DE602004011521T2

DE602004011521T2 - Schaltung zur signalverstärkung und verwendung dieser in aktivmatrix-bauelementen

Info

Publication number: DE602004011521T2
Application number: DE602004011521T
Authority: DE
Inventors: Martin J. c/o Philips Redhill EDWARDS; John R. A. Redhill AYRES
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2003-08-08
Filing date: 2004-07-30
Publication date: 2009-08-13
Anticipated expiration: 2024-07-31
Also published as: GB0318611D0; WO2005015532A1; JP2007502068A; KR20060065671A; ATE385023T1; US20060232577A1; TW200513023A; EP1654723A1; DE602004011521D1; CN1833269A; CN100442348C; EP1654723B1; US7733337B2; JP4851326B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verstärkungs- bzw. Spannungsverstärkungsschaltungen, insbesondere solche mit kapazitiven Kopplungseffekten. Die Schaltungen dienen im Besonderen zum Einsatz in Aktivmatrix-Arrayanordnungen.
Aktivmatrix-Arrayanordnungen haben bei vielen verschiedenen Anwendungszwecken weit verbreitete Verwendung gefunden. Zum Beispiel wurden diese als Sensoren, Speicher und Anzeigeeinrichtungen, wie z. B. Aktivmatrix-Flüssigkristall-(LC)Anzeigeeinrichtungen oder organische Leuchtdioden-(OLED)Anzeigen mit aktiver Matrix, eingesetzt.
Im Allgemeinen umfasst eine Aktivmatrix-Arrayanordnung typischerweise mehrere Datenleiter (zum Beispiel Spalten), die so angeordnet sind, dass sie mehrere Adressleiter (zum Beispiel Zeilen) kreuzen. Ein Matrixarrayelement ist an jedem Schnittpunkt dieser Leiter sowohl mit einem Adressleiter als auch einem Datenleiter verbunden. Die Elemente in Aktivmatrix-Anordnungen weisen einen Schalter, typischerweise in Form eines Dünnschichttransistors (TFT) auf, um ein Datensignal selektiv auf den Rest des Elements, zum Beispiel das Anzeigepixel, die Sensorzelle oder Speicherzelle, zu schalten.
Diese Zellen umfassen typischerweise kapazitive Komponenten, welche eine Ladung, die von der Datenebene abhängig ist, speichern.
Die Auffrischraten in diesen Einrichtungen (ob Anzeige, Sensor, Speicher oder andere) machen typischerweise ein schnelles Ein- und Ausschalten des Matrixelementschalters erforderlich, wodurch wiederum Ansprüche an die Spannungspegel gestellt werden, die eingesetzt werden, um die Transistorschalter schnell genug zu schalten. Es sind verschiedene Schaltungen vorhanden, um Versorgungsspannungen zu verstärken, um diese zur Steuerung der Transistoren geeignet zu machen. Ebenfalls wurde In-Pixel-Signalverstärkung in verschiedenen Formen vorgeschlagen.
Es besteht noch Bedarf an Signalverstärkungsschaltungen mit einer geringen Anzahl Komponenten, wodurch sich diese zur Integration in die Pixel/Zellen von Arrayanordnungen oder zur Verstärkung von Spannungspegeln eignen.
US 2005/0017929 offenbart die Verwendung eines spannungsabhängigen Kondensators (in Form eines MOS TFTs), um eine Steuerspannung zu verändern, die an einen Treibertransistor, der eingesetzt wird, um einem Elektrolumineszenz-Anzeigeelement Strom zuzuführen, angelegt wird. Der Kondensator wird verwendet, um einen Schwellenausgleich vorzusehen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Verstärkerschaltung mit einem Eingang, dem eine Eingangsspannung zugeführt wird, einer Kondensatoranordnung und einer Schaltanordnung vorgesehen,
wobei die Kondensatoranordnung einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator umfasst, die jeweils eine spannungsabhängige Kapazität aufweisen, und wobei die Schaltung in zwei Moden arbeiten kann, einem ersten Modus, in welchem die Eingangsspannung zumindest einem Anschluss des ersten Kondensators zugeführt wird, und einem zweiten Modus, in welchem eine Spannung an einem Anschluss des ersten und zweiten Kondensators geändert wird, und die Schaltanordnung bewirkt, dass Ladung zwischen dem ersten und zweiten Kondensator so umverteilt wird, dass sich die Spannung an dem ersten Kondensator ändert, um die Kapazität des ersten Kondensators zu reduzieren, wobei die Ausgangsspannung von der resultierenden Spannung an dem ersten Kondensator abhängig ist.
Die Erfindung sieht spannungsgesteuerte Kapazitäten in Kombination mit Ladungsaufteilung zwischen Kondensatoren vor, was in einer Spannungsverstärkungscharakteristik resultiert. Diese Anordnung kann somit zur Verstärkung einer Analogspannung oder zur Verstärkung eines Festpegels (d. h. Digitalspannung) eingesetzt werden. Damit kann die Schaltung der Erfindung zur Pegelverschiebung oder -verstärkung verwendet werden und weist eine geringe Anzahl Komponenten auf, um eine Integration in die Pixel eines Arrays (wenn gewünscht) zu ermöglichen.
Die Schaltanordnung kann einen Eingangsschalter aufweisen, um die Eingangsspannung selektiv an die Kondensatoranordnung zu koppeln, wobei der Eingangsschalter die Eingangsspannung in dem ersten Modus an die Kondensatoranordnung koppelt und dieser in dem zweiten Modus die der Kondensatoranordnung zugeführte Eingangsspannung isoliert. In dem zweiten Modus wird eine Spannung an einem Anschluss des ersten und/oder zweiten Kondensators geändert. Somit speichert diese Anordnung eine Eingangsspannung an der Kondensatoranordnung und ändert dann Steuerspannungen, um einen Ladungsaufteilungsbetrieb zu bewirken, der die Ausgangsspannung ändert.
Die Änderung der Spannung an dem einen Anschluss des ersten und zweiten Kondensators resultiert vorzugsweise in einer Reduzierung der Kapazitäten. Diese kann verwendet werden, um einen Spannungsanstieg zu erzeugen. Der erste und zweite Kondensator können identisch sein.
Dieser Einsatz von zwei spannungsabhängigen Kapazitäten gleicht Ladungsfluss aus. Zum Beispiel wird in dem zweiten Modus eine Spannung an dem einen Anschluss des ersten Kondensators erhöht und eine Spannung an dem einen Anschluss des zweiten Kondensators verringert.
Bei einer anderen Anordnung umfasst die Schaltanordnung:

– einen ersten Schalter oder Schalter, welche die Eingangsspannung an einen Anschluss des ersten und zweiten Kondensators koppeln;
– zweite Schalter, welche jeweilige Steuerspannungen an die einen Anschlüsse des ersten und zweiten Kondensators koppeln, sowie
– einen Eingangsschalter, welcher eine Referenzspannung an die anderen Anschlüsse des ersten und zweiten Kondensators koppelt.

Bei dieser Anordnung sind in dem ersten Modus der erste Schalter bzw. die Schalter und der Eingangsschalter geschlossen, so dass eine Spannung an den Kondensatoren von der Eingangsspannung abhängig ist, während in dem zweiten Modus die zweiten Schalter geschlossen sind und die Ausgangsspannung die Spannung an den anderen Anschlüssen des ersten und zweiten Kondensators darstellt.
Bei einer weiteren Anordnung ist der Eingang mit einem Anschluss des ersten und zweiten Kondensators verbunden, und jeweilige Steuerspannungen sind durch jeweilige Steuerschalter der Schaltanordnung an die anderen Anschlüsse des ersten und zweiten Kondensators gekoppelt. Die Schaltanordnung weist vorzugsweise weiterhin einen zwischen den anderen Anschlüssen des ersten und zweiten Kondensators geschalteten Kurzschlussschalter auf.
Bei dieser Schaltung sind die Steuerschalter in dem ersten Modus geschlossen, und die Spannungen an den Kondensatoren sind von der Eingangsspannung abhängig, während in dem zweiten Modus der Kurzschlussschalter geschlossen ist und die Ausgangsspannung die Spannung an den anderen Anschlüssen des ersten und zweiten Kondensators darstellt.
Im Allgemeinen kann der oder jeder spannungsabhängige Kondensator einen Transistor aufweisen, bei dem Source und Drain zusammengeschaltet sind, wobei der eine Anschluss durch das Gate und der andere Anschluss durch die Zusammenschaltung von Source und Drain definiert werden. Hierdurch wird ein spannungsabhängiger Kondensator vorgesehen, welcher mit anderen Transistoranordnungen leicht integriert werden kann. Zum Beispiel können MOS-Dünnschichttransistoren eingesetzt werden.
Der Eingangsschalter kann durch die Spannung an dem einen Anschluss des ersten Kondensators gesteuert werden. Auf diese Weise werden die zeitliche Steuerung und die Steuerung der Spannungsabhängigkeit des Kondensators (oder der Kondensatoren) durch ein einzelnes Steuersignal bestimmt, was die Steuerung der Schaltung vereinfacht und die Anzahl der erforderlichen Steuerleitungen reduziert. Der Eingangsschalter kann einen ersten Transistor umfassen, wobei das Gate mit dem einen Anschluss des ersten Kondensators verbunden ist. Wird ein zweiter spannungsabhängiger Kondensator eingesetzt, kann der Eingangsschalter einen zweiten Transistor parallel zu dem ersten Transistor aufweisen, wobei das Gate des zweiten Transistors mit dem einen Anschluss des zweiten Kondensators verbunden ist.
Die Schaltungen der Erfindung können in einer Aktivmatrix-Anordnung mit einem Array von Array-Elementen und einem Schaltkreis zur Erzeugung von Steuersignalen zur Steuerung der Array-Elemente verwendet werden. Die Schaltung wird dann zur Erhöhung des Spannungspegels der Steuersignale eingesetzt, bevor diese den Array-Elementen zugeführt werden.
Die Schaltungen der Erfindung könnten ebenfalls außerhalb des Arrays verwendet werden, um eine Pegelverschiebung von, von externen ICs abgegebenen Signalen, zum Beispiel Steuersignalen von einem Niederspannungs-Controller-IC oder digitalen Datensignalen von einem externen Speicher-IC, vorzusehen. Die pegelverschobenen Signale könnten dann durch integrierte TFT-Schaltungen, zum Beispiel Digital-Analog-Wandler innerhalb einer Spaltenansteuerschaltung, verarbeitet werden.
Bei einem weiteren Verwendungszweck kann die Erfindung in einer Aktivmatrix-Anzeigeeinrichtung mit einem Array von Anzeigepixeln angewandt werden, wobei jedes Anzeigeelement eine Pixelauffrischschaltung aufweist, welche die Schaltung der Erfindung umfasst, um die Gatespannung eines Steuertransistors innerhalb der Auffrischschaltung zu verstärken.
Zum Beispiel kann die Auffrischschaltung eine Abtastschaltung, um eine Anzeigepixelspannung in einer Speicherkondensatoranordnung zu speichern, sowie eine Schreibschaltung, um dem Anzeigepixel in Abhängigkeit der gespeicherten Anzeigepixel spannung eine Spannung zuzuführen, umfassen, wobei die Schreibschaltung den Steuertransistor aufweist, wobei die Gatespannung des Steuertransistors von der Speicherkondensatoranordnung abgegeben wird und wobei die Speicherkondensatoranordnung die Kondensatoranordnung der Verstärkerschaltung umfasst.
Allgemeiner gesagt, die Schaltung der Erfindung kann in einer Aktivmatrix-Arrayanordnung mit einer Anordnung von Array-Elementen eingesetzt werden, wobei jedes Array-Element in dem Array mit der Schaltung der Erfindung versehen ist. Die Array-Elemente können zum Beispiel Speicherzellen, Bildsensorpixel oder Anzeigepixel aufweisen.
Die Erfindung sieht ebenfalls ein Verfahren zur Verstärkung eines Signals vor, wonach: ein Eingangssignal einer Kondensatoranordnung mit einem ersten Kondensator, der eine spannungsabhängige Kapazität aufweist, und einem zweiten Kondensator zugeführt wird; bewirkt wird, dass die Ladung zwischen dem ersten und zweiten Kondensator so umverteilt wird, dass sich die Spannung an dem ersten Kondensator ändert, um die Kapazität des ersten Kondensators zu reduzieren; und eine von der resultierenden Spannung an dem ersten Kondensator abhängige Ausgangsspannung abgegeben wird.
Beispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1 – eine konventionelle Pixelanordnung für eine LC-Anzeige mit aktiver Matrix;
2 – eine komplette LC-Anzeige;
3 – eine schematische Darstellung einer Verstärkerschaltung der Erfindung:
4 – eine Ausführung der Schaltung von 3;
5 – die Charakteristiken des in der Schaltung von 3 verwendeten, spannungsabhängigen Kondensators;
6 – die Steuerspannungen zur Steuerung der Schaltung von 3;
7 – ein vereinfachtes Modell der zur Darstellung des Schaltungsansprechverhaltens verwendeten Kondensatorcharakteristiken;
8 – das Ansprechverhalten der Schaltung von 3 auf der Basis des Modells von 7 für den spannungsabhängigen Kondensator;
9 – eine zweite Ausführung der Schaltung von 3;
10 – die Steuerspannungen zur Steuerung der Schaltung von 9;
11 – das Ansprechverhalten der Schaltung von 9 auf der Basis des Modells von 7 für die spannungsabhängigen Kondensatoren;
12 – eine Schaltungsausführung der Schaltung von 9;
13 – das Ansprechverhalten der Schaltung von 12;
14 – ein weiteres Beispiel der Schaltung der Erfindung;
15 – die Charakteristiken der in der Schaltung von 14 verwendeten, spannungsabhängigen Kondensatoren;
16 – die Steuerspannungen zur Steuerung der Schaltung von 14;
17 – das Ansprechverhalten der Schaltung von 14;
18 – ein weiteres Beispiel der Schaltung der Erfindung;
19 – die Steuerspannungen zur Steuerung der Schaltung von 18;
20 – das Ansprechverhalten der Schaltung von 18;
21 – die Schaltung von 12 mit einem Ausgangspuffer;
22 – die Schaltung von 12 mit einem Ausgangs-Latch;
23 – eine vorgeschlagene LCD-Pixelanordnung mit einer Pixelauffrischschaltung;
24 – eine schematische Darstellung, wie die Schaltung von 23 zum Zwecke der Verwendung der Verstärkeranordnung der Erfindung modifiziert werden kann; sowie
25 – eine Ausführung der Schaltung von 24.
Die Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Schaltungen zur Verstärkung von Signalen. Genauer gesagt bezieht sich die Erfindung jedoch auf Verstärkungsvorgaben bei Aktivmatrix-Arrayanordnungen. Aus diesem Grund werden zuerst eine der gebräuchlichsten Formen von Aktivmatrix-Anordnungen sowie die spezifischen Probleme, welche solche Anordnungen betreffen, denen sich die vorliegende Erfindung widmet, beschrieben.
1 zeigt eine konventionelle Pixelausführung für eine Aktivmatrix-Flüssigkristallanzeige. Die Anzeige ist als ein Array von Pixeln in Zeilen und Spalten angeordnet. Jede Zeile von Pixeln nutzt einen Zeilenleiter 10 und jede Spalte von Pixeln einen Spaltenleiter 12 gemeinsam. Jedes Pixel weist einen Dünnschichttransistor 14 und eine Flüssigkristallzelle 16 auf, die zwischen dem Spaltenleiter 12 und einer gemeinsamen E lektrode 18 in Reihe geschaltet sind. Der Transistor 14 wird durch ein an dem Zeilenleiter 10 abgegebenes Signal ein- und ausgeschaltet. Der Zeilenleiter 10 ist somit mit dem Gate 14a jedes Transistors 14 der zugeordneten Zeile von Pixeln verbunden. Jedes Pixel weist zusätzlich einen Speicherkondensator 20 auf, der an einem Ende 22 mit der nächsten Zeilenelektrode, mit der vorhergehenden Zeilenelektrode oder mit einer separaten Kondensatorelektrode verbunden ist. Dieser Kondensator 20 speichert eine Steuerspannung, so dass ein Signal selbst nach Abschalten des Transistors 14 an der Flüssigkristallzelle 16 gehalten wird.
Um die Flüssigkristallzelle 16 so anzusteuern, dass diese zwecks Erreichens einer erforderlichen Graustufe auf eine gewünschte Spannung gesetzt wird, wird an dem Spaltenleiter 12, gleichzeitig mit einem Zeilenadressimpuls an dem Zeilenleiter 10, ein geeignetes Analogsignal abgegeben. Dieser Zeilenadressimpuls schaltet den Dünnschichttransistor 14 ein, wodurch der Spaltenleiter 12 die Flüssigkristallzelle 16 bis zu der gewünschten Spannung und ebenfalls den Speicherkondensator 20 bis zu der gleichen Spannung laden kann. Am Ende des Zeilenadressimpulses wird der Transistor 14 abgeschaltet, und der Speicherkondensator 20 hält eine Spannung an der Zelle 16 aufrecht, wenn andere Zeilen adressiert werden. Der Speicherkondensator 20 reduziert den Effekt des Flüssigkristallverlustes und verringert die durch die Spannungsabhängigkeit der Flüssigkristallzellenkapazität hervorgerufene, prozentuale Variation der Pixelkapazität.
Die Zeilen werden sequentiell adressiert, so dass alle Zeilen in einer Rahmenperiode adressiert und in nachfolgenden Rahmenperioden aufgefrischt werden.
Wie in 2 dargestellt, werden dem Array 34 von Anzeigepixeln die Zeilenadresssignale von Zeilenansteuerschaltung 30 und die Pixelsteuersignale von Spaltenadressschaltung 32 zugeführt. Die Anzeige weist eine Hintergrundbeleuchtung 36 auf, und jede Flüssigkristallzelle moduliert (d. h. dampft variabel) das Licht von der Hintergrundbeleuchtung 36, um die Pixelbildhelligkeit (durch Pfeile 38 dargestellt), von der gegenüber liegenden Seite des Arrays 34 von Anzeigepixeln aus gesehen, zu verändern. Das Array 34 bildet ein Aktivmatrix-Anzeigemodul. Es werden Farbfilter verwendet, um rote, grüne und blaue Pixel vorzusehen, wodurch eine Farbanzeigeeinrichtung gebildet werden kann.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf den Einsatz von spannungsabhängigen Kondensatoren zur Verstärkung von Signalen. Die Technik ist zur Anwendung bei der Pixelschaltung von großflächigen Matrixanordnungen, wie z. B. Anzeigen (wie oben beschrieben) und Sensoren, bei denen die Anwendung von konventionellen Signalverstär kungstechniken infolge von begrenzter TFT-Leistung und begrenztem Raum für die Anordnung von Schaltungen schwierig sein kann, von besonderem Interesse.
3 zeigt schematisch eine allgemeine Anordnung der Schaltung der Erfindung. Bei dieser Version der Erfindung wird eine Eingangsübertragungsschaltung 40, um das Eingangssignal an eine Anordnung von Kondensatoren 42 anzulegen, sowie eine Augangsübertragungsschaltung 44, um das verstärkte Signal einer anderen Schaltung zuzuführen, verwendet.
Eine einfache Schaltung, die den Grundgedanken dieses Lösungswegs zeigt, ist in 4 dargestellt. Die Eingangssignalspannung wird durch einen Schalter S_IN an die Kondensatoren C₁ und C₂ angelegt. Der Schalter stellt die Eingangsübertragungsschaltung 40 dar. C₁ ist ein Kondensator, der einen konstanten Wert aufweist, während C₂ ein Kondensator ist, der eine Kapazität aufweist, die sich entsprechend der an diesem anliegenden Spannung verändert. Bei einer realen Schaltung können diese Kondensatoren Elemente der realen Schaltung sein oder können die parasitären Kapazitäten der Schaltung, zum Beispiel die Layout-Kapazität der Schaltung oder die Kapazität von Schaltelementen, wie z. B. Dünnschichttransistoren, darstellen. In 4 ist keine Augangsübertragungsschaltung dargestellt.
Der spannungsabhängige Kondensator C₂ kann durch einen Metall-Oxid-Halbleiter-(MOS)Kondensator gebildet werden. 5 zeigt, wie sich die Kapazität eines MOS-Kondensators mit der Spannung an diesem als Funktion f_c(V_c) ändern kann. Weist die angelegte Spannung V_C einen großen, positiven Wert auf, tendiert die Kapazität zu einem Maximalwert. Weist die angelegt Spannung V_C einen geringen Wert auf, wird die Kapazität auf einen Minimalwert reduziert.
Es ist die Funktion der Schaltung von 3, während einer Eingangsperiode und während einer Ausgangsperiode an verschiedenen Punkten entlang der Kurve zu arbeiten. 5 zeigt eine Kondensatorspannung V_OUT – V_A2 für die Ausgangsperiode und eine Kondensatorspannung V_IN – V_A1 für die Eingangsperiode.
Die dem Betrieb der Schaltung zugeordneten Wellenformen sind in 6 dargestellt. In dem ersten Teil des Schaltungsbetriebs ist der Schalter S_IN während eines Zeitraums geschlossen, in dem sich der Ausgangsknoten der Schaltung bis zu dem Pegel der Eingangsspannung aufladen kann. Sodann wird der Schalter geöffnet, und die an eine Seite des Kondensators C₂ angelegte Spannung wird von einem Ausgangspegel V_A1 auf einen höheren Pegel V_A2 gesetzt.
Der Einfluss, den die Änderung der Spannung V_A auf die Ausgangsspannung der Schaltung hat, kann durch Erkennen, dass die Änderung der an C1 und C2 aufgrund des Übergangs in V_A anliegenden Ladung in der Größenordnung gleich und von entgegengesetzten Vorzeichen sein muss, beurteilt werden.
Betrachten wir den Fall, in dem die Spannungsabhängigkeit von Kondensator C₂ durch die einfache Stufenfunktion beschrieben werden kann, die in 7 dargestellt ist; diese zeigt eine Schwelle V_T, an welcher die Stufenänderung der Kapazität zwischen C_2max und C_2min stattfindet. V_A1 und V_A2 werden so gewählt, dass die Spannung an C₂ während der Eingangsphase größer als die Schwellenspannung, V_T, des Kondensators ist und die Spannung an C₂ während der Ausgangsphase niedriger als die Schwellenspannung ist.
Die Ausgangsspannung kann durch Gleichsetzen des Ladungsflusses zwischen C₁ und C₂ zu der Eingangsspannung in Beziehung gesetzt werden. ΔQ1 = –ΔQ2 (VOUT – VIN)C1 = C2min(VT – (VOUT – VA2)) + C2max((VIN – VA1) – VT) VOUT(C1 + C2min) = VIN(C1 + C2max) + C2min(VT + VA2) – C2max(VA1 + VT)
Die maximale Signalverstärkung ist daher
Es liegt ebenfalls eine Offsetspannung vor
Wenn C₁ = 0,05 pF, C_2max = 0,1 pF, C_2min = 0,02 pF, dann Verstärkung = 2,14.
Diese Verstärkung wird nur über einen bestimmten Spannungsbereich erreicht. Die Art und Weise, in der V_OUT als eine Funktion von V_IN variiert, ist für den Fall, in dem V_A1 = 0 V, V_A2 = 5 V und V_T = 2 V, in 8 dargestellt. Der Betrieb dieser bestimmten Schaltung ist durch drei Bereiche gekennzeichnet. Über einen bestimmten Eingangsspannungsbereich entspricht die geringe Signalverstärkung der Schaltung dem berechneten Wert von 2,14. Wenn jedoch die Eingangsspannung unter einen bestimmten Wert fällt oder über einen bestimmten Wert ansteigt, fällt die Verstärkung auf 1 ab. Die Grenzen des Bereichs, in dem die geringe Signalverstärkung der Schaltung größer als Eins ist, entsprechen den Punkten, an denen die Anfangs- oder Endspannung an dem Kondensator C₂ der Schwellenspannung V_T entspricht. Jenseits dieser Grenzen ändert die Kapazität von C₂ nicht den Wert zwischen der Eingangs- und Ausgangsperiode, weshalb die Verstärkung der Schaltung auf 1 abfällt. Die untere Grenze ist, wenn V_IN – V_A1 = V_T oder alternativ V_IN = V_T + V_A1. Die obere Grenze ist, wenn V_OUT – V_A2 = V_T oder alternativ V_OUT = V_T + V_A2. Zur Erreichung der maximalen Signalverstärkung sollte der Eingangssignalbereich auf den Bereich zwischen dieser oberen und unteren Grenze beschränkt sein; jedoch wird noch immer eine Verstärkung von größer als Eins erreicht, wenn zumindest ein Teil des Eingangssignalbereichs zwischen diese Grenzen fällt, wobei jedoch die Verstärkung nicht linear ist.
Die genau abgegrenzten Betriebsbereiche, die in 8 dargestellt sind, reflektieren die Stufenfunktionscharakteristik der Kapazität, welche in 7 dargestellt ist. Bei realen Schaltungen ist die Kapazitätsvariation, wie in 5 dargestellt, wahrscheinlich gradueller, was den Effekt hat, dass der Übergang zwischen diesen drei Betriebsbereichen weniger klar vorgesehen wird.
Es besteht die Möglichkeit, die Verstärkung zu erhöhen und die Verschiebung der Schaltung zu reduzieren, indem, wie in 9 dargestellt, C₁ durch einen zweiten spannungsabhängigen Kondensator ersetzt wird. Dieser zweite spannungsabhängige Kondensator ist ebenfalls so vorgesehen, dass seine Kapazität während der Ausgangsperiode reduziert wird. Er wird von einem zweiten Signal V_B gesteuert, welches im Vergleich zu V_A invertiert ist, so dass es darauf hinaus läuft, dass die Ankopplung der beiden Signale an den Ausgangsknoten abgebrochen wird. Wird davon ausgegangen, dass die spannungsabhängige Kapazität von C₁ in der gleichen Form wie diese von C₂ vorgesehen ist, dann müssen, um sicherzustellen, dass sich der Wert von C₁ während der Ausgangsperiode verringert, die Anschlüsse von C₁ gegenüber diesen von C₂ umgekehrt werden. Wellenformen, die dem Betrieb der Schaltung zugeordnet sind, sind in 10 dargestellt.
Während der Eingangsphase liegt V_B auf einem hohen Pegel, V_B1, und V_A auf einem niedrigen Pegel, V_A1. Während der Ausgangsphase wird V_B auf einen niedrigen Pegel, V_B2, und V_A auf einen hohen Pegel, V_A2, geschaltet, so dass die Kapazität von sowohl C₁ als auch C₂ abnimmt. Es kann zweckmäßig sein, V_B1 = V_A2 und V_A1 = V_B2 einzustellen. Obgleich die Spannungen V_A und V_B in 10 so dargestellt sind, dass sie gleichzeitig schalten, tritt die Verstärkung des Signals noch ein, sobald beide Spannungen ihre Endwerte erreichen, selbst wenn die Spannungen zu verschiedenen Zeiten geschaltet werden.
In dem Idealfall sollte S_IN geöffnet sein, bevor oder während VA und VB sich zu ändern beginnen, um zu verhindern, dass Ladung durch den Schalter zu der Eingangsspannungsquelle zurückfließt.
Die Verstärkung der Schaltung kann auf die gleiche Weise wie oben berechnet werden:
Wenn zum Beispiel C_1max = C_2max = 0,1 pF, C_1min = C_2min = 0,02 pF, dann Verstärkung = 5.
Die Art und Weise, in der V_OUT als eine Funktion von V_IN variiert, ist, für den Fall, in dem V_A1 = V_B2 = 0 V, V_A2 = V_B1 = 5 V und V_T = 2 V, in 11 dargestellt. Der Betrieb der Schaltung ist durch fünf Bereiche gekennzeichnet. Über einen bestimmten Eingangsspannungsbereich entspricht die geringe Signalverstärkung der Schaltung dem berechneten Wert von 5; wenn jedoch die Eingangsspannung unter einen bestimmten Wert fällt oder über einen zweiten Wert ansteigt, fällt die Verstärkung auf 3 ab. Wird die Eingangsspannung über eine weitere obere Grenze und eine weitere untere Grenze hinaus erhöht, wird die Verstärkung auf 1 reduziert. Die Punkte, an denen die Verstärkung der Schaltung ihren Wert verändert, werden wiederum zu den Spannungen an den spannungsabhängigen Kondensatoren während der Eingangs- und Ausgangsperiode in Beziehung gesetzt. Jedem Kondensator werden zwei Punkte entsprechend dem Zustand, in welchem die Anfangsspannung an dem Kondensator V_T(V_IN = V_T + V_A1 und V_IN = V_B1 – V_T) entspricht und in welchem die Endspannung an dem Kondensator V_T(V_OUT = V_T + V_A2 und V_OUT = V_B2 – V_T) entspricht, zugeordnet. Der Grund, warum die Verstärkung bei bestimmten Eingangsspannungspegeln reduziert wird, ist, dass, wie zuvor, die Kapazität von einem oder beiden spannungsabhängigen Kondensatoren sich zwischen der Eingangs- und Ausgangsperiode nicht verändert. Zur Erreichung der maximalen Verstärkung muss die Kapazität von beiden spannungsabhängigen Kondensatoren zwischen der Eingangs- und Ausgangsperiode verringert werden.
Die Offsetspannung der Schaltung ist von den relativen Werten von C₁ und C₂ sowie den Spannungspegeln der Signale V_A und V_B abhängig. Es kann wünschenswert sein, die Werte dieser Parameter zu variieren, um die Offsetspannung auf einen Wert einzustellen, welcher für einen vorgegebenen Schaltungszustand geeignet ist.
Wie oben erwähnt, dient ein möglicher Einsatz der Schaltung der Integration in die Pixel einer Arrayanordnung. Eine mögliche Ausführung der Verstärkerschaltung von 9 mit polykristallinen MOS-Transistoren ist in 12 dargestellt.
Die Schaltung wird unter Verwendung einer Kombination aus p- und n-Dünnschichttransistoren aus polykristallinem Silicium gebildet. Der Schalter, der eingesetzt wird, um die Eingangsspannung während der Eingangsperiode an den Ausgangsknoten anzulegen, ist ein durch die Transistoren T1 und T2 gebildetes CMOS-Transmissionsgate. Die Gates dieser Transistoren werden mittels komplementärer Taktsignale CLK und NCLK angesteuert. Obgleich ein CMOS-Transmissionsgate dargestellt ist, könnten p- oder n-Transistoren allein verwendet werden, um den Schalter zu bilden. Spannungsabhängige Kondensatoren, welche mit dem Ausgangsknoten verbunden sind, werden unter Verwendung der beiden Transistoren T3 und T4 gebildet. Source- und Drainanschluss jedes Tran sistors sind als zusammengeschaltet dargestellt, obgleich es im Grunde genommen ausreichen würde, lediglich ein Ende jedes Transistors anzuschließen und dabei den zweiten Anschluss von der Stromquelle getrennt zu lassen. Es werden Komplementärtransistoren verwendet, obgleich alternativ ein einzelner Transistortyp eingesetzt werden könnte, solange die Anschlüsse an das Gate und die Source/oder den Drain entsprechend angeordnet sind, um die gewünschte Reduzierung der Kapazität zwischen der Eingangs- und Ausgangsperiode vorzusehen. Bei diesem Schaltungsbeispiel sind die Gates von T3 und T4 mit den beiden Schaltsteuersignalen CLK und NCLK verbunden.
Ist das Signal CLK ein hohes und NCLK ein schwaches Signal, wird das durch T1 und T2 gebildete Transmissionsgate eingeschaltet und die Eingangsspannung zu den durch T3 und T4 gebildeten Kondensatoren übertragen. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen dem Signal CLK und der Eingangsspannung einen positiven Wert aufweist, der größer als die Schwellenspannung des n-Transistors ist, hat T3 eine relativ große Kapazität. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen dem Signal NCLK und der Eingangsspannung einen negativen Wert aufweist, der größer als die Schwellenspannung des p-Transistors ist, hat T4 ebenfalls eine relativ große Kapazität. Werden die Pegel von CLK und NCLK so geschaltet, dass CLK ein schwaches und NCLK ein hohes Signal ist, schaltet sich das Transmissionsgate ab, und der Ausgangsknoten wird von der Eingangsspannung getrennt. Gleichzeitig werden durch die Änderung der Spannungspegel von CLK und NCLK die an den Kondensatoren T3 und T4 anliegenden Spannungen verändert. Liegt die Eingangsspannung innerhalb eines geeigneten Bereichs, fallen die Spannungen an den Kondensatoren unter die Schwellenspannungen der Transistoren; daher wird deren Kapazität reduziert, wobei das getastete Eingangssignal verstärkt wird.
Die Ergebnisse von Simulationen dieser Schaltung sind in 13 dargestellt. Diese zeigt, wie sich die Ausgangsspannung und die Verstärkung in dem Fall, in dem CLK und NCLK zwischen Spannungen von 0 V und 10 V schalten, mit der Eingangsspannung verändern. Die Schwellenspannungen der TFTs betragen etwa 3 V bei dem n-Typ und –3 V bei dem p-Typ. T1 und T2 weisen Breiten von 5 μm, während T3 und T4 Breiten von 40 μm aufweisen. Die Länge aller TFTs beträgt 5 μm.
In 12 werden die TFT-Kondensatoren mit den gleichen Signalen angesteuert, welche die Eingangsschalttransistoren steuern. Es können separate Steuersignale eingesetzt werden, um zum Beispiel das Schalten von Signalen an den TFT-Kondensatoren gegenüber dem Schalten der TFT-Eingangsschalter zu verzögern. Dieses kann zum Ausgleich von Anstiegsgeschwindigkeiten der Schaltsignale wünschenswert sein.
Bei der Schaltung von 9 wird das Eingangssignal durch einen Eingangsschalter an einen Anschluss von beiden Kondensatoren angelegt. Es gibt mehrere weitere Möglichkeiten, die Signalspannung an die Kondensatoranordnung anzulegen. Außer, dass die Eingangsspannung an den Knoten angelegt werden kann, der von den beiden spannungsabhängigen Kondensatoren gemeinsam genutzt wird, könnte diese zum Beispiel alternativ an den Knoten, an den die Steuerspannung V_B gekoppelt ist, oder an beide Knoten angelegt werden. Was wichtig ist, ist, dass die Eingangsspannung die an mindestens einem (vorzugsweise allen) der spannungsabhängigen Kondensatoren anliegende Spannung während der Eingangsperiode beeinflussen muss.
14 zeigt die gleiche Kondensatoranordnung wie 9, jedoch mit zusätzlichen Schaltern, damit das Eingangssignal an die gegenüberliegenden Anschlüsse von beiden spannungsabhängigen Kondensatoren während der Eingangsperiode angelegt werden kann. Tatsächlich waren die zusätzlichen Schalter in 14 bereits in den Schaltungen zur Erzeugung von V_A und V_B vorhanden, so dass die Schaltung von 14 die erforderliche Gesamtschaltung tatsächlich nicht signifikant kompliziert. Gleichzeitig wird der Knoten, der von den beiden Kondensatoren gemeinsam genutzt wird, bis zu einem Referenzpotential V_R geladen.
Die Schaltung weist somit einen ersten Eingangsschalter S₁ auf, der die Referenzspannung V_R an den gemeinsamen Kondensatoranschluss koppelt. Der zweite und dritte Schalter S₂ und S₃ koppeln die Eingangsspannung an den gegenüberliegenden Anschluss jedes Kondensators. Der dritte und vierte Schalter S₄ und S₅ koppeln die Steuerspannungen V_A und V_B an die jeweiligen Kondensatoren derselben.
Bei der folgenden Analyse wird davon ausgegangen, dass die spannungsabhängigen Kondensatoren durch n-MOS-Bauelemente des Verarmungstyps mit einer idealisierten Kapazität gegenüber der Charakteristik der angelegten Spannung der in 15 dargestellten Form gebildet werden.
Die Schwellenspannung des Verarmungs-MOS-Kondensators ist negativ. Ist die Spannung an dem Kondensator negativer als diese Schwellenspannung, weist der Kondensator einen geringen Kapazitätswert auf; ist die Spannung an dem Kondensator dagegen positiver als die Schwellenspannung, weist der Kondensator einen höheren Kapazitätswert auf.
Während der Eingangsperiode sind die Schalter S₁, S₂ und S₃ geschlossen, während S₄ und S₅ geöffnet sind. Somit werden die Referenzspannung auf einer Seite jedes Kondensators und die Eingangsspannung auf der anderen Seite jedes Kondensators gespeichert. Der Wert der Referenzspannung V_R wird so gewählt, dass die beiden spannungsabhängigen Kondensatoren während der Eingangsperiode den höheren Kapazitätswert aufweisen. Ist die Ladung abgeschlossen, werden S₁, S₂ und S₃ geöffnet und S₄ und S₅ während der Ausgangsperiode geschlossen. Damit werden die Steuerspannungen an die anderen Seiten der beiden Kondensatoren angelegt.
Die Pegel von V_A und V_B werden so gewählt, dass die Spannungen an den spannungsabhängigen Kondensatoren während der Ausgangsperiode negativer als die Schwellenspannung werden; daher fallen die Kapazitätswerte dieser Kondensatoren auf den niedrigeren Wert ab. Die relativen Pegel der verschiedenen Spannungen sind durch die Wellenformen in 16 dargestellt.
17 zeigt, wie sich in dem Fall, in dem der höhere Kapazitätswert der spannungsabhängigen Kondensatoren 0,1 pF, der niedrigere Kapazitätswert 0,02 pF, V_A = 5 V, V_B = 0 V, V_R = 2,5 V und V_T = –1 V beträgt, die Ausgangsspannung der Schaltung mit der Eingangsspannung verändert. Wie in dem Fall der Schaltung von 9 weist die maximale Verstärkung eine Größenordnung von 5 auf, wobei jedoch bei dieser modifizierten Schaltung die Verstärkung negativ ist und die Schaltung sich wie ein Umkehrverstärker verhält. Die Umkehrung erfolgt, da der Knoten, an den das Eingangssignal angelegt wird, und der Knoten, dem das Ausgangssignal entnommen wird, sich auf gegenüberliegenden Seiten der Kondensatoren befinden.
Dieses Beispiel zeigt, dass die Schaltung der Erfindung ebenfalls so ausgeführt sein kann, dass eine negative Verstärkung erreicht wird, zeigt jedoch auch, dass die Steuerspannungen an die gleichen Anschlüsse der Kondensatoren wie die Eingangsspannung angelegt werden können.
Es besteht nicht die Notwendigkeit, das Eingangssignal an beide Kondensatoren der Schaltung von 14 anzulegen. Wenn das Signal nur an einen Kondensator angelegt wird, wird die Verstärkung reduziert.
Es wäre ebenfalls möglich, durch Anlegen eines zweiten Eingangssignals an Stelle der Referenzspannung die Differenz zwischen zwei Signalen unter Verwendung dieser Schaltung zu verstärken. Die Ausgangsspannung würde dann die verstärkte Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen darstellen.
In dem obigen Beispiel wird das Eingangssignal durch einen Eingangsschalter an die Kondensatoranordnung angelegt, so dass die Eingangsspannung während einer Eingangsphase an die Kondensatoranordnung gekoppelt und während einer Ausgangsphase von der Kondensatoranordnung isoliert wird.
Es ist in der Tat nicht unbedingt notwendig, das Eingangssignal durch einen Eingangsschalter an die Kondensatoren anzulegen.
18 zeigt eine Schaltung, bei der eine niederimpedante Eingangsspannung direkt an zwei spannungsabhängige Kondensatoren angelegt wird.
Die Kondensatoren C₁ und C₂ sind wiederum parallel geschaltet, wobei ein Anschluss jedes Kondensators mit der Eingangsspannung verbunden ist, in dieser Schaltung jedoch kein Eingangsschalter vorgesehen ist. Der andere Anschluss jedes Kondensators ist durch einen jeweiligen Schalter S₁ und S₂ mit einem Steueranschluss V_A und V_B verbunden. Diese weiteren Anschlüsse bilden, wie unten ersichtlich, den Ausgang der Schaltung. Ein weiterer Schalter S₃ ist zwischen den weiteren Anschlüssen der beiden Kondensatoren vorgesehen, wobei in dieser Schaltung die Ladungsumverteilung zwischen den beiden Kondensatoren erreicht wird, indem der Schalter S₃ zwischen den Kondensatoren geschaltet wird und nicht die an diese angelegten Spannungen verändert werden.
Es wird davon ausgegangen, dass die Schwellenspannung der Kondensatoren wie bei der Schaltung von 9 +2 V beträgt.
Während der Eingangsperiode sind die Schalter S₁ und S₂ geschlossen, so dass die Kondensatoren C₁ und C₂ bis zu Spannungen geladen werden, welche von der Eingangssignalspannung abhängen. Die Werte von V_A und V_B werden so gewählt, dass die Spannung an C₁ und C₂ größer als die Schwellenspannung von 2 V ist und daher beide Kondensatoren anfänglich einen höheren Kapazitätswert aufweisen. Während der Ausgangsphase sind S₁ und S₂ geöffnet und S₃ wird dann geschlossen. Die Ladungsumverteilung findet zwischen C₁ und C₂ statt, wodurch bewirkt wird, dass die Spannungen an den Kondensatoren unter die Schwellenspannung fallen und sich dadurch eine Reduzierung der Kapazität von sowohl C₁ als auch C₂ ergibt. Das Ausgangssignal wird dem mit dem Eingangssignal verbundenen Anschluss von dem gemeinsamen Anschluss von C₁ und C₂, der sich auf der gegenüberliegenden Seite der Kondensatoren befindet, zugeführt.
Wie in dem vorhergehenden Beispiel resultiert dieses darin, dass die Schaltung eine negative Verstärkung aufweist. Die relativen Pegel der während des Betriebs der Schaltung anliegenden Spannungen sind in 19 dargestellt.
20 zeigt, wie sich in dem Fall, in dem der höhere Kapazitätswert der spannungsabhängigen Kondensatoren 0,1 pF, der niedrigere Kapazitätswert 0,02 pF, V_A = 10 V, V_B = –5 V und V_T = 2 V beträgt, die Ausgangsspannung der Schaltung mit der Eingangsspannung verändert. Die maximale Verstärkung der Schaltung beträgt –4, und dieser Wert wird zwischen den Grenzen erreicht, wo die Differenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung geringer als ± V_T ist. Arbeitet die Schaltung außerhalb dieser Grenzen, geht die Kapazität von C1 oder C2 während der Ausgangsperiode nicht auf den niedrigeren Wert über.
Es sind zahlreiche, mögliche Verwendungszwecke der Schaltungen der Erfindung auf dem Gebiet von Aktivmatrix-Arrayanordnungen vorhanden. Nachfolgend nun ein erstes Beispiel bezüglich der Pegelverschiebung von Digitaldaten.
Auf den Substraten von Aktivmatrix-LC-Anzeigen ausgebildete Dünnschichttransistorschaltungen arbeiten mit höheren Versorgungsspannungen als die konventionellen ICs aus kristallinem Silicium, die zur Steuerung derselben verwendet werden. Es werden Pegelverschiebungsschaltungen eingesetzt, die auf dem Anzeigesubstrat integriert sind, um die digitalen Niederspannungssignale von dem Steuer-IC an die TFT-Schaltungen für höhere Spannung anzupassen. 21 zeigt eine mögliche Pegelverschiebungsschaltung, die auf der Verstärkerschaltung von 12 basiert.
Die Ausgangsübertragungsschaltung des Verstärkers ist durch einen getakteten CMOS-Wechselrichter 50 ausgeführt, der durch die Transistoren T5 bis T8 gebildet wird. Die Ausgangsspannung der Pegelverschiebungsschaltung ist lediglich während der Ausgangsperiode des Verstärkers gültig, und die dem getakteten Wechselrichter zugeführten Taktsignale sind so vorgesehen, dass der Ausgang des Wechselrichters während dieser Ausgangsperiode eine niedrige Impedanz aufweist.
Um eine kontinuierliche Datenausgabe vorzusehen, kann es wünschenswert sein, an dem Ausgang der Pegelverschiebungsschaltung, wie in 22 dargestellt, eine Latch-Schaltung zu implementieren.
Sind die Spannungspegel von CLK und NCLK gleich (VDD und VSS), die Schwellenspannungen der Kondensator-TFTs T3 und T4 in ihrer Stärke identisch und die Breite und Länge von T3 und T4 gleich, liegt die Eingangsschaltspannung des Pegelumsetzers in der Mitte zwischen VDD und VSS. In der Praxis kann es zweckmäßiger sein, wenn die Eingangsschaltspannung einen anderen Wert, zum Beispiel näher zu VSS, aufweist. Eine Änderung der Eingangsschaltspannung kann durch Änderung der relativen Breite und Länge von T3 und T4 erreicht werden. Wenn jedoch die Eingangsspannung erforderlich ist, um auf eine Spannung zu schalten, die sehr nah an VSS liegt, kann der Transistor T4 dann während der Eingangsperiode des Verstärkers vielleicht nicht mehr oberhalb seiner Schwellenspannung vorgespannt werden. Dieses Problem kann verhindert werden, indem anstelle von T4 ein spannungsabhängiger Kondensator verwendet wird, welcher eine Kapazität aufweist, die relativ hoch ist, wenn die Spannung an dem Bauelement niedrig ist. Dieses könnte zum Beispiel ein NMOS-Transistor des Verarmungstyps sein. Bei einem n-Bauelement des Verarmungstyps könnten das Gate des Transistors mit dem Ausgangsknoten der Verstärkerschaltung und die Source und der Drain mit dem Signal NCLK verbunden sein.
Die Schaltung der Erfindung kann als Pegelumsetzer eingesetzt werden, um Spannungspegel außerhalb der Anzeigefläche (34 in 2), zum Beispiel zur Verwendung bei Erzeugung der Zeilenspannungswellenformen, vorzusehen. Die Schaltung der Erfindung kann ebenfalls innerhalb der einzelnen Pixel einer Arrayanordnung eingesetzt werden. Eine spezifische Anwendung ist diese innerhalb der Auffrischschaltung innerhalb der Pixel eines AMLCDs. Die Verwendung einer Auffrischschaltung in LCD-Pixeln ist eine relativ neue Entwicklung und wird von dem Wunsch, den Energieverbrauch zu reduzieren, gesteuert.
Aktivmatrix-Arrayanordnungen, insbesondere Aktivmatrix-Anzeigeeinrichtungen, fanden weit verbreitete Verwendung in batteriegespeisten, elektronischen Geräten wie Laptops, Mobiltelefonen, PDAs usw. Bei solchen Geräten ist die Reduzierung des Energieverbrauchs ein wichtiges Problem.
Ein wesentlicher Teil des Energieverbrauchs einer Aktivmatrix-Arrayanordnung geht von dem Laden der Matrixarrayelemente aus. Insbesondere bei großflächigen Aktivmatrix-Arrayanordnungen oder bei Aktivmatrix-Arrayanordnungen mit einer großen Anzahl Zeilen- und Spaltenleiter weist jeder der Leiter eine relativ große Kapazität auf, und das Laden der Matrixarrayelemente kann signifikante Mengen Energie benötigen, da die Spaltenleiterkapazitäten vielleicht zahlreiche Male geladen und entladen werden müssen, um die entsprechenden Ladungen in all den zugeordneten Matrixarrayelementen in einem Adressierungszyklus der Aktivmatrix-Arrayanordnung sequentiell zu speichern.
Dieses ist besonders dann unwirtschaftlich, wenn sich die in den jeweiligen Matrixarrayelementen gespeicherten Datenwerte nicht ändern und periodisch mit den glei chen Datenwerten überschrieben werden. Dieses kann zum Beispiel dann passieren, wenn die Aktivmatrix-Arrayanordnung über einen langen Zeitraum einen konstanten Ausgang erzeugen muss, da zum Beispiel das elektronische Gerät, von dem die Aktivmatrix-Arrayanordnung einen Teil bildet, in einen Standbyzustand geschaltet ist.
Um diese Einsparung bei dem Energieverbrauch vorzusehen, kann ein Betriebsmodus bei geringer Leistungsaufnahme realisiert werden, in dem jedes Pixel der Anzeige als eine selbst auffrischende, dynamische Speicherzelle betrieben wird. Reduzierungen des Energieverbrauchs können dann erreicht werden, wenn keine Notwendigkeit besteht, die bei jeder Feldperiode gespeicherten Ladungen zu ersetzen.
23 zeigt eine von der Anmelderin vorgeschlagene Pixelkonfiguration. Die Grund-Pixelelemente von 1 werden in 23 mit den gleichen Bezugsziffern wiederholt.
Jedes Pixel weist eine an die Pixelelektrode (den gemeinsamen Anschluss der LC-Zelle 18 und Speicherkondensator 20) gekoppelte Auffrischschaltung 60 auf. Diese Auffrischschaltung umfasst einen zweiten Eingangstransistor 62, der an seinem Gate von einer Auffrischsteuerleitung 64 gesteuert wird. Mit dem zweiten Eingangstransistor 62 ist ein weiterer Transistor 68 in Reihe geschaltet. Die Transistoren 62 und 68 sind somit zwischen der Spalte 12 und der Pixelelektrode in Reihe geschaltet, und sie ermöglichen die Spannungsübertragung von der Spalte zu der Pixelelektrode durch einen anderen Mechanismus als die normalen Pixelschaltungselemente 10, 14.
Ein zweiter Speicherkondensator 66 speichert die Gatespannung des Transistors 68 und steuert somit die Schaltung des Transistors 68. Der Kondensator wirkt als ein In-Pixel-Speicherelement, und die Pixelelektrodenspannung kann durch einen weiteren Transistor 70 auf diesem Kondensator 66 gespeichert werden. Auf diese Weise kann der Kondensator 66 zur Abtastung der Pixelelektrodenspannung verwendet und die Kondensatorspannung ebenfalls zur Steuerung des Anlegens einer Spannung von der Spalte 12 an die Pixelelektrode (durch Steuerung der Schaltung von Transistor 68) eingesetzt werden. Eine Abtaststeuerleitung 72 steuert die Gatespannung des Transistors 70.
Der Betrieb der Schaltung wird in der Beschreibung unten näher erläutert.
Vor Beginn des Modus bei geringer Leistungsaufnahme werden zuerst Daten auf konventionelle Weise in das Pixel geschrieben. Jedoch könnte die Datenspannung typischerweise nur einen der Werte, zum Beispiel 0 V oder 5 V, annehmen. Auf diese Weise sieht der Modus bei geringer Leistungsaufnahme ein Bild vor, bei dem die Graustufeninformation verloren gegangen ist.
Um den Energieverbrauch der Anzeige zu minimieren, ist es wünschenswert, die Übertragung von Daten zu den Pixeln während bestimmter Zeitperioden zu unterbrechen, so dass die Ladungsverschiebung zwischen Kapazitäten in den Pixelschaltungen bei jedem häufigen Auffrischzyklus verhindert wird. Jedoch fließt mit der Zeit die an die Pixelkapazität angelegte Ladung durch die Dünnschichttransistoren oder das Flüssigkristall ab. Um dieses zu verhindern, müssen die Daten periodisch aufgefrischt werden (jedoch weniger häufig als dieses bei der normalen Auffrischrate der Fall ist), was unter Verwendung der Pixelauffrischschaltung 60, die in jedem Pixel der Anzeige integriert ist, erreicht wird.
Obgleich zur Reduzierung des Energieverbrauchs eine niedrigere Auffrischfrequenz verwendet werden kann, selbst wenn die Auffrischfrequenz die gleiche wie die normale Adressierungsfrequenz ist, kann immer noch eine Energieersparnis verzeichnet werden, da eine Anzahl Pixelzeilen gleichzeitig aufgefrischt werden kann. Hierdurch wird die Frequenz der an den Spalten und der gemeinsamen Elektrode der Anzeige auftretenden Spannungswellenformen und daher der Energieverbrauch reduziert.
Ein typischer Auffrischbetrieb findet auf folgende Weise statt. Die zuvor angelegte Datenspannung (0 V oder 5 V in dem obigen Beispiel) wird zuerst auf dem zweiten Kondensator 66 vorübergehend gespeichert. Dieses wird erreicht, indem die Abtaststeuerleitung 72 auf einen hohen Spannungspegel gesetzt und damit Transistor 70 eingeschaltet wird. Es findet zwischen den drei Kondensatoren 18, 20 und 66 eine Ladungsaufteilung statt. Da die Pixelkapazität (18 und 20) signifikant größer als die Kapazität von Kondensator 66 ist, entspricht die resultierende Spannung an Kondensator 66 im Wesentlichen dem Datenspannungspegel. Während dieser Zeit wird an den Spaltenleiter 12 0 V angelegt. Sodann wird Transistor 70 abgeschaltet, und die Daten werden vorübergehend auf Kondensator 66 gespeichert.
Sodann wird die Pixelkapazität auf den hohen Datenspannungspegel, 5 V, geladen, indem diese Spannung an den Spaltenleiter 12 angelegt und Transistor 14 kurz eingeschaltet wird.
Der Betrieb der Schaltung dient dazu, die auf Kondensator 66 gespeicherten Daten zu invertieren und diese zu der Pixelkapazität zurückzuführen, indem die Spannung an der Spaltenelektrode 12 auf den niedrigen Datenspannungspegel und die Auffrischlei tung 64 auf einen hohen Spannungspegel gesetzt werden, wodurch Transistor 62 eingeschaltet wird.
Ist die auf Kondensator 66 gespeicherte Datenspannung niedrig, nahe an 0 V, wird Transistor 68 abgeschaltet, und das Pixel bleibt auf dem hohen Datenpegel, der das Inverse der auf 66 gespeicherten Daten darstellt. Ist die auf 66 gespeicherte Datenspannung hoch, nahe an 5 V, wird Transistor 68 eingeschaltet, und die Pixelkapazität wird auf den niedrigen Datenspannungspegel an dem Spaltenleiter 12 entladen, der das Inverse der auf 66 gespeicherten Daten darstellt.
Der Betrieb dieser Schaltung basiert auf einem Ansteuerschema mit gemeinsamer Elektrode, so dass die gemeinsame Elektrode 22 in Abhängigkeit der an das LC angelegten Ansteuerungspolarität zwischen etwa 0 V und etwa 5 V geschaltet wird. Die an das Pixel angelegten Spannungen von 0 V und 5 V sehen je nach der Ansteuerungspolarität eine helle oder dunkle Ausgabe vor.
Wenn somit an der gemeinsamen Elektrode etwa 5 V (negative LC-Ansteuerung) liegt, entspricht eine Pixelspannung von 0 V einem dunklen Pixel (hohe Effektivspannung an LC) und eine Pixelspannung von 5 V einem hellen Pixel (niedrige Effektivspannung an LC). Wenn an der gemeinsamen Elektrode etwa 0 V (positive LC-Ansteuerung) liegt, entspricht eine Pixelspannung von 5 V einem dunklen Pixel und eine Pixelspannung von 0 V einem hellen Pixel.
Die zeitliche Steuerung der Schaltung der Spannung an der gemeinsamen Elektrode ist für den Betrieb der Auffrischschaltung wichtig. Wenn zu Beginn des Auffrischbetriebs die Pixelspannung an Kondensator 66 abgetastet wird, muss an der gemeinsamen Elektrode die gleiche Spannung wie diese liegen, als das Pixel zuletzt adressiert oder aufgefrischt wurde. Nach Ermitteln des Abtastwertes und vor oder während des Ladens des Pixels auf 5 V muss die Spannung an der gemeinsamen Elektrode auf den anderen Pegel geschaltet werden.
Für den Betrieb der Pixelschaltung ist es wichtig, dass die Differenz des hohen und niedrigen Datenspannungspegels an dem Gate von Transistor 68 ausreicht, um das Bauelement zwischen dem leitenden und nicht leitenden Zustand zu schalten. Sollte die Schwellenspannung von Transistor 68 im Vergleich zu dem Datenspannungsbereich an dem Gate zu groß sein, wird der Auffrischbetrieb nicht korrekt ausgeführt. Wird die Datenspannung von der Pixelkapazität zu 66 übertragen, findet eine Ladungsaufteilung statt, welche die Amplitude des Datensignals reduzieren kann.
Sollte diese Reduzierung der Signalamplitude zu groß sein, kann das Signal in einen Zustand versetzt werden, der nicht ausreicht, um 68 zu schalten, und der Auffrischbetrieb könnte ebenfalls scheitern.
Es ist daher von Vorteil, eine Verstärkung des an dem Gate von Transistor 68 anliegenden Datensignals vorzusehen, da hierdurch die Robustheit der Schaltung gegenüber Variationen der Kapazität und TFT-Charakteristiken erhöht wird. Die oben beschriebene Verstärkungstechnik kann auf diese Pixelschaltung leicht angewandt werden, indem der in 23 dargestellte Kondensator 66 durch zwei spannungsabhängige Kondensatoren, wie in 24 dargestellt ersetzt wird.
Wie dargestellt, befinden sich diese zwischen der Abtaststeuerleitung 72 und der Auffrischleitung 64. Diese beiden Leitungen wirken somit zum Beispiel als Spannungsquellen V_A und V_B, wie in 9 dargestellt. Wie oben beschrieben, andern sich die Spannungen an diesen Leitungen während des Auffrischbetriebs, und diese Änderungen können verwendet werden, um die gewünschte Verstärkung an dem Ausgang, nämlich dem Gate von Transistor 68, vorzusehen.
Die Kondensatoren könnten auf verschiedene Weisen gebildet werden, jedoch ist es zweckmäßig, das Gatemetall, einen Gateisolator und eine undotierte oder schwach dotierte Halbleiterschicht zu verwenden. Wenn zum Beispiel die in der Pixelschaltung eingesetzten TFTs n-Transistoren aus polykristallinem Silicium sind, kann es zweckmäßig sein, die Kondensatoren unter Verwendung von n-TFTs auszubilden, deren Source- und Drainanschluss, wie in 25 dargestellt, zusammengeschaltet sind.
Die Kapazität der n-TFTs auf typischen Schaltungsbetriebsfrequenzen hat einen niedrigen Wert, wenn die Spannung an dem Gateanschluss gegenüber dem Source- und Drainanschluss niedriger als die Schwellenspannung des Transistors ist, und einen höheren Wert, wenn die Gatespannung größer als die Schwellenspannung ist. Die Transistoren 80 und 82 in 25 sind so geschaltet, dass sie eine höhere Kapazität haben, wenn die Datenspannung zu ihnen von der Pixelkapazität, der Abtastperiode, übertragen wird, und eine niedrigere Kapazität haben, wenn die Daten in invertierter Form, der Auffrischperiode, zurück zu der Pixelkapazität übertragen werden.
Die Änderung der Kapazität von 80 und 82 ergibt sich aus der durch die Abtast- und Auffrischsteuersignale hervorgerufene Änderung der Spannung an den Transistoren. Während der Abtastperiode liegt die Abtaststeuerspannung auf einem hohen Pegel, zum Beispiel 10 V, während die Auffrischsteuersignale auf einem niedrigen Pegel, zum Beispiel –7 V, liegen. Da die Pixeldatenspannungspegel nahe an 0 V und 5 V sind, reichen die Spannungen an der Abtast- und Auffrischelektrode aus, um sicherzustellen, dass sich beide Transistoren 80 und 82 während dieser Periode in ihrem, eine höhere Kapazität aufweisenden Zustand befinden.
Während der Auffrischperiode ist an die Abtastelektrode eine niedrige Spannung, –7 V, und an die Auffrischelektrode ein hoher Pegel, 10 V, angelegt. Hierdurch wird bewirkt, dass die Spannung an 80 und 82 unter den Punkt fällt, an dem ihre Kapazität abnimmt, was in einer Verstärkung des Datensignals an dem mit dem Gate von Transistor 68 verbundenen Knoten der Schaltung resultiert. Diese Verstärkung wurde für ein bestimmtes Beispiel einer Pixelschaltung mittels Schaltungssimulation ermittelt. In dem Fall, in dem Kondensator 66 aus zwei Kondensatoren gebildet wird, welche Festwerte aufweisen, betrugen die Datenspannungspegel an dem Gate von Transistor 68 am Ende der Auffrischperiode 2,87 V und –0,28 V. Bei den in den 24 und 25 dargestellten Schaltungen, bei denen Kondensator 66 aus zwei spannungsabhängigen Kondensatoren gebildet wird, betragen die äquivalenten Datenspannungspegel 5,88 V und –0,57 V. Dieses stellt einen Anstieg der Amplitude des den Transistor 68 steuernden Datensignals um einen Faktor 2 dar.
Der Vorteil, den dieses mit sich bringt, kann in mehrfacher Hinsicht gesehen werden. Das heißt, dass die Pixelschaltung unempfindlicher gegen Variationen der Transistorcharakteristiken und ebenfalls unempfindlicher gegen Variationen der Kapazitäten ist, die der Pixelschaltung zugeordnet werden; alternativ wird die Möglichkeit geboten, die Amplitude der dem Pixel zugeführten Datenspannungen zu reduzieren, was in einer weiteren Reduzierung der Betriebsleistung resultieren kann, da die Datenspannungsamplitude nicht ausreichen muss, um den Transistor 68 vor Verstärkung zu schalten.
Die oben beschriebene Technik kann auf mehrere Schaltungsfunktionen, einschließlich Speichereinrichtungen, insbesondere das Auslesen oder Auffrischen von dynamischen Speicherzellen, Sensor- und Abbildungseinrichtungen, Auslesen von Signalen von Pixeln, Pegelverschiebungsschaltungen, Verstärkung von schwachen Analog- oder Digitalsignalen, anwendbar sein.
Es wurden mehrere verschiedene Schaltungen mit unterschiedlichen Verstärkungsverhalten dargestellt. In jedem Fall weist die Schaltung einen Eingangsspannungsbereich auf, über den die Verstärkung der Schaltung konstant ist. Die Schaltung weist somit einen Bereich von Eingangsspannungen von mindestens 0,5 V, vorzugsweise mindes tens 1 V, auf, über den die Schaltung eine lineare Verstärkung vorsieht. Die Schaltung kann jedoch über einen größeren Eingangsspannungsbereich arbeiten.
Es wurden spezifische Anwendungsbereiche der Verstärkerschaltung der Erfindung genannt, wobei es sich jedoch von selbst versteht, dass der Einsatz der Schaltung der Erfindung auch für zusätzliche Verwendungszwecke ins Auge gefasst werden kann.

3

Input signal: Eingangssignal
40: Eingangsübertragungsschaltung
42: Verstärkung mittels spannungsabhängiger Kondensatoren
44: Ausgangsübertragungsschaltung
Output signal: Ausgangssignal
: 5, 7
Funktion: Funktion
Voltage during output period: Spannung während Ausgangsperiode
Voltage during input period: Spannung während Eingangsperiode

6, 10, 16, 19

CLOSED: GESCHLOSSEN
OPEN: GEÖFFNET

7 (s. 5)

8, 11, 13, 17, 20

Gain: Verstärkung

10 (s. 6)

11 (s. 8)

13 (s. 8)

16 (s. 6)

17 (s. 8)

19 (s. 6)

20 (s. 8)

21

To other circuits: zu weiteren Schaltungen

22

Latch output: Latch-Ausgang

Claims

Verstärkerschaltung mit – einem Eingang (V_IN), dem eine Eingangsspannung zugeführt wird, – einer Kondensatoranordnung (42) und – einer Schaltanordnung, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatoranordnung einen ersten Kondensator (C₂) und einen zweiten Kondensator (C₁) umfasst, die jeweils eine spannungsabhängige Kapazität aufweisen, und wobei die Schaltung in zwei Moden arbeiten kann, einem ersten Modus, in welchem die Eingangsspannung zumindest einem Anschluss des ersten Kondensators zugeführt wird, und einem zweiten Modus, in welchem eine Spannung (V_A, V_B) an einem Anschluss des ersten und zweiten Kondensators geändert wird, und die Schaltanordnung bewirkt, dass Ladung zwischen dem ersten und zweiten Kondensator so umverteilt wird, dass sich die Spannung an dem ersten Kondensator ändert, um die Kapazität des ersten Kondensators zu reduzieren, wobei die Ausgangsspannung von der resultierenden Spannung an dem ersten Kondensator abhängig ist.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Schaltanordnung einen Eingangsschalter (S_IN) aufweist, um die Eingangsspannung selektiv an die Kondensatoranordnung (42) zu koppeln, und wobei der Eingangsschalter die Eingangsspannung in dem ersten Modus an die Kondensatoranordnung koppelt und dieser in dem zweiten Modus die der Kondensatoranordnung zugeführte Eingangsspannung isoliert.
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Änderung der Spannung an dem einen Anschluss des zweiten Kondensators in einer Reduzierung der Kapazität resultiert.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei in dem zweiten Modus eine Spannung (V_A) an dem einen Anschluss des ersten Kondensators (C₂) erhöht und eine Spannung (V_B) an dem einen Anschluss des zweiten Kondensators (C₁) verringert wird.
Schaltung nach Anspruch 4, wobei in dem zweiten Modus eine Spannung (V_A) an dem einen Anschluss des ersten Kondensators (C₂) von unterhalb der Eingangsspannung auf oberhalb der Eingangsspannung erhöht wird und die Spannung (V_B) an dem einen Anschluss des zweiten Kondensators (C₁) von oberhalb der Eingangsspannung auf unterhalb der Eingangsspannung reduziert wird.
Schaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei die Schaltanordnung einen Eingangsschalter (S_IN) aufweist, um die Eingangsspannung selektiv an die Kondensatoranordnung (42) zu koppeln, und wobei die Eingangsspannung von der Spannung an dem einen Anschluss des ersten Kondensators gesteuert wird.
Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Eingangsschalter einen ersten Transistor (T1) aufweist, wobei das Gate mit dem einen Anschluss des ersten Kondensators verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei der Eingangsschalter einen zweiten Transistor (T2) parallel zu dem ersten Transistor (T1) aufweist und wobei das Gate des zweiten Transistors mit dem einen Anschluss des zweiten Kondensators verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Schaltelement aufweist: – einen ersten Schalter oder Schalter (S₂, S₃), welche die Eingangsspannung an einen Anschluss des ersten und zweiten Kondensators koppeln; – zweite Schalter (S₄, S₅), welche jeweilige Steuerspannungen an die einen Anschlüsse des ersten und zweiten Kondensators koppeln, sowie – einen Eingangsschalter (S₁), welcher eine Referenzspannung an die anderen Anschlüsse des ersten und zweiten Kondensators koppelt.
Schaltung nach Anspruch 9, wobei in dem ersten Modus der erste Schalter bzw. die Schalter (S₂, S₃) und der Eingangsschalter (S₁) geschlossen sind, so dass eine Spannung an den Kondensatoren von der Eingangsspannung (V_IN) abhängig ist, und in dem zweiten Modus die zweiten Schalter (S₄, S₅) geschlossen sind und die Ausgangsspannung die Spannung an den anderen Anschlüssen des ersten und zweiten Kondensators darstellt.
Schaltung nach Anspruch 9 oder 10, wobei der erste Kondensator durch ein n-MOS-Bauelement vom Verarmungstyp vorgesehen ist.
Schaltung nach Anspruch 11, wobei der erste und zweite Kondensator durch n-MOS-Bauelemente vom Verarmungstyp vorgesehen sind.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Eingang mit einem Anschluss des ersten und zweiten Kondensators (C₂, C₁) verbunden ist und jeweilige Steuerspannungen durch jeweilige Steuerschalter (S₁, S₂) der Schaltanordnung an die anderen Anschlüsse des ersten und zweiten Kondensators gekoppelt sind.
Schaltung nach Anspruch 13, wobei die Schaltanordnung weiterhin einen zwischen den anderen Anschlüssen des ersten und zweiten Kondensators geschalteten Kurzschlussschalter (S₃) aufweist.
Schaltung nach Anspruch 14, wobei die Steuerschalter (S₁, S₂) in dem ersten Modus geschlossen und die Spannungen an den Kondensatoren von der Eingangsspannung (V_IN) abhängig sind und in dem zweiten Modus der Kurzschlussschalter (S₃) geschlossen ist und die Ausgangsspannung die Spannung an den anderen Anschlüssen des ersten und zweiten Kondensators darstellt.
Schaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei jeder spannungsabhängige Kondensator einen Transistor aufweist, bei dem Source und Drain zusammengeschaltet sind und wobei der eine Anschluss durch das Gate und der andere Anschluss durch die Zusammenschaltung von Source und Drain definiert werden.
Schaltung nach Anspruch 16, wobei der Transistor jedes spannungsabhängigen Kondensators einen MOS-Dünnschichttransistor darstellt.
Aktivmatrix-Anordnung mit einem Array (34) von Array-Elementen und einem Schaltkreis (30, 32) zur Erzeugung von Steuersignalen zur Steuerung der Array-Elemente sowie weiterhin einer Schaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche zur Erhöhung des Spannungspegels der Steuersignale, bevor diese den Array-Elementen zugeführt werden.
Anordnung nach Anspruch 18, welche weiterhin eine Latch-Schaltung an dem Ausgang der Verstärkerschaltung aufweist.
Aktivmatrix-Anzeigeeinrichtung mit einem Array von Anzeigepixeln, wobei jedes Anzeigeelement eine Pixelauffrischschaltung mit einer Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 17 zur Verstärkung der Gatespannung eines Steuertransistors (68) innerhalb der Auffrischschaltung aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 20, wobei die Auffrischschaltung eine Abtastschaltung, um eine Anzeigepixelspannung auf einer Speicherkondensatoranordnung (66) zu speichern, sowie eine Schreibschaltung (68) aufweist, um dem Anzeigepixel in Abhängigkeit der gespeicherten Anzeigepixelspannung eine Spannung zuzuführen, wobei die Schreibschaltung den Steuertransistor (68) umfasst, wobei die Gatespannung des Steuertransistors von der Speicherkondensatoranordnung (66) abgegeben wird und wobei die Speicherkondensatoranordnung die Kondensatoranordnung der Verstärkerschaltung umfasst.
Aktivmatrix-Arrayanordnung mit einer Anordnung von Array-Elementen, wobei jedes Array-Element in dem Array mit einer Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 17 versehen ist.
Anordnung nach Anspruch 22, wobei die Array-Elemente Speicherzellen, Bildsensorpixel oder Anzeigepixel aufweisen.
Verfahren zur Verstärkung eines Signals, wonach: – ein Eingangssignal einer Kondensatoranordnung mit einem ersten Kondensator (C₂) und einem zweiten Kondensator (C₁), die jeweils eine spannungsabhängige Kapazität aufweisen, zugeführt wird, – bewirkt wird, dass die Ladung zwischen dem ersten und zweiten Kondensator (C₂, C₁) so umverteilt wird, dass sich die Spannung an dem ersten und zweiten Kondensator ändert, um die Kapazität des ersten und zweiten Kondensators zu reduzieren, und – eine von der resultierenden Spannung an dem ersten Kondensator abhängige Ausgangsspannung abgegeben wird.