JPH0812345B2 - ドットマトリックス液晶ディスプレイの電源 - Google Patents
ドットマトリックス液晶ディスプレイの電源Info
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- JPH0812345B2 JPH0812345B2 JP2115600A JP11560090A JPH0812345B2 JP H0812345 B2 JPH0812345 B2 JP H0812345B2 JP 2115600 A JP2115600 A JP 2115600A JP 11560090 A JP11560090 A JP 11560090A JP H0812345 B2 JPH0812345 B2 JP H0812345B2
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- G09G2320/02—Improving the quality of display appearance
- G09G2320/0209—Crosstalk reduction, i.e. to reduce direct or indirect influences of signals directed to a certain pixel of the displayed image on other pixels of said image, inclusive of influences affecting pixels in different frames or fields or sub-images which constitute a same image, e.g. left and right images of a stereoscopic display
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- G09G3/2014—Display of intermediate tones by modulation of the duration of a single pulse during which the logic level remains constant
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はドットマトリックス液晶ディスプレイ装置
（LCD）の電源に関する。
（LCD）の電源に関する。
［従来の技術］ 以下、従来のドットマトリックスLCDの駆動について
説明する。LCDを挟んで複数の行線と複数の列線が交差
して配置され、ドットマトリックスを構成する。画像信
号である１行分の列信号を入力するとある１行が選択的
に駆動され、この動作を繰り返して順次駆動行が移行す
る。そこで、行線に印加される信号をコモン（共通）信
号、列線に印加される信号をセグメント信号と呼ぶ。
説明する。LCDを挟んで複数の行線と複数の列線が交差
して配置され、ドットマトリックスを構成する。画像信
号である１行分の列信号を入力するとある１行が選択的
に駆動され、この動作を繰り返して順次駆動行が移行す
る。そこで、行線に印加される信号をコモン（共通）信
号、列線に印加される信号をセグメント信号と呼ぶ。
従来のアドレッシングモード ドットマトリックス型の液晶ディスプレイは一般にマ
トリックスの行、列にコモンドライバ及びセグメントド
ライバから第４図に示すような信号を印加することによ
り駆動される。
トリックスの行、列にコモンドライバ及びセグメントド
ライバから第４図に示すような信号を印加することによ
り駆動される。
コモン信号 コモン信号は複数の行に対してシーケンシャルな信号
であり、画像表示のために印加される画像信号に依存し
ない。第４図（Ａ）に示すように、行選択時間と呼ばれ
る時間τＲの間、行に印加される信号は最高値（第１フ
ィールドではV1、第２フィールドでは−ＶEE）をとる。
行の位置に従って選択時間τＲの位置は移動する。
であり、画像表示のために印加される画像信号に依存し
ない。第４図（Ａ）に示すように、行選択時間と呼ばれ
る時間τＲの間、行に印加される信号は最高値（第１フ
ィールドではV1、第２フィールドでは−ＶEE）をとる。
行の位置に従って選択時間τＲの位置は移動する。
選択時間τＲは全フィールド時間τＦのうちの僅かな
時間である。たとえば、 τＦ＝Ｎ×τＲ（Ｎは順次走査される行数）とする。
たとえばτＦ＝20ms、Ｎ＝400、τＲ＝50μｓである。
時間である。たとえば、 τＦ＝Ｎ×τＲ（Ｎは順次走査される行数）とする。
たとえばτＦ＝20ms、Ｎ＝400、τＲ＝50μｓである。
非選択時間の間、行に印加される信号は、第１フィー
ルドの間はV2、第２フィールドの間はV5である。V2及び
V5は参照電圧であり、この参照電圧を挟んでセグメント
信号が表示パターンに依存する位相で変化する。
ルドの間はV2、第２フィールドの間はV5である。V2及び
V5は参照電圧であり、この参照電圧を挟んでセグメント
信号が表示パターンに依存する位相で変化する。
セグメント信号 セグメント信号は表示すべき画像パターンに依存す
る。第４図（Ｂ）に示すように、第１フィールドの間、
セグメント信号は“オン”の時V1で、“オフ”の時V3で
ある。ここで、V1をV2＋ＶDATAと、V3をV2−ＶDATAと置
き換えると便宜である。第２フィールドの間、セグメン
ト信号は“オン”の時−ＶEEで、“オフ”の時V4であ
る。ここで−ＶEEをV5−ＶDATAと、V4をV5＋ＶDATAと置
き換えると便宜である。
る。第４図（Ｂ）に示すように、第１フィールドの間、
セグメント信号は“オン”の時V1で、“オフ”の時V3で
ある。ここで、V1をV2＋ＶDATAと、V3をV2−ＶDATAと置
き換えると便宜である。第２フィールドの間、セグメン
ト信号は“オン”の時−ＶEEで、“オフ”の時V4であ
る。ここで−ＶEEをV5−ＶDATAと、V4をV5＋ＶDATAと置
き換えると便宜である。
ピクセル ピクセルに印加される信号は列のセグメント信号と行
のコモン信号の間の電圧差に相当する。
のコモン信号の間の電圧差に相当する。
ＶPIELX＝ＶSEGMENT−ＶCOMMON 行選択時間の間、ピクセルはその明度レベルに依存す
る信号を受取る。
る信号を受取る。
第１フィールド ＶPIXEL“オン”＝V1−（−ＶEE） ＝V2−V5＋2VDATA ＝ＶSCAN＋ＶDATA （ピクセルが白の場合） ＶPIXEL“オフ”＝V3−（−ＶEE） ＝V2−V5 ＝ＶSCAN−ＶDATA （ピクセルが黒の場合） 第２フィールド ＶPIXEL“オン”＝−ＶSCAN−ＶDATA （ピクセルが白の場合） ＶPIXEL“オフ”＝−ＶSCAN＋ＶDATA （ピクセルが黒の場合） ピクセル信号の二乗は第１及び第２フィールドで同じ
であり、 （ＶPIXEL“オン”）２＝（ＶSCAN＋ＶDATA）２ （ＶPIXEL“オフ”）２＝（ＶSCAN−ＶDATA）２ 非選択時間の間、ピクセルは他の選択行に表示される
べきパターンに依存する信号を受取る。
であり、 （ＶPIXEL“オン”）２＝（ＶSCAN＋ＶDATA）２ （ＶPIXEL“オフ”）２＝（ＶSCAN−ＶDATA）２ 非選択時間の間、ピクセルは他の選択行に表示される
べきパターンに依存する信号を受取る。
ＶPIXEL“オン”＝ＶDATAあるいは−ＶDATA ＶPIXE“オフ”＝ＶDATAあるいは−ＶDATA ピクセル信号の二乗は信号の符号に依存しない。
従って、ピクセル信号の二乗は常に、 （ＶPIXEL）２＝（ＶDATA）２ である。
全走査行数がＮの時の全フレームに沿ったピクセル信
号のr.m.s.電圧を考えてみる。
号のr.m.s.電圧を考えてみる。
（ＶPIXEL“オン”）r.m.s. ＝｛（1/N）（ＶSCAN＋ＶDATA）２ ＋（Ｎ−１）（1/N）（ＶDATA）２｝1/2 ＝［（1/N）｛ＶSCAN２＋NVDATA２ ＋2VSCANＶDATA｝］1/2 （ＶPIXEL“オフ”）r.m.s. ＝｛（1/N）（ＶSCAN−ＶDATA）２ ＋（Ｎ−１）（1/N）（ＶDATA）２｝1/2 ＝［（1/N）｛ＶSCAN２＋NVDATA２ −2VSCANＶDATA｝］1/2 以上、白か黒の表示を行なう場合を説明したが、次に
中間調（灰色）の表示を行なう場合を説明する。
中間調（灰色）の表示を行なう場合を説明する。
灰レベルに好適な従来のアドレッシングモードパルス幅
変調（PWM）方式 行に印加される信号は変らない。列に印加される信号
も、たとえば黒が“オフ”に対応し、白が“オン”に対
応するとして、最大レベルは変らない。但し、印加時間
を変化させる。
変調（PWM）方式 行に印加される信号は変らない。列に印加される信号
も、たとえば黒が“オフ”に対応し、白が“オン”に対
応するとして、最大レベルは変らない。但し、印加時間
を変化させる。
灰レベルを表示するために列へ印加されるセグメント
信号を第６図（Ａ）に示す。選択時間τＲ中において、
セグメント電極はτ１の間絶対値のより大きい値（VI、
−ＶEE）をとり、残りのτ２の間絶対値のより小さい値
（V3、V4）をとる。
信号を第６図（Ａ）に示す。選択時間τＲ中において、
セグメント電極はτ１の間絶対値のより大きい値（VI、
−ＶEE）をとり、残りのτ２の間絶対値のより小さい値
（V3、V4）をとる。
ここで、比率τ1/τＲを０から１へ変化させることに
より、黒から白までの中間調（灰レベル）が表示され
る。
より、黒から白までの中間調（灰レベル）が表示され
る。
第６図（Ｂ）は、第４図（Ａ）のコモン信号と、第６
図（Ａ）のセグメント信号とにより各ピクセルに印加さ
れるピクセル電圧を示す。
図（Ａ）のセグメント信号とにより各ピクセルに印加さ
れるピクセル電圧を示す。
ピクセル電圧の平均二乗値は、たとえば以下のように
なる。
なる。
τ１＝０の時、 （ＶPIXEL）r.m.s.＝［（1/N）｛ＶSCAN２ ＋NV DATA2−2V SCAN V DATA｝］1/2 τ１＝τＲの時、 （ＶPIXEL）r.m.s.＝［（1/N）｛ＶSCAN２ ＋NV DATA2＋2V SCAN V DATA｝］1/2 τ１＝τ（０＜τ＜τＲ）の時、 （ＶPIXEL）r.m.s.＝｛（1/N）［ＶSCAN２ ＋NV DATA2＋｛［２τ−τＲ） ／τＲ｝ＶSCANＶDATA］｝1/2 PWM方式を通常のアドレッシングモードで用いた時の問
題点 次の各ケースにおける、全フレーム時間τFR内の有効
ピクセル信号を考える。以下、ピクセル信号の変化に伴
う極性反転を考慮する。但し、ここで考慮する極性反転
とは、非選択のコモン信号（V2またはV5）に対するセグ
メント信号の極性の反転である。第７図はピクセルが受
取る各ピクセル信号を示す。セグメント信号ＶSEGが破
線で示されている。
題点 次の各ケースにおける、全フレーム時間τFR内の有効
ピクセル信号を考える。以下、ピクセル信号の変化に伴
う極性反転を考慮する。但し、ここで考慮する極性反転
とは、非選択のコモン信号（V2またはV5）に対するセグ
メント信号の極性の反転である。第７図はピクセルが受
取る各ピクセル信号を示す。セグメント信号ＶSEGが破
線で示されている。
ケースａ 全体が白のパターン（第７図上段） ケースｂ 全体が黒のパターン（第７図中段） ケースｃ 全体が灰のパターン（第７図下段） ケースａ及びｂの場合、全行が白または黒なのでフィ
ールド内のセグメント信号は一定であり、一点鎖線で示
す各フィールドの終了部においてセグメント信号は一度
だけ極性反転をする。
ールド内のセグメント信号は一定であり、一点鎖線で示
す各フィールドの終了部においてセグメント信号は一度
だけ極性反転をする。
ケースｃの場合、セグメント信号は各選択時間τＲ内
で一度立上がり、一度立下る。ここで２回の極性反転を
生じる。フィールドの終了時一回変化が省略される。こ
のため、セグメント信号は各フィールドで（2N−１）回
の極性反転をする。
で一度立上がり、一度立下る。ここで２回の極性反転を
生じる。フィールドの終了時一回変化が省略される。こ
のため、セグメント信号は各フィールドで（2N−１）回
の極性反転をする。
第８図（Ａ）、（Ｂ）は、一様に白、黒又は灰の場合
の液晶セル及びそのドライバの等価回路を示す。第８図
（Ａ）に示すように、LCD1の行にコモンドライバ２、列
にセグメントドライバ３が接続されている。LCD1は内部
抵抗、寄生容量を有する。コモンドライバ２、セグメン
トドライバ３には各々V1、V2、V5、−ＶEEおよびV1、V
3、V4、−ＶEEの電圧が供給されるが、各供給線は各々
抵抗を伴う。
の液晶セル及びそのドライバの等価回路を示す。第８図
（Ａ）に示すように、LCD1の行にコモンドライバ２、列
にセグメントドライバ３が接続されている。LCD1は内部
抵抗、寄生容量を有する。コモンドライバ２、セグメン
トドライバ３には各々V1、V2、V5、−ＶEEおよびV1、V
3、V4、−ＶEEの電圧が供給されるが、各供給線は各々
抵抗を伴う。
電気回路の主な構成部分は、第８図（Ｂ）に示すよう
に次の通りである。
に次の通りである。
ＲON COM＝コモンドライバの内部抵抗 Relectode Row＝行電極の抵抗 ＲON SEG＝セグメントドライバの内部抵抗 Relectode Column＝列電極の内部抵抗 ＣT＝液晶セルの全キャパシタンス 一様パターンの場合、全セグメントドライバは同一の
信号（例えば第８図に示したV1）を供給する。
信号（例えば第８図に示したV1）を供給する。
行が選択されていない場合、全コモンドライバは同一
の信号（例えば第８図に示したV2）を供給する。
の信号（例えば第８図に示したV2）を供給する。
この場合、パネルを１つのキャパシタと考え、全コモ
ンドライバが並列に接続され、全セグメントドライバも
並列に接続されていると近似することができる。なお、
行線、列線については画素の位置によって抵抗が変化す
るので中間の値Relectorde/2を持つものの並列接続で近
似する。
ンドライバが並列に接続され、全セグメントドライバも
並列に接続されていると近似することができる。なお、
行線、列線については画素の位置によって抵抗が変化す
るので中間の値Relectorde/2を持つものの並列接続で近
似する。
この場合、印加された信号の典型的なアクセスタイム
τは、 τ＝RC ＝（ＲCOM＋ＲSEG＋ＲROW＋ＲCOLUMN） ×ＣT となる。ただし、 ＲCOM＝ＲONCOM/NCOM（ＮCOMは行数） ＲSEG＝ＲONSEG/NSEG（ＮSEGは列数） ＲROW＝RelectordeROW/2/NCOM ＲCOLUMN＝RelectordeCOLUMN/2/NSEG である。
τは、 τ＝RC ＝（ＲCOM＋ＲSEG＋ＲROW＋ＲCOLUMN） ×ＣT となる。ただし、 ＲCOM＝ＲONCOM/NCOM（ＮCOMは行数） ＲSEG＝ＲONSEG/NSEG（ＮSEGは列数） ＲROW＝RelectordeROW/2/NCOM ＲCOLUMN＝RelectordeCOLUMN/2/NSEG である。
対角10インチのパネルの典型的数字は、次の通りであ
る。
る。
ＲCOM≒500Ω/400≒1.25Ω ＲSEG≒1000Ω/640≒1.50Ω ＲROW≒3KΩ/2/400≒４Ω ＲCOLUMN≒2KΩ/2/640≒1.5Ω ＣT＝（1/367109）×５×｛（20×15）／（５×10）｝ ＝εＯ×εL.C.×（セル表面／ギャップ）≒0.3μＦ アクセス時間τ＝RC＝8.25Ω×0.3μＦ ＝2.5μｓ 典型的に、１つの選択時間τＲの長さは約50μｓ、フ
レーム時間は約2msである。ケースａ及びｂ（一様に白
及び黒）の場合、１フレーム１回の極性反転なので時定
数による信号の減衰は無視できるが、ケースｃ（一様に
灰）の場合は１選択時間に約２回の極性反転なので時定
数による信号の減衰が無視できない。
レーム時間は約2msである。ケースａ及びｂ（一様に白
及び黒）の場合、１フレーム１回の極性反転なので時定
数による信号の減衰は無視できるが、ケースｃ（一様に
灰）の場合は１選択時間に約２回の極性反転なので時定
数による信号の減衰が無視できない。
その視覚的結果として、全ての中間灰は、パターンが
一様の場合、真の黒よりも暗くなる。
一様の場合、真の黒よりも暗くなる。
大きなLCDで灰色の中間調を表示するためには、従来
のアドレッシングモードではPWM方式は適当でない。
のアドレッシングモードではPWM方式は適当でない。
改良アドレッシングモード 改良アドレッシングモードの目的は、極性反転をどん
な一様パターンの場合にも同じ数にすることである。従
来、一様な白、黒の場合は非選択時間に極性反転はなか
ったのに対し、一様な灰の場合にのみ多くの極性反転が
生じていた。
な一様パターンの場合にも同じ数にすることである。従
来、一様な白、黒の場合は非選択時間に極性反転はなか
ったのに対し、一様な灰の場合にのみ多くの極性反転が
生じていた。
第９図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は改良アドレッシング
モードにおける信号を示す。コモン信号は第９図（Ａ）
に示すように、選択時間以外も第１フィールドでV2から
V5へ、V5からV2へと交互に変化し、第２フィールドでは
V5からV2へ、V2からV5へと交互に変化する。セグメント
信号は、第９図（Ｂ）に示すように、コモン信号を挾む
電位であるV1とV3およびV4と−ＶEE間で変化し、コモン
信号同様選択時間毎に極性を反転させる。このためピク
セル信号は、第９図（Ｃ）に示すように、該当行の選択
時間以外においてＶDATAと−ＶDATAの間で交互に変化す
る。
モードにおける信号を示す。コモン信号は第９図（Ａ）
に示すように、選択時間以外も第１フィールドでV2から
V5へ、V5からV2へと交互に変化し、第２フィールドでは
V5からV2へ、V2からV5へと交互に変化する。セグメント
信号は、第９図（Ｂ）に示すように、コモン信号を挾む
電位であるV1とV3およびV4と−ＶEE間で変化し、コモン
信号同様選択時間毎に極性を反転させる。このためピク
セル信号は、第９図（Ｃ）に示すように、該当行の選択
時間以外においてＶDATAと−ＶDATAの間で交互に変化す
る。
黒（白）の場合にも各行の選択時間の最後に１回の極
性反転が生じている。黒の場合と白の場合は信号のパタ
ーンが反転する。灰の場合は、各行の選択時間の中間で
一回の極性反転が生じている。その結果、極性反転の数
は、黒から白までのどんな一様なパターンの場合にも同
じになる。
性反転が生じている。黒の場合と白の場合は信号のパタ
ーンが反転する。灰の場合は、各行の選択時間の中間で
一回の極性反転が生じている。その結果、極性反転の数
は、黒から白までのどんな一様なパターンの場合にも同
じになる。
各フィールドの最後での従来の極性反転は抑止され
る。従って、どんな一様パターンの場合にも各フィール
ドでの極性反転の全数は（Ｎ−１）となる。
る。従って、どんな一様パターンの場合にも各フィール
ドでの極性反転の全数は（Ｎ−１）となる。
表は従来のアドレッシングモード及び改良アドレッシ
ングモードにおける極性反転数を要約したものである。
ングモードにおける極性反転数を要約したものである。
PWM方式を改良アドレッシングモード（各ラインの最後
で１回の極性反転）で用いた場合の問題点 列に沿った一様のパターン（例えば垂直のストライ
プ）の場合、極性反転数は、黒から白までの任意のレベ
ルで同じである。
で１回の極性反転）で用いた場合の問題点 列に沿った一様のパターン（例えば垂直のストライ
プ）の場合、極性反転数は、黒から白までの任意のレベ
ルで同じである。
それにもかかわらずクロストークは起る。その主要な
原因はセグメント信号の変化によって誘起されるコモン
信号上のノイズである。
原因はセグメント信号の変化によって誘起されるコモン
信号上のノイズである。
非選択時のパネル上の単一の行について考察してみ
る。極端であるが現実的な２つのケースについてコモン
信号上のノイズが見出される。
る。極端であるが現実的な２つのケースについてコモン
信号上のノイズが見出される。
ケースａ（第10図）： 一様に灰色のパターンの場合 ケースｂ（第11図）： 行方向に交互に変化する黒と白のパターンの場合 考察を単純化するため、セグメント側のアクセス抵抗
は無視する。この単純化によって考察したクロストーク
の基本的機構は変化しない。
は無視する。この単純化によって考察したクロストーク
の基本的機構は変化しない。
第10図を参照して一様な灰色パターンの場合を見てみ
よう。
よう。
ｔ＝t0において、全セグメントドライバにスイッチ命
令が発せられるとする。セグメント信号はV2−ＶDATAか
らV2＋ＶDATAへ変化する。コモン電圧はV2のままに保た
れている。キャパシタＣROWには変化前の電位差を形成
する電荷が残っているので、電位変化の直後、ｔ＝t0＋
εにおいては、キャパシタＣROWの電位が次のように形
成される。
令が発せられるとする。セグメント信号はV2−ＶDATAか
らV2＋ＶDATAへ変化する。コモン電圧はV2のままに保た
れている。キャパシタＣROWには変化前の電位差を形成
する電荷が残っているので、電位変化の直後、ｔ＝t0＋
εにおいては、キャパシタＣROWの電位が次のように形
成される。
セグメント側： （V2−ＶDATAに代り）V2＋ＶDATA コモン側： （V2に代り）V2＋2VDATA アクセス抵抗ＲON両端に2VDATAの電位差が生じるの
で、そこを通る電流ｉは最大値となる。
で、そこを通る電流ｉは最大値となる。
ｉ（t0＋ε）＝imax＝2V DATA/R ROW t0より後のコモン信号の電圧は Ｖ（ε）＝2V DATAexp｛−（ｔ−t0） ／（ＲROW・ＣROW）｝ となる。従って、ノイズの最大振幅は−2V DATAであ
る。寄生パルスの減衰時間はRrow×ＣROWである。t0後
十分時間が経過するとＶ＝０となる。
る。寄生パルスの減衰時間はRrow×ＣROWである。t0後
十分時間が経過するとＶ＝０となる。
第11図を参照して横方向に白黒交互なパターン（縦
縞）の場合を考察してみよう。
縞）の場合を考察してみよう。
セルが白レベルの場合も黒レベルの場合もピクセル信
号は各選択時間毎にｔ＝t0において、全奇数列はV2−Ｖ
DATAからV2＋ＶDATAへ変化する。一方、全偶数列ではV2
＋ＶDATAからV2−ＶDATAへ変化する。
号は各選択時間毎にｔ＝t0において、全奇数列はV2−Ｖ
DATAからV2＋ＶDATAへ変化する。一方、全偶数列ではV2
＋ＶDATAからV2−ＶDATAへ変化する。
行キャパシタ（コモン側）の行線側の全電荷は不変で
あり、０に保たれる。従って、コモン信号上にノイズは
観察されない。
あり、０に保たれる。従って、コモン信号上にノイズは
観察されない。
その結果、PWM方式を改良アドレッシングモードと組
み合わせて用いると、極性反転数の違いによる第１のタ
イプのクロストークは効果的に改善されるが、主にコモ
ン側の回路に関係する上述の第２のタイプのクロストー
クは現れる。
み合わせて用いると、極性反転数の違いによる第１のタ
イプのクロストークは効果的に改善されるが、主にコモ
ン側の回路に関係する上述の第２のタイプのクロストー
クは現れる。
公知の対策 フランス特許第2541027号（出願番号EN8302494号）に
おいて、補償システムが提案されている。このシステム
は効果的であるがセル内に３個のダミー電極を必要とす
る。
おいて、補償システムが提案されている。このシステム
は効果的であるがセル内に３個のダミー電極を必要とす
る。
すなわち、ノイズセンサとして作用する１個のコモン
ダミー電極とセンサから供給される信号を反転、増幅後
に受取る２個のセグメントダミー電極である。
ダミー電極とセンサから供給される信号を反転、増幅後
に受取る２個のセグメントダミー電極である。
セグメントダミー電極のサイズはセルの能動領域の1/
10以下に減少させることは出来ない。従って前述の特許
に提案されている補償はあらゆるタイプのディスプレイ
に適しているとはいえない。
10以下に減少させることは出来ない。従って前述の特許
に提案されている補償はあらゆるタイプのディスプレイ
に適しているとはいえない。
フランス特許第2493012号（出願番号EN8022930）、フ
ランス特許第2580110号（出願番号EN8505146号）におい
ては、PWM方式は用いられていない。
ランス特許第2580110号（出願番号EN8505146号）におい
ては、PWM方式は用いられていない。
灰レベルは長さの異なる白又は黒の信号をシーケンシ
ャルに与えることにより得られる。
ャルに与えることにより得られる。
このドライブ方式は表示される灰レベルの数が10又は
16の場合には好適である。これは高周波で作動するドラ
イバ及びコントローラを必要とする。従って前述の特許
で提案されている方式はどんなタイプのディスプレイに
も適しているとはいえない。
16の場合には好適である。これは高周波で作動するドラ
イバ及びコントローラを必要とする。従って前述の特許
で提案されている方式はどんなタイプのディスプレイに
も適しているとはいえない。
４レベルのみの供給電源を用いた従来のアドレッシング
モード 第４図に示すように、従来のアドレッシングモードは
６レベルの供給電源により作動する。すなわち、 セグメント用のV1、V3、V4、一ＶEEとコモン用のV2、V5 の６レベルである。
モード 第４図に示すように、従来のアドレッシングモードは
６レベルの供給電源により作動する。すなわち、 セグメント用のV1、V3、V4、一ＶEEとコモン用のV2、V5 の６レベルである。
液晶が受ける最大振幅は電源の最大電位差V1−（−Ｖ
EE）と等しいＶSCAN＋ＶDATAである。
EE）と等しいＶSCAN＋ＶDATAである。
第５図はドライバ及び電源の代替案を示す。
この場合、電源には４レベルのみが必要である。
電源の最大電位差が大きく2V SCANの場合、液晶が受
取る最大振幅はＶSCAN＋ＶDATAである。
取る最大振幅はＶSCAN＋ＶDATAである。
同様に、コモンドライバへ供給される電圧のピーク値
は大きく2V SCANとなる。
は大きく2V SCANとなる。
６レベル電源に代えて４レベル電源を用いた場合で
も、ピクセルが実効的に受取る電圧は変らない。
も、ピクセルが実効的に受取る電圧は変らない。
遭遇する問題点は同じであり、対策案も同じである。
本発明をこのケースに適用すればより安価になるの
で、我々は、特にこのタイプの電源を指摘しておく。
で、我々は、特にこのタイプの電源を指摘しておく。
［発明が解決しようとする課題］ 本発明の目的は、ドットマトリックスLCDの視覚的性
能を改良することにあり、特に、多数の灰レベル表示ま
たはカラー表示のできる特に大型のドットマトリックス
液晶表示装置（LCD）の視覚的性能を改良することにあ
る。
能を改良することにあり、特に、多数の灰レベル表示ま
たはカラー表示のできる特に大型のドットマトリックス
液晶表示装置（LCD）の視覚的性能を改良することにあ
る。
本発明は、ツイステッドネマチック（TN）、スーパー
ツイステッドネマチック（STN）、カラースーパーホメ
オトロピック（CSH）、FLC等のいかなるタイプのドット
マトリックスLCDにも適用可能である。
ツイステッドネマチック（STN）、カラースーパーホメ
オトロピック（CSH）、FLC等のいかなるタイプのドット
マトリックスLCDにも適用可能である。
［課題を解決するための手段］ セグメント電源により供給される電流を（小さな直列
の抵抗等により）検出する。各抵抗上に発生した電位を
通常のインバータ増幅器により極性を反転し、増幅す
る。インバータ増幅器により供給された信号は、非選択
状態に対応するコモン電源の出力線に帰還する。たとえ
ば、コモン電源の出力線に接続されたキャパシタへ印加
する。これら出力線はキャパシタの他に抵抗を備えてい
る。
の抵抗等により）検出する。各抵抗上に発生した電位を
通常のインバータ増幅器により極性を反転し、増幅す
る。インバータ増幅器により供給された信号は、非選択
状態に対応するコモン電源の出力線に帰還する。たとえ
ば、コモン電源の出力線に接続されたキャパシタへ印加
する。これら出力線はキャパシタの他に抵抗を備えてい
る。
このようにして、対向するセグメント電極が全体的に
スイッチした時に、コモン電極に供給し得る有効電流が
飛躍的に増加する。
スイッチした時に、コモン電極に供給し得る有効電流が
飛躍的に増加する。
その結果、コモン信号上の寄生パルスの減衰時間も飛
躍的に減少する。コモン信号がノイズフリーの場合、ク
ロストークは減少する。本発明のドライブモードによる
レベル数に制限のない灰レベルの表示（各ラインの終了
時に１回の極性反転）に、PWM方式を用いることが適切
になる。
躍的に減少する。コモン信号がノイズフリーの場合、ク
ロストークは減少する。本発明のドライブモードによる
レベル数に制限のない灰レベルの表示（各ラインの終了
時に１回の極性反転）に、PWM方式を用いることが適切
になる。
［作用］ 本発明は、PWM方式を用いて、多数の灰レベルを表示
させたときのクロストークを減少させることができる。
させたときのクロストークを減少させることができる。
本発明はいかなるタイプのドライバとも組み合わせ可
能でありセル自体に他の追加部品を必要としない。
能でありセル自体に他の追加部品を必要としない。
本発明は、通常のドライバ及びセルを利用できる。改
良点は電源ボードへ組込まれるフィードバックシステム
のみによるので、大幅なコストアップを防止でき、製造
原価に与える影響が大きい。
良点は電源ボードへ組込まれるフィードバックシステム
のみによるので、大幅なコストアップを防止でき、製造
原価に与える影響が大きい。
［実施例］ 通常の６レベル電源の場合 第１図は、通常のコモンドライバ及びセグメントドラ
イバを供えた通常のドットマトリックスLCDと、標準タ
イプの６レベル電源（V1、V2、V3、V4、V5、−ＶEE）ボ
ード上に組込まれるフィードバックシステムを示す図で
ある。
イバを供えた通常のドットマトリックスLCDと、標準タ
イプの６レベル電源（V1、V2、V3、V4、V5、−ＶEE）ボ
ード上に組込まれるフィードバックシステムを示す図で
ある。
一般的構成を示す第１図においては、２個のコモンド
ライバ2a、2bと２個のセグメントドライバ3a、3bがLCD
セル１に接続されている。
ライバ2a、2bと２個のセグメントドライバ3a、3bがLCD
セル１に接続されている。
V2、V5（コモン用）及びV1、V3、V4、−ＶEE（セグメ
ント用）の出力電圧を有する標準的な６レベル電源４が
電力を供給する。
ント用）の出力電圧を有する標準的な６レベル電源４が
電力を供給する。
新たに以下のエレメントが設けられている。
電源電圧V2及びV5の保護抵抗ＲS2、ＲS5（例えば1k
Ω）、 電圧V1のバス上の（直列）センサ抵抗 r1 電圧V3のバス上のセンサ抵抗 r3 電圧V4のバス上のセンサ抵抗 r4 電圧−ＶEEのバス上のセンサ抵抗 rE r1の端子間に設けられているインバータ増幅器 A1 r3の端子間に設けられているインバータ増幅器 A3 r4の端子間に設けられているインバータ増幅器 A4 rEの端子間に設けられているインバータ増幅器 ＡE 増幅器A1と電圧V2のバス間のキャパシタ ＣS12 増幅器A3と電圧V2のバス間のキャパシタ ＣS32 増幅器A4と電圧V5のバス間のキャパシタ ＣS45 増幅器ＡEと電圧V5のバス間のキャパシタ CS E5 増幅器は以下に示す電圧を供給する。
Ω）、 電圧V1のバス上の（直列）センサ抵抗 r1 電圧V3のバス上のセンサ抵抗 r3 電圧V4のバス上のセンサ抵抗 r4 電圧−ＶEEのバス上のセンサ抵抗 rE r1の端子間に設けられているインバータ増幅器 A1 r3の端子間に設けられているインバータ増幅器 A3 r4の端子間に設けられているインバータ増幅器 A4 rEの端子間に設けられているインバータ増幅器 ＡE 増幅器A1と電圧V2のバス間のキャパシタ ＣS12 増幅器A3と電圧V2のバス間のキャパシタ ＣS32 増幅器A4と電圧V5のバス間のキャパシタ ＣS45 増幅器ＡEと電圧V5のバス間のキャパシタ CS E5 増幅器は以下に示す電圧を供給する。
A1:V1−αi1r1 （i1はr1は通る電流） A3:V3−αi3r3 （i3はr3を通る電流） A4:V4−αi4r4 （i4はr4を通る電流） ＡE：−ＶEE−αiErE （iEはrEを通る電流） なお、αは増幅器の増幅率である。
r1＝r3＝r4＝rE＝ｒsensor （例えば0.1Ω） CS12＝CS32＝CS45＝CSE5＝CS （例えば0.3μＦ） とする。
第３図を参照すると、本発明がコモン信号のノイズの
減少にいかに効果的かが判ろう。
減少にいかに効果的かが判ろう。
全セグメントがV1からV3へ変化する際のディスプレイ
及びドライブ信号を観察した。この変化はｔ＝t0の時に
起る。
及びドライブ信号を観察した。この変化はｔ＝t0の時に
起る。
t0の後直ちに、t0＋εにおいて、電源V3は電流i3を供
給する。抵抗r3（第１図参照）の端子間の電圧降下はi3
×r3であり、増幅器A3により供給される信号はV3−αi3
r3である。
給する。抵抗r3（第１図参照）の端子間の電圧降下はi3
×r3であり、増幅器A3により供給される信号はV3−αi3
r3である。
コモンドライバの抵抗を通る電流は： （１） iD＝［｛V2＋（V3−V1）｝ −V2−（αi3r3/2）］ /RDRIVER iD＝（V3−V1）/RDRIVER ＋（αi3r3/2）/RDRIVER この電流は通常の電源の低い方の電流に例えられる。
（iD）CONVENTIONAL＝（V3−V1）/RDRIVERと比較すべき
ものである また、電源V3により与えられる全電流が（Ｎ−１）個
の非選択コモンドライバを通る全電流と選択されたコモ
ンドライバを通る電流の和に等しいことがわかる。
ものである また、電源V3により与えられる全電流が（Ｎ−１）個
の非選択コモンドライバを通る全電流と選択されたコモ
ンドライバを通る電流の和に等しいことがわかる。
（２）i3≒NiD （１）と（２）の関係から iD［１−（NiDαr sensor/2R DRIVER）］ ＝（V3−V1）/R DRIVER となる。
原則的に、 α＝（２×ＲDRIVER）／（Ｎ×ｒsensor）の時、コモン
側の抵抗は、t0の変化の直後に０に近ずく傾向がある。
側の抵抗は、t0の変化の直後に０に近ずく傾向がある。
実際問題として、増幅器の遅れ時間を考慮に入れる必
要がある。
要がある。
コモン信号上のノイズを減らすことにより、セグメン
ト信号の極性反転によるクロストークを避けることがで
きる。
ト信号の極性反転によるクロストークを避けることがで
きる。
PWM方式は、大きなサイズのLCD上ヘレベル数に制限な
しに灰レベルを表示するのに適した方式になる。
しに灰レベルを表示するのに適した方式になる。
４レベル電源の場合 第２図は、コモンドライバ及びセグメントトドライバ
を有する通常のドットマトリックスLCDと４レベル（−
ＶSCAN、＋ＶSCAN、＋ＶDATA、−ＶDATA）タイプの電源
4aのボードに組込まれるフィードバックシステムを示
す。
を有する通常のドットマトリックスLCDと４レベル（−
ＶSCAN、＋ＶSCAN、＋ＶDATA、−ＶDATA）タイプの電源
4aのボードに組込まれるフィードバックシステムを示
す。
新たに以下のエレメントが設けられる。
接地線の保護抵抗ＲS（例べば1KΩ） センサ抵抗 ＋ＶDATAバス上の（直列）センサ抵抗ｒ＋−ＶDATAバス
上の（直列）センサ抵抗ｒ−インバータ増幅器 センサ抵抗ｒ＋の端子間のインバータ増幅器Ａ＋ センサ抵抗ｒ−の端子間のインバータ増幅器Ａ− ＊キャパシタ 増幅器Ａ＋と接地線間のキャパシタＣ＋ 増幅器Ａ−と接地線間のキャパシタＣ− 増幅器は次に示す電圧を供給する。
上の（直列）センサ抵抗ｒ−インバータ増幅器 センサ抵抗ｒ＋の端子間のインバータ増幅器Ａ＋ センサ抵抗ｒ−の端子間のインバータ増幅器Ａ− ＊キャパシタ 増幅器Ａ＋と接地線間のキャパシタＣ＋ 増幅器Ａ−と接地線間のキャパシタＣ− 増幅器は次に示す電圧を供給する。
Ａ＋：＋ＶDATA−αｉ＋ｒ＋（ｉ＋はｒ＋通る電流） Ａ−：−ＶDATA−αｉ−ｒ−（ｉ−はｒ−を通る電流） αは増幅器の増幅率、 ｒ＋＝ｒ−＝ｒsensor（例えば0.1Ω） Ｃ＋＝Ｃ−＝Ｃ（例えば0.3μＦ） である。
４レベル電源の考えを用いると、本発明によるデバイ
スをより簡単に、そしてより安価にできる。
スをより簡単に、そしてより安価にできる。
以上、実施例に沿って本発明を説明したが、本発明は
これらに制限されるものではない。たとえば、種々の変
更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明で
あろう。
これらに制限されるものではない。たとえば、種々の変
更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明で
あろう。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、ノイズが少な
くクロストークの少ないドットマトリックスLCDが実現
される。
くクロストークの少ないドットマトリックスLCDが実現
される。
第１図は６レベル電源を用いた場合の本発明の実施例の
概略構成を示す図、 第２図は４レベル電源を用いた場合の本発明の実施例の
概略構成を示す図、 第３図は本発明の原理的動作を示す図、 第４図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は通常のドットマトリッ
クスLCDのアドレッシングモード（６レベル電源の場
合）を示す図、 第５図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は通常のドットマトリッ
クスLCDのアドレッシングモード（４レベル電源の場
合）を示す図、 第６図（Ａ）、（Ｂ）はパルス幅変調（PWM）方式を示
す図、 第７図は従来のアドレッシングモードにおいてPWM方式
を用いた場合の問題点を示す図、 第８図（Ａ）、（Ｂ）はドットマトリックスLCDのドラ
イブ機構を示す図、 第９図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は改良アドレッシングモ
ードを示す図、 第10図は一様パターンを表示した場合のコモンシグナル
上のノイズを示す図、 第11図は黒及び白を交互に表示した場合のコモンシグナ
ル上のノイズを示す図である。
概略構成を示す図、 第２図は４レベル電源を用いた場合の本発明の実施例の
概略構成を示す図、 第３図は本発明の原理的動作を示す図、 第４図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は通常のドットマトリッ
クスLCDのアドレッシングモード（６レベル電源の場
合）を示す図、 第５図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は通常のドットマトリッ
クスLCDのアドレッシングモード（４レベル電源の場
合）を示す図、 第６図（Ａ）、（Ｂ）はパルス幅変調（PWM）方式を示
す図、 第７図は従来のアドレッシングモードにおいてPWM方式
を用いた場合の問題点を示す図、 第８図（Ａ）、（Ｂ）はドットマトリックスLCDのドラ
イブ機構を示す図、 第９図（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は改良アドレッシングモ
ードを示す図、 第10図は一様パターンを表示した場合のコモンシグナル
上のノイズを示す図、 第11図は黒及び白を交互に表示した場合のコモンシグナ
ル上のノイズを示す図である。
Claims (5)
- 【請求項１】セグメントドライバ電源とコモンドライバ
電源を有するドットマトリックス液晶ディスプレイ（LC
D）用の電源であって、セグメントドライバ電源から供
給する電流を検出し、反転し、増幅して、コモンドライ
バ電源に容量結合によって再注入することを特徴とする
ドットマトリックスLCD用の電源。 - 【請求項２】前記セグメントドライバ電源からの電流の
検出は、センサとして作用する直列抵抗によって行い、 該抵抗の端子間での電圧降下を、一組のインバータ増幅
器により各々反転し、増幅し、 該インバータ増幅器により供給された信号を、前記コモ
ンドライバ電源の出力へ一方の電極が接続されたキャパ
シタの他の電極に供給し、 前記コモンドライバ電源は、前記キャパシタの上流側に
保護抵抗を有することを特徴とする請求項１記載のドッ
トマトリックスLCD用の電源。 - 【請求項３】電源は６レベルの電圧を供給することを特
徴とする請求項１または２記載のドットマトリックスLC
D用の電源。 - 【請求項４】電源は４レベルの電圧を供給することを特
徴とする請求項１または２記載のドットマトリックスLC
D用の電源。 - 【請求項５】増幅率はα＝（２×ＲDRIUER COMMON）／
（Ｎ×ｒsensor）に調節される（ただし、Ｎは行数、Ｒ
DRIVER COMMONはコモンドライバの抵抗、ｒsensorはセ
ンサ抵抗の抵抗値）ことを特徴とする請求項２記載のド
ットマトリックスLCD用の電源。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2115600A JPH0812345B2 (ja) | 1990-05-01 | 1990-05-01 | ドットマトリックス液晶ディスプレイの電源 |
| US07/692,182 US5220315A (en) | 1990-05-01 | 1991-04-26 | Power source for dot matrix lcd |
| EP91106954A EP0455204B1 (en) | 1990-05-01 | 1991-04-29 | Power source for dot matrix lcd |
| DE69112896T DE69112896T2 (de) | 1990-05-01 | 1991-04-29 | Spannungsversorgung für eine Flüssigkristall-Punktmatrixanzeige. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2115600A JPH0812345B2 (ja) | 1990-05-01 | 1990-05-01 | ドットマトリックス液晶ディスプレイの電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0412319A JPH0412319A (ja) | 1992-01-16 |
| JPH0812345B2 true JPH0812345B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=14666642
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2115600A Expired - Lifetime JPH0812345B2 (ja) | 1990-05-01 | 1990-05-01 | ドットマトリックス液晶ディスプレイの電源 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5220315A (ja) |
| EP (1) | EP0455204B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0812345B2 (ja) |
| DE (1) | DE69112896T2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9115402D0 (en) * | 1991-07-17 | 1991-09-04 | Philips Electronic Associated | Matrix display device and its method of operation |
| DE69221434T2 (de) * | 1991-11-15 | 1997-12-11 | Asahi Glass Co Ltd | Bildanzeigevorrichtung und Verfahren zu ihrer Steuerung |
| JP2872511B2 (ja) * | 1992-12-28 | 1999-03-17 | シャープ株式会社 | 表示装置の共通電極駆動回路 |
| US5440322A (en) * | 1993-11-12 | 1995-08-08 | In Focus Systems, Inc. | Passive matrix display having reduced image-degrading crosstalk effects |
| JP3106078B2 (ja) * | 1994-12-28 | 2000-11-06 | シャープ株式会社 | 液晶駆動用電源 |
| US5726678A (en) * | 1995-03-06 | 1998-03-10 | Thomson Consumer Electronics, S.A. | Signal disturbance reduction arrangement for a liquid crystal display |
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| KR0172881B1 (ko) * | 1995-07-12 | 1999-03-20 | 구자홍 | 액정표시장치의 구조 및 구동방법 |
| CN1162736C (zh) * | 1995-12-14 | 2004-08-18 | 精工爱普生株式会社 | 显示装置的驱动方法、显示装置及电子装置 |
| KR0163938B1 (ko) * | 1996-01-13 | 1999-03-20 | 김광호 | 박막 트랜지스터형 액정표시장치의 구동회로 |
| KR101010433B1 (ko) * | 2003-12-26 | 2011-01-21 | 엘지디스플레이 주식회사 | 횡전계 방식 액정표시장치의 구동방법 |
| GB2430069A (en) * | 2005-09-12 | 2007-03-14 | Cambridge Display Tech Ltd | Active matrix display drive control systems |
| US8614654B2 (en) * | 2009-07-30 | 2013-12-24 | Apple Inc. | Crosstalk reduction in LCD panels |
| CN114280854B (zh) | 2021-12-17 | 2022-11-25 | 惠科股份有限公司 | 显示面板及显示器 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS598837B2 (ja) * | 1975-10-28 | 1984-02-27 | 株式会社日立製作所 | エキシヨウマトリクスヒヨウジソウチ ノ クドウソウチ |
| US4427978A (en) * | 1981-08-31 | 1984-01-24 | Marshall Williams | Multiplexed liquid crystal display having a gray scale image |
| FR2541027A1 (fr) * | 1983-02-16 | 1984-08-17 | Commissariat Energie Atomique | Imageur matriciel a dispositif de compensation du couplage entre les lignes et les colonnes |
| US4506955A (en) * | 1983-05-06 | 1985-03-26 | At&T Bell Laboratories | Interconnection and addressing scheme for LCDs |
| JPS60175077A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-09 | 株式会社日立製作所 | 情報保持装置 |
| SU1300516A1 (ru) * | 1985-06-10 | 1987-03-30 | Вильнюсский государственный университет им.В.Капсукаса | Устройство дл считывани графической информации |
| GB2194663B (en) * | 1986-07-18 | 1990-06-20 | Stc Plc | Display device |
-
1990
- 1990-05-01 JP JP2115600A patent/JPH0812345B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-04-26 US US07/692,182 patent/US5220315A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-04-29 DE DE69112896T patent/DE69112896T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-04-29 EP EP91106954A patent/EP0455204B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0455204B1 (en) | 1995-09-13 |
| DE69112896T2 (de) | 1996-05-30 |
| JPH0412319A (ja) | 1992-01-16 |
| DE69112896D1 (de) | 1995-10-19 |
| US5220315A (en) | 1993-06-15 |
| EP0455204A3 (en) | 1992-12-09 |
| EP0455204A2 (en) | 1991-11-06 |
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