DE10392192T5

DE10392192T5 - Abtast-Halte-Schaltung und Bildanzeigevorrichtung, die diese verwendet

Info

Publication number: DE10392192T5
Application number: DE10392192T
Authority: DE
Inventors: Youichi Tobita
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-11-06
Filing date: 2003-06-27
Publication date: 2005-01-05
Also published as: US7573451B2; CN100375144C; TW200407591A; KR20040081109A; US20050088396A1; WO2004042691A1; KR100698952B1; TWI304141B; CN1615506A; JPWO2004042691A1

Abstract

Abtast-Halte-Schaltung (14) zum Abtasten eines Eingangspotentials (VG), Halten des abgetasteten Potentials und Ausgeben desselben, mit:
einem ersten Schaltelement (15), das das Eingangspotential (VG) an einer seiner Elektroden empfängt und für eine erste Zeitspanne eingeschaltet wird,
einem zweiten Schaltelement (16), das mit einer seiner Elektroden mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements (15) verbunden ist und für eine zweite Zeitspanne eingeschaltet wird,
einem ersten Kondensator (19), der mit einer seiner Elektroden mit der anderen Elektrode des zweiten Schaltelements (16) verbunden ist und an der anderen Elektrode ein vorbestimmtes Potential (VCOM) empfängt, und
einer Treiberschaltung (160), bei der ein Eingangsknoten (N20) mit der anderen Elektrode des zweiten Schaltelements (16) verbunden ist und ein Ausgangsknoten (N30) mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements (15) verbunden ist und die an dem Ausgangsknoten (N30) ein Potential liefert, das einem Potential des Eingangsknotens (N20) entspricht.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Abtast-Halte-Schaltung und eine Bildanzeigevorrichtung, die diese verwendet, und insbesondere auf eine Abtast-Halte-Schaltung, die ein Eingangspotential abtastet, das abgetastete Potential hält und es ausgibt, sowie auf eine Bildbildungsvorrichtung, die die Abtast-Halte-Schaltung verwendet.
Technischer Hintergrund
76 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer herkömmlichen Flüssigkristallanzeigevorrichtung zeigt. In der in 76 gezeigten Flüssigkristallanzeigevorrichtung sind eine Flüssigkristallzelle 303 und eine Abtast-Halteschaltung 304 an einer Kreuzung zwischen einer Abtastleitung 301 und einer Datenleitung 302 angeordnet. Die Abtast-Halte-Schaltung 304 enthält einen Schalter 305 und einen Kondensator 307. Der Schalter 305 ist zwischen die Datenleitung 302 und einen Knoten N300 geschaltet und behält seine EIN-Stellung, während die Abtastleitung 301 auf einem ausgewählten Pegel H liegt. Der Kondensator 307 ist zwischen den Knoten N300 und eine Leitung mit einem gemeinsamen Potential VCOM geschaltet. Die Flüssigkristallzelle 303 ist zwischen den Knoten N300 und die Leitung mit dem gemeinsamen Potential VCOM geschaltet.
Wenn die Abtastleitung 301 auf den ausgewählten Pegel H angehoben wird, wird der Schalter 305 eingeschaltet, um den Knoten N300 zu laden, um das Potential der Datenleitung 302 zu erreichen. Wenn die Abtastleitung 301 auf einen unausgewählten Pegel L abfällt, wird der Schalter 305 ausgeschaltet, und der Kondensator 307 hält das Potential des Knotens N300. Die Flüssigkristallzelle 303 weist eine Lichtdurchlässigkeit auf, die dem Potential des Knotens N300 entspricht.
Wenn sich jedoch das Potential der Datenleitung 302 in der herkömmlichen Flüssigkristallanzeigevorrichtung ändert, wenn die Abtastleitung 301 auf L-Pegel liegt, fließt ein Leckstrom zwischen dem Knoten N300 und der Datenleitung 302 durch das Widerstandselement 306, so dass sich das Potential des Knotens N300 ändert. Daher muss das Potential des Knotens N300 in vorbestimmten Zeitabständen aufgefrischt (neu geschrieben) werden, was eine relativ hohe Leistung verbraucht.

Offenbarung der Erfindung

Dementsprechend ist es eine hauptsächliche Aufgabe der Erfindung, eine Abtast-Halte-Schaltung bereitzustellen, die Änderungen in dem gehaltenen Potential unterdrücken kann, sowie eine Bildanzeigevorrichtung, die diese verwendet.

Eine Abtast-Halte-Schaltung entsprechend der Erfindung enthält ein erstes Schaltelement, das ein Eingangspotential an einer seiner Elektroden empfängt und für eine erste Zeitdauer eingeschaltet wird; ein zweites Schaltelement, das mit einer seiner Elektroden mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements verbunden ist und für eine zweite Zeitdauer EIN ist; einen ersten Kondensator, der mit einer seiner Elektroden mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements verbunden ist und an der anderen Elektrode ein vorbestimmtes Potential empfängt; und eine Treiberschaltung, bei der ein Eingangsknoten mit der anderen Elektrode des zweiten Schaltelements verbunden ist und ein Ausgangsknoten mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements verbunden ist und die an dem Ausgangsknoten ein Potential liefert, das dem Potential des Eingangsknotens entspricht. Auch wenn sich das Eingangspotential ändert, nachdem das Eingangspotential durch Einschalten des ersten und zweiten Schaltelements jeweils für die erste und zweite Zeitspanne abgetastet ist, hält die Treiberschaltung daher das Potential der anderen Elektrode des ersten Schaltelements, so dass Änderungen in dem abgetasteten Potential unterdrückt werden können.

Eine Bildanzeigevorrichtung gemäß der Erfindung enthält die oben beschriebene Abtast-Halte-Schaltung und eine Flüssigkristallzelle oder ein lichtabstrahlendes Element, die von dem Ausgangspotential der oben beschriebenen Abtast-Halte-Schaltung getrieben werden. In dieser Vorrichtung ist ein Auffrischen eines Gradationspotentials oder eines Gradationsstroms weniger oft erforderlich, so dass der Leistungsverbrauch verringert werden kann.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Gesamtaufbau einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
2 ist ein Blockschaltbild, das einen Hauptabschnitt einer in 1 gezeigten Horizontalabtastschaltung zeigt.
3 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer entsprechend jeder Flüssigkristallzelle bereitgestellten Abtast-Halte-Schaltung zeigt.
4 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer in 3 gezeigten Treiberschaltung zeigt.
5 ist ein Schaltbild zum Veranschaulichen eines Betriebs der in 4 gezeigten Treiberschaltung.
6 ist ein Zeitdiagramm zum Veranschaulichen des Betriebs der in 4 gezeigten Treiberschaltung.
7 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
8 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
9 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
10 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
11 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der ersten Ausführungsform zeigt.
12 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
13 ist ein Schaltbild, das genauer einen Aufbau der in 12 gezeigten Treiberschaltung zeigt.
14 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
15 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
16 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der zweiten Ausführungsform zeigt.
17 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
18 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 17 gezeigten Treiberschaltung veranschaulicht.
19 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der dritten Ausführungsform zeigt.
20 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
21 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der vierten Ausführungsform zeigt.
22 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der vierten Ausführungsform zeigt.
23 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der vierten Ausführungsform zeigt.
24 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der vierten Ausführungsform zeigt.
25 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der vierten Ausführungsform zeigt.
26 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt.
27 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in
26 gezeigten Treiberschaltung veranschaulicht.
28 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der fünften Ausführungsform zeigt.
29 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer sechsten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
30 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der sechsten Ausführungsform zeigt.
31 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer siebten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
32 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer in 32 gezeigten Treiberschaltung zeigt.
33 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung zeigt, die mit einer Offsetkompensationsfunktion versehen ist und in einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer achten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
34 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 33 gezeigten Treiberschaltung mit der Offsetkompensationsfunktion veranschaulicht.
35 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung zeigt, die mit einer Offsetkompensationsfunktion versehen ist und in einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer neunten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
36 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 35 gezeigten Treiberschaltung mit der Offsetkompensationsfunktion veranschaulicht.
37 ist ein anderes Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 35 gezeigten Treiberschaltung mit der Offsetkompensationsfunktion veranschaulicht.
38 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
39 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
40 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
41 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
42 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
43 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
44 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
45 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
46 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
47 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
48 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
49 ist ein Schaltbild, das eine weitere Abwandlung der neunten Ausführungsform zeigt.
50 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung zeigt, die mit einer Offsetkompensationsfunktion versehen ist und in einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer zehnten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
51 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 50 gezeigten Treiberschaltung mit der Offsetkompensationsfunktion veranschaulicht.
52 ist ein anderes Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 50 gezeigten Treiberschaltung mit der Offsetkompensationsfunktion veranschaulicht.
53 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung zeigt, die mit einer Offsetkompensationsfunktion versehen ist und in einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer elften Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
54 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 53 gezeigten Treiberschaltung mit der Offsetkompensationsfunktion veranschaulicht.
55 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung vom Push-Typ einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer zwölften Ausführungsform der Erfindung zeigt.
56 ist ein Schaltbild, das genauer einen Aufbau der in 55 gezeigten Treiberschaltung vom Push-Typ zeigt.
57 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der zwölften Ausführungsform zeigt.
58 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der zwölften Ausführungsform zeigt.
59 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung vom Pull-Typ einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
60 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der dreizehnten Ausführungsform zeigt.
61 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer vierzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
62 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der vierzehnten Ausführungsform zeigt.
63 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der vierzehnten Ausführungsform zeigt.
64 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der vierzehnten Ausführungsform zeigt.
65 ist ein Schaltbild, das genauer einen Aufbau der in 64 gezeigten Treiberschaltung zeigt.
66 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung nach einer fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
67 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung nach einer sechzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
68 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer in 67 gezeigten Treiberschaltung zeigt.
69 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 68 gezeigten Treiberschaltung veranschaulicht.
70 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der sechzehnten Ausführungsform zeigt.
71 ist ein Schaltbild, das eine andere Abwandlung der sechzehnten Ausführungsform zeigt.
72 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der sechzehnten Ausführungsform zeigt.
73 ist ein Schaltbild, das noch eine andere Abwandlung der sechzehnten Ausführungsform zeigt.
74 ist ein Blockschaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Bildanzeigevorrichtung nach einer siebzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
75 ist ein Blockschaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Bildanzeigevorrichtung nach einer achtzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
76 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer herkömmlichen Bildanzeigevorrichtung zeigt.
Beste Arten zum Ausführen der Erfindung
Erste Ausführungsform
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 1 enthält die Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung ein Flüssigkristallfeld 1, eine Vertikalabtastschaltung 7 und eine Horizontalabtastschaltung 8 und ist z. B. in einem Zellulartelefon angeordnet.
Das Flüssigkristallfeld 1 enthält eine Mehrzahl von Flüssigkristallzellen 2, die in mehreren Zeilen und mehreren Spalten angeordnet sind; Abtastleitungen 4, die jeweils entsprechend den Zeilen bereitgestellt sind; Gemeinschaftspotentialleitungen 5, die jeweils entsprechend den Zeilen bereitgestellt sind; und Datenleitungen 6, die jeweils entsprechend den Spalten bereitgestellt sind.
Die Flüssigkristallzellen 2 in jeder Zeile sind in Gruppen aufgeteilt, von denen jede drei Flüssigkristallzellen 2 enthält, die jeweils mit Farbfiltern R, G und B versehen sind. Die drei Flüssigkristallzellen 2 in jeder Gruppe bilden einen Pixel (Bildpunkt) 3.
Die Vertikalabtastschaltung 7 wählt aufeinanderfolgend die Mehrzahl von Abtastleitungen 4 entsprechend einem Bildsignal und hält jede ausgewählte Abtastleitung 4 für eine vorbestimmte Zeitdauer auf einem ausgewählten Pegel H. Wenn die Abtastleitung 4 in dem ausgewählten Pegel H ist, wird jede der ausgewählten Abtastleitung 4 entsprechende Flüssigkristallzelle 2 mit der der jeweiligen Flüssigkristallzelle 2 entsprechenden Datenleitung 6 verbunden.
Die Horizontalabtastschaltung 8 wählt aufeinanderfolgend z. B. zwölf Datenleitungen 6 entsprechend dem Bildsignal, während die Vertikalabtastschaltung 7 eine Abtastleitung in dem ausgewählten Zustand hält, und sie legt an jede so ausgewählte Datenleitung 6 ein Gradationspotential VG an. Die Flüssigkristallzelle 2 hat eine Lichtdurchlässigkeit, die sich entsprechend dem Pegel des Gradationspotentials VG ändert. Wenn die Vertikal- und Horizontalabtastschaltungen 7 und 8 alle Flüssigkristallzellen 2 in dem Flüssigkristallfeld 1 abtasten, zeigt das Flüssigkristallfeld 1 ein Bild.
2 ist ein Blockschaltbild, das einen Hauptabschnitt der in 1 gezeigten Horizontalabtastschaltung 8 zeigt. In 2 enthält die Horizontalabtastschaltung 8 eine Gradationspotentialerzeugungsschaltung 10 und eine Treiberschaltung 13. Die Gradationspotentialerzeugungsschaltung 10 und die Treiberschaltung 13 sind in der Anzahl gleich (d. h. in diesem Aufbau 12) den Datenleitungen 6, die gleichzeitig von der Horizontalabtastschaltung 8 ausgewählt werden.
Die Gradationspotentialerzeugungsschaltung 10 enthält Widerstandselemente 11.1, 11.n + 1 in einer Anzahl von (n + 1) (wobei n eine natürliche Zahl ist), die zwischen einem Knoten eines ersten Leistungsversorgungspotentials V1 von 5 V und einem zweiten Leistungsversorgungspotential V2 von 0 V angeordnet sind, und sie enthält auch Schalter 12.1, 12.n in der Anzahl n, von denen jede zwischen einen der Knoten der Anzahl n, die zwischen den (n + 1) Widerstandselementen 11.1–11.n + 1 liegen, und einen Ausgangsknoten 10a geschaltet ist.
An den n Knoten zwischen den (n + 1) Widerstandselementen 11.1–11.n + 1 treten jeweils Potentiale auf n Pegeln auf. Die Schalter 12.1–12.n werden durch ein Bilddichtesignal ϕP so gesteuert, dass nur einer dieser Schalter eingeschaltet ist. Eines der Potentiale auf n-Pegeln wird als Gradationspotential VG an den Ausgangsknoten 10a geliefert. Die Treiberschaltung 13 liefert einen Strom zu der Datenleitung 6, so dass die ausgewählte Datenleitung 6 das Gradationspotential VG haben kann.
3 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer für jede Flüssigkristallzelle 2 bereitgestellten Abtast-Halte-Schaltung zeigt. In 3 enthält die Abtast-Halte-Schaltung 14 Schalter 15 und 16, einen Kondensator 19 und eine Treiberschaltung 20. Die Schalter 15 und 16 sind in Reihe zwischen die entsprechende Datenleitung 6 und einen Eingangsknoten N20 der Treiberschaltung 20 geschaltet. Beide Schalter 15 und 16 sind eingeschaltet, wenn die entsprechende Abtastleitung 4 in dem ausgewählten Pegel H ist, und sie sind ausgeschaltet, wenn die entsprechende Abtastleitung 4 in dem nicht ausgewählten Pegel L ist.
Zwischen den Anschlüssen jeder der Schalter 15 und 16 ist ein parasitärer Widerstand vorhanden. In 3 sind die parasitären Widerstände der Schalter 15 und 16 jeweils als Widerstandselemente 17 und 18 dargestellt. Die Widerstandselemente 17 und 18 sind jeweils parallel zu den Schaltern 15 und 16 geschaltet. Jeder der Schalter 15 und 16 ist z. B. aus einem n-Typ-Transistor, einem p-Typ-Transistor oder einer Kombination aus parallel zueinander geschalteten n- und p-Typ-Transistoren gebildet. Die Abtastleitung 4 ist direkt mit Gates von in den Schaltern 15 und 16 enthaltenen n-Typ-Transistoren verbunden. Die Abtastleitung 4 ist jeweils über Inverter mit Gates von in den Schalter 15 und 16 enthaltenen p-Typ-Transistoren verbunden.
Eine der Elektroden des Kondensators 19 ist mit dem Knoten N20 verbunden, und die andere Elektrode des Kondensators 19 empfängt das gemeinsame Potential VCOM von der Gemeinschaftspotentialleitung 5. Die Treiberschaltung 20 liefert an einem Ausgangsknoten N30 ein Potential gleich dem des Eingangsknotens N20. Der Ausgangsknoten N30 der Treiberschaltung 20 ist mit einem Knoten N10 zwischen den Schaltern 15 und 16 verbunden, und er ist auch mit einer der Elektroden der Flüssigkristallzelle 2 verbunden. Die andere Elektrode der Flüssigkristallzelle 2 empfängt das gemeinsame Potential VCOM.
Die Abtast-Halte-Schaltung 14 arbeitet wie folgt: Wenn die Abtastleitung 4 in den ausgewählten Pegel H versetzt wird, werden die Schalter 15 und 16 eingeschaltet, und die Knoten N10, N20 und N30 haben Potentiale gleich dem der Datenleitungen 6. Wenn die Abtastleitung 4 in den unausgewählten Pegel L versetzt wird, hält der Kondensator 19 das Potential des Knotens 20. Die Treiberschaltung 20 hält auch das Potential des Knotens N10, so dass es gleich dem des Knotens 20 ist. Das Potential des Knotens N20 wird durch Potentialänderungen der Datenleitung 6 über die Widerstandselemente 17 und 18 beeinflusst und neigt daher dazu, sich zu ändern. Die Treiberschaltung 20 hält jedoch das Potential des Knotens N10 so, dass die Potentialänderungen der Datenleitung 6 das Potential des Knotens N10 nur in einem kleineren Ausmaße beeinflussen als ein herkömmlicher Aufbau.
4 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau der Treiberschaltung 20 zeigt. In 4 enthält die Treiberschaltung 20 Pegelschieberschaltungen 21 und 25, einen Kondensator 29, eine Pull-Up-Schaltung 30 und eine Pull-Down-uSchaltung 33.
Die Pegelschieberschaltung 21 enthält ein Widerstandselement 22 sowie n- und p-Typ-Feldeffekttransistoren 23 und 24, die jeweils lediglich als "n- und p-Typ-Transistoren" bezeichnet werden. Dieses Widerstandselement 22 und diese n- und p-Typ-Feldeffekttransistoren 23 und 24 sind in Reihe zwischen einen Knoten einer dritten Leistungsversorgungsspannung V3 von 15 V und einen Knoten eines Massepotentials GND geschaltet. Ein Gate des n-Typ-Transistors 23 ist mit seinem Drain (Knoten N22) verbunden. Der n-Typ-Transistor 23 bildet ein Diodenelement. Ein Gate des p-Typ-Transistors 24 ist mit dem Eingangsknoten N20 verbunden. Das Widerstandselement 22 hat einen Widerstandswert, der hinreichend größer ist als die EIN-Widerstandswerte der Transistoren 23 und 24.
Angenommen, dass ein Eingangsknoten N20 ein Potential (Gradationspotential) VI hat, dass der p-Typ-Transistor eine Schwellenspannung VTP hat und dass der n-Typ-Transistor eine Schwellenspannung VTN hat, werden ein Potential V23 einer Source (Knoten N23) des p-Transistors 24 und ein Potential V22 eines Drains (Knoten N22) des n-Typ-Transistors 23 jeweils durch die folgenden Formeln (1) und (2) ausgedrückt: V23 = VI + |VTP| (1) V22 = VI + |VTP| + VTN (2)
Daher liefert die Pegelschieberschaltung 21 das Potential V22 durch Verschieben des Pegels des Eingangspotentials VI um (|VTP| + VTN).
Die Pegelschieberschaltung 25 enthält einen n-Typ-Transistor 26, einen p-Typ-Transistor 27 und ein Widerstandselement 28, die in Reihe zwischen einen Knoten einer vierten Leistungsversorgungsspannung V4 von 5 V und ein fünftes Leistungsversorgungspotential V5 von –10 V geschaltet sind. Ein Gate des n-Typ-Transistors 26 ist mit dem Eingangsknoten N20 verbunden. Ein Gate des p-Typ-Transistors 27 ist mit seinem Drain (Knoten N27) verbunden. Der p-Typ-Transistor 27 bildet ein Diodenelement. Das Widerstandselement 28 hat einen Widerstandswert, der hinreichend größer ist als die EIN-Widerstandswerte der Transistoren 26 und 27.
Ein Potential V26 einer Source (Knoten N26) des n-Typ-Transistors 26 und ein Potential V27 eines Drains (N27 des p-Typ-Transistors 27) werden jeweils durch die folgenden Formeln (3) und (4) ausgedrückt: V26 = VI – VTN (3) V27 = VI – VTN-|VTP| (4)
Daher liefert die Pegelschieberschaltung 25 das Potential V27 durch Verschieben des Pegels des Eingangspotentials VI um (–VTN - |VTP|).
Der Kondensator 29 ist zwischen den Ausgangsknoten N22 der Pegelschieberschaltung 21 und den Ausgangsknoten N27 der Pegelschieberschaltung 25 geschaltet. Der Kondensator 26 überträgt Potentialänderungen des Knotens N22 zu dem Knoten N27, und er überträgt Potentialänderungen des Knotens N27 zu dem Knoten N27.
Die Pull-Up-Schaltung 30 enthält einen n-Typ-Transistor 31 und einen p-Typ-Transistor 32, die in Reihe zwischen einen Knoten eines sechsten Leistungsversorgungspotentials V6 von 15 V und den Ausgangsknoten N30 geschaltet sind. Der Ausgangsknoten N30 ist mit einer Lastkapaz7ität 36 (Parasitärkapazitäten der Flüssigkristallzelle 2 und der Schalter 15 und 16) verbunden. Ein Gate des n-Typ-Transistors 31 empfängt das Ausgangspotential V22 der Pegelschieberschaltung 21. Ein Gate des p-Typ-Transistors 32 ist mit seinem Drain verbunden. Der p-Typ-Transistor 30 bildet ein Diodenelement. Da das sechste Leistungsversorgungspotential V6 eingestellt ist zum Betreiben des n-Typ-Transistors 31 in einem Sättigungsbereich, führt der n-Typ-Transistor 31 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch.
Zum Zweck der Veranschaulichung wird angenommen, dass ein Drain (Knoten N30') des p-Typ-Transistors 32 wie in 5 gezeigt von dem Ausgangsknoten N30 getrennt ist. In diesem Fall werden ein Potential V31 einer Source (N31) des n-Typ-Transistors 31 und ein Potential V30' eines Drains (Knoten N30') des p-Typ-Transistors 32 jeweils durch die folgenden Formeln (5) und (6) ausgedrückt. V31 = V22 – VTN = VI + |VTP| (5) V30' = V31 –|VTP| = VI (6)
Zurück zu 4 enthält die Pull-Down-Schaltung 33 einen p-Typ-Transistor 35 und einen n-Typ-Transistor 34, die in Reihe zwischen einen Knoten eines siebten Leistungsversorgungspotentials V7 von –10 V und den Ausgangsknoten N30 geschaltet sind. Ein Gate des p-Typ-Transistors 35 empfängt das Ausgangspotential V27 der Pegelschieberschaltung 25. Ein Gate des n-Typ-Transistors 34 ist mit seinem Drain verbunden. Der n-Typ-Transistor 34 bildet ein Diodenelement. Da das siebte Leistungsversorgungspotential V7 eingestellt ist zum Betreiben des p-Typ-Transistors 35 in einem Sättigungsbereich, führt der p-Typ-Transistor 35 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch.
Zum Zweck der Veranschaulichung wird angenommen, dass ein Drain (Knoten N30") des n-Typ-Transistors 34 wie in 5 gezeigt von dem Ausgangsknoten N30 getrennt ist. In diesem Fall werden ein Potential V34 einer Source (Knoten N34) des p-Typ-Transistors 35 und ein Potential V30" eines Drains (Knoten N30") des n-Typ-Transistors 34 jeweils durch die folgenden Formeln (7) und (8) ausgedrückt. V34 = V27 + |VTP| = VI – VTN (7) V30" = V34 + VTN = VI (8)
Die Formeln (7) und (8) stellen dar, dass auch, wenn der Drain (Knoten N30') des p-Typ-Transistors 32 mit dem Drain (Knoten N30") des n-Typ-Transistors 34 verbunden sind, kein Strom zwischen den Knoten des sechsten und siebten Leistungsversorgungspotentials V6 und V7 fließt und ein Potential VO des Ausgangsknotens N30 gleich dem Potential VI des Eingangsknotens N20 wird. Durch hinreichendes Vergrößern der Widerstandswerte der Widerstandselemente 22 und 28 kann daher ein Durchgangs strom in einem Dauerzustand mit VO = VI extrem verringert werden.
6 ist ein Zeitdiagramm zum Veranschaulichen eines AC-Betriebs (d. h. eines Betriebs in einem Übergang) der Treiberschaltung 20. In 6 ist VI anfänglich gleich VL. In dem Anfangszustand können daher V22, V27 und VO wie folgt ausgedrückt werden: V22 = VL + |VTP| + VTN V27 = VL–|VTP|-VTN VO = VL
Wenn VI zum Zeitpunkt t1 von VL auf VH ansteigt, ändern sich V22, V27 und VO wie folgt, wenn eine vorbestimmte Zeit verstreicht: V22 = VH +|VTP|+VTN V27 = VH–|VTP|–VTN VO = VH
Während der obigen Pegeländerung wird der folgende Betrieb durchgeführt: Wenn das Eingangspotential VI zu einem Zeitpunkt t1 von VL auf VH ansteigt, steigt die Treiberfähigkeit des n-Typ-Transistors 26 in der Pegelschieberschaltung 25 an, und das Potential V26 des Knotens N26 steigt schnell an. Dadurch steigt eine Source-Gate-Spannung (d. h. eine Spannung zwischen der Source und dem Gate) des p-Typ-Transistors 27 an, so dass die Treiberfähigkeit des p-Transistors 27 ansteigt und das Potential V27 des Knotens N27 schnell ansteigt.
Wenn das Potential V27 des Knotens N27 schnell ansteigt, erhöht die durch den Kondensator 29 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V22 des Knotens N22 schnell um (VH–VL). Dementsprechend steigt das Potential VO des Ausgangsknotens N30 schnell von VL auf VH.
Wenn das Eingangspotential VI zu einem Zeitpunkt t2 von VH auf VL abfällt, steigt die Treiberfähigkeit des p-Typ-Transistors 24, und das Potential V23 des Knotens N23 sinkt schnell. Dadurch steigt eine Gate-Source-Spannung des n-Typ-Transistors 23, so dass die Treiberfähigkeit des n-Typ-Transistors 23 steigt und das Potential V22 des Knotens N22 schnell sinkt.
Wenn das Potential V22 des Knotens N22 schnell sinkt, verringert die durch den Kondensator 26 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V27 des Knotens N27 schnell um (VH–VL). Dementsprechend sinkt das Potential VO des Ausgangsknotens N30 schnell von VH auf VL.
Wenn die Treiberschaltung 20 in dem Dauerzustand ist, fließt durch die Pull-Up-Schaltung 30 und die Pull-Down-Schaltung 33 kein Durchgangsstrom, und die Durchgangsströme der Pegelschieberschaltungen 21 und 25 können hinreichend verringert werden durch hinreichendes Erhöhen der EIN-Widerstandswerte der Widerstandselemente 22 und 26 im Vergleich zu den EIN-Widerstandswerten der Transistoren 23, 24, 26 und 27, so dass der DC-Strom verringert werden kann. Da der Kondensator 26 verwendet wird, ist es möglich, die Reaktionsfähigkeit gegenüber Änderungen des Eingangspotentials VI zu erhöhen.
In dieser ersten Ausführungsform verwendet die Abtast-Halte-Schaltung 14 zwei Schalter 15 und 16, die in Reihe zwischen die Datenleitung 6 und den Eingangsknoten N20 der Treiberschaltung 20 geschaltet sind, und die Treiberschaltung 20 hält das Potential, das gleich dem des Knotens N20 ist, an dem Knoten N10 zwischen den Schaltern 15 und 16. Daher ist es möglich, Potentialänderungen der Knoten N10, N20 und N30 auch dann zu unterdrücken, wenn sich das Potential der Datenleitung 6 ändert. Dementsprechend ist es möglich, die Häufigkeit des erforderlichen Auffrischens der Potentiale der Knoten N10, N20 und N30 zu verringern, und der Leistungsverbrauch kann verringert werden.
Die Polarität der Treiberspannung der Flüssigkristallzelle 2 kann in vorbestimmten Zeitabständen geschaltet werden, wodurch der Leistungsverbrauch der Flüssigkristallanzeigevorrichtung verringert werden kann. Die Polarität der Treiberspannung der Flüssigkristallzelle 2 kann in vorbestimmten Zeitabständen zum Beispiel so geschaltet werden, dass das erste Leistungsversorgungspotential V1 in 2 in vorbestimmten Intervallen zwischen 5 V und 0 V geschaltet wird, das zweite Leistungsversorgungspotential V2 in den vorbestimmten Intervallen zwischen 0 V und 5 V geschaltet wird, und das gemeinsame Potential VCOM in 3 in den vorbestimmten Intervallen zwischen 0 V und 5 V geschaltet wird.
Natürlich ist die Abtast-Halte-Schaltung 14 nicht eingeschränkt auf die Verwendung zum Abtasten und Halten des Gradationspotentials in der Flüssigkristallanzeigevorrichtung oder einer anderen Bildanzeigevorrichtung, und sie kann in verschiedenen Bereichen verwendet werden, in denen ein analoges Potential abgetastet und gehalten wird, um es an eine Lastschaltung zu liefern.
Ebenso ist die Treiberschaltung 20 nicht eingeschränkt auf die Verwendung zum Übertragen des Gradationspotentials in der Flüssigkristallanzeigevorrichtung oder einer anderen Bildanzeigevorrichtung, und sie kann in verschiedenen Bereichen verwendet werden als Analogpuffer zum Steuern des Potentials des Ausgangsknotens, so dass es gleich einem eingegebenen analogen Potential ist.
Die Feldeffekttransistoren in der Treiberschaltung 20 können MOS-Transistoren oder TFT (thin film transistors = Dünnfilmtransistoren) sein. Das Widerstandselement kann aus einem hochdielektrischen Metall bestehen, oder es kann aus einer Do tierungsdiffusionsschicht bestehen. Es kann auch aus einem Feldeffekttransistor bestehen zum Verringern einer Belegungsfläche.
Wenn der Feldeffekttransistor aus einem TFT gebildet ist, kann das Widerstandselement aus einer intrinsischen a-Si-Dünnschicht gebildet sein. Insbesondere kann der TFT so ausgebildet sein, dass eine Gateelektrode auf einer Oberfläche der auf einem Glassubstrat gebildeten intrinsischen a-Si-Dünnschicht gebildet wird, Dotierungen von einer Stelle oberhalb der Gateelektrode in vorbestimmte Bereiche eingebracht werden, um eine Source und einen Drain auf entgegengesetzten Seiten der Gateelektrode zu bilden. Ein Kanalbereich wird aus einem Abschnitt gebildet, der mit der Gateelektrode maskiert war und somit nicht mit Dotierungen dotiert ist. Ein Widerstandswert des Kanalbereichs, in dem ein Kanal nicht gebildet ist, und somit ein Widerstandswert des TFT im ausgeschalteten Zustand ist in der Größenordnung von 10¹²Ω.
Wenn das Widerstandselement dieselben Abmessungen hätte wie der Transistor, würde das Widerstandselement einen Widerstandswert ähnlich dem des Transistors in dem ausgeschalteten Zustand haben, und die Widerstandselemente und die Transistoren würden die Leistungsversorgungsspannungen V3 und (V4–V5) der Pegelschieberschaltungen 21 und 25 so teilen und verringern, dass die beabsichtigten Potentiale nicht erzielt werden könnten. Um das zu verhindern, muss das Widerstandselement einen kleineren Widerstandswert haben als der Transistor. Das Widerstandselement kann zum Beispiel eine Breite aufweisen, die 10 bis 100mal so groß ist wie die Breite des Transistors, so dass der Widerstandswert des Widerstandselements 1/10 bis 1/100mal so groß ist wie der Widerstandswert des Transistors. Alternativ kann das Widerstandselement aus einer mit Dotierungen dotierten a-Si-Schicht gebildet sein, wodurch der Widerstandswert des Widerstandselementes ohne eine Vergrößerung einer Fläche des Widerstandselements verringert werden kann.
Verschiedene Abwandlungen werden unten beschrieben. Eine Treiberschaltung 40 in 7 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 20 in 4, außer dass der Kondensator 29 weggelassen ist. Wenn die Lastkapazität 36 einen relativ kleinen Kapazitätswert hat, können die Größen der Transistoren 23, 24, 26, 27, 31, 32, 34 und 35 verringert werden. Wenn die Größen der Transistoren 23, 27, 31 und 35 verringert werden, sinken die Gatekapazitäten der Transistoren 23, 27, 31 und 35, und die Parasitärkapazitäten der Knoten N22 und N27 sinken. Daher können die Potentiale V22 und V27 der Knoten N22 und N27 durch das über die Widerstandselemente 22 und 28 durchgeführte Laden und Entladen angehoben und abgesenkt werden, obwohl der Kondensator 29 weggelassen ist. Da der Kondensator 29 weggelassen ist, kann eine durch die Schaltung belegte Fläche in dieser Abwandlung klein sein.
Eine Treiberschaltung 41 in 8 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 20 in 4, außer dass die als Diode geschalteten Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind. Das Ausgangspotential VO ist gleich (VI + |VTP| –VTN). Wenn |VTP| annähernd gleich VTN eingestellt wird, ist VO annähernd gleich VI. Alternativ kann die Verwendung des Wertes von (|VTP| –VTN) als Offsetwert in Betracht gezogen werden. Dadurch kann die Treiberschaltung 41 ähnlich wie die Treiberschaltung 20 in 4 verwendet werden. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, kann in dieser Abwandlung eine durch die Schaltung belegte Fläche klein sein.
Eine Treiberschaltung 42 in 9 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 37 in 8, außer dass der Kondensator 29 weggelassen ist. Wenn die Lastkapazität 36 einen relativ kleinen Kapazitätswert hat, können die Größen der Transistoren 24, 26, 31 und 35 verringert werden, und die Parasitärkapazitäten der Knoten N22 und N27 können verringert werden. Daher können die Potentiale V22 und V27 der Knoten N22 und N27 durch das über die Widerstandselemente 22 und 28 durchgeführte Laden und Entladen angehoben und abgesenkt werden, obwohl der Kondensator 29 weggelassen ist. Da der Kondensator 2 weggelassen ist, kann in dieser Abwandlung die von der Schaltung belegte Fläche weiter verringert werden.
In einer in 10 gezeigten Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung sind zwei Abtastleitungen 4a und 4b für jede Zeile angeordnet. Jeder der Schalter 15 und 16 wird eingeschaltet, wenn die entsprechende Abtastleitung 4a oder 4b auf dem ausgewählten Pegel H ist. Die Schalter 15 und 16 werden gleichzeitig eingeschaltet, und der Schalter 15 wird ausgeschaltet, nachdem der Schalter 16 ausgeschaltet wurde. In diesem Fall kann die Stabilität des Betriebs der Treiberschaltung 20 verbessert werden.
Eine in 11 gezeigte Bildanzeigevorrichtung ist im wesentlichen dieselbe wie die Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung der ersten Ausführungsform, außer dass die Flüssigkristallzelle 2 durch einen p-Typ-Transistor 50 und ein organisches EL-Element 51 (Elektro-Lumineszenz) ersetzt ist. Der p-Transistor 50 und das organische EL-Element 51 sind in Reihe zwischen eine Leitung eines Leistungsversorgungspotentials VCC und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet. Ein Gate des p-Typ-Transistors 50 ist mit dem Ausgangsknoten N30 der Treiberschaltung 20 verbunden. Entsprechend dem Ausgangspotential der Treiberschaltung 20 ändert sich der EIN-Widerstandswert des p-Typ-Transistors 50, so dass sich der Wert des durch das organische EL-Element 51 fließenden Stroms ändert. Dadurch ändert sich die Helligkeit des organischen EL-Elements 51. Organische EL-Elemente 51 sind in Zeilen und Spalten angeordnet, um ein Feld zu bilden, auf dem ein Bild angezeigt wird.
Zweite Ausführungsform
12 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 60 einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Mit Bezug auf 12 unterscheidet sich die Treiberschaltung 60 von der Treiberschaltung 20 in 4 darin, dass die Pegelschieberschaltungen 21 und 25 jeweils durch Pegelschieberschaltungen 61 und 63 ersetzt sind. Die Pegelschieberschaltung 61 unterscheidet sich von der Pegelschieberschaltung 21 darin, dass das Widerstandselement 22 durch eine Konstantstromquelle 62 ersetzt ist. Die Pegelschieberschaltung 63 unterscheidet sich von der Pegelschieberschaltung 25 darin, dass das Widerstandselement 28 durch eine Konstantstromquelle 64 ersetzt ist.
Die Konstantstromquelle 62 enthält wie in 13 dargestellt p-Typ-Transistoren 65 und 66 sowie ein Widerstandselement 67. Der p-Typ-Transistor 65 ist zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten N22 geschaltet, und der p-Typ-Transistor 66 und das Widerstandselement 67 sind in Reihe zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet. Die Gates der p-Typ-Transistoren 65 und 66 sind beide mit einem Drain des p-Typ-Transistors 66 verbunden. Die p-Typ-Transistoren 65 und 66 bilden eine Stromspiegelschaltung. Ein konstanter Strom mit einem dem Widerstandswert des Widerstands 67 entsprechenden Wert fließt durch den p-Typ-Transistor 66 und das Widerstandselement 67, und ein konstanter Strom mit einem dem Wert des durch den p-Typ-Transistor 66 fließenden konstanten Stroms entsprechenden Wert fließt durch den p-Typ-Transistor 65. Auch wenn eine der Elektroden des Widerstandselements 67 mit der Leitung des Massepotentials GND verbunden ist, kann diese Elektrode des Widerstandselements 67 mit einer Leitung eines anderen Leistungsversorgungspotentials verbunden sein, das niedriger ist als ein Potential, das durch Subtrahieren eines Absolutwerts |VTP| der Schwellenspannung des p-Typ-Transistors 66 von dem dritten Leistungsversorgungspotential V3 gewonnen wird. Als Konstantstromquelle können die Transistoren 65 und 66 sowie das Widerstandselement 67 durch einen Transistor von einem Verarmungstyp ersetzt sein, dessen Gate und Source miteinander verbunden sind und der zwischen der Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten N22 angeordnet ist.
Die Konstantstromquelle 64 enthält ein Widerstandselement 68 und n-Typ-Transistoren 69 und 70. Das Widerstandselement 68 und der n-Typ-Transistor 69 sind in Reihe zwischen eine Leitung eines vierten Leistungsversorgungspotentials V4 und eine Leitung eines fünften Leistungsversorgungspotentials V5 geschaltet. Der n-Typ-Transistor 70 ist zwischen den Knoten N27 und die Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 geschaltet. Beide Gates der n-Typ-Transistoren 69 und 70 sind mit einem Drain des n-Typ-Transistors 69 verbunden. Die n-Typ-Transistoren 69 und 70 bilden eine Stromspiegelschaltung. Ein konstanter Strom entsprechend einem Wert eines Widerstandswerts des Widerstandselements 68 fließt durch das Widerstandselement 68 und den n-Typ-Transistor 69, und ein konstanter Strom mit einem Wert entsprechend dem Wert des durch den n-Typ-Transistor 69 fließenden Stroms fließt durch den n-Typ-Transistor 70. Auch wenn eine der Elektroden des Widerstandselements 68 mit dem vierten Leistungsversorgungspotential V4 verbunden ist, kann diese Elektrode des Widerstandselements 68 mit einer Leitung eines anderen Leistungsversorgungspotentials verbunden sein, das höher ist als ein Potential, das durch Addieren der Schwellenspannung VTN des n-Typ-Transistors 69 zu dem fünften Leistungsversorgungspotential V5 gewonnen wird. Als Konstantstromquelle können die Transistoren 69 und 70 sowie das Widerstandselement 68 durch einen Transistor eines Verarmungstyps ersetzt sein, dessen Gate und Source miteinander verbunden sind und der zwischen die Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 und den Knoten N27 geschaltet ist. Andere Strukturen und Funktionsweisen als die obigen sind dieselben wie die der in 4 gezeigten Treiberschaltung 20, und daher wird ihre Beschreibung nicht wiederholt.
Da in der zweiten Ausführungsform die Widerstandselemente 22 und 28 der Treiberschaltung in 4 durch Konstantstromquellen 62 und 64 ersetzt sind, kann das Ausgangspotential VO gleich dem Eingangspotential VI unabhängig von dem Wert des Eingangspotentials VI erreicht werden.
Verschiedene Abwandlungen der zweiten Ausführungsform werden nun beschrieben. Eine Treiberschaltung 71 in 14 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 60 in 12, außer dass der Kondensator 29 weggelassen ist. Diese Abwandlung ist wirkungsvoll, wenn die Lastkapazität 36 einen relativ kleinen Kapazitätswert hat. Da der Kondensator 29 weggelassen ist, kann in dieser Abwandlung die von der Schaltung belegte Fläche klein sein.
Eine Treiberschaltung 72 in 15 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 60 in 13, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, kann in dieser Abwandlung die von der Schaltung belegte Fläche klein sein. Es sei jedoch angemerkt, dass VO gleich ist zu (VI + |VTP| –VTN).
Eine Treiberschaltung 73 in 16 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 72 in 15, außer dass der Kondensator 29 weggelassen ist. Diese Abwandlung ist wirkungsvoll, wenn die Lastkapazität 36 einen relativ kleinen Kapazitätswert hat. Da der Kondensator 29 weggelassen ist, kann in dieser Abwandlung die von der Schaltung belegte Fläche klein sein.
Dritte Ausführungsform
Wenn die in 4 gezeigte Treiberschaltung 20 zum Beispiel die Lastkapazität 36 lädt oder entlädt, führt jeder der Transistoren 31, 32, 34 und 35 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch. Wenn sich in diesem Betrieb das Ausgangspotential VO dem Eingangspotential VI nähert, sinkt eine Gate-Source-Spannung jedes der Transistoren 31, 32, 34 und 35, und die Stromtreibfähigkeiten der Transistoren 31, 32, 34 und 35 sinken. Auch wenn das Verringern der Treiberfähigkeiten der Transistoren 32 und 34 durch Vergrößern ihrer Gateelektrodenbreiten verhindert werden kann, hat das Vergrößern der Gateelektrodenbreite der Transistoren 31 und 35 ein Ansteigen ihrer Gatekapazität zur Folge und verringert somit die Betriebsgeschwindigkeit der Treiberschaltung 20. Eine siebte Ausführungsform behebt dieses Problem.
17 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 75 einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer dritten Ausführungsform zeigt. Mit Bezug auf 17 ist die Treiberschaltung 75 im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 71 in 14, außer dass zusätzlich Kondensatoren 76 und 77 verwendet werden. Eine der Elektroden des Kondensators 76 empfängt ein Anhebungssignal ϕB, und die andere Elektrode ist mit dem Knoten N22 verbunden. Eine der Elektroden des Kondensators 77 empfängt ein komplementäres Signal /ϕB des Anhebungssignals ϕB, und die andere Elektrode ist mit dem Knoten N27 verbunden.
18 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 17 gezeigten Treiberschaltung 75 veranschaulicht. Zum Zweck der Veranschaulichung ist 18 so dargestellt als ob die Übergangszeiten der Potentiale V22 und V27 der Knoten N22 und N27 sowie des Ausgangspotentials VO größer wären als die tatsächlichen Zeiten. Wenn das Eingangspotential zum Zeitpunkt t1 vom L-Pegel VL auf den H-Pegel VH steigt, steigt jedes der Poten tiale V22, V27 und VO allmählich an. Wie bereits beschrieben steigt jedes der Potentiale V22, V27 und VO relativ schnell, aber ihre Anstiegsrate verringert sich jeweils, wenn sich die Potentiale V22, V27 und VO dem endgültigen Pegel nähern.
Zum Zeitpunkt t2 nach einer vorbestimmten Zeit vom Zeitpunkt t1 aus steigt das Anhebungssignal ϕB auf den H-Pegel, und das Signal /ϕB fällt auf den L-Pegel. Wenn das Signal ϕB auf den H-Pegel steigt, hebt die über den Kondensator 76 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V22 des Knotens N22 um eine vorbestimmte Spannung ΔV1. Wenn das Signal /ϕB auf den L-Pegel fällt, verringert die über den Kondensator 77 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V27 des Knotens N27 um ein vorbestimmtes Potential ΔV2. In diesem Zustand wird ein Vorgang durchgeführt zum Liefern des H-Pegels VH an den Ausgangsknoten N30, und der EIN-Widerstandswert des n-Typ-Transistors 31 ist kleiner als der EIN-Widerstandswert des p-Typ-Transistors 35. Daher wirkt der Pegelerhöhungsvorgang durch das Potential V22 stärker als der Pegelverringerungsvorgang durch das Potential V27, und das Ausgangspotential VO steigt in und nach dem Zeitpunkt t2 schnell an. Wenn V22 nicht angehoben wird, tritt eine Änderung wie durch die gestrichelte Linie dargestellt auf.
Das erhöhte Potential V22 fällt auf (VI + |VTP| + VTN), weil ein Strom von dem Knoten N22 über die Transistoren 23 und 24 zu der Leitung des Massepotentials GND fließt. Das verringerte Potential V27 steigt auf (VI–|VTP|–VTN), weil ein Strom von der Leitung des vierten Leistungsversorgungspotentials V4 über die Transistoren 26 und 27 zu dem Knoten N27 fließt.
Zu einem Zeitpunkt t3 fällt das Anhebungssignal ϕB auf den L-Pegel, und das Signal /ϕB steigt auf den H-Pegel. Wenn das Signal ϕB auf den L-Pegel fällt, verringert die über den Kondensator 76 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V22 des Knotens N22 um eine vorbestimmte Spannung ΔV1. Wenn das Signal /ϕB auf den H-Pegel steigt, erhöht die über den Kondensator 77 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V27 des Knotens N27 um die vorbestimmte Spannung ΔV2. Auch wenn das Potential V22 um ΔV1 sinkt, hat die Pull-Up-Schaltung 30 keine Fähigkeit zum Verringern des Ausgangspotentials VO. Auch wenn das Potential V27 um die Spannung ΔV2 ansteigt, hat die Pull-Down-Schaltung 33 keine Fähigkeit zum Erhöhen des Ausgangspotentials VO. Daher ändert sich das Ausgangspotential VO nicht.
Das verringerte Potential V22 steigt auf (VI + |VTP| + VTN), weil ein Strom von der Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 über den p-Typ-Transistor 65 zu dem Knoten N22 fließt. Der p-Typ-Transistor 65 ist jedoch so entworfen, dass er eine kleine Stromtreibfähigkeit für einen geringen Leistungsverbrauch aufweist. Daher ist eine Zeit, die zum Anheben des Potentials V22 des Knotens N22 auf den ursprünglichen Pegel (VI + |VTP| + VTN) erforderlich ist, größer als eine Zeit, die zum Verringern des Potentials V22 auf denselben Pegel (VI + |VTP| + VTN) erforderlich ist.
Das erhöhte Potential V27 fällt auf (VI – VTN– |VTP|), weil ein Strom von dem Knoten N27 über den n-Typ-Transistor 70 zu der Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 fließt. Der n-Typ-Transistor 70 ist jedoch so entworfen, dass er eine kleine Stromtreibfähigkeit für einen geringen Leistungsverbrauch aufweist. Daher ist eine Zeit, die zum Verringern des Potentials V27 des Knotens N27 auf den ursprünglichen Pegel von (VI–VTN– |VTP|) erforderlich ist, länger als eine Zeit, die zum Anheben des Potentials V22 auf denselben Pegel (VI–VTN–VTP|) erforderlich ist.
Zu einem Zeitpunkt t4 fällt das Eingangspotential VI von dem H-Pegel auf den L-Pegel. Dadurch ändert sich jedes der Poten tiale V22, V27 und V4 allmählich. Jedes der Potentiale V22, V27 und V4 sinkt relativ schnell während einer Stufe der Potentialänderung, und die Verringerungsrate sinkt, wenn sich der Pegel dem endgültigen Pegel nähert.
Zu einem Zeitpunkt t5 nach einer vorbestimmten Zeit von dem Zeitpunkt t4 aus steigt das Anhebungssignal ϕB auf den H-Pegel, und das Signal /ϕB fällt auf den L-Pegel. Wenn das Signal ϕB auf den H-Pegel steigt, erhöht die über den Kondensator 76 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V22 des Knotens N22 um die vorbestimmte Spannung ΔV1. Wenn das Signal /ϕB auf den L-Pegel fällt, verringert die über den Kondensator 77 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V27 des Knotens N27 um das vorbestimmte Potential ΔV2. Während dieses Zustands wird ein Vorgang zum Liefern des L-Pegels VL an den Ausgangsknoten N30 durchgeführt, und der EIN-Widerstandswert des p-Typ-Transistors 35 ist kleiner als der EIN-Widerstandswert des n-Typ-Transistors 31. Daher wirkt der Pegelverringerungsvorgang durch V27 stärker als der Pegelerhöhungsvorgang durch V22, so dass das Ausgangspotential VA sich schnell zu ändern beginnt. Wenn das Potential V27 nicht verringert wird, tritt eine Änderung ein wie durch die gestrichelte Linie dargestellt.
Das erhöhte Potential V22 fällt auf (VI + |VTP| + VTN) aufgrund eines Stroms, der von dem Knoten N22 über die Transistoren 23 und 24 zu der Leitung des Massepotentials GND fließt. Das verringerte Potential V27 steigt auf (VI–|VTP|–VTN) aufgrund eines Stroms, der von der Leitung des vierten Leistungsversorgungspotentials V4 über die Transistoren 26 und 27 zu dem N27 fließt.
Zu einem Zeitpunkt t6 fällt das Anhebungssignal ϕB auf den L-Pegel, und das Signal /ϕB steigt auf den H-Pegel. Wenn das Signal ϕB auf den L-Pegel fällt, verringert die über den Kon densator 76 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V22 des Knotens N22 um die vorbestimmte Spannung ΔV1. Wenn das Signal /ϕB auf den H-Pegel steigt, erhöht die über den Kondensator 77 durchgeführte Kapazitätskopplung das Potential V27 des Knotens N27 um das vorbestimmte Potential ΔV2. Auch wenn ΔV1 sinkt, hat die Pull-Up-Schaltung 30 keine Fähigkeit, das Ausgangspotential VO zu verringern. Auch wenn ΔV2 ansteigt, hat die Pull-Down-Schaltung 33 keine Fähigkeit, das Ausgangspotential VO anzuheben. Daher ändert sich das Ausgangspotential VO auch in diesen Fällen nicht.
Das verringerte Potential V22 steigt auf (VI + |VTP| + VTN) aufgrund eines Stroms, der von der Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 über den p-Typ-Transistor 65 zu dem Knoten N22 fließt. Der p-Typ-Transistor 65 ist jedoch so entworfen, dass er eine kleine Stromtreibfähigkeit für einen geringen Leistungsverbrauch aufweist. Daher ist eine Zeit, die zum Erhöhen des Potentials V22 des Knotens N22 auf den ursprünglichen Pegel von (VI + |VTP| + VTN) erforderlich ist, länger als eine Zeit, die zum Verringern des Potentials V22 auf denselben Pegel VI + |VTP| + VTN) erforderlich ist.
Das verringerte Potential V27 fällt auf (VI – VTN – |VTP|) aufgrund eines Stroms, der von dem Knoten N27 über den n-Typ-Transistor 70 zu der Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials VO fließt. Der n-Typ-Transistor 70 ist jedoch so entworfen, dass er eine kleine Stromtreibfähigkeit für einen geringen Leistungsverbrauch aufweist. Daher ist eine Zeit, die zum Verringern des Potentials V27 des Knotens N27 auf den ursprünglichen Pegel (VI – VTN – |VTP|) erforderlich ist, größer als eine Zeit, die zum Anheben des Potentials V22 auf denselben Pegel (VI – VTN – |VTP|) erforderlich ist.
Da in dieser dritten Ausführungsform das Potential V22 des Knotens N22 auf ein Potential angehoben wird, das höher ist als das Potential (VI + |VTP| von VTN), das ursprünglich erreicht werden soll, entsprechend dem Ansteigen des Eingangspotentials VI von dem L-Pegel VL auf den H-Pegel VH, kann die Anstiegsrate des Ausgangspotentials VO erhöht werden. Da das Potential V27 des Knotens N27 auf das Potential fällt, das kleiner ist als das Potential (VI – |VTP| –VTN), das ursprünglich erreicht werden soll, entsprechend dem Absinken des Eingangspotentials VI von dem H-Pegel VH auf den L-Pegel VL, kann die Verringerungsrate des Ausgangspotentials VO erhöht werden. Somit kann die Reaktionsfähigkeit der Treiberschaltung 45 erhöht werden.
19 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 78 nach einer Abwandlung der dritten Ausführungsform zeigt. Die Treiberschaltung 78 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 75 in 17, außer dass die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, ist in dieser Abwandlung das Ausgangspotential gleich (VI + |VTP| –VTN), aber eine von der Schaltung belegte Fläche kann klein sein.
Vierte Ausführungsform
20 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 80 einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Mit Bezug auf 20 ist eine Treiberschaltung 80 im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 71 in 14, außer dass zusätzlich p- und n-Typ-Transistoren 81 und 82 verwendet werden. Der p-Typ-Transistor 81 ist zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten N22 geschaltet und empfängt an einem Gate ein Pull-Up-Signal /ϕP. Der n-Typ-Transistor 82 ist zwischen den Knoten N27 und die Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials VS geschaltet und emp fängt an einem Gate ein komplementäres Signal ϕP des Pull-Up-Signals /ϕP.
Die Signale ϕP und /ϕP ändern ihre Pegel entsprechend demselben Zeitablauf wie die Signale ϕB und /ϕB in der dritten Ausführungsform. Insbesondere, wenn eine vorbestimmte Zeit verstreicht, nachdem das Eingangssignal VI von dem L-Pegel VL auf den H-Pegel VH gestiegen ist, ändern sich die Signale /ϕP und ϕP in einer pulsartigen Weise jeweils auf den L- und H-Pegel, und die p- und n-Transistoren 81 und 82 werden in einer pulsartigen Weise eingeschaltet. Dadurch wird das Potential V22 des Knotens N22 auf das Potential angehoben, das durch Teilen des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 durch den Transistor 81 und die Transistoren 23 und 24 erreicht wird, und erreicht dann einen vorbestimmten Wert von (VI + |VTP| + VTN). Das Potential V27 des Knotens N27 fällt auf das Potential, das durch Teilen einer Spannung (V4–V5) zwischen dem vierten und fünften Leistungsversorgungspotential V4 und V5 durch die Transistoren 26 und 27 sowie den Transistor 82 gewonnen wird, und erreicht dann einen vorbestimmten Wert von (VI – VTN – |VTP|). Wie bereits in Verbindung mit der dritten Ausführungsform beschrieben, wirkt der Ladevorgang durch den n-Typ-Transistor 31 stärker als der Entladevorgang durch den p-Typ-Transistor 35, und das Ausgangspotential VO wird schnell gleich dem Eingangspotential VI. Wenn das Eingangspotential VI von dem H-Pegel VH auf den L-Pegel VL fällt, wirkt der Entladevorgang durch den p-Typ-Transistor 35 stärker als der Ladevorgang durch den n-Typ-Transistor 31, und das Ausgangspotential VO wird schnell gleich dem Eingangspotential VI.
Die oben beschriebene vierte Ausführungsform kann dieselben Wirkungen wie die dritte Ausführungsform erzielen.
Verschiedene Abwandlungen der vierten Ausführungsform werden nun beschrieben. Eine Treiberschaltung 83 in 21 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 80 in 20, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, ist in dieser Abwandlung das Ausgangspotential VO gleich (VI + |VTP| –VTN), aber eine von der Schaltung belegte Fläche kann klein sein.
Eine Treiberschaltung 85 in 22 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 80 in 20, außer dass zusätzlich n- und p-Typ-Transistoren 86 und 87 verwendet werden. Der n-Typ-Transistor 86 ist zwischen eine Source des p-Typ-Transistors 24 und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet und empfängt an einem Gate das Pull-Up-Signal /ϕP. Der p-Typ-Transistor 87 ist zwischen die Leitung des vierten Leistungsversorgungspotentials V4 und einen Drain des n-Typ-Transistors 26 geschaltet und empfängt an einem Gate das komplementäre Signal ϕP des Pull-Up-Signals /ϕP. Da in dieser Abwandlung der n-Typ-Transistor 86 ausgeschaltet wird, wenn der p-Typ-Transistor 81 eingeschaltet wird, ist es möglich, das Fließen eines Durchgangsstroms von der Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 über die Transistoren 81, 23, 24 und 86 zu der Leitung des Massepotentials GND zu verhindern. Da der p-Typ-Transistor 87 ausgeschaltet ist, wenn der n-Typ-Transistor 82 eingeschaltet ist, ist es möglich, das Fließen eines Durchgangsstroms von der Leitung des vierten Leistungsversorgungspotentials V4 über die Transistoren 87, 26, 27 und 82 zu der Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 zu verhindern. Daher kann der Stromverbrauch der Schaltungen 61 und 63 klein sein.
Eine Treiberschaltung 88 in 23 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 85 in 22, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, ist in dieser Abwandlung das Ausgangspoten tial VO gleich (VI + |VTP| –VTN), aber eine von der Schaltung belegte Fläche kann klein sein.
Eine Treiberschaltung 90 in 24 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 80 in 20, außer dass anstelle des Massepotentials GND das Signal ϕP an die Source des p-Typ-Transistors 24 angelegt ist und dass anstelle des vierten Leistungsversorgungspotentials VO das Signal /ϕP an den Drain des n-Typ-Transistors angelegt ist. Wenn in dieser Abwandlung der p-Typ-Transistor 81 eingeschaltet ist, erhält der Drain des p-Typ-Transistors 24 den H-Pegel, so dass das Fließen eines Durchgangsstroms durch die Transistoren 81, 23 und 24 verhindert werden kann. Wenn der n-Typ-Transistor 82 eingeschaltet ist, erhält der Drain des n-Typ-Transistors 26 den L-Pegel, so dass das Fließen eines Durchgangsstroms durch die Transistoren 26, 27 und 82 ebenso verhindert werden kann. Dementsprechend kann der Stromverbrauch der Schaltungen 61 und 63 verringert werden.
Eine Treiberschaltung 91 in 25 ist im wesentliche dieselbe wie die Treiberschaltung 90 in 24, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Da in dieser Abwandlung die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, ist das Ausgangspotential VO gleich (VI + |VTP| –VTN), aber eine von der Schaltung belegte Fläche kann klein sein.
Fünfte Ausführungsform
26 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 95 einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt. Mit Bezug auf 26 unterscheidet sich die Treiberschaltung 95 von der Treiberschaltung 75 in 17 dadurch, dass die Pegelschieberschaltungen 61 und 63 jeweils durch Pegelschieberschaltungen 96 und 102 ersetzt sind.
Die Pegelschieberschaltung 96 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 61, außer dass zusätzlich p-Typ-Transistoren 97 und 98 sowie n-Typ-Transistoren 99–101 verwendet werden. Der p-Typ-Transistor 97, die n-Typ-Transistoren 99 und 100 und der p-Typ-Transistor 98 sind in Reihe zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet, und der n-Typ-Transistor 101 ist zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten N22 geschaltet. Ein Gate des p-Typ-Transistors 97 ist mit einem Gate des p-Typ-Transistors 66 verbunden. Daher fließt durch die Transistoren 97, 99, 100 und 98 ein konstanter Strom mit einem Wert, der dem Wert des durch den p-Typ-Transistor 66 fließenden Stroms entspricht. Jeder der n-Typ-Transistoren 99 und 100 hat ein Gate mit seinem Drain verbunden. Jeder der n-Typ-Transistoren 99 und 100 bildet eine Diode. Der p-Typ-Transistor 98 empfängt an seinem Gate das Eingangspotential VI. Ein Potential V99 eines Knotens zwischen den Transistoren 97 und 99 ist gleich (VI + |VTP| + 2VTN). Das Potential V99 wird an ein Gate des n-Typ-Transistors 101 angelegt. Der n-Typ-Typ-Transistor 101 lädt den Knoten N22 auf einen Pegel (V99-VTN) gleich (VI + |VTP| + VTN).
Die Pegelschieberschaltung 102 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 63, außer dass zusätzlich n-Typ-Transistoren 103 und 104 sowie p-Typ-Transistoren 105–107 verwendet werden. Der n-Typ-Transistor 103, die p-Typ-Transistoren 105 und 106 und der n-Typ-Transistor 104 sind in Reihe zwischen die Leitungen des vierten und fünften Leistungsversorgungspotentials·V4 und V5 geschaltet, und der p-Typ-Transistor 107 ist zwischen den Knoten N27 und die Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 geschaltet. Der n-Typ-Transistor 103 empfängt an seinem Gate das Eingangspotential VI. Jeder der p-Typ-Transistoren 105 und 106 hat ein Gate mit seinem Drain verbunden. Jeder der p-Typ-Transistoren 105 und 106 bildet eine Diode. Ein Gate des n-Typ-Transistors 104 ist mit einem Gate des n-Typ-Transistors 69 verbunden. Durch den n-Typ-Transistor 104 fließt ein konstanter Strom mit einem Wert, der einem Wert des durch den n-Typ-Transistor 69 fließenden Konstantstroms entspricht. Ein Potential V106 eines Knotens zwischen den MOS-Transistoren 106 und 104 ist gleich (VI – VTN – 2|VTP|). Das Potential V106 wird an ein Gate des p-Typ-Transistors 107 angelegt. Der p-Typ-Transistor 107 entlädt den Knoten N27 auf einen Pegel (V106– |VTP| = VI – VTN –|VTP|). Andere Strukturen und Aufbauten als die obigen sind dieselbe wie die der Treiberschaltung 75 in 17, und daher wird ihre Beschreibung nicht wiederholt.
27 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 26 gezeigten Treiberschaltung 95 veranschaulicht, und es entspricht dem Zeitdiagramm von 18. In der Treiberschaltung 95 laden die Transistoren 97-101 den Knoten N22 auf (VI + |VTP| + VTN). Mit Bezug auf 27 kann daher das Potential V22 des Knotens N22 schnell auf einen vorbestimmten Wert (VI + |VTP| + VTN) wiederhergestellt werden, wenn das Potential V22 des Knotens N22 unter den vorbestimmten Wert (VI + |VTP| + VTN) sinkt (Zeitpunkte t3 und t6). Da die Transistoren 103–107 den Knoten N27 auf (VI – VTN – |VTP|) entladen, kann das Potential V27 des Knotens N27 schnell auf einen vorbestimmten Wert von (VI – VTN –|VTP|) wiederhergestellt werden, wenn das Potential V27 des Knotens N27 über den vorbestimmten Wert von (VI – VTN – |VTP|) steigt (Zeitpunkte t3 und t6). Daher kann die Reaktionsfähigkeit der Schaltungen erhöht werden.
28 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der fünften Ausführungsform zeigt. Eine Treiberschaltung 108 in 28 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 95 in 26, außer dass die n-Typ-Transistoren 23, 34 und 100 sowie die p-Typ-Transistoren 27, 32 und 105 weggelassen sind. Da die Transistoren 23, 27, 32, 34, 100 und 105 weggelassen sind, ist in dieser Abwandlung das Ausgangspotential VO gleich (VI + |VTP| – VTN), aber eine von der Schaltung belegte Fläche kann klein sein.
Sechste Ausführungsform
29 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 110 einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer sechsten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 29 unterscheidet sich die Treiberschaltung 110 von der Treiberschaltung 95 in 26 darin, dass die Pegelschieberschaltungen 96 und 102 durch Pegelschieberschaltungen 111 und 112 ersetzt sind.
Die Pegelschieberschaltung 111 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 96, außer dass die p-Typ-Transistoren 98 und 98 sowie der n-Typ-Transistor 100 weggelassen sind und der n-Typ-Transistor 99 zwischen die Source des p-Typ-Transistors 65 und den Knoten N22 geschaltet ist. Ein Gate des n-Typ-Transistors 99 ist mit einem Drain des n-Typ-Transistors 99 und einem Gate des n-Typ-Transistors 101 verbunden. Das Gatepotential V99 der n-Typ-Transistoren 99 und 101 ist gleich (VI + |VTP| + 2VTN). Der n-Typ-Transistor 101 lädt den Knoten N22 auf einen Pegel (V99 – VTN = VO+ |VTP| + VTN).
Die Pegelschieberschaltung 112 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 102, außer dass die n-Typ-Transistoren 103 und 104 sowie der p-Typ-Transistor 105 weggelassen sind und der p-Typ-Transistor 106 zwischen den Knoten N27 und ein Drain des n-Typ-Transistors 70 geschaltet ist. Ein Gate des p-Typ-Transistors 106 ist mit seinem Drain und einem Gate des p-Typ-Transistors 107 verbunden. Die Gates der p-Typ-Transistoren 106 und 107 sind gleich (VI – VTN – 2|VTP|). Der p-Typ-Transistor 107 entlädt den Knoten N27 auf (V106 + |VTP| = VI – VTN – |VTP|). Andere Strukturen und Funktionsweisen als die obigen sind dieselbe wie die der Treiberschaltung 95 in
95 und daher wird ihre Beschreibung nicht wiederholt.
Die sechste Ausführungsform kann dieselbe Wirkung erzielen wie die fünfte Ausführungsform, und sie kann den Stromverbrauch weiter verringern, weil es möglich ist, den von der Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 durch die Transistoren 97, 99, 100 und 98 zu dem Massepotential GND fließenden Strom sowie den von der Leitung des vierten Leistungsversorgungspotentials VO über die Transistoren 103, 105, 106 und 104 zu der Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 fließenden Strom zu verringern. Da die Transistoren 97, 98, 100 und 103–105 weggelassen sind, kann eine von der Schaltung belegte Fläche klein sein.
30 ist ein Schaltbild, das eine Abwandlung der sechsten Ausführungsform zeigt. Eine Treiberschaltung 113 in 30 ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 110 in 29, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, ist in dieser Abwandlung das Ausgangspotential VO gleich (VI + |VTP| –VTN), aber eine von der Schaltung belegte Fläche kann klein sein.
Siebte Ausführungsform
31 ist ein Blockschaltbild, das einen Hauptabschnitt einer integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung nach einer siebten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 31 enthält die integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung weiter Treiberschaltungen 115.1–115.j in einer Anzahl j, wobei n eine ganze Zahl größer als 1 ist.
Wie in 32 dargestellt ist die Treiberschaltung 115.1 im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 60 in 13, außer dass die Pegelschieberschaltungen 61 und 63 durch Pegelschieberschaltungen 116 und 117 ersetzt sind. Die Pegelschieberschaltung 116 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 61, außer dass der p-Typ-Transistor 66 und das Widerstandselement 67 weggelassen sind. Die Pegelschieberschaltung 117 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 63 außer dass das Widerstandselement 68 und der n-Typ-Transistor 69 weggelassen sind. Die Transistoren 65 und 70 empfangen an ihren Gates jeweils Biaspotentiale VBP und VBN. Die anderen Treiberschaltungen 115.2–115.j haben dieselben Strukturen wie die Treiberschaltung 115.1.
Zurück zu 31 ist die integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtung so aufgebaut, dass der p-Transistor 66 und das Widerstandselement 67 zum Erzeugen des Bias-Potentials VBP sowie das Widerstandselement 68 und der n-Typ-Transistor 69 zum Erzeugen des Bias-Potentials VBN gemeinsam für die Treiberschaltungen 115.1–115.j bereitgestellt sind.
Der p-Transistor 66 und das Widerstandselement 67 sind in Reihe zwischen die Leitung des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet, und das Gate des p-Typ-Transistors 66 ist mit seinem Drain (Knoten N66) verbunden. Das Biaspotential VBB tritt an Knoten N66 auf. Ein Kondensator 118 ist zum Stabilisieren des Biaspotentials VBP zwischen den Knoten N66 und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet. Ein konstanter Strom mit einem Wert, der dem durch den p-Typ-Transistor 66 fließenden Konstantstrom entspricht, fließt in jeder der Treiberschaltungen 115.1–115.j durch den p-Typ-Transistor 65.
Das Widerstandselement 68 und der n-Typ-Transistor 69 sind zwischen die Leitungen des vierten und fünften Leistungsversorgungspotentials V4 und V5 geschaltet. Das Gate des n-Typ-Transistors 69 ist mit seinem Drain (Knoten N68) verbunden. Das Biaspotential VBN tritt an Knoten N68 auf. Ein Kondensator 119 ist zwischen den Knoten N68 und das Massepotential GND geschaltet zum Stabilisieren des Biaspotentials VBN. Ein konstanter Strom mit einem Wert, der dem durch den n-Typ-Transistor 69 fließenden Konstantstrom entspricht, fließt durch den n-Typ-Transistor 70 jeder der Treiberschaltungen 115.1–115.j.
Die siebte Ausführungsform kann dieselbe Wirkung erzielen wie die zweite Ausführungsform, und sie kann weiter eine pro Treiberschaltung (115.1–115.j) belegte Fläche verringern, weil die Schaltungen zum Erzeugen der Biaspotentiale VBP und VBN gemeinsam für die Treiberschaltungen 115.1–115.j bereitgestellt sind.
Achte Ausführungsform
33 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 120 mit einer Offset-Kompensationsfunktion einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer achten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 33 enthält die Treiberschaltung 120 mit der Offset-Kompensationsfunktion eine Treiberschaltung 121, einen Kondensator 122 und Schalter S1–S4. Die Treiberschaltung 120 ist dieselbe wie eine beliebige der Treiberschaltungen in der ersten bis elften Ausführungsform. Der Kondensator 122 und die Schalter Sl–S4 bilden eine Offset-Kompensationsschaltung, die eine Offset-Spannung VOF kompensiert, d. h. einen Potentialunterschied, der aufgrund von Schwankungen in der Schwellenspannung der Transistoren in der Treiberschaltung 121 zwischen dem Eingangs- und Ausgangspotential der Treiberschaltung 121 auftreten kann.
Somit ist der Schalter S1 zwischen einen Eingangsknoten N120 und den Eingangsknoten N20 der Treiberschaltung 121 geschaltet, und der Schalter S4 ist zwischen einen Ausgangsknoten N121 und den Ausgangsknoten N30 der Treiberschaltung 121 geschaltet. Der Kondensator 122 und der Schalter S2 sind in Reihe zwischen den Eingangsknoten N20 der Treiberschaltung 121 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet. Der Schalter S3 ist zwischen den Eingangsknoten N120 und einen Knoten N122 geschaltet, der zwischen dem Kondensator 122 und dem Schalter 52 liegt. Jeder der Schalter S1–S4 kann ein p-Typ-Transistor, ein n-Typ-Transistor oder eine Parallelschaltung von p- und n-Typ-Transistoren sein. Jeder der Schalter S1–S4 wird unter der Steuerung eines (nicht dargestellten) Steuersignals ein- bzw. ausgeschaltet.
In der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass ein Ausgangspotential der Treiberschaltung 121 um die Offset-Spannung VOF kleiner ist als ihr Eingangspotential. In dem anfänglichen Zustand sind wie in 34 gezeigt alle Schalter S1–S4 aus. Wenn die Schalter S1 und S2 zu einem bestimmten Zeitpunkt t1 ausgeschaltet werden, wird das Potential V20 des Eingangsknotens N20 der Treiberschaltung 21 gleich VI, und das Ausgangspotential V30 der Treiberschaltung 121 und ein Potential V122 des Knotens 122 werden gleich (VI–VOF), so dass der Kondensator 122 auf die Offset-Spannung VOF geladen wird.
Wenn die Schalter S1 und S2 zum Zeitpunkt t2 ausgeschaltet werden, hält der Kondensator 122 die Offset-Spannung VOF. Wenn der Schalter S3 in dem nachfolgenden Zeitpunkt t3 eingeschaltet wird, wird das Potential V122 des Knotens N122 gleich VI, das Eingangspotential V20 der Treiberschaltung 121 wird gleich (VI + VOF). Demzufolge wird das Ausgangspotential V30 der Treiberschaltung 121 gleich (V20 – VOF = VI), so dass die Offset-Spannung VOF der Treiberschaltung 121 beseitigt ist. Wenn der Schalter S4 in einem nachfolgenden Zeitpunkt t4 eingeschaltet wird, wird das Ausgangspotential VO gleich zu VI, und es wird an eine Last angelegt.
In dieser achten Ausführungsform kann die Offset-Spannung VOF der Treiberschaltung 121 beseitigt werden, um ein Ausgangspotential VO zu liefern, das gleich dem Eingangspotential VI ist.
Der Schalter S4 ist nicht wesentlich. Wenn jedoch in einem nicht mit dem Schalter S4 versehenen Aufbau die Lastkapazität 36 einen hohen Kapazitätswert aufweist, ist eine lange Zeit erforderlich, bis die Spannung VOF zwischen den Anschlüssen des Kondensators 122 stabil wird, nachdem die Schalter S1 und S2 zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet werden.
Neunte Ausführungsform
35 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 125 mit der Offset-Kompensationsfunktion in einer Abtast-Halteschaltung nach einer neunten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 35 ist die Treiberschaltung 125 mit der Offset-Kompensationsfunktion im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 60 in 12, außer dass die Treiberschaltung 125 zusätzlich Kondensatoren 122a, 122b, 126a und 126b sowie Schalter S1a–S4a und S1b–S4b enthält.
Die Schalter S1a und S1b sind jeweils zwischen den Eingangsknoten N120 und die Gates (Knoten N20a und N20b) der Transistoren 24 und 26 geschaltet. Die Schalter S4a und S4b sind jeweils zwischen den Ausgangsknoten N121 und die Drains (Knoten N30a und N30b) der Transistoren 32 und 34 geschaltet. Der Kondensator 122a und der Schalter S2a sind in Reihe zwischen die Knoten N20a und N30a geschaltet. Der Kondensator 122b und der Schalter S2b sind in Reihe zwischen die Knoten N20b und N30b geschaltet. Der Schalter 3a ist zwischen den Eingangsknoten N120 und den Knoten N122a geschaltet, der zwischen dem Kondensator 122a und dem Schalter S2a liegt. Der Schalter 3b ist zwischen den Eingangsknoten N120 und den Knoten N122b geschaltet, der zwischen dem Kondensator 122b und dem Schalter S2b liegt. Eine der Elektroden jedes der Kondensatoren 126a und 126b ist mit dem Knoten N30a bzw. N30b verbunden, und die andere Elektrode empfängt ein Rücksetzsignal /ϕR oder dessen komplementäres Signal ϕR. 36 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 35 gezeigten Treiberschaltung 125 mit der Offset-Kompensationsfunktion veranschaulicht. Eine Ladeschaltung, die aus der Konstantstromquelle 62 und den Tran sistoren 23, 24, 31 und 32 gebildet ist, führt im wesentlichen dieselben Vorgänge durch wie eine Entladeschaltung, die aus der Konstantstromquelle 64 und den Transistoren 26, 27, 34 und 35 gebildet ist, außer einem Unterschied zwischen Laden und Entladen. Daher wird nun mit Bezug auf 36 nur der Betrieb der Ladeschaltung beschrieben. Es wird nun angenommen, dass die Schwellenspannung VTN des n-Typ-Transistors 31 um VOFa größer ist als die Schwellenspannung VTN des n-Typ-Transistors, so dass eine Offset-Spannung VOFa auf der Ladeschaltungsseite vorhanden ist und eine Offsetspannung VOFb auf der Entladeschaltungsseite nicht vorhanden ist.
In dem Anfangszustand sind die Schalter S1a–S3a aus, und der Schalter S4a ist ein, so dass die Knoten N20a, N122a, N30a und N121 ein letztes Potential VI' halten. Wenn die Schalter S1a und S2a zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet werden, werden alle Potentiale V20a, V122a, V30a und VO der Knoten N20a, N122a, N30a und N121 gleich dem Eingangspotential VI. Das Potential V22 des Knotens N22 wird gleich (VI + |VTP| + VTN). Auch wenn die Schwellenspannung VTN' des n-Typ-Transistors 31 um VOFa größer ist als die Schwellenspannung VTN des n-Typ-Transistors 23, können alle Potentiale V20a, V122a, V30a und VO gleich dem Eingangspotential VI werden. Das ist so, weil der Ausgangsknoten N121 durch die Entladeschaltung auf den Pegel des Eingangspotentials VI entladen wird, aber nicht weiter entladen wird.
Zum Zeitpunkt t2 wird der Schalter S4a ausgeschaltet, um den Ausgangsknoten N30a der Ladeschaltung elektrisch von dem Knoten N30b der Entladeschaltung zu trennen. Zum nachfolgenden Zeitpunkt t3 fällt das Rücksetzsignal /ϕR von dem H-Pegel auf den L-Pegel, so dass die über den Kondensator 126a durchgeführte Kapazitätskopplung die Potentiale V30a und V122a der Knoten N30a und N122a um eine vorbestimmte Spannung verringert. Dadurch werden die Transistoren 31 und 32 eingeschaltet, um die Potentiale V30a und V122a der Knoten N30a und N122a auf (VI – VOFa) zu erhöhen, und der Kondensator 122a wird auf VOFa geladen.
Nachdem die Potentiale V30a und V122a stabil werden, werden die Schalter S1a und S2a zu einem Zeitpunkt t4 ausgeschaltet, und danach wird der Schalter S3a zu einem Zeitpunkt t5 eingeschaltet. Dadurch wird ein Potential (VI + VOFa) gleich einer Summe des Eingangspotentials VI und der Offset-Spannung VOFa an den Knoten N20a angelegt. Daher wird das Potential V22 des Knotens N22 gleich (VI + |VTP| + VTN + VOFa), und die Potentiale V30a und V122a der Knoten N30a und N122a erreichen denselben Pegel wie das Eingangspotential VI.
Das Ausgangspotential V30a der Ladeschaltung wird zum Zeitpunkt t1 gleich VI. Während einer Zeitspanne zwischen den Zeiten t1 und t2 wird das Potential V30a von VI jedoch lediglich durch Leitungskapazitäten und dergleichen gehalten, und es wird auf (VI – VOF) sinken, wenn negative Störungen auftreten. In und nach dem Zeitpunkt t5 jedoch führen die Transistoren 31 und 32 das Laden auch dann durch, wenn negative Störungen auftreten, so dass das Potential V30a auf VI gehalten wird.
Zu einem Zeitpunkt t6 wird der Schalter S3a ausgeschaltet, und dann wird der Schalter S4a zu einem Zeitpunkt t7 eingeschaltet, so dass die Treiberschaltung die Lastkapazität 36 treibt. Zu einem Zeitpunkt t8 steigt das Rücksetzsignal /ϕR auf den H-Pegel, so dass die Schaltungen in den anfänglichen Zustand zurückkehren. Zum Zeitpunkt t8 ist eine Ausgangsimpedanz hinreichend niedrig, so dass sich das Ausgangspotential VO kaum ändert, auch wenn das Rücksetzsignal /ϕR auf den H-Pegel steigt. Ähnliche Vorgänge werden auf der Entladungsschaltungsseite durchgeführt, so dass das Ausgangspotential VO bei VI gehalten wird.
37 ist ein anderes Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 35 gezeigten Treiberschaltung 125 mit der Offset-Kompen sationsfunktion zeigt. Eine Ladeschaltung, die aus der Konstantstromquelle 62 und den Transistoren 23, 24, 31 und 32 gebildet ist, führt im wesentlichen dieselben Vorgänge durch wie eine Entladeschaltung, die aus der Konstantstromquelle 64 und den Transistoren 26, 27, 34 und 35 gebildet aus, außer einem Unterschied zwischen Laden und Entladen. Daher wird nun mit Bezug auf 37 der Betrieb nur der Entladeschaltung beschrieben. Es wird nun angenommen, dass ein Absolutwert |VTP'| der Schwellenspannung des p-Typ-Transistors 35 um VOFb größer ist als ein Absolutwert |VTP| der Schwellenspannung des p-Typ-Transistors 27, so dass die Offset-Spannung VOFb auf der Entladeschaltungsseite vorhanden ist, und eine Offset-Spannung VOFa auf der Ladeschaltungsseite nicht vorhanden ist.
In dem anfänglichen Zustand sind die Schalter S1b–S3b aus, und der Schalter S4b ist ein, so dass die Knoten N20b, N122b, N30b und N121 das letzte Potential VI' halten. Wenn die Schalter S1b und S2b zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet werden, werden alle Potentiale V20b, V122b, V30b und VO der Knoten N20b, N122b, N30b und N121 gleich dem Eingangspotential VI. Das Potential V27 des Knotens N27 wird gleich (VI – |VTP| –VTN). Auch wenn der Absolutwert |VTP'| der Schwellenspannung des p-Transistors 35 um VOFb größer ist als der Absolutwert |VTP| der Schwellenspannung des v-Typ-Transistors 27, können alle Potentiale V20b, V122b, V30b und VO gleich dem Potential VI werden. Das ist so, weil der Ausgangsknoten N121 von der Ladeschaltung auf den Pegel des Eingangspotentials VI geladen wird, aber nicht weiter entladen wird.
Zum Zeitpunkt t2 wird der Schalter S4b ausgeschaltet, um den Ausgangsknoten N30a der Ladeschaltung elektrisch von dem Ausgangsknoten N30b der Entladeschaltung zu trennen. Zum nachfolgenden Zeitpunkt t3 steigt das Rücksetzsignal /ϕR von dem L-Pegel auf den H-Pegel, so dass die über den Kondensator 126 durchgeführte Kapazitätskopplung die Potentiale V30b und V122b der Knoten N30b und N122b um eine vorbestimmte Spannung ver ringert. Dadurch werden die Transistoren 34 und 35 eingeschaltet, um die Potentiale V30b und V122b der Knoten N30b und N122b auf (VI + VOFb) anzuheben, und der Kondensator 122 wird auf VOFb geladen.
Nachdem die Potentiale V30b und V122b der Knoten N30b und N122b stabil sind, werden die Schalter S1b und S2b zum Zeitpunkt t4 ausgeschaltet, und danach wird der Schalter S3b zum Zeitpunkt t5 eingeschaltet. Dadurch wird ein Potential (VI – VOF) gleich einer Differenz zwischen dem Eingangspotential VI und der Offset-Spannung VOFb an den Knoten N20b angelegt. Daher wird das Potential V27 des Knotens N27 gleich (VI – VTN|VTP| –VOFb), und die Potentiale V30b und V122b der Knoten N30b und N122b erreichen denselben Pegel wie das Eingangspotential VI.
Das Ausgangspotential V30b der Entladeschaltung wird zum Zeitpunkt t1 gleich VI. Während einer Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 wird das Potential V30b von VI jedoch lediglich durch die Leitungskapazitäten und dergleichen gehalten, und es wird auf (VI + VOF) ansteigen, wenn positive Störungen auftreten. In und nach dem Zeitpunkt t5 führen die Transistoren 34 und 35 jedoch das Entladen durch, auch wenn positive Spannungen auftreten, so dass das Potential V30b auf VI gehalten wird.
Zum Zeitpunkt t6 wird der Schalter S3b ausgeschaltet, und der Schalter S4b wird zum Zeitpunkt t7 eingeschaltet, so dass die Treiberschaltung die Lastkapazität 36 treibt. Zum Zeitpunkt t8 fällt das Signal ϕR auf den L-Pegel, so dass die Schaltungen in den anfänglichen Zustand zurückkehren. Zum Zeitpunkt t8 ist die Ausgangsimpedanz klein, so dass das Ausgangspotential VO sich kaum ändert, auch wenn das Signal ϕR auf den L-Pegel fällt. Ähnliche Vorgänge werden auf der Entladeschaltungsseite durchgeführt, so dass das Ausgangspotential VO auf VI gehalten wird.
Verschiedene Abwandlungen der neunten Ausführungsform werden nun beschrieben. Eine in 38 gezeigte Treiberschaltung 127 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 125 in 35 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Diese Abwandlung kann eine von der Schaltung belegte Fläche verringern.
Eine in 39 gezeigte Treiberschaltung 130 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 125 mit der Offset-Kompensationsfunktion in 35, außer dass die Kondensatoren 126a und 126b jeweils durch n- und p-Typ-Transistoren 131a und 131b ersetzt sind. Der n-Typ-Transistor 131a ist zwischen eine Leitung eines achten Leistungsversorgungspotentials V8 und den Knoten N30a geschaltet und empfängt an seinem Gate das Rücksetzsignal ϕR'. Der p-Typ-Transistor 131b ist zwischen den Knoten N30b und eine Leitung eines neunten Leistungsversorgungspotentials V9 geschaltet und empfängt an seinem Gate ein komplementäres Signal /ϕR' des Rücksetzsignals ϕR'.
In einem Normalzustand liegen die Signale ϕR' und /ϕR' jeweils auf dem L- bzw. H-Pegel, und die n- und p-Typ-Transistoren 131a und 131b sind beide aus. Zum Zeitpunkt t3 in 36 und 37 erreicht das Signal ϕR' den H-Pegel in einer pulsartigen Weise für eine vorbestimmte Zeit, und das Signal /ϕR' erreicht den L-Pegel in einer pulsartigen Weise für die vorbestimmte Zeit. Dadurch wird der n-Typ-Transistor 131a in einer pulsartigen Weise eingeschaltet, um das Potential V30a des Knotens N30a auf das achte Leistungsversorgungspotential V8 zu verringern. Auch der p-Typ-Transistor 131b wird in einer pulsartigen Weise eingeschaltet, um das Potential V30b des Knotens N30b auf das neunte Leistungsversorgungspotential V9 zu erhöhen.
Danach wird der Knoten N30a in dem in 36 dargestellten Fall auf (VI – VOF) aufgeladen, und der Knoten N30b wird in dem in 37 dargestellten Fall auf (VO + VOF) entladen. In dieser Abwandlung treten auch an einem Zeitpunkt t8 in 36 und 37 keine Störungen auf dem Ausgangspotential VO auf. Jedes der Signale ϕR' und /ϕR' ist so entworfen, dass es eine Pulsweite mit einem minimal erforderlichen Wert aufweist.
Eine in 40 gezeigte Treiberschaltung 132 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 80 in 20, außer dass die Treiberschaltung 132 zusätzlich eine Offset-Kompensationsschaltung enthält, die aus Kondensatoren 122a, 122b, 126a und 126b sowie Schaltern S1a–S4a und S1b–S4b gebildet ist. Während einer Zeitspanne zwischen den Zeiten t1 und t2 in 36 und 37 erhält das Signal /ϕP den L-Pegel in einer pulsartigen Weise, und das Signal ϕP erhält den H-Pegel in einer pulsartigen Weise. In dieser Abwandlung erreichen die Potentiale V22 und V27 der Knoten N22 und N27 schnell die vorbestimmten Werte, so dass die Betriebsgeschwindigkeit hoch sein kann.
Eine in 41 gezeigte Treiberschaltung 133 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 132 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Diese Abwandlung kann eine von der Schaltung belegte Fläche verringern.
Eine in 42 gezeigte Treiberschaltung 135 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 22 gezeigte Treiberschaltung 85 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die Treiberschaltung 135 zusätzlich eine Offset-Kompensationsschaltung enthält, die aus Kondensatoren 122a, 122b, 126a und 126b sowie Schaltern S1a–S4a und S1b–S4b gebildet ist. Wenn die Signale /ϕP und ϕP in die ser Abwandlung jeweils den L- bzw. H-Pegel erreichen, um die Transistoren 81 bzw. 82 einzuschalten, werden die Transistoren 86 und 87 gleichzeitig ausgeschaltet, so dass das Fließen eines Durchgangsstromes verhindert wird und der Stromverbrauch gering sein kann.
Eine in 43 gezeigte Treiberschaltung 136 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 42 gezeigte Treiberschaltung 135 1 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Diese Abwandlung kann eine von der Schaltung belegte Fläche verringern.
Eine in 44 gezeigte Treiberschaltung 140 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die Treiberschaltung 90 in 24, außer dass die Treiberschaltung 140 zusätzlich eine Offset-Kompensationsschaltung enthält, die aus Kondensatoren 122a, 122b, 126a und 126b sowie Schaltern S1a–S4a und S1b–S4b gebildet ist. Wenn in dieser Abwandlung das Signal /ϕP den L-Pegel erreicht, um den p-Typ-Transistor 81 einzuschalten, erreicht ein Drain des p-Typ-Transistors 24 den H-Pegel. Wenn das Signal ϕP den H-Pegel erreicht, um den n-Typ-Transistor 82 einzuschalten, erreicht ein Drain des n-Typ-Transistors 26 den L-Pegel. Daher kann das Fließen eines Durchgangsstroms verhindert werden, und der Leistungsverbrauch kann gering sein.
Eine in 45 gezeigte Treiberschaltung 141 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 44 gezeigte Treiberschaltung 140 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Diese Abwandlung kann eine von der Schaltung belegte Fläche verringern.
Eine in 46 gezeigte Treiberschaltung 145 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 26 gezeigte Treiberschaltung 95 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die Treiberschaltung 145 zusätzlich eine Offset-Kompensationsschaltung enthält, die aus Kondensatoren 122a, 122b, 126a und 126b sowie Schaltern S1a–S4a und S1b-S4b gebildet ist. Während einer Zeitdauer zwischen den Zeiten t1 und t2 in 36 und 37 erreicht das Signal ϕB den H-Pegel in einer pulsartigen Weise, und das Signal /ϕB erreicht den L-Pegel in einer pulsartigen Weise. In dieser Abwandlung erreichen die Potentiale V22 und V27 der Knoten N22 und N27 schnell die vorbestimmten Werte, so dass die Betriebsgeschwindigkeit hoch sein kann.
Eine in 47 gezeigte Treiberschaltung 146 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 46 gezeigte Treiberschaltung 145 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die n-Typ-Transistoren 23, 34 und 100 sowie die p-Typ-Transistoren 27, 32 und 105 weggelassen sind. Diese Abwandlung kann eine von der Schaltung belegte Fläche verringern.
Eine in 48 gezeigte Treiberschaltung 150 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 29 gezeigte Treiberschaltung 110, außer dass die Treiberschaltung 150 zusätzlich eine Offset-Kompensationsschaltung enthält, die aus Kondensatoren 122a, 122b, 126a und 126b sowie Schaltern S1a–S4a und S1b–S4b gebildet ist. Während einer Zeitspanne zwischen den Zeiten t1 und t2 in 36 und 37 erreicht das Signal ϕB den H-Pegel in einer pulsartigen Weise, und das Signal /ϕB erreicht den L-Pegel in einer pulsartigen Weise. In dieser Abwandlung erreichen die Potentiale V22 und V27 der Knoten N22 und N27 schnell die vorbestimmten Werte, so dass die Betriebsgeschwindigkeit hoch sein kann.
Eine in 49 gezeigte Treiberschaltung 151 mit der Offset-Kompensationsfunktion ist im wesentlichen dieselbe wie die in 48 gezeigte Treiberschaltung 150 mit der Offset-Kompensationsfunktion, außer dass die n-Typ-Transistoren 23 und 34 sowie die p-Typ-Transistoren 27 und 32 weggelassen sind. Diese Abwandlung kann eine von der Schaltung belegte Fläche verringern.
Zehnte Ausführungsform
50 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 155 mit der Offset-Kompensationsfunktion einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer zehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 50 unterscheidet sich die Treiberschaltung 155 mit der Offset-Kompensationsfunktion von der in 46 gezeigten Treiberschaltung 145 mit der Offset-Kompensationsfunktion darin, dass zusätzlich ein Schalter S5 und ein Kondensator 156 verwendet werden und dass die Anhebungssignale ϕB und /ϕB jeweils durch Anhebungssignale ϕB1 und /ϕB1 ersetzt sind.
Der Schalter S5 ist zwischen den Ausgangsknoten N121 und einen Knoten geschaltet, der zwischen den Schaltern S4a und S4b liegt. Ein Kondensator 156 ist zwischen die Leitung des Massepotentials GND und einen Knoten geschaltet, der zwischen den Schaltern S4a und S4b liegt. Der Kondensator 156 hat einen Kapazitätswert, der kleiner ist als der Kapazitätswert der Lastkapazität 36.
51 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 50 gezeigten Treiberschaltung 155 mit der Offset-Kompensationsfunktion zeigt, und es entspricht 36. In gleicher Weise wird nun nur der Betrieb der Schaltungen auf der Ladeseite beschrieben. Bis zu einem Zeitpunkt t9 wird der Schalter S5 wie in 51 dargestellt ausgeschaltet gehalten, und die Lastkapazität 36 ist elektrisch getrennt. Daher erreichen die Poten tiale V22, V30a und V122a zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 schnell das Eingangspotential VI.
Wenn der Schalter S5 zu einem Zeitpunkt t9 eingeschaltet wird, ändert sich ein Potential V156 zwischen den Schaltern S4a und S4b entsprechend dem Potential VO der mit dem Ausgangsknoten N121 verbundenen Datenleitung. 51 veranschaulicht den Fall, in dem das Potential VO der Datenleitung kleiner war als V156, und das Potential 156 wird allmählich ansteigen aufgrund der Stromzufuhr durch die Transistoren 31 und 32, nachdem das Potential V156 zum Zeitpunkt t9 gesunken ist. Zu einem nachfolgenden Zeitpunkt t10 steigt das Signal ϕB1 von dem L-Pegel auf den H-Pegel, und das Potential V22 des Knotens N22 steigt in einer pulsartigen Weise, so dass der durch den n-Typ-Transistor 31 fließende Strom ansteigt, und das Potential V156 von VO erreicht schnell das Eingangspotential VI.
52 ist ein anderes Zeitdiagramm, das den Betrieb der in 50 gezeigten Treiberschaltung 155 mit der Offset-Kompensationsfunktion zeigt, und es entspricht 37. In gleicher Weise wird nun nur der Betrieb auf der Entladeschaltungsseite beschrieben. Bis zum Zeitpunkt t9 ist der Schalter S5 wie in 52 dargestellt aus, und die Lastkapazität 36 ist elektrisch getrennt, so dass die Potentiale V27, V30b und V122 zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 schnell das Potential VI erreichen.
Wenn der Schalter S5 zum Zeitpunkt t9 eingeschaltet wird, ändert sich das Potential V156 zwischen den Schaltern S4a und S4b entsprechend dem Potential VO der mit dem Ausgangsknoten N121 verbundenen Datenleitung. 52 veranschaulicht den Fall, in dem das Potential VO der Datenleitung höher war als V156, und das Potential V156 verringert sich allmählich entsprechend dem Entladen des Stroms durch die Transistoren 34 und 35, nachdem das Potential V156 zum Zeitpunkt t9 angestiegen ist.
Zum nachfolgenden Zeitpunkt t10 fällt das Signal /ϕB1 von dem H-Pegel auf den L-Pegel, und das Potential V27 des Knotens N27 verringert sich in einer pulsartigen Weise, so dass der durch den p-Typ-Transistor 35 fließende Strom ansteigt, und das Potential V156 von VO erreicht schnell das Eingangspotential VI.
In dieser zehnten Ausführungsform kann eine hohe Betriebsgeschwindigkeit auch dann erzielt werden, wenn die Lastkapazität 36 einen hohen Kapazitätswert aufweist.
Elfte Ausführungsform
35 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 157 mit der Offset-Kompensationsfunktion nach einer elften Ausführungsform der Erfindung zeigt. Mit Bezug auf 53 unterscheidet sich die Treiberschaltung 157 mit der Offset-Kompensation von der in 50 gezeigten Treiberschaltung 155 mit der Offset-Kompensationsfunktion darin, dass der Kondensator 156 weggelassen ist, und sie unterscheidet sich auch von ihr in dem Zeitablauf des EIN/AUS des Schalters S5 und dem Zeitablauf der Pegeländerung der Signale ϕB1 und /ϕB1.
54 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 53 gezeigten Treiberschaltung 157 mit der Offset-Kompensationsfunktion veranschaulicht. Es wird nun angenommen, dass eine Schwellenspannung VTN' des n-Typ-Transistors 31 um VOF größer ist als die Schwellenspannung VTN des n-Typ-Transistors 23. In dem anfänglichen Zustand sind die Schalter S1a–S3a und S1b–S3b aus, die Schalter S4a–S4b und S5 sind aus, und jedes der Potentiale V30a, V30b und V20a der Knoten N30a, N30b und N20a ist gleich dem letzten Eingangspotential (VH in 54).
Zum Zeitpunkt t1 wird der Schalter S5 ausgeschaltet, um den Knoten zwischen den Schaltern S30a und S30b elektrisch von der Lastkapazität 36 zu trennen. Zum Zeitpunkt t2 werden die Schalter S1a, S1b, S2a und S2b eingeschaltet, und das Eingangspotential VI wird auf das derzeitige Potential (VL in 54) gesetzt. Wie oben beschrieben werden alle Potentiale V30a, V30b und V20b der Knoten N30a, N30b und N20b zu VI = VL. Auch wenn die Schwellenspannung VTN' des n-Typ-Transistors 31 um VOF höher ist als die Schwellenspannung VTN der anderen n-Typ-Transistoren, werden die Potentiale V30a und V30b zu VI = VL. Das ist so, weil die Entladeschaltung die Knoten N30a und N30b entlädt, bis ein Zustand VI = VL erreicht ist, sie aber nicht weiter entlädt.
Zum Zeitpunkt t3 werden die Schalter S4a und S4b ausgeschaltet, um die Ladeschaltung und die Entladeschaltung elektrisch zu trennen. Zum Zeitpunkt t4 fällt das Rücksetzsignal /ϕR von dem H-Pegel auf den L-Pegel, und das Signal ϕR steigt von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Dadurch verringert sich das Potential V30a des Knotens N30a von VL aus in einer pulsartigen Weise und wird dann gleich (VL–VOF), und das Potential V30b des Knotens N30b steigt von VL aus in einer pulsartigen Weise und wird dann gleich VL.
Zum Zeitpunkt t5 werden die Schalter S1a, S1b, S2a und S2b ausgeschaltet, und dann werden die Schalter S3a und S3b zum Zeitpunkt t6 ausgeschaltet. Dadurch wird das Potential V20a des Knotens N20a gleich (VL + VOF), so dass die Offset-Spannung VOF beseitigt wird, und das Potential V30a des Knotens N30a wird gleich VI = VL.
Zum Zeitpunkt t7 werden die Schalter S3a und S3b ausgeschaltet, und die Schalter S4a, S4b und S5 werden zum nachfolgenden Zeitpunkt t8 eingeschaltet. Dadurch sinken die Potentiale V30a und V30b der Knoten N30a und N30b allmählich nach dem temporären Anstieg, weil die Lastkapazität 36 auf das letzte Potential VH geladen wurde. Zum Zeitpunkt t9 steigt das Signal ϕB1 von dem L-Pegel auf den H-Pegel, und das Signal /ϕB1 fällt von dem H-Pegel auf den L-Pegel.
Wie oben beschrieben wird das Potential V22 des Knotens N22 durch den Kondensator 76 angehoben, und das Potential V27 des Knotens N27 wird durch den Kondensator 77 abgesenkt. Während dieses Zustands wird ein Vorgang des Lieferns des L-Pegels VL an den Ausgangsknoten N121 durchgeführt, und der EIN-Widerstandswert des p-Typ-Transistors 35 ist kleiner als der EIN-Widerstandswert des n-Typ-Transistors 31, so dass der Pegelverringerungsvorgang durch V27 stärker wirkt als der Pegelerhöhungsvorgang durch V22. Dadurch verringern sich die Potentiale V30a, V30b und VO der Knoten N30a, N30b und N121 schnell und erreichen VL.
Diese elfte Ausführungsform kann die Betriebsgeschwindigkeit erhöhen.
Zwölfte Ausführungsform
55 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 160 vom Push-Typ einer Abtast-Halte-Schaltung nach einer zwölften Ausführungsform der Erfindung zeigt. Mit Bezug auf 55 enthält die Treiberschaltung 160 vom Push-Typ die Pegelschieberschaltung 61, die Pull-Up-Schaltung 30 und eine Konstantstromquelle 161. Die Pegelschieberschaltung 61 und die Pull-Up-Schaltung 30 sind dieselben wie die in 12 gezeigten.
Genauer gesagt enthält die Pegelschieberschaltung 61 die Konstantstromquelle 62, den n-Typ-Transistor 23 und den p-Typ-Transistor 24, die in Reihe zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 von 15 V und den Knoten des Massepotentials GND geschaltet sind. Wie in 56 dargestellt, enthält die Konstantstromquelle 62 die p-Typ-Transistoren 65 und 66 sowie das Widerstandselement 67. Der p- Typ-Transistor 65 ist zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Drain (Knoten N22) des n-Typ-Transistors 23 geschaltet. Der p-Typ-Transistor 66 und das Widerstandselement 67 sind in Reihe zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten des Massepotentials GND geschaltet. Die Gates der p-Typ-Transistoren 65 und 66 sind beide mit dem Drain des p-Typ-Transistors 66 verbunden. Die p-Typ-Transistoren 65 und 66 bilden eine Stromspiegelschaltung. Der p-Typ-Transistor 66 und das Widerstandselement 67 führen durch sich hindurch einen konstanten Strom mit einem Wert, der einem Widerstandswert des Widerstandselements 67 entspricht. Der p-Typ-Transistor 65 führt durch sich hindurch einen konstanten Strom mit einem Wert, der dem Wert des durch den p-Typ-Transistor 66 fließenden konstanten Stroms entspricht. Das Gate des n-Typ-Transistors 23 ist mit seinem Drain (Knoten N22) verbunden. Der n-Typ-Transistor 23 bildet ein Diodenelement. Das Gate des p-Typ-Transistors 24 ist mit dem Eingangsknoten N20 verbunden. Die Konstantstromquelle 62 ist so entworfen, dass sie den Strom mit einem minimalen Wert liefert, der zum Erzeugen der Schwellenspannung in jedem der Transistoren 23 und 24 erforderlich ist.
Angenommen, dass der Eingangsknoten N20 ein Potential (Gradationspotential) VI aufweist, der p-Typ-Transistor eine Schwellenspannung von VTP und der n-Typ-Transistor eine Schwellenspannung von VTN hat, sind das Potential V23 der Source (Knoten N23) des p-Typ-Transistors 24 und das Potential V22 des Drains (Knoten N22) des n-Typ-Transistors 23 jeweils gleich (VI + |VTP|) bzw. (VI + |VTP| + VTN). Daher liefert die Pegelschieberschaltung 61 ein durch Schieben des Pegels des Eingangspotentials VI um (|VTP| + VTN) gewonnenes Potential V22.
Die Pull-Up-Schaltung 30 enthält die n- und p-Typ-Transistoren 31 und 32, die in Reihe zwischen den Knoten des sechsten Leistungsversorgungspotentials V6 von 15 V und den Ausgangsknoten N30 geschaltet sind. Das Gate des n-Typ-Transistors 31 empfängt das Ausgangspotential V22 der Pegelschieberschaltung 61. Das Gate des p-Typ-Transistors 32 ist mit seinem Drain verbunden. Der p-Typ-Transistor 32 bildet ein Diodenelement. Da das sechste Leistungsversorgungspotential V6 zum Betreiben des n-Typ-Transistors 31 in einem Sättigungsbereich eingestellt ist, führt der n-Typ-Transistor 31 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch.
Die Konstantstromquelle 161 ist zwischen den Ausgangsknoten N30 und den Knoten des Massepotentials GND geschaltet. Die Konstantstromquelle 161 enthält wie in 56 dargestellt, n-Typ-Transistoren 162 und 163 sowie ein Widerstandselement 164. Der n-Typ-Transistor 162 ist zwischen den Ausgangsknoten N30 und den Knoten des Massepotentials GND geschaltet, und das Widerstandselement 164 und der n-Typ-Transistor 163 sind in Reihe zwischen den Knoten des sechsten Leistungsversorgungspotentials V6 und den Knoten des Massepotentials GND geschaltet. Die Gates der n-Typ-Transistoren 162 und 163 sind beide mit dem Drain des n-Typ-Transistors 163 verbunden. Die n-Typ-Transistoren 162 und 163 bilden eine Stromspiegelschaltung. Das Widerstandselement 164 und der n-Typ-Transistor 163 führen einen konstanten Strom mit einem Wert, der dem Widerstandswert des Widerstandselements 164 entspricht, und der n-Typ-Transistor 162 führt einen konstanten Strom mit einem Wert, der dem Wert des durch den n-Typ-Transistor 163 fließenden konstanten Stroms entspricht. Die Konstantstromquelle 161 ist so entworfen, dass sie den Strom mit einem minimalen Wert liefert, der zum Erzeugen der Schwellenspannung in jedem der Transistoren 31 und 32 erforderlich ist.
Das Potential V31 der Source (Knoten N31) des n-Typ-Transistors 31 wird gleich (V22 – VTN = VI + |VTP|), und das Potential VO des Ausgangsknotens N30 wird gleich (V31 – |VTP|).
Da es in dieser zwölften Ausführungsform lediglich erforderlich ist, einen Durchgangsstrom mit dem Minimalwert, der zum Erzeugen der Schwellenspannung jedes der Transistoren 23, 24, 31 und 32 erforderlich ist, zu führen, kann der Stromverbrauch klein sein.
57 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 165 vom Push-Typ nach einer Abwandlung der zwölften Ausführungsform zeigt. Mit Bezug auf 57 unterscheidet sich die Treiberschaltung 165 von der in 56 gezeigten Treiberschaltung 160 darin, dass das Widerstandselement 164 weggelassen ist und das Widerstandselement 67 von zwei Konstantstromquellen 62 und 161 gemeinsam genutzt wird. Das Widerstandselement 67 und der n-Typ-Transistor 163 sind in Reihe zwischen die Source des p-Typ-Transistors 66 und den Knoten des Massepotentials GND geschaltet. Das Gate des n-Typ-Transistors 163 ist mit seinem Drain verbunden. Diese Abwandlung kann die Erzeugung einer Offset-Spannung aufgrund von Schwankungen in den Widerstandswerten der Widerstandselemente 67 und 164 vermeiden.
Eine Treiberschaltung 166 vom Push-Typ in 58 ist im wesentlichen dieselbe wie die in 55 gezeigte Treiberschaltung vom Push-Typ, darin, dass die als Diode geschalteten Transistoren 23 und 32 weggelassen sind. Das Ausgangspotential ist gleich (VI + |VTP| –VTN). Es kann jedoch |VTP| annähernd gleich VTN eingestellt sein (|VTP| ≈ VTN), wodurch VO annähernd gleich zu VO wird. Alternativ kann in Betracht gezogen werden, den Wert (|VTP| –VTN) als Offset-Wert zu verwenden, wodurch die Treiberschaltung 166 ähnlich verwendet werden kann wie die Treiberschaltung 160 in 55. Da die Transistoren 23 und 32 weggelassen sind, kann in dieser Abwandlung eine durch die Schaltung belegte Fläche klein sein.
Jede der Konstantstromquellen 62 und 161 kann durch ein Widerstandselement ersetzt sein, in welchem Fall der Schaltungsaufbau einfach sein kann.
Dreizehnte Ausführungsform
59 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 170 vom Pull-Typ nach einer dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 59 enthält die Treiberschaltung 170 die Pegelschieberschaltung 63, eine Konstantstromquelle 171 und die Pull-Down-Schaltung 33. Die Pegelschieberschaltung 63 und die Pull-Down-Schaltung 33 sind dieselben wie die in 12 gezeigten.
Genauer gesagt enthält die Pegelschieberschaltung 63 den n-Typ-Transistor 26, den p-Typ-Transistor 27 und die Konstantstromquelle 64, die in Reihe zwischen den Knoten des vierten Leistungsversorgungspotentials V4 von 5 V und den Knoten des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 von –10 V geschaltet sind. Das Gate des n-Typ-Transistors 26 empfängt das Potential VI des Eingangsknotens N20. Das Gate des p-Typ-Transistors 27 ist mit seinem Drain (Knoten N27) verbunden. Der p-Typ-Transistor 27 bildet ein Diodenelement. Die Konstantstromquelle 64 ist so entworfen, dass sie den Strom mit einem Minimalwert liefert, der zum Erzeugen der Schwellenspannung in jedem der Transistoren 26 und 27 erforderlich ist.
Das Potential V26 der Source (Knoten N26) des n-Typ-Transistors 26 wird gleich (VI – VTN). Das Potential V27 des Drains (Knoten N27) des p-Typ-Transistors 27 wird gleich (VI – |VTN –|VTP|). Daher liefert die Pegelschieberschaltung 63 das durch Verschieben des Pegels des Eingangspotentials VI um (–VTN – |VTP|) gewonnene Potential V27.
Die Konstantstromquelle 171 ist zwischen den Knoten des vierten Leistungsversorgungspotentials V4 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet. Die Pull-Down-Schaltung 33 enthält p- und n-Typ-Transistoren 35 und 34, die in Reihe zwischen einen Knoten eines siebten Leistungsversorgungspotentials V7 von –10 V und den Ausgangsknoten N30 geschaltet sind. Das Gate des p-Typ-Transistors 35 empfängt das Ausgangspotential V27 der Pegelschieberschaltung 63. Das Gate des n-Typ-Transistors 34 ist mit seinem Drain verbunden. Der n-Typ-Transistor 34 bildet ein Diodenelement. Da das siebte Leistungsversorgungspotential V7 zum Betreiben des p-Typ-Transistors 35 in einem Sättigungsbereich eingestellt ist, führt der p-Typ-Transistor 35 einen so genannten Sourcefolgerbetrieb durch. Die Konstantstromquelle 71 ist so entworfen, dass sie den Strom mit einem Minimalwert bereitstellt, der zum Erzeugen der Schwellenspannung in jedem der Transistoren 34 und 35 erforderlich ist.
Das Potential V34 der Source (Knoten N34) des p-Typ-Transistors 35 ist gleich (V27 + |VTP| = VI – VTN). Das Potential VO des Ausgangsknotens N30 ist gleich (V34 + VTN = VI).
Da es in dieser dreizehnten Ausführungsform nur erforderlich ist, einen Durchgangsstrom mit dem Minimalwert fließen zu lassen, der zum Erzeugen der Schwellenspannung jedes der Transistoren 26, 27, 34 und 35 erforderlich ist, kann der Stromverbrauch klein sein.
60 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 172 vom Pull-Typ nach einer Abwandlung der dreizehnten Ausführungsform zeigt. Mit Bezug auf 60 ist die Treiberschaltung 172 vom Pull-Typ dieselbe wie die in 59 gezeigte Treiberschaltung vom Pull-Typ, außer dass die als Diode geschalteten Transistoren 27 und 34 weggelassen sind. Das Ausgangspotential wird gleich (VI + |VTP| – VTN). Es kann jedoch |VTP| annähernd gleich VTN eingestellt sein (|VTP| ≈ VTN), wodurch VO annähernd gleich VI wird. Alternativ kann eine Verwendung des Werts (|VTP| – VTN) als Offset-Wert in Betracht gezogen werden, wodurch die Treiberschaltung 172 ähnlich wie die Treiberschaltung 170 in 59 verwendet werden kann. Da die Transistoren 27 und 34 weggelassen sind, kann in dieser Abwandlung eine von der Schaltung belegte Fläche klein sein.
Jede der Konstantstromquellen 164 und 171 kann durch ein Widerstandselement ersetzt sein, wobei in diesem Fall der Schaltungsaufbau einfach sein kann.
Vierzehnte Ausführungsform
61 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 175 nach einer vierzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. In 61 ist die Treiberschaltung 175 eine Kombination aus der Treiberschaltung 160 vom Push-Typ in
55 und der Treiberschaltung 170 vom Pull-Typ in 59. Das Gate des p-Typ-Transistors 24 der Pegelschieberschaltung 61 und das Gate des n-Typ-Transistors 26 der Pegelschieberschaltung 63 empfangen das Potential VI des Eingangsknotens N20. Der Drain des p-Typ-Transistors 32 der Pull-Up-Schaltung 30 und der Drain des n-Typ-Transistors 34 der Pull-Down-Schaltung 33 sind beide mit dem Ausgangsknoten N30 verbunden. Wenn das Ausgangspotential VO größer ist als das Eingangspotential VI, werden die Transistoren 31 und 32 der Pull-Up-Schaltung 30 ausgeschaltet, und die Transistoren 34 und 35 des Pull-Down-Transistors 33 werden eingeschaltet, so dass das Ausgangspotential VO sinkt.
Wenn das Ausgangspotential VO kleiner ist als das Eingangspotential VI, werden die Transistoren 34 und 35 des Pull-Down-Transistors 33 ausgeschaltet, und die Transistoren 31 und 32 der Pull-Up-Schaltung 30 werden eingeschaltet, so dass das Ausgangspotential VO steigt. Daher wird VO gleich VI.
Die Treiberschaltung 175 wird als Treiberschaltung vom Push-Typ, als Treiberschaltung vom Pull-Typ oder als Treiberschaltung vom Push-Pull-Typ verwendet. Wenn die Treiberschaltung 175 als Treiberschaltung vom Push-Typ verwendet wird, werden die Stromtreiberfähigkeiten der Transistoren 34 und 35 der Pull-Down-Schaltung 33 auf einen Pegel eingestellt, der hinreichend kleiner ist als derjenige der Stromtreiberfähigkeiten der Transistoren 31 und 32 der Pull-Up-Schaltung 30. Wenn die Treiberschaltung 175 als eine Pull-Typ-Treiberschaltung verwendet wird, werden die Stromtreiberfähigkeiten der Transistoren 31 und 32 der Pull-Up-Schaltung 30 auf einen Pegel eingestellt, der hinreichend kleiner ist als derjenige der Stromtreiberfähigkeiten der Transistoren 34 und 35 der Pull-Down-Schaltung 33. Wenn die Treiberschaltung 175 als Treiberschaltung vom Push-Pull-Typ verwendet wird, werden die Stromtreiberfähigkeiten der Transistoren 31 und 32 der Pull-Up-Schaltung 30 auf denselben Pegel eingestellt wie die Stromtreiberfähigkeiten der Transistoren 34 und 35 der Pull-Down-Schaltung 33.
Diese vierzehnte Ausführungsform kann gleichermaßen eine Treiberschaltung 175 mit einem kleinen Durchgangsstrom bereitstellen, und sie kann den Leistungsverbrauch verringern. 62 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 176 nach einer Abwandlung der vierzehnten Ausführungsform zeigt. Mit Bezug auf 62 ist die Treiberschaltung 176 im wesentlichen dieselbe wie die in 61 gezeigte Treiberschaltung 170, darin, dass die als Diode geschalteten Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind. Das Ausgangspotential VO ist gleich (VI + |VTP| –VTN). Es kann jedoch |VTP| annähernd gleich VTN eingestellt sein (|VTP| ≈ VTN), wodurch VO annähernd gleich VI wird. Alternativ kann die Verwendung eines Werts (|VTP| –VTN) als Offset-Wert in Betracht gezogen werden, wodurch die Treiberschaltung 176 in ähnlicher Weise wie die Treiberschaltung 175 in 61 verwendet werden kann. Da die Transistoren 23, 27, 32 und 34 weggelassen sind, kann in dieser Abwandlung eine von der Schaltung belegte Fläche klein sein.
63 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 180 nach einer anderen Abwandlung der vierzehnten Ausführungsform zeigt. In 63 ist eine Treiberschaltung 180 im wesentlichen dieselbe wie die in 61 gezeigte Treiberschaltung 175, außer dass die Pegelschieberschaltungen 61 und 63 der Treiberschaltung 175 in 61 jeweils durch Pegelschieberschaltungen 181 und 183 ersetzt sind. Die Pegelschieberschaltung 181 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 61, außer dass die Konstantstromquelle 62 durch ein Widerstandselement 182 ersetzt ist. Die Pegelschieberschaltung 183 ist im wesentlichen dieselbe wie die Pegelschieberschaltung 63, außer dass die Konstantstromquelle 64 durch ein Widerstandselement 184 ersetzt ist. Die Widerstandselemente 182 und 184 haben Widerstandswerte, die so eingestellt sind, dass sie Ströme führen, die jeweils annähernd gleich den von den Konstantstromquellen 62 und 64 gelieferten sind.
Diese Abwandlung kann dieselbe Wirkung erzielen wie die Treiberschaltung 175 in 61.
64 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Treiberschaltung 185 nach noch einer anderen Abwandlung der vierzehnten Ausführungsform zeigt. Mit Bezug auf 64 unterscheidet sich die Treiberschaltung 185 von der in 61 gezeigten Treiberschaltung 175 darin, dass die Konstantstromquelle 161 zwischen den Ausgangsknoten N30 und den Knoten des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 geschaltet ist, und dass die Konstantstromquelle 171 zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet ist.
Die Konstantstromquellen 62, 64, 161 und 171 sind aus dem Widerstandselement 67, p-Typ-Transistoren 65, 66 und 189 und n-Typ-Transistoren 186-188 gebildet. Der p-Typ-Transistor 66, das Widerstandselement 67 und der n-Typ-Transistor 186 sind in Reihe zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 geschaltet. Das Gate des p-Typ-Transistors 66 ist mit seinem Drain verbunden. Das Gate des n-Typ-Transistors 186 ist mit seinem Drain verbunden. Jeder der Transistoren 66 und 186 bildet ein Diodenelement.
Der p-Typ-Transistor 65 ist zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Knoten N22 geschaltet, und sein Gate ist mit dem Gate des p-Typ-Transistors 66 verbunden. Der p-Typ-Transistor 189 ist zwischen den Knoten des dritten Leistungsversorgungspotentials V3 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet, und sein Gate ist mit dem Gate des p-Typ-Transistors 66 verbunden. Die p-Typ-Transistoren 66, 65 und 189 bilden eine Stromspiegelschaltung. Jeder der p-Typ-Transistoren 65 und 189 führt einen Strom mit einem Wert, der einem durch den p-Typ-Transistor 66 fließenden Strom entspricht. Die p-Typ-Transistoren 65 und 189 bilden jeweils die Konstantstromquellen 62 und 171.
Der n-Typ-Transistor 187 ist zwischen den Knoten des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 und den Knoten N27 geschaltet, und sein Gate ist mit dem Gate des n-Typ-Transistors 186 verbunden. Der n-Typ-Transistor 188 ist zwischen den Knoten des fünften Leistungsversorgungspotentials V5 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet, und sein Gate ist mit dem Gate des n-Typ-Transistors 186 verbunden. Die n-Typ-Transistoren 186–188 bilden eine Stromspiegelschaltung. Jeder der n-Typ-Transistoren 187 und 188 führt einen Strom, der dem durch den n-Typ-Transistor 186 fließenden Strom entspricht. Die n-Typ-Transistoren 187 und 188 bilden jeweils die Konstantstromquellen 64 und 161. Andere Strukturen und Funktionsweisen als die obigen sind dieselben wie die der Treiberschaltung 175 in
61, und daher wird ihre Beschreibung nicht wiederholt. Diese Abwandlung kann dieselbe Wirkung erzielen wie die Treiberschaltung 175 in 61.
Fünfzehnte Ausführungsform
66 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung nach einer fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt, und es entspricht 3. Mit Bezug auf 66 unterscheidet sich diese Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung von der Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung der ersten Ausführungsform darin, dass eine der Elektroden der Flüssigkristallzelle 2 anstelle mit dem Ausgangsknoten N30 mit dem Eingangsknoten N20 verbunden ist.
Wenn zwischen den Knoten N30 und N20 ein großer Potentialunterschied vorliegt, fließt zwischen den Knoten N30 und N20 durch einen Parasitärwiderstand (Widerstandselement 18) des Schalters 16 ein Leckstrom, so dass sich das Potential des Knotens 20 ändert. Wenn jedoch der Potentialunterschied zwischen den Knoten N30 und N20 ähnlich wie eine gewöhnliche Offset-Spannung der Treiberschaltung 20 ist, ist der Leckstrom zwischen den Knoten N30 und N20 klein und im wesentlichen vernachlässigbar, so dass das Potential des Knotens N20 sich nicht ändert. Daher wird ein Gradationspotential VT der Datenleitung 6 exakt an eine der Elektroden der Flüssigkristallzelle 2 angelegt, und eine exakte Lichtdurchlässigkeit kann erzielt werden.
Die Treiberschaltung 20 kann durch eine der anderen Treiberschaltungen in der ersten bis vierzehnten Ausführungsform ersetzt sein, wobei in diesem Fall natürlich dieselbe Wirkung erzielt werden kann. Die Treiberschaltung kann einen einfachen Aufbau ohne die Offset-Kompensationsfunktion haben.
Sechzehnte Ausführungsform
67 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung nach einer sechzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt, und es entspricht
66. Mit Bezug auf 67 unterscheidet sich die Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung von der Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung der fünfzehnten Ausführungsform darin, dass die Abtast-Halte-Schaltung 14 durch eine Abtast-Halte-Schaltung 190 ersetzt ist.
Die Abtast-Halte-Schaltung 190 ist im wesentlichen dieselbe wie die Abtast-Halte-Schaltung 14, außer dass die Treiberschaltung 20 durch eine Treiberschaltung 191 vom Push-Typ ersetzt ist und dass ein Kondensator 192 zusätzlich verwendet wird. Eine der Elektroden des Kondensators 192 ist mit dem Ausgangsknoten N30 der Treiberschaltung 191 vom Push-Typ verbunden, und die andere Elektrode empfängt das gemeinsame Potential VCOM. Die Treiberschaltung 191 vom Push-Typ enthält wie in 68 dargestellt die Pegelschieberschaltung 21, die Pull-Up-Schaltung 30, Schalter 201–203 und ein Widerstandselement 204. Andere Strukturen und Funktionsweisen der Pegelschieberschaltung 21 und der Pull-Up-Schaltung 30 als die obigen sind dieselben wie die bereits mit Bezug auf 4 und 5 beschriebenen.
Eine der Elektroden des Schalters 201 empfängt das dritte Leistungsversorgungspotential V3, und die andere Elektrode ist über das Widerstandselement 22 mit dem Knoten N22 verbunden. Eine der Elektroden des Schalters 202 empfängt das sechste Leistungsversorgungspotential V6, und die andere Elektrode ist mit dem Drain des n-Typ-Transistors 31 verbunden. Der Schalter 203 ist zwischen den Drain des p-Typ-Transistors 32 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet. Das Widerstandselement 204 ist zwischen den Drain des p-Typ-Transistors 32 und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet.
69 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der Treiberschaltung 191 vom Push-Typ zeigt. Die Schalter 201–203 werden in vorbestimmten Intervallen von (t3–tl) eingeschaltet und jedes Mal für eine vorbestimmte Zeitspanne (t2–tl) eingeschaltet gehalten. Wenn die Schalter 201–203 eingeschaltet sind, fließen Ströme I1 und I2 jeweils durch die Widerstandselemente 22 und 204, so dass der Kondensator 192 aufgeladen wird zum Liefern von VO gleich VI. Wenn die Schalter 201–203 aus sind, leckt die Ladung von dem Kondensator 192 z. B. zu der Datenleitung, so dass das Potential VO allmählich sinkt. Ein Verhältnis zwischen der EIN-Zeit und der AUS-Zeit der Schalter 201 und 203 ist so eingestellt, dass eine Menge ΔV dieses Absinkens des Potentials VO in einen erlaubten Bereich fällt.
Die sechzehnte Ausführungsform kann dieselben Effekte erzielen wie die fünfzehnte Ausführungsform. Weiter kann die sechzehnte Ausführungsform den Stromverbrauch verringern, weil die Leistungsversorgung der Treiberschaltung 191 intermittierend EIN/AUS geschaltet wird.
Der Schalter 201 kann an einer beliebigen Stelle angeordnet sein, vorausgesetzt dass er in Reihe zu dem Widerstandselement 22, den n-Typ-Transistor 23 und den p-Typ-Transistor 24 geschaltet ist. Die Positionen des Schalters 201 und des Widerstandselements 22 können z. B. vertauscht sein. Auch der Schalter 202 kann an einer beliebigen Stelle angeordnet sein, vorausgesetzt dass er in Reihe zu dem n-Typ-Transistor 31, den p-Typ-Transistor 32 und das Widerstandselement 204 geschaltet ist.
Verschiedene Abwandlungen der sechzehnten Ausführungsform werden nun beschrieben. Eine Treiberschaltung 205 vom Pull-Typ in 70 enthält eine Pegelschieberschaltung 25, eine Pull-Down-Schaltung 33, Schalter 206–208 und ein Widerstandselement 209. Die Strukturen und Funktionsweisen der Pegelschieber schaltung 25 und der Pull-Down-Schaltung 33 sind dieselben wie die bereits mit Bezug auf 4 und 5 beschriebenen. Eine der Elektroden des Schalters 206 empfängt das fünfte Leistungsversorgungspotential V5, und die andere Elektrode ist über das Widerstandselement 28 mit dem Knoten N27 verbunden. Eine der Elektroden des Schalters 207 empfängt das siebte Leistungsversorgungspotential V7, und die andere Elektrode ist mit dem Drain des p-Typ-Transistors 35 verbunden. Der Schalter 208 ist zwischen den Drain des n-Typ-Transistors 34 und den Ausgangsknoten N30 geschaltet. Das Widerstandselement 209 ist zwischen den Drain des n-Typ-Transistors 34 und die Leitung des fünften Leistungsversorgungspotentials V4 geschaltet. Die Schalter 206–208 werden ähnlich wie die in 68 und 69 gezeigten Schalter 201–203 ein- und ausgeschaltet. Diese Abwandlung kann gleichermaßen den Leistungsverbrauch verringern.
Eine in 71 gezeigte Treiberschaltung 210 vom Push-Pull-Typ ist aus einer Kombination der Treiberschaltung 191 vom Push-Typ in 68 und der Treiberschaltung 205 vom Pull-Typ in 70 gebildet. Der Schalter 208 ist jedoch weggelassen, und die Drains der p- und n-Typ-Transistoren 32 und 34 sind beide über den Schalter 203 mit dem Ausgangsknoten N30 verbunden. Die Schalter 201–203, 206 und 207 werden gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. Diese Abwandlung kann gleichermaßen den Leistungsverbrauch verringern.
Eine Treiberschaltung 215 vom Push-Pull-Typ in 72 ist im wesentlichen dieselbe wie die in 71 gezeigte Treiberschaltung 210 vom Push-Pull-Typ, außer dass die Schalter 206 und 207 weggelassen sind und die Schalter 201 und 202 von der Push-Seite und der Pull-Seite gemeinsam genutzt werden. Der Drain des n-Typ-Transistors 26 ist mit dem Knoten zwischen dem Schalter 201 und dem Widerstandselement 22 verbunden. Der Drain des n-Typ-Transistors 34 ist über das Widerstandselement 209 mit dem Drain des n-Typ-Transistors 31 verbunden. Diese Abwandlung kann die Anzahl erforderlicher Schalter verringern.
In der Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung in 73 ist eine der Elektroden der Flüssigkristallzelle 2 mit dem Ausgangsknoten N30 der Treiberschaltung 191 vom Push-Typ verbunden. Diese Abwandlung kann gleichermaßen den Leistungsverbrauch verringern.
Siebzehnte Ausführungsform
74 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Bildanzeigevorrichtung nach einer siebzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Ein Gesamtaufbau dieser Bildanzeigevorrichtung ist im wesentlichen derselbe wie derjenige der Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung in 1, aber ein EL-Element 220 und eine Abtast-Halte-Schaltung 221 sind an jeder Kreuzung zwischen Abtastleitungen 4 und Datenleitungen 6 angeordnet. Eine Gradationspotentialerzeugungsschaltung 10 und eine Treiberschaltung 13 der Horizontalabtastschaltung 8 in
1 und 2 sind durch eine Stromquelle 230 gesetzt, die einen Gradationsstrom IG mit einem einem Bildsignal entsprechenden Pegel an die Datenleitung 6 liefert.
Die Abtast-Halte-Schaltung 221 enthält einen p-Typ-Transistor 222, einen Kondensator 223, eine Treiberschaltung 224 und Schalter 225–229. Der p-Typ-Transistor 222, der Schalter 228 und das EL-Element 220 sind in Reihe zwischen die Leitung des Leistungsversorgungspotentials VCC und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet. Der Kondensator 223 ist zwischen eine Source und ein Gate des p-Typ-Transistors 222 geschaltet. Die Schalter 225 und 226 sind in Reihe zwischen das Gate und einen Drain des p-Typ-Transistors 222 geschaltet. Der Schalter 227 ist zwischen die Datenleitung 6 und den Drain des p-Typ-Transistors 222 geschaltet. Die Treiberschaltung 224 und der Schalter 229 sind zwischen das Gate des p-Typ-Transistors 222 und einen Knoten geschaltet, der zwischen den Schaltern 225 und 226 liegt. Die Schalter 225–229 werden durch die Abtastleitung 4 ein- und ausgeschaltet.
Wenn die Abtastleitung 4 den ausgewählten Pegel H erreicht, werden die Schalter 225–227 eingeschaltet, und die Schalter 228 und 229 werden ausgeschaltet. Dadurch ist der p-Typ-Transistor 222 über die Schalter 225 und 226 als Diode geschaltet, und der Gradationsstrom IG mit dem dem Bildsignal entsprechenden Pegel fließt von der Leitung des Leistungsversorgungspotentials VCC durch den p-Typ-Transistor 222, den Schalter 227 und die Datenleitung 6 zu der Stromquelle 230. Bei diesem Vorgang hat das Gate des p-Typ-Transistors 222 ein Potential auf dem Pegel, der dem Gradationsstrom IG entspricht, und der Kondensator 223 wird geladen zum Halten einer Spannung gleich der Source-Gate-Spannung des p-Typ-Transistors 222.
Wenn die Abtastleitung 4 auf den unausgewählten Pegel L abfällt, werden die Schalter 225–227 ausgeschaltet, und die Schalter 228 und 229 werden eingeschaltet. Da das Gatepotential des p-Typ-Transistors 222 von dem Kondensator 223 gehalten wird, fließt der Gradationsstrom IG von der Leitung des Leistungsversorgungspotentials VCC über den p-Typ-Transistor 222, den Schalter 228 und das EL-Element 220 zu der Leitung des Massepotentials GND, und das EL-Element 220 sendet Licht mit einer dem Gradationsstrom IG entsprechenden Helligkeit aus.
In dem obigen Betrieb hält die Treiberschaltung 224 das Potential des Knotens, der zwischen den Schaltern 225 und 226 liegt, als Gatepotential des p-Typ-Transistors 222, so dass das Gatepotential des p-Typ-Transistors 222 konstant gehalten wird und das EL-Element 220 die Lichtabstrahlung mit konstanter Helligkeit fortführt.
Wenn die Treiberschaltung 2224 und die Schalter 226 und 229 nicht verwendet würden, würde zwischen dem Gate des p-Typ- Transistors 222 und der Datenleitung 6 über die parasitären Widerstände der Schalter 225 und 227 ein Leckstrom fließen, so dass das Gatepotential des p-Typ-Transistors 222 sich ändern würde, und die Helligkeit des EL-Elements 220 würde sich ändern.
Achtzehnte Ausführungsform
75 ist ein Schaltbild, das einen Hauptabschnitt einer Bildanzeigevorrichtung nach einer achtzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Ein Gesamtaufbau dieser Bildanzeigevorrichtung ist im wesentlichen derselbe wie derjenige der Farbflüssigkristallanzeigevorrichtung in 1, aber das EL-Element 220 und eine Abtast-Halte-Schaltung 231 sind an jeder der Kreuzungen zwischen den Abtastleitungen 4 und den Datenleitungen 6 angeordnet. Die Gradationspotentialerzeugungsschaltung 10 und die Treiberschaltung 13 der Horizontalabtastschaltung 8 in 1 und 2 sind durch eine Stromquelle 240 ersetzt, die einen Gradationsstrom IG mit dem dem Bildsignal entsprechenden Pegel der Datenleitung 6 zuführt.
Die Abtast-Halte-Schaltung 231 enthält einen n-Typ-Transistor 232, einen Kondensator 233, eine Treiberschaltung 234 und Schalter 235–239. Das EL-Element 220, der Schalter 238 und der n-Typ-Transistor 232 sind in Reihe zwischen die Leitung des Leistungsversorgungspotentials VCC und die Leitung des Massepotentials GND geschaltet. Der Schalter 235 ist zwischen die Datenleitung 6 und den Drain des n-Typ-Transistors 232 geschaltet. Die Schalter 236 und 237 sind in Reihe zwischen einen Drain und ein Gate des n-Typ-Transistors 232 geschaltet. Der Kondensator 233 ist zwischen das Gate und eine Source des n-Typ-Transistors 232 geschaltet. Die Treiberschaltung 234 und der Schalter 239 sind hintereinander zwischen das Gate des n-Typ-Transistors 232 und einen Knoten geschaltet, der zwischen den Schaltern 236 und 237 liegt. Die Schalter 235–239 werden gesteuert von der Abtastleitung 4 ein- und ausgeschaltet.
Wenn die Abtastleitung 4 auf den ausgewählten Pegel H eingestellt wird, werden die Schalter 235–237 eingeschaltet, und die Schalter 238 und 239 werden ausgeschaltet. Dadurch ist der n-Typ-Transistor 233 über die Schalter 236 und 237 als Diode geschaltet, und der Gradationsstrom IG mit dem einem Bildsignal entsprechenden Pegel fließt von der Stromquelle 240 über die Datenleitung 6, den Schalter 235 und den n-Typ-Transistor 232 zu der Leitung des Massepotentials GND. Bei diesem Vorgang liegt das Gate des n-Typ-Transistors 233 auf dem dem Gradationsstrom IG entsprechenden Pegel, und der Kondensator 233 wird geladen, um eine Gate-Source-Spannung des n-Typ-Transistors 230 zu halten.
Wenn die Abtastleitung 4 auf den ausgewählten Pegel L fällt, werden die Schalter 235–237 ausgeschaltet, und die Schalter 238 und 239 werden eingeschaltet. Da das Gatepotential des n-Typ-Transistors 232 von dem Kondensator 233 gehalten wird, fließt der Gradationsstrom IG von der Leitung des Leistungsversorgungspotentials VCC über das EL-Element 220, den Schalter 238 und den n-Typ-Transistor 232 zu der Leitung des Massepotentials GND, und das EL-Element 220 strahlt Licht mit einer dem Gradationsstrom IG entsprechenden Helligkeit ab.
Bei diesem Vorgang hält die Treiberschaltung 234 das Potential des Knotens zwischen den Schaltern 236 und 237 als Gatepotential des n-Typ-Transistors 232. Daher wird das Gatepotential des n-Typ-Transistors 232 konstant gehalten, und das EL-Element 220 strahlt Licht mit einer konstanten Helligkeit ab.
Wenn die Treiberschaltung 234 und die Schalter 236 und 239 nicht verwendet werden, fließt ein Leckstrom zwischen dem Gate des n-Typ-Transistors 232 und der Datenleitung 6 durch die Parasitärkapazitäten der Schalter 235 und 237, so dass das Gatepotential des n-Typ-Transistors 232 sich ändert und die Helligkeit des EL-Elements 220 sich ändert.
Auch wenn die erste bis achtzehnte Ausführungsform beschrieben wurden in Verbindung mit einer Anzeigevorrichtung vom Aktivmatrixtyp, die Flüssigkristallzellen 2 und EL-Elemente 51 und 220 verwendet, kann die Erfindung natürlich auf eine beliebige Anzeigevorrichtung vom Aktivmatrixtyp angewendet werden, die elektro-optische Umwandlungselemente verwendet.
Auch wenn die vorliegende Erfindung im Detail beschrieben und veranschaulicht wurde, ist es klar zu verstehen, dass dies nur zum Zweck der Veranschaulichung und als Beispiel dient und nicht als Einschränkung genommen werden darf, wobei der Geist und Umfang der vorliegenden Erfindung nur durch die Begriffe der angehängten Ansprüche begrenzt sind.
ZUSAMMENFASSUNG
Eine Abtast-Halte-Schaltung (14) enthält einen ersten Schalter (15), der zwischen eine Datenleitung (6) und einen ersten Knoten (N10) geschaltet ist, einen zweiten Schalter (16), der zwischen den ersten Knoten (N10) und einen zweiten Knoten (N20) geschaltet ist, einen Kondensator (19), der zwischen den zweiten Knoten (N20) und eine Leitung eines gemeinsamen Potentials (VCOM) geschaltet ist, und eine Treiberschaltung (20), die ein Potential, das gleich dem des zweiten Knotens (N20) ist, an den ersten Knoten (N10) und eine der Elektroden der Flüssigkristallzelle (2) anlegt. Die ersten und zweiten Schalter (15 und 16) werden eingeschaltet, wenn eine Abtastleitung (4) auf einem H-Pegel liegt.
(3)

Claims

Abtast-Halte-Schaltung (14) zum Abtasten eines Eingangspotentials (VG), Halten des abgetasteten Potentials und Ausgeben desselben, mit: einem ersten Schaltelement (15), das das Eingangspotential (VG) an einer seiner Elektroden empfängt und für eine erste Zeitspanne eingeschaltet wird, einem zweiten Schaltelement (16), das mit einer seiner Elektroden mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements (15) verbunden ist und für eine zweite Zeitspanne eingeschaltet wird, einem ersten Kondensator (19), der mit einer seiner Elektroden mit der anderen Elektrode des zweiten Schaltelements (16) verbunden ist und an der anderen Elektrode ein vorbestimmtes Potential (VCOM) empfängt, und einer Treiberschaltung (160), bei der ein Eingangsknoten (N20) mit der anderen Elektrode des zweiten Schaltelements (16) verbunden ist und ein Ausgangsknoten (N30) mit der anderen Elektrode des ersten Schaltelements (15) verbunden ist und die an dem Ausgangsknoten (N30) ein Potential liefert, das einem Potential des Eingangsknotens (N20) entspricht.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste und die zweite Zeitspanne dieselbe Zeitspanne sind.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Zeitspanne die zweite Zeitspanne enthält.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Treiberschaltung (160) enthält: eine erste Pegelschieberschaltung (61), die ein Potential (V22) liefert, das durch Verschieben eines Pegels eines Potentials (VI) des Eingangsknotens (N20) um eine vorbestimmte erste Spannung in einer bestimmten Richtung gewonnen wird, und eine zweite Pegelschieberschaltung (30, 161), die an den Ausgangsknoten (N30) ein Potential liefert, das durch Verschieben eines Pegels eines Ausgangspotentials (V22) der ersten Pegelschieberschaltung (61) um eine vorbestimmte zweite Spannung in einer der bestimmten Potentialrichtung entgegengesetzten Richtung gewonnen wird.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 4, bei der die erste Pegelschieberschaltung (61) enthält: ein erstes Strombegrenzungselement (62), das an einer seiner Elektroden ein erstes Leistungsversorgungspotential (V3) empfängt, und einen ersten Transistor (24) eines ersten Leitungstyps, bei dem eine erste Elektrode mit der anderen Elektrode des ersten Strombegrenzungselements (62) verbunden ist, eine zweite Elektrode ein zweites Leistungsversorgungspotential (GND) empfängt und eine Eingangselektrode das Potential (VI) des Eingangsknotens (N20) empfängt; und die zweite Pegelschieberschaltung (30, 161) einen zweiten Transistor (31) eines zweiten Leitungstyps enthält, bei dem eine erste Elektrode ein drittes Leistungsversorgungspotential (V6) empfängt, eine zweite Elektrode mit dem Ausgangsknoten (N30) verbunden ist und eine Eingangselektrode mit der anderen Elektrode des ersten Strombegrenzungselements (62) verbunden ist.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 5, bei der die erste Pegelschieberschaltung (61) weiter einen dritten Transistor (23) des zweiten Leitungstyps enthält, bei dem eine erste Elektrode und eine Eingangselektrode beide mit der anderen Elektrode des ersten Strombegrenzungselements (62) verbun den sind und eine zweite Elektrode mit der ersten Elektrode des ersten Transistors (24) verbunden ist, und die zweite Pegelschieberschaltung (30, 161) weiter einen vierten Transistor (32) des ersten Leitungstyps enthält, bei dem eine erste Elektrode mit der zweiten Elektrode des zweiten Transistors (31) verbunden ist und eine zweite Elektrode und eine Eingangselektrode beide mit dem Ausgangsknoten (N30) verbunden sind.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 5, bei der die zweite Pegelschieberschaltung (30, 161) weiter ein zweites Strombegrenzungselement (161) enthält, das zwischen den Ausgangsknoten (N30) und eine Leitung eines vierten Leistungsversorgungspotentials (GND) geschaltet ist.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 7, bei der das erste und zweite Leistungsversorgungspotential (V3, V6) zueinander gleich sind und das zweite und vierte Leistungsversorgungspotential (GND, GND) zueinander gleich sind.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 7, bei der das erste und zweite Strombegrenzungselement (62, 161) jeweils ein erstes bzw. zweites Widerstandselement enthalten.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 7, bei der das erste Strombegrenzungselement (62) einen dritten Transistor (65) des zweiten Leitungstyps enthält, der an seiner Eingangselektrode eine erste konstante Spannung empfängt, das zweite Strombegrenzungselement (162) einen vierten Transistor (161) des ersten Leitungstyps enthält, der an seiner Eingangselektrode eine zweite konstante Spannung empfängt.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 4, bei der die Treiberschaltung (75, 80) weiter eine Pulserzeugungsschaltung (76, 81) enthält, die als Reaktion auf die Änderung des Potentials (VI) des Eingangsknotens (N20) in der bestimmten Potentialrichtung ein Potential (V22) eines vorbestimmten Knotens (N22) zwischen der ersten und der zweiten Pegelschieberschaltung (61, 30) in einer pulsartigen Weise in der bestimmten Potentialrichtung ändert.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 11, bei der die Pulserzeugungsschaltung (76) einen zweiten Kondensator (76) enthält, der mit einer seiner Elektroden mit dem ersten Knoten (N22) verbunden ist und bei dem das Potential an der anderen Elektrode als Reaktion auf die Änderung des Potentials (VI) des Eingangsknotens (N20) in der bestimmten Potentialrichtung in einer pulsartigen Weise in der bestimmten Potentialrichtung geändert wird.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 11, bei der die Pulserzeugungsschaltung (81) ein drittes Schaltelement (81) enthält, das an einer seiner Elektroden ein erstes Leistungsversorgungspotential (V3) empfängt, mit seiner anderen Elektrode mit dem vorbestimmten Knoten (N22) verbunden ist und als Reaktion auf die Änderung des Potentials (VI) des Eingangsknotens (N20) in der bestimmten Potentialrichtung in einer pulsartigen Weise eingeschaltet wird.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 4, bei der die Treiberschaltung (125) weiter eine Offsetkompensationsschaltung (122a, S1a–S3a) enthält, die eine Offsetspannung beseitigt.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 14, bei der das Ausgangspotential der zweiten Pegelschieberschaltung (30) anstatt mit dem Ausgangsknoten (N121) mit einem zweiten Knoten verbunden ist und die Offsetkompensationsschaltung (122a, S1a–S3a) enthält: einen zweiten Kondensator (122a), ein erstes Schaltglied (S1a, S2a), das das Potential (VI) des Eingangsknotens an eine der Elektroden des zweiten Kondensators (122a) und die erste Pegelschieberschaltung (61) anlegt und die andere Elektrode des zweiten Kondensators (122a) mit dem vorbestimmten Knoten (N30a) verbindet, ein zweites Schaltglied (S3a), das das Potential (VI) des Eingangsknotens an die andere Elektrode des zweiten Kondensators (122a) anlegt und anstatt des Potentials (VI) des Eingangsknotens das Potential der einen Elektrode des zweiten Kondensators (122a) an die erste Pegelschieberschaltung (61) anlegt, und ein drittes Schaltglied (S4a), das das Potential des zweiten Knotens (N30a) an den Ausgangsknoten anlegt.
Treiberschaltung nach Anspruch 15, bei der die Offsetkompensationsschaltung (122a, 126a, 131a, S1a–S3a) weiter eine Pulserzeugungsschaltung (126a, 131a) enthält, die das Potential des vorbestimmten Knotens (N30a) in einer pulsartigen Weise in einer Richtung entgegengesetzt zu der bestimmten Potentialrichtung ändert, während das erste Schaltglied (S1a, S2a) das Eingangspotential an eine der Elektroden des zweiten entsprechenden (122a) anlegt und die Verbindung zwischen der anderen Elektrode des zweiten Kondensators (122a) und dem vorbestimmten Knoten (30a) gehalten wird.
Abtast-Halte-Schaltung nach Anspruch 4, bei der die Treiberschaltung (191) weiter ein Schaltglied (201, 202) enthält, das eine Leistungsversorgungsspannung intermittierend an die erste und zweite Pegelschieberschaltung (21, 30) anlegt.
Bildanzeigevorrichtung mit der Abtast-Halte-Schaltung (14) nach Anspruch 1 und einer Flüssigkristallzelle (2), die mit einer ihrer Elektroden an einen Ausgangsknoten (N30) der Treiberschaltung (20) angeschlossen ist und an der anderen Elektrode ein gemeinsames Potential (VCOM) empfängt.
Bildanzeigevorrichtung mit der Abtast-Halte-Schaltung (14) nach Anspruch 1 und einer Flüssigkristallzelle (2), die mit einer ihrer Elektroden an einen Eingangsknoten (N20) der Treiberschaltung (20) angeschlossen ist und an der anderen Elektrode ein gemeinsames Potential (VCOM) empfängt.
Bildanzeigevorrichtung mit der Abtast-Halte-Schaltung (226, 225, 223, 224) nach Anspruch 1; einem Transistor (222), bei dem eine erste Elektrode mit einer der Elektroden des ersten Schaltelements (226) verbunden ist, eine Eingangselektrode mit der anderen Elektrode des zweiten Schaltelements (225) verbunden ist und eine zweite Elektrode mit der anderen Elektrode des ersten Kondensators verbunden ist; einer Stromquelle (230), die mit der ersten Elektrode des Transistors (222) verbunden ist, zum Führen eines Gradationsstroms (IG) durch den Transistor (222) während der ersten und zweiten Zeitspanne des Ein-Zustands des ersten und zweiten Schaltelements (226, 225); und einem lichtabstrahlenden Element (220), das zwischen die erste Elektrode des Transistors (222) und eine Leitung eines Leistungsversorgungspotentials (GND) geschaltet ist, zum Abstrahlen von Licht mit einer Helligkeit, die dem durch den Transistor (222) fließenden Strom entspricht, nach Ablauf der ersten und zweiten Zeitspanne.