CN101662251A

CN101662251A - 电动机控制装置

Info

Publication number: CN101662251A
Application number: CN200910173502A
Authority: CN
Inventors: 铃木尚礼; 远藤常博; 户张和明; 金子大吾; 前田大辅; 山崎明
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd; Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd; Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd; Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2005-07-29
Filing date: 2006-07-28
Publication date: 2010-03-03
Anticipated expiration: 2026-07-28
Also published as: EP1748544A3; EP2197102A1; EP1748544A2; JP4729356B2; EP2197102B1; CN100590961C; US7619385B2; EP1748544B1; CN1905351A; US20070024232A1; JP2007037352A; CN101662251B

Abstract

一种电动机控制装置，通过在驱动永磁体电动机的同步运转模式中进行永磁体电动机的转矩推测，通过以其转矩推测值的信息为基础设定无位置传感器运转模式下的电流指令值的初始值，抑制从同步运转模式向位置反馈运转模式切换时产生的很大的速度变化，不通过负载转矩的实现同样的加速特性。

Description

电动机控制装置

本发明是申请人株式会社日立制作所于2006年7月28日提出的申请号为200610107667.1的、发明名称为“电动机控制装置、洗衣机、空调及电动油泵”发明申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及稳定地驱动永磁体电动机的电动机驱动装置。

背景技术

为了起动永磁体电动机，一般的方法采用：

·定位模式，其在特定的相上通以电流，进行转子的定位。

·其次，同步运转模式，其不使用永磁体电动机的转动角度位置的信息(不进行位置反馈)驱动同步电动机，慢慢地提高逆变器的输出频率，从上述定位状态加速到某一转速。

·再次，在其转速以上，进入位置反馈运转模式，其利用磁极位置的推测值或由磁极位置传感器得到的转角位置信息进行转动。

在这种方法中，在上述的某一转速切换运转模式时，在同步运转模式状态下生成控制系统的假设的转动位置和实际的转子位置差别很大，当切换的前后不能保持电动机输出转矩的连续性时，刚切换后转速会变得异常高速或相反异常低速，产生转速变化很大的切换冲击(chock)。切换冲击的程度根据切换方法、切换时的负载条件而变化。

作为运转模式切换时的其他的冲击之一，还存在电流增大的峰值电流的问题。关于将其抑制为低值的技术，例如特开2004-222382号公报上记载的方法。在此以往技术中，作为同步运转模式的电压的决定方法，根据负载转矩越大、永磁体电动机上流过的电流越小的关系，推测负载转矩，将对应推测的负载转矩的电压施加到永磁体电动机上。其后，当3相的相位和转动角度位置间的相位差在规定相位差范围内时，切换到采用转角位置信息的模式。

专利文献1：特开2004-222382号公报。

发明内容

在上述的以往技术中，还没有记载在同步运转模式下，为了决定电压，根据流过永磁体电动机的电流的变化推测负载转矩的变化，另一方面，运转模式的切换是3相相位和转角位置间的相位差达到规定相位差范围内时进行的构成，切换时利用同步运转模式下推测的负载转矩的方法。另外，也没有记载对于切换后的很大速度变动的对策法。

本发明的目的在于，抑制从同步运转模式向位置反馈运转模式切换时产生的很大的速度变化，实现不依赖负载转矩的同样的加速特性。

本发明的特征之一在于，在电动机控制装置中，具备：电流控制器，其以电流指令值作为输入；电压指令值生成器，其以上述电流控制器的输出作为输入；电力变换电路，其按照上述电压指令值生成器的输出，向永磁体电动机施加电压，在该电动机控制装置中，具备不进行位置反馈的同步运转模式和由位置反馈构成的运转模式，在同步运转模式中进行与永磁体电动机的转矩成比例的值的推测运算，以与上述转矩成比例的值为基础，设定与速度控制器、上述电流控制器或上述电压指令值生成器有关的控制常数，转移到上述位置反馈的运转模式。

还有，本发明的其他特征按照本申请权利要求的范围记载。

(有益效果)

根据本发明，能够抑制从同步运转模式向位置反馈运转模式切换时所产生的很大的速度变化。

附图说明

图1是关于本发明的一实施例的电动机控制装置的全体构成图。

图2是电力变换电路的一构成例。

图3是d轴电流控制器的一例。

图4是q轴电流控制器的一例。

图5是速度控制器的一例。

图6是用于向各运转模式转移和特征的简略图的一例。

图7是ASR的初始值为0时的轻负载时的试验结果的一例。

图8是ASR的初始值为0时的重负载时的试验结果的一例。

图9是ASR的初始值相当于加速转矩部分和负载转矩部分的值时的轻负载时的试验结果的一例。

图10是ASR的ASR的初始值相当于加速转矩部分和负载转矩部分的值时的重负载时的试验结果的一例。

图11是用于说明Δθc的矢量图。

图12是用于说明在同步运转模式之间，设置逆变器频率指令值ω1＊为一定的区间时的各指令值的变化的简略图的一例。

图13是在本发明的第2实施例中的电流检测机构构成图的一例。

图14是在本发明的第2实施例中的逆变器输入直流电流IDC检测机构的构成图的一例。

图15是用于说明从直流电流再现电动机电流的方法的波形图的一例。

图16是用于说明同步运转模式中、变更电流相位θp时的各指令值的变化的简略图的一例。

图17是本发明的第4实施例中的全体构成图的一例。

图18是本发明应用于洗衣机的驱动系统时的洗衣机的示意图的一例。

图19是本发明应用于空调的驱动系统时的空调的示意图的一例。

图20是进行本发明的动作验证时的构成图的一例。

图21时本发明应用于电动油泵时的示意图的一例。

图中符号说明：

1b-电动机控制装置，2、2b-控制部，3-电压指令值生成器，5-电力变换电路，6-永磁体电动机，7a、7b-电动机电流检测机构，7c-电流检测电路，8、8a、8b-3φ/dq变换器，9-积分器，10-轴误差运算器，11a、11b、11c、11d-减法器，12、12a-电流检测机构，13-PLL控制器，14-速度控制器，14A-比例运算部，14B-积分运算部，15、15a-负载推测器，16a、16b-控制切换开关，17-积分项初始值运算部，20-直流电压源，21-逆变器，22a、22b、22c-PWM脉冲信号，23-驱动电路，41-电动机电流再现运算器，42-d轴电流控制器，43-q轴电流控制器，44-运算放大器，45-电流检测阻抗，46-电流检测电路，50-验证装置，52-磁极位置传感器，200-洗衣机，203-驱动用电动机，Idc-d轴电流，Iqc-q轴电流，Id＊-d轴电流指令值，Iq＊-q轴电流指令值，Iq^-q轴电流推测值，I0-积分项初始值，Vd＊-d轴电压指令值，Vq＊-q轴电压指令值，ω＊-频率指令值，ω1＊-逆变器频率指令值，ω1-检测频率，ωr-旋转频率，Δθc-轴误差，θdc-推测磁极位置，θp-电流相位，IDC-逆变器输入直流电流。

具体实施方式

在本实施例中，位置反馈运转模式的位置信息是作为从电动机电压指令和电动机电流信息得到的进行无位置传感控制的信息，以永磁体电动机转子的磁束方向位置为d轴、和对于由此沿其旋转方向超前90度的q轴方向组成的d-q实转动坐标系，以控制上的假想转子位置dc轴和由此沿其旋转方向上超前90度的控制上的位置qc轴组成的控制上的dc-qc控制转动坐标系内的控制为基本。还有，在以下的说明中只有dc-qc坐标轴称为控制轴。

另外，永磁体电动机为非突极型，不发生磁阻转矩的情况进行说明。

(实施例1)

以下，利用附图，详细地说明本发明的实施方式。

图1是关于本发明的电动机控制装置的基本构成图。电动机控制装置1粗略划分的构成包括：电流检测机构12；控制部2，其以电流检测机构12输出的d轴检测电流Idc及q轴检测电流Iqc为输入进行运算，最终输出施加给永磁体电动机(PM)6的3相电压指令值(Vu＊，Vv＊，Vw＊)；电力变换电路5，其将对应3相电压指令值(Vu＊，Vv＊，Vw＊)的电压施加到永磁体电动机6。

电流检测机构12的构成包括：电动机电流检测机构(7a及7b)，其检测流过电动机的3相交流电流内的流过U相及W相的电流Iu、Iw；3φ/dq变换器8，其利用推测磁极位置θdc，将检测的电动机电流，从3相轴变换向控制轴进行坐标变换，求得d轴检测电流Idc及q轴检测电流Iqc。

电力变换电路5如图2所示，由逆变器21、直流电压源20、驱动电路23构成。逆变器21由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等的半导体元件构成。这些半导体用于U相、V相、W相的上下桥臂，各个上下桥臂的连接点都布线连接到永磁体电动机6。逆变器21根据驱动电路23输出的脉冲状的PWM脉冲信号(22a，22b，22c)进行开关动作。通过切换直流电压源20，将任意频率的交流电压施加到永磁体电动机6上，驱动电动机。

控制部2的构成包括轴误差运算器10，其输入d轴检测电流Idc及q轴检测电流Iqc和d轴及q轴电压指令值(Vd＊及Vq＊)，运算永磁体电动机6的转子的实际转动位置(实转动坐标轴)和假想转动位置(控制轴)的位置误差(Δθc)；PLL控制器13，其利用减法器11a求得轴误差Δθc和轴误差指令值Δθ＊(通常为0)的差，为了使其变为0调整逆变器频率指令值ω1＊；控制切换开关(16a及16b)，其切换后述的定位模式及同步运转模式和无位置传感器模式；速度控制器14，其在无位置传感器模式中，利用减法器11d求得频率指令值ω＊和逆变器频率指令值ω1＊的差，为了使其变为0，由用于调整q轴电流指令值(Iq＊)的比例运算部和积分运算部组成；负载推测器15，其在同步运转模式下，利用d轴检测电流Idc及q轴检测电流Iqc和轴误差Δθc，求得q轴电流推测值Iq^；积分项初始值运算部17，其根据q轴电流推测值Iq^，运算速度控制器14的积分运算部的积分项初始值I0；电流控制器42及43，其分别利用减法器11b、11c求得d轴及q轴电流指令值(Id＊及Iq＊)和d轴检测电流Idc及q轴检测电流Iqc的差，为了使其变为0，调整第2电流指令值(Id＊＊及Iq＊＊)；电压指令值生成器3，其利用Id＊＊及Iq＊＊和逆变器频率指令值ω1＊，进行矢量运算，输出Vd＊及Vq＊；dq/3φ变换器4，其从控制轴将Vd＊及Vq＊坐标变换为3相轴，输出施加给永磁体电动机6的3相电压指令值(Vu＊，Vv ，Vw＊)；积分器9，其积分变频器频率指令值ω1＊，输出推测磁极位置θdc。

控制部2的大多数由个人计算机(微计算机)、DSP(Digital SignalProcessor)等的半导体集成电路构成。

下面，针对构成控制部2的各部分进行说明。

在电压指令值生成器3中，如下式所示，利用d轴及q轴的第2电流指令值(Id＊＊及Iq＊＊)和逆变器频率指令值ω1＊和电动机常数，进行矢量运算，输出Vd＊及Vq＊。

[式1]

Vd*＝R×Id**-ω1*×Lq×Iq**

Vq*＝R×Iq**+ω1*×Ld×Id**+ω1*×Ke …(式1)

这里，在(式1)中，R是永磁体电动机6的一次绕组阻抗值，Ld是d轴的电感，Lq是q轴的电感，Ke是感应电压系数。

轴误差运算器10利用d轴检测电流Idc、q轴检测电流Iqc、电压指令值生成器3来的Vd＊及Vq＊，算出轴误差Δθc。轴误差Δθc在减法器11a中被预先设定的轴误差指令值Δθ＊(通常为0)进行减法运算，此差值(差分)通过PLL控制器13的比例积分控制，得到检测频率ω1。在后述的无位置传感器模式中，将此检测频率ω1作为逆变器频率指令值ω1＊，通过用积分器9对其进行积分，能够推测出永磁体电动机6的磁极位置。据此推测的推测磁极位置θdc，被输入到dq/3φ变换器4和3φ/dq变换器8中，用于各逻辑运算。

也就是说，在本实施例的控制器2中，算出永磁体电动机6的转子的实转动坐标轴和控制轴的轴误差Δθc，以使其算出的轴误差Δθc变为0，换而言之，为了控制轴变成和永磁体电动机6的转子的实转动坐标轴相同，利用PLL(Phase Locked Loop)法修正逆变器频率指令值ω1＊，推测出磁极位置。

下面，针对电流控制器42及43的构成进行说明。图3表示d轴电流控制器42的构成。通过减法器11b求出从上位装置等得到的d轴电流指令值Id＊和d轴电流检测值Idc的偏差，将其乘以比例增益Kpd的比例运算部42A的输出信号、和乘以积分增益Kid进行积分处理的积分运算部42B的输出信号进行加法运算，按照下式输出第2的d轴电流指令值Id＊＊。

[式2]

Id**＝(Id*-Idc)×(Kpd+Kid/S) …(式2)

图4表示q轴电流控制器43的构成。通过减法器11c求得由上位装置等提供的或由速度控制器14得到的q轴电流指令值Iq＊和d轴电流检测值Idc的偏差，将其乘以比例增益Kpq的比例运算部43A的输出信号和乘以积分增益Kiq、进行积分处理的积分运算部43B的输出信号进行加法运算，按照下式，输出第2的q轴电流指令值Iq＊＊。

[式3]

Iq**＝(Iq*-Iqc)×(Kpq+Kiq/S) …(式3)

最后，图5表示速度控制器14的构成图。当控制切换开关16a在B侧时，利用减法器11d求得由上位装置等提供的频率指令值ω＊和由PLL得到的逆变器频率指令值ω1＊的偏差，将其乘以比例增益Kpa的比例运算部14A的输出信号、和乘以积分增益Kia进行积分处理的积分运算部14B的输出信号进行加法运算，按照下式，输出q轴电流指令值Iq＊。

[式4]

Iq*＝(ω*-ω1*)×(Kda+Kia/S) …(式4)

这里，控制切换开关16a切换到B侧时刻的积分运算部的积分项初始值I0变成了本发明的重要的控制常数。下面进行详细阐述。

针对起动永磁体电动机6时的基本动作进行说明。图6是表示起动永磁体电动机6时的各运转模式的转移的简略图。运转模式有3种：定位模式，其在任意相的电动机绕组中，缓慢地流过直流电流，使永磁体电动机6的转子固定在某一位置；同步运转模式，其按照d轴电流指令值Id＊及q轴电流指令值Iq＊和频率指令ω＊，决定施加到永磁体电动机6的电压；无位置传感器模式，其为了使轴误差Δθc变为0，调整逆变器频率指令值ω1＊。

这些运转模式通过变更d轴电流指令值Id＊、q轴电流指令值Iq＊和频率指令ω1＊中的任何一个，或切换控制部2内的控制切换开关(16a及16b)，转移到其他的运转模式。还有，控制切换开关(16a及16b)，特别地尽量不间断那样2个同时切换。

在定位模式中，将控制切换开关(16a及16b)置于A侧。即频率指令ω＊直接变为逆变器频率指令值ω1＊，从上位控制器等以外提供的q轴电流指令值Iq0＊直接地变为Iq＊。为了在永磁体电动机6上流过直流，使逆变器频率指令值ω1＊为0。

定位模式结束后，转移到同步运转模式。控制切换开关(16a及16b)仍在A侧。在同步运转模式中，d轴电流指令值Id＊仍为一定值(此起动方法称为Id起动)、使逆变器频率指令值ω1＊增加。由此，永磁体电动机6跟随逆变器频率指令值ω1＊加速。

在到达可以无位置传感的频率的时刻，切换开关(16a及16b)位于B侧，转移到无位置传感器模式。由此，为了使轴误差Δθc和轴误差指令值Δθ＊(通常为0)的差为0，PLL控制器13在调整频率指令值的同时，为了使频率指令值ω＊和逆变器频率指令值ω1＊的差变为0，速度控制器14调整q轴电流指令值(Iq＊)。Iq＊变为相当于加速转矩部分和负载转矩部分的值，永磁体电动机6加速。其后，当加速结束、达到一定速度时，利用相当于负载转矩部分的值变为一定。另外，d轴电流指令值Id＊，由于永磁体电动机为非突极型，所以在无位置传感器模式之间设定为0。

对于图6所示的简略图，实际根据永磁体电动机6的负载、PLL控制器13及电流控制器(42及43)及速度控制器14的响应频率而变化。

图7及图8表示各控制器的响应频率一定，永磁体电动机6的负载变化时的各指令值、永磁体电动机6的实际的旋转频率ωr及轴误差Δθc的变化。图7是轻负载、图8是重负载的情况。

在图7及图8中，应该注意的是轴误差Δc和旋转频率ωr的变化。轻负载时(图7)是轴误差Δθc几乎为0，旋转频率ωr几乎跟随逆变器频率指令值ω1＊。然而，在重负载时(图8)，轴误差Δc从同步运转模式中变为负的很大值，旋转频率ωr延迟跟随逆变器频率指令值ω1＊。这是由于为了使速度控制器14的积分项初始值I0为0，直到Iq＊达到加速转矩部分和负载转矩部分的值之前都存在时间延迟。当轴误差Δc大时，永磁体电动机6也有失调、停止的情况。

这里，以重负载时几乎没有时间延迟、使其跟随逆变器频率指令值为目的，在图9及图10中表示将相当于加速转矩部分和负载转矩部分的值设定为速度控制器14的积分项初始值I0时的结果。图9是轻负载的情况，图10是重负载的情况。

如果和刚才一样，注意轴误差Δc和旋转频率ωr的变化，这次重负载时(图10)，切换到无位置传感器模式后的轴误差Δθc几乎为0，旋转频率ωr几乎跟随逆变器频率指令值ω1＊。与此相对，轻负载时(图9)，轴误差Δθc变为正的很大值，旋转频率ωr会产生过大的超调。也有旋转频率ωr的超调量过大，根据电动机控制装置1的用途，超过设计的最大转速的情况，变成了问题。

鉴于上述图7～图10的结果，如果速度控制器14的积分项初始值I0对应负载为适当的值时，几乎时间不会延迟，旋转频率ωr能够跟随逆变器频率指令值ω1＊；如果初始值不适当，会产生时间延迟。换而言之，在转移到无位置传感运转之前，有必要求得对应负载的适当的速度控制器的初始值。

还有，有必要使无位置传感器运转模式切换时刻的轴误差接近0极限。如上述例子所示，在同步运转模式中，在d轴电流指令值Id＊为一定的Id起动的情况下，在无负载时为0度、在可能起动的最大负载时会产生+90度的轴误差。

为了解决这一问题，使速度控制器14的积分项初始值I0为对应负载的适当值，根据q轴电流推测值Iq^求取，及使无位置传感器运转模式切换时刻的轴误差接近0极限是本发明的目的。还有，代替q轴电流推测值Iq^，也可从与永磁体电动机的转矩成比例的值求得积分项初始值I0。另外，也可将与转矩成比例的值直接输入到速度控制器14、电流控制器、电压指令值生成器13中。其原因在于，即使将与永磁体电动机的转矩成比例的值输入到速冻控制器14、电流控制器、电压指令生成器3中，控制器2b也能够输出满足转矩的控制指令，所以能够抑制从作为本发明目的的同步运转模式向位置反馈运转模式切换时产生的很大的速度变化。

在本实施例中，针对积分项初始值I0的求法进行说明。

下面，针对用于实现上述目的之一的负载推测器进行阐述。在本实施例中，所谓负载为电动机输出转矩，此电动机输出转矩＊τ和转矩电流Iq存在如下式的关系。

[式5]

τ＝[(3/2)×P×Ke]×Iq …(式5)

这里，P是极对数，Ke是感应电压系数，由于任何一个都是常数，所以对应电动机输出转矩τ的推测，也可推测Iq。由此，在图1所示的负载推测器15中，利用下式的d轴检测电流Idc及q轴检测电流Iqc和轴误差Δθc，求得q轴电流推测值Iq^。

[式6]

Iq^＝Iqc×cosΔθc+Idc×sinΔθc …(式6)

如果用矢量图表现(式6)，如图11所示。(式6)的第1项是qc轴上的电流投影到q轴上时的大小。第2项是dc轴上的电流投影到q轴上时的大小。即利用检测的控制轴上的电流，求得q轴电流Iq。这是应用了在同步运转模式中，对应负载、电流相位自动错位，会流过相应负载的Iq的原理。

利用(式6)得到的q轴电流推测值Iq^，相当于运算积分项初始值I0，有以下所示的多个运算方法，根据用途，能够带来各种效果。

[方法1]采用利用同步运转模式的最终时刻的d轴检测电流Idc、q轴检测电流Iqc和轴误差Δθc得到的q轴电流推测值Iq^。通过这种方法，能够设定出适合运转模式切换时的负载状态的积分项初始值I0。

[方法2]采用利用同步运转模式中的d轴检测电流Idc、q轴检测电流Iqc和轴误差Δθc的某一区间的平均值运算出的Iq^，或瞬时的各d轴检测电流Idc、q轴检测电流Iqc和轴误差Δθc求得的Iq^的平均值。通过这种方法，即使存在负载脉动等、检测值上存在偏差也可通过使用同步运转模式中的平均值，将其影响限制在最小限。

[方法3]如图12所示，在同步运转模式间设置逆变器的频率指令值ω1＊为一定的区间，采用利用其区间内的d轴检测电流Idc、q轴检测电流Iqc和轴误差Δθc求得的q轴电流推测值Iq^。在此区间内，电动机输出转矩由于加速转矩部分消失、变成了和负载转矩等相等，所以能够设定相当于负载转矩的Iq^作为积分项初始值I0。还有，通过将逆变器频率指令值ω1＊为一定的区间作为永磁体电动机6的机械角的1转或其以上转数，能够除去每个区间内变动的周期的脉动转矩成分。

根据上述运算的积分项初始值I0，无论任何负载几乎时间都不延迟或旋转频率ωr能够跟随逆变器频率指令值ω1＊，这一结果能够大幅度地减低运转模式切换时的冲击。其原因在于虽然大多数负载在机械角1转内周期的变动，但为了减少切换时的冲击，其平均值是必要的。

然而，在比机械角1周期短的区间内转矩脉动时，如果在其脉动转矩的1周期以上的区间，使频率指令为一定，能够得到同样的效果。

[实施例2]

针对关于本发明的电动机控制装置1的第2实施方式，利用图13～图16进行说明。和实施例1的不同点在于，求得流过电动机的d轴及q轴检测电流的电流检测机构的构成和同步运转模式下的电流指令值的给予方法。

如图13所示，电流检测机构12a，其构成包括电动机电流再现运算器41，其从电流检测电路7c和电流检测电路7c检测的逆变器的输入直流电流IDC中再现3相交流电流(Iu、Iv、Iw)；和3φ/dq变换器8a，其从3相轴变换为dq轴，求得d轴及q轴检测电流(Idc及Iqc)。

在本实施例中，检测电力变换装置5a的逆变器输入直流电流IDC的机构变成了采用电流检测阻抗45的构成(图14)。检测逆变器输入直流电流IDC的电流检测电路46，将电流检测阻抗45的两端的电压输入到运算放大器44中进行检测。运算放大器44例如由运算放大器等的IC构成。当逆变器21通过收纳IPM(Intelligent Power Module)等的6个开关元件于一个封装内的模块构成时，则其封装内内置保护开关元件用的分流器阻抗的情况居多。那时，不需要附加新的用于电流检测的电流检测阻抗，可使零件点数的削减、省空间。

下面，针对从电流检测电路46检测的逆变器输入直流电流IDC中再现3相交流电流(Iu、Iv、Iw)的电动机电流再现运算器41a，利用图15进行说明。

图15表示基准三角波100、各相电压指令信号(101a、101b、101c)、各相逆变器驱动信号组成的PWM脉冲信号(22a、22b、22c)、各相的输入电流(102a～d)及流入电流检测阻抗45的逆变器输入直流电流IDC。观察图15可知，电力变换装置5a的逆变器输入直流电流IDC，对应各相的IGBT的开关状态而变化。在图15中，各相IGBT的驱动信号(22a、22b、22c)意味着在High电平时各相的上桥臂接通，Low电平时各相的下桥臂接通。实际上各相上桥臂及下桥臂都分别给予了独立的PWM脉冲信号，控制开关动作，但在图15中，只简易地进行了表示。另外，在图15中，为了说明，是未设置死区时间的图形，实际上为了不使各相的上下桥臂短路，都会设置死区时间。

在图15中，在只W相下桥臂接通、U相和V相的上桥臂接通的区间A和D中，能够观测到逆极性的W相输入电流。另外，在V相和W相的下桥臂接通、只U相上桥臂接通的区间B及C中，能够观测同极性的U相输入电流。

电动机电流再现运算器41a有采样保持功能，按照表示图15的区间A～D的采样保持信号Tsamp，通过采样保持电力变换装置5a的逆变器输入直流电流IDC、组合各区间的电力变换装置5a的逆变器输入直流电流IDC，输出3相交流的电动机电流。

这样，在A～D区间内能够观测对应各相IGBT的开关状态变化的逆变器输入直流电流IDC，组合各区间的电流变换装置5a的逆变器输入直流电流IDC，能够再现3相交流电动机电流。

下面，针对同步运转模式下的电流指令值的给予方法进行说明。

定位模式和实施例1同样，在d轴流过直流电流，固定在永磁体电动机6的d轴的位置。定位结束后，向同步运转模式转移，在本实施例中，通过下式求得同步运转模式中的Id＊及Iq＊。

[式7]

Id*＝Kpos1×Ipos×cosθp

Iq*＝Kpos2×Ipos×sinθp …(式7)

θp＝ωpos ×T

这里，Ipos是定位模式的最终时刻流过的电流值，Kpos1及Kpos2是电流振幅调整增益，ωpos是相当于单位时间的电流相位θp的变化量，T是转移到同步运转模式后的时间。

在前面的实施例中说明的只d轴流过电流的Id起动的情况下，如已阐述的那样，轴误差Δθc无负载时为0度，最大负载时为+90度。另一方面，虽然没有详细叙述，在相反的只q轴流过Iq起动的情况下，在切换到无位置传感器模式时，无负载时为-90度，最大负载时为0度，哪种情况都是最大产生90度的轴误差，其结果是如图1所示的PLL控制器13，使其轴误差应该为0那样动作，检测频率ω1变动很大，不能进行正确的速度检测。因此，切换冲击变大。

在本实施例中，通过在同步运转模式中变更电流相位θp，使只流过d轴的电流减低，也流过q轴。这样，通过变更同步运转模式中的电流相位，能够减少轴误差Δθc的最大值，减少切换冲击。

这样，通过电流振幅调整增益Kpos1及Kpos2的决定方法，有如下所示的多个运算方法，能够带来对应各自用途的效果。

[方法1]

Kpos1＝Kpos2＝1，无位置传感器模式切换时电流相位θp为45度的方法。此种情况变为无位置传感切换时Id＊＝Iq＊。最大负载条件下的情况如图16所示。在同步运转模式中电流相位θp从0度变化到45度，模式切换时，轴误差Δθc变为+45度。另一方面，相反无负载时为-45度，对于全负载范围，最大也就变为45度。

[方法2]

Kpos1＝1，Kpos2＝Iq^/Ipos，无位置传感器模式切换时电流相位θp＝90度的方法。在这种方法中，其特征在于，如图1所示的负载推测器的输出，即按照(式6)求得的Iq^作为Kpos2。而且，无位置传感器模式切换时，由于电流相位θp＝90度，所以那一时刻Id＊＝0，Iq＊＝Iq^，轴误差几乎为0。

[方法3]

Kpos1＝Kpos2＝Iq^/Ipos，无位置传感器模式切换时电流相位θp＝90度的方法。在这种方法中，其特征在于，如图1所示的负载推测器的输出，即按照(式6)求得的Iq^作为Kpos1及Kpos2。和方法2不同点在于在同步运转模式期间中轴误差几乎总是为0。

[方法4]

同步运转模式的初始阶段，作为上述方法1，至少在结束阶段中是进行上述方式2或方式3的方法。此方法在同步运转模式的初始阶段，变成了在轴误差Δθc包含很多推测误差时的最佳方法。

[实施例3]

以下针对关于本发明的电动机控制装置的第3实施方式进行说明。

本实施例中的电动机控制装置1b的全体构成图如图17所示。和前面所示的两个实施例相比，负载推测器的构成不同。负载推测器15a的构成为输入d轴及q轴电压指令值(Vd＊及Vq＊)和d轴及q轴检测电流(Idc及Iqc)，按照下式运算永磁体电动机的有功功率和转矩推测值(τ^)。

[式8]

τ^＝(Wp-Wcu)/ωr

＝(3/2)×(Vd*×Idc+Vq*×Iqc)

…(式8)

-(3/2)×R×(Idc^2+Iqc^2)]

/(ω*/P)

这里，在(式8)中，Wp是有功功率，Wcu是铜损，ωr是永磁体电动机的实际的旋转频率，另外R是永磁体电动机6的一次绕组阻抗值，ω＊是频率指令，P是永磁体电动机的极对数。

还有，利用(式8)运算的τ^，按照下式推测q轴电流推测值(Iq^)。

[式9]

Iq^＝τ^/[(3/2)×P×Ke ] …(式9)

这里，在(式9)中，τ^是推测转矩，P是极对数，Ke是感应电压系数。

利用根据此(式8)及(式9)推测的Iq^，如前面的两个实施例所示那样，

·运算构成在无位置传感器模式切换时的速度控制器14的积分运算部14B的积分项初始值I0。

·在同步运转模式中，能够应用于(式7)所示的Kpos1及Kpos2，并利用于Id、Iq＊的生成。

在本实施例中，基于从有功功率中减去铜损求得电动机输出，据此求得推测转矩的思考方法。在(式8)中采用的值，其特征在于，由于不依赖于转子位置，所以即使轴误差Δc产生时也能够求得，还有只需通过简单的四则运算即可求得。另外，还有有功功率和铜损相比越大，越能够精度很好地推测出转矩的特征。

[实施例4]

利用图18，针对关于本发明的电动机控制装置的第4实施方式进行说明。图18是本发明组成的电动机控制装置201应用于洗衣机的驱动系统时的示意图。洗衣机200在接水槽208中具有洗涤槽206和搅拌叶(pulsator)205的构成。利用驱动用电动机203驱动洗涤槽206和搅拌叶205。驱动洗涤槽206和搅拌叶205中的任一个，在洗涤过程中都通过离合器部204切换。还有，离合器204也可以是有减速机构的构成和无减速机构的构成。电动机控制装置201通过电动机配线202，在驱动用电动机203上施加交流电压进行驱动。

洗衣机的洗涤工程粗略划分为清洗、洗涤、脱水、干燥。在这些各工程中，其特征在于，根据频率指令ω＊、起动时间变化，还有洗涤物的数量、布质，负载转矩、惯性力矩会大幅度地变化。特别是在清洗时的起动中，在洗涤物浸泡在水中的状态下，由于利用驱动用电动机203驱动搅拌叶，所以从驱动用电动机203来看的负载转矩时时刻刻都变化。所以说洗衣机没有定常状态决不为过。在这样的用途下，特别是一味地决定速度控制器14的响应频率是非常困难的，符合某一负载的响应频率，在其他负载时可能会产生性能恶化的折中。然而，采用本发明的负载推测器15，起动时的特性几乎一定，另外从电力变换电路5a的逆变器输入直流电流IDC检测d轴及q轴检测电流，用于各种控制，还有为了使算出的轴误差Δθc为0，通过采用PLL法修正逆变器频率指令值ω1＊，推测磁极位置θdc，能够省略电动机电流检测机构(7a及7b)和位置传感器，使洗涤槽更大。

[实施例5]

利用图19针对关于本发明的电动机控制装置的第5实施方式进行说明。图19是将本发明组成的电动机控制装置301应用于空调300时的示意图。空调由室内机302和室外机303构成，室内机和室外机用配管连接，配管内流过制冷剂。室内机由热交换器305和送风机306构成，室外机由热交换器307、压缩机308、压缩机用电动机309和电动机控制装置301构成。空调在室内机和室外机之间流过制冷剂，通过室内机的热交换器向室内送入冷风或暖风。

在这样的构成中，其特征在于，压缩机内存在根据每转动1个机械角或负载的特性产生的转矩脉动。另外，存在压缩机的输入和输出侧的压力差几乎没有的均压状态、有压力差的差压状态，从压缩机驱动用电动机来看的负载转矩在均压状态变轻，差压状态变重。在这些用途中，例如如果对应均压状态起动电动机时，在差压状态下会产生无位置传感器模式切换时的冲击，起动性能恶化，相反对应差压状态使电动机起动时，均压状态下的起动性能恶化。

因此，通过采用本发明的负载推测器15，能够推测符合负载的转矩，使其无论在哪种压力状态下都能够实现圆滑地起动。其结果是作为空调重要功能的[急速冷房](或[急速暖房])在哪种条件下都能够实现。

(实施例6)

关于本发明的电动机控制装置1的控制部2，采用微计算机、DSP等的半导体集成电路通过软件构成的情况很多。因此，存在验证控制部2能否正确地被构成这个很难的缺点。于是，在本实施例中，针对验证关于发明的构成能否正确地动作的方法，利用图20进行说明。

需要测定的值有：电动机控制装置1输出的3相电压值(Vu，Vv，Vw)、3相电流值(Iu，Iv，Iw)、永磁体电动机6的磁极位置θd。

3相电压值可通过测量直流电压源20的N侧和各相端子(30a，30b，30c)间的电压测定。或者也可以通过测定各相线间的电压，然后由其算出。

3相电流值例如可用CT等测定。

永磁体电动机6的磁极位置θd，例如可通过安装采用编码器的磁极位置传感器52来测定。θd作为永磁体电动机6的转子的磁束方向位置，固定子侧的U相流过电流时产生的绕组磁束的方向选择为0⁰。3相电压值及3相电流值分别代入3φb/dq变换器(8a及8b)，采用磁极位置θd，得到dq轴电压值(Vd及Vq)及dq轴电流值(Id及Iq)。

在同步运转模式，由于控制部2不进行位置控制，所以会产生实转动坐标轴和控制轴的轴误差。因此，对应负载，dq轴电流会变化。所以注意dq轴电压值(Vd及Vq)，确认是否满足(式1)的关系。例如，象实施例1那样，当同步运转模式间Iq＊为0时，Vd应该输出相当于R×Id＊的电压。

在无位置传感器模式中，要特别注意模式转移时的各值的动作。如果负载推测器15正常动作，模式转移时各值变化。通过负载观测不连续的电流波形。其次，不变更定位模式及同步运转模式的运转条件，只变更永磁体电动机6的负载，观测模式转移时的各值的变化。随着负载的增加，如果转移到无位置传感器模式时的Vq变大，则能够确认正常地进行负载推测。还有，将磁极位置θd输入到微分器51中，求得永磁体电动机6的实际的旋转频率ωr。如果不通过负载，几乎时间不会延迟，旋转频率ωr跟随逆变器频率指令值ω1＊，则能够确认负载推测的最终的效果。

(实施例7)

利用图21，针对关于本发明的电动机控制装置的第7实施方式进行说明。

图21是在电动油泵400中适用本发明组成的电动机控制装置401时的示意图的一例。

通过电动油泵400，进行油压电路402的吐出压(压力)的调整，当从图2所示的[同步运转模式]转移到[位置传感器]模式时，没有负载推测器15的情况下，电动机6会急加减速起动，伴随着油压不能保持一定的问题(或油压到一定之前需要很长时间)。

因此，通过采用本发明的负载推测器15，使推测符合负载的转矩成为可能，也能够使油压迅速地保持一定。

Claims

1、一种电动机控制装置，是通过以下模式起动的永磁体电动机：对特定的相中通以电流，并进行转子定位的定位模式；流过交流电流，不进行位置反馈的同步运转模式；以及通过位置反馈的运转模式，其特征在于，

在同步运转模式的期间，顺次改变定位时的通电的电流相位的第1电流和在旋转方向超前90度相位处的第2电流的比率。

2、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述第1电流是d轴电流，上述第2电流是q轴电流或上述第1电流是q轴电流，上述第2电流是d轴电流。

3、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

从上述同步运转模式向上述位置反馈的运转模式切换之前，第1电流和第2电流几乎相等。

4、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

在上述同步运转模式中，进行与上述永磁体电动机的转矩成比例的值的推测运算；

以与上述永磁体电动机的转矩成比例的值为基础，将从同步运转模式向位置反馈的运转模式切换之前的第1电流和第2电流的比率，变化成随着转矩的变大，第1电流向小的方向变化或第2电流向大的方向变化。