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Die vorliegende Erfindung betrifft
allgemein Treiberschaltungen für
Wiedergabegeräte
und insbesondere ein System zur Zuführung von Helligkeitssignalen
zu Pixeln einer in einer Matrix angeordneten Wiedergabeeinheit wie
zum Beispiel einer Flüssigkristallwiedergabe
(LCD = liquid crystal display).
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Wiedergabeeinheiten wie Flüssigkristallwiedergaben
bestehen aus einer Matrix von Pixeln, die horizontal in Reihen und
vertikal in Spalten angeordnet sind. Die wiederzugebenden Videoinformationen werden
als Helligkeits (Grauskala)-Signale Datenleitungen zugeführt, die
einzeln jeder Spalte von Pixeln zugeordnet sind. Die Reihen von
Pixeln werden sequentiell durch Signale abgetastet, die in Reihenauswahlleitungen
gebildet werden. Die Kapazität
des Pixels für
die aktivierte Reihenauswahlleitung wird über die entsprechenden Datenleitungen
entsprechend dem Wert des den einzelnen Spalten zugeführten Helligkeitssignals
auf verschiedene Helligkeitswerte geladen.
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Amorphes Silizium war die bevorzugte
Technologie für
die Herstellung von Flüssigkristallanzeigen,
weil dieses Material bei niedrigen Temperaturen hergestellt werden
kann. Eine niedrige Herstellungstemperatur ist wichtig, weil sie
die Anwendung von üblichen,
leicht verfügbaren
und kostengünstigen Substratmaterialien
ermöglicht.
Jedoch kann die Anwendung von Dünnfilmtransistoren
aus amorphem Silizium (a-Si TFTs) in peripheren integrierten Pixeltreibern
wegen der niedrigeren Mobilität,
der Drift der Schwellwertspannung und der Verfügbarkeit von verbesserten Metalloxidhalbleiter
(N-MOS)-Transistoren nur vom N-Typ Herstellungsschwierigkeiten bereiten.
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In einer aktiven Matrixwiedergabe
enthält
jedes Pixelelement eine Schalteinheit, die das Videosignal dem Pixel
zuführt.
Im allgemeinen ist die Schalteinheit ein TFT, der die Helligkeitsinformation
von der Festkörperschaltung
empfängt.
Da sowohl die TFTs als auch die Schaltung aus Festkörpereinheiten
bestehen, ist es vorzuziehen, die TFTs und die Treiberschaltung
gleichzeitig unter Anwendung einer Technologie mit amorphem Silizium
oder Polysilizium herzustellen. Die
US
5 170 155 auf den Namen von Plus et al., mit dem Titel "System for Applying
Brightness Signals To A Display Device And Comparator Therefore" beschreibt ein Beispiel
einer Datenleitung oder von Spaltentreibern einer LCD.
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Wegen der parasitären Kopplung zwischen den Spaltendatenleitungen
und den Reihenauswahlleitungen ist die in den Datenleitungen gebildete
Datenrampenspannung kapazitiv mit jeder der Reihenauswahlleitungen
gekoppelt und erzeugt darin ein parasitäres Störsignal. Es ist erwünscht, zu
verhindern, dass ein derartiges parasitäres Signal in den Reihenauswahlleitungen
entsteht, um eine falsche Auswahl einer Reihe zu verhindern. Eine
mögliche Lösung wurde
in der EP-A-0 570 001 vorgeschlagen.
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Eine Zeilenauswahl-Treiberschaltung
wird in erwünschter
Weise direkt auf demselben Substrat und gleichzeitig mit der Herstellung
der Flüssigkristallzellen
hergestellt. Ein Beispiel eines bekannten Abtast- oder Schieberegisters,
das die Reihenauswahlleitungen steuert, ist beschrieben in der
US 5 222 082 , das mit einer
Flüssigkristallwiedergabeeinheit
integriert sein kann. Ein Ausgangsbereich des Registers ist als
Gegentaktverstärker
ausgebildet, der durch TFT's
gebildet sein kann. Wenn eine bestimmte Reihe vorgewählt wird,
wird ein sogenannter Pulldown (Herunterzieh)-TFT des Gegentaktverstärkers eingeschaltet,
um eine geeignete Impedanz an eine Klemme eines Reihenzeilenleiters
der nicht-gewählten
Reihe anzulegen. Dadurch wird das oben genannte parasitäre Signal
kurzgeschlossen oder daran gehindert, eine nennenswerte Größe an dem Reihenzeilenleiter
zu entwickeln.
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Jeder Reihenzeilenleiter wird während des größten Teils
eines Aktualisierungszyklus oder einer Vollbildzeit nicht gewählt. Daher
sind die Pulldown-TFT's
während
der meisten Zeit leitend und unterliegen einer Überbeanspruchung.
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Um die Schwellwertspannung-Drift
in dem Pulldown-TFT zu verringern, ist es erwünscht, eine nennenswerte Ansteuerung
des Pulldown-TFT zu vermeiden. Daher ist es erwünscht, die Größe des Stromes
zu verringern, den der Pulldown-TFT zum Leiten benötigt. In
vorteilhafter Weise wird durch Verringerung des Störsignals
der Strom, den der Pulldown-TFT zum Leiten benötigt, verringert. Daher wird der
Pulldown-TFT in der Schaltung weniger kritisch.
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Eine Videowiedergabevorrichtung mit
einem Aspekt der Erfindung liefert ein Videosignal zu den Pixeln,
die in mehreren Reihen und in mehreren Spalten in einer Anordnung
einer Wiedergabeeinheit angeordnet sind. Die Vorrichtung enthält mehrere Reihenauswahl-Zeilentreiber
für die
sukzessiv erfolgende Zuführung
der Reihenauswahlsignale zu mehreren Reihenauswahlleitungen. Mehrere
Datenleitungstreiber liefern das Videosignal zu mehreren Datenleitungen,
die den mehreren Spalten zugeordnet sind. Ein Verstärker wird
durch Störsignale
gesteuert, die in den entsprechenden Leitungen der Anordnung entstehen
und einem Eingang des Verstärkers über eine
erste zusätzliche,
sogenannte Dummy (Blind)-Leitung zugeführt werden, die wenigstens
teilweise mit den entsprechenden Leitungen verbunden ist, zur Erzeugung
eines verstärkten
Ausgangssignals. Das Ausgangs-signal ist eine Anzeige für die Störsignale
und wird in einer Gegenkopplung über die
zusätzliche
Dummyleitung der Anordnung den das Störsignal bildenden Leitungen
zugeführt,
um die Störsignale
nennenswert zu verringern, so dass jede der zusätzlichen Leitungen schräg oder transvers und
kapazitiv mit einer der das Störsignal
liefernden Leitungen gekoppelt ist.
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In vorteilhafter Weise können ähnliche
Störbeseitigungsanordnungen
für andere
Wiedergabeeinheiten als LCD-Wiedergabeeinheiten angewendet werden,
die Matrices für
die Adressierung der Pixel benutzen, wie zum Beispiel eine Plasmaentladungswiedergabe.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Schieberegisters mit mehreren kaskadenförmig angeordneten
Stufen,
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2 zeigt
ein Schaltbild einer Schieberegisterstufe mit einem Aspekt der Erfindung,
die in dem Schieberegister von 1 angewendet
werden kann.
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3a–3d sind Kurvendiagramme und
zeigen das relative Timing der Ausgangssignale und der entsprechenden
Taktsignale an den jeweiligen Punkten des Schieberegisters von 1 unter Anwendung der in 2 dargestellten Stufen,
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4 ist
ein Schaltbild einer Kompensationsanordnung für eine Änderung der Schwellwertspannung
mit einem Aspekt der Erfindung für
die Schaltung von 2,
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5 zeigt
eine Kurve zur Erläuterung
des Betriebs der Schaltung von 4,
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6 zeigt
eine Flüssigkristallwiedergabe mit
einer Störunterdrückungsanordnung
zur Verringerung eines Stroms in einer Ausgangsstufe des Schieberegisters
von 2, und
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7 zeigt
einen Verstärker
der Schaltung von 6 im
Detail.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
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2 zeigt
eine beispielhafte Stufe n eines Schieberegisters 100 von 1. Das Schieberegister 100 von 1 steuert Reihenauswahlleitungen 118 einer
Flüssigkristall-Wiedergabematrix,
die in 1 nicht dargestellt
ist. In dem Schieberegister 100 sind die Stufen n – 1, n,
n + 1 und n + 2 in einer Kaskadenanordnung miteinander verbunden.
Ein Ausgangssignal einer bestimmten Stufe wird einem Eingang der
unmittelbar in der Kette folgenden Stufe zugeführt. Zum Beispiel wird ein
Ausgangsimpuls OUTn – 1
der vorangehenden Stufe n – 1
in der Kette des Registers 100 einer Eingangsklemme 12 der
Stufe n von 2 zugeführt. Als
Beispiel sind nur vier Stufen n – 1, n, n + 1 und n + 2 dargestellt.
Jedoch ist die Gesamtzahl der Stufen n in der Kette des Registers 100 wesentlich
größer. Das
Schieberegister 100 kann als ein sogenanntes "walking one"-Schieberegister
bezeichnet werden. Das ist der Fall, weil ein sogenannter WAHR (TRUE)-Status
sich während
einer Videovollbildzeit über
das Register 100 verbreitet.
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Ein Taktgenerator 101 von 1 erzeugt ein Dreiphasen-Taktsignal
(Taktsignale C1, C2 und C3) mit Kurvenformen, die in den 3d, 3c bzw. 3b dargestellt
sind. Der Impuls des Signals OUTn – 1 von 3a wird erzeugt, wenn der Impuls des
Taktsignals C3 der Stufe n – 1
von 1 zugeführt wird. Gleiche
Symbole und Bezugszeichen in den 1, 2 und 3a–3d bezeichnen gleiche Teile
oder Funktionen.
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Das Signal OUTn – 1 von 1 entsteht an der Eingangsklemme 12 der
Stufe n von 2. Das Signal
OUTn – 1
mit dem Wert HIGH oder "1" wird über einen
Transistor 18 von 2,
der als ein Schalter arbeitet, einer Klemme 18a zur Bildung
eines Steuersignals P1 zugeführt.
Unmittelbar vor dem Auftreten des Taktsignals C1 wird das Signal
P1 an der Klemme 18a unter Anwendung eines sogenannten
Bootstrap-Vorgangs
durch das Taktsignal C3 auf eine höhere Spannung hochgesetzt,
die über einen Kondensator 31 der
Klemme 18a zugeführt
wird. Das Signal OUTn – 1
der Stufe n – 1,
das der Eingangsklemme 12 der Stufe n zugeführt wird,
wird außerdem
der Gateelektrode eines Transistors 21 zugeführt. Eine
Drainelektrode des Transistors 21 wird über eine Klemme 21a mit
der Gateelektrode eines Transistors 19 und der Gateelektrode
eines sogenannten Pulldown-Transistors 17 zugeführt. Dadurch werden
beide Transistoren 19 und 17 nichtleitend gemacht.
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Der Wert HIGH oder "1" des Signals P1 wird vorübergehend
in einer nicht dargestellten Kapazität zwischen den Elektroden und
in einem Kondensator 30 gespeichert. Das Signal P1, das
an dem Gate eines Ausgangstransistors 16 entsteht, bewirkt,
dass der Ausgangstransistor 16 leitend wird. Das Taktsignal
C1 von 3d wird über den
Transistor 16 der Ausgangsklemme 13 zugeführt, wenn
die Klemme 18a bei "1" liegt. Parasitäre Kapazitäten CP zwischen den
Elektroden neigen zu einem sogenannten "Bootstrap" der Spannung an der Klemme 18a,
die eine zusätzliche
Ansteuerung für
den Transistor 16 bildet. Dadurch wird ein Ausgangsimpulssignal OUTn
an der Ausgangsklemme 13 des Registers n gebildet. Während dieses
Intervalls wird der Pulldown-Transistor 17 durch die Wirkung
des Transistors 21 nichtleitend gemacht und hat dann keine
Wirkung auf das Signal OUTn.
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Das Signal OUTn der Stufe n wird
einer Eingangsklemme der darauffolgenden Stufe n + 1 von 1 zugeführt. Die Stufe n + 1 arbeitet ähnlich wie die
Stufe n, mit Ausnahme der Anwendung des Taktsignals C2 anstelle
des Taktsignals C1 in der Stufe n zum Einschalten des entsprechenden
Transistors. Wenn das Taktsignal C1 den inaktiven Wert LOW oder "0" annimmt, bleibt der Transistor 16 eingeschaltet,
bis das Signal P1 auf "0" geht. Das OUTn der
Stufe n geht aufgrund der Entladung über den Transistor 16 auf "0", wenn das Taktsignal C1 "0" ist.
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Ein Transistor 25 liegt
mit seinem Drain/Source-Leitweg zwischen der Klemme 18a und einer
Referenzspannung VSS1, die ausreicht, den Pullup-Transistor 16 auszuschalten,
wenn der Transistor 25 leitend ist. Das Gate des Transistors 25 der Stufe
n wird einer Ausgangsklemme der darauffolgenden Stufe n + 2 in der
Kette von 1 geführt und durch
ein Ausgangssignal OUTn + 2 gesteuert.
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Der Impuls des Signals OUTn + 2 erscheint gleichzeitig
mit dem Taktsignal C3 von 3b.
Der Impuls des Signals OUTn + 2 bewirkt, dass der Transistor 25 von 2 die zuvor genannte Kapazität CP zwischen
den Elektroden an der Klemme 18a entlädt. Der Transistor 25 klemmt
das Signal an der Klemme 18a auf einen Wert, der verhindert,
das der Transistor 16 einen zusätzlichen Impuls des Signals
OUTn erzeugt, wenn der unmittelbar folgende Impuls des Taktsignals
C1 auftritt.
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Der Impuls des Signals OUTn + 2 wird
außerdem
zum Einschalten eines Transistors 20 dem Gate des Transistors 20 zugeführt. Der
Transistor 20 liefert eine Spannung VDD mit einem weiteren
erfindungsgemäßen Merkmal
zu der Klemme 21a zum Einschalten der Transistoren 17 und 19.
Nach dem Impuls des Signals OUTn + 2 wird der Transistor 20 ausgeschaltet.
Jedoch speichert ein Kondensator 32, der an das Gate der
Transistoren 17 und 19 angeschlossen ist, durch
den Betrieb des Transistors 20 eine Ladung. Die gespeicherte
Ladung in dem Kondensator 32 hält die Transistoren 17 und 19 bis
zum nächsten
Abtastzyklus leitend, wenn das Signal an der Klemme 12 bewirkt,
dass der Transistor 21 eingeschaltet wird und dadurch die
Transistoren 17 und 19 ausgeschaltet werden. Der
Kondensator 32 bewirkt außerdem eine Störfilterung
für das
Signal an der Klemme 12.
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Solange der Transistor 17 leitend
ist, arbeitet er als Pulldown-Transistor zur Bildung einer geeigneten
Impedanz an der Klemme 13. Somit nimmt der Transistor 17 einen
Strom i17 auf. In vorteilhafter Weise ist die Drain/Source-Impedanz
des Transistors 17 ausreichend niedrig, um den hohen Wert "1" auf der Reihenauswahlleitung zu entladen,
und zusätzlich
sollte sie ausreichend niedrig sein, jegliche parasitären Ströme aufzunehmen,
die von den Spaltenleitungen der LCD-Matrix der Reihenauswahlleitung
zugeführt
werden. Wenn parasitäre
Ströme
nicht durch den Transistor 17 abgeleitet werden, können sie Spannungen
erzeugen, die auf einen großen
Wert ansteigen, der ausreichend groß ist, eine falsche Auswahl
in der darauffolgende Registerstufe zu bewirken. Somit kann eine
falsche Auswahl verhindert werden, vorausgesetzt, dass die Schwellwertspannung
des Transistors 17 über
die Lebensdauer nicht nennenswert ansteigt. Wenn der Transistor 19 leitend
ist, verhindert er in vorteilhafter Weise, dass die Taktsignale
C1 und C3 den Transistor 16 einschalten.
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Ein Impuls an jeder Ausgangsklemme
des Registers 100 von 1,
zum Beispiel der Impuls des Signals OUTn + 2, erscheint nur einmal
während eines
Vertikalintervalls von ungefähr
16,6 Millisekunden. Daher wird in vorteilhafter Weise keiner der
geschalteten Transistoren 18, 16, 20 und 25 der
Stufe n von 2 während jedes
Vertikalintervalls für
mehr als eine Taktperiode für
eine Leitung vorgespannt. Andererseits werden die Transistoren 17 und 19 während des
größten Teils
des Vertikalintervalls für eine
ständige
Leitung vorgespannt. Es kann erwünscht
sein, die den Transistoren 17 und 19 zugeführten Spannungen
zu verringern, die bewirken können,
dass die Schwellwertspannungen der Transistoren 17 und 19 ansteigen
und ihre Fähigkeiten
zur Stromaufnahme oder Stromableitung abnehmen.
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Um die Belastung der Transistoren 17 und 19 zu
verringern, wird das Signal P2 an dem Gate des Transistors 17 bei
einem Spannungswert ausgebildet, der zu Beginn der Lebensdauer um
nicht mehr als zum Beispiel 2 Volt größer ist als die Schwellwertspannung
des Transistors 17. Da die Schwellwertspannung VTH des
Transistors 17 aufgrund einer Überbeanspruchung ansteigt,
ist es erwünscht,
einen derartigen Anstieg in der Schwellwertspannung VTH in einer
Weise zu kompensieren, die die Fähigkeit
zur Stromleitung der Transistoren 17 und 19 über die
Lebensdauer im wesentlichen konstant hält.
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In vorteilhafter Weise wird die variable
Spannung VDD, die die Leitfähigkeit
der Transistoren 17 und 19 steuert, in einer Weise
erhöht,
um die Abweichung der Schwellwertspannung in den Transistoren 17 und 19 während der
Lebensdauer anzupassen. Die Änderung
in der Spannung VDD verhindert zum Beispiel eine Abnahme in der
Leitfähigkeit
des Transistors 17, die aus einem Drift in der Schwellwertspannung
der Spannung VTH des Transistors 17 resultieren könnte.
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4 zeigt
eine Schaltung 40 zur Kompensation des Drift der Schwellwertspannung,
die die Spannung VDD der 2 und 4 erzeugt. Mit Ausnahme des
TFT 199 werden die Schaltungsbauteile der Schaltung 40 getrennt
von dem Schieberegister 100 von 1 ausgebildet, so dass alle anderen Transistoren
der Schaltung 40 einzelne Kristalltransistoren und keine
TFT's sein können. Der
TFT 199 wird zusammen mit dem Schieberegister 100 von 1 auf dem Glas der LCD ausgebildet
und dient zur Ermittlung jeglichen Schwellwertdrifts in den TFT's.
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In der Schaltung 40 liegt
ein MOS-Transistor 41 vom P-Typ in Reihe mit einem Widerstand 42 zur Erzeugung
eines vorbestimmten konstanten Steuerstroms in dem Transistor 41.
Ein Transistor 43 ist mit dem Transistor 41 in
Form eines sogenannten Stromspiegels verbunden. Somit ist der Strom
i43 in dem Transistor 43 durch den Transistor 41 stromspiegel-gesteuert.
Der Strom i43 wird einer Reihenschaltung eines Transistors 44,
eines Transistors 45 und eines TFT 199 vom N-Typ
zugeführt.
Als Ergebnis des Stroms i43 wird eine Schwellwertspannung-Kompensationsspannung 46 über der
Reihenschaltung an der Klemme 46 gebildet.
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Die Gateelektrode des TFT 199 ist
mit seiner Drainelektrode verbunden. Daher ist die Source/Drain-Spannung
V199 über
dem TFT 199 gleich der Source/Gate-Spannung des TFT 199. Die Gate/Source-Spannung
V199 über
dem TFT 199 bildet einen ersten Teil der Spannung 46a.
Die Spannung V199 ist eine Anzeige für die Schwellwertspannung des
Transistors 199. Da der TFT 199 ähnliche Schwellwert-Spannungsänderungseigenschaften wie
der Transistor 17 von 2 hat,
ist die Spannung V199 ebenfalls eine Anzeige für die Schwellwertspannung VTH
des Transistors 17. Für
eine leichtere Bemessung ist der TFT 199 ein größerer Transistor. Daher
dient eine relativ größerer Wert
des Stroms i43 als der, der in dem Transistor 17 fließt, zur
Bildung der Spannung V199. Wenn aufgrund einer Überbeanspruchung ein Anstieg
in der Schwellwertspannung VTH in dem Transistor 17 von 2 auftritt, erfolgt wegen
der Ähnlichkeit
der Eigenschaften und der Beanspruchung ein entsprechender Anstieg
in der Spannung V199 von 4.
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Jeder der Transistoren 44 und 45,
die in Reihe mit dem TFT 199 liegen, ist mit seinem Gate
mit seinem Drain verbunden und enthält eine Substratklemme, die über einen
Kondensator 48 mit einem Referenzwert G verbunden ist.
Ein Teil der Spannung 46a, die in den Transistoren 44 und 45 entsteht,
wird zur Erzeugung der Spannung 46a zu der Spannung V199
addiert. Auf diese Weise wird die Spannung 46a um ungefähr 2 V größer als
die Spannung V199. Die Spannung V199 ist im wesentlichen gleich
der Schwellwertspannung VTH des Transistors 17 von 2 und steigt an, wenn die
Spannung VTH ansteigt.
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Die Spannung 46a wird einem
nicht-invertierenden Verstärker
mit der Verstärkung
eins zur Erzeugung der Spannung VDD zugeführt, die gleich der Spannung 46a ist.
Die Spannung VDD wird über
den Transistor 20 von 2 zur Änderung
des Spannungswertes des Signals P2 des Transistors 17 zugeführt.
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Die oben genannte Spannungsdifferenz
von zum Beispiel 2 V, die durch die Transistoren 44 und 45 von 4 erzeugt wird, wird zu
Beginn des Servicebetriebs der LCD erreicht. Während der Betriebsstunden steigt
die Schwellwertspannung des Transistors 199 an. Es kann
erwünscht
sein, dass die Spannung 46a um mehr ansteigt als die Spannung
V199, um dieselbe Leitfähigkeit
in dem Transistor 17 von 2 aufrechtzuerhalten.
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In vorteilhafter Weise ist das Substrat
bei einem Wert vorgespannt, der kleiner ist als die Sourcespannung
jeder der Transistoren 44 und 45, wie oben erläutert. Ein
Anstieg in der Spannung V199 erzeugt eine Kanalmodulation in jedem
der Transistoren 44 und 45. Die Kanalmodulation
entsteht durch die Zunahme der Source/Substrat-Spannung. Daher steigt der Widerstand
jeder der Transistoren 44 und 45 mit der Zunahme
der Spannung V199 an. Auf diese Weise wird in vorteilhafter Weise
die Spannung 46a in einer nichtlinearen Weise erhöht. Die
Zunahme in der Spannung 46a ist proportional größer, als
wenn die Transistoren 44 und 45 als lineare Widerstände oder als
einfache Pegelschieber arbeiten würden. In vorteilhafter Weise
kann auf diese Weise die Leitfähigkeit
des Transistors 17 relativ konstant gehalten werden, selbst
wenn die Schwellwertspannung VTH des Transistors 17 zunimmt.
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5 zeigt
ein Beispiel für
die Größe des Stroms
i17, den der Transistor 17 aufnehmen kann, damit die Source/Drain-Spannung
bei nicht mehr als 50 mV gehalten wird. Wie 5 zeigt, ändert sich der Strom i17 für eine entsprechende Änderung
in der Schwellwertspannung VTH von ungefähr 10 V um weniger als 5%.
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Um die Belastung des Transistors 17 zu
verringern, ist es erwünscht,
den Strom i17 gering zu halten, wie zum Beispiel innerhalb des in 5 dargestellten Strombereichs.
Ein leitender Strom i17 mit einem höheren Wert als der Bereich
von 5 könnte eine
höhere
Gate/Source-Spannung in dem Transistor 17 erfordern. Eine
derartige höhere
Gate/Source-Spannung könnte
in einer höheren
Belastung des Transistors 17 und dadurch in nachteiliger
Weise in einer kürzeren
Lebensdauer resultieren.
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6 zeigt
eine Störunterdrückungsschaltung
200 mit
einem Aspekt der Erfindung für
eine Flüssigkristallwiedergabe
16'. Gleiche Symbole
und Bezugszeichen in den
1,
2 3a–
3d und
4–
6 bezeichnen gleiche Teile
oder Funktionen. Die Schaltung
200 von
6 hält
den Strom i17 von
2 bei einem
relativ kleinen Wert. Die Anordnung
16' von
6 enthält Spaltendatenleitungen
177 und
Reihenauswahlleitungen
118. Die Reihenauswahlleitungen
118 werden
durch das Schieberegister
100 von
1 für
eine aufeinanderfolgende Auswahl der Reihenleitungen
118 gesteuert.
Spaltendatenleitungen
117 können in einer ähnlichen
Weise gesteuert werden, wie sie in der
US 5 170 155 auf den Namen von Plus
et al., mit dem Titel "System
for Applying Brightness Signals To A Display Device And Comparator Therefore", beschrieben wird.
Die Datenleitungstreiber von Plus et al. arbeiten als getaktete
Rampenverstärker.
Jede Datenleitung
177 von
6 wird
durch einen entsprechenden Transistor
126 gesteuert. Ein bestimmter
Transistor
126 eines entsprechenden Datenleitungstreibers
liefert eine in einem Datenrampengenerator
234 erzeugte
Rampenspannung
128 zu einer entsprechenden Datenleitung
177 der
Matrix zur Bildung eines Rampensignals in den Pixeln
16a der
gewählten
Reihe. Der Transistorschalter
126 wird durch einen nicht
dargestellten Komparator gesteuert. Der Transistorschalter
126 wird
für die
Zuführung der
Datenrampenspannung
128 zu der Datenleitung
177 eingeschaltet
und in einem steuerbaren Zeitpunkt abgeschaltet, der durch die Größe der in
dem nicht dargestellten Videosignal enthaltenen Bildinformationen
bestimmt ist.
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Bei der Ausführung eines erfindungsgemäßen Merkmals
enthält
die Anordnung 16' zusätzlich zu
den konventionellen Datenleitungen 177 ein Paar von Spaltenleitungen 177a und 177b,
die keine Bildinformationen liefern und hier als sogenannte Blind- oder Dummy-Spaltenleitungen 177a und 177b bezeichnet
werden. Die Spaltenleitungen 177a und 177b liegen
parallel zu den Datenleitungen 177 jeweils an den beiden
Enden der Anordnung 16'.
Somit liegen die Datenleitungen 177 zwischen den Dummy-Spaltenleitungen 177a und 177b.
Für die
Wiedergabe eines typischen Bildinhalts liefert eine nennenswerte
Anzahl von Übertragungsgattern 126 gleichzeitig
entsprechende Teile der Datenrampenspannung 128 zu den
entsprechenden Daten leitungen 177, um in einer bestimmten
Datenleitung 177 eine Datenrampenspannung VDATALINE zu
bilden.
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Eine parasitäre Kopplungskapazität CRC ist jedem
Schnittpunkt oder Kreuzungspunkt jeder Reihenauswahlleitung 118 und
jeder Datenleitung 177 zugeordnet. Ein Signal ROW-NOISE
(Reihenstörung)
wird auf den jeweiligen Auswahlleitungen als eine Folge der parasitären Kapazitäten erzeugt,
die die den Datenleitungen zugeführten
getakteten Rampensignale mit den Reihenauswahlleitungen verbinden.
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Die Dummy-Spaltenleitung 177a mit ähnlichen
Kapazitäten
CRD, jedoch wesentlich größer als die
Kapazitäten
CRC, dient zur Bildung eines Signals NOISE-SENSE (Störabtastung),
das die in den Reihenauswahlleitungen 118 gebildeten Signale ROW-NOISE
darstellt. Die Signale ROW-NOISE werden über die Kapazitäten CRD
einer Leitung 177a zugeführt. Die Kapazitäten CRD
sind Zwischenleitungs-Kapazitäten zwischen
den Leitungen 118 und der Leitung 177a. Es wird
eine Annahme getroffen, dass das Signal ROW-NOISE in den jeweiligen
Reihenauswahlleitungen 118, die nicht gewählt worden sind, ähnliche
Amplitude und Kurvenform aufweisen.
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Das Signal NOISE-SENSE wird einer
Eingangsklemme 201 eines Störunterdrückungsverstärkers 202 zugeführt. Der
Verstärker 202 ist
ein invertierender Verstärker
mit einer relativ großen
Verstärkung,
der den Augenblickswert des Signals NOISE-SENSE invertiert und ein Signal NOISE-CANCEL erzeugt.
Das Signal NOISE-CANCEL
ist ein Wechselspannungssignal, das der Dummy-Spaltenleitung 177b zugeführt wird.
Das Signal NOISE-CANCEL wird kapazitiv von der Leitung 177b über Kapazitäten CRD
den Reihenauswahlleitungen 118 zugeführt. Da das Signal NOISE-CANCEL
gegenphasig ist zu dem Signal NOISE-SENSE, neigt das Signal NOISE-CANCEL
dazu, die Signale ROW-NOISE in jeder Reihenauswahlleitung 118 nennenswert
zu verringern.
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Es kann erwünscht sein, die parasitäre kapazitive
Kopplung zwischen den Reihenauswahlleitungen 118 und den
Dummy-Spaltenleitungen 177a und 177b zu vergrößern, wie
es schematisch durch die Kapazitäten
CRD dargestellt ist, um eine ausreichende Empfindlichkeit und Stabilität zu erreichen.
Daher wird die Breitenabmes sung W jeder Leitung 177a und 177b wesentlich
größer gewählt als
die der Datenleitung 177. Zum Beispiel kann die Gesamtkapazität zwischen
den Leitungen 177a und den Reihenauswahlleitungen 118 im
Bereich von 2000 pF–3000 pF
liegen.
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7 zeigt
den Verstärker 202 von 6 im Detail. Gleiche Symbole
und Bezugszeichen in den 1, 2, 3a–3d und 4–7 bezeichnen gleiche Teile oder
Funktionen. Der Verstärker 202 von 7 enthält einen nicht-invertierenden
Verstärker 202a mit der
Verstärkung
eins. Das Signal NOISE-SENSE wird über einen Widerstand R2 und
eine Pegelverschiebeanordnung mit einem Kondensator C2 einer nicht-invertierenden
Eingangsklemme IN+ des Verstärkers 202a zugeführt. Ein
Metalloxyd-Halbleiter (MOS)-Transistor MP vom P-Typ und ein MOS-Transisitor
MN vom N-Typ liefern eine Referenzspannung REF von 10 V über den
Kondensator C2, wenn ein Impulssignal PRECHG und ein komplementäres Impulssignal
PRECHAG-INV an den
Gates der Transistoren MP bzw. MN entstehen. Auf diese Weise wird eine
Spannung von zum Beispiel 10 V an der Klemme IN+ zu der Augenblicksspannung
des Signals NOISE-SIGNAL addiert. Die Transistoren MP und MN werden
ein- und ausgeschaltet,
um den Kondensator C2 in der Nähe
einer Zeit T1 der Kurve der Rampenspannung VDATALINE von 6 vor einem Rampenteil 66 der
Spannung VDATALINE zu laden.
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Die Spannung REF von 7 wird außerdem einer nicht-invertierenden
Eingangsklemme eines invertierenden Verstärkers 202b mit hoher
Verstärkung über ein
RC Filter aus einem Widerstand Rx und einem Kondensator C4 zugeführt. Ein
Ausgangssignal OUT des Verstärkers 202a wird über einen
Widerstand R3 einer invertierenden Eingangsklemme des Verstärkers 202b zugeführt. Ein
Rückkopplungswiderstand
R4 liegt zwischen einer Ausgangsklemme des Verstärkers 202b, wo das
Signal NOISE-CANCEL entsteht, und der invertierenden Eingangsklemme
des Verstärkers 202b.
Die Wechselspannungsverstärkung
des Verstärkers 202b mit der
Rückkopplung
ist ungefähr
gleich 2000.
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Solange die Spannung an der Klemme 201 null
ist, wie zur Zeit T1, wenn keine Signalstörung auftritt, erzeugt die
Verschiebung des Gleichspannungswertes, die durch die Spannung über dem
Kondensator C2 erfolgt, ein Ausgangssignal 202c von dem
Verstärker 202a von
10 V. Aufgrund der Spannung von 10 V an der nicht- invertierenden Eingangsklemme
des Verstärkers 202b ist
die Spannung an der Ausgangsklemme des Verstärkers 202b, wo das Signal
NOISE-CANCEL entsteht, gleich 10 V. Somit hat ein Spannungsbereich
des Signals NOISE-CANCEL von 7 einen
oberen Bereichsgrenzwert in der Nähe einer Betriebsspannung VS
von +22 V und einen unteren Bereichsgrenzwert in der Nähe von 0 V.
In vorteilhafter Weise ist das Signal NOISE-CANCEL normalerweise
etwa in der Mitte zwischen +22 V und 0 V vorgespannt, so dass die
Spannungsausschläge
des Signals NOISE-CANCEL in entgegengesetzte Richtungen erfolgen
können.
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Wie oben erläutert, verringert das Signal NOISE-CANCEL
wesentlich die Größe des Signals NOISE-SENSE,
wenn sich die Eingangsspannung an der Klemme 201 von 6 ändert. Wenn sich das Signal
an der Klemme 201 derart ändert, dass das Signal NOISE-SENSE
einer bestimmten Amplitude entsteht, neigt das Signal NOISE-CANCEL
des Verstärkers 202b dazu,
die Amplitude des Signals NOISE-SENSE nennenswert zu verringern.
Wegen der hohen Verstärkung
des Verstärkers 202b ist
die Störverringerung
nennenswert.
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Bei der Durchführung eines erfindungsgemäßen Merkmals
bewirkt die kapazitive Kopplung zwischen der Leitung 177b und
den Auswahlleitungen 118, dass das Signal ROW-NOISE in
jeder Reihenauswahlleitung 118 in vorteilhafter Weise nennenswert
verringert wird. Der Strom i17 in dem Transistor 17 von 2 wird ebenfalls in vorteilhafter Weise
verringert. Daher muß der
Transistor 17 nicht durch eine große Gate/Source-Spannung gesteuert werden.
Der Transistor 17 wird daher nicht nennenswert beansprucht.
Das Ergebnis ist, dass der Transistor 17 eine längere Lebensdauer
hat, als wenn er beansprucht wäre.