DE19729601A1 - Halbleitereinrichtung mit einem Widerstandselement mit erstklassiger Störsicherheit - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Halbleitereinrichtung mit einem Widerstandselement als ihre Komponente und betrifft speziell einen Schaltungsaufbau, in dem eine fehlerhafter Be­ trieb aufgrund eines Störsignales in dem Widerstandselementbe­ reich verhindert werden kann, sowie ihre Anordnung. Spezieller betrifft die vorliegende Erfindung einen Aufbau zum Verbessern der Störsicherheit einer internen Versorgungsspannungserzeu­ gungsschaltung in einer Halbleiterschaltungseinrichtung.

In einer Halbleiterschaltungseinrichtung werden Widerstandsele­ mente in verschiedenen Abschnitten zum Regeln und/oder Erzeugen von Strom und Spannung verwendet. Als ein Beispiel einer Schal­ tungsanordnung, die Widerstandselemente verwendet, wird ein Spannungsabsenkkonverter in einem Direktzugriffsspeicher (DRAM) betrachtet. Dieser interne Spannungsabsenkkonverter konvertiert eine externe Versorgungsspannung intern derart herunter, daß eine interne Versorgungsspannung erzeugt wird, die geringer ist als die externe Versorgungsspannung. Durch die Verwendung der Versorgungsspannung, die intern herunterkonvertiert wurde, wird die Kompatibilität mit Speichern von früheren Generationen er­ halten, während die Durchbruchsspannungseigenschaften der Ele­ mente sichergestellt werden, die verkleinert wurden, als die Speicherkapazität erhöht wurde.

Fig. 13 zeigt schematisch einen gesamten Aufbau eines der An­ melderin bekannten Direktzugriffsspeichers. Wie in Fig. 13 ge­ zeigt ist, weist ein dynamischer Direktzugriffsspeicher 1 einen internen Spannungsabsenkkonverter 3 zum Empfangen und Herunter­ konvertieren einer externen Versorgungsspannung extVcc, die ex­ tern an einen Anschluß 2 angelegt ist, derart, daß eine interne Versorgungsspannung intVcc erzeugt wird, eine Steuerschaltung 4, die mit der internen Versorgungsspannung intVcc von dem in­ ternen Spannungsabsenkkonverter 3 als ihre eine Betriebsversor­ gungsspannung derart arbeitet, daß die Steuerungen durchgeführt werden, die zum Auswählen einer Speicherzelle und Schrei­ ben/Lesen eines Datenwertes entsprechend den extern angelegten Signalen benötigt werden, und ein Speicherfeld 5, das eine Mehrzahl von Speicherzellen des dynamischen Typs aufweist, die in einer Matrix angeordnet sind, auf.

Die Steuerschaltung 4 empfängt ein Zeilenadreßauslösesignal /RAS zum Anweisen des Starts des Speicherzellenzeilenauswahlbe­ triebs, ein Spaltenadreßauslösesignal /CAS zum Anweisen des Starts eines Speicherzellenspaltenauswahlbetriebs des Speicher­ feldes 5, ein Schreibfreigabesignal /WE zum Bestimmen eines Da­ tenschreibbetriebs, ein Ausgabefreigabesignal /OE zum Anweisen einer Datenausgabe und ein Adreßsignal An.

Das Speicherfeld 5 weist auch verschiedene periphere Schaltun­ gen auf, wie zum Beispiel einen Leseverstärker, der entspre­ chend zu jeder der Speicherspalten zum Lesen und Verstärken ei­ nes Speicherzellendatenwertes auf einer entsprechenden Spalte bereitgestellt ist, einen Dekoder zum Dekodieren von der Steu­ erschaltung 4 angelegten Adreßsignalen derart, daß eine Spei­ cherzellenzeile und eine Speicherzellenspalte des Speicherfel­ des 5 ausgewählt wird, ein Spaltenauswahlgatter zum Verbinden der ausgewählten Spalte mit einem internen Datenbus (nicht ex­ plizit gezeigt) und eine Ausgleich-/Vorladeschaltung zum Vorla­ den und Ausgleichen jeder der Speicherzellenspalten auf ein vorbestimmtes Potential. Diese peripheren Schaltungen des Spei­ cherfeldes werden auch mit der internen Versorgungsspannung intVcc von dem internen Spannungsabsenkkonverter 3 als eine Be­ triebsversorgungsspannung betrieben.

Der dynamische Direktzugriffsspeicher 1 weist weiterhin eine Eingabeschaltung 6, die mit der interne Versorgungsspannung intVcc von dem internen Spannungsabsenkkonverter 3 als ihre ei­ ne Betriebsversorgungsspannung arbeitet, zum Erzeugen eines in­ ternen Schreibdatenwertes von dem externen Schreibdatenwert DQn, der an den Dateneingabe-/Ausgabeanschluß 7 unter der Steuerung der Steuerschaltung 4 angelegt ist, zum Schreiben in eine ausgewählte Speicherzelle des Speicherfeldes 5 und eine Ausgabeschaltung 8, die mit der interne Versorgungsspannung intVcc als eine Betriebsversorgungsspannung arbeitet, zum Kon­ vertieren des Datenwertes der ausgewählten Speicherzelle des Speicherfeldes 5 in einen externen Auslesedatenwert auf einen Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc unter der Steue­ rung der Steuerschaltung 4 und zum Ausgeben von diesem an den Dateneingabe-/Ausgabeanschluß 7, auf.

In diesem dynamischen Direktzugriffsspeicher 1 wird, wenn ein Zeilenadreßauslösesignal /RAS in den aktiven Zustand des L-Pegels geändert wird, wobei das angelegte Adreßsignal An gerade als das Zeilenadreßsignal verwendet wird, ein Zeilenauswahlbe­ trieb in dem Speicherfeld 5 durchgeführt und Daten von den Speicherzellen, die mit der ausgewählten Zeile verbunden sind, werden gelesen, verstärkt und durch die Leseverstärker gehal­ ten. Dann wird, wenn das Spaltenadreßauslösesignal /CAS auf den L-Pegel des aktiven Zustands getrieben wird, ein Spaltenaus­ wahlbetrieb in dem Speicherfeld 5 entsprechend dem gerade ange­ legten Adreßsignal An gestartet. Wenn das Schreibfreigabesignal /WE in dem L-Pegel in einem aktiven Zustand ist, wird die Ein­ gabeschaltung 6 aktiviert, wird ein interner Schreibdatenwert von dem an den Dateneingabe-/ausgabeanschluß 7 angelegten Da­ tenwert DQn erzeugt, der in die Speicherzelle geschrieben wer­ den soll, die entsprechend dem Schnittpunkt der ausgewählten Zeile und der ausgewählten Spalte des Speicherfeldes 5 angeord­ net ist. Beim Aktivieren des Ausgabefreigabesignals /OE wird die Ausgabeschaltung 8 aktiviert und ein Datenwert der ausge­ wählten Speicherzelle des Speicherfeldes 5 wird auf den Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc derart konvertiert, daß er zu dem Dateneingabe-/ausgabeanschluß 7 ausgegeben wird.

Der interne Spannungsabsenkkonverter 3 enthält eine Referenz­ spannungserzeugungsschaltung 10 zum Erzeugen einer konstanten Referenzspannung Vref, die keine Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc aufweist, von der externen Versor­ gungsspannung extVcc, wenn diese externe Versorgungsspannung extVcc auf einem vorbestimmten Spannungspegel ist, und eine in­ terne Spannungserzeugungsschaltung 12 zum Erzeugen einer inter­ nen Versorgungsspanung intVcc von der externen Versorgungsspan­ nung extVcc entsprechend der von dieser Referenzspannungserzeu­ gungsschaltung 10 erzeugten Referenzspannung Vref. Die interne Spannungserzeugungsschaltung 12 erzeugt eine interne Versor­ gungsspannung intVcc, die einen Pegel aufweist, der im wesent­ lichen gleich zu dem Pegel dieser Referenzspannung Vref auf der internen Versorgungsleitung 13 ist.

Fig. 14 zeigt ein Beispiel eines speziellen Aufbaues einer Re­ ferenzspannungserzeugungsschaltung 10 und einer Erzeugungs­ schaltung 12 einer internen Spannung in dem internen Spannungs­ absenkkonverter 3 von Fig. 13. Wie in Fig. 14 gezeigt ist, ent­ hält die Referenzspannungserzeugungsschaltung 10 eine Konstant­ stromerzeugungsschaltung 10a, die zwischen einem Versorgungs- bzw. Stromversorgungsknoten 2a, der mit der externen Versor­ gungsspannung extVcc versorgt wird, und einem Masseknoten ge­ schaltet ist, zum Erzeugen eines konstanten Stromes i0, der keine Abhängigkeit von dieser externe Versorgungsspannung extVcc aufweist, und eine Konstantspannungserzeugungsschaltung 10b, die zwischen dem Versorgungsknoten 2a und dem Masseknoten geschaltet ist, zum Konvertieren des konstanten Stromes i0 von der Konstantstromerzeugungsschaltung 10a in eine Spannung der­ art, daß eine konstante Referenzspannung Vref erzeugt wird, die keine Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc aufweist.

Die internen Spannungserzeugungsschaltung 12 vergleicht diese Referenzspannung Vref mit der internen Versorgungsspannung intVcc auf der internen Versorgungsleitung 13, liefert einen Strom von dem Versorgungsknoten 2a zu der internen Versorgungs­ leitung 13 entsprechend dem Vergleichsergebnis und erhält die interne Versorgungsspannung intVcc auf dem Pegel der Referenz­ spannung Vref.

Die Konstantstromerzeugungsschaltung 10a enthält ein Wider­ standselement R0 mit hohem Widerstand, das zwischen dem Versor­ gungsknoten 2a und einem Knoten N1 geschaltet ist, einen p-Kanal-MOS-Transistor Q1, der einen Leitungsknoten (Source), der mit dem Versorgungsknoten 2a verbunden ist, den anderen Leitungsknoten (Drain), der mit einem Knoten N2 verbunden ist, und ein Steuergate, das mit dem Knoten N1 verbunden ist, auf­ weist, einen p-Kanal-MOS-Transistor Q2, der einen Leitungskno­ ten, der mit dem Knoten N1 verbunden ist, einen anderen Lei­ tungsknoten, der mit dem Knoten N3 verbunden ist, und ein Steu­ ergate, das mit dem Knoten N2 verbunden ist, aufweist, und ei­ nen n-Kanal-MOS-Transistor Q3, der einen Leitungsknoten (Drain), der mit dem Knoten N2 verbunden ist, einen anderen Leitungsknoten, der mit dem Masseknoten verbunden ist, und ein Steuergate, das mit dem Versorgungsknoten 2a verbunden ist, aufweist und einen n-Kanal-MOS-Transistor Q4, dessen einer Lei­ tungsknoten und dessen Steuergate mit dem Knoten N3 verbunden sind und dessen anderer Leitungsknoten mit dem Masseknoten ver­ bunden ist.

Die Kanallänge L des MOS-Transistors Q3 ist ausreichend länger gebildet als die des MOS-Transistors Q1 und die Stromtreiberfä­ higkeit des MOS-Transistors Q3 ist ausreichend kleiner gebildet als die des MOS-Transistors Q1. Das Widerstandselement R0 weist einen großen Widerstandswert auf, wie zum Beispiel einige Hun­ dert KΩ bis 1 MΩ. Der Betrieb dieser Konstantstromerzeugungs­ schaltung wird im folgenden beschrieben.

Wenn die Versorgungsspannung intVcc extern angelegt ist und ihr Spannungspegel höher gemacht wird, so daß ein Strom durch das Widerstandselement R0 fließt, tritt ein Spannungsabfall über dieses Widerstandselement R0 auf. Der Knoten N1 ist mit dem Steuergate des p-Kanal-MOS-Transistors Q1 verbunden. Wenn folg­ lich der Spannungsabfall über dieses Widerstandselement R0 den Absolutwert der Einsatzspannung des MOS-Transistors Q1 über­ schreitet, wird dieser MOS-Transistor Q1 leitend, so daß ein Strom von dem Versorgungsknoten 2a durch die MOS-Transistoren Q1 und Q3 fließt.

Wie oben beschrieben wurde, weist der MOS-Transistor Q3 eine ausreichend große Kanallänge L auf und seine Stromtreiberfähig­ keit ist ausreichend kleiner als die des MOS-Transistors Q1. Der Knoten N2 ist mit dem Steuergate des p-Kanal-MOS-Transi­ stors Q2 verbunden, der auch Strom von dem Widerstandselement R0 zu dem MOS-Transistor Q4 entsprechend dem Potential an dem Knoten N2 liefert. Das Widerstandselement R0 ist ein Wider­ stand, der zum Beispiel aus einer polykristallinen Silizium­ schicht gebildet ist und der einen hohen Widerstandswert auf­ weist. Der Strom, der zu den MOS-Transistoren Q2 und Q4 fließt, ist ausreichend klein.

Wenn das Potential des Knotens N1 größer gemacht wird, wird die Leitfähigkeit bzw. die Konduktanz des MOS-Transistors Q1 redu­ ziert, was zu einer Reduzierung der Größe des Stromes führt, der zu dem Knoten N2 fließt. Dann wird das Potential an dem Knoten N2 verringert und die Konduktanz des MOS-Transistors Q2 wird größer gemacht, so daß eine große Strommenge fließt und das Potential an dem Knoten N1 kleiner gemacht wird. Im Gegen­ satz dazu wird, wenn das Potential an dem Knoten N1 niedriger gemacht wird, die Leitfähigkeit des MOS-Transistors Q1 höher gemacht, so daß das Potential an dem Knoten N2 erhöht wird und die Strommenge, die durch den MOS-Transistor Q2 fließt, redu­ ziert wird. Aufgrund dieses Rückkoppelbetriebes der MOS- Transistoren Q1 und Q2 wird der Strom, der zu den MOS-Transi­ storen Q1 und Q2 fließt, konstant gemacht. Da die Stromtreiber­ fähigkeit des MOS-Transistors Q3 ausreichend klein ist, wird die Spannung zwischen dem Gate und dem Source dieses MOS- Transistors Q1 auf Vth(p) festgelegt. Hier stellt Vth(p) den Absolutwert der Einsatzspannung von jedem der MOS-Transistoren Q1 und Q2 dar. Das heißt, daß ein Potential des Knotens N1 extVcc - Vth(p) wäre. Folglich würde der Strom i0, der durch das Widerstandselement R1 fließt, wie folgt dargestellt werden:

i0 = Vth(p)/R0

dabei wird der Widerstandswert des Widerstandselementes R0 durch ein identisches Bezugszeichen R0 dargestellt. Dieser Wi­ derstandswert R0 beträgt, wie vorher erwähnt wurde, einige Hun­ dert KΩ bis 1 MΩ. Auch der Strom i0 ist ausreichend klein. Die Source-Gate-Spannung des MOS-Transistors Q2 wäre Vth(p). Somit wird das Potential V(N2) des Knotens N2 durch die folgende Gleichung dargestellt:

V(N2) = V(N1) - Vth(p) = extVcc - 2.Vth(p)

dabei bezeichnet V(N1) die Spannung des Knotens N1. Folglich ist die Source-Drain-Spannung des p-Kanal-MOS-Transistors Q1 eine konstante Spannung 2.Vth(p), die keine Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc aufweist. Ahnlich sind auch die Gate-Source-Spannungen der MOS-Transistoren Q1 und Q2 eine konstante Spannung (Vth(p)), die keine Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc aufweisen. Folglich ist der Unterschied zwischen der Spannung des Knotens N1 und der externe Versorgungsspannung extVcc des Versorgungsknotens 2a auch ein konstanter Wert von Vth(p). Der Strom i0 = Vth(p)/R0, der durch dieses Widerstandselement R0 und die MOS-Transistoren Q2 und Q4 fließt, ist auch konstant. Somit wird ein konstanter Strom, der keine Abhängigkeit von der externen Versorgungsspan­ nung extVcc aufweist, erhalten.

Die Konstantspannungserzeugungsschaltung 10b enthält einen n-Kanal-MOS-Transistor Q5, der zwischen einem Knoten N4 und einem Masseknoten geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten N3 verbunden ist, einen p-Kanal-MOS-Transistor Q6, der zwischen dem Versorgungsknoten 2a und dem Knoten N4 geschaltet ist und dessen Steuergate mit dem Knoten N4 verbunden ist, einen p-Kanal-MOS-Transistor Q7, der zwischen dem Versorgungsknoten 2a und einem Knoten N5 geschaltet ist und dessen Gate mit dem Kno­ ten N4 verbunden ist, und ein Widerstandselement R1, das zwi­ schen dem Knoten N5 und dem Masseknoten geschaltet ist. Die Re­ ferenzspannung Vref wird von dem Knoten N5 ausgegeben. Der Be­ trieb dieser Konstantspannungserzeugungsschaltung 10b wird im folgenden beschrieben.

Die MOS-Transistoren Q4 und Q5 bilden eine Stromspiegelschal­ tung. Wenn sie die gleiche Größe aufweisen (d. h. das Verhältnis von Kanallänge zu Kanalbreite), ist der Strom, der zu dem MOS- Transistor Q5 fließt, von der gleichen Größe wie der Strom i0, der durch den MOS-Transistor Q4 fließt. Die MOS-Transistoren Q6 und Q7 bilden eine Stromspiegelschaltung und wenn sie die glei­ che Größe aufweisen, ist der Strom, der durch diese MOS- Transistoren Q6 und Q7 fließt, von der gleichen Größe. Der Strom i0 fließt zu dem MOS-Transistor Q5 und dann durch den MOS-Transistor Q6 und folglich zu dem MOS-Transistor Q7. Unter der Annahme, daß der Widerstandswert des Widerstandselementes R1 als R1 dargestellt wird, beträgt die an dem Knoten N5 er­ zeugte Spannung i0 . R1. Daher wird die von diesem Knoten N5 aus­ gegebene Referenzspannung Vref durch die folgende Gleichung dargestellt:

Vref = i0 . R1 = Vth(p) . R1/R0.

Wie sich von der obigen Gleichung eindeutig ergibt, wird diese Referenzspannung Vref durch die Widerstandswerte der Wider­ standselemente R0 und R1 sowie durch die Einsatzspannungen der MOS-Transistoren Q1 und Q2 bestimmt und ist auf einem konstan­ ten Spannungspegel, der keine Abhängigkeit von der externen Versorgungsspannung extVcc aufweist. Diese Erzeugungsschaltung der internen Spannung erzeugt die interne Versorgungsspannung intVcc entsprechend dieser Referenzspannung Vref.

Die interne Spannungserzeugungsschaltung 12 enthält einen n-Kanal-MOS-Transistor Q8, der zwischen einem Knoten N6 und einem Knoten N8 geschaltet ist-und der die Referenzspannung Vref an seinem Gate empfängt, einen n-Kanal-MOS-Transistor Q9, der zwi­ schen einem Knoten N7 und dem Knoten N8 geschaltet ist und des­ sen Gate mit der internen Versorgungsleitung 13 verbunden ist, einen p-Kanal-MOS-Transistor Q10, der zwischen dem Versorgungs­ knoten 2a und dem Knoten N6 geschaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten N7 verbunden ist, einen p-Kanal-MOS-Transistor Q11, der zwischen dem Versorgungsknoten 2a und dem Knoten N7 ge­ schaltet ist und dessen Gate mit dem Knoten N7 verbunden ist, einen n-Kanal-MOS-Transistor Q12, der zwischen einem Knoten N8 und dem Masseknoten geschaltet ist und der ein Aktivierungs­ signal Φ an seinem Gate empfängt, und einen p-Kanal-MOS- Transistor Q13, der zwischen dem Versorgungsknoten 2a und der internen Versorgungsleitung 13 verbunden ist und dessen Gate mit dem Knoten N6 verbunden ist. Das Aktivierungssignal Φ wird aktiviert, wenn der dynamische Direktzugriffsspeicher in einem aktiven Zustand ist, das heißt, wenn der Speicherzellenauswahl­ betrieb durchgeführt wird. Der Betrieb dieser internen Span­ nungserzeugungsschaltung 12 wird im folgenden beschrieben.

Die MOS-Transistoren Q8 und Q9 bilden eine Differenzvergleichs­ stufe. Wenn die interne Versorgungsspannung intVcc auf der in­ ternen Versorgungsleitung 13 größer ist als die Referenzspan­ nung Vref, würde der MOS-Transistor Q9 eine höhere Leitfähig­ keit als der MOS-Transistor Q8 aufweisen und der Strom, der durchfließt, würde größer sein als der Strom, der durch den MOS-Transistor Q8 fließt. Der Strom wird zu diesem MOS- Transistor Q9 über den MOS-Transistor Q11 geliefert. Die MOS- Transistoren Q11 und Q10 bilden eine Stromspiegelschaltung, in der der Strom, der durch den MOS-Transistor Q10 fließt, von der gleichen Größe ist, wie der Strom, der durch MOS-Transistor Q11 fließt. Folglich kann in diesem Zustand der MOS-Transistor Q8 nicht den gesamten Strom, der über den MOS-Transistor Q10 ge­ liefert wird, entladen bzw. leiten, das Potential des Knotens N6 wird höher gemacht, das Gatepotential des MOS-Transistor Q13 wird höher gemacht und der MOS-Transistor Q13 würde eine klei­ nere Strommenge oder würde keinen Strom liefern.

Im Gegensatz dazu wäre, wenn die interne Versorgungsspannung intVcc niedriger ist als die Referenzspannung Vref, die Leitfä­ higkeit des MOS-Transistors Q8 größer als die Leitfähigkeit des MOS-Transistors Q9. In diesem Fall wird der MOS-Transistor Q8 im Gegensatz dazu den gesamten Strom, der über MOS-Transistor Q10 geliefert wird, derart leiten, daß das Potential des Kno­ tens N6 gesenkt wird und somit hätte der MOS-Transistor Q13 ei­ ne größere Leitfähigkeit und würde Strom von dem Versorgungs­ knoten 2a zu der internen Versorgungs- bzw. Stromversorgungs­ leitung 13 liefern, so daß die interne Versorgungsspannung intVcc auf der internen Versorgungsleitung 13 ansteigt. Daher wird beim Betrieb der internen Spannungserzeugungsschaltung 12 der Pegel der internen Versorgungsspannung intVcc auf dem Pegel der Referenzspannung Vref gehalten.

Während des Bereitschaftszustandes ist das Aktivierungssignal Φ in dem L-Pegel in einem inaktiven Zustand und der MOS-Transi­ stor Q12 ist ausgeschaltet. Diese interne Spannungserzeugungs­ schaltung 12 ist deaktiviert und ändert den Spannungspegel des Knotens N6 zu dem Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc und schaltet den MOS-Transistor Q13 aus.

Fig. 15A zeigt schematisch ein zweidimensionales Layout des Wi­ derstandselementes R0, das in der Konstantstromschaltung 10a enthalten ist. Wie in Fig. 15 gezeigt ist, enthält das Wider­ standselement R0 eine Mehrzahl von ersten Widerstandsabschnit­ ten Ra, die sich in der senkrechten Richtung in der Figur er­ strecken, und zweite Widerstandsabschnitte Rb zum abwechselnden Verbinden von Enden einer Seite von benachbarten Widerstands ab­ schnitten Ra. Die gegenüberliegenden Enden des Widerstandsele­ mentes R0 sind elektrisch mit dem Versorgungsknoten bzw. dem Knoten N1 über Kontaktlöcher Na und Nb verbunden. Das Wider­ standselement R0 ist aus polykristallinem Silizium gebildet. In diesem Widerstand, der polykristallines Silizium benutzt, ist der Flächenwiderstand relativ gering. Um einen großen Wider­ standswert, der in dem Bereich von einigen Hundert kΩ bis ei­ nigen MΩ liegt, der in der Konstantstromschaltung benötigt wird, innerhalb einer begrenzten kleinen Fläche zu bilden, sind folglich die Mehrzahl von ersten Widerstandsabschnitten Ra, die eine kleine Linienbreite aufweisen, parallel angeordnet und in einer alternierenden Art elektrisch derart verbunden, daß eine Zick-zack-Form gebildet wird, so daß die gesamte Länge dieses Widerstandselementes R0 gleichwertig erhöht wird, so daß ein hoher Widerstandswert verwirklicht wird.

Fig. 15B ist ein schematisches Diagramm eines Querschnittsauf­ baues, entlang der Linie 15A-15A von Fig. 15A. Normalerweise ist ein solches Widerstandselement R0 auf einem Halbleiter­ substrat P-SUB mit einem Feldisolierfilm FD dazwischen, der ei­ ne große Dicke aufweist, gebildet, um die parasitäre Kapazität zwischen dem Element und dem Substrat zu reduzieren. Das Halb­ leitersubstrat P-SUB ist eine P-Typ Halbleiterschicht, die nor­ malerweise auf dem Pegel einer Vorspannungsspannung VBB eines negativen Potentials gehalten ist.

In diesem in Fig. 15B gezeigten Aufbau ist eine parasitäre Ka­ pazität Cp zwischen jedem ersten Widerstandsabschnitt Ra und dem Halbleitersubstrat P-SUB gebildet. Obwohl es nicht in der Fig. 15B gezeigt ist, weist der zweite Widerstandsabschnitt Rb eine parasitäre Kapazität zu dem Halbleitersubstrat P-SUB auf.

Wenn der Widerstandswert dieses Widerstandselementes R0 groß ist und seine gesamte Länge länger gemacht wird, wird der Wert der kombinierten parasitären Kapazität Cpara dieser parasitären Kapazität Cp auf einen nicht-vernachlässigbaren Wert erhöht. Das folgende ist eine Beschreibung des Einflusses diese parasi­ tären Kapazität Cpara auf den Betrieb der Schaltungsanordnung.

Fig. 16A zeigt, wie die parasitäre Kapazität Cpara in der Kon­ stantstromerzeugungsschaltung 10a verbunden ist. Obwohl die pa­ rasitäre Kapazität Cpara über das gesamte Widerstandselement R0 verteilt ist, ist sie ersatzweise als eine kombinierte parasi­ täre Kapazität Cpara in Fig. 16A gezeigt.

Als nächstes wird der Betrieb der Konstantstromerzeugungsschal­ tung 10a, die in Fig. 16A gezeigt ist, während dem Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc mit Bezug zu den in Fig. 16B gezeigten Wellenformen beschrieben.

Bis zur Zeit t0 wird die externe Versorgungsspannung extVcc auf dem Pegel der Spannung V1 stabilisiert. In diesem Zustand be­ trägt das Potential des Knotens N1 V1 - Vth(p), wie schon be­ schrieben wurde. Folglich fließt ein Strom i0 durch das Wider­ standselement R0, der wie folgt dargestellt wird:

i0 = (extVcc - V(N1))/R0 = Vth(p)/R0

Die durch den Konstantstrom i0 erzeugte Referenzspannung Vref wird auch auf einem vorbestimmten Spannungspegel gehalten.

Zur Zeit t0 beginnt die externe Versorgungsspannung extVcc zu steigen und erreicht den Pegel der Spannung V2 zur Zeit t1. Wenn die parasitäre Kapazität Cpara nicht vorhanden ist, steigt das Potential des Knotens N1 entsprechend dem Anstieg dieser externen Versorgungsspannung extVcc mit einem konstanten Unter­ schied (Vth(p)), wie durch die durchgezogenen Linie in Fig. 16B gezeigt ist. Da jedoch die parasitäre Kapazität Cpara mit Bezug zu dem Widerstandselement R0 vorhanden ist, wird der Anstieg des Potentials des Knotens N1 entsprechend der durch das Wider­ standselement R0 und dem Kapazitätswert des parasitären Konden­ sators Cpara bestimmten Zeitkonstante gebremst, wie durch die Strichlinie in Fig. 16B gezeigt ist.

Während der Zeitdauer zwischen der Zeit t0 und der Zeit t1 wird die Spannung über das Widerstandselement R0 zwischen dem Ver­ sorgungsknoten 2a und dem Knoten N1 höher gemacht als die Span­ nung Vth(p). Daher wird in diesem Zustand der Strom i0 erhöht (da extVcc - V(N1)<Vth(p)) und folglich wird auch der Pegel der Referenzspannung Vref höher gemacht. Die Referenzspannung Vref wird entsprechend dem Anstieg der externen Versorgungsspannung extVcc höher gemacht und der Pegel der internen Versorgungs­ spannung intVcc wird auch entsprechend angehoben.

Ein Transistor einer miniaturisierten internen Schaltungsanord­ nung wird entsprechend dieser internen Versorgungsspannung intVcc betrieben und daher gibt es eine Schwierigkeit, bei dem die Durchbruchsspannungseigenschaften der Komponenten der in­ ternen Schaltungsanordnung verschlechtert werden. Da zusätzlich diese Signalamplitude dieser internen Schaltungsanordnung ent­ sprechend der angestiegenen internen Versorgungsspannung sich ändert, gibt es eine Schwierigkeit, daß die Verlustleistung er­ höht wird. Weiterhin hat der MOS-Transistor (Feldeffekttran­ sistor mit isoliertem Gate), der eine Komponente der internen Schaltungsanordnung ist, ein entsprechend dem Anstieg dieser internen Versorgungsspannung intVcc erhöhtes Gatepotential (da der Spannungspegel des internen Signals höher gemacht ist), so daß die Betriebsgeschwindigkeit auch verändert wird, was das Timing des Festlegens der internen Signale ändert und mögli­ cherweise zu einem fehlerhaften Betrieb in der internen Schal­ tungsanordnung führt.

Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc auf dem Pegel der Spannung V2 zur Zeit t1 konstant gemacht wird, wird der Unter­ schied zwischen dieser externen Versorgungsspannung extVcc und der Spannung am Knoten N1 langsam reduziert, wird der Stromwert des Konstantstromes i0 auch langsam derart reduziert, daß er schließlich einen gewünschten Stromwert (Vth(p))/R0 erreicht und folglich wird auch die Referenzspannung Vref auf einen vor­ bestimmten Spannungspegel zurückgeführt.

Ahnlich wird, wenn der Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc erniedrigt wird, die Reduktionsrate der Spannung des Knotens N1 gebremst. Die Spannung über das Widerstandselement R0 wird so reduziert, daß sie geringer ist als ein vorbestimm­ ter Spannungspegel Vth(p), und entsprechend dieser Reduzierung wird der Wert des Konstantstromes i0 so reduziert, daß er nied­ riger ist als ein vorbestimmter Wert. Entsprechend dieser Redu­ zierung wird auch die Referenzspannung Vref reduziert und die interne Versorgungsspannung intVcc wird auch verringert. Folg­ lich tritt in diesem Zustand eine Wahrscheinlichkeit auf, das die interne Schaltungsanordnung einen fehlerhaften Betrieb auf­ grund einer Beule (Bump) der internen Versorgungsspannung durchführt.

Wenn, wie oben beschrieben wurde, ein polykristalliner Silizi­ umwiderstand für das Widerstandselement R0 verwendet wird, ver­ schlechtert seine große parasitäre Kapazität die Antworteigen­ schaften zum Variieren der externen Versorgungsspannung extVcc der Konstantstromerzeugungsschaltung und die interne Versor­ gungsspannung kann aufgrund dieser Variation des Konstantstro­ mes variieren.

Diese Schwierigkeit der Antworteigenschaften, die aufgrund der parasitären Kapazität, die das Widerstandselement begleitet, verschlechtert sind, tritt nicht nur bei dem Widerstandselement auf, das mit einer Quelle der konstanten Spannung, wie zum Bei­ spiel einer externen Versorgungsspannung, verbunden ist, wie oben beschrieben wurde, sondern auch bei einem Widerstandsele­ ment, das allgemein in einem Signalausbreitungspfad bereitge­ stellt ist. In diesem Fall kann das Signal nicht mit hoher Ge­ schwindigkeit geleitet werden und ein schneller Betrieb wird verhindert.

Zusätzlich wird allgemein ein Tiefpaßfilter, der aus einem Wi­ derstandselement und einem Kondensator gebildet ist, benutzt, um einen solchen Einfluß der Störung zu verhindern, aber wenn ein solcher Tiefpaßfilter verwendet wird, benötigt der Konden­ sator eine relativ große Layoutfläche, obwohl es von dem Aspekt der Integration gewünscht wird, daß die durch diesen Kondensa­ tor belegte Fläche soviel wie möglich reduziert wird.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Halbleitervor­ richtung bereitzustellen, die Widerstandselemente aufweist und die eine erstklassige Störsicherheit aufweist.

Weiterhin soll eine Konstantstromerzeugungsschaltung bereitge­ stellt werden, die einen Konstantstrom in einer stabilisierten Art liefern kann, sogar wenn eine Versorgungsstörung erzeugt wird.

Weiterhin soll ein interner Spannungsabsenkkonverter bereitge­ stellt werden, der eine interne Versorgungsspannung ein kon­ stanten Spannungspegels in einer stabilisierten Art erzeugt, sogar wenn ein Versorgungsstörsignal erzeugt wird.

Weiterhin soll ein Absenkkonverter für eine interne Versor­ gungsspannung für eine Halbleiterspeichervorrichtung bereitge­ stellt werden, der eine interne Versorgungsspannung in einer stabilisierten Art erzeugen kann, ohne durch ein Störsignal auf einer externen Versorgungsspannung beeinflußt zu werden.

Weiterhin soll ein Tiefpaßfilter bereitgestellt werden, der ei­ ne kleine Layoutfläche belegt.

Weiterhin soll ein Widerstandselementaufbau bereitgestellt wer­ den, der Signale mit hoher Geschwindigkeit übertragen kann.

Die Aufgabe wird durch die Halbleitervorrichtung des Anspruches 1 gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen ange­ geben.

Die Halbleitervorrichtung entsprechend der vorliegenden Erfin­ dung weist ein Widerstandselement, das auf einer Halbleiter­ schicht eines ersten Leitungstyps mit einem Isolierfilm dazwi­ schen gebildet ist, ein Halbleiterbereich eines zweiten Lei­ tungstyps, der an der Oberfläche der Halbleiterschicht gegen­ über dem gesamten Bereich, wo dieses Widerstandselement gebil­ det ist, gebildet ist, und eine Spannungsversorgungsschaltung zum Versorgen einer Spannung eines speziellen Knotens zu dem oben beschriebenen Halbleiterbereich auf.

Ein Halbleiterbereich, der mit der Spannung des speziellen Kno­ tens versorgt wird, ist gegenüber dem Bereich bereitgestellt, wo das Widerstandselement gebildet ist. Wenn dieser spezielle Knoten mit einem Ende des Widerstandselementes verbunden ist, arbeitet die parasitäre Kapazität zwischen dem Widerstandsele­ ment und dem Halbleiterbereich als Kopplungskapazität und lei­ tet die Änderung im Potential an den speziellen Knoten auch zu dem anderen Ende dieses Widerstandselementes, so daß die zwi­ schen den beiden Enden des Widerstandselementes angelegte Span­ nung auf einem konstanten Pegel gehalten wird. Zusätzlich kann durch Verbinden dieses speziellen Knotens zu einem Knoten, der verschieden von den beiden Enden des Widerstandselementes ist, und Fixieren seines Potentials die parasitäre Kapazität zwi­ schen dem Widerstandselement und dem Halbleiterbereich positiv derart verwendet werden, daß ein Tiefpaßfilter verwirklicht wird, der aus dem Widerstandselement und mit der parasitären Kapazität gebildet ist und der einen kleinen Bereich belegt.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsformen anhand der Fi­ guren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1A und 1B schematische Diagramme, die ein zweidi­ mensionales Layout und eine Querschnitts­ struktur einer Halbleitervorrichtung ent­ sprechend der ersten Ausführungsform zei­ gen;

Fig. 2A ein schematisches Diagramm, das eine Er­ satzschaltung einer Konstantstromerzeu­ gungsschaltung der Halbleitervorrichtung entsprechend der ersten Ausführungsform zeigt; und

Fig. 2B und 2C Wellenformen, die den Betrieb der in Fig. 2A gezeigten Halbleitervorrichtung beim Erzeugen eines Versorgungsstörsignales zeigen;

Fig. 3A-3C schematische Diagramme, die ein zweidi­ mensionales Layout, eine Querschnitts­ struktur bzw. eine parasitäre Kapazität, die einen Widerstand einer Halbleitervor­ richtung entsprechend der zweiten Ausfüh­ rungsform begleitet, zeigen;

Fig. 4A-4C schematische Diagramme, die ein zweidi­ mensionales Layout, eine Querschnitts­ struktur bzw. eine parasitäre Kapazität einer Modifikation gemäß der zweiten Aus­ führungsform entsprechend zeigen;

Fig. 5A und 5B schematische Diagramme, die einen Quer­ schnittsaufbau bzw. eine parasitäre Kapa­ zität einer Halbleitervorrichtung ent­ sprechend der dritten Ausführungsform zeigen;

Fig. 6A und 6B schematische Diagramm, die eine elektri­ sche Ersatzschaltung bzw. ihren Quer­ schnittsaufbau einer Speicherzelle in ei­ ner Halbleiterspeichervorrichtung zeigen, in der die Halbleitervorrichtung angewen­ det wird;

Fig. 7 ein schematisches Diagramm, das eine Querschnittsstruktur einer Halbleitervor­ richtung entsprechend der vierten Ausfüh­ rungsform zeigt;

Fig. 8 einen Schaltungsaufbau einer Halbleiter­ vorrichtung entsprechend der fünften Aus­ führungsform;

Fig. 9A und 9B schematische Diagramme, die Querschnitts­ strukturen der in Fig. 8 gezeigten Wider­ standselementabschnitte zeigen;

Fig. 10 eine Struktur einer Halbleitervorrichtung entsprechend der sechsten Ausführungs­ form;

Fig. 11 schematisch eine Struktur einer Halblei­ tervorrichtung entsprechend der siebten Ausführungsform;

Fig. 12 schematisch eine Struktur einer Halblei­ tervorrichtung entsprechend der achten Ausführungsform;

Fig. 13 schematisch eine gesamte Struktur einer der Anmelderin bekannten Halbleitervor­ richtung;

Fig. 14 eine Struktur eines in Fig. 13 gezeigten internen Spannungsabsenkkonverters;

Fig. 15A und 15B schematische Diagramme, die ein zweidi­ mensionales Layout bzw. eine Quer­ schnittsstruktur eines Widerstandsele­ mentes, das für eine Konstantstromerzeu­ gungsschaltung, die in Fig. 14 gezeigt ist, verwendet wird, zeigen;

Fig. 16A und 16B die Schwierigkeit, die mit der der Anmel­ derin bekannten Konstantstromerzeugungs­ schaltung verbunden ist.

Erste Ausführungsform

Fig. 1A und 1B zeigen den Aufbau des Hauptabschnittes einer Halbleitervorrichtung entsprechend der ersten Ausführungsform.

Fig. 1A zeigt ein zweidimensionales Layout eines Widerstandse­ lementes entsprechend der ersten Ausführungsform sowie ein Feld­ effekt-(MOS)-Transistor mit isoliertem Gate, der zu dem Wider­ standselement benachbart angeordnet ist. Fig. 1B zeigt schema­ tisch einen Querschnittsaufbau entlang der Linie 1A-1A in Fig. 1A.

Wie in Fig. 1A gezeigt ist, weist das Widerstandselement R0 ei­ ne Mehrzahl von langgestreckten Widerstandsabschnitten Ra, die sich in der vertikalen Richtung in der Figur erstrecken, und zweite Widerstandsabschnitte Rb, die zwei Enden der Wider­ standsabschnitte Ra an benachbarten Orten abwechselnd verbin­ den, auf. Ein Ende des Widerstandselementes Ra ist mit einem Knoten N1 über ein Kontaktloch verbunden und ein anderes Ende ist mit einem Versorgungsknoten (einem speziellen Knoten) 2aa über ein Kontaktloch verbunden. Eine Leitungsverbindung VS, die zum Beispiel aus Aluminium gebildet ist, ist so angeordnet, daß sie den Bereich umgibt, wo dieses Widerstandselement R0 gebil­ det ist. Die Leitungsverbindung VS ist mit dem Versorgungs- bzw. Stromversorgungsknoten 2aa über ein Kontaktloch verbunden. Dieser Versorgungsknoten 2aa bildet das andere Endes des Wider­ standselementes R0 und die externe Versorgungsspannung extVcc wird über den Versorgungsknoten 2a von einer Versorgungs- bzw. Stromversorgungsleitung, die zum Beispiel aus einer Aluminium­ verbindung in einer Schicht oberhalb dieser Leitungsverbindung VS gebildet ist, geliefert.

Eine N-Wanne NWr als Halbleiterwannenbereich, der eine n-Typ Dotierung mit niedriger Konzentration aufweist, ist derart ge­ bildet, daß diese Spannungsversorgungsleitungsverbindung VS um­ geben ist, wenn man es in einem zweidimensionalen Layout be­ trachtet. Diese N-Wanne NWr ist elektrisch mit der Spannungs­ versorgungsleitungsverbindung VS über ein Kontaktloch CT ver­ bunden.

Benachbart zu der N-Wanne NWr, die für diesen Bereich bereitge­ stellt ist, bei dem das Widerstandselement gebildet ist, ist eine N-Wanne NWt zum Bilden eines Transistorelementes gebildet. Innerhalb dieser N-Wanne NWt ist ein Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate (im folgenden als MOS-Transistor bezeichnet) gebildet. Mit Bezug zu Fig. 1A ist ein MOS-Transistor stellver­ tretend gezeigt. Dieser MOS-Transistor weist eine Gateelektro­ denschicht TG, die eine Steuerelektrode sein soll, sowie Dotie­ rungsbereiche ISR und IDR, die die Source-/Drainbereiche sein sollen, auf.

Wie in Fig. 1B gezeigt ist, ist die N-Wanne NWr auf bzw. an der Oberfläche des P-Typ Halbleitersubstrates P-SUB gebildet, an das die Vorspannung VBB angelegt ist. Entlang der Peripherie dieser N-Wanne NWr ist ein n-Typ-Dotierungsbereich VSn, der ei­ ne hohe Konzentration aufweist, zum Versorgen der externen Ver­ sorgungsspannung extVcc zu der N-Wanne NWr gebildet. Die exter­ ne Versorgungsspannung extVcc wird zu diesem n-Typ-Dotierungs­ bereich VSn mit hoher Konzentration über die Leitungsverbindung VS zum Versorgen der Versorgungsspannung geliefert und die Spannung der N-Wanne NWr ist auf den Pegel der externen Versor­ gungsspannung extVcc fixiert.

Innerhalb des Dotierungsbereiches VSn auf der Oberfläche dieser N-Wanne NWr ist ein Feldisolierfilm FD mit der gleichen Dicke wie die des Feldisolierfilmes FDa für die Elementtrennung ge­ bildet. Auf der Oberfläche dieses Feldisolierfilmes FD ist das Widerstandselement R0 gebildet. In Fig. 1B ist nur der Quer­ schnittsaufbau des ersten Widerstandsabschnittes Ra darge­ stellt. Zusätzlich ist die Zeichnung von Fig. 1B derart verein­ facht, daß der Zwischenschicht-Isolierfilm zum Bereitstellen einer elektrischen Isolierung zwischen den Verbindungen und dem Gateisolierfilm, der auf dem unteren Abschnitt der Gateelektro­ de des MOS-Transistors gebildet ist, nicht gezeigt sind, um die charakteristischen Merkmale der Struktur der vorliegenden Er­ findung zu betonen. Ein solches Weglassen wird für die Struktu­ ren der anderen Ausführungsformen, die später beschrieben wer­ den, geeignet durchgeführt.

In diesem Bereich, in dem das Widerstandselement gebildet ist, ist eine parasitäre Kapazität Cp zwischen dem Widerstandsab­ schnitt Ra und der N-Wanne NWr gebildet. Ein zweiter nicht ge­ zeigter Widerstandsabschnitt Rb weist auch eine parasitäre Ka­ pazität zu der N-Wanne in einer ähnlichen Art auf.

Die N-Wanne NWr und die N-Wanne NWt sind voneinander durch ei­ nen Feldisolierfilm FDa getrennt. Auf bzw. an der Oberfläche dieser N-Wanne NWt sind p-Typ-Dotierungsbereiche ISR und IDR mit hoher Konzentration gebildet.

In dieser Fig. 1B ist der Bereich, in dem der Transistor ge­ bildet ist, innerhalb der N-Wanne NWt bereitgestellt. Die N-Wanne NWt ist jedoch zum Bilden eines p-Kanal-MOS-Transistors bereitgestellt und wenn ein n-Kanal-MOS-Transistor gebildet werden soll, wird eine P-Wanne anstatt der N-Wanne NWt gebil­ det. Die N-Wanne kann innerhalb dieser P-Wanne oder umgekehrt gebildet sein.

Die Feldisolierfilme FD und FDa sind durch LOCOS (Lokale Oxida­ tion von Siliziumoxid) gebildet, aber das Bilden des Feldiso­ lierfilmes FDa gefolgt durch das Bilden der N-Wanne NWr und NWt kann vor dem Bilden des Feldisolierfilmes FD durchgeführt wer­ den. Die Feldisolierfilme FD und FDa können gleichzeitig gebil­ det werden, gefolgt durch das Bilden von nur der N-Wanne NWr in einem separaten Prozeß durch Ionenimplantation mit hoher Ener­ gie.

Durch das Bereitstellen der N-Wanne NWr für nur den Bereich, in dem das Widerstandselement gebildet wird, kann das Potential dieser N-Wanne NWr auf dem Pegel der externen Versorgungsspan­ nung extVcc unabhängig von dem Potential der N-Wanne NWt des Bereiches, in dem der Transistor gebildet wird, fixiert werden. Die N-Wanne NWt ist auch mit einer vorbestimmten Vorspannung über einen Dotierungsbereich mit hoher Konzentration, der nicht gezeigt ist, bereitgestellt.

Fig. 1A und 1B zeigen einen Aufbau, bei dem eine kombinierte parasitäre Kapazität Cpara der parasitären Kapazität Cp, die zwischen dem Widerstandselement und der N-Wanne NWr gebildet ist, zwischen dem Widerstandselement und dem externen Versor­ gungsknoten 2aa gebildet ist. In anderen Worten, das Wider­ standselement weist eine parasitäre Kapazität zu der externen Versorgungsspannung auf. Die Funktion und der Effekt, die er­ halten werden, wenn das Potential dieser N-Wanne NWr auf dem Pegel der externen Versorgungsspannung extVcc fixiert ist, wird im folgenden beschrieben.

Fig. 2A zeigt eine Ersatzschaltung in dem Fall, bei dem das Wi­ derstandselement, das in Fig. 1A und 1B gezeigt ist, in der Konstantstromerzeugungsschaltung von Fig. 14 angewandt wird. In einer Konstantstromerzeugungsschaltung 10a weist das Wider­ standselement R0 eine parasitäre Kapazität Cpara, die zu dem Versorgungsknoten 2a gebildet ist, auf. Andere Teile dieser Struktur sind die gleichen wie die, die in Fig. 13 gezeigt sind, und entsprechende Abschnitte sind durch identische Be­ zugszeichen beschrieben. Eine detaillierte Beschreibung davon wird hier nicht angegeben. Die Konstantstromerzeugungsschaltung 10b und die Erzeugungsschaltung 12 für eine interne Spannung sind auch aus der gleichen Struktur, wie in Fig. 13 gezeigt ist, und sind einfach durch Blöcke dargestellt. Der Betrieb der Konstantstromerzeugungsschaltung 10a von Fig. 2A wird im fol­ genden mit Bezug zu Fig. 2B und 2C beschrieben.

Wie in Fig. 2B gezeigt ist, ist die an den externen Versor­ gungsknoten 2a angelegte Spannung extVcc auf dem Pegel der Spannung V1 bis zur Zeit t0. In diesem Zustand ist der Knoten N1 auf dem Spannungspegel von V1 - Vth(p) und der Strom i0 und die Referenzspannung Vref sind beide auf einem konstanten Ni­ veau gehalten.

Zur Zeit t0 wird die externe Versorgungsspannung extVcc erhöht. Die parasitäre Kapazität Cpara ist ersatzweise zwischen dem Knoten N1 und dem Versorgungsknoten 2a verbunden. Folglich wird ein Anstieg der Spannung des Versorgungsknotens 2a zu dem Kno­ ten N1 durch kapazitive Kopplung durch diese parasitäre Kapazi­ tät bzw. diesen parasitären Kondensator Cpara geleitet. Folg­ lich wird die Spannung des Knotens N1 auch entsprechend dem An­ stieg der externen Versorgungsspannung extVcc erhöht. In diesem Zustand wird die Spannung zwischen dem Versorgungsknoten 2a und dem Knoten N1 konstant bei Vth(p) gehalten. Daher wird ein kon­ stanter Strom i0 auf einem konstanten Stromwert gehalten und folglich wird auch die Referenzspannung Vref auf ihrem Span­ nungspegel auf einem konstanten Pegel gehalten.

Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc die Spannung V2 zur Zeit t1 erreicht, wird die Spannung am Knoten N1 auch auf dem Pegel der Spannung V2 - Vth(p) gehalten. Wenn die externe Versor­ gungsspannung auf dem Pegel dieser Spannung V2 gehalten wird, ist der Spannungspegel am Knoten N1 ähnlich auf dem Pegel der Spannung V2 - Vth(p) gehalten.

Wie in Fig. 2B gezeigt ist, wird, sogar wenn die Versorgungs­ spannung extVcc größer gemacht wird, die Spannung zwischen dem Versorgungsknoten 2a und dem Knoten N1 (d. h. die Potentialdif­ ferenz) konstant bei der Spannung Vth(p) gehalten und die Span­ nung, die an das Widerstandselement R0 angelegt ist, wird nicht geändert. Folglich wird ein konstanter Strom i0 auf einem kon­ stanten Strompegel in einer stabilen Art gehalten, sogar wenn ein Versorgungsstörsignal erzeugt wird. Folglich kann die Refe­ renzspannung Vref auf einem konstanten Spannungspegel gehalten werden. Somit kann die interne Versorgungsspannung intVcc auf einem konstanten Spannungspegel gehalten werden, sogar wenn die externe Versorgungsspannung extVcc erhöht wird.

Mit Bezug zu Fig. 2C wird der Betrieb beschrieben, wenn die ex­ terne Versorgungsspannung extVcc verringert wird.

Vor der Zeit t0 ist die externe Versorgungsspannung extVcc auf einem konstanten Niveau von V1. In diesem Zustand werden der Konstantstrom i0 und die Referenzspannung Vref auch auf einem konstanten Niveau gehalten. Zur Zeit t0, wenn die externe Ver­ sorgungsspannung extVcc erniedrigt wird, wird diese Erniedri­ gung des Spannungspegels zu dem Knoten N1 über den parasitären Kondensator Cpara übertragen. Daher ist der Unterschied zwi­ schen der Spannung am Knoten N1 und der Spannung an dem Versor­ gungsknoten 2a konstant, sogar wenn die externe Versorgungs­ spannung extVcc verringert wird, so daß ein konstanter Strom durch das Widerstandselement R0 fließt und die Referenzspannung Vref kann auf einem konstanten Spannungspegel gehalten werden.

Wenn die externe Versorgungsspannung extVcc den Pegel der Span­ nung V3 zur Zeit t1 erreicht und stabilisiert wird, wird der Knoten N1 ähnlich auf dem Pegel der Spannung V3 - Vth(p) stabili­ siert. Durch Fixieren der Spannung der N-Wanne NWr auf dem Pe­ gel der externen Versorgungsspannung extVcc ist es möglich, den parasitären Kondensator bzw. die parasitäre Kapazität Cpara des Knotens N1 mit dem externen Versorgungsknoten 2a anstatt dem Knoten zum Versorgen der negativen Vorspannung VBB zu verbin­ den.

Durch die kapazitive Kopplung dieses parasitären Kondensators Cpara wird eine Änderung der Spannung am Versorgungsknoten 2a zu dem Knoten N1 übertragen und die Spannung über beide Enden des Widerstandselementes R0 kann konstant gemacht werden, so daß eine Konstantstrom-/Konstantspannungserzeugungsschaltung mit ausgezeichneter Störsicherheit verwirklicht werden kann.

Durch Bilden des parasitären Kondensators Cpara des Wider­ standselementes R0 zu der externe Versorgungsspannung extVcc dient die parasitäre Kapazität Cpara nicht als Ladekapazität des Knotens N1. Im Gegensatz dazu arbeitet sie aktiv als Kop­ pelkapazität, so daß die Änderung der Spannung an dem Versor­ gungsknoten 2a zu dem Knoten N1 mit hoher Geschwindigkeit über­ tragen werden kann.

Zweite Ausführungsform

Fig. 3A zeigt schematisch ein zweidimensionales Layout eines Widerstandselementes entsprechend der zweiten Ausführungsform. Wie in Fig. 3A gezeigt ist, weist ein Widerstandselement R0 auch eine Mehrzahl von ersten Widerstandsabschnitten Ra, die so angeordnet sind, daß sie sich in der Zeichnung senkrecht er­ strecken, und zweite Widerstandsabschnitte Rb zum abwechselnden Verbinden der benachbarten ersten Widerstandsabschnitte Ra an ihren beiden gegenüberliegenden Enden auf. Dieses Widerstandse­ lement R0 ist auf einem aktiven Bereich ACT gebildet. Wie spä­ ter beschrieben wird, stellt der aktive Bereich ACT ein Dotie­ rungsbereich dar, der an bzw. auf einer Halbleiterschicht ge­ bildet ist. Eine Leitungsschicht VS10, die aus einer Aluminium­ schicht gebildet ist, ist auf einer oberen Schicht des Wider­ standselementes R0 bereitgestellt und überdeckt diesen aktiven Bereich ACT, wenn man es zweidimensional betrachtet. Diese Lei­ tungsschicht VS10 wird über die gesamte Oberfläche des aktiven Bereiches ACT gebildet und bedeckt das Widerstandselement R0.

Es ist ein N-Typ Wannenbereich NWr an der Oberfläche der Halb­ leiterschicht derart gebildet, daß dieser aktive Bereich ACT umgeben wird, wenn man es zweidimensional betrachtet. Ein Ende des Widerstandselementes R0 ist mit dem Knoten 2aa über ein Kontaktloch verbunden und ein anderes Ende ist mit dem Knoten N1 verbunden. Die Leitungsschicht VS10 ist elektrisch mit der N-Wanne NWr über das Kontaktloch CT in einer ähnlichen Art wie in der ersten Ausführungsform verbunden.

Im Vergleich mit dem Aufbau, der in Fig. 1A gezeigt ist, in dem das Widerstandselement R0 auf dem Feldisolierfilm gebildet ist, wird das Bereitstellen einer Leitungsverbindung, die aus Alumi­ nium gebildet ist, entlang der Peripherie des Feldisolierfilmes nicht benötigt, wenn das Widerstandselement R0 auf dem aktiven Bereich ACT gebildet ist, und somit kann die durch das Wider­ standselement belegte Fläche reduziert werden.

Fig. 3B zeigt schematisch einen Querschnittsaufbau entlang der Linie 3A-3A in Fig. 3A. Wie in Fig. 3B gezeigt ist, ist eine N-Wanne NWr an der Oberfläche des Halbleitersubstrates P-SUB, das auf eine vorbestimmte Vorspannung VBB fixiert ist, derart ge­ bildet, daß der aktive Bereich ACT umgeben ist. Ein erster Wi­ derstandsabschnitt des Widerstandselementes R0 ist auf bzw. in der gleichen Verbindungsschicht wie eine Steuerelektrode eines MOS-Transistors, der nicht gezeigt ist, gebildet. Genauer ist er aus der gleichen Verbindungsschicht wie eine Elektrodenver­ bindungsschicht TG, die die Steuerelektrode des MOS-Transi­ stors, der in Fig. 1A und 1B gezeigt ist, bildet, gebildet. Dieses Widerstandselement R0(Ra) ist in dem gleichen Herstel­ lungsprozeß wie der Prozeß zum Bilden der Steuerelektrode des MOS-Transistors gebildet. Folglich werden die n-Typ-Dotie­ rungsbereiche IP und VSn mit hoher Konzentration in einer selbstjustierenden Art an der Oberfläche der N-Wanne NWr unter Verwendung dieses Widerstandselementes R0(Ra, Rb) als Maske derart gebildet, daß der Elektrodenwiderstand des parasitären Kondensators derart reduziert wird, daß eine schnelle Bewegung der elektrischen Ladungen möglich ist. Der Dotierungsbereich VSn, der entlang der Peripherie des aktiven Bereiches gebildet ist, ist elektrisch mit der Leitungsschicht VS10 zur Spannungs­ versorgung verbunden. Die Leitungsschicht VS10 ist derart ge­ bildet, daß sie dieses Widerstandselement R0(Ra, Rb) vollstän­ dig bedeckt.

Bei der Struktur des in Fig. 3A und 3B gezeigten Widerstands­ elementes weisen die obere Oberfläche und die untere Oberfläche sowie die rechte und linke Seitenoberfläche des Widerstandsele­ mentes R0(Ra, Rb) jeweils einen parasitären Kondensator auf. Speziell die untere Oberfläche des Widerstandsabschnitts Ra (oder Rb) weist einen parasitären Kondensator Cp1 zu der N-Wanne NWr auf, seine rechte und linke Seitenoberfläche weist den parasitären Kondensator Cp2 zu dem Dotierungsbereich IP auf und die Oberfläche weist einen parasitären Kondensator CP3 zu der Leitungsschicht VS10 auf.

Der zwischen dem Widerstandselement R0(Ra, Rb) und der N-Wanne NWr gebildete Gateisolierfilm weist eine Dicke auf, die sehr viel kleiner als die Dicke des Feldisolierfilmes ist. Folglich ist der Kapazitätswert dieses Widerstandselementes ausreichend größer als in dem Fall, bei dem das Widerstandselement auf dem Feldisolierfilm gebildet ist. Zusätzlich ist ein parasitärer Kondensator zusätzlich zwischen dem Widerstandselement und die­ ser Leitungsschicht VS10 gebildet, so daß der Kondensator wei­ ter größer gebildet ist. Daher ist der Wert des parasitären Kondensators Cpara, der in Fig. 2A gezeigt ist, ausreichend groß.

Normalerweise existiert ein parasitärer Kondensator aufgrund der MOS-Transistoren Q1 und Q2 in Bezug zu dem Knoten N1 (siehe Fig. 2A). Zum Sicherzustellen, daß die Änderung des Potentials am Versorgungsknoten 2a zu dem Knoten N1 geleitet wird, ist es wünschenswert, daß der Wert des parasitären Kondensators Cpara so groß wie möglich ist. Beim kapazitiven Koppeln ist die Menge der Injektion/Extraktion der elektrischen Ladungen in Bezug zu dem Knoten N1 proportional zu dem Wert des parasitären Konden­ sators Cpara. Wenn der Wert des parasitären Kondensators Cpara ausreichend größer als der Wert eines solchen parasitären Kon­ densators, der ein anderer als dieser parasitäre Kondensator Cpara an dem Knoten N1 ist, ist, kann eine Änderung des Poten­ tials am Knoten N1 entsprechend dem Potential am Versorgungs­ knoten 2a durch kapazitives Koppeln sichergestellt werden.

Daher kann bei der Struktur des Widerstandselementes, das in diesen Fig. 3A und 3B gezeigt ist, der Wert des parasitären Kondensators Cpara ausreichend groß gemacht werden, so daß eine Änderung des Potentials am Knoten N1 entsprechend der Änderung des Potentials am Versorgungsknoten 2a sichergestellt werden kann. Somit kann die Potentialdifferenz zwischen den zwei ge­ genüberliegenden Enden des Widerstandselementes R0 konstant ge­ macht werden, so daß der Betrieb dieser Konstantstromerzeu­ gungsschaltung stabilisiert wird.

Zusätzlich dient die Leitungsschicht VS10 in der oberen Schicht dieses Widerstandselementes R0 als Abschirmungsschicht derart, daß ultraviolette Strahlung und ähnliches zu dem Widerstands­ element R0 abgeschirmt wird. Somit ist das Phänomen der Stoßio­ nisation bei ultravioletter Strahlung bei polykristallinem Si­ lizium, das das Widerstandselement R0 bildet, unterdrückt, so daß die Erzeugung von Loch-Elektronenpaaren und die Änderung des Widerstandselementes R0 unterdrückt wird.

Modifikation

Fig. 4A bis 4C sind schematische Diagramme, die einen Aufbau einer Modifikation der zweiten Ausführungsform zeigen. Fig. 4A zeigt ein zweidimensionales Layout der Modifikation der zweiten Ausführungsform, Fig. 4B zeigt eine Querschnittsstruktur ent­ lang der Linie 4A-4A von Fig. 4A und Fig. 4C zeigt die Vertei­ lung des parasitären Kondensators. Die Struktur, die in Fig. 4A und 4B gezeigt ist, unterscheidet sich von der Struktur von 3A und 3B darin, daß die Leitungsverbindung VS20 zum Fixieren des Potentials der N-Wanne NWr nur entlang der Peripherie des Wi­ derstandselementes R0 gebildet ist. In der in diesen Fig. 4A und 4B gezeigten Struktur weist jeder der Widerstandsabschnitte (Ra, Rb) des Widerstandselementes R0 parasitäre Kondensatoren Cp1 und Cp2 nur zu dem Dotierungsbereich IP an der Oberfläche des Wannenbereiches NWr auf, wie in Fig. 4C gezeigt ist. Obwohl der Wert des parasitären Kondensators im Vergleich zu der Struktur von Fig. 3a und 3B verringert ist, da der Leiter in der oberen Schicht nicht bereitgestellt ist, ist folglich die Filmdicke des Gateisolierfilmes GD dünn genug, daß der Wert ih­ res parasitären Kondensators Cpara ausreichend groß gemacht werden kann.

Wie in der vorher beschriebenen zweiten Ausführungsform ist der Dotierungsbereich IP an der Oberfläche der N-Wanne NWr gebil­ det, so daß der Oberflächenwiderstand dieser N-Wanne NWr klein gemacht werden kann. Folglich kann der Widerstand von einer Elektrode eines parasitären Kondensators Cpara auch klein ge­ macht werden, so daß eine schnelle Bewegung der Ladung an die­ ser Elektrode ermöglicht wird. Somit kann eine Änderung der ex­ ternen Versorgungsspannung extVcc zu dem parasitären Kondensa­ tor (Cp1, Cp2) von jedem von den Widerstandsabschnitten mit ho­ her Geschwindigkeit geleitet werden und ein parasitärer Konden­ sator mit erstklassigen Antworteigenschaften kann verwirklicht werden.

Entsprechend der zweiten Ausführungsform ist das Widerstands­ element auf dem aktiven Bereich gebildet, so daß der Wert des parasitären Kondensators zwischen dem Widerstandselement und dem Wannenbereich erhöht werden kann und somit das Potential am Knoten N1 genau entsprechend der Änderung der externen Versor­ gungsspannung extVcc geändert werden kann, so daß eine stabile Schaltungsanordnung verwirklicht wird.

Dritte Ausführungsform

Fig. 5A zeigt schematisch eine Querschnittsstruktur eines Hauptabschnittes einer Halbleitereinrichtung entsprechend der dritten Ausführungsform. Auf der oberen Schicht des Wider­ standsabschnittes Ra (Rb) eines Widerstandselementes R0 in die­ ser in Fig. 5A gezeigten Struktur ist eine Spannungsversor­ gungsleitungsschicht VSC in einer zweiten polykristallinen Si­ liziumschicht derart gebildet, daß das gesamte Widerstandsele­ ment R0 (Ra, Rb) bedeckt ist. Auf der oberen Schicht der Span­ nungsversorgungsleitungsschicht VSC ist eine Leitungsschicht VS30 mit niedrigem Widerstand, die aus Aluminium gebildet ist, so gebildet, daß diese Spannungsversorgungsleitungsschicht VSC bedeckt ist. Die Leitungsschicht VS30 ist elektrisch mit der Leitungsschicht VSC sowie mit dem Dotierungsbereich VSn, der an der Oberfläche der N-Wanne NWr gebildet ist, verbunden. Diese Leitungsschicht VS30 leitet die externe Versorgungsspannung extVcc. Durch Bilden einer zweiten polykristallinen Silizum­ schicht VSC, die dieses Widerstandselement R0(Ra) in der oberen Schicht bedeckt, kann der Abstand zwischen der Leitungsschicht VSC und jedem der Widerstandsabschnitte Ra und Rb des Wider­ standselementes reduziert werden und der parasitäre Kondensator dieses Widerstandselementes R0 kann größer gemacht werden ver­ glichen mit der in Fig. 3A-3C gezeigten Anordnung.

Genauer wird der parasitäre Kondensator Cp5, der zwischen der Spannungsversorgungsschicht VSC und der dazuweisenden Oberflä­ che des Widerstandsabschnittes Ra (Rb) gebildet ist, wie in Fig. 5B gezeigt ist, größer gemacht in dem Kapazitätswert als der vorher beschriebene parasitäre Kondensator Cp3, der in Fig. 3C gezeigt ist, und folglich kann der Wert des kombinierten pa­ rasitären Kondensators Cpara erhöht werden. Hier ist in Fig. 5B der parasitäre Kondensator, der zwischen der rechten und linken Seitenoberfläche des Widerstandsabschnittes Ra (oder Rb) und dem Spannungsversorgungsleiter VSC der oberen Schicht gebildet ist, nicht gezeigt, um die Figur zu vereinfachen.

Fig. 6A zeigt eine elektrische Ersatzschaltung einer Speicher­ zelle in dem Fall, bei dem die Halbleitereinrichtung eine Halb­ leiterspeichereinrichtung ist, und Fig. 6B zeigt schematisch die Querschnittsstruktur dieser Speicherzelle.

Wie in Fig. 6A gezeigt ist, ist die Speicherzelle entsprechend einem Schnittpunkt einer Wortleitung WL und einer Bitleitung BL angeordnet. Eine Zeile von Speicherzellen sind mit der Wortlei­ tung WL verbunden, während eine Spalte von Speicherzellen mit der Bitleitung BL verbunden sind (d. h. dem Bitleitungspaar BL, /BL). Die Speicherzelle enthält eine Speicherzellenkondensator MC zum Speichern einer Information in der Form von elektrischen Ladungen und einen Zugriffstransistors MT, der aus einem n-Kanal-MOS-Transistor gebildet ist und als Reaktion auf ein Si­ gnalpotential auf der Wortleitung WL leitend gemacht wird zum Verbinden dieses Speicherzellenkondensators MC mit der Bitlei­ tung BL. Eine konstante Zellplattenspannung Vcp wird zu einer Elektrode (Zellplatte) des Speicherzellenkondensators MC gelie­ fert. Eine Menge von Ladungen entsprechend der gespeicherten Information wird an der anderen Elektrode SN (Speicherknoten) des Speicherzellenkondensators MC gesammelt.

In Fig. 6B ist die Speicherzelle an der Oberfläche der p-Typ- Wanne PW an der Oberfläche des P-Typ-Halbleitersubstrates P-SUB gebildet. Dieser Zugriffstransistor MT enthält N-Typ-Dotie­ rungsbereiche SR und DR mit hoher Konzentration, die an der Oberfläche der P-Wanne PW gebildet sind, und eine Gateelektro­ denschicht PL1, die an der Oberfläche der P-Wanne PW zwischen diesen Dotierungsbereichen SR und DR mit einem Gateisolierfilm GT dazwischen gebildet ist. Die Gateelektrodenschicht PL1 ist durch eine polykristalline Siliziumschicht der ersten Ebene ge­ bildet. Der Dotierungsbereich SR ist mit einer Leitungsverbin­ dung PL2, die aus einer polykristallinen Siliziumschicht der zweiten Ebene gebildet ist, verbunden. Diese Leitungsverbindung PL2 stellt eine Bitleitung BL bereit.

Der Speicherzellenkondensator MC weist eine Leitungsverbindung PL3, die in einer polykristallinen Siliziumschicht der dritten Ebene gebildet ist, die mit dem Dotierungsbereich DR verbunden ist, und eine Leitungsverbindung PL4, die in einer polykri­ stallinen Siliziumschicht der vierten Ebene gebildet ist, die gegenüberliegend zu der oberen Oberfläche dieser Leitungsver­ bindung PL3 mit einem Isolierfilm (nicht gezeigt) dazwischen angeordnet ist, auf. Diese Leitungsverbindung PL3 stellt einen Speicherknoten SN und eine Elektrodenschicht des Speicherzel­ lenkondensators MC bereit, während die Leitungsverbindung PL4 die Zellplattenelektrode (die andere Elektrode) des Speicher­ zellenkondensators MC bereitstellt.

Eine Metallverbindung A1 einer Aluminiumschicht der ersten Ebe­ ne ist auf der Zellplattenelektrodenverbindung PL4, die aus der polykristallinen Siliziumverbindung der vierten Ebene gebildet ist, gebildet und ist parallel zu der Leitungsverbindung PL1. Diese Metallverbindung A1, die aus Aluminium gebildet ist, ist mit der Leitungsverbindung PL1 an einem Abschnitt verbunden, der nicht gezeigt ist. Die Leitungsverbindung PL1 stellt eine Wortleitung WL und eine Gateelektrode des Zugriffstransistors bereit. Durch Verbinden dieser Leitungsverbindung PL1 und der Aluminiumverbindung A1, die einen geringen Widerstand aufweist, wird der Widerstand der Wortleitung WL klein gemacht.

Diese Metallverbindung A1 ist in der gleichen Verbindungs­ schicht gebildet, wo die Leitungsschicht VS30 gebildet ist, die in Fig. 5A gezeigt ist. Die Spannungsversorgungsleitungsschicht VSC ist in der polykristallinen Siliziumschicht der zweiten Ebene in der gleichen Verbindungsschicht wie die Schicht, wo die Leitungsverbindung PL2 zum Bilden der Bitleitung gebildet ist, gebildet. Folglich werden diese Leitungsverbindungen VSC und VS30 in dem gleichen Prozeß beim Prozeß zum Herstellen der Speicherzelle gebildet.

In der in Fig. 6B gezeigten Struktur ist der Abstand zwischen der Bitleitung (Leitungsverbindung PL2), die in der polykri­ stallinen Siliziumschicht der zweiten Ebene gebildet ist, und der Leitungsverbindung (Gateelektrodeverbindung) PL1 kürzer ge­ macht als der Abstand zwischen der Metallverbindung A1, die in der Aluminiumverbindungsschicht der ersten Ebene gebildet ist, und der polykristallinen Siliziumverbindung der zweiten Ebene. Folglich kann der Kapazitätswert des parasitären Kondensators zwischen dem Widerstandselement R0 und der Leitungsverbindung VSC in Fig. 5A ausreichend groß gemacht werden.

Entsprechend der dritten Ausführungsform ist eine andere Lei­ tungsverbindung zwischen der Leitungsverbindung zum Fixieren des Wannenpotentials und dem Widerstandselement gebildet und diese andere Leitungsverbindung ist elektrisch mit der Lei­ tungsverbindung zum Fixieren des Wannenpotentials verbunden, so daß der parasitäre Kondensator zwischen dieser anderen Lei­ tungsverbindung und dem Widerstandselement erhöht werden kann. Folglich kann der Wert des parasitären Kondensators Cpara des Widerstandselementes R0 zu der externen Versorgungsspannung extVcc ausreichend groß gemacht werden und das Potential am Knoten N1 kann schnell und genau entsprechend dem Pegel der ex­ ternen Versorgungsspannung extVcc geändert werden, so daß die Stabilisierung der Schaltungsanordnung erreicht werden kann.

Die Funktion als Abschirmungsschicht zu dem Widerstandselement R0(Ra, Rb) ist ebenfalls durch die Leitungsverbindung VS30 in der in Fig. 5A gezeigten Struktur verwirklicht.

Vierte Ausführungsform

Fig. 7 zeigt schematisch eine Querschnittsstruktur eines Hauptabschnitts einer Halbleitervorrichtung entsprechend der vierten Ausführungsform. In der in dieser Fig. 7 gezeigten Struktur ist ein Widerstandselement aus einer Leitungsschicht aus einem polykristallinen Silizium der zweiten Ebene gebildet. In Fig. 7 ist der Widerstandsabschnitte RRa (oder RRb) des Wi­ derstandselementes R0 gezeigt. Die Widerstandsabschnitte RRa und RRb dieses Widerstandselementes weisen Widerstandsabschnit­ te, die wiederholt in einer Richtung mit einem vorbestimmten Abstand bzw. Abständen angeordnet sind und Widerstandsabschnit­ te, die in der zu der einen Richtung senkrechten Richtung zum elektrischen Verbinden der Widerstandselemente, die sich ent­ lang der einen Richtung erstrecken, vorgesehen sind, auf.

In dem Fall, bei dem die polykristalline Siliziumverbindung der zweiten Ebene als dieses Widerstandselement R0 verwendet wird, ist das Widerstandselement noch nicht an der Oberfläche dieser N-Wanne NWr gebildet, wenn die Gateelektrode des MOS-Transi­ stors gebildet wird. Durch Implantieren einer n-Typ-Dotierung über die gesamte Oberfläche dieser N-Wanne NWr während des Pro­ zesses der Dotierungsimplantation für den MOS-Transistor kann eine n-Typ-Dotierungsbereich NIR mit einer hohen Konzentration gebildet werden. Dieser n-Typ-Dotierungsbereich NIR ist elek­ trisch mit der oberen Schicht des Widerstandselementes RRa (RRb) oder mit der Leitungsverbindungsschicht VS20, die derart gebildet ist, daß sie diese Widerstandsabschnitte bedeckt, ver­ bunden. Der Leiter VS20 wird mit der externen Versorgungsspan­ nung extVcc versorgt.

In der in dieser Fig. 7 gezeigten Struktur ist der n-Typ- Dotierungsbereich NIR mit einem niedrigen Widerstand über der gesamten Oberfläche der N-Wanne NWr gebildet. Daher wird der Elektrodenwiderstand des parasitären Kondensators, der zwischen diesem Widerstandsabschnitt RRa (RRb) und dem Dotierungsbereich NIR gebildet ist, verringert, wird eine Variation der externen Versorgungsspannung extVcc schnell über die gesamte Oberfläche der N-Wanne NWr geleitet und kann das Potential am Knoten N1 durch die kapazitive Kopplung entsprechend der Änderung in der externen Versorgungsspannung extVcc geändert werden, so daß ein Kondensator mit hervorragender Reaktionseigenschaften verwirk­ licht werden kann und die Konstantstromerzeugungsschaltung in einer stabilisierten Art betrieben werden kann.

Fünfte Ausführungsform

Fig. 8 zeigt schematisch eine Struktur eines Hauptabschnittes einer Halbleitervorrichtung entsprechend der fünften Ausfüh­ rungsform. In Fig. 8 ist nur die Struktur des Abschnittes einer Konstantstromerzeugungsschaltung gezeigt. Wie in Fig. 8 gezeigt ist, weist die Konstantstromerzeugungsschaltung 10a ein Wider­ standselement RF, das zwischen einem externen Versorgungsknoten 2a und einem Knoten LPF geschaltet ist, und einen Kondensator CF, der zwischen dem Knoten LPF und einem Masseknoten geschal­ tet ist, auf. Der parasitäre Kondensator Cpa ist aktiv in Bezug zu dem Widerstandselement RF gebildet.

Ein Widerstandselement R0 ist zwischen dem Knoten LPF und einem Knoten N1 geschaltet. Dieses Widerstandselement R0, dessen Querschnittsstruktur später detailliert beschrieben wird, weist eine zu denen der ersten bis vierten Ausführungsform ähnliche Struktur auf. Ein Wannenbereich, der unterhalb des Widerstand­ selementes R0 gebildet ist, ist mit dem Knoten LPF verbunden und eine parasitärer Kondensator Cpb, der dieses Widerstands­ element R0 begleitet, ist an dem Knoten LPF vorgesehen. Die Strukturen der anderen Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 sind die gleichen wie die Struktur, die vorher mit Bezug zu Fig. 14 ge­ zeigt wurde, und die Beschreibung davon wird hier nicht wieder­ holt.

In der Struktur der Konstantstromerzeugungsschaltung 10a, die in dieser Fig. 8 gezeigt ist, ist ein Tiefpaßfilter durch das Widerstandselement RF und den Kondensator CF gebildet. Dieser Kondensator CF und der parasitäre Kondensator Cpa sind parallel geschaltet. Daher ist es durch Verwenden des Elementes mit der gleichen Struktur wie des Widerstandselementes R0, das in der ersten bis vierten Ausführungsform gezeigt ist, als dieses Wi­ derstandselement RF möglich, einen parasitären Kondensator Cpa, der einen hohen Kapazitätswert aufweist, effizient zu bilden. In diesem Fall ist der parasitäre Kondensator Cpa eher mit ei­ nem Masseknoten als dem externen Versorgungsknoten verbunden, da die N-Wanne derart verbunden ist, daß sie das Massepotential empfängt. Daher kann, sogar wenn die externe Versorgungsspan­ nung extVcc verändert wird, ein Störsignal in der externen Ver­ sorgungsspannung extVcc durch den Tiefpaßfilter, der durch das Widerstandselement RF, den Kondensator CF und den parasitären Kondensator Cpa gebildet ist, eliminiert werden, so daß das Po­ tential am Knoten LPF auf einem konstanten Potentialpegel in einer stabilisierten Art gehalten werden kann.

Das Widerstandselement R0 ist zwischen dem Knoten LPF und dem Knoten N1 geschaltet, der MOS-Transistor Q1 ist zwischen dem Knoten LPF und dem Knoten N2 geschaltet und das Gate des MOS- Transistors Q1 ist mit dem Knoten N1 verbunden. Diese Konstant­ stromerzeugungsschaltung 10a führt einen Konstantstromerzeu­ gungsbetrieb unter Benutzung des Knotens LPF als den Versor­ gungsknoten durch. Die Spannung an dem Knoten LPF ist auf einem stabilisierten Pegel mit dort eliminiertem Störsignal aufgrund des Widerstandselementes RF, des Kondensators CF und des para­ sitären Kondensators Cpa. Daher kann diese Konstantstromerzeu­ gungsschaltung 10a einen konstanten Strom in einer stabilisier­ ten Art, ohne durch eine Variation der externen Versorgungs­ spannung extVcc beeinflußt zu sein, erzeugen. Zusätzlich wird, sogar wenn die Spannung am Knoten LPF variiert wird, diese Än­ derung der Spannung am Knoten LPF zu dem Knoten N1 durch den parasitären Kondensator Cpb des Widerstandselementes R0 über­ tragen, so daß die Spannung zwischen dem Knoten LPF und dem Knoten N1 konstant gehalten werden kann und ein konstanter Strom von gewünschter Größe in einer stabilisierten Art herge­ stellt werden kann.

Fig. 9A zeigt eine Struktur eines Abschnittes eines Widerstand­ selementes RF in Fig. 8. Wie in Fig. 9A gezeigt ist, ist eine N-Wanne NWF, die aus einem n-Typ-Dotierungsbereich mit einer niedrigen Konzentration gebildet ist, an der Oberfläche des P-Typ Halbleitersubstrates P-SUB gebildet. An der Oberfläche die­ ser N-Wanne NWF ist ein dicker Isolierfilm (im folgenden als Feldisolierfilm bezeichnet) FDF mit der gleichen Dicke wie die Dicke des Elementtrennfeldisolierfilmes gebildet. Das Wider­ standselement RF ist auf diesem Feldisolierfilm FDF gebildet. In Fig. 9A ist nur die Querschnittsstruktur des Widerstandsab­ schnittes RFa (oder RFb), der sich entlang einer Richtung die­ ses Widerstandselementes RF erstreckt, gezeigt. Ein n-Typ- Dotierungsbereich VSnF mit einer hohen Konzentration ist an der Oberfläche der N-Wanne NWF derart gebildet, daß der Feldiso­ lierfilm FDF umgeben ist. An der oberen Schicht des Widerstand­ selementes RF (RFa, RFb) ist eine Metalleitungsverbindung VS40 aus Aluminium derart gebildet, daß diese Widerstandselementab­ schnitte bedeckt sind. Diese Metalleitungsverbindung VS40 ist mit dem Dotierungsbereich VSnF sowie mit dem Masseknoten ver­ bunden. Daher ist die N-Wanne NWF auf dem Massepotential fi­ xiert. Das Halbleitersubstrat P-SUB ist auf ein negatives Po­ tential VBB vorgespannt.

In der in dieser Fig. 9A gezeigten Struktur ist ein parasitärer Kondensator Cpaa, der zwischen dem Widerstandsabschnitt RFa (RFb) und der N-Wanne NWF gebildet ist, zu dem Masseknoten ge­ bildet. Der kombinierte parasitäre Kondensator Cpa dieses para­ sitären Kondensators Cpaa ist parallel mit dem Kondensator CF, der in Fig. 8 gezeigt ist, geschaltet. Ein benötigter Wider­ standswert kann ohne Vergrößern der Fläche, die durch den Kon­ densator CF belegt ist, verwirklicht werden, so daß ein Tief­ paßfilter, der nur eine kleine Fläche belegt, verwirklicht wer­ den kann, und der Knoten LPF kann auf einem konstanten Span­ nungspegel in einer stabilisierten Art gehalten werden, ohne durch das Störsignal an der externen Versorgungsspannung extVcc beeinflußt zu sein.

Fig. 9B zeigt die Struktur eines Abschnittes des Widerstandse­ lementes R0 in Fig. 8. In dieser Fig. 9B ist die Querschnitts­ struktur des Abschnittes des Widerstandsabschnittes Ra (Rb) des Widerstandselementes R0 gezeigt. Dieser Widerstandsabschnitt Ra (Rb) ist auf dem Feldisolierfilm FD, der auf der Oberfläche der N-Wanne NWr gebildet, gebildet. Ein n-Typ-Dotierungsbereich VSn mit hoher Konzentration, der diesen Feldisolierfilm FD umgibt, ist entlang der Peripherie der N-Wanne NWr gebildet. Eine Me­ talleitungsverbindung VS50 aus Aluminium ist auf der oberen Schicht des Widerstandsabschnittes Ra (Rb) gebildet. Diese Me­ talleitungsverbindung VS50 ist mit dem Knoten LPF sowie mit dem n-Typ-Dotierungsbereich VSn mit hoher Konzentration verbunden. Die N-Wanne NWr ist auf dem Spannungspegel des Knotens LPF fi­ xiert. Da der Knoten LPF mit dem Versorgungsknoten 2a über das Widerstandselement RF, das in Fig. 9A gezeigt ist, verbunden ist, wird eine Spannung, von der ein Störsignal eliminiert ist, zu dem Knoten LPF übertragen und die N-Wanne NWr wird auch auf einem konstanten Spannungspegel in einer stabilisierten Art ge­ halten. Der parasitäre Kondensator Cp, der zwischen dem Wider­ standsabschnitt Ra (Rb) und der N-Wanne NWr gebildet ist, ist mit Bezug zu dem Knoten LPF gebildet. Daher wird, sogar wenn das Störsignal, das nicht eliminiert wurde, zu dem Knoten LPF durch den Tiefpaßfilter übertragen wird, das Potential am Kno­ ten N1 durch den kombinierten parasitären Kondensator dieses parasitären Kondensators Cp geändert und die Spannung, die an den gegenüberliegenden Enden des Widerstandselementes R0 ange­ legt ist, kann auf einem konstanten Spannungspegel gehalten werden. Die Metalleitungsverbindung VS50 ist auf der oberen Schicht des Widerstandselementabschnittes Ra (Rb) derart gebil­ det, daß der Widerstandsabschnitt Ra (Rb) bedeckt ist.

Alternativ kann eine der zweiten bis vierten Ausführungsformen, die vorher beschrieben wurden, anstatt des Widerstandselementes und der Struktur zum Fixieren des Wannenpotentials, die in Fig. 9A und 9B gezeigt sind, verwendet werden.

Wie oben beschrieben wurde, wird entsprechend der fünften Aus­ führungsform die externe Versorgungsspannung von dem externen Versorgungsknoten zu dem Versorgungsknoten der Konstantstromer­ zeugungsschaltung über den Tiefpaßfilter übertragen, so daß es möglich ist, das Potential am Versorgungsknoten dieser Kon­ stantstromerzeugungsschaltung auf einem konstanten Spannungspe­ gel in einer stabilisierten Art zu halten, ohne durch ein Stör­ signal auf der externen Versorgungsspannung extVcc beeinflußt zu sein. Bei dem Widerstandselement, das den Tiefpaßfilter bil­ det, kann der Wert des Kondensators, der in dem Tiefpaßfilter enthalten ist, auf einen hohen Wert mit einer nur geringen be­ legten Fläche eingestellt werden durch Bereitstellen eines Wan­ nenbereiches für diesen speziellen Zweck und Fixieren des Wan­ nenbereiches auf den Massespannungspegel. Zusätzlich kann bei der Konstantstromerzeugungsschaltung, da der Wannenbereich, der für den speziellen Zweck des Widerstandselementes R0 für die Konstantstromerzeugung bereitgestellt ist, mit dem Ausgangskno­ ten dieses Tiefpaßfilters verbunden ist, der Spannungspegel zwischen den entgegengesetzten Enden des Widerstandselementes für die Konstantstromerzeugung entsprechend dem Störsignal auf­ grund des parasitären Kondensators des Widerstandselementes ge­ ändert werden, sogar wenn die Spannung mit einem nicht­ eliminierten Störsignal zu dem internen Versorgungsknoten über­ tragen wird, so daß die Spannung zwischen den gegenüberliegen­ den Enden des Widerstandselementes für die Konstantstromerzeu­ gung auf einem konstanten Spannungspegel in einer stabilisier­ ten Art gehalten werden kann.

Sechste Ausführungsform

Fig. 10 zeigt eine Struktur eines Hauptabschnittes einer Halb­ leitervorrichtung entsprechend der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 10 gezeigt ist, ist ein Wi­ derstandselement RZ zwischen einem Signaleingabeknoten 20 und einem Knoten 21 bereitgestellt. Ein Wannenbereich ist für einen speziellen Zweck in Bezug zu diesem Widerstandselement RZ be­ reitgestellt und ist mit dem Signaleingabeknoten 20 verbunden. Ein Signal SIG wird zu dem Knoten 21 über das Widerstandsele­ ment RZ für den Zweck der Spannungsreduzierung, Strombegrenzung oder ähnlichem übertragen. Bei diesem Betrieb ist der parasitä­ re Kondensator Csp des Widerstandselementes RZ mit dem Si­ gnaleingabeknoten 20 verbunden. Folglich wird eine Änderung des Signals am Signaleingabeknoten 20 mit hoher Geschwindigkeit zu dem Knoten 21 übertragen. Somit kann das Signal SIG schneller zu dem Knoten 21 verglichen mit dem Fall übertragen werden, bei dem das Widerstandselement RZ einen parasitären Kondensator zu der Masse aufweist.

In der in Fig. 10 gezeigten Struktur kann jede der ersten bis vierten Ausführungsform, die vorher beschrieben wurden, als die Struktur des Widerstandselementes RZ und die Leitungsverbindung zum Fixieren des Wannenpotentials verwendet werden.

Entsprechend der sechsten Ausführungsform wird ein Wannenbe­ reich für einen speziellen Zweck für ein Widerstandselement be­ reitgestellt und ist auf ein Potential des Signaleingabeknotens fixiert und daher wird ein an den Signaleingabeknoten angeleg­ tes Signal mit hoher Geschwindigkeit zu dem anderen Ende des Widerstandselementes übertragen. Wenn das andere Ende des Wi­ derstandselementes zum Beispiel mit der Basis eines Bipolar­ transistors verbunden ist, kann der Bipolartransistor entspre­ chend dem Eingabesignal mit hoher Geschwindigkeit betrieben werden.

Siebte Ausführungsform

Fig. 11 zeigt schematisch eine Struktur einer Halbleitervor­ richtung entsprechend der siebten Ausführungsform. Wie in Fig. 11 gezeigt ist, ist ein Widerstandselement R30 zwischen einem Versorgungsknoten 30 und einem Betriebsstromversorgungsknoten 31 eines Logikgatters LG geschaltet. Für dieses Widerstandsele­ ment R30 ist auch ein Wannenbereich für einen speziellen Zweck wie in den vorher beschriebenen Ausführungsformen 1 bis 4 be­ reitgestellt und ist auf dem Massepotentialpegel fixiert. Das Logikgatter LG weist in einem Beispiel eine Struktur eines CMOS-Inverters auf, der aus einem p-Kanal-MOS-Transistor PQ und einem n-Kanal-MOS-Transistor NQ gebildet ist.

In dem Fall der Struktur, die in dieser Fig. 11 gezeigt ist, weist das Widerstandselement R30 eine parasitären Kondensator C30 mit Bezug zu der Masse auf (das Wannenpotential ist auf das Massepotential fixiert). Folglich wird, sogar wenn die Versor­ gungsspannung Vcc an dem Versorgungsknoten 30 variiert wird, das Versorgungsstörsignal durch das Widerstandselement R30 und den parasitären Kondensator C30 gefiltert oder wird durch den parasitären Kondensator C30 absorbiert. Daher wird der Be­ triebsstromversorgungsknoten 31 des Logikgatters LG stabili­ siert und auf einem konstanten Spannungspegel gehalten. Das Lo­ gikgatter LG führt nie eine fehlerhafte Bestimmung des Logikpe­ gels dieses Eingabesignals IN durch und sogar wenn ein Versor­ gungsstromstörsignal aufgetreten ist, kann ein Logikgatter LG, das einen stabilen Betrieb durchführt, verwirklicht werden. Hier weist der parasitäre Kondensator C30, der in dem Tiefpaß­ filter als eine Komponente enthalten ist, einen Wannenbereich, der zu dem Bereich hinweist, wo das Widerstandselement gebildet ist, als seine eine Elektrode auf. Daher gibt es bei dem Tief­ paßfilter, der durch dieses Widerstandselement und das Konden­ satorelement gebildet ist, kein Bedarf für die Fläche, die durch das Kondensatorelement belegt ist, so daß eine Schal­ tungsanordnung, die eine Stabilisierung der Versorgungsspannung erlaubt, mit nur einer geringen belegten Fläche verwirklicht werden kann.

Es wird angemerkt, daß dieses Logikgatter LG nicht auf einen Inverter beschränkt ist und jedes andere Logikgatter mit mehre­ ren Eingängen sein kann. Auch kann das Widerstandselement an dem Masseknoten bereitgestellt sein.

Entsprechend der siebten Ausführungsform ist ein Widerstandse­ lement zwischen dem Betriebsstromversorgungsknoten eines Logik­ gatters und dem Versorgungsknoten, an dem die Stromversorgungs­ spannung angelegt ist, bereitgestellt und ein Wannenbereich, der auf das Massepotential fixiert ist, ist nur für das Wider­ standselement bereitgestellt, so daß ein Stromversorgungsstör­ signal derart absorbiert werden kann, daß die Betriebsstromver­ sorgungspannung des Logikgatters mit nur einer kleinen belegten Fläche stabilisiert werden kann.

Achte Ausführungsform

Fig. 12 zeigt eine Struktur einer Halbleitervorrichtung ent­ sprechend der achten Ausführungsform. Wie in Fig. 12 gezeigt ist, ist ein Widerstandselement R40 zwischen einem Eingabekno­ ten 41 und einem Ausgabeknoten 42 verbunden und ist ein Konden­ satorelement C40 zwischen dem Ausgabeknoten 42 und einem Masse­ knoten verbunden. Das Widerstandselement R40 ist aus einem po­ lykristallinen Silizium gebildet und ein Wannenbereich für ei­ nen speziellen Zweck ist für dieses Widerstandselement R40 wie in der 1 bis 4 Ausführungsform bereitgestellt. Dieser Wannenbe­ reich, der nur für das Widerstandselement R40 bereitgestellt ist, ist mit dem Masseknoten verbunden. Daher weist das Wider­ standselement R40 einen parasitären Kondensator CP40 in Bezug zu der Masse auf.

In der Struktur, die in dieser Fig. 12 gezeigt ist, ist ein Tiefpaßfilter zum Filtern eines Eingabesignals IN gebildet, das an den Knoten 42 zum Herstellen eines Ausgabesignals OUT an ei­ nem Ausgabeknoten 42 angelegt ist. In diesem Tiefpaßfilter ist ein parasitärer Kondensator CP40 parallel mit dem Kondensator C40 geschaltet. Dieser parasitärer Kondensator CP40 weist einen relativ hohen Kapazitätswert auf. Daher ist es möglich, den Ka­ pazitätswert des Kondensators C40 zu reduzieren und einen Tief­ paßfilter zu verwirklichen, der nur eine kleine Fläche belegt.

Es wird angemerkt, daß eine Konstantstromerzeugungsschaltung jeder Struktur verwendet werden kann, solange eine Konstant­ spannung über zwei Enden eines Widerstandselementes erzeugt wird und ein Konstantstrom durch den Widerstandswert und der über die beiden Enden des Widerstandselementes angelegten Span­ nung bestimmt wird.

Entsprechend den beschriebenen Ausführungsformen ist ein Wan­ nenbereich an der Oberfläche der Halbleiterschicht, die zu ei­ nem Widerstand weist, bereitgestellt und ist mit einem speziel­ len Knoten verbunden. Somit wird, sogar wenn ein Störsignal an einem Ende des Widerstandes erzeugt wird, das Störsignal an dem Potential des anderen Endes des Widerstandes kompensiert auf­ grund des Kondensators zwischen dem Halbleiterwannenbereich und dem Widerstand und somit ist es möglich, eine Halbleitervor­ richtung mit erstklassiger Störsicherheit zu verwirklichen.

Speziell durch Verbinden des Wannenbereiches mit einem Ende des Widerstandes überträgt der parasitäre Kondensator zwischen dem Widerstand und dem Wannenbereich eine Variation des Potentials an einem Ende des Widerstandes zu dem anderen Ende des Wider­ standes durch kapazitive Kopplung, so daß es möglich ist, eine Halbleitervorrichtung mit hervorragenden Antworteigenschaften zu verwirklichen.

Durch Verbinden dieses Halbleiterwannenbereiches und von einem Ende des Widerstandes mit dem Stromversorgungsspannungsknoten kann die Spannung, die über die zwei Enden des Widerstandes an­ gelegt ist, auf einen konstanten Pegel gesetzt werden, sogar wenn ein Störsignal auf der Stromversorgungsspannung erzeugt wird, und folglich kann der Strom, der durch diesen Widerstand fließt, konstant gemacht werden.

Alternativ kann durch Verbinden des Halbleiterwannenbereiches mit einem Knoten, der eine vorbestimmte Spannung empfängt, die sich von der Spannung an den beiden Enden des Widerstandes un­ terscheidet, ein großer parasitärer Kondensator an dem Wider­ stand gebildet werden, der eine Absorption eines Störsignales durch diesen parasitären Kondensator erlaubt, das an einem Ende des Widerstandes erzeugt ist, so daß es möglich ist, eine Halb­ leitervorrichtung mit erstklassiger Störsicherheit bereitzu­ stellen.

Claims (19)

1. Halbleitervorrichtung mit
einem Widerstandselement (R0; RF; RZ; R30; R40), das auf einer Halbleiterschicht (P-SUB) eines ersten Leitungstyps mit einem Isolierfilm (FD; GD) dazwischen gebildet ist,
einem Halbleiterbereich (NWr; NNF) eines zweiten Leitungstyps, der zu einem gesamten Bereich zum Bilden des Widerstandselemen­ tes (R0; RF; RZ; R30; R40) hinweisend und an der Oberfläche der Halbleiterschicht (P-SUB) nur für den Bereich, wo das Wider­ standselement (R0; RF; RZ; R30; R40) gebildet ist, gebildet ist und
einer Spannungsversorgungseinrichtung (VS; VS10; VS30; VS20; VS50) zum Versorgen einer Spannung eines speziellen Knotens (2aa; LPF; GND) zu dem Halbleiterbereich (NWr; NNF).

2. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Widerstandselement (R0; RF; RZ; R30; R40) zwischen einem ersten Knoten (2aa; LPF), der mit dem speziellen Knoten (2a; 20; 30; 41) verbunden ist, und einem zweiten Knoten (N1; LPF; 21; 31; 42) geschaltet ist.

3. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei der spezielle Knoten (2a; 30) mit einem Knoten verbunden ist, der mit einer vorbestimmten Spannung (extVcc; Vcc; GND) ver­ sorgt wird.

4. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Widerstandselement (RF; R30; R40) zwischen einem ersten Knoten (2a; 30; 41) und einem zweiten Knoten (LPF; 31; 42) ge­ schaltet ist und der spezielle Knoten (2aa; LPF; GND) mit einem Knoten zum Versorgen einer vorbestimmten konstanten Spannung (GND), die verschieden von der Spannung an dem ersten und zwei­ ten Knoten (2a; 30; 41; LPF; 31; 42) ist, verbunden ist.

5. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei
der Halbleiterbereich (NWr; NWF),
einen Halbleiterwannenbereich (NWr; NWF) des zweiten Leitungs­ typs mit einer ersten Dotierungskonzentration, der an der Ober­ fläche der Halbleiterschicht (P-SUB) gebildet ist, und
einen Dotierungshalbleiterbereich (VSn; VSnF; NIR) des zweiten Leitungstyps, der an einer Oberfläche des Halbleiterwannenbe­ reiches (NWr; NWF) gebildet ist und so verbunden ist, daß er die Spannung von der Spannungsversorgungseinrichtung (VS; VS10; VS30; VS20; VS50) empfängt, und eine zweite Dotierungskonzen­ tration aufweist, die größer ist als die erste Dotierungskon­ zentration, aufweist.

6. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Isolierfilm (FD; FDF) eine gemeinsame gleiche Dicke wie ein Dickfeldisolierfilm für die Elementtrennung aufweist.

7. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit einem Feldeffekttransistor (TG, ISR, IDR) mit isoliertem Gate, der in einem Bereich (NWt) gebildet ist, der ein anderer als der Bereich ist, in dem das Widerstandselement (R0; RF; RZ; R30; R40) gebildet ist, und der eine Steuerelektrode (TG) auf­ weist, die aus einem Leiter einer ersten Ebene auf der Halblei­ terschicht (P-SUB) gebildet ist, und wobei das Widerstandselement (R0) aus dem Leiter (TG) der ersten Ebe­ ne gebildet ist.

8. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit einem Feldeffekttransistor (TG, ISR, IDR) mit isoliertem Gate, der in einem Bereich (NWt) gebildet ist, der ein anderer Be­ reich (NWr; NWF) ist, in dem das Widerstandselement (R0; RF; RZ; R30; R40) gebildet ist, und der eine Steuerelektrode (TG) aufweist, die aus einem Leiter einer ersten Ebene auf der Halb­ leiterschicht (P-SUB) gebildet ist, und wobei das Widerstandselement (RRa, RRb) in einer Schicht oberhalb dem Leiter der ersten Ebene und aus einem gemeinsamen gleichen Ma­ terial wie das des Leiters der ersten Ebene gebildet ist.

9. Halbleitereinrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, wobei der Dotierungshalbleiterbereich (VSn; VSnF) weiter eine Mehr­ zahl von Inselbereichen (IP) aufweist, die mit einem Abstand voneinander an einer Oberfläche des Halbleiterwannenbereiches (NWr) gebildet sind.

10. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Spannungsversorgungseinrichtung eine Leiterschicht (VS; VS10) aufweist, die derart in einer Schicht oberhalb des Wider­ standselementes (R0) gebildet ist, daß das Widerstandselement (R0) bedeckt ist.

11. Halbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei
die Spannungsversorgungseinrichtung
eine erste Leiterschicht (VSC), die in einer Schicht oberhalb des Widerstandselementes (R0) derart gebildet ist, daß das Wi­ derstandselement (R0) bedeckt ist, und
eine zweite Leiterschicht (VS30), die in einer Schicht oberhalb der ersten Leiterschicht (VSC) derart gebildet ist, daß die er­ ste Leiterschicht (VSC) bedeckt ist, und die elektrisch mit der ersten Leiterschicht (VSC) und dem Halbleiterbereich (NWr) ver­ bunden ist, zum Anwenden der Spannung an dem speziellen Knoten (2a; GND; 20).

12. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2 mit
einem zweiten Widerstandselement (RF; R0), das in einem anderen Bereich als der Bereich, in dem das Widerstandselement gebildet ist, an der Oberfläche der Halbleiterschicht (P-SUB) mit einem zweiten Isolierfilm (FDF; FD; GD) dazwischen gebildet ist und zwischen einem Knoten (GND; 2a), der eine vorbestimmte erste Spannung empfängt, und dem ersten Knoten (LPF; 2a), mit dem der spezielle Knoten verbunden ist, verbunden ist,
einem zweiten Halbleiterbereich (NWF; NWr) des zweiten Lei­ tungstyps, der an einer Oberfläche der Halbleiterschicht (P-SUB) zu dem Bereich, in dem das zweite Widerstandselement (RF; R0) gebildet ist, hinweisend und ausschließlich für den Bereich gebildet ist, und
einer zweiten Spannungsversorgungseinrichtung (VS40; VS50) zum Versorgen einer zweiten Konstantspannung (GND; extVcc) zu dem zweiten Halbleiterbereich (NWF; NWr), die von der ersten Spannung und der Spannung an dem speziellen Knoten verschie­ den ist.

13. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 12, wobei die zweite Spannungsversorgungseinrichtung (VS40; VS50) eine zweite Leiterschicht (VS40; VS50), die in einer Schicht ober­ halb des zweiten Widerstandselementes (RF, R0) derart gebildet ist, daß das zweite Widerstandselement (RF; R0) bedeckt ist, aufweist.

14. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2 mit einer Konstantstromerzeugungseinrichtung (10a), die mit dem speziellen Knoten (2a) und dem zweiten Knoten (N1) verbunden ist, zum Erzeugen einer Konstantspannung mit keiner Abhängig­ keit von der Spannung an dem speziellen Knoten (2a) zwischen dem ersten und zweiten Knoten (2a; N1) des Widerstandselementes (R0) und zum Erzeugen eines Konstantstromes, der durch die Kon­ stantspannung und den Widerstandswert des Widerstandselementes (R0) bestimmt ist.

15. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 14 mit einer Referenzspannungserzeugungseinrichtung (10b) zum Empfan­ gen des Konstantstromes, der durch das Widerstandselement (R0) von der Konstantstromerzeugungseinrichtung (10a) fließt, zum Umwandeln in eine Spannung und zum Erzeugen einer Referenzspan­ nung mit keiner Abhängigkeit von der Spannung an dem speziellen Knoten (N1).

16. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 15, wobei
eine Spannung, die von einer externen Versorgungsspannung ab­ hängt, an dem speziellen Knoten (2a) angelegt ist und wobei die Halbleitervorrichtung
ein Stromversorgungstreiberelement (Q13), das zwischen einem Knoten (2a), der die externe Versorgungsspannung empfängt, und
einer internen Versorgungsleitung (13), die die interne Be­ triebsversorgungsspannung (intVcc) leitet, verbunden ist, zum Versorgen eines Stromes von dem Knoten (2a), der die externe Versorgungsspannung empfängt, zu der internen Versorgungslei­ tung (13) und
eine Vergleichs-/Regeleinrichtung (Q8-Q11) zum Vergleichen der Spannung auf der internen Versorgungsleitung (13) und der Refe­ renzspannung von der Referenzspannungserzeugungseinrichtung (10b) derart, daß eine durch das Stromversorgungstreiberelement (Q13) gelieferte Strommenge entsprechend dem Vergleichsergebnis geregelt wird, aufweist.

17. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 2, wobei eine externe Versorgungsspannung an den speziellen Knoten (2a) angelegt ist.

18. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 4, mit einem Kapazitätselement (CF), das zwischen dem zweiten Knoten (LPF) und dem speziellen Knoten (GND) geschaltet ist.

19. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 12, mit einem Kapazitätselement, das zwischen einem Knoten (GND), der die zweite Konstantspannung empfängt, und dem speziellen Knoten (LPF) geschaltet ist.