10; 11) gegen einen Überstrom geschützt wird;

eine Haupttransistor-Gate-Schaltung, die eine Einrichtung (Rg) zum Verbinden der Gate- Steuereinrichtung (50) mit den Gate des Haupttransistors (10; 11) enthält; und

eine Meßtransistor-Gate-Schaltung, die eine Einrichtung zum Verbinden der Gate- Steuereinrichtung (50) mit dem Gate des Strommeßtransistors (20; 21) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der Meßtransistor-Gate-Schaltung kürzer als die Zeitkonstante der Haupttransistor-Gate-Schaltung eingestellt ist, so daß eine Oszillation bei der Gate- Steuerung des Haupttransistors verhindert wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Zeitkonstante der Meßtransistor-Gate Schaltung auf weniger als ein Zehntel der Zeitkonstante der Haupttransistor-Gate-Schaltung eingestellt ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Gate-Steuereinrichtung (50) eine Komparatorschaltung (30) zum Vergleichen des Werts des Meßsignals mit einem vorbestimmten Referenzwert und zum Ausgeben eines Ausgangssignals, wenn der Wert des Meßsignals den Referenzwert überschreitet, sowie eine Steuerschaltung (40) zum Ausgeben, als Antwort auf das Ausgangssignal, eines Steuersignals zum Steuern des Gate-Potentials des Haupttransistors (10; 11) und des Gate-Potentials des Strommeßtransistors (20; 21) enthält, so daß der Haupttransistor (10; 11) gegen einen Überstrom geschützt ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Gate-Steuereinrichtung (50) einen Steuertransistor (51) mit einem vorbestimmten Arbeitsschwellenwert aufweist, der betrieben wird, wenn ein Spannungswert des Meßsignals den Schwellenwert überschreitet, wodurch das Gate-Potential des Haupttransistors (10; 11) und das Gate-Potential des Strommeßtransistors (20; 21) gesteuert wird.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, die des weiteren ein mit dem Steuertransistor (51) vereinigtes Schaltungselement (53) zum Einstellen von Gate-Steuerspannungs-Minimalwerten für den Haupttransistor (10; 11) und den Strommeßtransistor (20; 21) umfaßt, wenn der Steuertransistor in Betrieb ist.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die des weiteren umfaßt:

eine Halbleiter-Grundplatte (60), in die der Haupttransistor (10) und der Strommeßtransistor (20) nebeneinander eingebaut sind, wobei jeder einen Kanalabschnitt in einem Oberflächenabschnitt der Grundplatte (60) aufweist; und

einen lsolationsfilm (65), der Oberflächenabschnitte zwischen dem Haupttransistor (10) und dem Strommeßtransistor (20) bedeckt;

wobei zumindest eines der Gates des Haupttransistors (10) und des Strommeßtransistors (20) so verlängert ist, daß es den Isolationsfilm bedeckt.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die des weiteren umfaßt:

eine Halbleiter-Grundplatte (60), in die der Haupttransistor (10) und der Strommeßtransistor (20; 21) nebeneinander eingebaut sind, wobei jeder einen Kanalabschnitt in einem Oberflächenabschnitt der Halbleiter-Grundplatte aufweist; und

eine durch Eindiffundieren von der Oberfläche der Halbleiter-Grundplatte zwischen den Kanalabschnitten des Haupttransistors (10; 11) und des Strommeßtransistors (20; 21) gebildete Stopperschicht (64) eines Leitfähigkeitstyps, der demjenigen der Halbleiter-Grundplatte entgegengesetzt ist.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der ein Treiberbefehl (Ss) zum Steuern von ON und OFF des Haupttransistors (10; 11) an die Verbindung zwischen der Gate-Steuereinrichtung (50), der Haupttransistor-Gate-Schaltung und der Meßtransistor-Gate- Schaltung angelegt wird.