DE60218781T2 - Operationelle Verstärkerschaltung, Treiberschaltung und -Verfahren - Google Patents

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Description

  • HINTERGRUND
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Operationsverstärkerschaltung, eine Treiberschaltung und ein Treiberverfahren.
  • Herkömmlicherweise sind als Flüssigkristallanzeigen (Elektrooptische Vorrichtungen), die für ein elektronisches Gerät wie etwa ein tragbares Telefon verwendet werden, Flüssigkristallanzeigen vom Passivmatrix-Typ und Flüssigkristallanzeigen vom Aktivmatrix bekannt gewesen, die Schaltelemente wie etwa Dünnfilmtransistoren (im Folgenden als TFT abgekürzt) verwenden. Obwohl der Passivmatrix-Typ im Vergleich zum Aktivmatrix-Typ darin vorteilhaft ist, dass eine Verringerung des Energieverbrauches leicht erreichbar ist, hat der Passivmatrix-Typ insofern einen Nachteil, als Vielfarbigkeit und Anzeige von bewegten Bildern schwierig sind. Eine Technik zum Verringern des Energieverbrauches beim Passivmatrix-Typ ist zum Beispiel in der japanischen Patentoffenlegungsschrift 7-98577 offenbart.
  • Andererseits hat zwar der Aktivmatrix-Typ insofern einen Vorteil, als er für Vielfarb-Anzeige und Anzeige von bewegten Bildern geeignet ist, doch ist ein Nachteil des Aktivmatrix-Typs, dass die Verringerung des Energieverbrauches schwierig ist.
  • In der letzten Zeit hat auf dem Gebiet der tragbaren elektronischen Geräte wie etwa der tragbaren Telefone die Nachfrage nach Vielfarbigkeit und Bewegtbildanzeige zugenommen, um hochwertige Bilder zu liefern. Folglich wird nun anstelle des bisher verwendeten Passivmatrixtyp-Flüssigkristallanzeigeschirmes nun der Aktivmatrixtyp verbreitet eingesetzt.
  • Bei dem für das elektronische Gerät vom tragbaren Typ verwendeten Aktivmatrixtyp-Flüssigkristallanzeigeschirm wird, um die Forderung nach einem Betrieb des Flüssigkristalls mit Wechselstrom und der Verringerung der Spannung der Energiequellen zu erfüllen, ein Spannungspegel von Gegenelektroden (gemeinsamen Elektroden), die Pixelelektroden gegenüberliegen, zum Beispiel in jedem Abtastzeitraum invertiert. Aufgrund der starken Aufladung/Entladung eines Flüssigkristallschirmes und eines Betriebsstroms einer Operationsverstärkerschaltung, die eine analoge Spannung treibt, ist daher das Problem aufgetreten, dass die Realisierung einer Verringerung des Energieverbrauches schwer erreichbar ist.
  • Eine Operationsverstärkerschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus GB 2 188 471 A bekannt. Die Operationsverstärkerschaltung enthält zwei Operationsverstärker und Schaltmittel zum Verbinden des einen oder des anderen Operationsverstärkers mit einem Datenleitungstreiber. Das Schaltmittel ist gesteuert durch ein an einen Gegenelektrodentreiber angelegtes Signal.
  • Ein Operationsverstärker, dessen Ausgang einen Hochimpedanzzustand versetzt werden kann, ist aus EP 0 711 033 A1 bekannt.
  • US 6 172 663 offenbart eine Treiberschaltung zum Treiben einer Flüssigkristallanzeigevorrichtung. Die Flüssigkristallanzeigevorrichtung umfasst ein Paar von Substraten, die so angeordnet sind, dass sie einander mit einem dazwischen angeordneten Anzeigemedium gegenüberliegen. In der Flüssigkristallanzeigevorrichtung ist ein Substrat des Paares mit einer Datenelektrode darauf versehen, und das andere Substrat ist mit einer gemeinsamen Elektrode darauf versehen. Die Treiberschaltung umfasst: gemeinsame Elektrodenspannungsversorgungsmittel zum Versorgen der gemeinsamen Elektrode mit einer gemeinsamen Elektrodenspannung; Graustufenspannungsversorgungsmittel zum Versorgen der Datenelektrode mit einer Graustufenspannung, die eine in Bezug auf die Polarität der gemeinsamen Elektrodenspannung positiv oder negativ invertierte Polarität hat; erste Mittel zum elektrischen Isolieren des gemeinsamen Elektrodenspannungsversorgungsmittels und der gemeinsamen Elektrode voneinander während eines ersten Zeitraumes einschließlich einer Zeit, in der die Polarität der an die Datenelektrode angelegten Graustufenspannung invertiert wird; zweite Mittel zum elektrischen Isolieren des Graustufenspannungsversorgungsmittels und der Datenelektrode voneinander während des ersten Zeitraumes; und dritte Mittel zum elektrischen Verbinden der gemeinsamen Elektrode und der Datenelektrode miteinander während eines in dem ersten Zeitraum enthaltenen zweiten Zeitraumes.
  • EP 0 548 051 offenbart eine Treiberschaltung für Anzeigeschirme mit einer im Wesentlichen inhärenten Schirmkapazität. Die Treiberschaltung verwendet Induktoren zum Laden und Entladen der Schirmkapazität, um normalerweise beim Treiben der Schirmkapazität verlorene Energie zurückzugewinnen. In diesem Zusammenhang beschreibt das Dokument das Klemmen einer Pixelelektrode auf Seiten einer ersten oder zweiten Energiequelle.
  • KURZBESCHREIBUNG
  • Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist, eine Operationsverstärkerschaltung zu schaffen, die die Verringerung des Energieverbrauches einer elektrooptischen Vorrichtung unter Verwendung einer einfachen Schaltungskonfiguration realisieren kann, sowie eine Treiberschaltung und ein Treiberverfahren anzugeben, die eine solche Operationsverstärkerschaltung verwenden.
  • Dieses Ziel wird erreicht durch einen Operationsverstärker nach Anspruch 1, eine diese verwendende Treiberschaltung nach Anspruch 7 und ein Verfahren nach Anspruch 8. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • In dem gegebenen Zeitraum, der den Übergang (die Übergangszeit) zwischen dem ersten Zeitraum und dem zweiten Zeitraum umfasst, in dem die Spannung der Gegenelektrode der erste und der zweite Spannungspegel wird, wird der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand (nicht treibenden Zustand) versetzt. In dieser Konfiguration ist es möglich, den Spannungspegel der Datenleitung auf einen gewünschten Spannungspegel zu ändern, bevor die Datenleitung getrieben wird, indem die zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung vorhandene parasitäre Kapazität effektiv genutzt wird, und es ist aufgrund der Änderung des Spannungspegels der Gegenelektrode auch möglich, Ladung, die in die Ausgangsseite des Operationsverstärkers fließt, auf die Energiequellenseite zurückzuführen, wodurch die Verringerung des Energieverbrauchs realisiert werden kann. Es ist möglich, den Spannungspegel der Datenleitung in eine gegebene Richtung (zur Seite der zweiten Energiequelle oder zur Seite der ersten Energiequelle) zu verändern, bevor die Datenleitungen getrieben werden, indem die parasitäre Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung effektiv genutzt wird. Folglich ist es möglich, die Änderungsrichtung des Spannungspegels zur Zeit des Treibens der Datenleitungen auf eine Richtung festzulegen, so dass die Verringerung des Energieverbrauches der Operationsverstärkerschaltung erreicht werden kann.
  • Bei der Konfiguration gemäß Anspruch 2 kann die Operationsverstärkerschaltung die Datenleitung unter Verwendung des optimalen der Änderung (Polaritätsumkehr) des Spannungspegels der Gegenelektrode entsprechenden Operationsverstärkers treiben, und die Verringerung des Energieverbrauches kann erreicht werden.
  • In der Konfiguration gemäß Anspruch 3 kann die Datenleitung durch den ersten Treibertransistor des ersten Leitfähigkeitstyps während des ersten Zeitraumes und durch den zweiten Treibertransistor des zweiten Leitfähigkeitstyps während des zweiten Zeitraumes getrieben werden. Folglich ist es möglich, die Datenleitung mit dem geeigneten Treibertransistor zu treiben, so dass die Verringerung des Energieverbrauches der Operationsverstärkerschaltung erreicht werden kann.
  • In der Konfiguration gemäß Anspruch 4 ist es möglich, als ersten oder zweiten Operationsverstärker einen Operationsverstärker mit einer hohen Treibfähigkeit für nur die Seite der ersten oder nur die Seite der zweiten Energiequelle zu verwenden, so dass ein Operationsverstärker, der einen kleinen Energieverbrauch aufweist, verwendet werden kann. Folglich kann der Energieverbrauch des Operationsverstärkers verringert werden.
  • In der Konfiguration gemäß Anspruch 5 ist es möglich, die Ladung, die in die Ausgangsseite der Operationsverstärkerschaltung fließt, durch die Änderung des Spannungspegels der Gegenelektrode zur Energiequellenseite zurückzuführen, so dass die überschüssige Ladung effektiv genutzt werden kann.
  • In der Konfiguration gemäß Anspruch 6 ist es möglich, eine zur Energiequellenseite zurückkehrende Ladungsmenge zu vergrößern, so dass eine weitere Verringerung des Energieverbrauches erreichbar ist.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration einer Flüssigkristallvorrichtung zeigt;
  • 2 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration einer Datenleitungstreiberschaltung zeigt;
  • 3 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Konfiguration einer Abtastleitungstreiberschaltung zeigt;
  • 4 veranschaulicht diverse Typen von Umkehr-Treiberverfahren in der Flüssigkristallvorrichtung;
  • 5 ist ein Zeitablaufs-Wellenformdiagramm, das die Änderung von Spannungspegeln einer Gegenelektrode und einer Datenleitung zeigt;
  • 6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Konfiguration einer Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse zeigt;
  • 7A und 7B sind Diagramme, die ein Verfahren zum Umschalten des Operationsverstärkers beim Umschalten von VCOM beschreiben;
  • 8 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Konfiguration eines P-Typ-Operationsverstärkers zeigt;
  • 9 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Konfiguration eines N-Typ-Operationsverstärkers zeigt;
  • 10 ist ein Diagramm, das ein Verfahren zum Versetzen des Ausganges der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand zur Zeit des Umschaltens von VCOM beschreibt;
  • 11A und 11B sind ebenfalls Diagramme, die ein Verfahren zum Versetzen eines Ausganges der Operationsverstärkerschaltung in einen Hochimpedanzzustand zur Zeit des Umschaltens von VCOM beschreiben;
  • 12A und 12B sind Diagramme, die ein Speicherkapazitätsverfahren und ein Zusatzkapazitätsverfahren beschreiben;
  • 13 ist ein Zeitablaufs-Wellenformdiagramm, das die Änderung von Spannungspegeln der Gegenelektrode, Datenleitung und Abtastleitung zeigt;
  • 14 ist ein Diagramm, das eine parasitäre Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung beschreibt;
  • 15 ist ein Diagramm, das die parasitäre Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung beschreibt;
  • 16 ist ein Diagramm, das die Änderung des Spannungspegels der Datenleitung aufgrund der parasitären Kapazität beschreibt;
  • 17 ist ein Zeitablaufs-Wellenformdiagramm, das das Treiberverfahren nach dieser Ausgestaltung beschreibt;
  • 18 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer detaillierten Konfiguration der Operationsverstärkerschaltung beschreibt;
  • 19A und 19B sind Zeitablaufs-Wellenformdiagramme, die ein Verfahren zum Durchführen einer Ein-/Aus-Steuerung einer Stromquelle der Operationsverstärkerschaltung beschreiben;
  • 20 ist ein Zeitablaufs-Wellenformdiagramm, das ein Verfahren zum Durchführen einer Ein-/Aus-Steuerung eines Treibertransistors beschreibt;
  • 21A, 21B und 21C sind Diagramme, die ein Verfahren zum Bereitstellen einer Klemmschaltung an einem Ausgang der Operationsverstärkerschaltung beschreiben;
  • 22A, 22B und 22C sind Diagramme, die ein Verfahren zum Verringern des Energieverbrauches durch Bereitstellen der Klemmschaltung beschreiben;
  • 23 ist ein Diagramm, das das Abtastleitungs-Umkehrtreiben beschreibt;
  • 24 ist ein Zeitablaufs-Wellenformdiagramm, das Probleme bei Nichtbereitstellung eines virtuellen Abtastzeitraumes beschreibt; und
  • 25 ist ein Zeitablaufs-Wellenformdiagramm, das ein Verfahren zum Bereitstellen eines virtuellen Abtastzeitraumes beschreibt.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden beschrieben.
  • Man beachte, dass die im Folgenden beschriebenen Ausgestaltungen den Umfang der Erfindung, wie durch die hier dargelegten Ansprüche definiert, in keiner Weise einschränken. Man beachte ferner, dass alle Elemente dieser Ausgestaltungen nicht als wesentliche Anforderungen für die Mittel der vorliegenden Erfindung angesehen werden sollten.
  • 1. Flüssigkristallvorrichtung
  • 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Flüssigkristallvorrichtung zeigt, an der eine Operationsverstärkerschaltung nach dieser Ausgestaltung eingesetzt ist.
  • Die Flüssigkristallvorrichtung 10 (allgemein: Anzeigevorrichtung) umfasst einen Anzeigeschirm 12 (speziell: LCD-(Liquid Crystal Display)-Anzeigeschirm), eine Datenleitungstreiberschaltung 20 (speziell: einen Source-Treiber), eine Abtastleitungstreiberschaltung 30 (speziell: einen Gate-Treiber), einen Controller 40 und eine Energiequellenschaltung 42. Die Flüssigkristallvorrichtung 10 muss hier nicht immer alle diese Schaltungsblöcke umfassen, und manche Schaltungsblöcke können weggelassen werden.
  • Der Anzeigeschirm 12 (allgemein: die elektrooptische Vorrichtung) umfasst hier eine Mehrzahl von Abtastleitungen (speziell: Gate-Leitungen), eine Mehrzahl von Datenleitungen (speziell: Source-Leitungen) und Pixelelektroden, die durch die Abtastleitungen und die Datenleitungen spezifiziert werden. Dünnfilmtransistoren (TFTs, allgemein: Schaltelemente) sind mit den Datenleitungen verbunden, und die Pixelelektroden sind mit den TFTs verbunden, die so eine Aktivmatrixtyp-Flüssigkristallvorrichtung bilden.
  • Genauer gesagt ist der Anzeigeschirm 12 als ein Aktivmatrixsubstrat (zum Beispiel Glassubstrat) ausgebildet. Auf diesem Aktivmatrixsubstrat sind eine Mehrzahl von Abtastleitungen G1 bis GM (wobei G eine natürliche Zahl von 2 oder mehr ist), die parallel in Y-Richtung in 1 angeordnet und in X-Richtung in 1 ausgedehnt sind, und eine Mehrzahl von Datenleitungen S1 bis SN (wobei N eine natürliche Zahl von 2 oder mehr ist), die parallel zur X-Richtung in 1 angeordnet und jeweils in Y-Richtung in 1 ausgedehnt sind, angeordnet. Ferner ist an einer Position, die einem Kreuzungspunkt der Abtastleitung GK (1 ≤ K ≤ M, wobei K eine natürliche Zahl ist) und der Datenleitung SL (1 ≤ L ≤ N), wobei L eine natürliche Zahl ist) entspricht, ein TFTKL (allgemein: ein Schaltelement) vorgesehen.
  • Eine Gate-Elektrode des TFTKL ist mit der Abtastleitung GK verbunden, eine Source-Elektrode des TFTKL ist mit der Datenleitung SL verbunden, und eine Drain-Elektrode des TFTKL ist mit der Pixelelektrode PEKL verbunden. Zwischen Pixelelektrode PEKL und einer Gegenelektrode VCOM (gemeinsame Elektrode), die der Pixelelektrode PEKL mit einem dazwischen angeordneten Flüssigkristallelement (allgemein: einem elektrooptischen Material) gegenüberliegt, werden eine Flüssigkristallkapazität CLKL (Flüssigkristallelement) und eine Hilfskapazität CSKL erzeugt. Ferner ist Flüssigkristall zwischen das Aktivmatrixsubstrat, auf dem der TFTKL, Pixelelektroden PEKL und dergleichen gebildet sind, und ein Gegensubstrat, auf dem die Gegenelektrode VCOM gebildet ist, eingefüllt. Die Lichtdurchlässigkeit des Flüssigkristallelementes wird geändert in Reaktion auf eine zwischen der Pixelelektrode PEKL und der Gegenelektrode VCOM angelegte Spannung.
  • Die an die Gegenelektrode VCOM angelegten Spannungspegel (erster und zweiter Spannungspegel) werden von der Energiequellenschaltung 42 erzeugt. Außerdem ist es, anstatt die Gegenelektrode VCOM mattenartig auf dem Gegensubstrat zu erzeugen, möglich, Gegenelektroden VCOM in Streifenform zu erzeugen, so dass sie jeweils Abtastleitungen entsprechen.
  • Die Datenleitungstreiberschaltung 20 treibt die Datenleitungen S1 bis SN des Anzeigeschirmes 12 basierend auf den Bilddaten. Andererseits führt die Abtastleitungstreiberschaltung 30 sequentiell das Abtasttreiben der Abtastleitungen G1 bis GM des Anzeigeschirmes 12 durch.
  • Der Controller 40 steuert die Datenleitungstreiberschaltung 20, die Abtastleitungstreiberschaltung 30 und die Energiequellenschaltung 42 entsprechend einem von einem Host-Computer wie etwa einer zentralen Verarbeitungseinheit (im Folgenden als "CPU" bezeichnet), in der Zeichnung nicht dargestellt) gesetzten Inhalt. Genauer gesagt führt der Controller 40 die Einstellung von Betriebsmodi durch und liefert vertikale Synchronsignale und horizontale Synchronsignale, die in dem Controller 40 erzeugt werden, an die Datenleitungstreiberschaltung 20 und die Abtastleitungstreiberschaltung 30, während der Controller 40 die Steuerung der Polaritätsumkehrzeitlage des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM durchführt.
  • Die Energiequellenschaltung 42 erzeugt diverse Typen von Spannungspegeln (Graustufenspannungen) und den Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM, die zum Treiben des Anzeigeschirmes 12 notwendig sind, basierend auf von außen zugeführten Referenzspannungen.
  • In der Flüssigkristallvorrichtung 10 mit einer solchen Konfiguration treiben unter der Steuerung des Controllers 40 basierend auf den von außen gelieferten Bilddaten die Datenleitungstreiberschaltung 20, die Abtastleitungstreiberschaltung 30 und die Energiequellenschaltung 42 zusammenwirkend den Anzeigeschirm 12.
  • Obwohl in 1 die Flüssigkristallvorrichtung 10 konfiguriert ist, um den Controller 40 darin zu enthalten, kann der Controller 40 außerhalb der Flüssigkristallvorrichtung 10 vorgesehen sein. Alternativ kann ein Host-Computer in der Flüssigkristallvorrichtung 10 zusammen mit dem Controller 40 enthalten sein. Ferner können von Datenleitungstreiberschaltung 20, Abtastleitungstreiberschaltung 30, Controller 40 und Energiequellenschaltung 42 ein Teil oder alle auf dem Anzeigeschirm 12 gebildet sein.
  • 1.1 Datenleitungstreiberschaltung
  • 2 zeigt ein Beispiel der Konfiguration der in 1 gezeigten Datenleitungstreiberschaltung 20. Die Datenleitungstreiberschaltung 20 umfasst ein Schieberegister 22, Leitungsspeicher 24, 26, einen DAC 28 (Digital-/Analog-Wandlerschaltung, allgemein: eine Datenspannungserzeugungsschaltung) und einen Ausgangspuffer 29 (Operationsverstärkerschaltungen).
  • Das Schieberegister 22 umfasst eine Mehrzahl von Flipflops, die in Entsprechung zu jeweiligen Datenleitungen vorgesehen und sequentiell miteinander verbunden sind. Das Schieberegister 22 speichert Freigabe-Ein-/Ausgabesignale synchron zu Taktsignalen CLK und verschiebt die Freigabe-Ein-/Ausgabesignale EIO sequentiell zu benachbarten Flipflops synchron zu den Taktsignalen CLK.
  • Die Bilddaten (DIO) werden in den Leitungsspeicher 24 zum Beispiel als Einheiten von 18 Bits (6 Bit (Graustufendaten) × 3 (Farben R, G bzw. B) von dem Controller 40 eingegeben. Der Leitungsspeicher 24 speichert die Bilddaten (DIO) synchron zu den Freigabe-Ein-/Ausgabesignalen EIO, die von jeweiligen Flipflops des Schieberegisters 22 seriell verschoben werden.
  • Der Leitungsspeicher 26 speichert die Bilddaten für eine horizontale Abtasteinheit, die vom Leitungsspeicher 24 synchron zu von dem Controller 40 gelieferten horizontalen Synchronsignalen LP gespeichert wird.
  • Der DAC 28 erzeugt analoge Datenspannungen zum Anlegen an jeweilige Datenleitungen. Genauer gesagt wählt der DAC 28 basierend auf digitalen Bilddaten von dem Leitungsspeicher 26 eine beliebige unter Graustufenspannungen der in 1 gezeigten Energiequellenschaltung aus und gibt die den digitalen Bilddaten entsprechenden analogen Datenspannungen aus.
  • Der Ausgangspuffer 29 gibt die Datenspannungen vom DAC 28 nach Puffern derselben an die Datenleitungen aus und treibt die Datenleitungen. Genauer gesagt umfasst der Ausgangspuffer 29 Operationsverstärkerschaltungen OPC in Spannungsfolgeranordnung, die zu jeweiligen Datenleitungen vorgesehen sind, und diese Operationsverstärkerschaltungen OPC geben die Datenspannungen vom DAC 28 an jeweilige Datenleitungen nach Durchführen der Impedanzwandlung aus.
  • In 2 ist die Datenleitungstreiberschaltung so konfiguriert, dass die Datenleitungstreiberschaltung 20 so konfiguriert ist, dass die digitalen Bilddaten der Digital-Analog-Wandlung unterzogen werden und die Analogdaten an die Datenleitungen über den Ausgangspuffer 29 ausgegeben werden. Es können jedoch auch analoge Videosignale einer Abtast-Halte-Speicherung unterzogen und an die Datenleitungen über den Ausgangspufer 29 ausgegeben werden.
  • 1.2 Abtastleitungstreiberschaltung
  • 3 zeigt ein Beispiel der Konfiguration der in 1 gezeigten Abtastleitungstreiberschaltung 30.
  • Die Abtastleitungstreiberschaltung 30 umfasst ein Schieberegister 32, einen Pegelschieber 34 und einen Ausgangspuffer 36.
  • Das Schieberegister 32 umfasst eine Mehrzahl von Flipflops, die entsprechend jeweiligen Abtastleitungen vorgesehen sind und sequentiell miteinander verbunden sind. Wenn Freigabe-Ein-/Ausgabesignale EIO von den Flipflops synchron zu den Taktsignalen CLK gespeichert werden, verschiebt das Schieberegister 32 sequentiell die Freigabe-Ein-/Ausgabesignale EIO an benachbarte Flipflops synchron zu den Taktsignalen CLK. Hier sind die eingegebenen Freigabe-Ein-/Ausgabesignale EIO vertikale Synchronsignale, die vom Controller 40 geliefert werden.
  • Der Pegelschieber 34 verschiebt die von den Schieberegistern 32 ausgegebenen Spannungspegel auf die den Kapazitäten des Flüssigkristallelementes des Anzeigeschirmes 12 und der TFTs entsprechenden Pegel. Der hohe Spannungspegel von zum Beispiel 20 V bis 50 V ist als Spannungspegel erforderlich, und daher wird ein Prozess für hohe Durchschlagfestigkeit verwendet, der sich von denen der anderen logischen Schaltungsteile unterscheidet. Der Ausgangspuffer 36 gibt die von dem Pegelschieber 34 verschobene Abtastspannung nach dem Puffern der Abtastspannung aus und treibt die Abtastleitungen.
  • 2. Operationsverstärkerschaltung
  • 2.1 Treiben der Leitungsinversion
  • Das Flüssigkristallelement hat die Eigenschaft, dass wenn eine Gleichspannung lange Zeit an das Flüssigkristallelement angelegt wird, das Flüssigkristallelement beschädigt wird. Um eine solche Beschädigung zu verhindern, wird ein Treiberverfahren notwendig, das die Polarität der an das Flüssigkristallelement angelegten Spannung in jedem gegebenen Zeitraum invertiert. Als ein solches Treiberverfahren sind Treiben mit Rahmeninversion, Treiben mit Abtast-(Gate)-Leitungsinversion, ein Daten-(Source)-Leitungsinversionstreiberverfahren, ein Punktinversionstreiberverfahren und dergl. bekannt geworden.
  • Zwar weist unter diesen Treiberverfahren das Rahmeninversionstreiberverfahren die Verringerung des Energieverbrauches auf, doch hat das Verfahren den Nachteil, dass die Bildqualität nicht so gut ist. Ferner weisen zwar das Datenleitungsinversionstreiberverfahren und das Punktinversionstreiberverfahren gute Bildqualität auf, doch haben diese Verfahren den Nachteil, dass die hohe Spannung erforderlich ist, um den Anzeigeschirm zu treiben.
  • Dementsprechend verwendet diese Ausgestaltung das Abtastleitungsinversionstreiberverfahren, das in 4 gezeigt ist. Beim Abtastleitungsinversionstreiben wird die an das Flüssigkristallelement angelegte Spannung in jedem Abtastzeitraum (jeder Abtastleitung) polaritätsinvertiert. Zum Beispiel wird die Spannung mit positiver Polarität an das Flüssigkristallelement während des ersten Abtastzeitraumes (Abtastleitung) angelegt, die Spannung mit negativer Polarität wird an das Flüssigkristallelement während des zweiten Abtastzeitraumes angelegt, und die Spannung mit positiver Polarität wird an das Flüssigkristallelement während des dritten Abtastzeitraumes angelegt. Andererseits wird im nächsten Rahmen die Spannung mit negativer Polarität an das Flüssigkristallelement während des ersten Abtastzeitraumes angelegt, die Spannung mit positiver Polarität wird an das Flüssigkristallelement während des zweiten Abtastzeitraumes angelegt, und die Spannung mit negativer Polarität wird an das Flüssigkristallelement während des dritten Abtastzeitraumes angelegt.
  • Dann wird bei diesem Abtastleitungsinversionstreiben der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM in jeden Abtastzeitraum polaritätsinvertiert.
  • Genauer gesagt, wird, wie in 5 gezeigt, der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM während des Zeitraumes T1 mit positiver Polarität (erster Zeitraum) zu VC1 (erster Spannungspegel) und während des Zeitraumes T2 negativer Polarität (zweiter Zeitraum) zu VC2 (zweiter Spannungspegel).
  • Hier ist der Zeitraum T1 mit positiver Polarität ein Zeitraum, in dem der Spannungspegel der Datenleitung S (Pixelelektrode) höher wird als der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM.
  • Während dieses Zeitraumes T1 wird die Spannung positiver Polarität an das Flüssigkristallelement angelegt. Andererseits ist der Zeitraum T2 mit negativer Polarität ein Zeitraum, in dem der Spannungspegel der Datenleitung S (Pixelelektrode) niedriger als der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM wird. Während dieses Zeitraumes T2 wird die Spannung mit negativer Polarität an das Flüssigkristallelement angelegt. Ferner ist VC2 der Spannungspegel, der erhalten wird durch Durchführen der Polaritätsumkehrung von VC1 mit Bezug auf einen gegebenen Spannungspegel.
  • Auf diese Weise kann durch Durchführen der Polaritätsumkehrung der Gegenelektrode VCOM die zum Treiben des Anzeigeschirmes erforderliche Spannung verringert werden. Folglich kann die Durchschlagfestigkeit der Treiberschaltung verringert werden, was zur Vereinfachung des Herstellungsprozesses und der Verringerung der Herstellungskosten führt.
  • Allerdings wurde festgestellt, dass das Verfahren, das die Polaritätsumkehrung der Gegenelektrode VCOM durchführt, die folgenden Probleme im Hinblick auf die Verringerung des Energieverbrauches der Schaltungen hat.
  • Zum Beispiel kann, wie bei A1 und A2 in 5 gezeigt, wenn der Zeitraum vom Zeitraum T1 zum Zeitraum T2 geändert wird, ein Fall (A1) auftreten, dass der Spannungspegel der Datenleitung S auf die Niedrigpotential-Seite geändert wird, und es gibt auch einen Fall (A2), dass der Spannungspegel der Datenleitung S auf die Hochpotential-Seite geändert wird. In gleicher Weise kann, wie durch A3 und A4 in 5 bezeichnet, wenn der Zeitraum von dem Zeitraum T2 zum Zeitraum T1 geändert wird, ein Fall (A3) auftreten, dass der Spannungspegel der Datenleitung S zur Hochpotential-Seite geändert wird, und es existiert auch ein Fall (A4), dass der Spannungspegel der Datenleitung S zur Niedrigpotential-Seite geändert wird.
  • Wenn zum Beispiel die Graustufe der Datenleitung S während des Zeitraumes T1 63 ist und die Graustufe der Datenleitung S während des Zeitraumes T2 ebenfalls 63 ist, wird der Spannungspegel der Datenleitung S zur Niedrigpotential-Seite geändert, wie durch A1 in 5 bezeichnet. Wenn andererseits die Graustufe der Datenleitung S während des Zeitraumes T1 0 ist und die Graustufe der Datenleitung während des Zeitraume T2 ebenfalls 0 ist, wird der Spannungspegel der Datenleitung S zur Hochpotential-Seite geändert.
  • Auf diese Weise hängt zur Durchführung der Polaritätsumkehrung der Gegenelektrode VCOM in der Flüssigkristallvorrichtung vom Aktivmatrix-Typ die Änderungsrichtung des Spannungspegels der Datenleitung S von der Graustufe ab. Folglich ist ein Problem aufgetreten, dass die Energieverbrauchs-Verringerungstechnik der Flüssigkristallvorrichtung vom Passivmatrix-Typ, wie in der japanischen Patentoffenlegungsschrift 98577/1995 offenbart, nicht unmittelbar oder unverändert angewandt werden kann.
  • Daher ist bei der herkömmlichen Flüssigkristallvorrichtung vom Aktivmatrix-Typ als eine Operationsverstärkerschaltung (OPC einschließlich des in 2 gezeigten Ausgangspuffers 29) zum Treiben der Datenleitung eine in 6 gezeigte Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse (push-pull-Verfahren) verwendet worden.
  • Diese Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse enthält einen differentiellen Abschnitt 300 und einen Ausgangsabschnitt 310, der einen Treibertransistor PT53 vom P-Typ (allgemein vom ersten Leitfähigkeitstyp) und einen Treibertransistor NT55 vom N-Typ (allgemein vom zweiten Leitfähigkeitstyp) aufweist.
  • Hier enthält der differentielle Abschnitt 300 P-Typ-Transistoren PT51 und PT62, deren Gate-Elektroden mit einem Ausgang DQ des differentiellen Abschnittes 300 gemeinsam verbunden sind, N-Typ-Transistoren NT51 und NT52, die gemeinsam mit Eingängen I und XI des differentiellen Abschnittes 300 verbundene Gate-Elektroden haben, und eine Stromquelle IS51, Der Ausgangsabschnitt 310 umfasst eine Inversionsschaltung, die gebildet ist aus einem N-Typ-Transistor NT53, der eine mit einem Ausgang XDQ (Inversionsausgang) des differentiellen Abschnittes 300 verbundene Gate-Elektrode hat, und einer Stromquelle IS52. Ferner umfasst der Ausgangsabschnitt 310 den P-Typ-Treibertransistor PT53, der eine mit dem Ausgang XDQ des differentiellen Abschnittes 300 verbundene Gate-Elektrode hat, den N-Typ-Treibertransistor NT55, der eine mit einem Ausgang BQ der Inversionsschaltung verbundene Gate-Elektrode hat, einen N-Typ-Transistor NT54, der eine mit einer VSS verbundene Gate-Elektrode hat, und eine Kapazität CC zur Phasenkompensation.
  • In der in 6 gezeigten Operationsverstärkerschaltung ist ein Ausgang Q des Ausgangsabschnittes 310 mit dem Eingang XI (Inversionseingang) des differentiellen Abschnitten 300 verbunden, wodurch eine Spannungsfolgerverbindung geschaffen wird.
  • Ferner sind die Stromquellen IS51 und IS52 durch N-Typ-Transistoren gebildet, von denen Gate-Elektroden mit zum Beispiel der Referenzspannung (konstante Spannung) verbunden sind.
  • Bei der in 6 gezeigten Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse enthält der Ausgangsabschnitt 310 sowohl den P-Typ-Treibertransistor PT53 als auch den N-Typ-Treibertransistor NT55. Daher wird in dem Fall von A1 und A4 in 5 der N-Typ-Treibertransistor NT55 so betrieben, dass der Spannungspegel der Datenleitung S schnell auf die Seite des niedrigen Potentials abgesenkt werden kann. Andererseits wird im Fall von A2 und A3 in 5 der P-Typ-Treibertransistor PT53 so betrieben, dass der Spannungspegel der Datenleitung S schnell auf die Seite des hohen Potentials angehoben werden kann. Daher ist bei der Flüssigkristallvorrichtung, die das Abtastzeilen-Inversionstreiben durchführt und dabei die Polarität der Gegenelektrode VCOM invertiert, in den meisten Fällen die in 6 gezeigte Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse als eine Operationsverstärkerschaltung verwendet worden, die in einem Ausgangspuffer einer Datenleitungstreiberschaltung enthalten ist.
  • Die in 6 gezeigte Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse enthält jedoch drei Wege, auf denen ein elektrischer Strom fließt, nämlich die Wege für elektrische Ströme I51, I52, I53, wodurch der nutzlos verbrauchte elektrische Strom erhöht wird, was zu dem Problem führt, dass der Energieverbrauch erhöht ist. Insbesondere wird bei diesem Typ von Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse zum geeigneten Steuern von Gate-Elektroden der Treibertransistoren PT53 und NT55 eine Schaltung verwendet, die vier oder mehr Stromwege verwendet. Wenn eine solche Schaltungskonfiguration eingesetzt wird, ist der Energieverbrauch weiter erhöht. Wenn andererseits der Betrag der elektrischen Ströme I51, I52 und I53 verringert wird, um den Energieverbrauch zu senken, so führt dies zu einer Absenkung der Antwortgeschwindigkeit und zur Beeinträchtigung der Frequenzeigenschaften.
  • Ferner ist in Bezug auf die in 6 gezeigte Operationsverstärkerschaltung eine große Zahl dieser Operationsverstärkerschaltungen jeweils entsprechend einer Datenleitung vorgesehen, wie in 2 gezeigt. Wenn folglich der Energieverbrauch einer jeden Operationsverstärkerschaltung erhöht ist, so ist der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung entsprechend der Anzahl von Operationsverstärkerschaltungen erhöht, was zu dem Problem führt, dass die Verringerung des Energieverbrauches der Flüssigkristallvorrichtung erheblich behindert ist.
  • Um dieses Problem zu lösen, verwendet diese Ausgestaltung ein im Folgenden beschriebenes Verfahren.
  • 2.2 Umschaltung von Operationsverstärkern
  • Zunächst werden in dieser Ausgestaltung die Operationsverstärker zum Treiben der Datenleitung entsprechend der Umschaltung des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM umgeschaltet.
  • Genauer gesagt, wird, wie in 7A gezeigt, während des Zeitraumes T1 (erster Zeitraum, in 5 gezeigter Zeitraum mit positiver Polarität), in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC1 (dem ersten Spannungspegel) wird, die Datenleitung unter Verwendung des Operationsverstärkers OP1 getrieben. Andererseits wird während des Zeitraumes T2 (zweiter Zeitraum, in 5 gezeigter Zeitraum negativer Polarität), in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC2 wird (zweiter Spannungspegel, der durch Invertieren der Polarität von VC1 erhalten wird), die Datenleitung unter Verwendung des Operationsverstärkers OP2 betrieben, der von dem Operationsverstärker OP1 verschieden ist.
  • Ein Beispiel der Konfiguration der Operationsverstärkerschaltung, die ein solches Treiberverfahren realisieren kann, ist in 7B gezeigt. Die Operationsverstärkerschaltung umfasst den Operationsverstärker OP1 (erster Operationsverstärker vom P-Typ), den Operationsverstärker OP2 (zweiter Operationsverstärker vom N-Typ) und eine Auswahlschaltung 70.
  • Hier enthält der Operationsverstärker OP1 (P-Typ), wie in 7B gezeigt, zum Beispiel einen differentiellen Abschnitt 50 und einen Ausgangsabschnitt 52, der einen P-Typ-Treibertransistor PT13 und eine Stromquelle IS12 aufweist. Hier ist eine Gate-Elektrode des P-Typ-Treibertransistors PT13 basierend auf einem Ausgang (Inversionsausgang) des differentiellen Abschnittes 50 gesteuert.
  • Ferner enthält der Operationsverstärker OP2 (N-Typ), wie in 7B gezeigt, zum Beispiel einen differentiellen Abschnitt 60 und einen Ausgangsabschnitt 62, der einen N-Typ-Treibertransistor NT23 und eine Stromquelle IS22 aufweist. Hier ist eine Gate-Elektrode des N-Typ-Treibertransistors NT23 basierend auf einem Ausgang (Inversionsausgang) des differentiellen Abschnittes 60 gesteuert.
  • Die Stromquellen IS12 und IS22 dienen zum Liefern von konstanten Strömen, und jede Stromquelle kann gebildet sein aus einem N-Typ-Transistor, von dem eine Gate-Elektrode mit einer Referenzspannung verbunden ist, einen Depressionstyp-Transistor oder einem Widerstandselement. Ferner kann in 7B die Operationsverstärkerschaltung ohne Verwendung der Stromquellen IS12 und IS22 aufgebaut sein.
  • Die Auswahlschaltung 70 wählt, wenn (während des Zeitraumes T1) die Gegenelektrode VCOM VC1 annimmt, den Ausgang Q1 des Operationsverstärkers OP1 und verbindet den Ausgang Q1 mit der Datenleitung S. Andererseits wählt die Auswahlschaltung 70, wenn die Gegenelektrode VCOM VC2 annimmt (während des Zeitraumes T2) den Ausgang Q2 des Operationsverstärkers OP2 und verbindet den Ausgang Q2 mit der Datenleitung S. Durch eine solche Operation kann die Datenleitung S durch den Operationsverstärker OP1 während des Zeitraumes T1 und durch den Operationsverstärker OP2 während des Zeitraums T2 getrieben werden.
  • 8 zeigt ein Beispiel der Konfiguration des Operationsverstärkers OP1. Dieser Operationsverstärker ist ein P-Typ-Operationsverstärker, dessen Ausgangsabschnitt 52 einen P-Typ-Treibertransistor PT13 enthält, aber keinen N-Typ-Treibertransistor.
  • Ein differentieller Abschnitt 50 des Operationsverstärkers OP1 enthält P-Typ-Transistoren PT11 und PT12, von denen Gate-Elektroden gemeinsam mit einem Ausgang DQ1 des differentiellen Abschnittes 50 verbunden sind, N-Typ-Transistoren NT11 und NT12, von denen Gate-Elektroden mit Eingängen I1 und XI1 des differentiellen Abschnittes 50 verbunden sind, und eine Stromquelle IS11, die auf Seiten von VSS (zweite Energiequelle) vorgesehen ist.
  • Der Ausgangsabschnitt 52 des Operationsverstärkers OP1 enthält den P-Typ-Transistor PT13, von dem eine Gate-Elektrode mit einem Ausgang XDQ1 (Inversionsausgang) verbunden ist, eine Stromquelle IS12, die auf Seiten von VSS vorgesehen ist, und eine Kapazität CC1 zur Phasenkompensation.
  • Der in 8 gezeigte Operationsverstärker OP1 hat einen Ausgang Q1, der mit einem Eingang XI1 (Inversionseingang) des differentiellen Abschnittes 50 verbunden ist, wodurch eine Spannungsfolgerverbindung geschaffen wird.
  • 9 zeigt ein Beispiel der Konfiguration des Operationsverstärkers OP2. Dieser Operationsverstärker OP2 ist ein N-Typ-Operationsverstärker, dessen Ausgangsabschnitt 62 einen N-Typ-Treibertransistor NT23, aber keinen P-Typ-Treibertransistor enthält.
  • Ein differentieller Abschnitt 60 des Operationsverstärkers OP2 enthält eine Stromquelle IS21, die auf Seiten von VDD (erste Energiequelle) vorgesehen ist, P-Typ-Transistoren PT21 und PT22, von denen Gate-Elektroden mit Eingängen I2 und XI2 des differentiellen Abschnittes 60 verbunden sind, und N-Typ-Transistoren NT21 und NT22, von denen Gate-Elektroden gemeinsam mit einem Ausgang DQ2 des differentiellen Abschnittes 60 verbunden sind.
  • Der Ausgangsabschnitt 62 des Operationsverstärkers OP2 enthält eine Stromquelle IS22, die auf Seiten von VDD vorgesehen ist, den N-Typ-Transistor NT23, von dem eine Gate-Elektrode mit einem Ausgang XDQ2 (Inversionsausgang) des differentiellen Abschnittes 60 verbunden ist, und eine Kapazität CC2 zur Phasenkompensation.
  • Der in 9 gezeigte Operationsverstärker OP2 hat einen Ausgang Q2, der mit einem Eingang XI2 (Inversionseingang) des differentiellen Abschnittes 60 verbunden ist und so eine Spannungsfolgerverbindung herstellt.
  • In dem in 8 gezeigten Operationsverstärker OP1 bestehen die Wege, auf denen der elektrische Strom fließt, aus nur zwei Wegen I11 und I12. In gleicher Weise sind in dem in 9 gezeigten Operationsverstärker OP2 Wege, auf denen der elektrische Strom fließt, durch nur zwei Wege I21 und I22 gebildet. Folglich können im Vergleich zu dem in 6 gezeigten Operationsverstärker der AB-Klasse, der drei oder mehr elektrische Stromwege verwendet, diese Operationsverstärker OP1 und OP2 den nutzlos fließenden Strom verringern, so dass die Verringerung des Energieverbrauches erreicht werden kann.
  • Ferner wird bei der in 6 gezeigten Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse, wenn die Stromlieferfähigkeit der Treibertransistoren PT53 und NT55 verringert wird, die Datenleitungstreibfähigkeit verringert. Folglich ist es nicht möglich, den Strom I53 effektiv zu verringern, der auf den Wegen der Treibertransistoren PT53 und NT55 fließt.
  • Im Gegensatz dazu kann in einer Situation (B15, in 17 gezeigt, die später beschrieben wird), in der es nicht so stark notwendig ist, den Spannungspegel des Ausganges Q1 zur Seite des niedrigen Potentials abzusenken, der Strom I12, der in der Stromquelle IS12 fließt, extrem klein gemacht werden. Auf diese Weise kann mit Bezug auf den in 9 gezeigten Operationsverstärker OP2 in einer Situation (B5, in 17 gezeigt, die später beschrieben wird), in der es nicht so stark notwendig ist, den Spannungspegel des Ausganges Q2 auf Seiten des hohen Potentials anzuheben, der Strom I22, der in die Stromquelle IS22 fließt, extrem klein gemacht werden. Im Vergleich zu der in 6 gezeigten Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse, die den Strom I53 am Ausgangsabschnitt 310 nicht ausreichend klein machen kann, können die in 8 und 9 gezeigten Operationsverstärker OP1 und OP2 die Ströme I11 und I22, die in den Ausgangsabschnitten 52 und 56 fließen, ausreichend klein machen, so dass der Energieverbrauch extrem verringert werden kann.
  • Dann wird in dieser Ausgestaltung, wie in 7A gezeigt, während des Zeitraumes T1 nur der Operationsverstärker OP1 verwendet, dessen Energieverbrauch extrem klein ist, und nur der Operationsverstärker OP2, dessen Energieverbrauch ebenfalls extrem klein ist, wird während des Zeitraumes T2 verwendet. Folglich kann im Vergleich zu einem herkömmlichen Verfahren, das die in 6 gezeigte AB-Klassen-Operationsverstärkerschaltung verwendet, die in den gesamten Zeiträumen (T1 und T2) eine große Menge Energie verbraucht, der Energieverbrauch der Flüssig kristallvorrichtung drastisch reduziert werden.
  • Ferner sind mit Bezug auf die in 7B gezeigte Operationsverstärkerschaltung nach dieser Ausgestaltung die Operationsverstärkerschaltungen entsprechend jeweiligen Datenleitungen, wie in 2 gezeigt, vorgesehen und daher entsprechend der Anzahl von Datenleitungen vorgesehen, wodurch die Anzahl von Operationsverstärkerschaltungen extrem groß wird. Wenn der Energieverbrauch jeder Verstärkerschaltung verringert werden kann, kann der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung entsprechend der Anzahl von Operationsverstärkerschaltungen reduziert werden, so dass der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung drastisch reduziert werden kann.
  • 2.3 Versetzen des Ausganges der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand
  • Ferner kann in dieser Ausgestaltung der Ausgang der Operationsverstärkerschaltungen in den Hochimpedanzzustand versetzt werden.
  • Genauer gesagt, verwendet, wie in 10 gezeigt, diese Ausgestaltung ein Treiberverfahren, bei dem in einem gegebenen Zeitraum während eines Überganges (einschließlich der Übergangszeit) zwischen dem Zeitraum T1 (erster Zeitraum), in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC1 (erster Spannungspegel) wird, und dem Zeitraum T2 (zweiter Zeitraum), in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC2 wird (zweiter Spannungspegel), der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand (HIZ) versetzt wird.
  • Ein Beispiel der Konfiguration einer Operationsverstärkerschaltung, die ein solches Treiberverfahren realisieren kann, ist in 11A gezeigt. Diese Operationsverstärkerschaltung enthält einen Operationsverstärker OP1 (P-Typ, einen Operationsverstärker OP2 (N-Typ) und eine Auswahlschaltung 70. Hier wird ein Ausgang der Auswahlschaltung 70 in einem gegebenen Zeitraum während des Überganges zwischen dem Zeitraum T1 und dem Zeitraum T2 in den Hochimpedanzzustand versetzt.
  • Genauer gesagt enthält die Auswahlschaltung 70 Transfergatter TG1 und TG2 (Wegtransistoren, allgemein Schaltelemente), bei denen ein P-Typ-Transistor und ein N-Typ Transistor parallel geschaltet sind. Das Transfergatter TG unterliegt einer Ein-/Aussteuerung in Reaktion auf ein Signal SEL1, und das Transfergatter TG2 unterliegt einer Ein-/Aussteuerung in Reaktion auf ein Signal SEL2.
  • 11B zeigt Zeitverlaufswellenformen der Ein-/Aus-Steuerung der Transfergatter TG1 und TG2 unter Verwendung der Signale SEL1 und SEL2.
  • Wie in 11B gezeigt, wird, wenn das Signal SEL1 während des Zeitraumes T1, in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC1 wird, das Signal SEL1 auf H-Pegel geht, das Transfergatter TG1 eingeschaltet (leitfähiger Zustand). Dann wird der Operationsverstärker OP1 ausgewählt und der Ausgang Q1 des Operationsverstärkers OP1 wird mit der Datenleitung S verbunden. Folglich wird die Datenleitung S durch den P-Typ-Operationsverstärker OP1 getrieben.
  • Wenn hingegen das Signal SEL2 während des Zeitraumes T2 aktiv wird, in welchem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC2 wird, wird das Transfergatter TG2 eingeschaltet. Dann wird der Operationsverstärker OP2 ausgewählt, und der Ausgang Q2 des Operationsverstärkers OP2 wird mit der Datenleitung S verbunden. Folglich wird die Datenleitung S durch den N-Typ-Operationsverstärker OP2 getrieben.
  • Wenn beide Signale SEL1 und SEL2 nicht aktiv werden (L-Pegel), werden beide Transfergatter TG1 und TG2 ausgeschaltet (nicht leitfähiger Zustand). Dann wird die Datenleitung S weder durch den Operationsverstärker OP1 noch durch den Operationsverstärker OP2 getrieben, und die Datenleitung S ist in dem Hochimpedanzzustand (HIZ). Durch solche Operationen ist es möglich, zur Zeit des Überganges zwischen den Zeiträumen T1 und T2 die Datenleitung S in den Hochimpedanzzustand zu versetzen.
  • Auf diese Weise wird gemäß dieser Ausgestaltung unter Verwendung der Signale SEL1 und SEL2, die während der Zeiträume T1 und T2 aktiv werden und die Zeiträume, in denen diese Signale aktiv werden, überlappungsfrei miteinander machen, die Ein-/Aus-Steuerung der Transfergatter TG1 und TG2 (Schaltelemente) durchgeführt. Durch eine solche Steuerung kann das Umschalt-Treiben der Datenleitung S unter Verwendung der Operationsverstärker OP1 und OP2 und das Versetzen der Datenleitung S in den Hochimpedanzzustand mit einfacher Schaltungskonfiguration und einfacher Schaltungssteuerung durchgeführt werden.
  • Obwohl die Hochimpedanzsteuerung der Ausgänge der Operationsverstärker durchgeführt wird durch Verwendung des Verfahrens, das den Ausgang der Auswahlschaltung 70 in 11A und 11B den Hochimpedanzzustand versetzt, kann die Hochimpedanzsteuerung auch mit einem Verfahren durchgeführt werden, das die Ausgänge 2 der Operationsverstärker OP1 und OP2 in den Hochimpedanzzustand versetzt.
  • 3. Prinzip der Verringerung des Energieverbrauches
  • Anschließend wird das Prinzip des Verfahrens zur Verringerung des Energieverbrauches gemäß dieser Ausgestaltung beschrieben.
  • Um in der Flüssigkristallvorrichtung die Bildqualität zu verbessern und dabei den Spannungspegel der Pixelelektrode während der Nichtauswahlzeiträume zu halten, ist die Hilfskapazität mit der Pixelelektrode verbunden, um die Flüssigkristallkapazität zu unterstützen. Als Verfahren zum Bilden einer solchen Hilfskapazität gibt es ein Speicherkapazitätsverfahren, in 12A gezeigt, und ein Zusatzkapazitätsverfahren, in 12B gezeigt.
  • In dem in 12A gezeigten Speicherkapazitätsverfahren wird die Hilfskapazität CS zwischen der Pixelelektrode und der Gegenelektrode VCOM gebildet. Dies kann erreicht werden, indem zum Beispiel die Verdrahtung der Gegenelektrode VCOM auf dem Aktivmatrix-Substrat separat ausgebildet wird. Andererseits wird bei dem in 12B gezeigten Zusatzkapazitätsverfahren die Hilfskapa zität CS zwischen der Pixelelektrode und der Abtastleitung (Gate-Leitung) der vorhergehenden Stufe gebildet. Dies kann durch ein Layout erreicht werden, bei dem das Muster der Pixelelektrode mit dem Muster der Abtastleitung der vorhergehenden Stufe überlappt.
  • Obwohl das Verfahren zum Verringern des Energieverbrauches nach dieser Ausgestaltung sowohl auf das in 12A gezeigte Speicherkapazitätsverfahren als auch auf das in 12B gezeigte Zusatzkapazitätsverfahren anwendbar ist, wird zur Vereinfachung der Erläuterung als Beispiel ein Fall beschrieben, in dem das Verfahren zum Verringern des Energieverbrauches auf das in 12A gezeigte Speicherkapazitätsverfahren angewandt wird.
  • Bei dem in 12A gezeigten Speicherkapazitätsverfahren wirken die parasitäre Kapazität zwischen Gate und Drain des TFT und die parasitäre Kapazität zwischen Gate und Source des TFT in Richtung einer Unterdrückung der Änderung des Spannungspegels der Datenleitung. Im Gegensatz dazu wird bei dem in 12B gezeigten Zusatzkapazitätsverfahren der Spannungspegel der Abtastleitung der vorhergehenden Stufe zur Zeit der Änderung des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM ebenfalls geändert. Folglich wirkt die Änderung des Spannungspegels der Abtastleitung in Richtung einer Unterstützung der Änderung des Spannungspegels der Datenleitung. Folglich ist im Hinblick auf das Verfahren der Ausgestaltung, welches den Spannungspegel der Datenleitung in Reaktion auf die Änderung des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM ändert und den Energieverbrauch durch Ausnutzung der Änderung des Spannungspegels der Datenleitung verringert, das in 12B gezeigte Zusatzkapazitätsverfahren effektiver.
  • 3 zeigt schematisch ein Beispiel von Signalwellenformen der Datenleitung S, der Gegenelektrode VCOM und der Abtastsignalleitungen G im Fall des Speicherkapazitätsverfahrens.
  • Wie in 13 gezeigt, werden die Spannungspegel der Datenleitung S und der Gegenelektrode VCOM in jeder Abtastperiode der Polaritätsumkehrung in Bezug auf einen gegebenen Spannungspegel unterzogen. Wenn der Spannungspegel der Datenleitung S einen höheren Wert als der der Gegenelektrode VCOM hat, hat die an das Flüssigkristallelement angelegte Spannung positive Polarität, während wenn der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM ein höheres Potential als das der Datenleitung S hat, die an das Flüssigkristallelement angelegte Spannung negative Polarität hat. Auf diese Weise ist es durch Umkehren/Invertieren der Polarität der an das Flüssigkristallelement angelegten Spannung in jeder Abtastperiode möglich, zu verhindern, dass Gleichspannung lange Zeit an dem Flüssigkristallelement anliegt, so dass die Lebensdauer des Flüssigkristallelementes verlängert werden kann.
  • Wenn die Gegenelektrode VCOM der Polaritätsumkehrung unterzogen wird, so dass der Spannungspegel von VC1 auf VC2 oder von VC2 auf VC1 geändert wird, wie in 13 gezeigt, wird die Änderung des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM aufgrund der von der parasitären Kapazität zwischen Gegenelektrode VCOM und Datenleitung S abgeleiteten kapazitiven Kopplung auf die Datenleitung S übertragen.
  • Wie in 14 gezeigt, kann hier die parasitäre Kapazität CPAPIX zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S pro Pixel durch folgende Gleichung ausgedrückt werden. CPAPIX = {1/CDS + 1/(CL + CS)}-1 (1)
  • In dieser Gleichung (1) ist CDS die parasitäre Kapazität zwischen Drain und Source des TFT, CL ist die Flüssigkristallkapazität, und CS ist die Hilfskapazität. In dieser Gleichung (1) werden die parasitäre Kapazität zwischen Gate und Drain des TFT und die parasitäre Kapazität zwischen Gate und Source des TFT vernachlässigt.
  • Wie in 15 gezeigt, kann dann die parasitäre Kapazität CPA zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S pro Datenleitung durch folgende Gleichung ausgedrückt werden. CPA = CPAPIX × (M – 1) (2)
  • In Gleichung (2) bezeichnet M die Anzahl von Abtastleitungen. Der Grund dafür, dass CPA nicht als CPAPIX × M, sondern als CPAPIX × (M – 1) berechnet wird, ist, dass in Bezug auf das von der Abtastleitung ausgewählte Pixel kein Einfluss der parasitären Kapazität CPAPIX vorhanden ist.
  • Zum Beispiel beträgt in den obigen Gleichungen (1), (2) unter der Annahme, dass CL + CL = 0,1 pf (Picofarad), CDS = 0,05pf und die Anzahl von Abtastzeilen M = 228 ist, die parasitäre Kapazität pro Pixel CPAPIX ca. 0,33pf und die parasitäre Kapazität pro Datenleitung CPA ca. 7,6pf.
  • Auf diese Weise wird eine parasitäre Kapazität mit einem nicht vernachlässigbaren Pegel zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung gebildet. Folglich wird, wenn der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM bei in nicht getriebenem Zustand gehaltener Datenleitung S geändert wird, aufgrund der von der parasitären Kapazität CPA abgeleiteten kapazitiven Kopplung auch der Spannungspegel der Datenleitung S verändert.
  • Wenn zum Beispiel, wie in 16 gezeigt, der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM von VC1 auf VC2 oder von VC2 auf VC1 geändert wird, wird der Spannungspegel der Datenleitung S von VS1 auf VS2 oder von VS2 auf VS1 verändert. In einem idealen Fall, in dem andere parasitäre Kapazitäten an der Datenleitung S nicht gebildet sind, ist zwischen den Spannungspegeln die Beziehung VS2 – VS1 = VC2 – VC1 erfüllt. Da aber in einem tatsächlichen Betrieb die parasitäre Kapazität zwischen der Datenleitung S und dem Substrat sowie zwischen der Datenleitung S und der Atmosphäre vorhanden ist, wird die Beziehung zwischen den Spannungspegeln zu VS2 – VS1 < VC2 – VC1.
  • In dieser Ausgestaltung wird die Verringerung des Energieverbrauches der Flüssigkristallvorrichtung realisiert, indem eine solche von der parasitären Kapazität CPA abgeleitete Änderung des Spannungspegels der Datenleitung S positiv ausgenutzt wird.
  • Zum Beispiel wird in einem in 17 gezeigten Zeitablaufs-Wellenformdiagramm bei B1 der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM von VC1 auf Seiten von VSS (zweite Energiequelle) zu VC2 auf Seiten von VDD (erste Energiequelle) geändert. In diesem Fall wird gemäß dieser Ausges taltung zur Zeit des Umschaltens des Spannungspegels die Datenleitung S (Ausgang der Operationsverstärkerschaltung) wie bei B2 angegeben in den Hochimpedanzzustand versetzt (siehe 10 bis 11B).
  • Indem auf diese Weise die Datenleitung S in den Hochimpedanzzustand versetzt wird, ist die Datenleitung S in dem nicht getriebenen Zustand. Folglich wird aufgrund der parasitären Kapazität CPA zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S (siehe 14 bis 16) der Spannungspegel der Datenleitung S zur VDD-Seite (Hochpotentialseite) geändert, wie bei B3 in 17 angegeben.
  • Dann wird in dieser Ausgestaltung, wie bei B4 in 17 angegeben, während des Zeitraumes T2, in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC2 wird, die Datenleitung S durch den N-Typ-Operationsverstärker OP2 getrieben (siehe 7A bis 9). Folglich wird der Spannungspegel der Datenleitung, der wie bei B3 in 17 angegeben zur VDD-Seite verändert ist, durch Treiben des Operationsverstärkers OP2 zur VSS-Seite (Niedrigpotentialseite) verändert, wie bei B5 angegeben, und wird, wie bei B6 angegeben, auf den der Graustufe entsprechenden Spannungspegel gesetzt (siehe 5).
  • In diesem Fall ist OP2 der N-Typ-Operationsverstärker mit N-Typ-Treibertransistor NT23, wie in 9 gezeigt. Folglich kann durch Ausnutzen der Treiberfähigkeit des auf VSS-Seite vorgesehenen Treibertransistors NT23 der Spannungspegel der Datenleitung S leicht auf die VSS-Seite (Niedrigpotentialseite) verändert werden, wie bei B5 in 5 gezeigt. Mit anderen Worten kann, da es unnötig ist, den Spannungspegel der Datenleitung S zur VDD-Seite (Hochpotentialseite) zu ändern, der elektrische Strom, der in der Stromquelle IS22 in 9 fließt, verringert (oder eliminiert) werden. Folglich kann der Energieverbrauch der Operationsverstärkerschaltung verringert werden, so dass der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung verringert werden kann.
  • Andererseits wird bei B11 in 17 der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM von VC2 auf VDD-Seite nach VC1 auf VSS-Seite geändert. In diesem Fall wird gemäß dieser Ausgestaltung die Datenleitung S in den Hochimpedanzzustand zur Zeit des Umschaltens des Spannungspegels versetzt, wie bei B12 angegeben.
  • Wenn die Datenleitung S in den Hochimpedanzzustand versetzt ist, ist die Datenleitung S in dem nicht getriebenen Zustand. Folglich wird, wie bei B13 in 17 angegeben, der Spannungspegel der Datenleitung S zur VSS-Seite durch die zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S erzeugte parasitäre Kapazität CPA verändert.
  • Dann wird in dieser Ausgestaltung, wie bei B14 in 17 gezeigt, während des Zeitraumes T1, in dem der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM zu VC1 wird, die Datenleitung S durch den P-Typ-Operationsverstärker OP1 getrieben. Folglich wird der Spannungspegel der Datenleitung S, der, wie bei B13 in 17 gezeigt, zur VSS-Seite geändert ist, durch Treiben des Operationsverstärkers OP1, wie bei B15 gezeigt, zur VDD-Seite geändert und, wie bei B16 gezeigt, auf den der Graustufe entsprechenden Spannungspegel gesetzt.
  • In diesem Fall ist OP1 der P-Typ-Operationsverstärker mit dem P-Typ-Treibertransistor PT13, wie in 8 gezeigt. Folglich kann durch Ausnutzen der Treiberfähigkeit des auf VDD-Seite vorgesehenen Treibertransistors PT13 der Spannungspegel der Datenleitung S leicht zur VDD-Seite geändert werden, wie bei B15 in 17 gezeigt. Mit anderen Worten kann, da es nicht notwendig ist, den Spannungspegel der Datenleitung S zur VSS-Seite zu ändern, der elektrische Strom, der in der Stromquelle IS12 in 8 fließt, verringert (oder eliminiert) werden. Folglich kann der Energieverbrauch der Operationsverstärkerschaltung verringert werden, so dass der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung verringert werden kann.
  • Zum Beispiel ist gemäß einem Verfahren, welches die Datenleitung S zur Zeit des Umschaltens des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM nicht in den Hochimpedanzzustand versetzt, die Datenleitung S durch die Operationsverstärkerschaltung immer im Treiberzustand. Auch wenn der Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM geändert wird, führt folglich die von der parasitären Kapazität CPA abgeleitete kapazitive Kopplung nicht zu den Änderungen des Spannungspegels der Datenleitung S, wie bei B3 und B13 in 17 gezeigt. Folglich hängt, wie zuvor in Verbindung mit A1 bis A4 in 5 beschrieben, die Richtung, in der der Spannungspegel der Datenleitung S geändert wird, von der Graustufe ab, und es ist schwierig, die Änderungsrichtung auf eine Richtung festzulegen. Daher gibt es keine andere Möglichkeit, als die in 6 gezeigte AB-Klassen-Operationsverstärkerschaltung zu verwenden, die den Spannungspegel der Datenleitung S sowohl zur VDD-Seite als auch zur VSS-Seite mit der gleichen Treibkraft ändern kann. Da jedoch die AB-Klassen-Operationsverstärkerschaltung den hohen Energieverbrauch aufweist, ist es für die Flüssigkristallvorrichtung schwierig gewesen, die Verringerung des Energieverbrauches zu erreichen.
  • Indem im Gegensatz dazu die parasitäre Kapazität CPA zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S positiv ausgenutzt wird, wurde bei dieser Ausgestaltung der Spannungspegel der Datenleitung S vor dem Treiben der Datenleitung S erfolgreich zur VDD-Seite sowie zur VSS-Seite geändert, wie bei B3 und B13 in 17 gezeigt.
  • Wenn der Spannungspegel der Datenleitung S vor dem Treiben der Datenleitung S zur VDD-Seite geändert wird, wie bei B3 in 17 gezeigt, hängt die Richtung, in die der Spannungspegel der Datenleitung S danach geändert wird, nicht von der Graustufe ab und wird auf die VSS-Seite gesetzt. Folglich kann als Operationsverstärker, der die Datenleitung S treibt, der N-Typ-Operationsverstärker OP2 verwendet werden, der schwache Treiberkraft zur VDD-Seite, aber starke Treiberkraft zur VSS-Seite aufweist.
  • Wenn andererseits der Spannungspegel der Datenleitung vor dem Treiben der Datenleitung S zur VSS-Seite geändert wird, wie bei B13 in 17 gezeigt, ist die Richtung, in die der Spannungspegel der Datenleitung S danach geänder wird, nicht von der Graustufe abhängig und ist zur VDD-Seite gesetzt. Folglich kann als Operationsverstärker, der die Datenleitung S treibt, der P-Typ-Operationsverstärker OP1 verwendet werden, der die schwache Treiberkraft zur VSS-Seite, aber die starke Treiberkraft zur VDD-Seite aufweist.
  • Hier weisen sowohl P-Typ- als auch N-Typ-Operationsverstärker OP1 und OP2 geringen Energieverbrauch auf. Auf diese Weise kann diese Ausgestaltung den Energieverbrauch drastisch verringern im Vergleich zu dem Verfahren, das die in 6 gezeigte AB-Klassen-Operationsverstärkerschaltung verwendet.
  • Die Änderungsbreite des Spannungspegels der Datenleitung S bei B3 und B13 in 17 ist klein, wenn von der parasitären Kapazität CPA verschiedene parasitäre Kapazitäten (zum Beispiel die parasitäre Kapazität zwischen der Datenleitung S und der Atmosphäre) groß ist. Wenn, je nach Graustufe, die Änderungsbreite des Spannungspegels der Datenleitung S klein ist, kann ein Zustand auftreten, in welchem der Spannungspegel der Datenleitung S in Gegenrichtung, zur VDD-Seite bei B5 oder VSS-Seite bei B15 in 17, geändert werden muss.
  • Wenn jedoch ein solcher Zustand auftritt, unterstützt die Änderung des Spannungspegels bei B3 das Treiben des N-Typ-Operationsverstärkers OP2. Das heißt, die Zeit, die die Stromquelle IS22 (siehe 9) des Operationsverstärkers OP2 benötigt, um den Spannungspegel der Datenleitung S zur VDD-Seite zu ändern, kann verkürzt werden. In gleicher Weise unterstützt die Änderung des Spannungspegels bei B13 auch das Treiben des P-Typ-Operationsverstärkers OP1. Das heißt, die Zeit, die die Stromquelle IS12 (siehe 8) des Operationsverstärkers OP1 benötigt, um den Spannungspegel der Datenleitung S zur VSS-Seite zu ändern, kann verkürzt werden.
  • Obwohl der Spannungspegel der Datenleitung S wie bei B3 und B13 in 17 gezeigt durch Versetzen des Ausganges der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand verändert wird, kann der Spannungspegel der Datenleitung S zur Zeit des Umschaltens der Gegenelektrode VCOM durch ein anderes Verfahren verändert werden, das zum Beispiel einen zusätzlichen Transistor (zum Beispiel Vorladetransistor) zum Ändern des Spannungspegels verwendet.
  • Allerdings ist es gemäß dem Verfahren, das den Ausgang der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand versetzt, wie in 17 gezeigt, möglich, den Spannungspegel der Datenleitung S, wie bei B3 und B13 gezeigt, durch effektive Ausnutzung des Ladens/Entladens des Anzeigeschirmes, das von der Gegenelektrode VCOM hervorgerufen wird, zu ändern. Folglich kann das Verfahren die Verringerung des Energieverbrauches im Vergleich zum oben verwendeten Verfahren unter Verwendung des zusätzlichen Transistors verstärken.
  • 4. Detailliertes Beispiel der Operationsverstärkerschaltung
  • 18 zeigt ein Beispiel einer detaillierten Konfiguration der Operationsverstärkerschaltung.
  • Die in 18 gezeigte Operationsverstärkerschaltung unterscheidet sich von der in Verbindung mit 7A bis 11B beschriebenen Operationsverstärkerschaltung in Hinblick auf den Punkt, dass der Operationsverstärker OP1 die N-Typ-Transistoren NT14 und NT16 und den P-Typ-Transistor PT14 enthält, während der Operationsverstärker OP2 die P-Typ-Transistoren PT24 und PT26 und den N-Typ-Transistor PT24 enthält.
  • In 18 entsprechen die N-Typ-Transistoren NT13 und NT15, bei denen die Referenzspannung (Vorspannung) VB1 mit ihren Gate-Elektroden verbunden ist, und die P-Typ-Transistoren PT23 und PT25, bei denen die Referenzspannung (Vorspannung) VB2 mit ihren Gate-Elektroden verbunden ist, den Stromquellen IS11, IS12, IS21 und IS22 in 8 und 9. Ferner bezeichnet RP einen Widerstand zum Schützen eines Ausganges der Operationsverstärkerschaltung vor statischer Elektrizität.
  • 4.1 Ein-/Aus-Steuerung der Stromquellen
  • In dieser Ausgestaltung wird unter Verwendung der in 18 gezeigten Transistoren NT14, NT16, PT24 und PT26 die Ein-/Aus-Steuerung der Stromquellen IS11 (NT13), IS12 (NT15), IS21 (PT23) und IS22 (PT25) der Operationsverstärker OP1 und OP2 durchgeführt, um die Ein-/Aus-Steuerung der Operationen der Operationsverstärker zu erreichen.
  • Hier sind Signale OFF1D und OFF1Q mit den Gate-Elektroden der N-Typ-Transistoren NT14 und NT16 verbunden, während Signale XOFF2D und XOFF2Q mit den Gate-Elektroden der P-Typ-Transistoren PT24 und PT26 verbunden sind. Diese Signale OFF1D, OFF1Q, XOFF2D und XOFF2Q unterliegen einer Signalsteuerung wie zum Beispiel in einem Zeitablaufs-Wellenformdiagramm in 19A dargestellt. Hier steht das "X" der Signale XOFF2D und XOFF2Q für "negative Logik".
  • Zum Beispiel während des Zeitraumes T1 (erster Zeitraum), in dem die Gegenelektrode VCOM VC1 annimmt, gehen die Signale OFF1D und OFF1Q auf H-Pegel (aktiv), und die N-Typ-Transistoren NT14 und NT16 in 18 werden eingeschaltet. Folglich fließt der Strom in die Stromquellen IS11 (NT13) und IS12 (NT15) des Operationsverstärkers OP1, so dass der Operationsverstärker OP1 im betriebsbereiten Zustand ist.
  • Ferner gehen in diesem Zeitraum T1 die Signale XOFF2D und XOFF2Q auf H-Pegel (inaktiv), und die P-Typ-Transistoren PT24 und PT26 werden ausgeschaltet. Folglich wird der Strom, der in die Stromquellen IS21(PT23) und IS22 (PT25) des Operationsverstärkers OP2 fließt, abgeschnitten, so dass der Operationsverstärker OP2 im nicht funktionsbereiten Zustand ist.
  • Auf diese Weise wird, während der Operationsverstärker OP1 in den funktionsbereiten Zustand versetzt ist, der Operationsverstärker OP2 in den nicht funktionsbereiten Zustand versetzt, wodurch der Energieverbrauch verringert werden kann. D. h. im Vergleich zu einem Fall, wo beide Operationsverstärker OP1 und OP2 in den funktionsbereiten Zustand versetzt sind, kann der Energieverbrauch halbiert werden. Während des Zeitraumes T1 wird nur der Ausgang des Operationsverstärkers OP1 von der Auswahlschaltung 70 ausgewählt, und die Datenleitung S wird nur von dem Operationsverstärker OP1 getrieben. Folglich entsteht, auch wenn der Operationsverstärker OP2 im Zeitraum T1 den nicht funktionsbereiten Zustand annimmt, kein Problem im Hinblick auf das Treiben der Datenleitung S.
  • Während des Zeitraumes T2 (zweiter Zeitraum), in dem die Gegenelektrode VCOM auf VC2 geht, gehen die Signale OFF1D und OFF1Q auf L-Pegel (nicht aktiv), und die N-Typ-Transistoren NT14 und NT16 in 18 werden ausgeschaltet. Folglich fließt der Strom in die Stromquellen IS11 und IS12 des Operationsverstärkers OP1, so dass der Operationsverstärker OP2 den nicht funktionsbereiten Zustand annimmt.
  • Ferner gehen während dieses Zeitraumes T2 die Signale XOFF2D und XOFF2Q auf L-Pegel (aktiv), und die P-Typ-Transistoren PT24 und PT26 werden eingeschaltet. Folglich fließt der Strom in die Stromquellen IS21 und IS22 des Operationsverstärkers OP2, so dass der Operationsverstärker OP2 in betriebsbereitem Zustand ist.
  • Indem auf diese Weise während des Zeitraumes T2, während der Operationsverstärker OP2 in den funktionsbereiten Zustand versetzt ist, der Operationsverstärker OP1 in den nicht funktionsbereiten Zustand versetzt ist, kann der Energieverbrauch verringert werden. Das heißt, im Vergleich zu einem Fall, wo beide Operationsverstärker OP1 und OP2 in den funktionsbereiten Zustand versetzt sind, kann der Energieverbrauch halbiert werden. Während des Zeitraumes T2 wird nur der Ausgang des Operationsverstärkers OP2 von der Auswahlschaltung 70 ausgewählt, und die Datenleitung S wird nur von dem Operationsverstärker OP2 getrieben. Auch wenn der Operationsverstärker OP1 während des Zeitraumes T2 den nicht funktionsbereiten Zustand einnimmt, tritt daher kein Problem im Hinblick auf das Treiben der Datenleitung S auf.
  • Auf diese Weise können gemäß dieser Ausgestaltung durch Bereitstellung der Transistoren NT14, NT16, PT24 und PT26, die in Reaktion auf die Signale OFF1D, OFF1Q, XOFF2D und XOFF2Q gesteuert werden, die Stromquellen des Operationsverstärkers, der nicht verwendet wird, ausgeschaltet werden, wodurch der Energieverbrauch der Operationsverstärkerschaltung erfolgreich verringert wird.
  • Die Signale OFF1D, OFF1Q, XOFF2D und XOFF2Q können hier einer Signalsteuerung unterliegen, die in Form eines Zeitverlauf-Wellenformdiagramms in 19B gezeigt ist.
  • D. h. obwohl in 19B die Signale OFF1D und XOFF2D in Reaktion auf die Umschaltung der Zeiträume T1 und T2 geändert werden, werden die Signale OFF1Q und XOFF2Q nicht in Reaktion auf die Umschaltung der Zeiträume T1 und T2 geändert. Während das Signal OFF1Q fest auf H-Pegel ist, ist das Signal XOFF2Q fest auf L-Pegel.
  • Indem dann die Signale OFF1D und XOFF2D geändert werden, werden die in den differentiellen Abschnitten der Operationsverstärker OP1 und OP2 in 18 enthaltenen Stromquellen IS11 und IS22 der Ein-/Aus-Steuerung unterzogen.
  • Indem andererseits die Signale OFF1Q und XOFF2Q fest auf H-Pegel und L-Pegel gehalten werden, sind die Stromquellen IS12 und IS22 der Ausgangsabschnitte der Operationsverstärker OP1 und OP2 immer im Ein-Zustand.
  • Wenn zum Beispiel der elektrische Strom, der in den Stromquellen IS11 und IS21 des differentiellen Abschnittes des Operationsverstärkers fließt, groß ist, können Antwortgeschwindigkeit und Frequenzcharakteristiken des Operationsverstärkers verbessert werden, so dass der Strom allgemein groß ist. Folglich kann durch Durchführen der Ein-/Aus-Steuerung des in den Stromquellen IS11 und IS21 fließenden Stroms die effektivere Verringerung des Energieverbrauches erreicht werden.
  • Andererseits wird, wie in Verbindung mit B5, B15 in 17 beschrieben, bei dieser Ausgestaltung die Stromversorgungsfähigkeit (Treibfähigkeit) in Bezug auf die Stromquellen IS12 und IS22 des Ausgangsabschnittes des Operationsverstärkers nicht so stark benötigt. Selbst wenn der Strom, der in den Stromquellen IS12 und IS22 fließt, nicht der Ein-/Aus-Steuerung unterliegt, sondern immer in die Stromquellen IS12 und IS22 fließen gelassen wird, werden folglich die Transistoren PT13 und NT23 durch die Transistoren PT14 und NT24 in Reaktion auf die Signale SEL1, SEL2 ausgeschaltet, so dass der Energieverbrauch nicht so stark erhöht wird. Indem der elektrische Strom immer in den Stromquellen IS12 und IS22 fließen gelassen wird, können die Spannungspegel der Ausgänge Q1 und Q2 der Operationsverstärker OP1 und OP2 stabil gemacht werden, und die Spannungspegel der Ausgänge Q1 und Q2 können auf L-Pegel (VSS) und H-Pegel (VDD) gesetzt werden, wenn die Treibertransistoren PT13 und NT23 im Aus-Zustand sind. Folglich kann, wie später beschrieben wird, ein Problem, das aufgrund des Phänomens, dass die Spannungspegel der Ausgänge Q1, Q2 instabil werden, auftreten kann, effektiv verhindert werden.
  • Obwohl die Steuerung durchgeführt wird, um den elektrischen Strom, der in den Stromquellen IS11, IS12, IS21 und IS22 in 19A und 19B fließt, zu unterbrechen, kann die Steuerung so durchgeführt werden, dass der elektrische Strom nur begrenzt oder verringert wird, ohne den Strom vollständig zu unterbrechen.
  • 4.2 Ein-Aus-Steuerung der Treibertransistoren
  • In dieser Ausgestaltung wird die Ein-Aus-Steuerung der Treibertransistoren PT13 und NT23 der Operationsverstärker OP1 und OP2 unter Verwendung der in 18 gezeigten Transistoren PT14 und NT24 durchgeführt, wodurch die Ausgänge Q1 und Q2 der Operationsverstärker OP1 und OP2 daran gehindert werden, instabil zu werden.
  • Hier ist das Signal SEL1 mit der Gate-Elektrode des P-Typ-Transistors PT14 verbunden. Dieses Signal SEL1 ist ein Signal, das auch für die Ein-/Aus-Steuerung des Transfergatters TG1 verwendet wird und die Auswahl/Nicht-Auswahl des Operationsverstärkers OP1 anweist (siehe 11A und 11B).
  • Ferner ist ein Umkehrungssignal des Signals SEL2 mit der Gate-Elektrode des N-Typ-Transistors NT24 verbunden. Dieses Signal SEL2 ist ein Signal, das auch für die Ein-/Aus-Steuerung des Tranfergatters TG2 verwendet wird und die Auswahl/Nicht-Auswahl des Operationsverstärkers OP2 anweist.
  • Diese Signale SEL1 und SEL2 unterliegen einer Signalsteuerung wie zum Beispiel in einem Zeitverlaufs-Wellenformdiagramm in 20 gezeigt.
  • Zum Beispiel während des Zeitraumes T1, in dem die Gegenelektrode VCOM auf VC1 geht, geht das Signal SEL1 auf H-Pegel (aktiv), und das Transfergatter TG1 in 18 wird eingeschaltet. Folglich wird der Operationsverstärker OP1 ausgewählt, und der Ausgang Q1 wird mit der Datenleitung S verbunden.
  • Andererseits geht während des Zeitraumes T1 das Signal SEL2 auf L-Pegel (nicht aktiv), und der N-Typ-Transistor NT24, in den das Umkehrungssignal des Signals SEL2 eingegeben wird, wird eingeschaltet. Folglich geht das Signal XDQ2, das mit der Gate-Elektrode des Treibertransistors NT23 verbunden ist, auf L-Pegel, so dass der Treibertransistor NT23 ausgeschaltet wird. Folglich wird der Spannungspegel des Ausganges Q2 des Operationsverstärkers OP2 durch die Stromquelle IS22 zur VDD-Seite gezogen und auf H-Pegel gesetzt. Das heißt, während des Zeitraumes T1, dem der Operationsverstärker OP2 im nicht funktionsbereiten Zustand ist, ist es möglich, den Spannungspegel des Ausganges Q2 des Operationsverstärkers OP2 daran zu hindern, instabil zu werden.
  • Ferner geht während des Zeitraumes T2, in dem die Gegenelektrode VCOM auf VC2 geht, das Signal SEL2 auf H-Pegel (aktiv), und das Transfergatter TG2 in 18 wird eingeschaltet. Folglich wird der Operationsverstärker OP2 ausgewählt, und der Ausgang Q wird mit der Datenleitung S verbunden.
  • Andererseits geht während des Zeitraumes T2 das Signal SEL1 auf L-Pegel (nicht aktiv), und der P-Typ-Transistor NT14, in den das Signal SEL1 eingegeben wird, wird eingeschaltet. Folglich geht das Signal XDQ1, das mit der Gate-Elektrode des Treibertransistors PT13 verbunden ist, auf H-Pegel, so dass der Treibertransistor PT23 ausgeschaltet wird. Folglich wird der Spannungspegel des Ausganges Q1 des Operationsverstärkers OP1 durch die Stromquelle IS12 zur VSS-Seite gezogen und auf L-Pegel gesetzt. D. h. während des Zeitraumes T2, in dem der Operationsverstärker OP1 in dem nicht funktionsbereiten Zustand ist, ist es möglich, den Spannungspegel des Ausganges Q1 des Operationsverstärkers OP1 daran zu hindern, instabil zu werden.
  • Wie zuvor beschrieben, geht dieser Ausgestaltung zufolge während des Zeitraumes, bevor der Operationsverstärker OP2 ausgewählt wird und der Operationsverstärker OP2 die Datenleitung S treibt, wie bei E1 in 20 gezeigt, die Gate-Elektrode des Treibertransistors NT23, den der Operationsverstärker OP2 enthält, auf L-Pegel, so dass der Treibertransistor NT23 ausgeschaltet wird. Da die Stromquelle IS22 zu diesem Zeitpunkt immer im Ein-Zustand ist, wird der Spannungspegel des Ausganges Q2 des Operationsverstärkers OP2 zur VDD-Seite geändert und geht auf H-Pegel.
  • Folglich kann, auch wenn das Transfergatter TG2 basierend auf der Auswahl des Operationsverstärkers OP2, wie anschließend bei E2 in 20 gezeigt, eingeschaltet wird, der negative Einfluss, der durch die Umverteilung von Ladung verursacht werden kann, minimiert werden.
  • Das heißt, in dieser Ausgestaltung wird, bevor die Datenleitung S unter Verwendung des Operationsverstärkers OP2 getrieben wird, die Datenleitung S (Ausgang der Operationsverstärkerschaltung) in den Hochimpedanzzustand versetzt, wie bei E3 in 20 angegeben. Dann wird durch Ändern der Gegenelektrode VCOM von VC1 nach VC2 in diesem Hochimpedanzzustand der Spannungspegel der Datenleitung S angehoben, wie in Verbindung mit B3 in 17 beschrieben.
  • Wenn man jedoch einen Fall annimmt, in dem der Ausgang Q2 des Operationsverstärkers OP2 auf L-Pegel geht, wenn das in 18 gezeigte Transfergatter TG2 eingeschaltet wird, wird der Spannungspegel der Datenleitung S, der einmal, wie bei B3 in 17 angegeben, angehoben wird, durch die Ladungsumverteilung abgesenkt. Dies führt zu einer Erscheinung, bei der das anschließende Treiben der Datenleitung durch den Operationsverstärker OP2 behindert ist.
  • Gemäß dieser Ausgestaltung wird während des Zeitraumes, bevor die Datenleitung S durch den Operationsverstärker OP2 getrieben wird, der Treibertransistor NT23 des Operationsverstärkers OP2 ausgeschaltet, wie bei E1 in 20 angegeben, und der Ausgang Q2 des Operationsverstärkers OP2 geht auf H-Pegel, so dass der durch die Ladungsumverteilung verursachte negative Einfluss minimiert werden kann, wodurch die oben erwähnte Erscheinung verhindert wird.
  • In derselben Weise geht gemäß dieser Ausgestaltung während des Zeitraumes, bevor der Operationsverstärker OP1 ausgewählt wird und der Operationsverstärker OP1 die Datenleitung S treibt, wie bei E11 in 20 angegeben, die Gate-Elektrode des Treibertransistors PT13, den der Operationsverstärker OP1 enthält, auf H-Pegel, so dass der Treibertransistor PT13 ausgeschaltet wird. Da die Stromquelle IS12 zu diesem Zeitpunkt immer im Ein-Zustand ist, wird der Spannungspegel des Ausganges Q1 des Operationsverstärkers OP1 zur VSS-Seite geändert und geht auf L-Pegel.
  • Folglich kann, selbst wenn das Transfergatter TG1 in Reaktion auf die Auswahl des Operationsverstärkers OP1, wie nachfolgend bei E12 in 20 angegeben, eingeschaltet wird, der negative Einfluss minimiert werden, der durch die Ladungsumverteilung verursacht werden kann.
  • Das heißt, in dieser Ausgestaltung wird, bevor die Datenleitung S unter Verwendung des Operationsverstärkers OP1 getrieben wird, die Datenleitung S in den Hochimpedanzzustand versetzt, wie bei E13 in 20 angegeben. Dann wird durch Ändern des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM von VC2 auf VC1 in diesem Hochimpedanzzustand der Spannungspegel der Datenleitung S abgesenkt, wie in Verbindung mit B13 in 17 beschrieben.
  • Wenn man jedoch einen Fall annimmt, in dem der Ausgang Q1 des Operationsverstärkers OP1 auf H-Pegel geht, wenn das in 18 gezeigte Transfergatter TG1 eingeschaltet wird, so wird der einmal wie durch B13 in 17 angegeben abgesenkte Spannungspegel der Datenleitung S durch die Ladungsumverteilung angehoben. Dies führt zu einer Erscheinung, bei der das anschließende Treiben der Datenleitung durch den Operationsverstärker OP1 behindert ist.
  • Gemäß dieser Ausgestaltung wird während des Zeitraumes, bevor die Datenleitung S durch den Operationsverstärker OP1 getrieben wird, der Treibertransistor PT13 des Operationsverstärkers OP1 ausgeschaltet, wie bei E1 in 20 angegeben, und der Ausgang Q2 des Operationsverstärkers OP1 geht auf L-Pegel, wodurch der negative Einfluss, der durch die Ladungsumverteilung verursacht wird, minimiert werden kann und die oben erwähnte Erscheinung verhindert wird.
  • 5. Klemmschaltung
  • Um den Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung weiter zu verringern, führt, wie in 21A gezeigt, diese Ausgestaltung eine Hochimpedanzsteuerung des Ausganges Q der Operationsverstärkerschaltung durch und sieht eine Klemmschaltung 80 am Ausgang Q vor. Durch Bereitstellung dieser Klemmschaltung 80 ist der Ausgang Q (Datenleitung S) der Operationsverstärkerschaltung in einem Spannungsbereich festgeklemmt, der gleich einem oder breiter als ein Spannungsbereich zwischen den Energiequellen VDD, VSS der Operationsverstärkerschaltung ist. Folglich ist es möglich, die überschüssige Ladung zur Seite der Energiequelle VDD oder zur Seite der Energiequelle VSS zurückzuführen, so dass der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung verringert werden kann.
  • Wie in 21A gezeigt, enthält die Klemmschaltung 80 eine Diode DI1 (Klammerelement), die zwischen die Energiequelle VSS (zweite Energiequelle) und die Datenleitung S eingefügt ist, und eine Diode DI2, die zwischen die Datenleitung S und die Energiequelle VDD (erste Energiequelle) eingefügt ist. Hier ist die Diode DI1 eine Diode, die die Richtung von der Energiequelle VSS zur Datenleitung S als Durchgangsrichtung festlegt, und die Diode DI2 ist eine Diode, die die Richtung von der Datenleitung S zur Energiequelle VDD als Durchgangsrichtung festlegt.
  • 21B zeigt ein Beispiel der Elementstruktur der auf der VSS-Seite vorgesehenen Diode DI1. Wie in 21B gezeigt, verwendet die Diode DI1 einen p-Trogbereich p-, der mit der Energiequelle VSS über einen aktiven Bereich P+ als positiv-polaritätsseitige Elektrode und einen aktiven Bereich n+ als eine negativ-polaritätsseitige Elektrode verbunden ist.
  • 21C zeigt ein Beispiel der Elementstruktur der auf VDD-Seite vorgesehen Diode DI2. Wie in 21C gezeigt, verwendet die Diode DI2 einen aktiven Bereich p+ als positiv-polaritätsseitige Elektrode und einen n-Trogbereich n-, der mit der Energiequelle VDD über einen aktiven Bereich n+ verbunden ist, als negativ-polaritätsseitige Elektrode.
  • Diese Dioden DI1 und DI2 können auch als Schutzschaltungen für die Operationsverstärkerschaltung verwendet werden. Genauer gesagt können diese Dioden DI1 und DI2 in eine Ein-/Ausgabeschaltung (Ein-Ausgabe-Pad) einer Halbleitervorrichtung einbezogen sein, in der die Operationsverstärkerschaltung (Treiberschaltung) gebildet ist.
  • Anstatt die Dioden sowohl auf VDD-Seite als auch auf VSS-Seite vorzusehen, kann die Diode auf nur einer Seite vorgesehen werden. Ferner können die Ausgangstransistoren (zum Beispiel Transfergatter TG1 und TG2 in 18) der Operationsverstärkerschaltung als die Dioden DI1 und DI2 (Klemmschaltung) verwendet werden.
  • Im Folgenden wird das Prinzip des Verfahrens zur Verringerung des Energieverbrauches durch Bereitstellung der in 21A gezeigten Klemmschaltung beschrieben. Um die Erläuterung zu vereinfachen, erfolgt die Erläuterung im Folgenden unter der Annahme, dass die Energiequellen VSS, VDD auf 0 V, 5 V gesetzt sind, und dass VC1 und VC2 der Gegenelektrode VCOM auch auf 0 V und 5 V gesetzt sind.
  • Es sei zum Beispiel angenommen, dass die Schreibspannung VS (Graustufenspannung) der Datenleitung S 3 V ist, wenn die Gegenelektrode VCOM 0 V führt, wie bei F1 in 22 angegeben. Ferner sei angenommen, dass die Gegenelektrode VCOM von 0 V (VC1) auf 5 V (VC2) umgeschaltet wird, wie bei F1 und F2 in 22A in diesem Zustand angegeben. Zu diesem Zeitpunkt wird in dieser Ausgestaltung, da der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand versetzt ist (siehe 10 bis 11B), aufgrund der zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S erzeugten parasitären Kapazität CPA (siehe 16) die Datenleitung S von 3 V (VS) auf VS + VC2 = 8 V geändert.
  • Jedoch ist in dieser Ausgestaltung die Klemmschaltung 80 am Ausgang der Operationsverstärkerschaltung vorgesehen, wie in 21A gezeigt. Folglich wird auch wenn die Datenleitung S auf 8 V geändert wird, die Spannung von 8 V durch die Klemmschaltung 80 geklammert, was zu VDD + 0,6 V = 5,6 V führt. Hier ist 0,6 V die Durchgangsspannung des PN-Überganges der Diode.
  • Wenn die Spannung von 8 V durch Klammerung auf 5,6 V geändert ist, wird die Ladung von EQ1 = (8 V – 5,6 V) × CPA zur Seite der Energiequelle VDD zurückgeführt und erneut zum Durchführen des Betriebes der in der Treiberschaltung enthaltenen Operationsverstärkerschaltung genutzt. Das heißt, die Energie, die zum Ändern der Gegenelektrode VCOM des Anzeigeschirmes verwendet wird, wird nicht vergeudet, sondern wird zur Energiequelle zurückgeführt und wiederverwendet, so dass der Energieverbrauch verringert werden kann.
  • Auch wenn der Spannungspegel der Datenleitung S (Ausgang Q der Operationsverstärkerschaltung) von 8 V auf 5,6 V verringert ist, ist dieser Spannungspegel immer noch ausreichend höher als die Graustufenspannung (0 bis 5 V). Folglich behindert dieser Spannungspegel nicht das Datenleitungstreiberverfahren dieser Ausgestaltung, das in Verbindung mit B3, B5, B13 und B15 in 17 beschrieben wurde.
  • Es sei nun angenommen, dass die Schreibspannung VS (Graustufenspannung) von 2 V auf die Datenleitung S in dem Zustand geschrieben wird, in dem die Gegenelektrode VCOM bei 5 V ist, wie bei F3 in 22A angegeben. Ferner sei angenommen, dass die Gegenelektrode VCOM von 5 V (VC2) auf 0 V (VC1) geändert wird, wie durch F3 und F4 in 22A angegeben. Da bei dieser Ausgestaltung zu diesem Zeitpunkt der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand versetzt wird, wird aufgrund der parasitären Kapazität CPA zwischen der Gegenelektrode VCOM und der Datenleitung S die Datenleitung S von 2 V auf –3 V geändert.
  • Allerdings ist in dieser Ausgestaltung die Klemmschaltung 80 am Ausgang der Operationsverstärker schaltung vorgesehen, wie in 21A gezeigt. Folglich wird, auch wenn die Datenleitung S auf –3 V geändert wird, die Spannung von –3 V durch die Klemmschaltung 80 geklammert, was zu VSS –0,6 V = –0,6 V führt.
  • Wenn also die Spannung von –3 V auf –0,6 V durch Klammerung geändert wird, wird die Ladung EQ2 = {– 6 – (–3 V)} × CPA zur Seite der Energiequelle VSS zurückgeführt und wird erneut verwendet, so dass der Energieverbrauch verringert werden kann.
  • Wie oben beschrieben, wird bei dieser Ausgestaltung zum Ändern des Spannungspegels der Datenleitung S unter Verwendung der parasitären Kapazität CPA der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand versetzt, wenn die Gegenelektrode VCOM umgeschaltet wird. Dann wird, wie in 22B gezeigt, der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung auf den Spannungsbereich (5,6 V bis –0,6 V) geklammert, der gleich oder größer als der Spannungspegel (5 V bis 0 V) zwischen den Energiequellen VDD und VSS der Operationsverstärkerschaltung ist. Folglich werden die Ladungen EQ1 = 2,4 V × CPA, EQ2 = 2,4 V × CPA, die aufgrund dieser Klammerungsoperationen überschüssig werden, zu den Energiequellen VDD und VSS zurückgeführt, so dass der Energieverbrauch der Flüssigkristallvorrichtung verringert werden kann.
  • Um die Rückführung der Ladung zur Zeit der Klammerung zu vereinfachen, ist es wünschenswert, dass die Energiequelle für die Operationsverstärkerschaltung und die Energiequelle für die Klemmschaltung als voneinander verschiedene Schaltungen bereitgestellt sind.
  • Genauer gesagt, wird, wie durch F5 in 22C angegeben, wenn die Energiequellen der Operationsverstärkerschaltung durch Energiequellen VDD und VSS (erste und zweite Energiequellen) gebildet sind und die Energiequellen der Klemmschaltung durch Energiequellen VDD' und VSS' (dritte und vierte Energiequellen) gebildet sind, die Beziehung VDD – VSS > VDD' – VSS' erfüllt. Das heißt, der Spannungsbereich der Energiequellen VDD' und VSS' der Klemmschaltung ist enger gesetzt als der Spannungsbereich der Energiequellen VDD und VSS der Operationsverstärkerschaltung. Wenn zum Beispiel der Spannungsbereich von VDD und VSS 5 V bis 0 V ist, ist der Spannungsbereich von VDD' und VSS' auf 4,4 V bis 0,6 V gesetzt.
  • Wie durch F6 in 22C angegeben, ist es in dieser Konfiguration möglich, die Ladung, die zu den Seiten der Energiequellen zurückgeführt werden kann, im Vergleich zu 22B zu vergrößern. Während zum Beispiel in 22B die Ladung EQ1 = EQ2 = 2,4 V × CPA zur Energiequellenseite zurückgeführt wird, wird in 22 die Ladung EQ1 = EQ2 = 3,0 V × CPA zur Energiequellenseite zurückgeführt. Folglich kann die Ladung, die zur Energiequellenseite zurückgeführt wird, vergrößert werden, so dass eine weitere Verringerung des Energieverbrauches der Flüssigkristallvorrichtung erreicht werden kann.
  • Die Energiequellen VDD' und VSS' der Klemmschaltung können erzeugt werden durch Ausnutzung der Spannungserzeugungsfunktion (Graustufenspannungserzeugungsfunktion) der Energiequellenschaltung 42 in 1.
  • Wenn die Durchgangsspannung der Diode auf VDB gesetzt ist, ist ferner wünschenswert, dass die Beziehung VDD' ≥ VDD – VBD, VSS' ≤ VSS + VBD eingehalten wird. Wenn die Spannung VDD 5 V und die Spannung VSS 0 V ist, ist die Beziehung VDD' > 4,4 V, VSS' < 0,6 V erfüllt.
  • In dieser Konfiguration kann eine Erscheinung, dass der Treiberstrom der Operationsverstärkerschaltung in die Energiequellen VDD' und VSS' der Klemmschaltung beim Treiben der Datenleitung unter Verwendung der Operationsverstärkerschaltung fließt, verhindert werden. Folglich kann ein korrektes Treiben der Datenleitung der Operationsverstärkerschaltung realisiert werden.
  • Das Verfahren zur Verringerung des Energieverbrauches, welches das Versetzen des Ausganges der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand beim Umschalten des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM und das Bereitstellen der Klemmschaltung am Ausgang der Operationsverstärkerschaltung umfasst, ist auch wirksam anwendbar auf die in 6 gezeigte Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse. Das heißt, auch mit Bezug auf die Operationsverstärkerschaltung der AB-Klasse kann die überschüssige Ladung auf die Seite der Energiequelle zurückgeführt und der Energieverbrauch um einen der überschüssigen Ladung entsprechenden Betrag verringert werden.
  • 6. Virtueller Abtastzeitraum
  • Bei dem in Verbindung mit 4 beschriebenen Abtast-(Gatter)-Leitungsinversionstreiberverfahren wird, wie in 23 gezeigt, die Polarität der an das Flüssigkristallelement angelegten Spannung in jedem Abtastzeitraum (Abtastleitung) invertiert und außerdem in jedem Rahmen invertiert. Folglich ist es möglich, die Erscheinung zu verhindern, dass die Gleichspannung lange Zeit an dem Flüssigkristallanzeigeelement anliegt, so dass die Beschädigung des Flüssigkristallelementes verhindert werden kann.
  • Wenn bei einem solchen Abtastleitungsinversionstreiberverfahren die Anzahl M der Abtastzeilen eine gerade Zahl (zum Beispiel 228) ist, wie durch J1, J2, J3 und J4 in 23 angegeben, wird die angelegte Spannung im abschließenden M-ten Abtastzeitraum gleich der Polarität der angelegten Spannung im ersten Abtastzeitraum des nächsten Rahmens. Zum Beispiel werden bei J1 und J2 in 23 diese beiden Polaritäten negative Polaritäten, und bei J3 und J4 in 23 werden diese beiden Polaritäten positive Polaritäten.
  • Folglich wurde festgestellt, dass wenn der Anzeigeschirm mit der geraden Anzahl M von Abtastzeilen mit dem Treiberverfahren nach dieser Ausgestaltung, wie in 17 gezeigt, getrieben wird, folgendes Problem auftritt.
  • Zum Beispiel wird in dem (M-1)-ten Abtastzeitraum (dem Abtastzeitraum, in dem die (M-1)-te Abtastleitung ausgewählt ist) wie in 24 gezeigt, VCOM zu VC1, und VC1 ist niedriger als die Graustufenspannung, folglich wird der M-1-te Abtastzeitraum zum Zeitraum T1, in dem die an das Flüssigkristallelement angelegte Spannung positive Polarität hat. Ferner wird in dem abschließenden M-ten Abtastzeitraum (dem Zeitraum, in dem die M-te Abtastleitung gewählt ist) VCOM zu VC2, und VC2 ist höher als die Graustufenspannung, und folglich wird der M-te Abtastzeitraum zum Zeitraum T2, in dem die an das Flüssigkristallelement angelegte Spannung die negative Polarität hat. Ferner wird im ersten Abtastzeitraum (dem Zeitraum, in dem die erste Abtastzeile ausgewählt ist) des nächsten Rahmens VCOM zu VC1, so dass der erste Abtastzeitraum zur Periode T2 wird, in der die an das Flüssigkristallelement angelegte Spannung negative Polarität hat.
  • Das heißt, in 24 sind sowohl der M-te Abtastzeitraum und der erste Abtastzeitraum des nächsten Rahmens Zeiträume T mit negativer Polarität, und folglich wird, auch wenn der Abtastzeitraum sich vom M-ten Abtastzeitraum zum ersten Abtastzeitraum ändert, VCOM auf VC2 gehalten, wie bei K1 angegeben, und die Polarität wird nicht invertiert. Ferner wird sowohl im M-ten Abtastzeitraum als auch im ersten Abtastzeitraum die Datenleitung durch den N-Typ-Operationsverstärker OP2 getrieben.
  • Da VCOM nicht per se der Polaritätsumkehr bei K1 in 24 unterliegt, auch wenn der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung den Hochimpedanzzustand annimmt, wie bei K2 angegeben, wird der Spannungspegel der Datenleitung S nicht geändert. Das heißt, obwohl der Spannungspegel der Datenleitung zur VSS-Seite geändert wird, wie durch B13 angegeben, da VCOM bei B11 in 17 der Polaritätsumkehr unterliegt, wird der Spannungspegel der Datenleitung mit Bezug auf K1 in 24 nicht geändert.
  • Folglich hängt in dem nachfolgenden ersten Abtastzeitraum die Richtung, in die der Spannungspegel der Datenleitung geändert wird, von der Graustufe (siehe A1 bis A4 in 5) ab, und es ist schwierig, die Richtung auf eine Richtung festzulegen. Wenn also die Datenleitung von dem N-Typ-Operationsverstärker OP2 in den ersten Abtastzeitraum getrieben wird, wie bei K3 in 24 angegeben, tritt ein Fall auf, in dem es notwendig ist, eine lange Zeit aufzuwenden, bis der Spannungspegel der Datenleitung auf den der Graustufe entsprechenden Spannungspegel gesetzt ist. Dies liegt daran, dass wenn die Richtung, in die der Spannungspegel der Datenleitung geändert wird, in Richtung der VDD-Seite gesetzt ist, die Datenleitung unter Verwendung der Stromquelle IS22 in 9 getrieben werden muss, die die niedrige Stromlieferfähigkeit hat.
  • Folglich wird in dieser Ausgestaltung ein Verfahren verwendet, das einen virtuellen (Attrappen-) Abtastzeitraum zwischen den M-ten Abtastzeitraum und den ersten Abtastzeitraum einfügt.
  • Genauer gesagt wird zunächst als Annahme der Anzeigeschirm (die elektrooptische Vorrichtung) durch das Abtastleitungsinversionstreiberverfahren (Inversionstreiben, das den Spannungspegel der Gegenelektrode VCOM während des Abtastzeitraumes auf den Spannungspegel setzt, der vom Spannungspegel des vorhergehenden Abtastzeitraumes verschieden ist), wie in 23 gezeigt, getrieben.
  • Dann wird, wie durch L1 in 25 angegeben, während des M-ten Abtastzeitraumes (wobei M eine gerade Zahl ist) das Treiben durchgeführt, während VCOM auf VC2 gesetzt wird (allgemein auf einen der Spannungspegel VC1 und VC2).
  • Anschließend wird, wie durch L2 in 25 angegeben, benachbart zum M-ten Abtastzeitraum der virtuelle (Attrappen-) Abtastzeitraum vorgesehen. Während dieses virtuellen Abtastzeitraumes wird das Treiben durchgeführt, während VCOM auf VC1 (allgemein den anderen, von dem oben erwähnten einen Spannungspegel verschiedenen Spannungspegel) gesetzt wird. Das heißt, die Gegenelektrode VCOM wird der Polaritätsumkehr unterzogen.
  • Anschließend wird, wie durch L3 in 25 angegeben, während des dem virtuellen Abtastzeitraum benachbarten ersten Abtastzeitraumes das Treiben durchgeführt, während VCOM auf VC2 (allgemein den oben erwähnten einen Spannungspegel) gesetzt wird.
  • Ferner wird in Reaktion auf die Umschaltung des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM, wie durch L4, L5, L6 in 25 angegeben, der Operationsverstärker sequentiell vom Operationsverstärker OP1 (P-Typ) auf den Operationsverstärker OP2 (N-Typ), vom Operationsverstärker OP2 auf den Operationsverstärker OP1 und vom Operationsverstärker OP1 (P-Typ) auf den Operationsverstärker OP2 (N-Typ) umgeschaltet. Das heißt, das Treiben während des Abtastzeitraums wird unter Verwendung desjenigen Operationsverstärkers durchgeführt, der von dem im vorhergehenden Abtastzeitraum verwendeten Operationsverstärker verschieden ist.
  • Ferner wird zur Zeit des Umschaltens des Spannungspegels der Gegenelektrode VCOM der Ausgang (Datenleitung) der Operationsverstärkerschaltung in den Hochimpedanzzustand versetzt.
  • Obwohl die Gegenelektrode VCOM bei K1 in 24 nicht der Polaritätsumkehrung ausgesetzt ist, wird durch solche Operationen VCOM immer der Polaritätsumkehrung ausgesetzt, wie durch L1, L2 und L3 in 25 angegeben. Folglich ist es möglich, den Spannungspegel der Datenleitung vor dem Treiben durch positives Ausnutzen der parasitären Kapazität CPA zu ändern, wie durch B3 und B13 in 17 angegeben. Daher ist es, wie durch B5 und B15 in 17 angegeben, möglich, die Änderungsrichtung des Spannungspegels auf eine von der Graustufe unabhängige Richtung zu spezifizieren, und daher können die A-Klassen-Operationsverstärker OP1 und OP2 mit niedrigem Energieverbrauch verwendet werden. Infolgedessen kann die Verringerung des Energieverbrauches der Flüssigkristallvorrichtung verbessert werden.
  • In dem in 25 gezeigten virtuellen Abtastzeitraum wird die Datenleitung getrieben unter Verwendung des der Polarität des Zeitraumes entsprechenden Operationsverstärkers. Zum Beispiel ist der virtuelle Abtastzeitraum der Zeitraum T1 positiver Polarität bei L2 in 25, und daher wird die Datenleitung mit dem P-Typ-Operationsverstärker OP1 getrieben, der die hohe Fähigkeit zum Ändern des Spannungspegels zur VDD-Seite hat. Andererseits wird, wenn die virtuelle Abtastperiode die Periode T2 negativer Polarität ist, die Datenleitung mit dem N-Typ-Operationsverstärker OP2 mit der hohen Fähigkeit zum Ändern des Spannungspegels zur VSS-Seite getrieben.
  • Ferner treibt in dem virtuellen Abtastzeitraum die Abtastleitungstreiberschaltung 30 die Abtastleitungen G1 bis GM nicht, sondern führt das virtuelle Treiben virtueller Abtastleitungen durch.
  • Genauer gesagt gibt der in 1 gezeigte Controller 40, wenn die Anzahl M der Abtastleitungen zum Beispiel 228 ist, das Freigabe-Ein-/Ausgabesignal EIO, in 3 gezeigt, in das Schieberegister 32 nicht alte 228 Abtastperioden, sondern alle 229 Abtastperioden ein. Durch eine solche Operation ist während des virtuellen Abtastzeitraumes, der auf den M-ten Abtastzeitraum folgt, das Freigabe-Ein-/Ausgabesignal EIO im Schieberegister 32 nicht vorhanden, so dass das Treiben der tatsächlichen Abtastleitungen nicht durchgeführt wird.
  • Das Verfahren, das die virtuellen Abtastzeiträume wie in 25 gezeigt vorsieht, ist auch auf ein Treiberverfahren anwendbar, in dem ein Rahmen in eine Mehrzahl von Treiberfeldern unterteilt ist.
  • Außerdem ist das in 25 gezeigte Verfahren auch auf ein Treiberverfahren anwendbar, in dem ein zusätzlicher Transistor (zum Beispiel Vorspanntransistor) am Ausgang der Operationsverstärkerschaltung vorgesehen ist und der Spannungspegel der Datenleitung vor dem Treiben verändert wird.
  • Die vorliegende Erfindung ist nicht auf diese Ausgestaltung beschränkt und diverse Abwandlungen sind denkbar.
  • Zum Beispiel ist zwar die Ausgestaltung in Verbindung mit dem Fall beschrieben worden, in dem die vorliegende Erfindung auf die Flüssigkristallvorrichtung vom Aktivmatrix-Typ unter Verwendung des TFT angewandt wird, doch ist die Flüssigkristallvorrichtung, auf die die vorliegende Erfindung anwendbar ist, nicht auf eine solche Flüssigkristallvorrichtung beschränkt.
  • Ferner ist die Konfiguration der Operationsverstärkerschaltung nicht auf die in dieser Ausgestaltung beschriebene Konfiguration beschränkt.
  • Ferner ist die vorliegende Erfindung nicht auf die Flüssigkristallvorrichtung (LCD-Schirm) beschränkt und ist auch anwendbar auf eine Elektrolumineszenz-(EL-)-Vorrichtung, eine organische EL-Vorrichtung und eine Plasmaanzeigevorrichtung.
  • Ferner ist die vorliegende Erfindung nicht beschränkt auf Abtastleitungs-Inversionstreiben und ist auch anwendbar auf andere Inversionstreiberverfahren.
  • Schließlich kann im Hinblick auf die Erfindungen gemäß den abhängigen Ansprüchen unter den vorliegenden Erfindungen ein Teil der Bestandteile von abhängigen Ansprüchen weggelassen werden. Ferner kann ein wesentlicher Teil der Erfindung eines unabhängigen Anspruches der vorliegenden Erfindung von einem anderen unabhängigen Anspruch abhängig gemacht werden.

Claims (10)

  1. Operationsverstärkerschaltung, geeignet zum Treiben einer Datenleitung (S1 – SN) einer elektrooptischen Vorrichtung mit Abtastleitungen (G1 – GM), Datenleitungen (S1 – SN), Pixelelektroden, die durch die Abtastleitungen (G1 – GM) und die Datenleitungen (S1 – SN) spezifiziert sind, und einer Gegenelektrode, die mit einem dazwischen liegenden elektrooptischen Material den Pixelelektroden zugewandt ist, wobei die Spannung an der Gegenelektrode durch eine Steuereinrichtung (40) steuerbar ist, um einen ersten Spannungspegel (VC1) auf Seiten einer zweiten Energiequelle während eines ersten Zeitraums (T1) und einen zweiten Spannungspegel (VC2) auf Seiten einer ersten Energiequelle während eines zweiten Zeitraums (T2) anzunehmen, wobei ein Ausgang der Operationsverstärkerschaltung (OPC) mit der Datenleitung (S1 – SN) verbindbar ist und die Operationsverstärkerschaltung (OPC) mit der Steuereinrichtung (40) verknüpfbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Operationsverstärkerschaltung (OPC) so eingerichtet ist, dass sie als Reaktion auf das Schalten der Spannung an der Gegenelektrode zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungspegel ihren Ausgang auf einen Hochimpedanzzustand in einem gegebenen Zeitraum setzt, der einen Übergang zwischen dem ersten Zeitraum (T1) und dem zweiten Zeitraum (T2) beinhaltet, wobei die Operationsverstärkerschaltung (OPC) eingerichtet ist, die Änderung des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) auf die Seite der zweiten Energiequelle zu steuern durch Versetzen des Ausgangs der Operationsverstärkerschaltung (OPC) in den Hochimpedanzzustand und Ausnutzen einer kapazitiven Kopplung einer parasitären Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung (S1 – SN) in einem gegebenen Zeitraum, der einen Übergang von dem zweiten Zeitraum (T2) zu dem ersten Zeitraum (T1) beinhaltet, wobei die Operationsverstärkerschaltung (OPC) eingerichtet ist, die Änderung des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) auf die Seite der ersten Energiequelle (VDD) zu steuern durch Versetzen des Ausgangs der Operationsverstärkerschaltung (OPC) in den Hochimpedanzzustand und Ausnutzen der kapazitiven Kopplung der parasitären Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung (S1 – SN) in einem gegebenen Zeitraum, der einen Übergang von dem ersten Zeitraum (T1) zu dem zweiten Zeitraum (T2) beinhaltet.
  2. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, mit einem ersten Operationsverstärker (OP1) zum Treiben der Datenleitung (S1 – SN) in dem ersten Zeitraum (T1); und einem zweiten Operationsverstärker (OP2) zum Treiben der Datenleitung (S1 – SN) in dem zweiten Zeitraum (T2).
  3. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 2, bei der der erste Operationsverstärker (OP1) umfasst: einen differentiellen Abschnitt (50); und einen Ausgangsabschnitt (52), der einen ersten Treibertransistor (PT13) eines ersten Leitfähigkeitstyps mit einer Gate-Elektrode umfasst, die basierend auf einer Ausgabe des differentiellen Abschnitts (50) gesteuert ist; und bei der der zweite Operationsverstärker (OP2) umfasst: einen differentiellen Abschnitt (60); und einen Ausgangsabschnitt (62), der einen zweiten Treibertransistor (NT23) eines zweiten Leitfähigkeitstyps mit einer Gate-Elektrode umfasst, die basierend auf einer Ausgabe des differentiellen Abschnitts (50) gesteuert ist.
  4. Operationsverstärkerschaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 3, mit einem ersten Operationsverstärker (OP1), der eingerichtet ist, den Spannungspegel der Datenleitung (S1 – SN), der auf die Seite der zweiten Energiequelle geändert worden ist, auf die Seite der ersten Energiequelle zu ändern, und den Spannungspegel der Datenleitung (S1 – SN) auf einen Spannungspegel zu setzen, der einer Graustufe entspricht; und einem zweiten Operationsverstärker (OP2), der eingerichtet ist, den Spannungspegel der Datenleitung (S1 – SN), der auf die Seite der ersten Energiequelle geändert worden ist, auf die Seite der zweiten Energiequelle zu ändern, und den Spannungspegel der Datenleitung (S1 – SN) auf einen Spannungspegel zu setzen, der einer Graustufe entspricht.
  5. Operationsverstärkerschaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 4, mit einer Klemmschaltung (80) zum Klemmen des Ausgangs der Operationsverstärkerschaltung in einen Spannungsbereich, der gleich oder größer als der Spannungsbereich zwischen der ersten und zweiten Energiequelle (VDD, VSS) der Operationsverstärkerschaltung (OPC) ist.
  6. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 5, bei dem eine Energiequelle der Klemmschaltung (80) auf dritte und vierte Energiequellen gesetzt ist, die Spannungsbereiche haben, die enger sind als die Spannungsbereiche der ersten und zweiten Energiequelle (VDD, VSS) der Operationsverstärkerschaltung (OPC).
  7. Treiberschaltung zum Treiben einer elektrooptischen Vorrichtung, die Abtastleitungen (G1 – GM), Datenleitungen (S1 – SN) und Pixelelektroden umfasst, die durch die Abtastleitungen (G1 – GM) und die Datenleitungen (S1 – SN) spezifiziert sind, wobei die Treiberschaltung aufweist: die Operationsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, die für jede der Datenleitungen (S1 – SN) vorgesehen ist, eine Datenspannungserzeugungsschaltung (28), die für jede der Datenleitungen (S1 – SN) vorgesehen ist, zum Erzeugen einer Datenspannung, die von der Operationsverstärkerschaltung (OPC) impedanzgewandelt wird.
  8. Verfahren zum Treiben einer elektrooptischen Vorrichtung, die Abtastleitungen (G1 – GM), Datenleitungen (S1 – SN), Pixelelektroden, die durch die Abtastleitungen (G1 – GM) und die Datenleitungen (S1 – SN) spezifiziert sind, und eine Gegenelektrode hat, die mit einem dazwischen liegenden elektrooptischen Material den Pixelelektroden zugewandt ist, wobei die Spannung an der Gegenelektrode durch eine Steuereinrichtung (40) steuerbar ist, um einen ersten Spannungspegel (VC1) auf Seiten einer zweiten Energiequelle während eines ersten Zeitraums (T1) und einen zweiten Spannungspegel (VC2) auf Seiten einer ersten Energiequelle während eines zweiten Zeitraums (T2) anzunehmen, wobei das Verfahren umfasst a) Setzen des Spannungspegels der Gegenelektrode auf einen ersten Spannungspegel (VC1) auf Seiten einer zweiten Energiequelle während eines ersten Zeitraums (T1), und b) Setzen des Spannungspegels der Gegenelektrode auf einen zweiten Spannungspegel (VC2) auf Seiten einer ersten Energiequelle während eines zweiten Zeitraums (T2); gekennzeichnet durch c) Versetzen der Datenleitung (S1 – SN) in einen Hochimpedanzzustand in einem gegebenen Zeitraum, der einen Übergang zwischen dem ersten Zeitraum (T1) und dem zweiten Zeitraum (T2) beinhaltet, wobei Schritt c) umfasst: c1) Ändern des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) auf die Seite der zweiten Energiequelle durch Versetzen der Datenleitung (S1 – SN) in den Hochimpedanzzustand und Ausnutzen einer kapazitiven Kopplung einer parasitären Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung (S1 – SN) in einem gegebenen Zeitraum, der einen Übergang von dem zweiten Zeitraum (T2) zu dem ersten Zeitraum (T1) beinhaltet, c2) Ändern des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) auf die Seite der ersten Energiequelle durch Versetzen der Datenleitung (S1 – SN) in den Hochimpedanzzustand und Ausnutzen der kapazitiven Kopplung der parasitären Kapazität zwischen der Gegenelektrode und der Datenleitung (S1 – SN) in einem gegebenen Zeitraum, der einen Übergang von dem ersten Zeitraum (T1) zu dem zweiten Zeitraum (T2) beinhaltet.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, mit Ändern des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN), der auf die Seite der zweiten Energiequelle geändert worden ist, auf die Seite der ersten Energiequelle und Setzen des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) auf einen Spannungspegel, der einer Graustufe entspricht; und Ändern des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN), der auf die Seite der ersten Energiequelle geändert worden ist, auf die Seite der zweiten Energiequelle und Setzen des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) auf einen Spannungspegel, der einer Graustufe entspricht.
  10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, mit: Klemmen des Spannungspegels der Datenleitung (S1 – SN) in einen Spannungsbereich, der gleich oder größer als der Spannungsbereich zwischen der ersten und der zweiten Energiequelle (VDD, VSS) ist.
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