WO2005108187A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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WO2005108187A1
WO2005108187A1 PCT/JP2005/008428 JP2005008428W WO2005108187A1 WO 2005108187 A1 WO2005108187 A1 WO 2005108187A1 JP 2005008428 W JP2005008428 W JP 2005008428W WO 2005108187 A1 WO2005108187 A1 WO 2005108187A1
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WO
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current
steering
value
motor
phase
Prior art date
Application number
PCT/JP2005/008428
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Katsutoshi Nishizaki
Shirou Nakano
Ken Matsubara
Toshiaki Oya
Yasuhiro Kamatani
Masahiko Sakamaki
Yoshikazu Kuroumaru
Shigeki Nagase
Takayasu Yamazaki
Yasuhiro Saitou
Takeshi Ueda
Original Assignee
Jtekt Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Jtekt Corporation filed Critical Jtekt Corporation
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Priority to US11/579,902 priority patent/US7604088B2/en
Priority to EP05737198A priority patent/EP1767436B1/en
Publication of WO2005108187A1 publication Critical patent/WO2005108187A1/ja

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
    • B62D6/08—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits responsive only to driver input torque
    • B62D6/10—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits responsive only to driver input torque characterised by means for sensing or determining torque
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0472—Controlling the motor for damping vibrations

Definitions

  • the present invention relates to an electric power steering device.
  • An important factor to be evaluated as having a good steering feeling of an electric power steering device is that a tire (vehicle) moves linearly with respect to an active input torque (cutting, turning over) or a road load. Direct transmission of information (frequency band ⁇ 5 to 10 Hz).
  • the conventional electric power steering system is artificial and lacks linearity, and makes the driver feel difficult to grasp the condition of the road surface and feel unnatural.
  • inertia inertia
  • the response of torque transmission to steering torque input decreases.
  • the force and the return of the steering wheel are extremely bad.
  • compensation logic in order to solve these problems, compensation logic (inertia compensation, friction compensation, damping compensation, etc.) that requires various judgment conditions to cope with it while allowing high friction and high inertia is allowed. Compensation, steering wheel return control, etc.) have been proposed and applied.
  • the steering feeling of the current electric power steering is artificial and lacks linearity, and makes the driver who feels uncertain about the road surface feel unnatural.
  • the improvement of the steering feeling by the compensation logic was a coping therapy measure, and instead made the driver feel unnatural.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-40120 discloses that the inertia of a handle shaft determined by the inertia of a brushless motor and the reduction gear ratio of a reduction gear unit is 4 X 10 _ g 'm 2 or more.
  • X 10 _2 kg'm 2 or less (hereinafter referred to as “prior art 1”).
  • 4 X 10 _2 kg 'steering feel that m 2 allows a relatively large INA one finisher that above is attributable to the inertia feeling due to the large inertia
  • the ring is compensated for by the inertia compensation control.
  • prior art 1 compensates for the sense of inertia by inertia compensation, and is exactly a coping therapy measure.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-334948 discloses that the complementary sensitivity function with respect to frequency is suppressed so that it approaches 1 in a band in which a disturbance exists, and is transmitted to approach zero in a band in which a disturbance exists. (Hereinafter referred to as “prior art 2”). Also in Prior Art 2, disturbance suppression is performed by allowing relatively large motor inertia. In other words, the inertia of the motor is actively used for unnecessary disturbance, and the inertia of the motor felt when steering is compensated by the torque control system.
  • the resonance frequency of the steering mechanism decreases. If a relatively large inertia is allowed, in some cases it is necessary to attenuate even the frequency band of the road information, which is the disturbance to be conveyed. It is difficult to realize an electric power steering system.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-18822 discloses that a control gain is changed, a non-interference control correction value or a pulsation torque is determined based on a result of determination as to whether or not a force belongs to a region where a steering feeling is sharply sensed. It is described that the presence or absence of the correction based on the correction value is switched. Prior art 3).
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-40128 has a correction means for correcting a current command value for controlling the field of the motor, and the current command value for controlling the field of the motor when the steering speed is high.
  • the correction is described as follows (hereinafter, “prior art 4” t ⁇ ⁇ ).
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-178868 discloses that the viscosity compensation value is corrected in accordance with the detected vehicle speed so that the viscosity becomes large at a high vehicle speed and the polarity cancels the viscosity at a low vehicle speed, and the absolute value becomes small. (Hereinafter referred to as “prior art 5”).
  • Controls such as the prior arts 3 and 4 involve a discontinuous torque fluctuation at the switching point of the judgment.
  • even the correction as in the prior art 5 involves unnatural torque fluctuations due to changes in vehicle speed.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-238655 discloses that the torque ripple of a motor is suppressed to within 10%, the response frequency of a torque sensor is set to 20 Hz or more, and the frequency band of torque control is increased. Although it is described that the frequency is set to 20 Hz or higher, the mechanical resonance point of the steering system usually exists at 15 to 20 Hz.Therefore, if the frequency band of the torque control is set to 20 Hz or higher, the system becomes vibrating. Cheap.
  • An object of the present invention is to improve steering filling by an approach different from the conventional policy relying on compensation logic.
  • the present inventors have conducted intensive studies on the electric power steering device, and as a result, have found that it is the merit of the mechanical system that determines the steering performance and the steering feeling. Completed the present invention, focusing on the fact that both friction and inertia were set relatively large, which impaired the mechanics' straightforwardness, necessitated compensation by compensation logic, and consequently impaired the linearity of the steering feeling. did.
  • the present invention relates to an electric power steering apparatus that applies the power of a steering assist motor to a steering mechanism to perform steering assist, and that corresponds to road noise in a frequency range higher than a frequency range corresponding to load information.
  • Road noise suppression control means for controlling the steering assist motor so as to attenuate torque transmission in a frequency domain, wherein a friction value of the steering mechanism is suppressed to a level low enough to cause natural vibration of the steering mechanism to appear.
  • the rotor inertia value of the steering assist motor is set to be small enough to be in a frequency range where torque transmission is attenuated by the frequency force of the natural vibration and the road noise suppression control means. It is an electric power steering device.
  • the friction is suppressed to a small level, and the steering feeling is improved due to a reduction in the frictional feeling.
  • the value of the friction element which is the element that suppresses the natural vibration of the steering mechanism, is small. It is suppressed to such an extent that natural vibrations appear.
  • the elastic constant of the elastic element such as a torsion bar K [NmZrad]
  • J [kg'm 2] [Nm 's 2 Zrad]
  • the natural angular frequency omega eta expressed as: You.
  • ⁇ ⁇ ⁇ ( ⁇ / ⁇ )
  • the friction is reduced to such an extent that the natural vibration appears.
  • the natural vibration frequency is reduced by the small rotor inertia so that the torque transmission is attenuated by the road noise suppression control means. (As can be seen from the above formula, to raise the natural frequency, the customary ' ⁇ [should be reduced.)
  • the mechanical steering mechanism has low friction and low inertia, and the dynamics that impair linearity such as friction compensation and inertia compensation due to low friction and inertia. There is no need to perform compensation logic, and the steering feeling is improved.
  • a torque of a steering assist motor is applied to a steering mechanism including a steering gear via a speed reducer, and the friction of the steering gear and the speed reduction are reduced.
  • the rotor inertia of the steering assist motor has a rotor inertia of 0.012 kgm in terms of a value around the steering shaft.
  • the value of the rotor inertia is small enough to reduce the feeling of inertia felt by the driver, so that the feeling of inertia is small and the steering feeling is good. And inertia Even if a small motor is used, the friction of each part is kept small so that the necessary assist force can be obtained, so the torque transmission efficiency is good. Is obtained.
  • a steering mechanism with low friction and low inertia can be obtained, and a natural steering feeling can be obtained because of low friction and low inertia.
  • the present invention from another viewpoint, it is preferable to include a means for controlling the steering assist motor so as to attenuate torque transmission in a frequency region corresponding to road noise.
  • the road noise resistance can be improved while obtaining a good steering feeling due to low friction and low inertia.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a main part of an electric power steering device.
  • FIG. 2 is a Bode diagram showing characteristics of a phase compensation unit.
  • FIG. 3 is a Bode diagram showing characteristics of the electric power steering device.
  • FIG. 4 is a power spectrum analysis result of the electric power steering device when phase compensation is not performed.
  • FIG. 5 is a power spectrum analysis result of the electric power steering device when phase compensation is performed.
  • FIG. 6 is an enlarged view of the vicinity of an intersection between a rack axis and a pinion axis.
  • FIG. 7 is a transverse sectional view of a joint portion between a rack tooth and a pinion tooth.
  • FIG. 8 is a flowchart showing a procedure for selecting a tooth root of a pion tooth.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of trochoid interference clearance.
  • FIG. 10 shows rotational torque measurement data of a rack-pione type steering gear.
  • FIG. 11 shows reverse rotation input measurement data of a rack and pinion steering gear.
  • FIG. 12 is an explanatory view showing a desirable modification of the tooth surface shape.
  • FIG. 13 is a view showing the result of examining the effect of correcting the tooth surface shape.
  • FIG. 14 is a diagram showing a relationship between the number of teeth of a small gear and a module of the small gear.
  • FIG. 15 is a diagram showing a relationship between a pressure angle of a small gear, a trochoid interference clearance, and a tooth thickness of a tooth tip.
  • FIG. 16 is a diagram showing the relationship between tooth surface stress and tooth tip tooth thickness with respect to tooth height of a small gear.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram of a tooth surface shape of a speed reducer used in the electric power steering device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 shows measured data of rotational torque around the steering axis.
  • FIG. 20 shows loss torque measurement data of a motor.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of an ECU which is a control device of the electric power steering device.
  • FIGS. 7A and 7B are circuit diagrams (a) and schematic diagrams (b) and (c) showing a main part shape for explaining the adjustment of the wiring resistance in the drive circuit between phases.
  • FIG. 23 is a block diagram expressing a current control system using a transfer function.
  • FIG. 24 is a waveform diagram of motor torque for explaining the effect of reducing torque ripple.
  • FIG. 25 is a Bode diagram showing frequency characteristics of a motor 'drive circuit system in a conventional electric power steering device.
  • FIG. 26 is a diagram showing a relationship between three-phase AC coordinates and dq coordinates in an electric motor.
  • FIG. 27 is a block diagram showing a more detailed configuration example of an ECU.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a specific configuration example of a magnetic field distortion compensator shown in FIG. 27.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a specific configuration example of a current higher-order distortion compensator shown in FIG. 27.
  • FIG. 30 is a Bode diagram specifically showing frequency characteristics of the current control system shown in FIG. 27.
  • FIG. 31 is a waveform diagram showing a specific example of actual measurement data of no additional induced electromotive force (induced voltage) of the electric motor.
  • FIG. 32 is a waveform chart showing a specific waveform of a magnetic field distortion compensation current component determined by the magnetic field distortion compensation unit.
  • FIG. 33 is a graph showing a measurement example of a higher-order component contained in an induced voltage in the electric motor and a ratio to a primary component thereof.
  • FIG. 34 is a graph showing a measurement example of a target current value of the electric motor and a gain change with respect to a primary component of a higher-order current component.
  • FIG. 35 is a waveform chart showing specific output torque of the transmission motor.
  • FIG. 36 is a view showing an assist map.
  • FIG. 37 is a schematic diagram showing a steering mechanism of the electric power steering device in a simplified manner.
  • FIG. 38 is a diagram showing an example of an assist characteristic.
  • FIG. 39 A Bode diagram showing the characteristics of the torque open loop transfer function in the electric power steering device obtained by simulation, showing the case where non-interference is performed and the case where no power is applied. It is.
  • FIG. 40 is a Bode diagram in a case where no phase compensation is performed on the electric power steering device.
  • FIG. 7 is a Bode diagram when phase compensation is performed.
  • FIG. 41 is a block diagram mainly showing a phase compensation unit in the ECU.
  • FIG. 42 is a Bode diagram showing characteristics of the phase compensator.
  • FIG. 43 is a flowchart of a flow compensation current calculation.
  • FIG. 44 is a flowchart of another flow compensation current calculation.
  • FIG. 45 is a diagram showing a relationship between a vehicle speed and a vehicle speed gain G (v) in a flow compensation current calculation.
  • FIG. 46 is a flowchart showing a procedure for correcting a motor detection current value.
  • FIG. 47 (a) is a graph showing cogging torque, (b) is a graph showing torque fluctuation of the speed reducer, (c)
  • FIG. 48 is a diagram showing a meshing state of the first gear and the second gear, wherein (a) is a state where the first torque is maximum, and (b) is a state where the torque of the first gear is minimum. Is shown.
  • FIG. 49 is an enlarged view showing a configuration example of a viscoelastic member, where (a) and (b) are a plan view thereof and a cross-sectional view taken along line AA of (a), respectively.
  • FIG. 50 is an enlarged view showing a configuration example of a viscoelastic member, wherein (a) and (b) are a plan view thereof and a cross-sectional view taken along line BB of (a), respectively.
  • FIG. 51 is a graph showing test results of impulse response in an electric power steering device, where (a) and (b) are test results when a viscoelastic member and a frictional body are interposed between the input and output shafts, respectively.
  • (C) is a graph showing a test result when a force is applied without any intervening viscoelastic member and friction body between the input and output shafts.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a main part of an electric power steering device according to an embodiment of the present invention.
  • the device is mounted on, for example, an automobile and includes a steering member.
  • a steering shaft 2 for changing the direction of a steered wheel 5 in accordance with a driver's steering operation applied to the steering wheel 1 is provided.
  • the steering shaft 2 is provided with a cylindrical mounting shaft 21 to which the steering member 1 is mounted on the upper end, a cylindrical input shaft 22 connected to the mounting shaft 21 so as to be integrally rotatable, and a torsion bar 23.
  • a cylindrical output shaft 24 coaxially connected to the input shaft 22 is provided.
  • a steering gear 3 is connected to a lower end of the steering shaft 2 (output shaft 24) via a universal joint (universal joints 29a and 29b; see Fig. 37).
  • the steering gear 3 is of a rack-pione type having a pin-axis 31 and a rack axis 32.
  • the rack shaft 32 is supported inside a cylindrical rack housing 33 so as to be axially movable.
  • Left and right steering wheels 5 are connected to left and right ends of the rack shaft 32 via tie rods 4a and knuckle arms 4b.
  • a pin-on nosing 34 is connected to the axis so as to cross each other, and the pin-on shaft 31 is provided inside the pin-on housing 34 around the axis. It is rotatably supported.
  • the pinion shaft 31 is connected to the lower end of the steering shaft 2 via universal joints 29a, 29b and the like.
  • the lower half of the pinion shaft 31 extending inside the pinion housing 34 is provided with a large diameter over a suitable length. Is formed.
  • the rack shaft 32 supported inside the rack housing 33 is formed with rack teeth 36 over an appropriate length including a portion facing the pinion shaft 31.
  • the rack teeth 36 are -It is mated with the pinion teeth 35 provided on the peripheral surface of the on shaft 31.
  • Such movement of the rack shaft 32 is transmitted to the left and right knuckle arms 4b, 4b via tie rods 4a, 4a connected to both ends of the rack shaft 32, and pushes the knuckle arms 4b, 4b.
  • the left and right steered wheels (front wheels) 5 and 5 are steered in the operating direction of the steering member 1 until the steering wheel 1 reaches an angle corresponding to the operation amount.
  • the mounting shaft 21 is fixed to the vehicle body while being housed in the steering column 25, and has an input shaft 2 with one end of the torsion bar 23 fitted and fixed at the lower end thereof.
  • the upper ends of 2 are connected by pins 26.
  • the other end of the torsion bar 23 is internally fixed to the lower end of the output shaft 24 by a pin 27.
  • the input shaft 22 and the output shaft 24 are rotatably mounted inside the first, second, and third housings HI, H2, and H3 via bearings.
  • the first, second, and third housings HI, H2, and H3 are fixed to the vehicle body and are separable in the vertical direction in the figure.
  • An electric motor 9 is connected to the output shaft 24 via a speed reducer 8.
  • the speed reducer 8 has a drive gear 82 and a driven tooth shaft 81 that meshes with the drive gear 82.
  • the output shaft 91 of the motor 9 is rotatably attached to the drive gear 82, and the rotation of the electric motor 9 is transmitted to the output shaft 24 via the drive gear 82 and the driven gear 81. .
  • the electric motor 9 is driven in accordance with the detection result of the steering detection device (detection device for steering torque and Z or steering angle) 7. That is, the electric motor 9 generates a steering assist force according to the steering torque input from the steering member 1.
  • the speed reducer 8 and the drive motor 9 constitute a steering assist unit that applies a steering assist force by motor power to a steering mechanism A from the steering member 1 to the steered wheels 5. It is a steering axis assist (column assist) type steering mechanism (C-EPS) A that applies a steering assist force to 2.
  • C-EPS steering axis assist
  • FIG. 27 is a block diagram illustrating a detailed configuration example of the ECU 105 for controlling the electric motor 9.
  • the ECU 105 sends a torque signal from the torque sensor 7 to the ECU 105.
  • the phase compensator 213 includes a function such as a phase compensator (phase compensator) 213 that inputs the signal Ts.
  • the phase compensator 213 constitutes a road noise suppressing unit in the present invention.
  • the phase compensator 213 receives the torque detection signal from the torque sensor 7 and
  • phase compensator 213 also functions as a filter for suppressing road noise. That is, the phase compensating unit 213 has the following characteristic as a transfer function.
  • ⁇ is the natural angular frequency after compensation
  • ⁇ is the natural angular frequency of the compensated system.
  • FIG. As can be seen from the Bode diagram in Fig. 2, Gc (s) is the same as the band-stop filter (BEF). In the figure, the frequency at which the gain becomes smallest is 16.5 Hz, which is near the natural vibration frequency of steering mechanism A.
  • Fig. 3 shows the Bode diagram of the steering device with / without phase compensation, and the solid line with no phase compensation and the dotted line with phase compensation. Is shown.
  • the upper characteristic indicates the gain, and the lower characteristic indicates the phase.
  • Fig. 4 shows the results of power spectrum analysis without phase compensation
  • Fig. 5 shows the results of power spectrum analysis with phase compensation.
  • the frequency evaluated as road noise differs depending on the required specifications.
  • the load noise is 10 Hz or more and the load information is 10 Hz or less
  • the load information is shown in FIGS. It can be seen that the gain decreases above 10 Hz, which is the road noise, and the torque transmission is attenuated in the frequency region equivalent to the peak noise. On the other hand, it is clear that torque transmission is hardly attenuated in the frequency range corresponding to load information below 10 Hz.
  • phase compensator 213 of the number Gc (s) in order to perform both the road noise attenuation and the phase characteristic improvement, although the phase compensator 213 of the number Gc (s) is used, in order to attenuate the road noise above the predetermined frequency, the frequency below the predetermined frequency is transmitted instead of the phase compensator 213 of the transfer function Gc (s).
  • a low-pass filter LPF that blocks frequencies above a predetermined frequency may be used. The low-pass filter may be used together with the phase compensator 213 of the transfer function Gc (s).
  • the main elastic elements K in the torque transmission system of the power steering are the torsion bar 23, universal joints 29a and 29b (interposed between the steering shaft 2 and the steering gear 3; see Fig. 37), and the mounting bush of the steering gear 3 , Tire 5 and steering shaft (column) 2.
  • the main inertia element J steering wheel 1, motor 9, hub and wheel
  • the vibration system has multiple natural vibrations. As a system, it is necessary to attenuate the gain in the torque open loop frequency characteristics over a wide frequency range in order to reliably suppress all of these multiple natural vibrations.
  • viscosity C is an element that suppresses natural vibration so that equation (3) can also be applied.
  • the primary system torque input speed output system
  • it acts as a factor that lowers the output (speed) gain.
  • the main mechanical viscous elements include the grease viscosity of the sliding and rotating part support bearings, and the electrical viscous elements include velocity term resistance due to the back electromotive force of the motor. Be careful with the allocation. In other words, if there is a large viscous element between the speed reducer 8 and the motor 9, the non-assisted state force will suddenly decrease in the transition to the assisted state, giving the driver an uncomfortable feeling. This is an important factor related to the linearity of the change in the steering torque at the beginning of turning the steering neutral force, and it is desirable to minimize the viscosity in this area.
  • the inertia element present on the input side relatively larger than the elastic element.
  • the elastic constant increases from the high! ⁇ (universal joint) side to the low (the torsion bar 23) side.
  • the cutoff frequency for torque transmission becomes relatively low.
  • the phase lag below the cutoff frequency also increases, resulting in a fluffy steering feeling with poor rigidity. For this reason, it is preferable to keep the inertia as small as possible.
  • Friction does not depend on the input frequency, and acts as a constant resistance to input in the opposite direction,! /, And is a major factor in torque transmission efficiency reduction. On the steering feeling, it always appears as a drag feeling. On the other hand, although it has a filter effect against disturbance, it also blocks necessary road surface information, so it is necessary to recognize the trade-off between the two.
  • the distribution of friction elements in the system is important, and the friction existing between the reducer 8 and the motor 9 causes a difference in the drag feeling between assisted and non-assisted. It is desirable to make it smaller.
  • Friction is a non-linear element regardless of deviation, so it is preferable to minimize the friction of the system as much as possible.
  • the natural vibration frequencies of the electric power steering apparatus of the present embodiment described later are about 17 Hz (fnl), about 40 Hz (fn2), and about 50 Hz (fn3).
  • the natural vibration frequency is determined by the elastic constant Kt of the torsion bar 23, the elastic constant Ki of the universal joints 29a and 29b, and the rotor inertia! 3 ⁇ 4m, inertia under the panel (inertia on the downstream side (wheel 5 side) of the torsion bar) J1 etc. according to equation (2).
  • the torsion bar elastic constant Kt which is a panel element
  • the natural vibration frequency fn2 is based on Ki, Jw, and the natural vibration frequency fn3 is based on Kt, Ki, Jm.
  • the friction of the main friction elements such as the steering gear 3 and the speed reducer 8 is reduced to reduce the friction as a whole of the steering mechanism.
  • the natural vibration frequency fnl is easy to appear, but since the natural vibration frequency is in the road noise frequency region, it can be attenuated by the phase compensation unit 213.
  • the main friction elements in the mechanical system of the steering device include the steering gear 3 and the speed reducer 8.
  • the state of engagement between the gear teeth provided on the gear-pin shaft and the rack teeth provided on the rack shaft is appropriately maintained, so that a comfortable steering feeling is provided to the driver.
  • various proposals have conventionally been made for the tooth specifications (pressure angle, module, number of teeth, etc.) of the pion teeth and rack teeth (see Prior Art 11).
  • the tooth specifications of the pinion teeth provided on the pinion shaft are, in concrete terms, pegs that satisfy the design conditions given by the mounted vehicle.
  • the amount of movement of the rack shaft per one rotation of the on-shaft, that is, the stroke ratio It is selected to ensure the strength to withstand the required load conditions on the circumference of the length that is restrained.
  • the pressure angle of the tooth specifications is often set to a standard value (20 ° or 14.5 °) specified in JIS (Japanese Industrial Standard).
  • JIS Japanese Industrial Standard
  • the other tooth specifications selected under the general stroke ratio (35-60 mmZrev) for the vehicle will be around 2.5 modules and 5 teeth .
  • the spring load is reduced in order to reduce the rattling sound at the joint portion between the piaon teeth and the rack teeth and to prevent the turning feeling from being deteriorated.
  • a special combination mode is adopted in which the rack shaft is pressed and urged toward the pinion shaft by the used preload means, and the pinion teeth and the rack teeth are joined without backlash.
  • the number of teeth of the pinion shaft selected as described above is small (5), and when such pinion teeth of the pinion shaft are combined with the rack teeth, the pinion teeth exceed the regular combination position.
  • the trochoidal interference occurs remarkably, the thickness of the tooth base of the pinion tooth decreases with time due to friction with the tooth tip of the rack tooth, and the pinion The bowing of the teeth can cause reduced strength, which can even lead to breakage before the desired endurance time has elapsed.
  • a motor for steering assistance is provided in the middle of the steering shaft (column shaft) connecting the steering member and the pinion shaft, and the rotational force of the motor is transmitted to the pinion shaft to perform the above-described operation.
  • a peen tooth provided on a pion shaft is provided with a steering torque applied to a steering member by a driver.
  • the rotation torque of the motor is added, the risk of the damage described above is increased, and the responsiveness when the rotation of the motor is transmitted to the rack shaft via the pinion shaft is deteriorated. There is a problem when the steering feeling cannot be obtained.
  • the pin teeth and the rack teeth that match the pin teeth have a tooth height closer to the tip end than the pitch circle. Measures have been taken to ensure the specified clearance as a ⁇ low tooth '' smaller than one module, but in this case, ensure that at least one front contact ratio between the rack teeth and pinion teeth Becomes difficult, the meshing becomes discontinuous, and the smooth movement of the rack shaft for steering is disturbed.
  • Adoption of a large pressure angle reduces engagement friction with the rack teeth, constitutes a pinion tooth in which other tooth specifications are properly set under this pressure angle, and is used for a long time. Therefore, the following configuration is preferable as a rack-pione type steering device capable of stably realizing a smooth and good steering feeling.
  • the pinion teeth provided on the peripheral surface of the pinion shaft and the rack teeth provided on the outer surface of the rack shaft are combined without backlash.
  • the rotation of the pinion shaft connected to the shaft is transmitted to the rack shaft via a mating portion between the pinion teeth and the rack teeth, and the rack shaft is moved in a shaft length direction at a predetermined stroke ratio.
  • the pinion teeth include a pressure angle a set within a range of 24 ° ⁇ ⁇ 30 °, and the pressure angle ⁇ and the stroke ratio. It is characterized by having a module m, the number of teeth z, the tooth height h, and the deflection angle ⁇ , each of which is selected to satisfy predetermined design conditions and falls within the following ranges.
  • Tooth length h 2m ⁇ h ⁇ 2.5m
  • Swing angle j8 ⁇ 35 °
  • the pressure angle ex of the pinion teeth provided on the pinion shaft is selected within a range of 24 °, which is sufficiently larger than the standard pressure angle, and the preload is reduced by pressing the rack teeth. And reduce friction and enable smooth transmission.
  • the upper limit of the pressure angle ⁇ of 30 ° is due to processing restrictions.
  • the module m and the number of teeth z can be used to secure the trochoid interference clearance and the tooth thickness at the tip, satisfy the geometrical conditions, and It is selected so as to satisfy the strength constraints of securing the original bending strength and the fatigue strength of the tooth surface, and at this time, the tooth height is set to reduce dislocations and reduce slip fluctuations at the meshing part.
  • the run-out angle ⁇ to reduce the load on the pinion shaft support bearings, determine the tooth specifications, and smoothly transmit power to the rack shaft with rack teeth that fit without knocklash. In addition, a good steering feeling is realized by performing the operation reliably.
  • the pinion tooth has a pressure tooth error in a direction of increasing the meshing stress with the rack tooth in the tooth profile direction, and also has a modified tooth profile in which the tooth profile is corrected such that the center is convex. It is preferable that the pion teeth have a corrected tooth flank shape in which crowning is applied in a tooth trace direction.
  • the correction of the pressure angle in the tooth profile direction and the crowning in the tooth trace direction are employed alone or in combination to adopt a modified tooth surface shape, and the tooth contact that causes torque fluctuation during steering is adopted.
  • the tooth contact that causes torque fluctuation during steering is adopted.
  • a steering assist motor is provided between the steering member and the pinion shaft, and the torque of the motor is transmitted to the pinion shaft to respond to the rotation of the pinion shaft.
  • the electric power steering device be configured as an electric power steering device for assisting the steering operation.
  • the backlash between the rack teeth provided on the rack shaft and the rack teeth provided on the rack shaft can be made by appropriately selecting the tooth specifications of the pinion teeth provided on the pinion shaft. It is possible to achieve a smooth steering without a trochoidal interference with as little friction as possible, and to achieve a smooth and good steering feeling stably over a long period of time. It has excellent effects such as being possible.
  • FIG. 6 is an enlarged view near the intersection of the rack shaft 32 and the pinion shaft 31.
  • the pinion teeth 35 provided on the pinion shaft 31 are formed as twist teeth having a predetermined twist angle ⁇ with respect to the axis of the pinion shaft 31.
  • the rack teeth 26 provided on the rack shaft 32 are formed as oblique teeth inclined at an angle corresponding to the torsion angle ⁇ with respect to a direction perpendicular to the axial direction of the rack shaft 32.
  • the pinion teeth 35 are joined together!
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of a joint portion between the rack teeth 36 and the pinion teeth 35.
  • the rack tooth 36 has a pressure angle, that is, an angle formed by the tooth surface with respect to the tooth profile direction, as ex, and the pressure angle of the pinion tooth 35 corresponding to the rack tooth 36 is also ⁇ . is there.
  • the rack shaft 32 is pressed and urged toward the pinion shaft 31 by a known preload means using a spring load, and the rack teeth 36 and the pinion teeth 35 are It is combined without knock lash as shown in the figure.
  • a known preload means using a spring load
  • the rack teeth 36 and the pinion teeth 35 are It is combined without knock lash as shown in the figure.
  • the pressure angle ⁇ of the pinion teeth 35 is increased to prevent knock lash. It is effective to reduce the wedge effect between the rack teeth 36 and the pion teeth 35 that meet the conditions.
  • the pressure angle a has an upper limit due to processing restrictions, and it is difficult to employ a pressure angle ⁇ exceeding 30 °.
  • the pressure of the pinion teeth 35 is reduced in order to reduce the meshing friction as much as possible without being restricted by machining. Select the angle ⁇ within the range of 24 ° ⁇ ⁇ 30 °, which is sufficiently larger than the standard pressure angle specified in JIS.
  • a stroke ratio S indicating the movement amount of the rack shaft 32 per rotation of the pinion shaft 31 is given as a request from the vehicle equipped with the steering device.
  • This stroke ratio S exists in a range of 35 mm ⁇ S ⁇ 60 mm in a general vehicle.
  • the module m, the number of teeth z, the tooth height h, and the torsion angle ⁇ as the other tooth specifications of the pion teeth 35 are determined by using these within the ranges of the pressure angle ⁇ and the stroke ratio S described above. It is selected by the following procedure.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the procedure for selecting the tooth specifications of the pinion teeth 35. In this selection, first, the pressure angle ⁇ and the stroke ratio S are set (Step 1).
  • the pressure angle oc is limited by the angle that can be adopted by the gear cutting tool.
  • the stroke ratio S is a force that is a fixed value given as a design requirement from the vehicle equipped with the steering device.
  • the module m and the number of teeth ⁇ of the pion teeth 35 are calculated using these set values (step 2). This calculation includes the outer diameter of the pinion shaft 31 on which the pinion teeth 35 are formed, the peripheral dimensions such as the distance between the pinion shaft 31 and the rack shaft 32, the pressure angle ⁇ and the stroke ratio S.
  • the module m and the number of teeth ⁇ are given as a combination of a plurality of teeth z limited to an integer and the corresponding module m.
  • a plurality of torsion angles ⁇ of the pion teeth 35 are set within a range equal to or less than a predetermined upper limit angle (step 3), and a plurality of tooth heights h are set within a predetermined range including the module m. Set (Step 4).
  • the upper limit angle of the torsion angle ⁇ is such that the pinion shaft 31 having the pinion teeth 35 is
  • the force determined by the thrust load capacity of the bearing supported in the bearing 34 is generally around 40 °.
  • the twist angle ⁇ in the range of 30 ° to 35 °, which is close to the angle, is adopted.
  • the twist angle ⁇ is set over the entire range, and the following procedure is performed.
  • One of the geometric conditions serving as a criterion for determination in step 5 is whether or not a force that allows the pinion teeth 35 and the rack teeth 36 to be engaged without interfering with each other.
  • the first is whether or not a sufficient tooth thickness is secured at the tip of the pinion tooth.
  • the former condition that is, whether or not the combination is possible, is determined, for example, based on whether or not the trochoid interference clearance calculated by the following equation is secured to 0.3 mm or more.
  • X in the equation is a dislocation coefficient, and is given as a value obtained by dividing the dislocation amount set in the pinion tooth 35 by the module m.
  • t is a trochoid interference clearance, and in a state where the rack teeth 36 and the pin-on teeth 35 are combined as shown in FIG. It is used as an index value that indicates whether or not a phenomenon that causes interference around the tooth root, so-called trochoidal interference occurs.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of the trochoid interference clearance t.
  • P indicates the base circle of the pinion tooth 35
  • P indicates the tip circle of the pinion tooth 35.
  • R in the figure is the rack
  • the pressure angle a is equal to the pressure angle 0L of the rack teeth 36 and the pinion teeth 35 ⁇ bs
  • FIG. 9 (a) shows a case where the diameter difference between the base circle P and the tip circle P of the pinion tooth 35 is large.
  • FIG. 9B shows a case where the diameter difference is small.
  • the trochoidal interference tarry is a mating line b bs that is mated to one side of the mating center line and inclined by the pressure angle a.
  • a is located on the inner side (root side) of the tip circle R of the rack tooth 36, whereas the point a in FIG.
  • intersection point a is located outside the tip circle R of the rack tooth 36, and the rack tooth 36 and the pinion tooth Trochoidal interference with 35 occurs in the state shown in FIG. 9 (a).
  • the trochoid interference clearance t in the equation (11) is negative in the state shown in FIG. 9A based on the geometrical positional relationship between the rack teeth 36 and the pinion teeth 35 shown in FIG. This is a positive value in the state shown in Fig. 9 (b), and in step 5, the pressure angle a, the torsion angle ⁇ , the module m, and the number of teeth
  • the trochoid interference clearance t is sequentially obtained by substitution, and if the value is 0.3 mm or more as described above, it is determined that the combination is possible.
  • the reason that the lower limit value of the trochoid interference clearance t is set to 0.3 mm is to eliminate the influence of machining errors of the pinion teeth 35 and the rack teeth 36 and to reduce the force of the pinion teeth 35 or the rack teeth during the operation described above. This is to eliminate the influence of the distortion occurring on 36.
  • the latter condition that is, the quality of the tooth tip thickness is a condition set to prevent excessive hardening during heat treatment after gear cutting.
  • the pinion tooth is calculated by the following equation. Tooth thickness (in the direction perpendicular to the tooth) of s is used as a design threshold value of the power transmission gear! It is possible to determine whether or not 0.3 m (m is a module) or more is secured! Wear.
  • s is the front arc tooth thickness of the pinion tooth 35
  • r is the tip circle of the pinion tooth 35.
  • the radius, ⁇ is the torsion angle of the pion tooth 35 on the tip circle.
  • A is the gear rotation angle corresponding to k ks at the tooth tip position, a is the pressure angle on the reference pitch circle, and these are obtained by the following equations.
  • r is the base circle radius of the pinion tooth 35.
  • one of the strength conditions serving as a criterion for determination in step 6 is the bending strength of the root of the pinion tooth 35, and the other is the fatigue strength of the tooth surface.
  • the bending strength of the tooth root is calculated using the following formula (Lewis' formula) used as the formula for calculating bending stress ⁇ in flat gears.
  • F in the formula is the tooth surface normal load, which is equipped with a rack and pinion type steering device.
  • ⁇ is the complementary angle of the angle between the load line and the tooth profile center line
  • h is the intersection force between the load line and the tooth profile center line
  • S is the distance to the dangerous section
  • a is the pressure angle of the tool
  • p is the radius of the tip of the tool
  • h is the tooth height of the appendix.
  • the fatigue strength of the tooth surface is obtained by applying the Hertzian elastic contact theory, It is evaluated using the surface contact stress ⁇ .
  • E is the longitudinal elastic modulus of the gear material
  • z is the number of teeth of the small gear
  • z is the number of teeth of the large gear
  • ⁇ is the longitudinal elastic modulus of the gear material
  • the mesh pitch circle diameter which can be obtained by the following equations.
  • step 6 the pinion in which the pressure angle a, the number of teeth z, and the torsion angle ⁇ are set as described above.
  • Tooth length h 2m ⁇ h ⁇ 2.5m
  • Swing angle j8 ⁇ 35 °
  • the tooth specifications here are such that the module m is small and the number z of teeth is large, and a large number of small-sized pinion teeth 35 are provided.
  • This rotational torque is equivalent to a torque conversion value of the engaging friction between the rack teeth 36 and the pinion teeth 35 around the steering axis.
  • the upper limit of the torque conversion value around the steering axis of the meshing friction between the rack teeth 36 and the pinion teeth 35 is preferably 0.5 Nm. By reducing the friction, the torque transmission efficiency of the steering gear 3 is improved.
  • the lower limit of the same value is preferably 0.3 Nm, and more preferably 0.4 Nm.
  • the reverse rotation input measurement data of the steering gear is as shown in Fig. 11 and is about 80N.
  • the steering wheel 1 is operated.
  • the reaction force of the road surface force is directly transmitted to the driver, and for example, it is possible to improve the steering feeling during high-speed traveling on a low road where the road surface reaction force is small.
  • the root strength of the pinion teeth 35 is expected to decrease due to the adoption of the above-described tooth specifications. Force This decrease is caused by the increase in the tooth width of the root due to the use of the large pressure angle ⁇ .
  • the increase in the number of teeth reduces the increase in the front contact ratio, so that the tooth root strength does not decrease significantly as compared to the case where standard tooth specifications are adopted.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram showing a desirable modification of the tooth flank shape.
  • This figure is a diagram showing the tooth surface of the pinion tooth 35 divided vertically and horizontally into meshes.
  • the negative pressure angle at the tip of the tooth is larger than the pressure angle at the root of the tooth in the tooth profile direction.
  • the appropriate amount of the crowning is a maximum value of about 10 m at the central portion, and the appropriate amount of the tooth thickness error is the The maximum value is around 20 m.
  • FIG. 13 is a diagram showing the results of measuring the amount of wear on the tooth surface of the pinion tooth 35 after the execution of a predetermined durability test to check the effect of the tooth surface shape modification.
  • the open bar graph in the figure shows the results when the tooth surface shape was modified as described above, and the hatched bar graph shows the results when the tooth surface shape was not modified.
  • the cross-hatched bar graph in the figure shows the results when only the crown jungle in the direction of the tooth traces was implemented.
  • the three sets of bar graphs on the left side of the figure show the distribution of the amount of wear in the tooth trace direction near the base circle, and in order from the left side, near the tooth contact boundary on the tip side of the pinion shaft 31, Pione shaft 31 3 shows measured values near the center in the tooth trace direction and near the boundary of the tooth contact on the proximal end side of the pinion shaft 31, respectively.
  • the total amount of wear is almost the same as when the tooth surface shape is not corrected, but the distribution of the amount of wear is equalized in the tooth trace direction. It is apparent that when the tooth surface shape is modified as described above, the amount of wear is greatly reduced in all directions along the tooth traces while maintaining equalization by crowning.
  • the two sets of bar graphs on the right side of the figure show the distribution of the wear amount in the tooth profile direction, the one set on the left shows the measured values near the tooth tip, and the one set on the right shows the approximate value of the tooth profile. The measured values at the center are shown.
  • the pressure angle error in which the root pressure angle is larger than the tooth tip pressure angle can be achieved. Can be realized.
  • worm gears have a relatively low rotational torque transmission efficiency of 60 to 80%, so if the reduction ratio is unchanged, an electric motor with a larger output torque is required to transmit the specified rotational torque. It becomes. Therefore, as a result, the outer shape of the electric motor becomes large, and there is a problem that it is difficult to make the entire steering device compact. Therefore, a reduction gear has been devised in which the output shaft of the electric motor is mounted so as to be substantially parallel to the steering shaft, and a spur gear or a helical gear having relatively high rotational torque transmission efficiency is used.
  • a reduction gear constituted by a pair of spur gears or helical gears set to a high reduction ratio is housed in a housing, and an electric motor is provided.
  • the motor close to the housing in which the steering shaft is housed, the entire steering device in which the electric motor and the reduction gear are arranged is made compact.
  • a preferable electric power steering device is such that the rotation torque of the electric motor is controlled by the drive shaft provided on the output shaft of the electric motor and the driven gear provided on the steering shaft.
  • the steering shaft and the output shaft of the electric motor are disposed substantially parallel to each other, and the distance between both shafts is 35 mm or more and 85 mm or less;
  • the drive gear has 6 to 15 teeth, 0.8 to 1.5 modules, tooth length is 2.6 times or less of module, pressure angle is 20 degrees to 30 degrees, and deflection angle is SO degree. It is not less than 40 degrees or less.
  • an involute gear having a tooth profile formed so that the pressure angle increases toward the root of the gear.
  • an involute gear that has been subjected to a crowning process in a tooth trace direction.
  • the use of an involute gear with a crowning treatment in the tooth trace direction reduces tooth surface stress. As a result, the durability of the gears can be ensured even when continuous operation is performed under rated load conditions.
  • the electric power steering system is compactly arranged as a whole and has high transmission efficiency of rotational torque. It can be a device. Further, with the above-described specification dimensions, it is possible to secure appropriate values of the trochoid interference clearance, the tooth thickness at the tooth tip, and the tooth surface stress without using a tooth profile based on a predetermined special theory.
  • the speed reducer 8 is provided with a large gear (a driven gear) provided on an output shaft 24 of the steering shaft 2. ), And a spur gear or helical gear provided with a small gear (drive gear) 82 provided on the output shaft 91 of the electric motor 9.
  • a spur gear or a helical gear By using a spur gear or a helical gear, the electric motor 9 can be arranged so as to be substantially parallel to the steering shaft 2.
  • physical restrictions on the layout of the external dimensions of the electric motor 9 occur according to the distance L between the steering shaft 2 and the output shaft 91 of the electric motor 9.
  • the maximum allowable outer dimensions of the electric motor 9 are 73 mm in diameter and 95 mm in height.
  • the rated torque is set to 4 Nm
  • the distance L between the shafts is 55 mm
  • the reduction ratio is set to around 10 (9.7).
  • the reduction ratio is preferably about 11 to 8, and more preferably about 10 to 9.
  • FIG. 14 shows the number of teeth of the small gear 82 when the rejection L between the steering shaft 2 and the output shaft of the electric motor 9 is 55 mm, the reduction ratio is 10, and the torsion angle 13 is 25 degrees.
  • FIG. 6 is a diagram showing a relationship between Z and a module m of a small gear 82.
  • FIG. 15 shows the pressure angle oc of the small gear 82, the trochoid interference clearance, and the tooth tip when the number of teeth 10 is 10, the module m is 0.95, and the tooth height h is 2.25 times the module m.
  • FIG. 3 is a diagram showing a relationship between the tooth thickness and the tooth thickness. In FIG. 15, the circles indicate the trochoid interference clearance, and the squares indicate the values obtained by dividing the tooth thickness of the tooth tip by the module value.
  • the trochoid interference clearance is required to be 0.3 mm or more.
  • the pressure angle oc force Japan Industrial Standard
  • the trochoidal interference clearance indicates that the pressure angle ⁇ is 23 degrees or more. Trochoidal interference does not occur because the area is 0.3 mm or more.
  • the tooth thickness of the tooth tip must be at least 0.3 times the module m. As shown in Fig. 15, the pressure angle ex must be 27 degrees or less so that the tooth thickness of the tooth tip is 0.3 times or more of the module m.
  • the practical range of the deflection angle ⁇ is 0 to 40 degrees.
  • the tooth surface stress ⁇ with respect to the tangential load P in the direction perpendicular to the teeth of the small gear 82 generated by the auxiliary rotation torque ⁇ is given by the following equation: ⁇ It can be approximated using ⁇ .
  • E is the longitudinal elastic modulus of the gear material (steel in this embodiment)
  • ⁇ is the front contact ratio of the gear
  • b is the tooth of the small gear 82.
  • Width, d is for small gear 82
  • the pitch circle diameter, a is the combined pressure angle of the small gear 82, ⁇ is the basic cylindrical screw of the small gear 82 b g
  • FIG. 16 is a formula (31), 946N and 206000NZmm 2, P a E, 14 mm and b, 10 a Z, Z n 1 2 a 97, m and 0.95, a pressure angle 25 degrees, twist Angle ⁇ is 25 degrees, d is 10.308 mm, a is 25 bb
  • the target value of the tooth surface stress ⁇ is set to a design threshold of 1760NZm of the power transmission gear of an automobile.
  • both conditions can be met simultaneously.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram of the tooth flank shape of the speed reducer 8 used in the electric power steering device according to the embodiment of the present invention.
  • the tooth surface shape of either the large gear 81 or the small gear 82 or the pair of gears is formed in the form shown in FIG.
  • the tooth surface of the small gear 82 is divided vertically and horizontally into meshes.
  • a negative pressure angle error is provided so that the pressure angle at the tooth tip becomes larger than the pressure angle at the root of the tooth.
  • the tooth flank shape is formed in the direction in which the mating stress increases, that is, the central portion is convex.
  • a crowning process is performed in the tooth trace direction, and the tooth surface shape is formed so that the central portion is also convex in the tooth trace direction.
  • the distribution of contact stress on the tooth surface of the small gear 82 used in the reduction gear 8 can be equalized in the tooth profile direction and the tooth trace direction, and the deviation of the tooth surface can be improved. Wear can be prevented to compensate for the lack of root strength and contribute to improved durability.
  • the surface force of the durability is such that the force that allows knock lash is a non-linear dead time element and also causes rattling noise. Is desirable.
  • the knock lash was allowed while minimizing it. By allowing knock lash, friction was significantly reduced at the same time.
  • the required rotational torque is about 0.26 Nm. Met.
  • This rotational torque is equivalent to the torque-converted value of the meshing friction between the small gear 82 and the large gear 81 around the steering axis.
  • the meshing friction is reduced. It will be possible to suppress it. Specifically, it is possible to reduce the friction to 0.6 Nm or less.
  • the upper limit of the torque conversion value of the meshing friction between the two gears 81 and 82 around the steering axis is preferably 0.5 Nm, more preferably 0.4 Nm, and further preferably 0.3 Nm. More preferably, it is 0.2 Nm.
  • the lower limit of the same value is preferably 0.INm.
  • the efficiency of the single-stage helical gear reducer 8 was ensured to be 90% or more, and specifically, reached 97%.
  • the improved efficiency of the reducer 8 has significantly reduced the load on the motor.
  • Friction does not depend on the input frequency, and is a constant resistance to both forward and reverse inputs. It acts and is a major factor in the reduction of torque transmission efficiency. It always appears as a drag on the steering feeling. On the other hand, since the filter effect is exhibited against disturbance, the friction may be large to some extent from the viewpoint of the filter effect. However, if the friction is large, necessary road surface information is also blocked.
  • the upper limit of the sum of the friction of the steering gear 3 and the friction of the speed reducer 8 is preferably set to INm or less, more preferably 0.9 Nm, and further preferably 0.8 Nm. preferable.
  • the lower limit of the sum is preferably 0.5 Nm, and more preferably 0.6 Nm.
  • the motor 9 for steering assist is a three-phase brushless motor, and more specifically, a brushless motor having a rotor in which SN poles of permanent magnets are arranged in a circumferential direction.
  • Factors that reduce the torque transmission efficiency of the steering assist motor 9 include motor torque, cogging torque, and rotor inertia.
  • the cogging torque is torque unevenness caused by structural factors such as the number of poles and the number of slots in the motor.
  • the loss torque is, 0. 35 Nm or less (about the steering shaft conversion value), cogging torque clause 0. 12Nm below (steering axis conversion value), the rotor inertia 0. 012kgm 2 below (steering shaft rotating Ri converted value ).
  • the loss torque and the cogging torque also reduce the torque transmission efficiency of the motor 9, and therefore, it is preferable to suppress them as well.
  • the upper limit of the sum of the friction of the steering gear 3, the friction of the speed reducer 8, the loss torque of the motor 9, and the cogging torque of the motor 9 is preferably 1.35 Nm.
  • the lower limit of the sum is preferably 0.5 Nm, and more preferably 0.6 Nm.
  • the sum is preferably about 1.2 Nm.
  • the motor 9 has 5 pairs of SN poles (total 10 poles) and 4 pairs of stators.
  • Figure Reference numeral 20 indicates a characteristic curve (cogging torque curve) of the motor having 10 poles and 12 slots. However, this motor characteristic curve is around the motor output shaft.
  • the loss torque is about 0.02 Nm (around the motor output shaft), and the cogging torque is about 0.008 Nm (around the motor output shaft).
  • the minimum value of P—P (Peak to Peak) of the waveform in FIG. 20 is 0.016 Nm, and the maximum value of P—P is 0.024 Nm.
  • the loss torque (converted value around the steering shaft) 0.02 NmX
  • the loss torque can be reduced to 0.35 Nm or less and the cogging torque can be reduced to 0.12 Nm or less. And so on.
  • the friction of the steering gear, the friction of the reduction gear, the loss torque of the motor, the cogging torque of the motor, and the factors that reduce the torque transmission efficiency are reduced.
  • a motor drive circuit (hereinafter also referred to as a “drive circuit”) fails, the motor drive circuit and the motor are electrically disconnected as necessary.
  • Switching means typically a relay
  • the number of switching means such as relays be as small as possible due to cost and space constraints.
  • the motor drive circuit power is also the minimum necessary to interrupt the current supplied to the motor.
  • a number of opening and closing means are used. For example, in an electric power steering device using a three-phase brushless motor, two relays as opening / closing means are used to cut off the supply of two-phase current out of the three-phase current supplied from the drive circuit to the motor. Is used.
  • a preferred electric power steering apparatus is an electric power steering apparatus that applies a steering assisting force to a steering mechanism of a vehicle by driving a brushless motor based on a target value determined according to an operation for steering the vehicle.
  • Control operation means for calculating a command value of a voltage to be applied to the brushless motor based on the target value; a driving circuit for driving the brushless motor based on the command value; the brushless motor and the driving circuit And a resistance adjusting means for adjusting a resistance component in the motor 'drive circuit system such that a difference between each phase of a resistance component in the motor' drive circuit system becomes equal to or less than a predetermined value.
  • the difference between the resistance components of the motor's drive circuit in each phase is equal to or less than a predetermined value, so that the gain and the phase of the motor's drive circuit for each phase are substantially equal to each other.
  • a predetermined value a predetermined value
  • switching means inserted into at least one current supply path among current supply paths provided for each phase of the brushless motor for supplying current to the brushless motor eg, a relay Element
  • the resistance adjusting means includes a resistor having a resistance value according to the resistance value in the closed state of the opening / closing means such that the difference between the resistance values of the current supply paths between the respective phases is equal to or less than a predetermined value.
  • the switching means is inserted to include V, and preferably includes a resistor inserted to the current supply path.
  • the difference between the resistance of each phase of the current supply path for supplying the current to the brushless motor of the drive circuit is less than a predetermined value. Is eliminated or reduced. As a result, the torque and ripple of the brushless motor are reduced by making the gain and the phase of the motor drive circuit system substantially the same for each phase, and the driver does not feel uncomfortable during the steering operation. You can do so.
  • the drive circuit includes a Hi-side switching element, which is a switching element disposed on the power supply side, and a Lo-side switching element, which is a switching element disposed on the ground point side, in series with each other.
  • the connected switching element pairs are connected in parallel by the number of phases of the brushless motor, and a connection point between the Hi-side switching element and the Lo-side switching element is connected to the brushless motor via the current supply path.
  • the resistance adjusting means is connected to the power supply and the Hi-side switching element.
  • the Hi-side current path and the Z or L It is preferable to include a resistor for adjusting the resistance value of the o-side current path.
  • the difference between the resistance of the Hi-side current path between each phase and the difference between the resistance of the Z or Lo-side current path between each phase is equal to or less than a predetermined value.
  • the differences between the phases of the components are reduced or eliminated.
  • the torque and ripple of the brushless motor can be reduced by making the gain and the phase of the motor / drive circuit system for each phase substantially equal to each other.
  • the resistance adjusting means is a bus bar for the wiring of the current supply path and the wiring of the Z or the wiring in the drive circuit, wherein the resistance adjustment means is provided between each phase of the resistance component in the motor 'drive circuit system. It is preferred to include a nosbar whose cross-sectional area and Z or length have been adjusted so that the difference is less than a predetermined value! / ⁇ .
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a current control system in the electric power steering device.
  • the target value of the current to be passed through the motor 9 is input and the current flowing through the motor 9 is output, and the proportional integral control calculation ( Hereinafter, “PI control calculation” is performed, and the voltage determined by the calculation is applied to the motor 9.
  • PI control calculation is performed, and the voltage determined by the calculation is applied to the motor 9.
  • the motor can be treated as a first-order lag element determined for each phase by inductance L and resistance R of one phase, and its transfer function is KZ (L -S + R) (K is a constant).
  • Km is a constant
  • R ' is the external resistance including the wiring resistance of the motor and drive circuit.
  • FIG. 25 is a Bode diagram showing two measurement examples of the frequency characteristics of the motor 'drive circuit system in the electric power steering device using the brushless motor, and the solid line curve in FIG. This shows the gain characteristics and phase characteristics as the measurement results in the measurement example 1 in which the inductance L between the motor wires is 16 2 [H] and the internal resistance R between the wires is 53 [ ⁇ ]. It shows the frequency characteristics of the motor's drive circuit between the lines when the external resistance R between the lines is 6 [ ⁇ ].
  • the curve shown by the dotted line in FIG. 25 shows the gain characteristic and the phase characteristic as the measurement result in the second measurement example, and the inductance L between the motor lines is 162 [/ ⁇ ⁇ ].
  • the internal resistance R between the lines is 53 [ ⁇ ] and the external resistance R, between the lines is 4.5 [ ⁇ ]
  • the frequency characteristics of the lines in the motor drive circuit are shown. I have.
  • (Other measurement conditions are in the first measurement example. And the same.) From the Bode diagrams (gain characteristics and phase characteristics) showing the measurement results of these first and second measurement examples, the response of the motor drive circuit system between the phase where the relay is inserted and the phase where it is not inserted is shown. (Magnitude and phase of the phase current) may not be negligible.
  • a motor that eliminates the difference between each phase of the gain and phase of the motor's drive circuit system.
  • a configuration is provided that includes resistance adjusting means for eliminating or reducing the difference between each phase of the resistance component in the motor drive circuit system.
  • FIG. 21 shows a control device (ECU) 105 including a motor drive circuit (motor drive circuit) 150.
  • the steering device includes, as components related to the control device 105, an electric motor (brushless motor) 9 for assisting steering, a position sensor 112 such as a resolver for detecting a rotor rotation position of the motor 9, and a torque sensor (steering device). (Detection device) 7 and a vehicle speed sensor 104.
  • the control device 105 controls the driving of the motor 9 based on the sensor signals from the sensors 112, 7, 104.
  • the torque sensor 7 is operated by the operation! "Operation that indicates torque! Outputs a torque signal Ts.
  • the vehicle speed sensor 104 detects the vehicle speed, which is the traveling speed of the vehicle, and outputs a vehicle speed signal Vs indicating the vehicle speed.
  • the ECU 105 as a control device drives the motor 9 based on the steering torque signal Ts and the vehicle speed signal Vs and the rotational position of the rotor detected by the position sensor 112.
  • the ECU 105 receives a current from a vehicle-mounted battery 180 through an induction switch, and includes a motor control unit 120, a motor drive unit 130, a relay drive circuit 170, and two current detectors 181, 182. ing.
  • the motor control unit 120 is a control arithmetic unit configured by a microcomputer, and operates by executing a predetermined program stored in a memory therein.
  • the motor drive unit 130 includes a PWM signal generation circuit 140 and a drive circuit 150.
  • the motor drive unit 130 is arranged near the motor 9 and has a minimum length.
  • the wires are connected to the motor 9 to reduce the electric resistance.
  • the motor driving unit 130 includes a driving circuit and an interface circuit for the torque sensor 7, the vehicle speed sensor 104, the current detector 181, the motor position sensor (motor rotation angle sensor) 112, and the motor control unit (microcomputer or the like) 120.
  • the motor control unit microcomputer or the like
  • the drive circuit 150 is disposed on the power supply line side and is a power switching element corresponding to each of the U, V, and W phases of the motor 9 (FET (field effect transistor)) 151H, 152H, 153H, and the ground line. And the power switching elements FET151L, 152L, and 153L corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase of the motor 9, respectively.
  • FET is abbreviated
  • the circuit part on the power supply line side including the FETs 151H to 153H is called an “upper arm”, and the circuit part on the ground line side including the FETs 151L to 153L is called a “lower arm”.
  • the connection points Nu, Nv, Nw between the upper arm and the lower arm are connected to the terminals 9u, 9v, 9w of each phase of the motor by power leads (specifically, bus bars).
  • a current supply path for supplying a drive current from the drive circuit 150 to the motor 9 is formed for each phase.
  • the relay 191 is connected to the current supply path formed by the lead wire connecting the connection point Nu corresponding to the u-phase and the motor terminal 9u (hereinafter referred to as “u-phase current supply path”) to the V-phase.
  • Each of the 192 relays is inserted in a current supply path formed by a lead wire connecting the corresponding connection point Nv and the motor terminal 9v (hereinafter referred to as “V-phase current supply path”).
  • a relay 190 is also inserted between a notch 180 and a connection point (a power supply-side branch point described later) where the source terminals of the Hi-side FETs 151H to 153H are connected to each other.
  • a relay is inserted in the current supply path formed by the lead wire connecting the connection point Nw corresponding to the W-phase and the motor terminal 9w (hereinafter referred to as “w-phase current supply path” t). T, what!
  • One of the two current detectors 181 and 182 has a current detector 181 that flows through a lead wire (u-phase current supply path) connecting the connection point Nu of the drive circuit 150 and the motor terminal 161.
  • the phase current iu is detected, and the other current detector 182 is connected to the connection point Nv of the drive circuit 150 and the motor terminal 9v.
  • V-phase current iv flowing through the lead wire (V-phase current supply path) that connects to.
  • the current values detected by these current detectors 181 and 182 are input to motor control section 120 as u-phase current detection value Iu and V-phase current detection value Iv, respectively.
  • the motor control unit 120 calculates the steering torque detected by the torque sensor 7, the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 104, the u-phase and V-phase current detection values iu detected by the current detectors 181, 182, iv and receive. Further, the motor control unit 120 determines a target current value to be passed to the motor 9 based on the steering torque and the vehicle speed with reference to a table called an assist map that associates the steering torque with the target current value. Then, by a proportional integral calculation based on a deviation between the target current value and the motor current value calculated from the motor current detection values iu and iv, the command value V * u, Calculate V * v, V * w.
  • the voltage and current force as a three-phase alternating current related to the motor drive are usually determined by the magnetic field generated by the field of the rotor of the motor. It is expressed in a rotating Cartesian coordinate system (called "d-q coordinate"), which is a force with the d-axis in the direction of the bundle and the q-axis perpendicular to the d-axis and advanced by ⁇ ⁇ 2 from the d-axis.
  • d-q coordinate a rotating Cartesian coordinate system
  • the current to be passed through the motor can be treated as a DC current composed of the d-axis component and the q-axis component.
  • the d-axis component of the target current value and the motor current are calculated.
  • the d-axis voltage command value is calculated by the proportional integral calculation based on the deviation from the d-axis component of the value, and the proportional integral calculation based on the deviation between the q-axis component of the target current value and the q-axis component of the motor current value.
  • the q-axis voltage command value is calculated.
  • the command values V * u, V * v, V * w of the respective phase voltages are also calculated by coordinate conversion for the d-axis and q-axis voltage command value forces.
  • the motor control unit 120 operates the relay based on the result of the predetermined failure detection processing. Also outputs a relay control signal for controlling the circuit 70.
  • the PWM signal generation circuit 140 receives the command values V * u, V * v, V * w of the respective phase voltages from the motor control unit 120, and those command values V * u, V Generates a PWM signal whose duty ratio changes according to * v, V * w.
  • the driving circuit 150 is, as described above, This is a PWM voltage / inverter composed of Hi-side FETs 151H to 153H and Lo-side FETs 151L to 153L, and turns on and off these FETs 51H to 153H and 151L to 153L with the above PWM signal, so that the motor 9 Generate each phase voltage Vu, Vv, Vw to be applied.
  • phase voltages Vu, Vv, Vw are output from the ECU 105 and applied to the motor 9.
  • a current flows through coils (not shown) of each phase u, v, w of the motor 9 according to the application of the voltage, and the motor 9 generates a torque (motor torque) for assisting steering according to the current.
  • Relay drive circuit 170 operates based on a relay control signal output from motor control section 120.
  • the relay drive circuit 170 keeps the relays 190, 191, and 192 closed, and supplies power to the motor drive unit 130 and the motor 9 until a signal indicating that a failure is detected is received from the motor control unit 120. to continue.
  • relay drive circuit 170 receives a signal from motor control section 120 indicating that a failure has been detected.
  • the relay drive circuit 170 opens the relays 190, 191 and 192, and shuts off the power supply to the motor drive unit 130 and the motor 9.
  • the electric power steering device includes a drive circuit 150, a brushless motor 9, and a motor 'drive circuit system, which is a component that also has a force such as a lead wire connecting them, for each phase (u , V, w phases), the following configuration is provided to eliminate or reduce the difference.
  • the transfer function Gm (s) of the motor 'drive circuit system can be expressed as the following equation for each phase (see FIG. 23).
  • Km is a constant
  • R ' is an external resistance including the wiring resistance of the motor 9, the drive circuit 150, and the lead wire forming the current supply path for each phase.
  • the relay 191 is inserted in the u-phase current supply path connecting the connection point Nu in the drive circuit 150 and the motor terminal 9u, and the connection point Nv in the drive circuit 150 and the motor are connected.
  • a relay 192 is inserted in the V-phase current supply path connecting terminal 9 V.
  • a connection is made between the connection point Nw in the drive circuit 150 and the motor terminal 9w.
  • a relay is connected in the w-phase current supply path. Is inserted Not entered.
  • a resistor Ra having a resistance substantially equal to the contact resistance that is the resistance in the ON state of the relay 191 or 192 is inserted into the w-phase current supply path. Being done.
  • a resistance component related to the electrical connection between the drive circuit 150 and the motor 9 in the external resistor R that is, a component for supplying a current from the drive circuit 150 to the motor 9 is provided.
  • the difference between the u, V, and w phases of the resistance value of the current supply path is reduced or eliminated.
  • the insertion of the resistor Ra specifically, if the corresponding resistor is inserted in the relay, and it is inserted into the w-phase current supply path, instead of this, As described later, the insertion of the resistor Ra can be realized by appropriately setting the cross-sectional area (width or thickness) and Z or length of the bus bar forming the lead wire as the w-phase current supply path. Good.
  • the wiring resistance in the drive circuit 150 for eliminating the difference between the phases of the external resistance R ′ is adjusted. That is, when the three-phase voltage inverter shown in FIG. 22A is used as the drive circuit 150, the wiring length between the power supply and the FETs 151H to 153H, which are the switching elements on the Hi side, and the ground point It is difficult to make the wiring length between the FETs 151L to 153L, which are the switching elements on the Lo side, uniform between the phases.
  • a connection point (hereinafter referred to as a “power-supply-side branch point”) that branches toward the Hi-side FETs 151H to 153H in the current path from the battery 8 as a power supply to the Hi-side FETs 151H to 153H, respectively.
  • Bus bar 155H after NH The shape is as shown in Fig. 22 (b). That is, the width Wl of the portion of the bus bar 155H from the power supply side branch point NH to the source terminal of the HI side FET 151H, the width W2 of the portion from the power supply side branch point NH to the source terminal of the Hi side FET 152H, and the power supply side branch point.
  • the connection points (hereinafter referred to as “ground-side branch points”) that branch toward the Lo-side FETs 151L to 153L, respectively, are connected to the bus bar 155L after the NL.
  • the width W4 of the portion of the bus bar 155L from the ground side branch point NL to the source terminal of the Lo side FET 151L, the ground side branch point NL force also has the width W5 of the portion from the Lo side FET 152L to the source terminal, and the ground side branch.
  • the wiring resistance is set by appropriately setting the widths W1 to W3 and W4 to W6 of the bus bars 155H and 155L. Coordinating between each phase. However, by adjusting the thickness (or cross-sectional area) and / or length of the bus bars 155H and 155L together with or instead of the width, the wiring resistance is adjusted between the phases, whereby the resistance component in the drive circuit 150 is adjusted. The differences between each of the phases may be reduced or eliminated.
  • the difference between the resistance value of the current supply path for supplying the current from the drive circuit 150 to the motor 9 and the resistance value of the wiring in the drive circuit 150 between the phases is eliminated.
  • the gain and phase of the motor's drive circuit system for each phase are substantially equal to each other.
  • the change of the motor torque with respect to the motor electrical angle in the conventional electric power steering apparatus has a waveform as shown by a curve C1 (smaller curve) in FIG. 24.
  • the change with respect to the electric angle of the motor has a waveform as shown by a curve C2 (thick curve) in FIG. 24, and it can be seen that the torque ripple is greatly reduced.
  • the difference between the resistance components in the motor 'drive circuit system between each phase is one.
  • the resistance component in the motor drive circuit system is adjusted by appropriately setting the width and the like of the bus bar used for wiring, so that the resistance between the phases is adjusted. There is no need to separately add an adjusting resistor or the like. Therefore, it is possible to reduce or eliminate the difference between the gain and the phase of the motor / drive circuit system between each phase while suppressing an increase in cost.
  • a relay is inserted in a current supply path for supplying a current from the drive circuit 150 to the motor 9 to reduce or eliminate the difference between the phases of the resistance components in the motor drive circuit system.
  • the resistor Ra for adjustment is inserted in the path that does not exist (FIG. 21), and the shape of the bus bar that forms the wiring in the drive circuit 150 is adjusted (FIG. 22).
  • a configuration may be adopted in which only one of these two resistance adjusting means for adjusting the interphase of the resistance component in the motor 'drive circuit system is adopted.
  • the three-phase brushless motor 9 is used as the drive source of the electric power steering device.
  • the number of phases of the force brushless motor is not limited to three. It can also be applied to electric power steering systems that use brushless motors with four or more phases.
  • the cogging torque (mechanical ripple) caused by the motor configuration such as the number of poles of the rotor magnet and the number of slots for the stator winding, and the induced electromotive force waveform are distorted from the ideal waveform.
  • Ripple which is roughly classified into electric ripple, occurs in the output torque.
  • torque ripple at the motor output is one of the factors that reduce the steering feeling in the steering device, and it is therefore strongly desired that the steering device suppress the torque ripple.
  • the following configuration is preferable in order to suppress the torque ripple caused by the higher-order current component and to improve the steering feeling linearity.
  • a preferred electric power steering apparatus is an electric power steering apparatus that determines a target current value of an electric motor in accordance with an operation of a steering member, and applies the motor power to a steering mechanism to perform steering assistance.
  • a compensation value for a current higher-order component for canceling torque ripple caused by a predetermined higher-order component of a current flowing through the motor, using the rotational position information of the electric motor and the determined target current value.
  • a torque ripple compensation determining means for determining the target current value determined by using the compensation value of the torque ripple compensation determining means force, and a target corrected by the correcting means.
  • a feedback system for performing feedback control of the electric motor based on a current value. And control means.
  • the torque ripple compensation determining means uses the rotational position information of the electric motor and the target current value determined in accordance with the operation of the steering member.
  • a current having the target current value is supplied to the motor, a torque ripple generated by a predetermined higher-order component of the current is expected, and a current higher-order component for canceling the expected torque ripple is expected.
  • the feedback control means performs feedback control of the electric motor based on the target current value corrected by the correction means based on the compensation value of the torque ripple compensation determination means, so that the control means performs the correction of the corrected target current value.
  • the current is supplied, the current is supplied to the motor in a state in which the predetermined high-order component of the current is removed, so that the torque ripple caused by the high-order component of the current can be suppressed.
  • the torque ripple compensation determination means changes the compensation value for the current higher-order component according to the determined target current value.
  • the above compensation value is changed in accordance with the motor load, and even when the motor load changes, the feedback control means controls the electric motor using the target current value corrected with a more appropriate compensation value. Control can be performed, and a decrease in steering feeling can be prevented more reliably.
  • the torque ripple compensation determining means includes an electric motor in addition to the electric current higher-order distortion compensator for determining a compensation value for the electric current higher-order component.
  • a magnetic field distortion compensating unit that determines a compensation value for magnetic field distortion for suppressing torque ripple caused by distortion of a magnetic field formed in the motor using the rotational position information of the motor and the determined target current value. May be provided.
  • the target current value is corrected using the compensation value for the magnetic field distortion determined by the magnetic field distortion compensator in addition to the compensation value for the higher current component determined by the current higher-order distortion compensator.
  • the feedback control means causes the current of the target current value to flow, it suppresses not only the torque ripple caused by the higher-order current component but also the torque ripple caused by the magnetic field distortion formed in the electric motor. Steering ripple due to these ripples. One ring drop can be prevented.
  • a current control system including the electric motor and the feedback control means, and a rotation speed detection means for detecting a rotation speed of the electric motor based on the rotation position information.
  • Gain compensating means for obtaining a gain compensation value for compensating for a decrease in gain dependent on frequency characteristics of the current control system based on the rotational speed of the electric motor from the rotational speed detecting means, It is preferable that the correction means corrects the determined target current value using a compensation value from the torque ripple compensation determination means and a gain compensation value of the gain compensation calculation means.
  • the feedback control means performs feedback control of the electric motor based on the target current value corrected using the compensation value of the torque ripple compensation determination means force and the gain compensation value of the gain compensation calculation means force.
  • phase compensation for compensating a phase delay depending on frequency characteristics of the current control system.
  • Phase compensating means for determining a value, wherein the correcting means comprises a compensation value from the torque ripple compensation determining means, a gain compensation value from the gain compensation computing means, and a phase compensation value from the phase compensation computing means.
  • the determined target current value may be corrected using
  • the feedback control means is corrected using the compensation value of the torque ripple compensation determining means force, the gain compensation value of the gain compensation calculation means force, and the phase compensation value of the phase compensation calculation means force.
  • the electric motor is feedback-controlled, and the current flowing through the motor has a phase lag with respect to the induced voltage in accordance with the increase in the motor rotation speed in accordance with the frequency characteristics of the current control system. This can be compensated for, and a decrease in steering feeling due to the phase delay can be suppressed.
  • the electric motor 9 includes, for example, a rotor having a permanent magnet, and U-phase, V-phase, and W-phase coils (stator windings). It consists of a star-connected brushless motor.
  • a target value of a phase current to be supplied to each phase coil that is, a current command value i * u, i * v, and i * w is expressed by the following equations (41) to (43), where the maximum value (amplitude) of the supply current is I *.
  • 0 re is the rotation angle (electric angle) of the permanent magnet (rotor) that rotates clockwise in the positive direction with respect to the U-phase coil, for example, as shown in FIG.
  • the electrical angle is information indicating the rotational position of the rotor.
  • ⁇ re (p / 2) X ⁇ m.
  • the angle represents an electrical angle.
  • the electric motor 9 is feedback-controlled by a feedback control unit 400 described later included in the ECU 105, and d-q coordinates are used in this feedback control. More specifically, the d-q coordinate is defined by defining the direction of the magnetic flux by the permanent magnet as the d-axis and defining the direction orthogonal to the d-axis as the q-axis, and synchronizing with the rotation of the magnet (rotating field). Is a rotating coordinate system that rotates. Then, when determining the command value of the voltage applied to the electric motor 9, the ECU 105 first determines the current command values i * u, i * v for each phase coil shown in the above equations (41) to (43).
  • the ECU 105 can control the supplied current with a DC amount, thereby performing the drive control of the motor 9 with high accuracy while reducing the phase lag, etc. Force can be easily generated.
  • id 0 —— (44)
  • the currents that actually flow through the U-phase, V-phase, and W-phase coils of the electric motor 9 are detected by the current detectors 181 and 182, respectively.
  • the value iv is detected, and the d-axis current detection values id and q-axis after conversion to d-q coordinates by substituting the detected values iu and iv into the following equations (46) and (47)
  • the current detection value iq is now required.
  • the ECU 105 uses the d-axis current command value i * d, the q-axis current command value i * q, the d-axis current detection value id, and the q-axis current detection value iq as described later in detail. Control takes place.
  • FIG. 27 is a block diagram showing a detailed configuration example of the ECU 105. As shown in the figure, the ECU 105 includes various functions such as a phase compensator 213 for inputting the torque signal Ts from the torque sensor 7.
  • a range surrounded by a dotted line forms a feedback control unit 400 that performs feedback control of the electric motor 9.
  • the motor position sensor 112 and the rotor angle position detector 235 constitute rotation position information acquisition means for acquiring the rotation position information (electrical angle) of the electric motor 9!
  • the microcomputer constituting the motor control unit 120 of the ECU executes a program stored in advance in a non-volatile memory (not shown) provided therein to execute a predetermined control required for motor control.
  • this microcomputer includes a target current value calculation unit 214, a rotation direction designation unit 215, a convergence correction unit 216, an adder 217, a magnetic field distortion compensation unit 218, a current higher-order distortion compensation unit.
  • a shift adder 228, a three-phase AC Zd-q coordinate converter 229, and a sine wave ROM table 230 are included, and a desired operation is performed based on an input signal such as a vehicle speed signal Vs from the vehicle speed sensor 104.
  • a motor control unit that determines a steering assist force and provides an output (instruction) signal corresponding to the determined steering assist force to the motor drive unit.
  • the motor control unit 120 is provided with a torque ripple compensation determining unit 301 having the magnetic field distortion compensating unit 218 and the current higher-order distortion compensating unit 219. As described in detail later, the torque ripple caused by the distortion of the magnetic field formed in the electric motor 9 and the higher-order component of the current flowing through the motor 9 Torque ripple can be reduced. Further, the rotor angular speed calculation unit 220 constitutes a rotation speed detection unit that detects the rotation speed of the electric motor 9 based on the rotation position information from the rotation position information acquisition unit described above.
  • the phase compensation unit 213 performs phase compensation on the torque detection signal Ts, and performs the target current value calculation unit 214 Output to The ECU 105 receives a vehicle speed signal Vs output from the vehicle speed sensor 104 at a predetermined sampling period, and the input vehicle speed signal Vs is transmitted to a target current value calculation unit 214 and a convergence correction unit 216.
  • the sensor signal Sr is input from the motor position sensor 112 to the rotor angular position detector 235
  • the rotor angular position detector 235 permanently operates the electric motor 9 based on the input sensor signal Sr.
  • the rotational position of the magnet (rotor), that is, the electrical angle 0 re is detected. Then, the rotor angular position detector 235 outputs an angle signal indicating the detected electrical angle ⁇ re to the magnetic field distortion compensating unit 218, the current higher-order distortion compensating unit 219, the rotor angular velocity calculating unit 220, and the sine wave ROM table 230. .
  • the target current value calculation unit 214 Based on the torque detection signal Ts after phase compensation and the vehicle speed signal Vs, the target current value calculation unit 214 obtains a target current value It that is a value of a supply current to be supplied to the electric motor 5. Specifically, the arithmetic unit 214 includes a relationship between the torque on the steering shaft 2, the target current value It for generating a desired steering assist force in accordance with the torque, and the vehicle speed, which is called an assist map. Is stored in advance. Then, the arithmetic unit 214 obtains the target current value It by referring to the table using the values of the torque detection signal Ts and the vehicle speed signal Vs as input parameters, and obtains the rotation direction designation unit 215 and the adder. To 217 Output.
  • the target current value It corresponds to the q-axis current command value i * q shown in the above equation (45), and has a sign indicating the assist direction by the motor power.
  • the sign of the target current value It designates the rotation direction of the motor rotor.For example, in the case of positive and negative, the electric motor 9 is assisted to assist the rightward steering and the leftward steering with the steering member 1, respectively. Indicate turning!
  • the rotation direction designation unit 215 determines the rotor rotation direction based on the sign of the target current value It input from the target current value calculation unit 214, generates a direction signal Sdir for designating the rotation direction, and sets the convergence. Output to the correction unit 216.
  • the convergence correcting section 216 includes the vehicle speed signal Vs, the direction signal Sdir, and the rotor angular velocity core calculated by the rotor angular velocity calculating section 220 based on the electrical angle ⁇ re input from the rotor angular velocity position detector 235.
  • the correction unit 216 obtains a compensation current value ic for ensuring vehicle convergence by performing a predetermined operation using these input signals. Then, the compensation current value ic is added to the target current value It by the adder 217, and the calorie calculator 217 outputs the addition result as a q-axis basic current command value i * q0.
  • the q-axis basic current command value i * q0 is a basic command value (target current) of a supply current corresponding to a motor load for generating a desired steering assist force (that is, a torque to be generated by the electric motor 9). Value), which is simultaneously supplied to the magnetic field distortion compensating section 218 and the current high-order distortion compensating section 219 of the torque ripple compensation determining section 301, and is also output to the adder 222 so that the magnetic field distortion compensating section 218 and the current high-order Addition is performed so that the result of the calculation in the compensator 219 is reflected.
  • the magnetic field distortion compensating unit 218 includes an electric angle ⁇ re as rotation position information of the electric motor 9 from the rotor angle position detector 235, and a q-axis basic current command value i * qO from the adder 217. Is used to determine the compensation value for the magnetic field distortion for suppressing the torque ripple caused by the distortion of the magnetic field formed in the motor 9.
  • the magnetic field distortion compensator 218 Note
  • the current commanded by the q-axis basic current command value i qO is supplied to each phase coil of the electric motor 9, distortion of the induced electromotive force waveform induced in each phase coil from the ideal waveform (in the motor 9)
  • the current compensation value for changing the q-axis basic current command value i * q0 so as to suppress the expected torque ripple in anticipation of the torque ripple appearing in the motor output torque due to the magnetic field distortion).
  • the magnetic field distortion compensating unit 218 outputs the d-axis current compensation value Aidl and the q-axis current compensation value ⁇ iql for the magnetic field distortion set in the corresponding adders 221 and 222.
  • the d-axis current compensation value ⁇ idl and the q-axis current compensation value ⁇ iql output from the magnetic field distortion compensating section 218 are, as described later in detail, the frequency of a current control system including the electric motor 9 described later.
  • the gain reduction and the phase lag depending on the characteristics are corrected so as not to occur as much as possible.
  • the current higher-order distortion compensating section 219 uses the electric angle ⁇ re and the q-axis basic current command value i * q0 to generate a predetermined higher-order component of the current flowing through the motor 9.
  • the compensation value for the current higher-order component to cancel the torque ripple is determined. That is, the current higher-order distortion compensating unit 219 calculates the current flowing through each phase coil when the current commanded by the q-axis basic current command value i * q0 is supplied to each phase coil of the electric motor 9.
  • the compensation value of the current for changing the q-axis basic current command value i * q0 so that the expected torque ripple is canceled is determined by the d-axis current and q It is calculated for each axis current and determined as the d-axis current compensation value ⁇ id2 and the q-axis current compensation value ⁇ iq2 (details will be described later). Then, the current higher-order distortion compensator 219 outputs the d-axis current compensation value ⁇ id2 and the q-axis current compensation value ⁇ iq2 for the current higher-order component determined by the corresponding adders 221 and 222.
  • the d-axis current compensation value Aid2 and the q-axis current compensation value Aiq2 output from the current higher-order distortion compensating unit 219 are, as described later in detail, a circuit of the above-described current control system including the electric motor 9. The gain is reduced and the phase lag, which depends on the wave number characteristics, is corrected as little as possible.
  • the adders 221 and 222 provide a torque ripple for each of the corresponding d-axis current and q-axis current.
  • a compensating means for compensating the target current value determined according to the operation of the steering member 1 based on the compensation value from the compensation deciding unit 301 is configured!
  • the d-axis basic current command value i * dO set in the adder 221 and the magnetic field distortion from the magnetic field distortion compensator 218 are used.
  • the d-axis current compensation value ⁇ idl for the high-order current component and the d-axis current compensation value A id2 for the high-order current component from the current higher-order distortion compensating unit 219 to calculate the torque ripple compensation determining unit 301.
  • the d-axis current command value i * d after reflecting the result is calculated.
  • the adder 221 outputs the calculated d-axis current command value i * d to the subtractor 223 of the feedback control unit 400.
  • the subtractor 223 has a d-axis current command value i * d from the adder 221 and a d-axis current detection value id converted into a d-axis current of the current actually supplied to the electric motor 9. Is input from the three-phase alternating current Zd-q coordinate converter 229. Similarly, in addition to the q-axis current command value i * q from the adder 222, the subtractor 224 converts the q-axis current of the current actually supplied to the electric motor 9 into the q-axis current. The current detection value iq is input to the three-phase AC Zd-q coordinate converter 229.
  • the three-phase AC Zd-q coordinate converter 229 includes a V-phase current detection value iv and a U-phase current detection value iu detected by the V-phase current detector 182 and the U-phase current detector 181 respectively. Is input via the detection current value correction unit 250 (details will be described later). Further, the sin value of the electric angle ⁇ re when the detection current is flowing is input from the sine wave ROM table 230 to the conversion unit 229. The sine wave ROM table 230 stores the angle ⁇ and the sin value of the angle ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ in association with each other. When the electrical angle ⁇ re is input from the angular position detector 235, its sin value is immediately output to the d-qZ three-phase AC coordinate converter 227 and the three-phase AC Zd-q coordinate converter 229.
  • the three-phase alternating current Zd-q coordinate conversion unit 229 uses the input U-phase current detection value iu, V-phase current detection value iv, and sin value, and the above equations (46) and (47). ,
  • these subtractors 223 and 224 output the obtained d-axis current deviation ed and q-axis current deviation eq to the d-axis current PI control unit 225 and the q-axis current PI control unit 226, respectively.
  • the d-axis current PI controller 225 and the q-axis current PI controller 226 calculate the d-axis current deviation ed and the q-axis current deviation eq from the corresponding subtracters 223 and 224 according to the following equations (50) and (51). By substituting these values respectively, the d-axis voltage command value v * d and the q-axis voltage command value v * q are calculated, and the calculated values are output to the d-qZ three-phase AC coordinate converter 227.
  • Kp and Ti are proportional gain and integration time, respectively, and are values preset in the d-axis current PI control unit 225 and the q-axis current PI control unit 226 according to motor characteristics and the like.
  • the d-qZ three-phase AC coordinate conversion unit 227 receives the d-axis voltage command value v * d from the d-axis current PI control unit 225 without interference and the q-axis current PI control unit 226 The decoupling q-axis voltage command value v * q and the sin value from the sine wave ROM table 230 are input.
  • the conversion unit 27 calculates the d-axis voltage command value v * d and the q-axis voltage command, which are applied voltage command values on dq coordinates, using the following equations (52) and (53).
  • the command values are converted into the U-phase voltage command value v * u and the V-phase voltage command value v * v, and output to the three-phase PWM generation circuit (three-phase PWM modulation circuit) 140.
  • the output value of the conversion unit 227 is input to the sign inversion adder 228, and the sign inversion adder 228 uses the above-described U-phase voltage command value v
  • the W-phase voltage command value v * w is obtained from * u and the V-phase voltage command value v * v, and output to the three-phase PWM generation circuit 140.
  • the three-phase PWM generation circuit 140 generates a PWM signal having a duty ratio corresponding to each of the U-phase voltage command value v * u, the V-phase voltage command value v * v, and the W-phase voltage command value v * w. Su, Sv, and Sw are generated and output to the motor drive circuit 150.
  • the motor drive circuit 150 includes a PWM voltage-type inverter having a bridge circuit using power switching elements such as MOSFETs, and turns on and off each switching element according to the PWM signals Su, Sv, and Sw.
  • the voltage from the battery 180 is applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils (FIG. 26) of the electric motor 9.
  • a current flows through each phase coil, and the motor 9 generates a torque Tm corresponding to the current and applies the torque Tm to the steering mechanism as a steering assist force.
  • the feedback control unit 400 converts the d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq into the d-axis current command value i * d and the q-axis current command value, respectively.
  • the feedback control unit 400 converts the d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq into the d-axis current command value i * d and the q-axis current command value, respectively.
  • the feedback control section 400, the electric motor 9 to be controlled by the feedback control section 400, and the motor position sensor 112 constitute the current control system having a feedback loop.
  • This current control system has frequency characteristics defined by the impedance of the coil installed in the motor 9 and the like.
  • the d-axis current command value i * d and d-axis current detection value id are input and output, respectively.
  • the feedback loop of d-axis current as force and the feedback loop of q-axis current as input and output of q-axis current command value i * q and q-axis current detection value iq are shown in FIG. 30, for example.
  • the torque ripple compensation determination unit 301 uses a solid line in FIG. 30 in each of the magnetic field distortion compensation unit 218 and the current higher-order distortion compensation unit 219.
  • the data indicated by the dotted line is tabulated and held as a frequency characteristic map described later, and the output compensation value of each unit is set so that a gain decrease and a phase delay depending on the frequency characteristic are minimized. It is corrected.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a specific configuration example of the magnetic field distortion compensator shown in FIG.
  • the magnetic field distortion compensating section 218 includes a frequency calculating section 236, a gain / phase determining section 237, a subtractor 238, a magnetic field distortion compensation value determining section 239, an amplitude determining section 240, a correction rate calculating section 241,
  • the function blocks of the multipliers 242 and 243 are set, and each of the blocks performs predetermined arithmetic processing when the microcomputer executes a program. Further, based on the rotation speed of the electric motor 9 (FIG.
  • the gain reduction depending on the frequency characteristic of the current control system is determined based on the frequency calculation unit 236, the gain / phase determination unit 237, and the correction rate calculation unit 241.
  • a gain compensation calculation means for obtaining a gain compensation value for compensation is configured. Further, the frequency calculation unit 236 and the gain 'phase determination unit 237 calculate a phase compensation value for compensating for a phase delay depending on the frequency characteristic of the current control system based on the rotation speed of the motor 9. The phase compensation calculation means to be obtained is also used.
  • the frequency calculation unit 236 receives the rotor angular speed ⁇ re, which is the electrical angular rotation speed of the electric motor 9, from the rotor angular speed calculation unit 220. Then, the frequency calculating section 236 calculates the frequency f of the torque ripple caused by the magnetic field distortion appearing in the motor output by substituting the input rotor angular velocity core into the following equation (55). This frequency f is the fundamental frequency of the torque ripple due to current higher-order component distortion. Wave number.
  • S is the number of slots in the electric motor 5.
  • the gain / phase determination unit 237 includes a frequency characteristic map 237a corresponding to the frequency characteristic of the current control system shown in the Bode diagram (FIG. 30) (ie, a solid line and a dotted line in FIG. 30). (Data indicating the relationship between the indicated frequency and the gain and phase). Then, when the above-mentioned frequency f is input from the frequency calculating section 236, the gain ′ phase determining section 237 refers to the frequency characteristic map 237a and obtains the gain G of the current control system according to the input frequency f. And the phase difference ⁇ e are obtained and output to the correction rate calculation unit 241 and the subtractor 238, respectively. Further, as described above, in the current control system, as the frequency increases (that is, as the rotor angular speed core and, consequently, the rotation speed of the electric motor 9 increases), the gain decreases from 1 and the Lf phase delay increases. growing.
  • the subtractor 238 inputs the electrical angle ⁇ re from the rotor angle position detector 235 (Fig. 27) and also outputs the phase difference ⁇ ⁇ e as the phase compensation value from the gain 'phase determination unit 237.
  • the phase difference ⁇ e is subtracted from the electrical angle ⁇ re.
  • the subtractor 238 corrects the detected electrical angle 0 re using the phase difference ⁇ ⁇ e to compensate for the phase delay depending on the frequency characteristics of the current control system. it can.
  • the magnetic field distortion compensation value determination unit 239 stores a magnetic field distortion compensation map 239a in which the relationship between the electric angle and the value of the magnetic field distortion compensation current component for each of the d-axis current and the q-axis current is tabulated.
  • the compensation value determination unit 239 calculates the d-axis current unit compensation value ⁇ idlO and the q-axis current unit for the magnetic field distortion corresponding to the input corrected electrical angle ⁇ mre. Determine the compensation value ⁇ iqlO.
  • the magnetic field formed in the motor 9 is distorted, that is, the ideal waveform is distorted by the no-load induced electromotive force waveform.
  • the motor output causes magnetic field distortion. Resulting torque ripple.
  • the output torque of the motor 5 is set to a constant value (for example, 1 [Nm]), which is caused by the magnetic field distortion.
  • the currents iOu, iOv, and iOw of each phase coil calculated by the equations (56) to (58) are calculated by using the following equations (59) and (60) with the electric angle ⁇ as a variable.
  • the magnetic field distortion compensation map 239a can be created as follows.
  • the d-axis current value i (W2 and q-axis current value i0q2 required for the motor 9 to output the unit torque described above is obtained (in this case, Since the output torque is proportional to the q-axis current and the d-axis current may be set to “0”, the d-axis current value W2 and the q-axis current value i0q2 can be easily obtained by performing a predetermined calculation on each of the above measured data.
  • the electric angle and the magnetic field distortion compensating current component which is a current component capable of suppressing the magnetic field distortion after being converted into the d-axis current and the q-axis current according to the electric angle are obtained. It is possible to obtain a current waveform indicating the values and a table in which these data are associated with each other can be created as the magnetic field distortion compensation map 239a.
  • the magnetic field distortion compensation value determination unit 239 refers to the magnetic field distortion compensation map 239a created as described above, and performs d-axis current unit compensation corresponding to the corrected electrical angle ⁇ mre input from the subtractor 238.
  • the value ⁇ idlO and the q-axis current unit compensation value ⁇ iqlO are determined and output to the amplitude determining unit 240.
  • the amplitude determining unit 240 further includes a desired steering from the adder 217 (FIG. 27).
  • the q-axis basic current command value i * q0 corresponding to the auxiliary force has been input.
  • the amplitude determination unit 240 determines a multiplication value for the d-axis current unit compensation value ⁇ idlO and the q-axis current unit compensation value ⁇ iqlO per unit torque based on the input q-axis basic current command value i * qO, By performing the multiplication process, a d-axis current compensation value ⁇ idl 1 and a q-axis current compensation value A iqll corresponding to the desired steering assist force are obtained. Amplitude determination section 240 outputs the obtained d-axis current compensation value ⁇ idl 1 and q-axis current compensation value ⁇ iql 1 to multipliers 242 and 243, respectively.
  • the correction rate calculating section 241 receives the gain G of the current control system determined by the gain / phase determining section 237, and the correction rate calculating section 241 calculates the reciprocal 1 ZG of the gain G. And the correction rate Rm as the above-mentioned gain compensation value is obtained. Then, the correction rate calculation unit 241 outputs the correction rate Rm to the multipliers 242 and 243.
  • the multiplier 242 multiplies the d-axis current compensation value ⁇ idl 1 from the amplitude determination unit 240 by the correction ratio Rm from the correction ratio calculation unit 241 to obtain the d-axis current compensation value ⁇ idl for magnetic field distortion compensation. The result is output to the adder 221 (FIG. 27).
  • multiplier 243 multiplies q-axis current compensation value ⁇ iql 1 from amplitude determination section 240 by correction rate Rm from correction rate calculation section 41.
  • the q-axis current compensation value A iql for compensating for the magnetic field distortion is obtained and output to the adder 222 (FIG. 27).
  • the multipliers 242 and 243 correct the d-axis current compensation value A idll and the q-axis current compensation value A iqll using the correction rate Rm, so that the gain dependent on the frequency characteristic of the current control system is obtained.
  • the drop can be compensated.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a specific configuration example of the current higher-order distortion compensator shown in FIG.
  • the current higher-order distortion compensator 219 includes a frequency calculator 236, a gain / phase determiner 237, a subtractor 238, a correction ratio calculator 241, a current higher-order distortion compensation value determiner 244,
  • the function blocks of the multipliers 245 and 246 are set, and the microcomputer executes a program so that each of the blocks performs predetermined arithmetic processing.
  • the frequency calculation unit 236, the gain 'phase determination unit 237, the subtractor 238, and the correction rate calculation unit 241 perform the same arithmetic processing as that of the magnetic field distortion compensation unit 218. It is configured to calculate a phase compensation value ⁇ ⁇ e and a gain compensation value Rm for compensating for phase delay and gain decrease depending on the frequency characteristics of the current control system.
  • the current higher-order distortion compensation value determiner 244 calculates the q-axis basic current command value i * q0 and a predetermined higher-order component such as, for example, each of the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth components.
  • the current higher-order distortion compensation map 244a tabulating the relationship between the gain and the higher-order component, and the correction value for compensating for the phase shift of the higher-order component with respect to the first-order component in each of the higher-order components.
  • a phase correction map 244b in which the relation is tabulated is held.
  • the current higher-order distortion compensation value determiner 244 receives the corrected electric angle ⁇ mre from the subtractor 238 and the q-axis basic current command value i * q0 from the adder 217 (FIG. 27).
  • the basic d-axis current compensation value ⁇ id21 and the basic q-axis current compensation value ⁇ iq21 for the current higher-order distortion are determined by referring to the higher-order distortion compensation map 244a and the phase correction map 244b.
  • the motor drive circuit 150 applies a sine-wave AC to each phase coil by choppering the DC from the notch 180, or forms the bridge circuit in the drive circuit 150. Prevents short circuit at each switching element Due to factors such as driving these switching elements by providing a small dead time for switching, the current flowing through each phase coil has a fifth, seventh, eleventh, and eleventh component in the sine wave (fundamental wave) current component. Harmonic current components such as the 13th harmonic are superimposed.
  • the measured data of the current flowing through each phase coil is acquired in advance, the measured values of the higher-order components superimposed on the acquired current value are grasped, and based on the measured values of the higher-order components. Then, the compensation value for each higher-order component after the conversion into d-q coordinates may be determined so that the current of each higher-order component is canceled by the addition processing in the adders 221 and 222. That is, the d-axis current basic compensation value ⁇ id21 and the q-axis current basic compensation value ⁇ iq21 cancel the current of the fifth-order component as shown by the following equations (61) and (62), respectively.
  • Compensation values Aid2-5 and Aiq2-5, compensation values Aid2-7 and Aiq2-7 for canceling the current of the 7th-order component, and compensation values Aid2-ll for canceling the current of the 11th-order component It can be divided into Aiq2-ll and compensation values Aid2-13 and Aiq2-13 for canceling the current of the 13th order component.
  • ⁇ 21 ⁇ 2-5 + ⁇ 2-7 + ⁇ 2-11 + ⁇ 2-13 (61)
  • Aiq21 Aiq2- 5+ Aiq2- 7+ Aiq2- 11+ Aiq2- 13 (62)
  • the superimposition ratio of the predetermined current higher-order component varies according to a motor load (output torque) that is a desired steering assist force, that is, the q-axis basic current command value i * q0.
  • the current phase of the higher-order component also deviates from the current phase of the first-order component according to the q-axis basic current command value i * q0.
  • the compensation values Aid2-5 and Aiq2 for the fifth current are used.
  • -5 and the compensation values Aid2-7 and Aiq2-7 for the seventh current are expressed by the following equations (63) to (66), respectively.
  • Aid2-5 i5 (i * q0) Xsin [6 ⁇ ⁇ + ⁇ 5 (i * q0) ⁇ ] —— (63)
  • Aid2-7 i7 (i * q0) Xsin [6 ⁇ 0re + ⁇ 7 (i * q0) ⁇ ] —— (65)
  • Aiq2-7 -i7 (i * q0) Xcos [6 ⁇ 0re + ⁇ 7 (i * q0) ⁇ ] —— (66)
  • the compensation values Aid2-ll, ⁇ The compensation values Aid2-13 and Aiq2-13 for the iq2-ll and the 13th-order current are expressed by the following equations (67) to (70). Shown.
  • a id2-ll ill (i * q0) X sin [12 ⁇ 0 re + ⁇ ll (i * q0) ⁇ ] —— (67)
  • a id2-13 il3 (i * q0) X sin [12 ⁇ 0 re + ⁇ 13 (i * q0) ⁇ ] —— (69)
  • a iq2- 13 — il3 (i * q0) X cos [12 ⁇ 0 re + ⁇ 13 (i * q0) ⁇ ] — (70)
  • the current higher-order distortion compensation map 244a and the phase correction map 244b can be created as follows. First, the actual measured data of the current higher-order component gain for the first-order component (fundamental wave) in each current higher-order component when the supply current is changed so that the output torque of the electric motor 9 changes. get. Thereby, for example, as shown in FIG. 34, it is possible to obtain a graph showing the relationship between the q-axis basic current command value i * qO and the current higher-order gain for each current higher-order component.
  • phase correction value for eliminating the phase shift for example, 05 (i * qO) in the above equations (63) and (64) is determined as a correction value for the fifth current component. can do.
  • a table in which the determined correction value is associated with the value of the q-axis basic current command value i * qO can be created as the phase correction map 244b.
  • the current higher-order distortion compensation value determination unit 244 receives the corrected electrical angle ⁇ mre corrected by the phase compensation value ⁇ ⁇ e from the gain 'phase determination unit 237 from the subtractor 238, and When the q-axis basic current command value i * qO is input from the calculator 217 (Fig. 27), it is created as described above.
  • the d-axis current basic compensation values A id21 and q corresponding to the input corrected electrical angle ⁇ mre and the q-axis basic current command value i * q0 The shaft current basic compensation value A iq21 is determined.
  • the current higher-order distortion compensation value determination unit 244 outputs the d-axis current basic compensation value ⁇ id21 and the q-axis current basic compensation value ⁇ iq21 to multipliers 245 and 246, respectively, and these multipliers 245 and 246 Is multiplied by the gain compensation value Rm from the correction rate calculator 241 and output to the corresponding adders 221 and 222 as the d-axis current compensation value Aid2 and the q-axis current compensation value Aiq2 for the current higher-order distortion.
  • the current higher-order distortion compensator (torque ripple compensation determining means) 219 includes the corrected electrical angle ⁇ mre (rotational position information) and the q-axis basic current command value i * q0 (target current value), when the current commanded by the q-axis basic current command value i * q0 is supplied to each phase coil of the electric motor 9, the current flowing through the motor 9 A current for changing the q-axis basic current command value i * q0 so that the expected torque ripple is canceled in anticipation of the torque ripple generated by the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth components.
  • the d-axis current compensation value ⁇ id2 and the q-axis current compensation value ⁇ iq2 for higher-order distortion are determined. Also, the magnetic field distortion compensating unit (torque ripple compensation determining means) 218 is instructed by the q-axis basic current command value i * q0 using the corrected electric angle ⁇ mre and the q-axis basic current command value i * q0.
  • the expected torque ripple that appears in the motor output torque due to the distortion of the magnetic field in the motor 9 is suppressed, and the expected torque ripple is suppressed.
  • the d-axis current compensation value Aidl and the q-axis current compensation value Aiql for the magnetic field distortion for changing the q-axis basic current command value i * q0 are determined.
  • the adders 221 and 222 determine the determined d-axis current compensation value ⁇ idl and the determined d-axis current compensation values ⁇ id2 and q as shown in the above equations (48) and (49).
  • the axis current compensation value ⁇ iql and the q-axis current compensation value ⁇ i q2 the corresponding d-axis current and q-axis current command values were changed, and the feedback control unit (feedback control means) 400 was changed.
  • the electric motor 9 is driven based on the command value.
  • a current based on the target current value is supplied to the motor 9
  • torque ripple caused by a higher-order current component and torque ripple caused by magnetic field distortion can be suppressed, and the steering feeling due to these ripples can be suppressed. Drop can be prevented.
  • each of the magnetic field distortion compensating section 218 and the current higher-order distortion compensating section 219 The frequency calculating section 236, the gain / phase determining section 237, and the correction rate calculating section 241 are provided in the section, and the gain compensation value (correction rate Rm) calculated by the calculating means is used to calculate the magnetic field distortion.
  • Each output value of the compensator 218 and the current higher-order distortion compensator 219 has been corrected.
  • each part of the magnetic field distortion compensating section 218 and the current higher-order distortion compensating section 219 is provided with a phase compensation calculating means including a frequency calculating section 236 and a gain / phase determining section 237.
  • the detected electrical angle ⁇ re is corrected by the phase compensation value (phase difference ⁇ ⁇ e) calculated by the calculating means, and the phase lag depending on the frequency characteristics of the current control system is compensated.
  • the supply current of the motor 9 can be compensated for the occurrence of phase delay with respect to the induced voltage in accordance with the frequency characteristics of the current control system. It is possible to suppress a decrease in steering feeling due to a delay.
  • the feedback control unit 400 does not use the output values of the magnetic field distortion compensating unit 218 and the current higher-order distortion compensating unit 219 without using the d-axis basic current shown in the first term in each of the above equations (48) and (49).
  • the electric motor 9 is driven using the command value i * d0 and the q-axis basic current command value i * q0, a large torque ripple appears in the motor output torque as shown by the dashed line in FIG. Fluctuated.
  • the feedback controller 400 uses the output value of the magnetic field distortion compensator 218, that is, the target current value specified by the sum of the first and second terms in the above equations (48) and (49)
  • the ripple component due to the magnetic field distortion in the motor output torque was eliminated, and the detected waveform of the torque was shown by the dotted line in the figure.
  • feedback control section 400 includes magnetic field distortion compensating section 218 and current higher-order distortion compensating section 218.
  • each output value of the unit 219 that is, when the electric motor 5 is driven using the target current value specified by the sum of the first to third terms in the above equations (48) and (49)
  • the ripple caused by the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth current components is also removed. More specifically, the sixth-order ripple obtained from the above equations (63) to (66) and the twelfth-order ripple obtained from the above equations (67) to (70) are excluded from the motor output torque.
  • the detected waveform of the torque became stable with very little fluctuation as shown by the solid line in FIG.
  • the configuration has been described in which the compensation value for canceling the torque ripple caused by the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth components is determined as the predetermined higher-order current component. Compensation for compensating harmonic current components that are easily superimposed on the fundamental wave (first-order component), such as the fifth and seventh current components as shown in Fig. 34 A configuration that determines the value is also acceptable!
  • the gain compensation calculating means and the phase compensation calculating means sharing some of the functional blocks are provided in the magnetic field distortion compensating section 218 and the current higher-order distortion compensating section 219 of the torque ripple compensation determining section 301.
  • the present invention is not limited to this case.
  • the above calculation means is not provided in each of the compensation units 218 and 219 of the torque ripple compensation determination unit 301, but is disposed between the compensation determination unit 301 and the feedback control unit 400, and each of the compensation units 218 and 219 is Using the electrical angle 0 re from the angular position detector 235 and the q-axis basic current command value i * qO from the adder 222, the compensation values for the magnetic field distortion and the current higher-order distortion are determined, respectively. The determined value is corrected by the gain compensation value determined by the gain compensation calculating means and the phase compensation value determined by the phase compensation calculating means, and the feedback is performed.
  • the configuration may be such that the command control unit 400 inputs the command value.
  • the power higher-order distortion compensation map 244a is stored in the current higher-order distortion compensation value determination unit 244, and the forces described above in equations (61) to (70) are used.
  • a configuration may be adopted in which the formulas shown in (1) and (2) are stored in the microcomputer, and the determination unit 244 determines the compensation value by performing calculations using these formulas.
  • the present invention is not limited to this.
  • a brushless motor having a number of phases other than three phases or a DC motor with a brush is used.
  • the present invention can be applied to devices using other types of motors.
  • dead zone which is a region where the electric motor is not driven in a predetermined range where the steering torque is 0 as a middle point, will be described.
  • the prior art 13 proposes an electric power steering device that changes the width of a dead zone depending on conditions such as a steering speed.
  • the present inventors have found that if the width of the dead zone is too small, it becomes easy to wobble when traveling straight ahead, and if it is too large, the friction generated in each part is felt, and the steering feeling is significantly deteriorated. Was. Also, if the inclination of the assist characteristics at the boundary to the dead zone force assist region is too large, the torque fluctuation at the start of the assist is too small to be easily transmitted to the nozzle as if it were a click. I also found the problem that evil daggers became noticeable. These are problems that occur because it is unknown how the steering torque affects the friction torque (loss torque) force around the electric motor shaft and during assist and non-assist.
  • the preferred electric power steering device has an upper shaft connected to a steering member.
  • the input shaft 22 and the steering mechanism (steering gear 3) by a transmission shaft for example, a shaft whose upper end is connected to the lower shaft via a universal joint and whose lower end is rotatably connected to the steering mechanism.
  • the lower shaft (output shaft 24) is connected to the lower shaft (output shaft 24) by a connecting shaft (for example, a torsion bar 23), and an electric motor is connected to the lower shaft (output shaft 24) by a gear mechanism (reducer 8).
  • the left and right steering torque applied to the lower shaft is detected based on the torsion of the connecting shaft, and the electric motor is driven in accordance with the detected steering torque to apply a steering assist torque to the lower shaft, and
  • a predetermined range having 0 as a middle point is a dead zone in which the electric motor is not driven, one side width of the dead zone is determined by a friction torque generated by the steering mechanism, the lower shaft and the transmission shaft. Friction caused by Characterized in that is set below the sum of the torque. In this case, it is possible to realize an electric power steering apparatus which does not fluctuate when traveling straight and has no friction and a good steering feeling.
  • the following configuration can be adopted to improve the steering feeling in which the torque fluctuation at the start of the assist does not become an impact and there is no feeling of friction. That is, in a preferred electric power steering apparatus, the steering assist torque when the steering torque matches the sum of the one-side width and the loss torque generated by the electric motor and the gear mechanism is set to be equal to or less than the loss torque. It is characterized. In this case, it is possible to realize an electric power steering with good steering feeling without friction due to torque fluctuation at the start of the assist.
  • the target current calculation unit 124 that has received the steering torque Ts detected by the torque sensor 7 refers to a table that associates the steering torque with the target current value, which is called an assist map, based on the steering torque Ts and the like.
  • the target current value It to be passed to the motor 9 is determined.
  • the target current value It increases in accordance with the increase of the steering torque signal Ts.
  • the function is such that the ratio of the target current value It to the steering torque signal T decreases as the vehicle speed detection signals VI, V2, V3 'increase, and the saturation value of the target current value It decreases. .
  • the target current value It determined by the target current calculator 124 is given to the adder 217.
  • FIG. 37 is a schematic diagram schematically showing the electric power steering device shown in FIG. 1.
  • an upper shaft (input shaft) 22 connected to the steering member 1 (noodle) is connected to a lower shaft (output shaft) 24 by a torsion bar 23 (connection shaft).
  • the transmission shaft 29 is connected to the steering mechanism (steering gear) 3.
  • the input shaft 22, the output shaft 24 and the torsion bar 23 constitute a steering shaft 33.
  • the input shaft 22 is supported at its upper and lower parts by bearings 22a and 22b, and the output shaft 24 is supported at its upper and lower parts by bearings 24a and 24b.
  • the electric motor 9 is connected to the output shaft via reduction gears 81 and 82.
  • the drive gear 82 of the speed reducer is supported by two bearings 82a and 82b.
  • the transmission shaft 29 is rotatably connected at its upper end to the output shaft 24 and at its lower end to the pinion shaft 31 of the steering gear 3 by two universal joints 29a and 29b.
  • the pinion shaft 31 is supported by two bearings 31a and 31b, and the pinion teeth 35 are combined with the rack teeth 36.
  • the rack shaft 32 is supported by bearings 32a, one end of a tie rod 4a is rotatably connected to both ends (only one end is shown in FIG. 37), and one end of a knuckle arm 4b is connected to the other end of the tie rod 4a. It is rotatably connected.
  • the other end of the knuckle arm 4b is rotatably connected to a wheel shaft (not shown).
  • the steering mechanism mainly includes a tie rod 4a and a knuckle arm 4b in addition to the force mainly constituted by the steering gear 3.
  • Tfl is the friction torque of the entire steering mechanism (steering gear 3) 34
  • T1 is the friction torque of the output shaft 24, the transmission shaft 29, and the universal joints 29a, 29b (see FIG. 37).
  • Ts-target current value It assist torque
  • Tf3 loss torque around the electric motor 9 axis including the friction torque around the speed reducer 8 (see FIG. 37).
  • Tfl, T12, ⁇ (converted around the steering axis) can be set to, for example, Tfl ⁇ 0.6Nm, T12 ⁇ 0.3 ⁇ m, and Tf3 ⁇ 0.5Nm.
  • Td l.0 to 1.7 Nm.
  • a proportional integrator performs current control (feedback control) such that a target current set based on a steering torque indicated by a torque detection signal from a torque sensor flows to the electric motor.
  • the electric power steering device includes a mechanical resonance system that uses a torsion bar interposed on the steering shaft as a panel element and an electric motor as an inertia element to detect steering torque.
  • the system becomes unstable near the resonance frequency of the resonance system, that is, near the natural vibration frequency of the mechanical system in the electric power steering device (specifically, around 10 to 25 Hz). ).
  • a phase compensator is used. Is provided. Specifically, the torque detection signal from the torque sensor is provided to the phase compensator, and the phase compensator advances the phase of the torque detection signal, thereby improving the responsiveness of the entire system in a practical frequency band.
  • the phase compensator is designed to prevent the system from becoming a vibration system!
  • the characteristic is set so as to reduce the power in. Therefore, when setting the characteristics of the phase compensator, it is necessary to increase the attenuation at the resonance frequency in accordance with the stationary assist characteristics having a high gain.
  • the attenuation at the resonance frequency is increased, the attenuation is increased in a wide frequency range centered on the resonance frequency, and the attenuation in the low frequency range is inevitably increased, and the phase in the low frequency range is increased. The delay increases.
  • phase lag in the low-frequency range is large, and the low load near the steering wheel neutrality is low.
  • the steering feel becomes dull and fluffy in the area, especially when the vehicle speed increases. This problem is even more pronounced in high-efficiency electric power steering devices with reduced friction.
  • Prior art 14 is an electric power steering apparatus provided with soft phase compensation means configured by software.
  • the phase compensating means differs in characteristics of the phase compensating means at a high speed, a medium speed, and a low speed using the vehicle speed as a parameter.
  • prior art 14 merely differs in characteristics according to the vehicle speed, does not distinguish between stationary and running, and has the above problem when the characteristics of the phase compensator are adjusted to the stationary assist characteristics. Has not been resolved.
  • a preferable electric power steering apparatus is an electric power steering apparatus that generates a steering assisting force according to a steering torque by an electric motor.
  • a torque sensor that detects a steering torque and a control of the electric motor based on an output of the torque sensor are provided.
  • a phase compensating unit that operates when the target value is generated, and a unit that makes characteristics of the phase compensating unit different between when steering is performed while the vehicle is running and when the vehicle is stationary. It is characterized by the following.
  • the characteristic for the stationary steering is lower than the characteristic during traveling so that vibration does not occur. Even if the attenuation in the frequency range is relatively high, low-frequency The damping in the range can be made relatively small, and the fluffiness of steering during running can be reduced.
  • the vehicle further includes, as the phase compensating means, a first phase compensator for running the vehicle and a second phase compensator for stationary operation. Means are provided for switching each phase compensator so that the control target value is generated via the phase compensator and in the case of stationary operation, the control target value is generated via the second phase compensator. Is preferred. By switching the phase compensator between steering and stationary during traveling, an appropriate steering feeling can be easily obtained.
  • the phase compensation means is represented by a transfer function Gc (s) of the following equation, and the parameters ⁇ and ⁇ of the transfer function Gc (s) are the torques of the electric power steering device.
  • the value is set to a value that reduces or cancels a peak that appears based on the mechanical system natural vibration and the back electromotive force of the motor.
  • phase compensation can be performed, and the parameter to be the attenuation coefficient after compensation is selected from the range of ⁇ 1/2 _1 / 2 ⁇ ⁇ ⁇ 1, so stability is ensured by phase compensation In addition, the responsiveness can be improved.
  • the peak frequency in the gain characteristic of the torque open-loop transfer function is set to be a value near 2 ⁇ Xf when f is f.
  • the stability of the control system can be further improved and the responsiveness can be improved while simplifying the design of the phase compensation.
  • ⁇ is the angular frequency of the mechanical system natural vibration.
  • the parameter ⁇ to be the natural angular frequency after compensation is the angular frequency ⁇ of the mechanical natural vibration
  • the conventional technology that describes phase compensation in the control design of electric power steering devices is proposed as compensating for the peak of the mechanical resonance frequency, which is the mechanical resonance frequency (hereinafter referred to as “mechanical system pi ⁇ t”).
  • mechanical system pi ⁇ t the mechanical resonance frequency
  • this does not take into account the effect of the back electromotive force caused by the motor, that is, the peak characteristic in the gain characteristic of the system of the electric power steering device, that is, the gain characteristic of the torque open loop transfer function (hereinafter referred to as “system”). Peak) was considered to be a mechanical peak.
  • the back electromotive force in the motor affected the system characteristics. It was found that the mechanical system peak was at a different frequency from the mechanical system peak (system peak).
  • the torque open loop transfer function refers to a torque actually generated by the motor with the steering angle being fixed (for example, the knob at the neutral position) with the target value of the torque to be generated by the motor 9 as an input.
  • This is a transfer function that outputs "motor torque" t).
  • the target value of the torque to be generated by the motor 9 corresponds to the current target value in the current control system
  • the motor torque corresponds to the current actually flowing to the motor.
  • this corresponds to a transfer function in which a target current value is input and the current actually flowing through the motor is output.
  • Fig. 39 shows Bode diagrams (gain characteristic diagram and phase characteristic diagram) of a torque open loop transfer function of an electric power steering device using a brushless motor obtained by simulation (numerical experiment).
  • FIG. 3 shows Bode diagrams for a case where decoupling is performed in the d-axis and q-axis current control systems of the motor and a case where force is applied to perform non-coupling. By performing non-interference shading, the effects of the back electromotive force can be removed and the characteristics of the mechanical system can be obtained.
  • the conditions for this simulation are as follows.
  • Curve b shows the gain characteristic when non-interference is performed, and the peak frequency fp is about 22 Hz.
  • Curve c shows the gain characteristic of only the elasticity inertia, that is, the gain characteristic of only the mechanical element, and the peak frequency is also about 22 Hz. Therefore, the frequency of the mechanical peak (hereinafter referred to as “mechanical peak frequency” and represented by the symbol “fm”) is about 22 Hz, which indicates that the system peak is at a different frequency from the mechanical peak. .
  • FIG. 40 showing the gain characteristic of the torque open-loop transfer function when phase compensation is performed in the electric power steering apparatus.
  • the curve d shows the gain characteristic without phase compensation, and corresponds to the curve a (curve showing the gain characteristic without decoupling) in FIG. 39, and the curve d is
  • the peak P in the gain characteristics shown is a peak reflecting the effect of the back electromotive force, as described above. This peak P is at a lower frequency than the mechanical peak Pm (which corresponds to the peak of curve b or curve c in FIG. 1).
  • the phase compensator is designed in consideration of the fact that the peak P of the gain of the entire system is different from the mechanical peak Pm due to the influence of the back electromotive force.
  • the friction values of the steering gear 3 and the speed reducer 8, which are the main friction elements, are kept low. That is, the sum of the friction of the steering gear and the friction of the speed reducer is equal to or less than INm, preferably equal to or less than 0.9 Nm, in terms of the value around the steering shaft.
  • the preferred values of the friction elements are as described above.
  • FIG. 41 is a block diagram centered on phase compensation section 213 in ECU 105.
  • phase The compensating unit 213 functions when the microcomputer executes the program processing.
  • the steering torque detection signal T output from the torque sensor 3 is input to the phase compensation unit 213.
  • the phase compensator 213 includes a filter for phase compensation with respect to the steering torque detection signal T.
  • the ring processing is performed, and the processed signal is output to the target current value calculation unit 214.
  • the phase compensator 213 includes a first phase compensator 213a and a second phase compensator 213b having different characteristics, and a steering torque detection signal T supplied to the first phase compensator 213a.
  • the first phase compensator 213a for traveling is selected by the switch 213c, the steering torque detection signal T is given to the first phase compensator 213a, and the first phase compensator The output of 213a is eye
  • the target current value calculation unit 214 is provided.
  • the second phase compensator 213b for stationary steering is selected, the steering torque detection signal T is given to the second phase compensator 213b, and the second phase compensator 213b is provided.
  • the target current value calculation unit 214 calculates the target value of the current to be supplied to the motor 9 based on the signal after the filtering processing by the first phase compensator 213a or the second phase compensator 213b and the vehicle speed signal Vs. Is calculated and output as the target current value I.
  • phase compensating section 213 will be described.
  • FIG. 40 is a Bode diagram in a case where the phase compensation is not performed and in a case where the phase compensation is performed.
  • FIG. 40 also shows the characteristics of the transfer function of the second-order lag system.
  • Curve d performs phase compensation. From this curve d, the peak frequency fp of the gain characteristic of the torque open loop transfer function of the entire system is about 17 Hz, and the gain at that time is about 9 dB. It can be seen that the stability is low. In addition, the curve showing the characteristics when phase compensation is not performed shows that the phase delay is large around 20 Hz to 30 Hz.
  • the general formula of the transfer function G (s) of the second-order lag system is shown below.
  • s is the Laplace operator
  • ⁇ is the damping coefficient
  • ⁇ is the natural angular frequency
  • the present embodiment provides an electric power steering device including a phase compensator in which parameters are effectively set in order to realize a control system having a desired frequency characteristic.
  • the parameter ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ in the transfer function of the phase compensator is given by the formula: 2 _1 / 2 ⁇ ⁇ ⁇ 1
  • the parameter ⁇ in the transfer function of the phase compensator should be selected outside the range shown by the equation: 0 ⁇ 2 _1 / 2 .
  • the parameters of the phase compensators 15a and 15b having the transfer function G (s) are Data ⁇ and ⁇ are set so that the following equation is satisfied.
  • the peak frequency fp of the entire system is different from the mechanical system peak frequency fm, and the mechanical system peak frequency fm is higher than the system peak frequency fp. Therefore, in order to prevent instability (oscillating system) in the frequency band near ⁇ , the gain must be sufficiently reduced at the angular frequency ⁇ of the natural vibration of the mechanical system. ⁇ m m
  • the gain does not decrease sufficiently at ⁇ and oscillates in the frequency band near ⁇
  • FIG. 42 is a Bode diagram showing characteristics of the phase compensator. From these results, it can be seen that according to the phase compensation by the above setting, the peak value of the gain is greatly reduced, and the phase delay around 20 Hz is improved.
  • phase compensator the stability of the control system is ensured and the responsiveness is improved while simplifying the phase compensation design to obtain a torque open loop transmission function having a desired frequency characteristic. be able to.
  • ⁇ and ⁇ in the transfer function G (s) of the phase compensator will be examined.
  • ⁇ is the natural angular frequency after compensation, in other words
  • the natural angular frequency of the target becomes the natural angular frequency of the target.
  • the natural angular frequency of the compensated system be the same as the natural angular frequency of the target.
  • the parameters of the transfer function of the phase compensator are set such that the following equation is satisfied.
  • the natural angular frequency ⁇ of the compensator can be set as follows.
  • both the first phase compensator 213a for running the vehicle and the second phase compensator 213b for stationary use have a transfer function represented by the above equation G (s). 1st phase compensator
  • the characteristics of b can be different.
  • the value of ⁇ of the stationary second phase compensator 213b is smaller than that of the first phase compensator 213a, so that the peak of attenuation of the second phase compensator 213b is It is on the low frequency side compared to the attenuation peak of the phase compensator 15b.
  • the second phase compensator 213b has a high degree of attenuation in a low frequency range as a whole.
  • the value of omega eta of the first phase compensator 213a is greater than the second phase compensator 213b, attenuation and phase delay in the low frequency range is relatively small Te per cent ⁇ during travel, steering feeling The fluffy feeling of is reduced.
  • the frequency of the attenuation peak can be shifted to the high frequency side.
  • a first phase compensator 213a and a second phase compensator 213b are separately provided as phase compensators, and both compensators 213a and 213b are switched by the switch 213c.
  • a single phase compensator is provided in place of the compensator so that different values are given as the parameters ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the G (s) of the phase compensator depending on whether the vehicle is running or stationary.
  • the transfer function of the phase compensator and its characteristics are not limited to those described above.
  • the vehicle In the electric power steering system, the vehicle is slightly moved to the right even if the steering torque is held at neutral (steering torque 0 position) due to the difference in the rotational direction such as the steering gear, the mechanical efficiency of the undercarriage on the vehicle side, and friction. Or the phenomenon of flowing to the left occurs. For this reason, when the vehicle is going to go straight, the driver must continue to apply the steering torque in the opposite direction to the direction in which the vehicle flows, and the steering feeling is degraded.
  • prior art 15 provides a left-right difference in the assist characteristics so as to offset the left-right difference in the steering load of the vehicle.
  • the vehicle flows in a neutral steering torque state. Since no assist torque is applied to prevent the vehicle from flowing left and right, a steering torque opposite to the direction in which the vehicle flows is needed to prevent the vehicle from flowing and the steering feeling is reduced. Evil,.
  • a preferable electric power steering apparatus is an electric power steering apparatus including means for obtaining an assist control current value (motor target current value) for causing the motor 9 to generate an assist torque corresponding to the steering torque detected by the torque sensor.
  • An electric power steering apparatus characterized in that a flow compensation current value for causing the motor to generate torque for suppressing the flow of a vehicle is added to the assist control current value (as an offset).
  • the assist control current value includes the compensation current value corresponding to the torque for suppressing the vehicle from flowing to the left or right, the driver applies the steering torque for suppressing the flow. Even without this, the flow of the vehicle can be prevented, and the steering feeling is improved.
  • the process for suppressing the vehicle flow is performed by executing a computer program in the ECU 105 (target current value calculation unit 214).
  • step S3 when the vehicle speed Vs is detected by the vehicle speed sensor 104 (step S1) and the steering torque Ts is detected by the torque sensor 7 (step S2), the target current value calculation unit 14 Then, the assist control current, which is the motor target current value, is calculated (step S3).
  • This calculation is performed using an assist map (see FIG. 36) indicating the relationship between the steering torque Ts and the motor target current value Is (for each vehicle speed).
  • the assist map 32 in FIG. 36 the vicinity of the steering torque neutral position (zero torque position) is regarded as a dead zone, and the corresponding assist torque (target current value Is) is zero.
  • the ECU 105 further performs a flow compensation current calculation (step S4).
  • the compensation current is a constant value set to a value that does not cause a feeling of strangeness in the steering feeling by actual measurement or tuning.
  • the flow compensation current value is added to the assist current control value as an offset (step S5).
  • Characteristic force in the assist map in Fig. 36 The characteristic shifted vertically (Is axis direction) is obtained.
  • the compensation current value By adding the compensation current value to the assist control current value, a torque that suppresses the lateral flow of the vehicle is generated by the motor 9, so that even if the steering torque cannot be reduced in the opposite direction to the direction in which the driver flows, the vehicle does not lose the steering torque.
  • the flow can be suppressed, and the steering feeling can be suppressed.
  • the assist control current value to which the compensation current value is added is used for feedback control of the motor 9, the motor current control calculation is performed by the feedback control unit 400 (step S 6), and the control of the motor 9 is performed.
  • the quantity output is performed (step S7).
  • the vehicle speed gain is set to 0 when the vehicle speed is 0 or near 0, and the vehicle speed gain increases continuously as the vehicle speed increases, and the vehicle speed gain is set to 1 at a predetermined speed or more.
  • the electric power steering device is provided with a torque sensor for detecting a steering torque applied to a steering wheel, which is a steering means for steering, and a current to be supplied to the electric motor based on the steering torque detected by the torque sensor. (Hereinafter referred to as “target current value”) is set. Then, a command value to be given to the driving means of the electric motor by a proportional integral calculation based on the deviation between the target current value and the value of the current actually flowing through the electric motor is obtained. Generated.
  • the drive means of the electric motor is turned on according to the PWM signal generation circuit that generates a pulse width modulation signal (hereinafter referred to as “PWM signal” t) with a duty ratio according to the command value, and according to the duty ratio of the PWM signal.
  • PWM signal pulse width modulation signal
  • a motor drive circuit configured using a power transistor that turns off the Z, and applies a voltage corresponding to the duty ratio to the electric motor.
  • the current flowing through the electric motor by this voltage application is detected by a current detector, and the difference between the target current value and the detected current value is used as a deviation for generating the command value.
  • a current detector is generally provided in any two phases.
  • a current detector is provided for each of the U and V phases, and the current flowing in the U and V phases of the motor is detected.
  • the current may be actually detected by the current detector even though the current to be passed through the motor is zero.
  • a current is called an offset current
  • the detected current value detected by the current detector during the operation of the motor is a value obtained by superimposing the offset current on the current flowing in the motor.
  • the value of the offset current as described above differs for each phase current detector. If the motor control is performed without considering the effect of the offset current, an error occurs between the current that should flow in each phase of the motor and the current that actually flows in each phase of the motor. As a result, torque ripple occurred, and the driver felt discomfort in steering the steering wheel.
  • offset correction value a correction value corresponding to the offset current (hereinafter, referred to as an "offset correction value") is held and the detected current value detected by the current detector is used.
  • the detected current value is corrected by subtracting the offset correction value.
  • the detected current value detected by the current detector when the induction switch is turned on is held as an offset correction value.
  • the detected current value detected by the current detector is held. Value The detected current value is corrected by subtracting the offset correction value, and the motor control is performed based on the corrected current value.
  • the offset current generated by the current detector fluctuates due to the effect of temperature change.
  • the gain which is the ratio of the output value to the measured value (input value) of the current detector, fluctuates due to the effect of temperature change. This gain is the difference between the measured value and the output value. This corresponds to the inclination of a straight line indicating the correspondence.
  • the motor is controlled in consideration of the offset current detected when the induction switch is turned on. If the offset current or gain fluctuates greatly due to the temperature change, correction using the initial offset correction value is performed. Alone is not enough to get the effect.
  • a preferable electric power steering apparatus drives a brushless motor based on a target current value determined in accordance with an operation for steering a vehicle, thereby applying a steering assist force to a steering mechanism (steering mechanism) of the vehicle.
  • An electric power steering device that detects a current flowing in the brushless motor and outputs a detected current value; a temperature detection unit that detects a temperature near the motor current detection unit; Correcting means for correcting the detected current value according to the detected temperature; and a command value for driving the brushless motor based on a deviation between the target current value and the corrected detected current value corrected by the correcting means.
  • a motor drive circuit for driving the brushless motor in accordance with the command value. It is characterized in.
  • the current value actually flowing through the motor is obtained by correcting the current value detected by the motor current detection means according to the temperature. Therefore, even if the current value detected by the motor current detecting means fluctuates due to the temperature change, the current value flowing through the motor can be correctly obtained. As a result, the occurrence of torque ripple can be prevented, and the driver can feel a sense of steering without discomfort.
  • the correction means includes: an offset correction value setting means for setting a predetermined offset correction value for correcting an offset current generated in the motor current detection means according to the detected temperature; And a current value correcting means for correcting the detected current value based on the detected current value.
  • the predetermined offset correction value is set in accordance with the temperature, and the current value detected by the motor current detection means, for example, the offset correction value is subtracted.
  • the current value actually flowing to the motor is obtained. Therefore, even if the offset current generated by the motor current detecting means fluctuates due to the influence of the temperature change, the value of the current flowing through the motor can be correctly obtained. As a result, the occurrence of torque ripple due to the fluctuation of the offset current can be prevented, and the driver can feel uncomfortable and feel steering.
  • the correction means further includes a coefficient setting means for setting a gain correction coefficient for correcting a fluctuation of a gain which is a ratio of an output value to an input value in the motor current detection means in accordance with the detected temperature.
  • the current value correction means corrects the detected current value based on the offset correction value and the gain correction coefficient.
  • the predetermined offset correction value is set according to the temperature
  • the predetermined gain correction coefficient is set according to the temperature
  • the current value detected by the motor current detecting means for example, the offset correction value is subtracted.
  • the temperature detector 240 is provided near the U-phase current detector 181 and the V-phase current detector 182, and detects the temperature of the U-phase current detector 181 and the V-phase current detector 182. And outputs a temperature value h indicating the temperature.
  • Detected current value correction section 250 updates a predetermined offset correction value and a predetermined gain correction coefficient based on U-phase detected current value iu, V-phase detected current value iv, temperature value h, and the like.
  • the offset correction value is a correction value for eliminating the influence of the offset current detected by the current detector despite the fact that the current flowing through the motor is zero.
  • the gain value is the ratio of the output value to the measured value (input value) of the current detector, and is a value corresponding to the slope of a straight line indicating the correspondence between the measured value and the output value. Will be described later
  • the coefficient is set according to the temperature, and specifically, is the reciprocal of the ratio of the gain value to the reference gain value at the temperature at the time of correction. .
  • the detection current value correction unit 250 subtracts the offset correction values from the U-phase detection current value iu and the V-phase detection current value iv, respectively.
  • the U-phase detection current value iu and the V-phase detection current value iv are respectively corrected by multiplying by the gain correction coefficients, and these corrected current values are used as the U-phase motor current value imu and the V-phase motor current value imv Is output as
  • the offset correction value is corrected, and the subtraction value is multiplied by the gain correction coefficient to obtain the gain value due to the temperature change. Is corrected.
  • the details of the above-described correction processing operation in the detection current value correction unit 250 will be described later.
  • the three-phase alternating current Zd-q coordinate conversion unit 229 converts the U-phase motor current value imu and the V-phase motor current value imv based on the d-q coordinate based on the rotor electrical angle ⁇ re. Convert to the axis motor current value id and q-axis motor current value iq.
  • the d-axis motor current value id and the q-axis motor current value iq are input to the subtractors 223 and 224, respectively.
  • FIG. 46 is a flowchart showing a procedure for correcting the detected current value.
  • the operation of the detected current value correction unit 250 in FIG. 27 is realized by the steps shown in steps S120, S130, S140, S150, S170, S180, and S190 in this flowchart.
  • step S110 when the induction switch is turned on (step S110), the initial values of the parameters (variables) referred to by the program operating on the microcomputer (ECU105) are set. (Step S120). Specifically, the U-phase offset correction value iou and the V-phase offset correction value iov are set to zero, and the U-phase gain correction coefficient gu and the V-phase gain correction coefficient gv are set to 1.
  • step S130 When the initial values of the U-phase offset correction value iou, the V-phase offset correction value iov, the U-phase gain correction coefficient gu, and the V-phase gain correction coefficient gv (hereinafter, these values are collectively referred to as “correction values”) are set, Proceed to step S130. [0286] In step S130, the U-phase detected current value detected by the U-phase current detector 181 and the V-phase detected current value iv detected by the V-phase current detector 182 are respectively corrected to the U-phase offset correction value iou , V-phase offset correction value set to iov.
  • step S130 the gain correction coefficient corresponding to the temperature h detected by the temperature detector 240 is set to the U-phase gain correction coefficient gu and the V-phase gain correction coefficient gv.
  • the gain correction coefficient corresponding to the temperature h is calculated based on a table or a calculation formula indicating the correspondence between the temperature h and the gain correction coefficient.
  • This table or calculation formula is stored in the detected current value correction unit 170 in advance based on a predetermined value obtained by measuring a change in the gain value due to a temperature change, for example. After the correction values are set as described above, the process proceeds to step S140.
  • step S140 the difference value (deviation amount) between the U-phase offset correction value iou and the V-phase offset correction value iov with respect to a predetermined offset reference value corresponding to the temperature h detected by the temperature detector 240 is determined by the Calculated as offset difference value dou and V-phase offset difference value dov.
  • the offset reference value is a value obtained by measuring an offset current of a predetermined current detector serving as a reference at various temperatures, and uniquely corresponds to the temperature of the current detector. The correspondence between the temperature and the offset reference value is stored in the detected current value correction unit 250 in advance as a predetermined table or calculation formula.
  • the reference current detector is a current detector different from the U-phase current detector 181 and the V-phase current detector 182, and the U-phase detection current value detected by the U-phase current detector 181 iu and the V-phase detection current value iv detected by the V-phase current detector 182 have a predetermined amount of deviation corresponding to the individual difference of the current value force detector detected by the reference current detector .
  • the difference value which is the shift amount, is used in the processing of step S180 described later.
  • the offset reference value may be an average value of respective values obtained by measuring offset currents of a plurality of current detectors at various temperatures.
  • step S150 the temperature h detected by the temperature detector 240 is stored as the set temperature. Thereafter, the relay is closed (turned on) (step S160).
  • step S170 the current temperature h detected by the temperature detector 240 is compared with the set temperature stored in step S150, and it is determined whether or not the force whose temperature difference exceeds a predetermined threshold value. judge. If it exceeds the threshold, the process proceeds to step S180. If the threshold value is not exceeded, the processing in steps S180 and S190 is omitted, and the process proceeds to step S200.
  • step S180 an offset reference value corresponding to the current temperature h detected by temperature detector 240 is calculated based on the above-mentioned predetermined table or calculation formula.
  • the new U-phase offset correction value iou and V-phase offset correction value iov are added to the calculated offset reference value by adding the U-phase offset difference value dou and the V-phase offset difference value dov calculated in step S140, respectively. calculate.
  • step S180 based on the above-described predetermined table or calculation formula described in step S130, the gain correction coefficient corresponding to the temperature h detected by temperature detector 240 is determined by using the U-phase gain correction coefficients gu and V Set the phase gain correction coefficient gv again.
  • the flow proceeds to the processing in step S190.
  • step S190 the stored set temperature is discarded, and the set temperature is updated by newly storing the current temperature h detected by the temperature detector 240 as the set temperature. Then, the process proceeds to step S200.
  • step S200 the detection current value correction unit 250 subtracts the U-phase offset correction value iou from the U-phase detection current value iu, and multiplies the value obtained by the subtraction by the U-phase gain correction coefficient gu.
  • the U-phase detection current value iu is corrected, and the corrected value is output as the U-phase motor current value imu.
  • the V-phase detection current value iv is corrected by subtracting the V-phase offset correction value iov from the V-phase detection current value iv, and multiplying the obtained value by a V-phase gain correction coefficient gv.
  • the corrected value is output as the V-phase motor current value imv. Then, the described motor drive processing is performed based on these output current values.
  • step S210 it is determined whether or not the identification switch has been turned off. If it is turned off, the above processing ends and the operation of the electric power steering device stops. If not, the process returns to step S170, and the processes from step S170 to step S210 are repeated during the operation of the electric power steering device.
  • the offset correction value detected when the induction switch is turned on is updated according to the temperature that changes during the operation of the motor, and the gain correction coefficient is updated. Is updated in accordance with the temperature, and the value obtained by subtracting the above offset correction value from the current value detected by the current detector is multiplied by the above gain correction coefficient, so that the current value actually flowing to the motor is obtained. Desired .
  • the offset correction value and the gain correction coefficient are updated according to the temperature, and the gain correction coefficient is changed to a value obtained by subtracting the offset correction value from the current value detected by the current detector.
  • the current value actually flowing to the motor is obtained by multiplication, but only the offset correction value, which does not take the above-mentioned gain fluctuation into account, is updated according to the temperature, and the current value detected by the current detector is updated.
  • the current value actually flowing to the motor may be obtained by subtracting the correction value.
  • no correction is made for the fluctuation of the gain of the current detector, but when the fluctuation of the gain value is small, the occurrence of torque ripple due to the fluctuation of the offset current is prevented, and the driver feels uncomfortable. In addition, a steering feeling can be given.
  • the U-phase current detector 181 and the V-phase current detector 182 detect the U-phase and V-phase currents, and the W-phase current detector is newly provided.
  • the W-phase current may be detected.
  • the motor 9 in the above embodiment may be a three-phase brushless motor, an n-phase (n is an integer of 4 or more) brushless motor. In this case, (n-1) or more current detectors are provided for each phase.
  • the ripple (pulsation) of the output torque generated by the electric motor is caused by the cogging torque generated by structural factors such as the number of poles / slots in the motor and the induced electromotive force waveform of the motor deviating from the ideal waveform. It is roughly divided into electric ripple.
  • the cogging torque of the electric motor greatly impairs the steering feeling in the neutral state, and therefore, in this type of electric power steering apparatus, the number of poles of the motor has been conventionally increased.
  • the cogging torque generated in the electric motor itself is reduced by improving the combination of the number of slots and the number of slots (Prior Art 7) or improving the shape of the teeth (Prior Art 18).
  • torque ripple occurs not only in the electric motor but also in a speed reducer that reduces the rotation of the output shaft of the motor and transmits the rotation to the assisted shaft (output shaft 24). are doing.
  • torque fluctuations occur according to the degree of engagement between the gears, and this torque fluctuation is generated by pressing one gear against the other gear in order to prevent backlash between the gears. This is particularly noticeable when
  • the torque fluctuation of the assisted shaft can be easily suppressed without lowering the cogging torque itself of the electric motor, thereby preventing the steering feeling of the electric power steering device from being deteriorated at a lower cost.
  • a preferable electric power steering device is a steering torque based on a relative assisted shaft (eg, an output shaft), which is a power assisting target, which is interlockedly connected to a steering member, and a relative rotational displacement of the steering member.
  • a torque sensor for detecting the torque
  • an electric motor for auxiliaryly driving the assisted shaft based on the detection result of the sensor, and an output shaft of the motor.
  • An electric power steering apparatus comprising: a speed reducer that reduces the rotation of the electric power to be transmitted to the assisted shaft, wherein the speed change of the speed reducer is substantially the same as the cogging torque of the electric motor, and It is characterized by being set to have the opposite phase.
  • the speed reducer includes a first gear (drive gear) that is coaxially connected to the output shaft of the electric motor and has the same number of teeth as the number of poles of the motor. It is preferable that the second gear (driven gear) is provided on the assisted shaft (output shaft) so as to mesh with one gear.
  • the first gear coaxially connected to the output shaft of the electric motor has the same number of teeth as the number of poles of the motor, when the cogging torque of the electric motor becomes maximum, the first gear If it is set so that the tooth bottom of the second gear and the tip of the second gear coincide with each other (at this time, the torque fluctuation of the first gear is minimized), the torque fluctuation in the reduction gear and the electric It is possible to surely cancel the cogging torque of the motor.
  • the speed reducer 8 includes a first gear 82, which is a drive gear composed of an helical gear connected to an output shaft 91 of an electric motor 9, and a supplementary gear to be subjected to power assist.
  • a second gear 81 which is a driven gear, is rotatably fitted to the auxiliary shaft (output shaft 24).
  • the second gear 81 is formed of a helical gear having a larger number of teeth than that of the first gear 82, which rotates around an axis parallel to the first gear 82. It is in the middle. Therefore, the rotational movement of the output shaft 91 of the electric motor 9 is transmitted to the output shaft 24 at a reduced speed via the engagement of the first gear 82 and the second gear 81.
  • the first gear 82 is rotatably supported by two bearings 82a and 82b.
  • An elastic ring (O-ring) 84 is externally fitted to these bearings 82a, 82b, and the bearings 82a, 82b are attached to the reduction gear housing 85 via the flexible ring 84.
  • These elastic rings 84, 84 are used for visibly pressing the first gear 82 and the second gear 81 in a direction approaching each other, and the tooth surfaces of the first gear 82 and the second gear 81 due to long-term use. Even if the gear is worn, the contact between the two gears 81 and 82 is effectively ensured following this wear, thereby preventing backlash from occurring.
  • the electric motor 9 is a brushless motor having a rotor in which the SN poles of the permanent magnet are arranged in the circumferential direction.
  • the electric motor 9 one having five pairs of SN poles (a total of 10 poles) and four pairs of stators (a total of 12 for three phases of UVW) is used.
  • a ripple (cogging) including the same number of teeth (10 in this embodiment) as the number of poles per rotation is obtained. Torque T1) is generated.
  • the urging force of the elastic ring 84 causes the first gear 82 and the second gear 81 to engage with each other in a state where the backlash is almost zero.
  • a ripple (torque fluctuation T2) including the same number of teeth as the first gear 82 occurs per rotation as shown in FIG. I do.
  • the torque fluctuation T2 caused by the strong first gear 82 becomes maximum when the tooth tip 82A of the first gear 82 matches the tooth bottom 81B of the second gear 81 in the meshing state shown in FIG. Conversely, it becomes minimum when the tooth bottom 82B of the first gear 82 is in mesh with the tooth tip 81A of the second gear 81 as shown in FIG. 48 (b).
  • the first gear 82 coaxially connected to the output shaft 91 of the electric motor 9 a gear having the same number of poles of the electric motor 9 as 10 is adopted.
  • the cogging torque T1 of the electric motor 9 and the wave number per one rotation of the torque fluctuation T2 of the first gear 82 are matched, and when the cogging torque T1 of the electric motor 9 is maximized, the tooth of the first gear 82 is increased. Make sure that the bottom 82B and the tooth tip 81A of the second gear 81 are engaged with each other.
  • the connection angle of the first gear 82 and the output shaft 91 around the rotation axis the cogging torque T1 of the electric motor 9 and the torque fluctuation T2 of the first gear 82 are substantially the same period and opposite.
  • the phase is set so that
  • both ripples generated in the electric motor 9 and the speed reducer 8 (FIG. T1 of FIG. 1A and T2) of FIG. 1B are canceled each other, whereby the torque fluctuation T3 generated in the second steering shaft 24, which is the assisted shaft, can be made substantially zero. Therefore, even when the cogging torque T1 of the electric motor 9 occurs, the torque fluctuation T3 generated on the second steering shaft 24 can be easily suppressed.
  • the ECU 105 includes a decoupling operation unit 450 for non-interacting control of the motor 9.
  • the interference means that in a plurality of control systems, when the operation amount of one control system is changed, a change occurs in the control amount of the other control system. This is a control for preventing interference between the interfering controls and treating it as an independent control system without interference.
  • the induced power of the motor 9 causes Interference occurs between the d-axis control system and the q-axis control system.
  • changing the target value of the d-axis current affects the measured value of the q-axis current
  • changing the target value of the q-axis current affects the measured value of the d-axis current
  • Mutual interference between the q-axis current and the d-axis current appears as electrical viscosity, which is a factor that reduces motor efficiency.
  • the decoupling calculation unit (decoupling control means) 450 is for avoiding mutual interference between the q-axis and the d-axis, and measures dq-axis current (id, iq), which is an actual measurement value, and motor rotation. The non-interference calculation is performed based on the motor angular velocity calculated based on the angle.
  • the detected d-axis current id is affected by the control system related to the q-axis, and the detected q-axis current iq is controlled by the force affected by the control system related to the d-axis. Interference is canceled out. That is, the dq-axis target voltage generated by the PI control units 225 and 226 is corrected by the decoupling operation unit 450 to the decoupling dq-axis target voltage (V * d, V * q), and d ⁇ q / 3-phase AC coordinate converter 227.
  • the electric viscosity term can be reduced, and the motor efficiency can be increased.
  • a steering device it is required to suppress disturbance (road surface noise; road noise) reversely input from a steered wheel to a steering mechanism side according to a traveling road surface or the like in order to prevent a decrease in steering feeling.
  • disturbance road surface noise; road noise
  • a bush assembly in which a rubber-like elastic body as a damper is provided between a rack shaft included in the steering mechanism and a ball joint connected to the steered wheels.
  • a damper is provided to reduce road noise.
  • the above-described disturbance includes road surface information that the driver should experience through the steering member (such as the degree of slippage between the road surface and the steered wheels). It is very difficult to cut off only the band. Therefore, in the conventional device, unnecessary road surface noise is reversely input to the steering mechanism side, causing the vibration and the deterioration of steering feeling due to the noise. Specifically, with the conventional device that cuts unnecessary frequency bands in a controlled manner as in Prior Art 2, it is easy to set the cutoff frequency inappropriately, and it is necessary to reliably suppress the adverse effects of road surface noise. I could't help. Further, in the conventional device using the bush assembly (damper) as in prior art 19, the required road surface information is attenuated by the damper, and the steering feeling is reduced.
  • the following configuration can be employed to reliably suppress the adverse effect of road surface noise on the steering mechanism with a simple configuration and to suppress a decrease in steering feeling.
  • a preferred electric power steering device is an electric power steering device that applies steering power by applying an electric motor power to a steering mechanism that leads to a steered member to a steered wheel, wherein the steering mechanism includes the steered wheel.
  • a rack shaft connected to both left and right ends, and a viscoelastic member having a predetermined viscosity and elasticity, and the viscoelastic member is provided with a viscoelastic member so that the viscosity and elasticity act on the rack shaft.
  • An elastic member is provided.
  • the inventors can reduce the number of steering wheels connected to the rack shaft. Unwanted frequency bands can be cut out of reverse input disturbance (road noise). That is, unlike the case where elasticity or friction is applied as in the above-mentioned prior art 19, the present inventors apply viscosity and elasticity to the rack shaft, thereby causing the rack shaft to reverse the steering wheel side force. We focused on the fact that the road surface noise that was input could have frequency dependence.
  • the necessary and unnecessary bands of the road surface noise band are a low-frequency band (for example, less than 10 Hz) and a high-frequency band (for example, 10 Hz or more). It has been found that only road surface noise in the high frequency band can be cut off by the viscosity and elasticity of the viscoelastic member.
  • the viscosity constant of the viscoelastic member is K
  • the elastic constant of the viscoelastic member is K
  • the inertia of the rack shaft on the steered wheel side is J.
  • vibration (resonance) in the secondary vibration system formed between the rack shaft and the steered wheels due to the viscosity and elasticity of the viscoelastic member can be reliably prevented, and the steering caused by this vibration can be prevented. A decrease in feeling can be prevented more effectively.
  • the viscoelastic member includes an inner cylindrical portion, An outer cylindrical portion surrounding the inner cylindrical portion with a gap, an elastic body connecting the inner cylindrical portion and the outer cylindrical portion and having the elastic constant ⁇ , the inner cylindrical portion and the outer cylindrical portion; And a viscous body having the viscous constant C, which is inserted into the gap between the portions, and in this case, an integrated viscoelastic member including the elastic body and the viscous body is used.
  • the work of assembling the member to the device can be easily performed, and the vibration of the steering mechanism can be suppressed with a simple configuration, so that the deterioration of the steering feeling can be easily prevented.
  • a highly adhesive lubricant is interposed between the rack shaft and the viscoelastic member.
  • the highly tacky lubricant exists between the rack shaft and the viscoelastic member, it is possible to enhance the property of blocking unnecessary road surface noise due to the viscosity and elasticity of the viscoelastic member. It is possible to easily configure a device that more effectively suppresses the adverse effect of road surface noise on the mechanism.
  • a cylindrical visco-elastic member having a predetermined viscosity and elasticity is provided inside a rack housing 33 for accommodating the rack shaft 32 such that the viscosity and elasticity act on the rack shaft 32.
  • 500 are provided.
  • the viscoelastic member 500 is connected to the rack shaft 32 with a highly adhesive lubricant applied on the rack shaft 32 interposed therebetween. This lubricant acts as a resistance to the rack shaft 32 when the rack shaft 32 is going to move at a relatively high speed, and has a resistance to the rack shaft 32 when the rack shaft 32 is going to move at a relatively low speed.
  • the viscosity is selected so as not to cause the problem, and the viscous and elasticity of the viscoelastic member 500 enhances the blocking property of road surface noise unnecessary for motor control.
  • the viscoelastic member 500 has an inner cylindrical portion 51 la and an outer cylindrical portion 511 b surrounding the inner cylindrical portion 511 a with a gap. It is integrally constituted by a double cylindrical metal container 511. Further, in this container 511, a plurality of beams 511c integrally connecting the inner cylindrical portion 51 la and the outer cylindrical portion 51 lb are provided at, for example, 90 ° intervals along the circumferential direction at the central portion in the axial direction of the container 511. ing.
  • the beam 511c is made of, for example, a leaf spring material. In both cases, the inner cylinder portion 51 la and the outer cylinder portion 51 lb are physically connected to prevent the entire container 511 from becoming rigid.
  • a viscous material 512 made of, for example, synthetic rubber, which constitutes a viscous member of the viscoelastic member 500 is divided into beams 511c between the inner cylindrical portion 51la and the outer cylindrical portion 51lb. It is put in the gap.
  • the inner peripheral surface of the inner cylinder portion 51la is brought into close contact with the outer peripheral surface of the rack shaft 32 via the above-described lubricant, and the outer peripheral surface of the outer cylinder portion 51lb is attached to the inner surface of the rack housing 33.
  • the member 500 is arranged on the rack shaft 32, and the steering operation on the steering member 1 and the force on the steered wheels 5 are performed in the left and right direction in the figure according to the input disturbance (road surface noise).
  • the moving rack shaft 32 is made to act with viscosity and viscosity.
  • each part of the container 511 may be made of the same metal material, and the beam may be made thinner to give elasticity to the beam.
  • the viscosity and elasticity are applied to the rack shaft 32, so that the frequency noise depends on the road surface noise that is reversely input to the rack shaft 32 from the steered wheels 5 side. It is possible to cut unnecessary high frequency bands of, for example, 10 Hz or more from the frequency band of the road surface noise. More specifically, when the rack shaft 32 moves according to the steering operation applied to the steering member 1 or road surface information that the driver should experience through the steering member 1, for example, the slip condition between the road surface and the steered wheels 5. Then, the rack shaft 32 moves at a relatively low speed and a long cycle. For such a relatively slow movement of the rack shaft 32, the viscosity and elasticity from the viscoelastic member 500 allow the movement of the rack shaft 32 with almost no action as resistance.
  • the rack shaft 32 moves due to the disturbance in the high frequency band which is unnecessary for the assist control of the electric motor 9, the rack shaft 32 moves at a relatively high speed and in a short cycle.
  • the viscosity and elasticity from the viscoelastic member 500 act as a resistance to suppress the movement of the rack shaft 32, and the steering mechanism A is moved from the rack shaft 32 to the steering mechanism A Block the transmission of the disturbance.
  • the viscosity constant C of the viscous material 512 is set so as to satisfy the following inequality (81) by appropriately changing the material (mixing) and the like. It is configured to easily suppress the vibration of the vibration system formed between the shaft 32 and the steering wheel 5. ing.
  • J is the inertia of the rack shaft 32 on the steered wheel 4 side
  • K is the elastic constant of the viscoelastic member 500 (beam 1 lc).
  • the viscosity constant C of 0.8 (KJ) 1/2 or more is selected by selecting a value of 0.4 or more, and the viscoelastic member 500 can apply its viscosity and elasticity to the rack shaft 32 as the minimum required load (resistance) .
  • the highly viscous lubricant is applied.
  • the resistance from the viscoelastic member 500 is applied to the rack shaft 32 to suppress the vibration to such an extent that the driver does not recognize the vibration on the rack shaft 32 and the accompanying change in steering feeling. Can be.
  • the condition for preventing the step response from overshooting with respect to the steady state is that the damping coefficient ⁇ ⁇ ⁇ is set to 2-1 / 2 or more in theory. It is. That is, by setting the viscosity constant C to preferably (2 (KJ) 1/2/2 1/2 ) or more from the above equation (85), the gain at the natural frequency of the vibration system is increased. It is preferable because a relatively stable system can be formed without a peak.
  • the viscosity and elasticity given to the rack shaft 32 from the viscoelastic member 500 are limited, and the response of the rack shaft 32 and, consequently, the steering mechanism ⁇ is reduced. Can be suppressed.
  • the biasing force also limits the viscosity and elasticity (resistance) applied to the rack shaft 32 from the viscoelastic member 500, so that the steering operation on the steering member 1 can be prevented from becoming excessively heavy.
  • the viscoelastic member 500 exerts viscosity and elasticity on the rack shaft 32, whereby the steering connected to the rack shaft 32 is performed. Unwanted frequency bands are cut out of disturbances (road noise) input reversely from direction wheel 5. As a result, it is possible to prevent the unnecessary frequency band of the road surface noise from being reversely input to the steering mechanism ⁇ side, and to suppress the adverse effect of the road surface noise on the steering mechanism A with a simple configuration without fail, thereby improving the steering feeling. The drop of the ring can be suppressed. Further, since the viscous member 500 is disposed in an empty space between the rack shaft 32 and the rack housing 33, it is not necessary to increase the size of the device configuration.
  • a highly adhesive lubricant is provided between the rack shaft 32 and the viscoelastic member 50.
  • the ability to block unnecessary road noise due to the viscosity and elasticity of the viscoelastic member 50 is enhanced, so that it is possible to easily configure a device that more effectively suppresses the adverse effect of the road noise on the steering mechanism A. be able to.
  • the viscoelastic member 500 is provided between the rack shaft 32 and the rack housing 33 .
  • the present invention causes the rack shaft 32 to exert a predetermined viscosity and elasticity.
  • the configuration, shape, number of the viscoelastic members to be used and the presence or absence of a highly adhesive lubricant are not limited to those described above.
  • it is preferable to use a member 500 in which a viscous body and an elastic body are integrated since the work of assembling the member 500 to a device can be easily performed. Further, such a simple configuration is preferable in that vibrations in the device can be suppressed, and a decrease in steering feeling can be easily prevented.
  • the elasticity (panel) of the torsion bar 23 tends to vibrate, so that the convergence when the steering member 1 is released, for example, sometimes deteriorates.
  • a conventional device there is a device in which the winding bushing force friction (resistance) interposed between the above-described output shafts is applied to suppress the convergence (see Prior Art 20;).
  • a preferred electric power steering apparatus is an electric power steering apparatus that performs steering assist by applying the power of an electric motor to a steering mechanism that reaches a steered member to a steered wheel, wherein the steering mechanism is provided on the steering member side.
  • a viscoelastic member is provided between one of the input and output shafts, the elastic constant of the torsion bar is K1, the elastic constant of the viscoelastic member is K2, and the inertia of the torsion bar on the steering member side is
  • the viscoelastic member has a viscosity constant C expressed by the following inequality (91).
  • the viscoelastic member having the viscosity constant C satisfying the inequality (91) is connected between the input and output shafts in the steering mechanism or one of the torsion bar and one of the input and output shafts.
  • the inventors obtained the knowledge that the steering mechanism can be given an appropriate viscosity from the viscoelastic member. Further, it has been found that, due to the viscous force of the viscoelastic member, the vibration of the steering mechanism due to the elasticity of the torsion bar can be easily suppressed.
  • the viscoelastic member has a viscosity constant C of the following inequality (92).
  • the viscosity applied to the steering mechanism from the viscoelastic member is limited by the right-hand side term of the inequality (92), and it is possible to suppress a decrease in responsiveness of the steering mechanism.
  • the viscoelastic member includes an inner cylinder, an outer cylinder surrounding the inner cylinder with a gap, the inner cylinder, and the outer cylinder. And an elastic body having the elastic constant K2 and the inner cylindrical portion and the outer cylindrical portion. A viscous body that is placed in the gap and has the viscosity constant c.
  • an integrated viscoelastic member including the elastic body and the viscous body is used, and the assembling work of the member to the steering mechanism can be easily performed. Vibration can be suppressed and steering feeling can be easily prevented from deteriorating.
  • a cylindrical viscoelastic member 600 is provided between the input shaft 22 and the output shaft 24.
  • this viscoelastic member 600 is a double cylindrical metal container having an inner cylindrical portion 61 la and an outer cylindrical portion 611 b surrounding the inner cylindrical portion 611 a with a gap.
  • the container 611 is integrally formed.
  • a plurality of beams 611c integrally connecting the inner cylindrical portion 61la and the outer cylindrical portion 61lb are provided at intervals of, for example, 120 ° along the circumferential direction.
  • this beam 611c is made of, for example, a leaf spring material, and constitutes an elastic body of the viscoelastic member 600.
  • a viscous material 612 made of, for example, synthetic rubber, which constitutes a viscous member of the viscoelastic member 600 is divided into beams 611c between the inner cylindrical portion 61la and the outer cylindrical portion 611b. Inside. Then, in the viscoelastic member 600, the inner peripheral surface of the inner cylindrical portion 611a is brought into close contact with the outer peripheral surface of the input shaft 22, and the outer peripheral surface of the outer cylindrical portion 611b is brought into close contact with the inner peripheral surface of the output shaft 24.
  • the member 600 is disposed between the input / output shafts 22 and 24 so as to apply elasticity and viscosity to the input / output shafts 22 and 24 that rotate in the circumferential direction in response to a steering operation on the steering member 1 or the like.
  • each part of the container 11 may be made of the same metal material, and the beam may be made thinner to give elasticity to the beam.
  • the viscosity constant C of the viscous material 612 satisfies the following inequality (91), preferably inequality (92), by appropriately changing its material (mixing) and the like. This is configured so that the vibration of the steering mechanism A due to the elasticity (panel) of the torsion bar 23 can be easily suppressed.
  • J is the inertia of the steering bar 1 side (on the panel) of the torsion bar 23
  • K1 is the elastic constant of the torsion bar 23
  • K2 is the elastic constant of the beam 611c.
  • the vibration system of the steering mechanism A has the above-mentioned inertia on the panel, the sum KO of the elastic constants K1 and K2, and the viscosity constant.
  • the transfer function of the following secondary vibration system using C is expressed by lZ (Js 2 + Cs + KO). Since this transfer function can be expanded as shown in the following equations (93) and (94), the natural angular frequency ⁇ ⁇ and the damping coefficient ⁇ of the vibration system are denominators of the equations (93) and (94). It is expressed by the following equations (95) and (96), respectively, depending on the equivalent condition of the term.
  • the viscoelastic member 600 uses its viscosity as the minimum necessary load (resistance), 24, i.e., to the steering shaft 2 of the steering mechanism ⁇ , and even when disturbance such as a disturbance from the steered wheels 5 is input, the vibration of the steering shaft 2 and the accompanying steering feeling Change The resistance from the viscoelastic member 600 is applied to the steering shaft 2 to the extent that the driver does not recognize it, and the vibration can be suppressed.
  • the condition for preventing the step response from overshooting with respect to the steady state is that the damping coefficient ⁇ ⁇ ⁇ is set to 2-1 / 2 or more in theory. It is. Ie, viscosity constant C, preferably by Rukoto is set to the (96) (2 (KOJ) 1/2 / 2 1/2) or more from the equation, the gain in the natural frequency of the vibration system This is preferable because a relatively stable system can be formed without a peak. That is, for example, when the steering member 1 is released when moving from the vehicle turning state to the straight traveling state, the viscoelastic member 60 can give an appropriate viscosity to the steering shaft 2, and the steering member 1 is in the neutral position.
  • a damping coefficient ⁇ of 2 or less it is possible to limit the viscosity applied from the viscoelastic member 600 to the steering mechanism ⁇ side, and to suppress a decrease in responsiveness of the steering mechanism A, thereby reducing the hysteresis. Can be reliably prevented from appearing in the detection result of the torque sensor 7. Since the biasing force also limits the viscosity (resistance) applied to the steering shaft 2 from the viscoelastic member 600, it is possible to prevent the steering operation on the steering member 1 from becoming excessively heavy.
  • the viscoelastic member 600 having the viscosity constant C defined by the above inequality (91) is placed between the input and output shafts 22 and 24.
  • appropriate viscosity is imparted to the steering shaft 2 of the steering mechanism A, vibrations in the steering mechanism A can be easily suppressed, and a decrease in steering feeling due to the vibrations can be suppressed. Can be.
  • the viscosity of the viscoelastic member 600 acting between the input and output shafts 22 and 24 is limited by defining the viscosity constant C by the value of the right side term of the equation (92), and the steering mechanism A A decrease in responsiveness can be suppressed.
  • an excessively slow return operation of the steering member 1 can be more reliably suppressed, and a decrease in steering feeling can be suppressed.
  • the vibration in the steering mechanism A is suppressed by the viscoelastic member 600, unlike the above-mentioned prior art 2 in which the feeling reduction due to the vibration is suppressed by the assist control, the driving of the electric motor 9 is performed. There is no need for complicated control.
  • the friction of the periphery of the torsion bar is much lower than that of the hydraulic power steering device (for example, about 0.05N).
  • the ride comfort and operability of the vehicle equipped with the device can be easily improved.
  • the comparative product vibrated about 6 to 7 times, and it took much longer time for the vibration to stop compared to the product of the present invention.
  • the viscoelastic member 600 is interposed between the input and output shafts 22 and 24 .
  • the viscoelastic member set so as to satisfy the above condition may be disposed between the torsion bar 23 and the input shaft 22 or between the torsion bar 23 and the output shaft 24.
  • the viscoelastic member 600 in which the beam (elastic body) 611c and the viscous material (viscous body) 612 are provided in the container 611 has been described, but the present invention has the above viscosity constant C and elastic constant K2.
  • the configuration, shape, number of installation, and the like of the viscoelastic member are not limited to those described above.
  • the work of assembling the member 600 to the steering mechanism A is easier. It is preferable in that it can be performed in a short time. Further, such a simple configuration is preferable in that the vibration in the steering mechanism A can be suppressed and the deterioration of the steering feeling can be easily prevented.

Landscapes

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Abstract

　慣性補償、摩擦補償などの補償ロジックを用いることなく良好な操舵フィーリングの得られる電動パワーステアリング装置を提供する。電動パワーステアリング装置は、ロードインフォメーションに相当する周波数領域よりも高い周波数領域にあるロードノイズ相当周波数領域におけるトルク伝達を減衰させるように操舵アシスト用モータ（９）を制御するロードノイズ抑制制御手段（２１３）を備えている。操舵機構（Ａ）の摩擦値は、操舵機構（Ａ）の固有振動が現出する程度にまで低く抑えられている。操舵アシスト用モータ（９）のロータ慣性値は、固有振動の周波数が、ロードノイズ抑制制御手段（２１３）によってトルク伝達が減衰される周波数領域に存在する程度に小さく設定されている。

Description

明 細 書
電動パワーステアリング装置
技術分野
[0001] 本発明は、電動パワーステアリング装置に関するものである。
背景技術
[0002] 電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングが良い、と評価されるための重要な 要素として、能動的な入力トルク (切り込み、切り返し）に対してタイヤ（車両）がリニア に動くことや、ロードインフォメーション (周波数帯域 < 5〜10Hz)のダイレクトな伝達 性、などが挙げられる。
しかし、従来の電動パワーステアリング装置は、人工的でリニアリティに欠け、路面 の状況を把握しにくぐ運転者に不自然さを感じさせるものとなっていた。
[0003] つまり、従来の電動パワーステアリング装置におけるトルク伝達要素 (ステアリングギ ャ、操舵アシスト用モータ減速機等)の摩擦は、必要悪として比較的高い値に設定さ れていた。
トルク伝達要素の摩擦を高い値に設定すると、受動的な入力トルク (直進、保舵、戻 され）に対してハンドルの据わりが良くなり、ロードノイズ (不要な周波数帯 > 5〜10H z)がハンドル (操舵部材）に伝わり難くなり（耐ロードノイズ性)、さらにハンドルの収斂 性が良好となるなどの利点が一応ある。
しかし、トルク伝達要素の摩擦が大きいと、能動的な入力トルクに対する伝達効率 が下がる。し力も、摩擦が大きい場合に必要なアシスト力を得るには、大出力モータ 又は高減速比の減速機が必要となり、操舵軸回りのロータ慣性が必然的に大きくな つていた。
慣性 (イナ一シャ）が大きくなることにより、操舵トルク入力（正入力）に対するトルク 伝達の応答性が低下する。し力もハンドル戻りも著しく悪ィ匕する。
以上のように、摩擦及び慣性が大き 、と良好な操舵フィーリングが得られな 、。
[0004] これらの問題を解消するために、高摩擦'高慣性を許容しつつ、それに対応するた めの様々な判定条件を必要とする補償ロジック (慣性補償、摩擦補償、ダンピング補 償、ハンドル戻し制御等）が提案され、適用されている。
ところが、これらの補償ロジックは、系全体の見通しを悪くするだけでなぐ夫々が独 立に存在するため、動作条件が様々に変化する実際の運転状況においては、常に 複数の補償出力が作用し、相互に干渉することは不可避である。
この結果、現状の電動パワーステアリングの操舵フィーリングは人工的でリニアリテ ィに欠け、路面の状況を把握しにくぐ運転者に不自然さを感じさせるものとなってい る。
つまり、補償ロジックによる操舵フィーリングの改善は、対処療法的手段であり、却つ て運転者に不自然さを感じさせるものとなって ヽた。
[0005] 例えば、特開 2003— 40120号公報〖こは、ブラシレスモータのイナーシャ及び減速 機部の減速ギヤ比で決定されるハンドル軸換算イナ一シャを 4 X 10_ g 'm2以上、 10 X 10_2kg 'm2以下とすることが記載されている（以下、「先行技術 1」という）。先行 技術 1では、路面からのキックバックなどのロードノイズを抑えるために、 4 X 10_2kg ' m2以上という比較的大きなイナ一シャを許容し、大きなイナーシャによる慣性感に起 因する操舵フィーリングの悪ィ匕を慣性補償制御によって補っている。つまり、先行技 術 1は、慣性感を慣性補償によって補うものであり、まさに対処療法的手段である。
[0006] また、特開 2001— 334948号公報には、周波数に対する相補感度関数を、抑圧し た 、外乱が存在する帯域では 1に近づくようにし、伝えた 、外乱が存在する帯域では ゼロに近づくように設定することが記載されている（以下、「先行技術 2」という）。先行 技術 2でも、比較的大きなモータイナーシャを許容することにより外乱抑圧がなされる 。すなわち、不要外乱に対してはモータの慣性を積極的に利用し、操舵したときに感 じるモータの慣性はトルク制御系で補償される。慣性が大きくなると操舵機構の共振 周波数が低くなるため、比較的大きな慣性を許容すると、場合によっては、伝えたい 外乱であるロードインフォメーションの周波数帯域までも減衰させなければならず、路 面状況を把握しやす 、電動パワーステアリングシステムを実現するのが困難である。
[0007] 他にも、特開 2001— 18822号公報には、操舵フィーリングを鋭敏に感じる領域に 属する力否かの判定結果により、制御ゲインを変更したり、非干渉制御補正値又は 脈動トルク補正値による補正の有無を切換えたりすることが記載されて 、る（以下、「 先行技術」 3という)。
また、特開 2003— 40128号公報には、モータの界磁を制御する電流指令値を補 正する補正手段を有し、操舵速度が速い時に上記モータの界磁を制御するための 電流指令値を補正することが記載されて!、る（以下、「先行技術 4」 t ヽぅ)。
さらに、特開平 3— 178868号公報には、粘性補償値を検出車速に応じて、高車速 時には粘性が大となり、低車速時には粘性を打ち消す極性でかつ絶対値が小さくな るように補正することが記載されて 、る（以下、「先行技術 5」という）。
先行技術 3, 4のような制御では、判定の切り替わり点において不連続なトルク変動 を伴う。また、先行技術 5のような補正でも、車速変化に伴い、不自然なトルク変動を 伴う。
[0008] さらにまた、特開 2000— 238655号公報（先行技術 6)には、モータのトルクリップ ルを 10%以内に抑え、トルクセンサの応答周波数を 20Hz以上にし、トルク制御の周 波数帯域を 20Hz以上とすることが記載されているが、通常、操舵系の機械的共振 点が 15〜20Hzに存在するため、実際にはトルク制御の周波数帯域を 20Hz以上と すると、システムが振動的になりやすい。
[0009] なお、その他、本願において開示される発明に関連する文献としては、下記のもの かあ 。
先行技術 7 特開 2001 — 275325号公報
先行技術 8 特開 2003 — 61272号公報
先行技術 9 特開平 6— 227410号公報
先行技術 10 特開 2001 — 133343号公報
先行技術 11 特公昭 62- - 38579号公報
先行技術 12 特開平 11 - - 124045号公報
先行技術 13 特開 2000 — 289638号公報
先行技術 14 特開平 8— 91236号公報
先行技術 15 特開平 10- - 278818号公報
先行技術 16 特開 2001 — 233234号公報
先行技術 17 特開平 8— 119132号公報 先行技術 18 特開平 8— 308198号公報
先行技術 19 特開 2001— 151121号公報
先行技術 20 特開 2002— 372469号公報
先行技術 21 特許第 2782254号公報
発明の開示
[0010] 上記のように、従来のように様々な補償ロジックに頼って操舵フィーリングの向上を 図ると、却って操舵系のリニアリティを損ない、良好な操舵フィーリングが得られない。 したがって、補償ロジックに頼る改善では、優れた操舵フィーリングを得るのは困難 である。
本発明は、補償ロジックに頼る従来の方針とは異なるアプローチによって、操舵フィ 一リング向上を図ることを目的とするものである。
[0011] 本発明者らは、電動パワーステアリング装置に関して鋭意検討を行った結果、その 操舵性能、操舵フィーリングを左右するのは、機械系の素直さであるとの知見を得た つまり、従来は、摩擦'慣性ともに比較的大きく設定され、これが機械系の素直さを 損ない、補償ロジックによる補償を必要とし、結果的に操舵フィーリングのリニアリティ を損なっていたことに着目し、本発明を完成した。
[0012] 本発明は、操舵機構に対して操舵アシスト用モータの動力を付与して操舵補助を 行う電動パワーステアリング装置において、ロードインフォメーションに相当する周波 数領域よりも高い周波数領域にあるロードノイズ相当周波数領域におけるトルク伝達 を減衰させるように前記操舵アシスト用モータを制御するロードノイズ抑制制御手段 を備え、前記操舵機構の摩擦値は、前記操舵機構の固有振動が現出する程度にま で低く抑えられ、前記操舵アシスト用モータのロータ慣性値は、前記固有振動の周波 数力 前記ロードノイズ抑制制御手段によってトルク伝達が減衰される周波数領域に 存在する程度に小さく設定されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置 である。
[0013] 本発明では、摩擦が小さく抑えられており、摩擦感の低下により操舵フィーリングが 向上する。ただし、操舵機構の固有振動を抑制する要素である摩擦要素の値が小さ く抑えられて、固有振動が現出する程度にまでなっている。
ここで、トーシヨンバー等の弾性要素の弾性定数を K[NmZrad]、慣性を J[kg'm2 ] = [Nm' s2Zrad]とすると、固有角周波数 ω ηは、次のように表される。
ω η=^ (Κ/ΐ)
[0014] そして、本発明では、ロータ慣性を小さくしているため、慣性感が低下し操舵フィー リングが向上する。
し力も、本発明では、固有振動が現出する程度にまで摩擦を小さくしているが、小さ いロータ慣性によって、固有振動周波数が、ロードノイズ抑制制御手段によってトル ク伝達が減衰される周波数領域にまで高められている（上記式から明らかなように、 固有振動数を上げるには、慣'^ [を小さくすればょ 、)。
固有振動周波数がロードインフォメーションの周波数領域にあると、ロードノイズ抑 制手段によっては固有振動を抑えることができず、本来あまり抑制したくないロードィ ンフオメーシヨン周波数領域において固有振動を抑制しつつロードインフォメーション が抑制されないようにするという複雑な条件判定が必要となるが、固有振動周波数が ロードノイズの周波数領域にあれば、簡単にロードノイズを抑制することができる。 以上のように、本発明によれば、機械系である操舵機構が低摩擦'低慣性の素直な ものとなり、摩擦感ゃ慣性感が少ないために摩擦補償'慣性補償等のリニアリティを 損なうダイナミックス補償ロジックを行う必要がなくなり、操舵フィーリングが向上する。
[0015] 他の観点力もみた本発明は、ステアリングギヤを含む操舵機構に対して、操舵ァシ スト用モータのトルクが減速機を介して付与されるとともに、前記ステアリングギヤの摩 擦及び前記減速機の摩擦が、前記アシスト用モータのトルク伝達を低下させる抵抗と して作用する電動パワーステアリング装置において、前記操舵アシスト用モータとし て、そのロータ慣性が、操舵軸回り換算値において、 0. 012kgm2以下のものを採用 するとともに、前記ステアリングギヤの摩擦及び前記減速機の摩擦の和を、操舵軸回 り換算値にぉ 、て、 INm以下としたことを特徴とする電動パワーステアリング装置で ある。
上記構成によれば、ロータ慣性の値は、運転者が感じる慣性感を少なくできる程度 にまで小さくなつているため、慣性感が少なく操舵フィーリングが良い。そして慣性の 少な 、小型のモータを用いても、必要なアシスト力が得られるように各部の摩擦が小 さく抑えられているため、トルク伝達効率が良ぐ減速機の減速比が低くても必要なァ シスト力が得られる。
以上によって、低摩擦'低慣性の操舵機構が得られ、低摩擦'低慣性であるから自 然な操舵フィーリングが得られる。
[0016] 他の観点からみた本発明では、ロードノイズに相当する周波数領域のトルク伝達を 減衰させるように前記操舵アシスト用モータを制御する手段を備えているのが好まし い。この場合、低摩擦'低慣性による良好な操舵フィーリングを得つつ、耐ロードノィ ズ性を向上させることができる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1]電動パワーステアリング装置の主要部の構成を示す模式図である。
[図 2]位相補償部の特性を示すボード線図である。
[図 3]電動パワーステアリング装置の特性を示すボード線図である。
[図 4]位相補償を行わない場合の電動パワーステアリング装置のパワースペクトル解 析結果である。
[図 5]位相補償を行った場合の電動パワーステアリング装置のパワースペクトル解析 結果である。
[図 6]ラック軸とピ-オン軸との交叉部分近傍の拡大図である。
[図 7]ラック歯とピ-オン歯との嚙合部の横断面図である。
[図 8]ピ-オン歯の歯緒元の選定手順を示すフローチャートである。
[図 9]トロコイド干渉クリアランスの説明図である。
[図 10]ラックピ-オン式ステアリングギヤの回転トルク測定データである。
[図 11]ラックピニオン式ステアリングギヤの逆転入力測定データである。
[図 12]望ましい歯面形状の修正形態を示す説明図である。
[図 13]歯面形状修正の効果を調べた結果を示す図である。
[図 14]小歯車の歯数と小歯車のモジュールとの関係を示す図である。
[図 15]小歯車の圧力角とトロコイド干渉クリアランス、及び歯先の歯厚との関係を示す 図である。 [図 16]小歯車の歯丈に対する歯面応力及び歯先の歯厚の関係を示す図である。 圆 17]本発明の実施の形態に係る電動パワーステアリング装置に使用する減速機の 歯面形状の説明図である。
[図 18]操舵軸回りの回転トルク測定データである。
圆 19]減速機効率測定データである。
[図 20]モータのロストルク測定データである。
[図 21]電動パワーステアリング装置の制御装置である ECUの構成を示すブロック図 である。
圆 22]駆動回路内の配線抵抗の相間での調整を説明するための回路図（a)ならび に要部形状を示す模式図 (b)および (c)である。
[図 23]電流制御系を伝達関数を用いて表現したブロック線図である。
[図 24]トルクリップルの低減効果を説明するためのモータトルクの波形図である。
[図 25]従来の電動パワーステアリング装置におけるモータ'駆動回路系の周波数特 性を示すボード線図である。
[図 26]電動モータでの 3相交流座標と d—q座標との関係を示す図である。
[図 27]ECUのより詳細な構成例を示すブロック図である。
[図 28]図 27に示した磁界歪み補償部の具体的な構成例を示すブロック図である。
[図 29]図 27に示した電流高次歪み補償部の具体的な構成例を示すブロック図であ る。
[図 30]図 27に示した電流制御系の周波数特性の具体的を示すボード線図である。
[図 31]電動モータの無付加誘導起電力（誘起電圧)の実測データの具体例を示す波 形図である。
圆 32]上記磁界歪み補償部にて決定される磁界歪み補償電流成分の具体的な波形 を示す波形図である。
[図 33]上記電動モータでの誘起電圧に含まれる高次成分とその 1次成分に対する割 合の測定例を示すグラフである。
[図 34]上記電動モータの目標電流値と電流高次成分の 1次成分に対するゲイン変化 との測定例を示すグラフである。 [図 35]上記伝動モータの具体的な出力トルクを示す波形図である。
[図 36]アシストマップを示す図である。
圆 37]電動パワーステアリング装置の操舵機構を簡略ィ匕して示す模式図である。
[図 38]アシスト特性例を示す図である。
[図 39]電動パワーステアリング装置におけるトルク開ループ伝達関数の特性をシミュ レーシヨンにより求めたものであって、非干渉ィ匕を行った場合と行わな力つた場合とに つ 、てのボード線図である。
[図 40]電動パワーステアリング装置にぉ 、て位相補償を行わな 、場合のボード線図
、および、位相補償を行った場合のボード線図である。
[図 41]ECUにおける位相補償部を中心としたブロック図である。
圆 42]位相補償器の特性を示すボード線図である。
[図 43]流れ補償電流演算のフローチャートである。
[図 44]他の流れ補償電流演算のフローチャートである。
[図 45]流れ補償電流演算における、車速と車速ゲイン G (v)との関係を示す図である
[図 46]モータ検出電流値の補正手順を示すフローチャートである。
[図 47] (a)はコギングトルクを示すグラフ、（b)は減速機のトルク変動を示すグラフ、（c
)は出力軸のトルク変動を示すグラフである。
圆 48]第一ギヤと第 2ギヤの嚙み合い状態を示す図であり、 (a)は第一のトルクが最 大になる状態、（b)は第一ギヤのトルクが最小になる状態を示す。
圆 49]粘弾性部材の構成例を示す拡大図であり、（a)及び (b)はそれぞれその平面 図及び (a)の A— A線断面図である。
圆 50]粘弾性部材の構成例を示す拡大図であり、（a)及び (b)はそれぞれその平面 図及び (a)の B - B線断面図である。
[図 51]電動パワーステアリング装置でのインパルス応答の試験結果を示すグラフであ り、（a)及び (b)はそれぞれ入出力軸間に粘弾性部材及び摩擦体を介在させたとき の試験結果を示すグラフであり、（c)は入出力軸間に粘弾性部材及び摩擦体のいず れも介在させな力つたときの試験結果を示すグラフである。 発明を実施するための最良の形態
以下の説明は、次のとおり構成されている。
[1.ステアリング装置について] [0019]
[1. 1 ステアリング装置の全体構成 [0019]
[1. 2 ロードノイズ抑制手段;位相補償部] [0026]
[1. 3 システム構成要素に関する考察] [0030]
[1. 3. 1 弾性（Elasticity) ] [0032]
[1. 3. 2 粘性（Damping, Viscous Friction) ] [0033]
[1. 3. 3 慣性（Inertia) ] [0034]
[1. 3. 4 摩擦 (friction) ] [0035]
[1. 4 操舵機構の固有振動周波数] [0036]
[2.ステアリング装置における機械系の主要な摩擦について] [0041]
[2. 1 ステアリングギヤ （Manual Steering Gear) ] [0041]
[2. 1. 1 ステアリングギヤの摩擦に関する考察] [0041]
[2. 1. 2 ピ-オン歯の好ましい形態] [0057]
[2. 2 減速機] [0108]
[2. 2. 1 減速機に関する考察] [0108]
[2. 2. 2 減速機の好ましい形態] [0121]
[2. 3 ステアリングギヤ及び減速機の摩擦に関する考察] [0134] [3.操舵アシスト用モータについて；ロータ慣性] [0135] [4.モータドライブ回路 (駆動回路）について] [0138]
[4. 1 モータドライブ回路に関する考察] [0138]
[4. 2 モータドライブ回路の従来技術に関する基礎的検討] [0144] [4. 3 ドライブ回路 (駆動回路)を含む制御装置の全体構成] [0148] [4. 4 モータ'駆動回路系の要部構成] [0156]
[4. 5 実施形態の駆動回路による作用および効果] [0162] [4. 6 駆動回路の変形例] [0164]
[5. 操舵感のリニアリティ] [0166] [5. 1 トルク脈動補償] [0166]
[5. 1. 1 トルク脈動補償に関する考察] [0166]
[5. 1. 2 電動モータの構成呼びその駆動制御の概要] [0174] [5. 1. 3 ECUの構成及び動作] [0177]
[5. 1. 4 電流制御系の構成及びその周波数特性] [0189] [5. 1. 5 磁界歪み補勝負の構成及びその動作] [0190] [5. 1. 6 電流高次歪み補償部の構成及びその動作] [0199] [5. 2 不感帯] [0212]
[5. 2. 1 不感帯に関する考察] [0212]
[5. 2. 2 不感帯に関する好ましい実施の形態] [0216] [5. 3 位相補償特性切替] [0222]
[5. 3. 1 位相補償特性に関する考察 [0222] [5. 3. 2 位相補償手段の好ましい実施の形態] [0237] [5. 4 車両左右流れ補償] [0264]
[5. 4. 1 車両左右流れに関する考察] [0264] [5. 4. 2 車両の左右流れ抑制のための好ましい形態] [0267] [5. 5 電流検出器の温度特性補償] [0271]
[5. 5. 1 電流検出器の温度特性に関する考察] [0271] [5. 5. 2 温度特性補償に関する好ましい実施の形態] [0280] [5. 5. 3 変形例] [0294]
[5. 6 減速機の位相合わせ] [0296]
[5. 6. 1 減速機の歯の嚙み合いとトルク変動に関する考察] [0296] 「5. 6. 2 トルク変動を小さくするための好ましい実施形態」 [0302] [6.非干渉化制御] [0307]
[7.ラック軸におけるロードノイズ減衰] [0309]
[7. 1 ロードノイズに関する考察] [0309]
[7. 2 粘弾性部材に関する好ましい実施の形態] [0316] [8.操舵機構での振動抑制 (収斂性向上) ] [0326] [8. 1 操舵機構での振動抑制に関する考察] [0326] 「8. 2 粘弾性部材に関する好ましい実施の形態」 [0332]
[0019] [1.ステアリング装置について]
[1. 1 ステアリング装置の全体構成]
図 1は、本発明の一実施形態による電動パワーステアリング装置の主要部の構成を 示す模式図である。図において、当該装置は、例えば自動車に搭載され、操舵部材
(ステアリングホイール） 1に加わるドライバーの操舵動作に応じて、操向車輪 5の向き を変えるための操舵軸 2を備えている。この操舵軸 2には、上記操舵部材 1が上端部 に取り付けられる筒状の取付軸 21と、この取付軸 21に一体回転可能に連結された 筒状の入力軸 22と、トーシヨンバー 23を介在させて入力軸 22に同軸的に連結され た筒状の出力軸 24が設けられている。
[0020] この操舵軸 2 (出力軸 24)の下端には、 自在継手 (ユニバーサルジョイント 29a, 29 b ;図 37参照）などを介して、ステアリングギヤ 3が連結されている。このステアリングギ ャ 3は、ピ-オン軸 31及びラック軸 32を備えたラックピ-オン式である。ラック軸 32は 、円筒形をなすラックハウジング 33の内部に軸方向へ移動自在に支持されている。 ラック軸 32の左右端部には、タイロッド 4a及びナックルアーム 4bを介して左右の操向 車輪 5が連結されている。
ラックハウジング 33の長手方向中途部には、軸心を交叉させてピ-オンノヽウジング 34が連設されており、このピ-オンハウジング 34の内部に、前記ピ-オン軸 31が軸 回りに回転自在に支持されている。ピ-オン軸 31は、 自在継手 29a, 29bなどを介し て、操舵軸 2の下端に連結されている。
[0021] ピ-オンハウジング 34の内部に延設されたピ-オン軸 31の下半部は、適長に亘っ て大径ィ匕され、この大径部の外周面にピ-オン歯 35が形成されている。またラックノヽ ウジング 33の内部に支持されたラック軸 32には、ピ-オン軸 31との対向部を含めた 適長に亘つてラック歯 36が形成されており、このラック歯 36は、ピ-オン軸 31の周面 に設けられたピ-オン歯 35に嚙合させてある。
[0022] 以上の構成により、操舵のために操舵部材 1が回転操作された場合、該操舵部材 1 に操舵軸 2を介して連結されたピ-オン軸 31が回転し、この回転が、ピ-オン歯 35と ラック歯 36との嚙合部においてラック軸 32の軸長方向の移動に変換されてラック軸 3
2が左右両方向に移動する。
[0023] このようなラック軸 32の移動は、該ラック軸 32の両端に連結されたタイロッド 4a, 4a を介して左右のナックルアーム 4b, 4bに伝達され、これらのナックルアーム 4b, 4bの 押し引きにより左右の操向車輪 (前輪) 5, 5が、操舵部材 1の操作方向に、操作量に 対応する角度となるまで転舵されて操舵がなされる。
[0024] 上記取付軸 21は、ステアリングコラム 25内に収納された状態で車体側に固定され るものであり、その下端部には、トーシヨンバー 23の一端部を内嵌固定した入力軸 2
2の上端部がピン 26により連結されている。また、上記トーシヨンバー 23の他端部は ピン 27により出力軸 24の下端部に内嵌固定されている。
上記入力軸 22及び出力軸 24は、第 1及び第 2、第 3のハウジング HI及び H2, H3 の内部に軸受を介して回転自在に取り付けられている。なお、第 1及び第 2、第 3の ハウジング HI及び H2, H3は車体側に固定され、かつ図の上下方向に分離可能な ものである。
[0025] 上記出力軸 24には、減速機 8を介して電動モータ 9が連結されて 、る。減速機 8は 、駆動歯車 82及びこれに嚙み合う従動歯軸 81を有している。駆動歯車 82には、モ ータ 9の出力軸 91がー体回転可能に取り付けられており、電動モータ 9の回転は、駆 動歯車 82及び従動歯車 81を介して出力軸 24に伝達される。
電動モータ 9は、操舵検出装置 (操舵トルク及び Z又は舵角の検出装置） 7の検出 結果に応じて駆動される。すなわち、電動モータ 9は、操舵部材 1から入力された操 舵トルクに応じた操舵補助力を発生する。
これらの減速機 8と駆動モータ 9とが、操舵部材 1から操向車輪 5に至る操舵機構 A にモータ動力による操舵補助力を付与する操舵補助部を構成しており、ここでは、操 舵軸 2に対して操舵補助力を付与する操舵軸アシスト (コラムアシスト)式の操舵機構 (C— EPS) Aとなっている。
[0026] [1. 2 ロードノイズ抑制手段;位相補償部]
図 27は、電動モータ 9を制御するための ECU105の詳細な構成例を示すブロッ ク図である。図に示すように、上記 ECU105には、上記トルクセンサ 7からのトルク信 号 Tsを入力する位相補償部 (位相補償器) 213などの各機能が含まれている この位相補償部 213は、本発明におけるロードノイズ抑制手段を構成している。位 相補償部 213には、トルクセンサ 7からのトルク検出信号が与えられ、位相補償部 21
3によってトルク検出信号の位相が進められることにより実用周波数帯域におけるシ ステム全体の応答性が向上する。
また、この位相補償部 213は、ロードノイズを抑制するためのフィルタ部としても機 能している。すなわち、この位相補償部 213は、伝達関数として、下記式の特性を持 つ。
G (s) = (s2 + 2 C ω s+ ω 2) / (5 2 + 2 ζ ω s + ω 2)
C 2 2 2 1 1 1
ただし、 Sはラプラス演算子、 ζ
1は補償後の減衰係数、 ζ
2は被補償系の減衰係数、 ω は補償後の自然角周波数、 ω は被補償系の自然角周波数である。
1 2
[0027] 図 2は、上記 Gc (s)において、 ζ = 1. 8、 ζ =0. 15としたときの位相補償部 213
1 2
のボード線図を示している。図 2のボード線図力らもわ力るように、 Gc (s)は帯域阻止 型フィルタ (BEF)と同型である。同図において、ゲインが最も小さくなる周波数は、操 舵機構 Aの固有振動周波数近傍の 16. 5Hzとなっている。
図 3は、位相補償を行わな!/、場合と行った場合のステアリング装置のボード線図を 示しており、同図における実線は位相補償がない場合の、点線は位相補償を行った 場合を示している。なお、同図において上側の特性がゲインを、下側の特性が位相 を示している。
また、図 4は、位相補償がない場合のパワースペクトル解析結果を示し、図 5は位相 補償を行った場合のパワースペクトル解析結果を示している。
[0028] ここで、ロードノイズと評価される周波数は、要求される仕様に応じて異なるものであ る力 ここでは 10Hz以上をロードノイズとし、 10Hz未満をロードインフォメーションと すると、図 3〜図 5では、ロードノイズである 10Hz以上では、ゲインが低下しており、口 ードノイズ相当周波数領域ではトルク伝達が減衰させられることがわかる。一方、 10 Hz未満のロードインフォメーション相当周波数領域ではトルク伝達がほとんど減衰し ていないことがわ力る。
[0029] なお、ここでは、ロードノイズ減衰と位相特性改善の双方を行うために、上記伝達関 数 Gc (s)の位相補償部 213を用いたが、所定周波数以上のロードノイズ減衰を行う には、伝達関数 Gc (s)の位相補償部 213に代えて、所定周波数以下の周波数は伝 達し、所定周波数以上の周波数は遮断するローパスフィルタ (LPF)を用いても良ぐ 伝達関数 Gc (s)の位相補償部 213とともに前記ローパスフィルタを併用してもよい。
[0030] [1. 3 システム構成要素に関する考察]
次に図 1のようなステアリング装置において、主要ダイナミクス要素が操舵フィーリン グへ及ぼす影響についての概略を説明する。トルク (操舵トルク) Tを入力、角度 (舵 角） Θを出力とするパネマス系の伝達関数は次の 2次系で表される。
[数 1]
Figure imgf000016_0001
但し、 J：慣性 [kg · m2] = [Nm · sVrad]、 C：粘性定数 [Nm · s/rad]、 T：トルク [ Nm]ゝ Θ：角度 [rad]
[0031] 式（1)を変形すると式（la)のようになる。
[数 la]
Figure imgf000016_0002
よって、下記式（2) (3)が得られる。
[数 2] ωη
Figure imgf000016_0003
[数 3]
Figure imgf000016_0004
(式 3)より粘性定数 Cは次の式 4で表される。
[数 4]
C = 2 ^ KJ (4) 式 (2) (4)より、固有振動数を上げ、かつ小さな粘性 Cで適正な粘性係数 ζを得る には、慣'^ [を小さくするのが望ましいことがわかる。
[0032] [1. 3. 1 弾性（Elasticity) ]
パワーステアリングのトルク伝達系における主な弾性要素 Kは、トーシヨンバー 23、 ユニバーサルジョイント 29a, 29b (操舵軸 2とステアリングギヤ 3との間に介在してい る；図 37参照）、ステアリングギヤ 3のマウントブッシュ、タイヤ 5、操舵軸（コラム） 2の マウントブラケットである。特に、コラムアシスト型の電動パワーステアリング装置では、 これらの弾性要素の前後に主要な慣性要素 J (ステアリングホイール 1、モータ 9、ハブ 及びホイール）が配置されるため、低周波数域（10〜80Hz)に複数の固有振動をも つ振動系となることが式 (2)からも理解される。システムとして、これら複数の固有振 動すベてを確実に抑制するには、トルク開ループ周波数特性におけるゲインを広範 な周波数域で減衰させる必要がある。
また、式 (3)より、この減衰性を実現するには、機構、制御等の如何に関わらず、粘 性要素 Cが必要であることが理解される。しかし、後述するように、最終的には安定性 と操舵フィーリング (すっきり感）とのトレードオフを迫られることになる。従って弾性要 素が何らかの機能に関与しないのであれば、背反を十分吟味した上で、極力、剛性（ 例えば、コラムブラケットや、ユニバーサルジョイントの剛性)を高めて弾性要素を削 減する、あるいは固有振動周波数を高周波数域（100Hz以上)へ移行させることが 好ましい。
[0033] [1. 3. 2 粘性（Damping, Viscous Friction) ]
式（3)力もわ力るように 2次系（トルク入力一角度出力系）にお 、て粘性 Cは固有 振動を抑制する要素である。また、 1次系（トルク入力 速度出力系）においては時 定数を小さくする一方で、出力（速度)ゲインを低下させる因子として作用する。従つ て、摩擦が極端に小さい場合に、上記固有振動を機械的に安定させて落ち着いた ハンドル挙動を得るには、個々の固有振動に対して適正な粘性要素が不可欠である 力 同時に操舵入力に対しては大きな粘性抵抗 (粘っこさ）となり、すっきり感に欠け るフィーリングとなる。
主な機械的粘性要素には、摺動、回転部支持軸受のグリス粘性があり、電気的粘 性要素としてはモータの逆起電力による速度項抵抗が挙げられる力 システムの中 でこれらの配置、配分には注意を要する。すなわち減速機 8〜モータ 9間に大きな粘 性要素が存在すると、非アシスト状態力 アシスト状態へ移行する際に、粘っこさが急 激に減少し、運転者に違和感を与える。このことは、操舵中立力もの切り始めにおけ る操舵トルク変化の線形性に関与する重要な因子であり、この部位における粘性を 極力小さくすることが望ま U、。
また、上記適正粘性をモータトルク制御で実現する場合も、チューニングの際には 同様に舵の安定性 (落ち着き）と操舵フィーリング (すっきり感)のトレードオフを迫られ る。
[1. 3. 3 慣性（Inertia) ]
式（2)からわかるように、 2次系（トルク入力一角度出力系）において、慣性要素 Jは 固有振動周波数を低周波数側へ移行させると同時に、固有周波数以上の高周波数 域で出力ゲインを低下させる因子ともなる (式（la)参照)。また、 1次系（トルク入力一 速度出力系）においては時定数を大きくするように作用する。従って正入力（操舵ト ルク）に対するトルク伝達の応答性を低下させる一方で、逆入力（外乱)を遮断する効 果もある。
高剛性および低慣性という官能表現は同義であり、弾性要素と、それにより出力側 に存在する慣性要素とのバランスに依存する。すなわち、両者の組み合わせによつ て式（2)に示される固有周波数が、運転者にとって感じることができない高い周波数 である場合に高剛性、低慣性と感じ取られる。
従って、正入力（操舵トルク）に対して、高剛性で、且つ逆入力に対して遮蔽効果を もたせるには、弾性要素よりも入力側に存在する慣性要素を相対的に大きくすること が望ましい。 し力し、モータ 9が 2つの弾性要素（トーシヨンバー 23とユニバーサルジョイント（図 示せず)）の間に配置される場合、弾性定数の高!ヽ (ユニバーサルジョイント)側から 低い（トーシヨンバー 23)側へのトルク伝達に対する遮断周波数が相対的に低くなる 力 同時に遮断周波数以下での位相遅れも大きくなり剛性感の乏しいフワフワした操 舵フィーリングとなる。このことからも慣性は極力小さくする方が好ま 、。
[0035] [1. 3. 4 摩擦（Friction) ]
摩擦は入力周波数に依存せず、正逆の!/、ずれの入力に対しても一定の抵抗として 作用し、トルク伝達効率低下の主要因子である。操舵フィーリング上は、常に引き摺り 感として現れる。一方で、外乱に対してはフィルタ効果を呈するが、必要な路面情報 まで遮断してしまうため、両者のトレードオフを認識する必要がある。
上記粘性の場合と同様に、系における摩擦要素の配分は重要で、減速機 8〜モー タ 9間に存在する摩擦は、アシスト時と非アシスト時の引き摺り感に差を生じさせるた め、極力小さくするのが望ましい。
また、静止摩擦は動摩擦よりも大きぐその値が不定であるため、再現性のないステ イツタスリップ動作の原因となり特に好ましくな 、。 V、ずれにせよ摩擦は非線形要素で あるため扱 、難ぐ系全体としても極力小さくするのが好ま 、。
[0036] [1. 4 操舵機構の固有振動周波数]
後に詳述する本実施形態の電動パワーステアリング装置の固有振動周波数として は、 17Hz前後（fnl)、 40Hz前後（fn2)、 50Hz前後（fn3)が確認された。固有振動 周波数は、トーシヨンバー 23の弾性定数 Kt、ユニバーサルジョイント 29a, 29bの弹 性定数 Ki、ロータ慣'！ ¾m、パネ下慣性（トーシヨンバーよりも下流側（車輪 5側）の慣 性) J1などによって式（2)に従い生じる。
本実施形態では、ロータ慣 'l^imを小さくしているため、操舵機構 Aにおいて発生す る固有振動は、すべてロードノイズ周波数領域にある。特に、ロータ慣' mを小さくし たため、パネ下慣'！ ¾1とトーシヨンバー弾性定数 Ktによる固有振動周波数 fnlをロー ドノイズ領域 (例えば 10Hz以上）にまで高めることができた。
[0037] ここで、パネ要素であるトーシヨンバー弾性定数 Ktは、
Kt= 29 [kgf-cm/deg] = 29 X 9. 8 X 10—2 X 180/ π [Nm/rad]
モータ 9のロータ慣'！ ¾mは、
Jm=0. 67 X 10"4[kg-m2] (モータ出力軸 91回り設計値）
=0. 67 X 10-4 X 9. 72[kg-m2] (操舵軸 2回り、減速比： 9. 7) =0. 0063 [Nm- sVrad]
[0038] パネ下慣性 (トーシヨンバーよりも下流側（車輪 5側）の' β'性) J1は、
J1=0. 0148 [Nm- sVrad]
また、パネ下慣'^ [1のうち、ロータ慣性以外の慣'^ [wは、
Jw=0. 0085 [Nm- sVrad]
[0039] なお、固有振動周波数 fn2は、 Ki, Jwによるものであり、固有振動周波数 fn3は、 K t, Ki, Jmによるものである。
[0040] 本実施形態では、後述のようにステアリングギヤ 3や減速機 8などの主要な摩擦要 素の摩擦を小さくすることによって操舵機構全体として摩擦を小さくしているために上 記固有振動 (特に固有振動周波数 fnl)が現出しやすくなつているが、固有振動周波 数がロードノイズ周波数領域にあるため、位相補償部 213によって減衰させることが できる。
[0041] [2.ステアリング装置における機械系の主要な摩擦について]
ステアリング装置の機械系における主要な摩擦要素としては、ステアリングギヤ 3と 減速機 8とがある。
[2. 1 ステアリングギヤ Manual Steering Gear)
[2. 1. 1 ステアリングギヤの摩擦に関する考察]
ラックピ-オン式ステアリング装置にぉ 、ては、ピ-オン軸に設けられたピ-オン歯 とラック軸に設けられたラック歯との嚙合状態を適正に保ち、運転者に快適な操舵感 を与えることを目的として、従来から、前記ピ-オン歯及びラック歯の歯諸元 (圧力角 、モジュール、歯数等）に対して種々の提案がなされている (先行技術 11参照)。 以上の如きラックピ-オン式ステアリング装置において、ピ-オン軸に設けられるピ 二オン歯の歯諸元は、搭載される車両側から与えられる設計条件を満たすベぐ具 体的には、ピ-オン軸一回転当たりのラック軸の移動量、即ち、ストロークレシオによ り拘束される長さの円周上において、要求される負荷条件に耐え得る強度を確保す ベく選定される。
[0042] ここで前記歯諸元のうちの圧力角は、多くの場合、 JIS (日本工業規格）にお 、て規 定されている標準値（20° 又は 14. 5° )とされ、この標準値を用いた場合、車両に ぉ 、て一般的なストロークレシオ（35〜60mmZrev)の下で選定される他の歯諸元 は、モジュールが 2. 5前後、また歯数が 5枚となる。
[0043] ところが、ラックピ-オン式ステアリング装置においては、ピ-オン歯とラック歯との嚙 合部におけるラトル音を低減し、換舵感の悪ィ匕を防ぐことを目的として、ばね荷重を 利用した予圧手段によりラック軸をピ-オン軸に向けて押圧付勢し、前記ピ-オン歯 及びラック歯をバックラッシなしに嚙合させるという特殊な嚙合形態が採用される。
[0044] このようなピニオン歯の歯諸元を、前述した如く比較的小さい標準圧力角の下で選 定した場合、前記予圧手段の作用によりピ-オン歯の嚙み込みが顕著となり、ラック 歯との嚙み合 、摩擦が大きくなつて、ピ-オン軸に連結された操舵部材を操作する 運転者に路面からの反力が伝わり難くなり、操舵感の悪化を招来する。
[0045] また、前述の如く選定されるピ-オン軸の歯数は少なく（5枚）、このようなピ-オン 軸のピニオン歯をラック歯と嚙合させた場合、正規の嚙合位置を超えたラック歯の歯 先がピ-オン歯の歯元をえぐるように干渉する現象、所謂、トロコイド干渉が発生し、 ピ-オン歯とラック歯との嚙み合い摩擦が更に大きくなつて、前述した不具合が更に 助長されることとなる上、トロコイド干渉が顕著に発生した場合、ピ-オン歯の歯元の 肉厚がラック歯の歯先との摩擦により経時的に減少して、該ピニオン歯の強度低下を 弓 Iき起し、所望の耐久時間の経過前に破損に至る虞れさえある。
[0046] 更には、操舵部材とピユオン軸とを連結する操舵軸 (コラム軸）の中途に操舵アシス ト用のモータを備え、該モータの回転力をピ-オン軸に伝えて前述の如くなされる操 舵を補助する構成としたコラムアシスト式の電動パワーステアリング装置においては、 ピ-オン軸に設けられたピ-オン歯には、運転者により操舵部材に加えられる操舵ト ルクにカ卩えて、前記モータの回転トルクが付加されるため、前述した破損の虞れが増 す上、前記モータの回転がピ-オン軸を介してラック軸に伝えられる際の応答性が悪 化し、良好な操舵感が得られなくなると 、う問題がある。 [0047] 前記先行技術 11には、共に斜歯として形成されたピニオン歯及びラック歯の嚙合 部においてラック軸の軸回りの回動変位に伴ってピ-オン歯との間に発生する食い 付き現象を防止することを目的とし、ラック歯の振れ角及び圧力角をラック軸の断面 形状との関係から選定する方法を示しているに過ぎず、嚙み合い摩擦及びトロコイド 干渉に起因する前述した問題を緩和する対策とはなり得ない。
[0048] また、トロコイド干渉の発生を防止するため、従来にお!、ては、ピ-オン歯及び該ピ 二オン歯に嚙合するラック歯を、ピッチ円よりも歯先側の歯丈が 1モジュールよりも小 さい「低歯」として、所定のクリアランスを確保する対策が施されているが、この場合、 ラック歯及びピ-オン歯間に 1以上の正面嚙み合い率を確保することが難しくなり、嚙 み合いが不連続となって、換舵のためのラック軸の滑らかな移動が阻害されるという 新たな不具合が発生する。
[0049] 大なる圧力角の採用によりラック歯との嚙み合い摩擦を低減し、この圧力角の下で の他の歯諸元の適正な設定がなされたピニオン歯を構成し、長期に亘つて滑らかで 良好な操舵感を安定して実現し得るラックピ-オン式ステアリング装置としては、次の 構成が好ましい。
[0050] すなわち、好ましいラックピ-オン式ステアリング装置は、ピ-オン軸の周面に設け たピ-オン歯とラック軸の外面に設けたラック歯とをバックラッシなしに嚙合させてあり 、操舵部材に連結された前記ピ-オン軸の回転を前記ピ-オン歯及びラック歯の嚙 合部を介して前記ラック軸に伝え、該ラック軸を所定のストロークレシオにて軸長方向 に移動させて操舵を行わせる構成としたラックピ-オン式ステアリング装置において、 前記ピニオン歯は、 24° ≤ α≤30° なる範囲内にて設定された圧力角 aと、該圧 力角 α及び前記ストロークレシオを用いて所定の設計条件を満たすべく選定され、 夫々が下記の範囲内に収まるモジュール m、歯数 z、歯丈 h及び振れ角 βを備えるこ とを特徴とする。
モジユーノレ m : 1. 8≤m≤2. 0
歯数 z ： 7≤z≤13
歯丈 h ： 2m≤h≤2. 5m
振れ角 j8 ： β≤35° [0051] 前記構成においては、ピ-オン軸に設けられるピ-オン歯の圧力角 exを、標準圧 力角よりも十分に大きい 24° の範囲にて選定し、ラック歯の押し付けによる予圧下で の嚙み合い摩擦を軽減し、滑らかな伝動を可能とする。圧力角 αの上限値である 30 ° は、加工上の制約による。このように選定された圧力角 aとストロークレシオとを用 い、モジュール m及び歯数 zを、トロコイド干渉クリアランス及び歯先の歯厚を確保す ると 、う幾何学的条件を満たし、また歯元の曲げ強さ及び歯面の疲れ強さを確保す るという強度的制約条件を満たすように選定し、このとき、転位を小さくし、嚙み合い 部での滑り変動を低く抑えるべく歯丈 hを選定し、またピニオン軸の支持軸受の負荷 を軽減すべく振れ角 βを選定して歯諸元を決定し、ノ ックラッシなしに嚙み合うラック 歯を備えるラック軸への伝動を滑らかに、しかも確実に行わせて良好な操舵感を実現 する。
[0052] また、前記ピニオン歯は、歯形方向に、前記ラック歯との嚙み合い応力が増す向き の圧力角誤差を設けると共に、中央が凸となる歯形修正を施してある修正歯面形状 を備えるのが好ましぐ更に前記ピ-オン歯は、歯筋方向にクラウユングを施してある 修正歯面形状を備えるのが好まし ヽ。
[0053] これらの場合、歯形方向の圧力角の補正と歯筋方向のクラウニングとを、単独に、 又は併せて実施した修正歯面形状を採用し、操舵時のトルク変動の原因となる歯当 たりを改善して操舵感の向上を図り、また歯面の摩耗を均等化して、ピニオン歯の強 度不足を補う。
[0054] また、前記操舵部材と前記ピ-オン軸との間に操舵補助用のモータを備え、該モー タの回転力を前記ピ-オン軸に伝えて該ピ-オン軸の回転に応じてなされる操舵を 補助する電動パワーステアリング装置として構成してあるのが好ましい。
[0055] この場合においては、ピ-オン歯とラック歯との嚙合部に、運転者による操舵部材 への作用力及びモータの発生力が併せて加わる電動パワーステアリング装置におい て上述した歯諸元を有するピ-オン歯を採用し、歯の折損の虞れを解消し、また嚙 み合 、摩擦の影響による応答性の悪ィ匕を防止して、良好な操舵感を実現する。
[0056] 上記の構成によるラックピ-オン式ステアリング装置においては、ピニオン軸に設け たピ-オン歯の歯諸元の適正な選定により、ラック軸に設けたラック歯とのバックラッ シなしの嚙合を、可及的に小なる嚙み合い摩擦下にてトロコイド干渉を伴うことなく実 現することができ、滑らかで良好な操舵感を長期に亘つて安定して実現することが可 能となる等、優れた効果を奏する。
[0057] [2. 1. 2 ピ-オン歯の好ましい形態]
図 6は、ラック軸 32とピ-オン軸 31との交叉部近傍の拡大図である。本図に略示す るようにピ-オン軸 31に設けられたピ-オン歯 35は、該ピ-オン軸 31の軸心線に対 して所定の捩れ角 βを有する捩れ歯として形成されている。またラック軸 32に設けら れたラック歯 26は、該ラック軸 32の軸長方向と直交する方向に対して前記捩れ角 β に対応する角度を有して傾斜する斜歯として形成されており、ピニオン軸 31との交叉 部にぉ 、てピ-オン歯 35と嚙合されて!/、る。
[0058] 図 7は、ラック歯 36とピ-オン歯 35との嚙合部の横断面図である。本図に示す如く ラック歯 36は、圧力角、即ち、歯形方向に対して歯面がなす角度が exとしてあり、こ のラック歯 36に嚙合するピ-オン歯 35の圧力角も同じく αである。
[0059] ここでラック軸 32は、ばね荷重を利用した公知の予圧手段によりピ-オン軸 31に向 けて押圧付勢されており、ラック歯 36とピ-オン歯 35とは、図 7に示す如ぐノ ックラッ シなしに嚙合されている。これにより、例えば、操舵部材 1の反転操作による操舵方 向の転換時、ラック軸 32からの逆入力の作用時等に、ラック歯 36とピ-オン歯 35と の嚙合部に歯同士の衝突によって発生するラトル音を軽減することができる。
[0060] —方、バックラッシなしに嚙み合わされたラック歯 36とピ-オン歯 35との間の嚙み 合 、摩擦は大きく、この嚙み合 、摩擦の影響が操舵軸 2を介してピニオン軸 31に連 結された操舵部材 1に伝わり、該操舵部材 1を操作する運転者に体感されて操舵感 の悪ィ匕を招来するという問題が生じる。
[0061] このような嚙み合 ヽ摩擦を軽減して良好な操舵感を得るためには、例えば、ピ-ォ ン歯 35 (及びラック歯 36)の圧力角 αを大とし、ノ ックラッシなしに嚙合するラック歯 3 6とピ-オン歯 35との間のクサビ効果が弱めることが有効である。また一方、圧力角 aには、加工上の制約による上限が存在し、 30°を超える圧力角 αの採用は難しい 。本実施形態に係るラックピ-オン式のステアリング装置においては、加工上の制約 を受けずに嚙み合い摩擦を可及的に軽減することを目的とし、ピ-オン歯 35の圧力 角 αを、 JISに規定された標準圧力角よりも十分に大きい 24° ≤ α≤30° なる範囲 内にて選定する。
[0062] またラックピ-オン式の操舵装置においては、これが装備される車両の側からの要 求として、ピ-オン軸 31—回転当たりのラック軸 32の移動量を示すストロークレシオ S が与えられる。このストロークレシオ Sは、一般的な車両において、 35mm≤S≤60m mなる範囲内に存在する。
[0063] ピ-オン歯 35の他の歯諸元としてのモジュール m、歯数 z、歯丈 h及び捩れ角 βは 、前述した圧力角 α及びストロークレシオ Sの範囲内において、これらを用いて以下 の手順により選定される。
[0064] 図 8は、ピ-オン歯 35の歯諸元の選定手順を示すフローチャートである。この選定 に際しては、まず、圧力角 α及びストロークレシオ Sを設定する (ステップ 1)。
[0065] 圧力角 ocは、歯切り用の工具によって採用可能な角度が制限されることから、例え ば、前述した下限値（ = 24° )を初期値として設定し、この初期値力も上限値（ = 30 ° )に至るまで、工具による制限下にて定まるピッチ毎に設定値を変えて以下の手順 を実行する。またストロークレシオ Sは、実際の設計においては、ステアリング装置が 装備される車両側からの設計要求として与えられる固定値である力 ここでは、モジュ ール m及び歯数 ζの適正範囲を定めるために、下限値（ = 35mm)から上限値 ( = 60 mm)に至るまで段階的に設定値を変えて以下の手順を実行する。
[0066] 以上の如く圧力角 α及びストロークレシオ Sの設定を終えた後、これらの設定値を 用いてピ-オン歯 35のモジュール m及び歯数 ζを算出する（ステップ 2)。この算出は 、ピ-オン歯 35が形成されるピ-オン軸 31の外径、ピ-オン軸 31とラック軸 32との 軸間距離等の周辺寸法と、前記圧力角 α及びストロークレシオ Sとを用いた公知の 手順によりなされ、モジュール m及び歯数 ζは、整数に限定される複数の歯数 zと、対 応するモジュール mとの組み合わせとして与えられる。
[0067] 次いで、ピ-オン歯 35の捩れ角 βを所定の上限角度以下の範囲内にて複数設定 し (ステップ 3)、また歯丈 hを、モジュール mを含む所定の範囲内にて複数設定する（ ステップ 4)。
[0068] 捩れ角 βの上限角度は、ピ-オン歯 35を備えるピ-オン軸 31をピ-オンノヽゥジン グ 34内に支持する軸受のスラスト負荷能力により決定される力 一般的に 40° 前後 とされる。
一方捩れ角 βが小さい場合、ピ-オン歯 35とラック歯 36との歯筋方向の嚙み合い 長さが短くなり、後述する強度条件を満たし難くなることから、実際の設計においては 、上限角度に近い 30° 〜35° なる範囲の捩れ角 βが採用されるが、ここでは、モジ ユール m及び歯数 ζの適正範囲を定めるために、上限角度（=40° )から下限角度（ =0° )までの全範囲に亘つて捩れ角 βを設定し、以下の手順を実行する。
[0069] 歯丈 hは、 2m≤h≤2. 5m (mはモジュール）なる範囲内にて設定する。この範囲は 、歯先側に 1モジュール前後の歯丈を確保して並歯 (h= 2. 25m)に近い歯形形状 を採用し、ピ-オン歯 35及びラック歯 36の嚙合部に 1以上の正面嚙み合!、率を確保 して不連続な嚙み合 、の発生を緩和すべく決定されて 、る。
[0070] 次いで、ステップ 2にて算出されたモジュール m及び歯数 zに、ステップ 3, 4にて設 定された各複数の捩れ角 β及び歯丈 hを順次組み合わせて定まる歯諸元の夫々に ついて、所定の幾何学的条件を満たす力否かを判定し (ステップ 5)、更に、所定の 強度条件を満たす力否かを判定して (ステップ 6)、両条件を共に満たす歯諸元のみ を集積する (ステップ 7)。次いで、圧力角ひ及びストロークレシオ Sの設定が全範囲 に亘つてなされた力否かを判定し (ステップ 8、 9)、設定が完了していない場合、ステ ップ 1に戻り、圧力角 α及びストロークレシオ Sの再設定を行って同様の手順を繰り返 す。
[0071] ステップ 5において判定の基準となる幾何学的条件の一つは、ピ-オン歯 35とラッ ク歯 36とが干渉することなく嚙み合わせ可能である力否かであり、他の一つは、ピ- オン歯の歯先に十分な歯厚が確保されている力否かである。前者の条件、即ち、嚙 み合わせの可否は、例えば、次式により算出されるトロコイド干渉クリアランスが 0. 3 mm以上確保されるかによって判定する。
[0072] [数 5] i(l∞ABf + (AC + mX)sin cos -1 B
IX cos β IC
- (lOOA + m)> 0
β )}
Figure imgf000027_0001
[0073] 式中の Xは、転位係数であり、ピ-オン歯 35に設定される転位量をモジュール mで 除した値として与えられる。また tは、トロコイド干渉クリアランスであり、図 7に示す如き ラック歯 36とピ-オン歯 35の嚙合状態において、所定の嚙合位置を超えたラック歯 3 6の歯先がピ-オン歯 35の歯元をえぐるように干渉する現象、所謂、トロコイド干渉が 生じる力否かを示す指標値として用いられる。
[0074] 図 9は、トロコイド干渉クリアランス tの説明図である。図中の Pは、ピニオン歯 35の 基礎円を示し、 Pは、ピ-オン歯 35の歯先円を示している。また図中の Rは、ラック
2 1 歯 36の基礎円を示し、 Rは、ラック歯 36の歯先円を示している。
2
更に図中の は、嚙み合い圧力角であり、ラック歯 36とピニオン歯 35との嚙合部 bs
における嚙み合 、圧力角 a は、ラック歯 36及びピ-オン歯 35の圧力角 0Lと等し ヽ bs
[0075] 図 9 (a)には、ピ-オン歯 35の基礎円 Pと歯先円 Pとの直径差が大きい場合が示
1 2
され、図 9 (b)には、前記直径差が小さい場合が示されている。トロコイド干渉タリァラ ンス tは、嚙み合い中心線の一側に嚙み合い圧力角 a だけ傾斜した嚙み合い線 b bs
がピ-オン歯 35の基礎円 Pと交わる点 aと、ラック歯 36の歯先円 Rとの間の距離とし
1 2
て与えられる。
[0076] ここで、嚙み合い圧力角 が同一であるという条件下において、図 9 (a)中の交点 bs
aは、ラック歯 36の歯先円 Rよりも内側（歯元側）に位置するのに対し、図 9 (b)中の
2
交点 aは、ラック歯 36の歯先円 Rよりも外側に位置しており、ラック歯 36とピ-オン歯 35とのトロコイド干渉は、図 9 (a)に示す状態において発生する。
[0077] 式（11)におけるトロコイド干渉クリアランス tは、図 9に示すラック歯 36とピ-オン歯 3 5との幾何学的な位置関係に基づいて、図 9 (a)に示す状態において負となり、図 9 ( b)に示す状態において正となる値であり、ステップ 5においては.前述の如く設定さ れた圧力角 a、捩れ角 β、モジュール m及び歯数 ζを式（11)に代入してトロコイド干 渉クリアランス tを順次求め、この値が、前述の如く 0. 3mm以上であるものを嚙み合 わせ可として判定する。トロコイド干渉クリアランス tの下限値を 0. 3mmとしてあるの は、ピ-オン歯 35及びラック歯 36の加工誤差の影響を排除し、し力も、前述した動作 中にピ-オン歯 35又はラック歯 36に発生する歪の影響を排除するためである。
[0078] また後者の条件、即ち、歯先歯厚の良否は、歯切り後の熱処理時における焼入れ 過剰の防止のために設定される条件であり、例えば、次式により算出されるピニオン 歯 35の歯先歯厚 (歯直角方向） s 動力伝達歯車の設計しきい値として用いられ て!、る 0. 3m (mはモジュール）以上確保されて!、るか否かによって判定することがで きる。
[0079] [数 6]
Figure imgf000028_0001
[0080] 式中の sは、ピニオン歯 35の正面円弧歯厚であり、 rは、ピニオン歯 35の歯先円
k k
半径、 β は、ピ-オン歯 35の歯先円上での捩れ角である。また a は、歯先位置に k ks 相当する歯車回転角度であり、 aは、基準ピッチ円上の圧力角であって、これらは、 次式により求められる。
[0081] [数 7]
Figure imgf000029_0001
[0082] なお rは、ピ-オン歯 35の基礎円半径である。ステップ 5においては.前述の如く g
設定された圧力角 α、歯数 ζ及び捩れ角 |8を式（12) (13) (14)式に代入してピニォ ン歯 35の歯先歯厚 (歯直角方向） s を順次求め、この値力 前述の如く 0. 3m以上 kn
であるものを歯先歯厚が良であると判定する。なお、歯先歯厚が小さくなり易いピ- オン歯 35においては、熱処理に浸炭焼き入れを採用し、その上、歯先にフルトツピン グを施して鋭角部をなくし、熱処理時における焼入れ過剰 (オーバヒート）を軽減する のが望ましい。
[0083] 一方ステップ 6において判定の基準となる強度条件の一つは、ピニオン歯 35の歯 元の曲げ強さであり、他の一つは、歯面の疲れ強さである。歯元の曲げ強さは、平歯 車において曲げ応力 σ の計算式として用いられている下式 (ルイスの式）を用いて
Β
評価する。
[0084] [数 8]
σΒ = … ( 15 )
sF 2b
6
式中の F は、歯面法線荷重であり、ラックピ-オン式のステアリング装置が装備され
Ν
る車両側からの設計条件として与えられる。また式中の ωは、荷重線と歯形中心線と のなす角の余角、 hは、荷重線と歯形中心線との交点力 危険断面までの距離、 S
F F
は、危険断面の歯厚であって、これらは、はす歯のピ-オン歯 35の場合、次式により 求められる。
[0086] [数 9]
Figure imgf000030_0001
[0087] なお式中の a は、工具の圧力角、 p は、工具の歯先丸み半径、 hは歯末の歯丈
0 0 a
であり、 Θは、下式により求められる。
[0088] [数 10]
θ^-[ψ^^~) … (19)
2 mz 6 mz
Figure imgf000030_0002
ηιπ/2 + 2(Λβ - /?o)t n °¾) + 2on seca0 … ( 】 )
mz
[0089] 一方歯面の疲れ強さは、ヘルツの弾性接触論を適用して、下式により求められる歯 面接触応力 σ を用いて評価する。
Η
[0090] [数 11]
Figure imgf000031_0001
[0091] 式中の Eは、歯車材料の縦弾性係数、 zは小歯車の歯数、 zは大歯車の歯数、 β
1 2
は基礎円筒捩れ角、 Νは歯幅有効度、 ε は正面嚙み合い率、 bは軸直角歯幅、 a は正面嚙み合い圧力角である。また、 Pは歯直角方向の接線荷重、 dは小歯車嚙 s n b
み合いピッチ円直径であって、夫々下式による求められる。
[0092] [数 12] ^ J^ cos ^ cos^ · ·■ ( 23 )
db « ^ - … ( 24 )
[0093] ステップ 6においては.前述の如く圧力角 a、歯数 z及び捩れ角 βが設定されたピ ニォ
ン歯 35において、式（15)式により算出される曲げ応力 σ と式（22)式により算出さ
Β
れる歯面接触応力 σ とが、材料の許容応力を超えな!/ヽものを強度条件を満たすと
Η
判定する。
[0094] 以上の手順により 24° ≤ α≤30° なる範囲内に存在する圧力角 αと、 35〜60m mなる範囲内に存在する一般的なストロークレシオ Sとを有する条件下において、良 好な嚙み合いが可能であり、し力も十分な曲げ強さ及び疲れ強さを有するピニオン 歯 35の歯諸元が決定されることとなり、この歯諸元は、
モジユーノレ m ： 1. 8≤m≤2. 0 歯数 z ： 7≤z≤13
歯丈 h ： 2m≤h≤2. 5m
振れ角 j8 ： β≤35°
となる。
[0095] 例えば、圧力角 α = 27° である場合、ストロークレシオ Sが 40mmZrevである 般的な設計条件下において、捩れ角 β = 33° とした場合、ピ-オン歯 35の最適な 歯諸元は、モジュール mが 1. 8mmとなり、歯数 zが図 7に示す如く 7枚となる。
[0096] ここで、前述した設計条件下において従来一般的に採用されているピ-オン歯 35 の標準的な歯諸元は、圧力角 α = 14. 5° 、モジュール m= 2. 5、歯数 z = 5である 。ここでの歯諸元は、モジュール mが小さぐ歯数 zが多くなつており、小サイズのピ- オン歯 35を多数枚備える構成となって 、る。
[0097] このようなピ-オン歯 35の歯諸元を備えるラックピ-オン式ステアリング装置におい て、ラック軸 32に負荷を加えない状態でピ-オン軸 31を回転させるために必要な回 転トルク（=操舵軸回りのトルク）を測定する試験を行った結果、図 10に示すように、 必要な回転トルクは 0. 4〜0. 5Nm程度であった。これに対し、前述した標準的な歯 諸元を備える従来のラックピ-オン式ステアリング装置において同様の試験を行つた 結果、必要な回転トルクは 1. 2Nmであった。
[0098] この回転トルクは、ラック歯 36とピ-オン歯 35との間の嚙み合い摩擦の操舵軸回り のトルク換算値に相当するものであり、このラックピ-オン式ステアリング装置によれ ば、試験時における条件設定の誤差を考慮に入れたとしても、嚙み合い摩擦の大幅 な低減が可能となることが明らかであり、具体的には、 0. 6Nm以下の摩擦にすること が可能である。なお、ラック歯 36とピ-オン歯 35との間の嚙み合い摩擦の操舵軸回り のトルク換算値の上限としては、 0. 5Nmが好ましい。摩擦を小さくすることにより、ス テアリングギヤ 3におけるトルク伝達効率が向上する。また、同値の下限としては、 0. 3Nmが好ましぐさらには 0. 4Nmが好ましい。
[0099] また、ステアリングギヤの逆転入力測定データは、図 11に示す通りであり、 80N程 度とされている。
[0100] ステアリングギヤにおける摩擦を小さくした結果、ステアリングホイール 1を操作する 運転者に路面力 の反力が直接的に伝わるようになり、例えば、路面反力が小さい 低 路の高速走行時における操舵感の向上を実現することができる。
[0101] また、前述した歯諸元の採用により、ピニオン歯 35の歯元強度の低下が予想される 力 この低下は、大なる圧力角 αの採用により歯元の歯幅が増大し、また歯数 ζの増 加により正面嚙み合い率が大きくなることにより緩和されるから、標準的な歯諸元を採 用した場合に比して大幅な歯元強度の低下は生じず、前述の如くステアリングホイ一 ル 1の操作力及びモータ 9の回転力が負荷される電動パワーステアリング装置におけ る耐久試験によっても十分な耐久性を有することが確かめられている。
[0102] なお歯元強度の低下を補うためには、次に述べる歯面形状の修正を併用するのが 望ましい。図 12は、望ましい歯面形状の修正形態を示す説明図である。本図は、ピ 二オン歯 35の歯面を縦横にメッシュ分割して示す図であり、この歯面は、歯形方向に は、歯先の圧力角が歯元の圧力角よりも大きい負の圧力角誤差を設定し、ラック歯 3 6との嚙み合い応力が増す方向の圧力角誤差を与えた上で、中央が凸となる歯形修 正が施され、また歯筋方向には、クラウニングが施された修正歯面形状となっている
[0103] このような歯面形状の修正により、ピ-オン歯 35の歯面における接触応力の分布を 、歯筋方向及び歯形方向に均等化することができ、歯面の偏摩耗を防止して歯元強 度の不足を補い、耐久性の向上を図ることができる。なお、前述した歯諸元を有する ピ-オン歯 35において、前記クラウユングの適正量は、中央部での最大値が 10 m 前後であり、前記歯厚誤差の適正量は、歯先部での最大値が 20 m前後である。
[0104] 図 13は、歯面形状修正の効果を調べるベぐ所定の耐久試験の実施後におけるピ 二オン歯 35の歯面の摩耗量を測定した結果を示す図である。図中に白抜きして示す 棒グラフは、前述した歯面形状の修正を行った場合の結果を、また図中にハッチング を施して示す棒グラフは、歯面形状の修正を行わなかった場合の結果を夫々示して おり、更に、図中にクロスハッチを施して示す棒グラフは、歯筋方向のクラウユングの みを実施した場合の結果を示して 、る。
[0105] 図の左側の 3組の棒グラフは、基礎円近傍での歯筋方向の摩耗量の分布を示して おり、左側から順に、ピ-オン軸 31の先端側の歯当たり境界部近傍、ピ-オン軸 31 の歯筋方向の中央部近傍、及びピ-オン軸 31の基端側の歯当たり境界部近傍での 測定値を夫々示してある。これらにより、クラウユングのみを行った場合、摩耗量の総 量は歯面形状修正を行わな力つた場合と同程度であるが、摩耗量の分布が歯筋方 向に均等化されていることが明らかであり、前述した歯面形状修正を行った場合、ク ラウ-ングによる均等化を維持したまま、歯筋方向の全般において摩耗量が大幅に 低減することが明らカゝである。
[0106] 図の右側の 2組の棒グラフは、歯形方向の摩耗量の分布を示しており、左側の 1組 は、歯先近傍での測定値を、右側の 1組は、歯形方向の略中央部での測定値を示し てある。これらにより、前述した歯面形状修正を行った場合、歯形方向においても、ク ラウ-ングによる均等効果を維持したまま摩耗量を大幅に低減することが可能となる
[0107] なお以上の説明においては、歯形方向に、ラック歯 36とピ-オン歯 35との嚙み合 い応力が増す方向の圧力角誤差を、歯先の圧力角が歯元の圧力角よりも大きい負 の圧力角誤差を与えて実現しているが、歯元の圧力角が歯先の圧力角よりも大きい 正の圧力角誤差を与えることによつても前記嚙み合い応力の増加を実現することが できる。
[0108] [2. 2 減速機]
[2. 2. 1 減速機に関する考察]
従来の電動パワーステアリング装置では、電動モータの回転トルクを、ウォームギヤ を介して操舵軸へ伝達して！/、るのが一般的である。
しかし、ウォームギヤは、回転トルクの伝達効率が 60〜80%と比較的低いことから、 減速比を不変とした場合、所定の回転トルクを伝達するためには出力トルクがより大 きい電動モータが必要となる。したがって、結果的に電動モータの外形が大きくなり、 ステアリング装置全体のコンパクトィ匕が困難であるという問題点があった。そこで、電 動モータの出力軸を操舵軸と略平行になるよう取り付け、回転トルクの伝達効率が比 較的高い平歯車またははすば歯車を使用する減速機が考案されている。
[0109] 平歯車またははすば歯車を減速機に使用した場合、回転トルクの伝達効率は約 95 %と比較的高くなることから、それだけ電動モータの出力トルクを減じることができ、電 動モータの外形の肥大化を抑制することで、ステアリング装置全体をコンパクトにする ことが可能となる。
[0110] しかし、例えば平歯車を使用する減速機を用いる場合、電動モータの出力軸に設 けられる歯車と、該歯車に嚙合する操舵軸に取り付けられた歯車の 1段構成で必要 な減速比を得ようとすると、操舵軸側歯車のピッチ円が大きくなり、ステアリング装置 全体としてコンパクトィ匕を図ることが困難であるという状況は改善されない。
[0111] 一方、平歯車を用いた減速機として、 1段構成の減速機ではなぐ例えば中間ギヤ を介在させた多段構成の減速機を用いる場合、ステアリング装置全体としてコンパク ト化を図ることはできるが、バックラッシの増加による心地よい操舵フィーリングの減退 や、減速機の構造の複雑ィ匕に伴うコストアップが生じる等、新たな問題点が生じる。
[0112] 斯かる問題点を解決するために、先行技術 12では、高い減速比に設定された一対 の平歯車、またははすば歯車で構成された減速機をハウジング内に収納し、電動モ ータを操舵軸が収納されるハウジングに近接して設けることで、電動モータ及び減速 機を配置したステアリング装置全体をコンパクトにしている。
[0113] 先行技術 12の電動パワーステアリング装置では、通常のインボリユート歯形では歯 車の強度の確保が困難であることから、所定の特殊理論に基づいた歯形を用いるこ とで、歯面強度を確保している。
[0114] しかし、先行技術 12のような特殊理論に基づいた歯形は、構造上実際に製造する ことは困難であり、量産工程において高品質の減速機を安定して供給することができ る力否かが問題となる。すなわち、特殊理論に基づいた歯形を用いていることから、 減速機の性能は歯車のァライメント誤差の影響を強く受けやすい。したがって、量産 工程で高い加工精度及び組立精度が要求される。また、既存の製造設備では加工 できない、加工精度の検査方法が確立されていない等、実際に量産工程に移行する には多くの課題が残されている。
[0115] そこで、一対の平歯車またははすば歯車で構成された場合であっても所定の減速 比を実現し、簡易な構造で十分な歯車強度を確保するには、次の構成が好ましい
[0116] すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、電動モータの回転トルクを、該 電動モータの出力軸に設けた駆動歯車及び操舵軸に設けた従動歯車で該操舵軸 へ伝達し、減速比が 3以上である電動パワーステアリング装置において、前記操舵軸 と前記電動モータの出力軸とが略平行に配置され、両軸の軸間距離は 35mm以上 8 5mm以下であり、前記駆動歯車は、歯数が 6以上 15以下、モジュールが 0. 8以上 1 . 5以下、歯丈がモジュールの 2. 6倍以下、圧力角が 20度以上 30度以下、振れ角 力 SO度以上 40度以下であることを特徴とする。
[0117] この電動パワーステアリング装置では、操舵軸と電動モータの出力軸とが略平行で ある一対の歯車を用いることから、回転トルクの伝達効率が高ぐステアリング装置全 体としてコンパクトに配置できる。また、上述した諸元寸法により、所定の特殊理論に 基づ 、た歯形を用いることなく、通常の製造工程で製造可能な歯車を用いた場合で あってもトロコイド干渉クリアランス、歯先の歯厚、及び歯面応力の適正値を確保する ことが可能となる。
[0118] また、前記駆動歯車及び前記従動歯車の一方、または両方の歯車で、歯車の歯先 力 歯元にかけて圧力角が増加するよう歯形を形成したインボリユート歯車を用いる のが好ましい。歯車の歯先から歯元にかけて圧力角が増加するよう歯形を形成したィ ンボリュート歯車を用いることにより、最大トルク負荷時の歯元応力を軽減することが でき、歯車の耐久性を確保することが可能となる。
[0119] また、前記駆動歯車及び前記従動歯車の一方、または両方の歯車において、歯筋 方向にクラウ-ング処理を施したインボリユート歯車を用いるのが好まし 、。歯筋方向 にクラウ-ング処理を施したインボリユート歯車を用いることから、歯面応力が緩和さ れる。これにより、定格負荷条件下での連続運転を行う場合であっても、歯車の耐久 性を確保することが可能となる。
[0120] 上記構成によれば、操舵軸と電動モータの出力軸とが略平行である一対の歯車を 用いることから、回転トルクの伝達効率が高ぐ全体としてコンパクトに配置された電 動パワーステアリング装置とすることができる。また、上述した諸元寸法により、所定の 特殊理論に基づいた歯形を用いることなぐトロコイド干渉クリアランス、歯先の歯厚、 及び歯面応力の適正値を確保することが可能となる。
[0121] [2. 2. 2 減速機の好ましい形態]
図 1に示すように、減速機 8は、操舵軸 2の出力軸 24に設けられた大歯車 (従動歯 車) 81と、電動モータ 9の出力軸 91に設けられた小歯車 (駆動歯車) 82とを備えた平 歯車またははすば歯車によって構成される。平歯車またははすば歯車を用いること により、電動モータ 9を操舵軸 2と略平行となるよう配置することができる。しかし、操舵 軸 2と電動モータ 9の出力軸 91との軸間距離 Lに応じて、電動モータ 9の外形寸法に レイアウト上の物理的な制約が生じる。例えば、レイアウト上の制約より、電動モータ 9 の最大許容外形寸法は、直径 73mm、高さ 95mmとなる。この場合、操舵軸回りの 操舵補助トルクとして 35Nm以上の回転トルクを確保するため、定格トルクを 4Nm、 軸間距離 Lを 55mmとして、減速比は 10前後（9. 7)に設定される。減速比は、具体 的には、 11〜8程度が好ましぐさらには 10〜9程度が好ましい。
[0122] 図 14は、操舵軸 2と電動モータ 9の出力軸との軸間拒離 Lを 55mm、減速比を 10、 捩れ角 13を 25度とした場合の、小歯車 82、の歯数 Zと小歯車 82のモジュール mとの 関係を示す図である。小歯車 82のピッチ円の直径 d ( =ZXm)は 8〜10mm程度で あるが、歯数が極端に多い、または極端に少ない状況を回避すベぐ歯数 Zは 6以上 15以下、モジュール mは 0. 8以上 1. 5以下が実用に耐える範囲である。
[0123] 次に、歯車の製造誤差と、定格負荷運転を実施する場合の歯車の歯の弾性変形 量を考慮し、トロコイド干渉クリアランス、歯先の歯厚を適正値とすべく圧力角 αを選 定する。図 15は、歯数 Ζが 10、モジュール mが 0. 95であり、歯丈 hがモジュール mの 2. 25倍である場合の、小歯車 82の圧力角 ocとトロコイド干渉クリアランス、及び歯先 の歯厚との関係を示す図である。図 15で丸印はトロコイド干渉クリアランスを、四角印 は歯先の歯厚をモジュール値で除算した値を、夫々示す。
[0124] トロコイド干渉が発生するのを回避するためには、トロコイド干渉クリアランスは 0. 3 mm以上必要である。図 15に示すように、圧力角 oc力 (日本工業規格)で標準値 として定められている 20度以上で 35度以下である場合には、トロコイド干渉クリアラン スは圧力角 αが 23度以上の領域で 0. 3mm以上になるので、トロコイド干渉は発生 しない。一方、歯先強度を確保するためには、歯先の歯厚はモジュール mの 0. 3倍 以上必要である。図 15に示すように、歯先の歯厚がモジュール mの 0. 3倍以上であ るためには、圧力角 exは 27度以下とする必要がある。なお、振れ角 βは 0度以上 40 度以下が実用域である。 [0125] また、小歯車 82及び大歯車 81の材質として鋼材を用いる場合、補助回転トルク〖こ より生じる小歯車 82の歯に直角な方向の接線荷重 Pに対する歯面応力 σ は、次式 η Η を用いて近似的に求めることができる。
[0126] [数 13]
Figure imgf000038_0001
[0127] なお、式（31)にお 、て、 Eは歯車の材料 (本実施の形態では鋼材)の縦弾性係数 を、 ε は歯車の正面嚙合い率を、 bは小歯車 82の歯幅を、 dは小歯車 82の嚙合い
S b
ピッチ円直径を、 a は小歯車 82の嚙合い圧力角を、 β は小歯車 82の基礎円筒捩 b g
れ角を、 Zは小歯車 82の歯数を、 Zは大歯車 81の歯数を、 Nは歯幅の有効度を、
1 2 b それぞれ示している。
[0128] 図 16は、式（31)で、 Eを 206000NZmm2、 Pを 946N、 bを 14mm、 Zを 10、 Z n 1 2 を 97、 mを 0. 95、圧力角 を 25度、捩れ角 βを 25度、 dを 10. 308mm, a を 25 b b
. 283度、 β を 22. 521度、 Νを 0. 995とした場合の、 /J、歯車 82の歯丈 hに対する g b
歯面応力 σ及び歯先の歯厚の関係を示す図である。図 16で丸印は歯面応力を、 四角印は歯先の歯厚をモジュール値で除算した値を、夫々示す。
[0129] 歯面応力 σ の目標値を、自動車の動力伝達系歯車の設計上の閾値 1760NZm
H
m2以下とし、歯先の歯厚の目標値を、モジュール mの 0. 3倍以上とした場合、図 16 からも明らかなように、歯丈 hをモジュール mの 2. 4倍以下とした場合に、両方の条件 を同時に満たすことができる。
[0130] 図 17は、本発明の実施の形態に係る電動パワーステアリング装置に使用する減速 機 8の歯面形状の説明図である。歯元強度の低下を補うため、大歯車 81もしくは小 歯車 82のいずれか、または一対の歯車の双方の歯面形状を図 17に示す形態で形 成する。図 17では、小歯車 82の歯面を縦横にメッシュ分割して示す。歯形方向は、 歯先の圧力角が歯元の圧力角よりも大きくなるよう負の圧力角誤差を設け、相互の嚙 合い応力が増加する方向に、すなわち中央部分が凸となるよう歯面形状を形成する 。また歯筋方向にはクラウニング処理を施し、歯筋方向にも中央部分が凸となるよう 歯面形状を形成する。
[0131] 斯かる歯面形状とすることで、減速機 8に使用する小歯車 82の歯面における接触 応力の分布を、歯形方向及び歯筋方向に均等化することができ、歯面の偏磨耗を防 止して歯元強度の不足を補い、耐久性の向上に寄与することが可能となる。
[0132] この減速機 8では、耐久性の面力らも、ノ ックラッシを許容している力 ノ ックラッシ は非線形のむだ時間要素であり、また歯打ち音の要因ともなるため、極力小さくする のが望ましい。この点を踏まえ、加工および組立精度を考慮して、ノ ックラッシを極力 小さくしつつも許容した。ノ ックラッシを許容することで同時に摩擦が大幅に低減され た。
このようなアシストモータ 9用の 1段はすば歯車減速機 8において、操舵軸 2回りのト ルクを測定する試験を行った結果、図 18に示すように必要な回転トルクは 0. 26Nm 程度であった。
この回転トルクは、小歯車 82と大歯車 81との間の嚙み合い摩擦の操舵軸回りのト ルク換算値に相当するものであり、この減速機 8によれば、嚙み合い摩擦を低く抑え ることが可能となる。具体的には、 0. 6Nm以下の摩擦にすることが可能である。なお 、両歯車 81, 82の嚙み合い摩擦の操舵軸回りのトルク換算値の上限としては、 0. 5 Nmが好ましぐさらには 0. 4Nmが好ましぐさらには 0. 3Nmが好ましぐさらには 0 . 2Nmが好ましい。同値の下限としては、 0. INmが好ましい。
減速機 8からモータ 9の間に存在する摩擦は、アシスト時と非アシスト時の引き摺り 感に差を生じさせるため、極力小さいのが望ましぐ上記程度の値であれば、好まし V、操舵フィーリングを得る観点からは、十分に小さ!/、ものとなる。
[0133] また、前記 1段はすば歯車減速機 8の効率は、図 19に示すように、 90%以上が確 保され、具体的には 97%に達することができた。減速機 8の効率が向上したことによ り、モータへの負荷が大幅に軽減された。
[0134] [2. 3 ステアリングギヤ及び減速機の摩擦に関する考察]
摩擦は、入力周波数に依存せず、正逆いずれの入力に対しても一定の抵抗として 作用し、トルク伝達効率低下の主要因子である。操舵フィーリング上は常に引き摺り 感として現れる。一方で、外乱に対してはフィルタ効果を呈することからフィルタ効果 の観点力もみると摩擦がある程度大きくてもよいが、摩擦が大きいと必要な路面情報 までも遮断してしまう。
力かる観点からは、ステアリングギヤ 3の摩擦と減速機 8の摩擦の和の上限値として は、 INm以下とするのが好ましぐさらには 0. 9Nmが好ましぐさらには、 0. 8Nmが 好ましい。また、この和の下限値としては、 0. 5Nmが好ましぐさらには、 0. 6Nmが 好ましい。
この程度に小さ 、摩擦であれば、操舵機構 A全体としても電子制御システムに適し た素直さを有する系が得られる。
[0135] [3.操舵アシスト用モータについて；ロータ慣性]
操舵アシスト用のモータ 9は、 3相ブラシレスモータであり、具体的には、永久磁石 の SN各極が周方向に並ぶロータを内部に有するブラシレスモータによりなる。
操舵アシスト用モータ 9のトルク伝達効率を低下させる要素としては、モータのロスト ルク、コギングトルク、ロータ慣性が挙げられる。なお、コギングトルクは、モータにお ける極数やスロット数などの構造上の原因で生じるトルクムラである。
これらの要素は、モータのトルク伝達効率を向上させるため、小さい値であるのが好 ましい。具体的には、ロストルクは、 0. 35Nm以下 (操舵軸回り換算値）、コギングトル クは 0. 12Nm以下 (操舵軸回り換算値）、ロータ慣性は 0. 012kgm2以下 (操舵軸回 り換算値)であるのが好ま 、。
なお、ロストルクとコギングトルクは、モータ 9のトルク伝達効率を低下させる要因とも なるため、これらも小さく抑えるのが好ましい。この観点からは、ステアリングギヤ 3の 摩擦、減速機 8の摩擦、モータ 9のロストルク、モータ 9のコギングトルクの総和（操舵 軸回り換算値)の上限としては、 1. 35Nmが好ましい。また、当該総和の下限として は 0. 5Nmが好ましぐさらには 0. 6Nmが好ましい。また、当該総和は、 1. 2Nm程 度であるのが好ましい。
[0136] 本実施形態では、モータ 9として、 SN各極が 5対 (合計 10極)でかつステータが 4対
(UVW3相で合計 12スロット）のもの、すなわち 10極 12スロットのものを採用した。図 20は、この 10極 12スロットのモータの特性曲線（コギングトルク曲線）を示している。 ただし、このモータ特性曲線は、モータ出力軸回りのものである。
図 20に示すように、 10極 12スロットのモータ 9では、ロストルクが約 0. 02Nm (モー タ出力軸回り）であり、コギングトルクが約 0. 008Nm (モータ出力軸回り）である。な お、図 20の波形の P— P (Peak to Peak)最低値が 0. 016Nmであり、 P— P最高値が 0. 024Nmである。
これらの、モータ出力軸回りのロストルク及びコギングトルクを操舵軸回りの値に換 算すると、ロストルク（操舵軸回り換算値） =0. 02NmXコラム減速比 9. 7 = 0. 19N mであり、コギングトルク（操舵軸回り換算値） =0. 008Nm Xコラム減速比 9. 7 = 0. 08Nmであり、トルク伝達効率を高くするためのロストルクとコギングトルクの上記上限 値より小さくなつていることがわかる。
また、 10極 12スロットと同様に、ロストルクを 0. 35Nm以下、コギングトルクを 0. 12 Nm以下にできるものとしては、 8極 12スロット、 14極 12スロット、 12極 18スロット、 10 極 15スロットなどが確認できた。
[0137] 記述のように本実施形態では、ステアリングギヤの摩擦、減速機の摩擦、モータの ロストルク、モータのコギングトルクと!/、つたトルク伝達効率を低下させる要素が小さく なっているため、大出力モータや高減速比の減速機を用いる必要がない。よって、比 較的出力が小さぐロータ慣性が小さいモータ 9であっても必要なアシストトルクを得 ることがでさる。
この程度に小さいロータ慣性であれば、機械系が低慣性の素直なものとなり、慣性 感が少ない良好な操舵フィーリングが得られる。
なお、モータ 9は、操舵軸 2に対して平行かつ鉛直下方に配置されているため、モ ータ 9に作用する操舵軸 2回りの慣性力及び左右差が低減されている。
[0138] [4.モータドライブ回路 (駆動回路）について]
[4. 1 モータドライブ回路に関する考察]
ブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置では、通常、モータドライブ 回路 (以下、「駆動回路」ということもある）が故障した場合に、必要に応じてモータドラ イブ回路とモータとを電気的に切り離すための開閉手段 (典型的にはリレー）が設け られている。この場合、コストやスペースの制約から、リレー等の開閉手段の個数はで きるだけ少な 、方が好まし 、ので、モータドライブ回路力もモータに供給される電流 を遮断するのに必要な最低限の個数の開閉手段が使用されている。例えば 3相のブ ラシレスモータを使用した電動パワーステアリング装置では、ドライブ回路からモータ に供給される 3相の電流のうち 2相の電流の供給を遮断するために 2個の開閉手段と してのリレーが使用される。
[0139] 上記のように開閉手段として使用されるリレーの個数を最低限にした構成では、ブ ラシレスモータと駆動回路との間の各相の電流経路においてリレーが介在する相と 介在しない相とが存在する。このため、ブラシレスモータと駆動回路とからなるモータ •駆動回路系における抵抗成分について相間で差が生じ、このような回路構成を有 する電動パワーステアリング装置では、ブラシレスモータに印加すべき相電圧 (指令 値)を入力とし当該モータに実際に流れる相電流を出力とする伝達要素としてのモー タ '駆動回路系のゲインや位相が相間で異なることになる。その結果、ブラシレスモー タの各相について制御上で等しい電圧が印加されたとしても、ブラシレスモータに流 れる電流の振幅および位相につき相間で差が生じる。このようなモータ電流の相間 での差は、ブラシレスモータにおいてトルクリップルを発生させる要因となるので、操 舵操作において運転者に違和感を感じさせるとともにトルク伝達効率を低下させるこ とになる。
[0140] そこで、モータ'駆動回路系のゲインや位相の相間での相違に起因するトルクリツ プルを抑えるには、次の構成が好ましい。
すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、車両操舵のための操作に応じ て決定される目標値に基づきブラシレスモータを駆動することにより当該車両のステ ァリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、前記目標 値に基づき、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の指令値を算出する制御演算 手段と、前記指令値に基づいて前記ブラシレスモータを駆動する駆動回路と、前記 ブラシレスモータおよび前記駆動回路を含むモータ'駆動回路系における抵抗成分 の各相間での差が所定値以下になるように、当該モータ'駆動回路系における抵抗 成分を調整する抵抗調整手段とを備えることを特徴とする。 上記構成によれば、モータ'駆動回路系における抵抗成分の各相間での差が所定 値以下となるので、各相についてのモータ'駆動回路系のゲインおよび位相が互い にほぼ等しくなり、その結果、ブラシレスモータのいずれの相についても、同一の相 電圧が印加された場合にはほぼ同一の相電流が流れる。これにより、ブラシレスモー タにおけるトルクリップルを低減し、操舵操作にぉ ヽて運転者に違和感を与えな ヽょ うにすることができ、トルク伝達効率も向上させることができる。
[0141] さらに、前記駆動回路力 前記ブラシレスモータへの電流供給のために前記ブラシ レスモータの相毎に設けられた電流供給経路のうち少なくとも 1つの電流供給経路に 挿入された開閉手段 (例:リレー素子)を備え、前記抵抗調整手段は、前記電流供給 経路の抵抗値の各相間での差が所定値以下となるように、前記開閉手段の閉状態 における抵抗値に応じた抵抗値を有する抵抗であって前記開閉手段が挿入されて V、な 、前記電流供給経路に挿入された抵抗を含むのが好ま 、。
この場合、駆動回路力 ブラシレスモータに電流を供給するための電流供給経路 の抵抗値の各相間での差が所定値以下となるので、モータ'駆動回路系における抵 抗成分の各相間での差が解消または低減される。これにより各相についてのモータ' 駆動回路系のゲインおよび位相を互いにほぼ等しいものとすることで、ブラシレスモ ータにおけるトルクリップルを低減し、操舵操作にぉ ヽて運転者に違和感を与えな ヽ ようにすることができる。
[0142] また、前記駆動回路は、電源側に配置されたスイッチング素子である Hi側スィッチ ング素子と接地点側に配置されたスイッチング素子である Lo側スイッチング素子とか らなる互!ヽに直列に接続されたスイッチング素子対を前記ブラシレスモータの相数だ け並列に接続して構成され、前記 Hi側スイッチング素子と前記 Lo側スイッチング素子 との接続点が前記電流供給経路を介して前記ブラシレスモータに接続されており、 前記抵抗調整手段は、前記電源から前記 Hi側スイッチング素子までの電流経路であ る Hi側電流経路の抵抗値の各相間での差、および Zまたは、前記 Lo側スイッチング 素子から前記接地点までの電流経路である Lo側電流経路の抵抗値の各相間での差 が所定値以下となるように、前記 Hi側電流経路および Zまたは前記 Lo側電流経路の 抵抗値を調整するための抵抗を含むのが好まし 、。 この場合、 Hi側電流経路の抵抗値の各相間での差、および Zまたは、 Lo側電流経 路の抵抗値の各相間での差が所定値以下となるので、モータ'駆動回路系における 抵抗成分の各相間での差が低減または解消される。これにより各相についてのモー タ ·駆動回路系のゲインおよび位相を互いにほぼ等 、ものとすることで、ブラシレス モータにおけるトルクリップルを低減することができる。
[0143] さらにまた、前記抵抗調整手段は、前記電流供給経路の配線および Zまたは前記 駆動回路内の配線のためのバスバーであって、前記モータ'駆動回路系における抵 抗成分の各相間での差が所定値以下になるように断面積および Zまたは長さが調 整されたノ スバーを含むのが好まし!/ヽ。
この場合、配線のためのバスバーの断面積および Zまたは長さが適切に設定され ることでモータ ·駆動回路系における抵抗成分の各相間での差が所定値以下となる。 このため、相間での抵抗調整のための抵抗器等を別途付加する必要がないので、コ スト増を抑えつつモータ'駆動回路系のゲインおよび位相の各相間での差を解消ま たは低減することができる。
[0144] [4. 2 モータドライブ回路の従来技術に関する基礎的検討]
図 23は、電動パワーステアリング装置における電流制御系の構成を示すブロック線 図である。この電流制御系では、モータ 9に流すべき電流の目標値を入力としモータ 9に流れる電流を出力としており、電流目標値とモータ 9に流れる電流の値との偏差 に対して比例積分制御演算（以下「PI制御演算」と 、う）が行われ、それにより決定さ れる電圧がモータ 9に印加される。ここで、ブラシレスモータが使用される場合、当該 モータは、各相につき、 1相分のインダクタンス Lと抵抗 Rとにより決まる 1次遅れ要素と して扱うことができ、その伝達関数は KZ (L- S+R)と表現することができる (Kは定 数)。しかし、実際にはモータや駆動回路の配線抵抗などを含む外部抵抗も存在す るので、これを考慮して駆動回路とモータとを 1つの伝達要素であるモータ'駆動回 路系として扱うことにすると、このモータ'駆動回路系の伝達関数 Gm(s)は次式のよう になる。
Gm (s) =Km/ (L- s+R+R' ) · · · (41)
ここで、 Kmは定数であり、 R'は、モータや駆動回路の配線抵抗等を含む外部抵抗 であ
る。
[0145] モータ'駆動回路系では上記伝達関数 Gm(s)を決定する特性値 L, R, R'のうちモ ータ 9のインダクタンス Lおよび内部抵抗 Rについての各相間での差は、ほとんど無 視できる程度である。しかし、既述のように、開閉手段としてリレーが挿入される場合、 そのリレーは、通常、全ての相について挿入されるわけではないので、外部抵抗 R， にっき相間で差が生じている。また、駆動回路において、電力用 MOSトランジスタ等 のスイッチング素子と電源または接地点との間の配線に使用されるバスバーの長さを 相間で揃えるのが困難であること等により、上記の外部抵抗 R'が相間で相違すること もある。したがって、ブラシレスモータを使用する従来の電動パワーステアリング装置 では、このような外部抵抗 R'の相間での差に起因して、伝達要素としてのモータ'駆 動回路系のゲインや位相が相間で相違する。
[0146] このような相違がモータ'駆動回路系の応答性につき相間で無視できない差異を生 じさせることが、モータ'駆動回路系の周波数特性の測定により確認されている。 すなわち、図 25は、ブラシレスモータを使用した電動パワーステアリング装置にお けるモータ'駆動回路系の周波数特性についての 2つの測定例を示すボード線図で あり、図 25において実線で示す曲線は、第 1の測定例における測定結果としてのゲ イン特性および位相特性を示すものであって、モータの線間のインダクタンス Lが 16 2 [ H]で、線間の内部抵抗 Rが 53 [πι Ω ]で、線間の外部抵抗 R，が 6 [πι Ω ]である ときの、モータ'駆動回路系の線間についての周波数特性を示している。この測定例 における外部抵抗 R，（ = 6 [πιΩ ])には、上記リレー 2個のオン状態の抵抗である接 触抵抗（ = 2 X 1. 5 [πι Ω ])が含まれている。これに対し、図 25において点線で示す 曲線は、第 2の測定例における測定結果としてのゲイン特性および位相特性を示す ものであって、モータ線間のインダクタンス Lが 162[ /ζ Η]で、線間の内部抵抗 Rが 5 3 [πι Ω ]で、線間の外部抵抗 R，が 4. 5 [πι Ω ]であるときの、モータ'駆動回路系の線 間についての周波数特性を示している。この測定例は、リレー（開閉手段）を 1個含ま ない線間を対象とするものであって、この測定例における外部抵抗 R，（=4. 5 [m Q ])には、上記リレー 1個の接触抵抗は含まれていない (他の測定条件は第 1の測定例 と同様である)。これら第 1および第 2の測定例の測定結果を示すボード線図（ゲイン 特性および位相特性)より、リレーの挿入される相と挿入されな 、相との間ではモータ •駆動回路系の応答性 (相電流の振幅および位相）に無視できな 、差が生じることが ゎカゝる。
[0147] そこで本実施形態では、ブラシレスモータを使用した電動パワーステアリング装置 において、モータ'駆動回路系のゲインや位相の各相間での差を解消すベぐモータ •駆動回路系のうちリレーが挿入されていない相に対応する電流経路に適切な抵抗 体を設ける等によりモータ'駆動回路系における抵抗成分の各相間の差を解消また は低減する抵抗調整手段を備えた構成となって ヽる。
[0148] [4. 3 ドライブ回路 (駆動回路)を含む制御装置の全体構成]
図 21は、モータドライブ回路 (モータ駆動回路） 150を含む制御装置 (ECU) 105を 示している。ステアリング装置は、制御装置 105に関連した構成要素として、操舵補 助用の電動モータ（ブラシレスモータ） 9と、モータ 9のロータ回転位置を検出するレゾ ルバなどの位置センサ 112と、トルクセンサ（操舵検出装置） 7と、車速センサ 104と、 を備えている。前記制御装置 105は、センサ 112, 7, 104からのセンサ信号に基づ きモータ 9の駆動を制御する。
トルクセンサ7は、その操作による操！ "它トルクを検出し、操! "它トルクを示す操! "它トルク 信号 Tsを出力する。一方、車速センサ 104は、車両の走行速度である車速を検出し 、車速を示す車速信号 Vsを出力する。制御装置としての ECU105は、それら換舵ト ルク信号 Tsおよび車速信号 Vsと、位置センサ 112によって検出されるロータの回転 位置とに基づいて、モータ 9を駆動する。
前記 ECU105は、車載バッテリ 180からイダ-ッシヨンスィッチを介して電流の供給 を受けるものであり、モータ制御部 120とモータ駆動部 130とリレー駆動回路 170と 2 個の電流検出器 181, 182とを備えている。モータ制御部 120は、マイクロコンピュー タで構成される制御演算手段であって、その内部のメモリに格納された所定のプログ ラムを実行することにより作動する。モータ駆動部 130は、 PWM信号生成回路 140 と駆動回路 150とから構成される。
なお、モータ駆動部 130は、モータ 9の近傍に配置されて、必要最低限の長さの配 線によって当該モータ 9と結線されており、電気抵抗を小さくしている。また、モータ駆 動部 130は、トルクセンサ 7、車速センサ 104、電流検出器 181、モータ位置センサ（ モータ回転角センサ） 112の駆動回路及びインターフェース回路と、モータ制御部（ マイクロコンピュータ等） 120とともに、同一ケース内に収納されており、当該ケースが モータ 9の近傍に配置されて 、る。
[0149] 駆動回路 150は、電源ライン側に配置されモータ 9の U相、 V相、 W相にそれぞれ 対応する電力用スイッチング素子である FET (電界効果トランジスタ） 151H, 152H , 153Hと、接地ライン側に配置されモータ 9の U相、 V相、 W相にそれぞれ対応する 電力用スイッチング素子である FET151L, 152L, 153Lとを備えており、同一相に 対応する電源ライン側 FET (以下「Hi側 FET」と略記する） 15jLと接地ライン側 FET (以下「Lo側 FET」と略記する） 15j Hとが互いに対となるように直列に接続されてい る (j = l, 2, 3)。一般に、 FET151H〜153Hを含む電源ライン側の回路部分は「上 アーム」と呼ばれ、 FET151L〜 153Lを含む接地ライン側の回路部分は「下アーム」 と呼ばれる。上アームと下アームとの各接続点 Nu, Nv, Nwは、モータの各相の端 子 9u, 9v, 9wと電力用のリード線 (具体的にはバスバーで構成される）によって接続 されており、これにより、駆動回路 150からモータ 9に駆動用の電流を供給するため の電流供給経路が相毎に形成されている。そして、 u相に対応する接続点 Nuとモー タ端子 9uとを接続するリード線により形成される電流供給経路 (以下「u相用電流供 給経路」という）にはリレー 191が、 V相に対応する接続点 Nvとモータ端子 9vとを接 続するリード線により形成される電流供給経路 (以下「V相用電流供給経路」という） にはリレー 192力 それぞれ挿入されている。また、駆動回路 150において Hi側 FE T151H〜 153Hのソース端子が互 、に接続される接続点（後述の電源側分岐点）と ノ ッテリ 180との間にもリレー 190が挿入されている。これに対し、 W相に対応する接 続点 Nwとモータ端子 9wとを接続するリード線により形成される電流供給経路 (以下 「w相用電流供給経路」 t 、う）にはリレーが挿入されて 、な!、。
[0150] 2個の電流検出器 181, 182のうち一方の電流検出器 181は、駆動回路 150の接 続点 Nuとモータ端子 161とを繋ぐリード線 (u相用電流供給経路)に流れる u相電流 iu を検出し、他方の電流検出器 182は、駆動回路 150の接続点 Nvとモータ端子 9vと を繋ぐリード線 (V相用電流供給経路）に流れる V相電流 ivを検出する。これらの電流 検出器 181, 182で検出された電流値は、それぞれ u相電流検出値 Iuおよび V相電 流検出値 Ivとしてモータ制御部 120に入力される。
[0151] モータ制御部 120は、トルクセンサ 7で検出された操舵トルクと、車速センサ 104で 検出された車速と、電流検出器 181, 182で検出された u相および V相電流検出値 iu 、 ivとを受け取る。また、モータ制御部 120は、アシストマップと呼ばれる、操舵トルク と目標電流値とを対応づけるテーブルを参照して、操舵トルクと車速とに基づいて、 モータ 9に流すべき目標電流値を決定する。そして、その目標電流値と上記モータ 電流検出値 iu, ivから算出されるモータ電流値との偏差に基づく比例積分演算によ り、モータ 9に印加すべき各相電圧の指令値 V*u, V*v, V*wを算出する。
[0152] このような各相電圧の指令値 V*u, V*v, V*wの算出において、通常、モータ駆動 に関する 3相交流としての電圧および電流力 モータのロータとしての界磁による磁 束の方向の d軸と、 d軸に垂直で d軸から π Ζ2だけ位相の進んだ q軸と力 なる回転 する直交座標系（「d— q座標」と呼ばれる）で表現される。このような d—q座標によれ ば、モータに流すべき電流を d軸成分と q軸成分とからなる直流電流として扱うことが できる。この場合、上記の u相および V相電流検出値 iu, ivから座標変換によってモ ータ電流値の d軸成分および q軸成分が算出された後、上記目標電流値の d軸成分 とモータ電流値の d軸成分との偏差に基づく比例積分演算によって d軸電圧指令値 が算出されると共に、上記目標電流値の q軸成分とモータ電流値の q軸成分との偏差 に基づく比例積分演算によって q軸電圧指令値が算出される。そして、これら d軸およ び q軸電圧指令値力も座標変換によって上記各相電圧の指令値 V*u, V*v, V*w が算出される。
[0153] また、モータ制御部 120は、上記のような各相電圧の指令値 V*u, V*v, V*wを算 出する外、所定の故障検出処理の結果に基づいてリレー駆動回路 70を制御するた めのリレー制御信号をも出力する。
[0154] モータ駆動部 130では、 PWM信号生成回路 140が上記各相電圧の指令値 V*u, V*v, V*wをモータ制御部 120から受け取り、それらの指令値 V*u, V*v, V*wに応 じてデューティ比の変化する PWM信号を生成する。駆動回路 150は、既述のように Hi側 FET151H〜 153Hおよび Lo側 FET151L〜 153Lを用いて構成される PWM 電圧开インバータであって、上記 PWM信号でこれらの FET51H〜 153Hおよび 15 1L〜153Lをオン Zオフさせることにより、モータ 9に印加すべき各相電圧 Vu, Vv, Vwを生成する。これらの各相電圧 Vu, Vv, Vwは、 ECU105から出力されてモータ 9に印カロされる。この電圧印加に応じてモータ 9の各相 u、 v、 wのコイル（不図示）に 電流が流れ、モータ 9はその電流に応じて操舵補助のためのトルク (モータトルク）を 発生させる。
[0155] リレー駆動回路 170は、モータ制御部 120から出力されるリレー制御信号に基づい て動作する。リレー駆動回路 170は、故障が検出された旨を示す信号をモータ制御 部 120から受け取るまでは、リレー 190, 191, 192を閉状態に保ち、モータ駆動部 1 30およびモータ 9への電源供給を続ける。モータ制御部 120における故障検出処理 で故障が検出されると、リレー駆動回路 170は、モータ制御部 120より故障が検出さ れた旨を示す信号を受け取る。これにより、リレー駆動回路 170は、リレー 190, 191 , 192を開状態にし、モータ駆動部 130およびモータ 9への電源供給を遮断する。
[0156] [4. 4 モータ'駆動回路系の要部構成]
本実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、駆動回路 150、ブラシレスモー タ 9、および、それらを接続するリード線等力もなる構成部分であるモータ'駆動回路 系において、抵抗成分についての各相間（u, V, w相の相互の間）での差を解消また は低減するために以下のような構成を備えている。なお、本実施形態においても、こ のモータ'駆動回路系の伝達関数 Gm(s)は、各相につき次式のように表現すること ができる（図 23参照)。
Gm (s) =Km/ (L- s+R+R' ) · '· (42)
ここで、 Kmは定数であり、 R'は、モータ 9や、駆動回路 150、各相用電流供給経路 を形成するリード線の配線抵抗等を含む外部抵抗である。
[0157] 既述のように、駆動回路 150内の接続点 Nuとモータ端子 9uとを接続する u相用電 流供給経路にはリレー 191が挿入され、駆動回路 150内の接続点 Nvとモータ端子 9 Vとを接続する V相用電流供給経路にはリレー 192が挿入されて ヽる力 駆動回路 15 0内の接続点 Nwとモータ端子 9wとを接続する w相用電流供給経路にはリレーが挿 入されていない。
そこで本実施形態では、その w相用電流供給経路に、図 21に示すように、リレー 1 91または 192のオン状態における抵抗値である接触抵抗値にほぼ等しい抵抗値を 有する抵抗体 Raが挿入されて 、る。
[0158] このような抵抗体 Raの挿入により、外部抵抗 R，のうち駆動回路 150とモータ 9との 電気的接続に関わる抵抗成分、すなわち駆動回路 150からモータ 9に電流を供給す るための電流供給経路の抵抗値の u, V, w相の各相間での差が低減または解消さ れる。なお、抵抗体 Raの挿入については、具体的には、それに相当する抵抗器をリ レーの挿入されて!ヽな ヽ w相用電流供給経路に挿入すればょ ヽが、これに代えて、 後述のように w相用電流供給経路としてのリード線を形成するバスバーの断面積 (幅 または厚み）および Zまたは長さを適切に設定することによって上記抵抗体 Raの挿 入を実現してもよい。
[0159] また本実施形態では、上記外部抵抗 R'の各相間での差を解消すベぐ駆動回路 1 50内の配線抵抗についても調整が施されている。すなわち、図 22 (a)に示す 3相電 圧形インバータが駆動回路 150として使用されている場合、電源と Hi側のスィッチン グ素子である FET151H〜 153Hとの間の配線長や、接地点と Lo側のスイッチング 素子である FET151L〜153Lとの間での配線長を相間で揃えるのが困難である。そ こで本実施形態では、電源であるバッテリ 8から Hi側 FET151H〜 153Hへ至る電流 経路のうち Hi側 FET151H〜153Hにそれぞれに向力つて分岐する接続点（以下「 電源側分岐点」という） NH以降のバスバー 155H力 図 22 (b)に示すような形状とな つている。すなわち、バスバー 155Hのうち電源側分岐点 NHから HI側 FET151H のソース端子までの部分の幅 Wl、電源側分岐点 NHから Hi側 FET152Hのソース 端子までの部分の幅 W2、および、電源側分岐点 NHから HI側 FET153Hのソース 端子までの部分の幅 W3力 電源側分岐点NHから3個のHi側FET151H〜153H のソース端子までの配線の抵抗値が互いにほぼ等しくなるように設定されて 、る（通 常は、 W1 =W3 >W2となる）。また、接地点からLo側FET151L〜153Lへ至る電 流経路のうち Lo側 FET 151 L〜 153Lにそれぞれに向力つて分岐する接続点（以下 「接地側分岐点」という） NL以降のバスバー 155Lが、図 22 (c)に示すような形状とな つている。すなわち、バスバー 155Lのうち接地側分岐点 NLから Lo側 FET151Lの ソース端子までの部分の幅 W4、接地側分岐点 NL力も Lo側 FET152Lのソース端 子までの部分の幅 W5、および、接地側分岐点 NL力 Lo側 FET53Lのソース端子 までの部分の幅 W6が、接地側分岐点NLから3個のLo側FET151L〜153Lのソー ス端子までの配線の抵抗値が互いにほぼ等しくなるように設定されて 、る（通常は、 W4=W6 >W5となる）。
[0160] 上記のように駆動回路 150内の配線を形成するバスバーの幅 W1〜W6の設定 (調 整）により、外部抵抗 R'のうち駆動回路 150内の配線に関わる抵抗成分の u, V, w相 の各相間での差が低減または解消される。モータ 9の内部抵抗 Rの相間での差はほ ぼ無視できるので、上記のようにして外部抵抗 R'を各相間で調整することで、モータ •駆動回路系における内部抵抗 Rと外部抵抗 R'の双方を含めた抵抗成分の各相間 での差を所定値以下 (好ましくは 10%、さらに好ましくは 5%以下）とすることができる
[0161] なお、一般にバスバーの厚みや長さを変えることは容易ではな 、ので、本実施形態 では、バスバー 155H, 155Lの幅 W1〜W3, W4〜W6を適切に設定することにより 配線抵抗を各相間で調整している。しかし、幅と共にまたは幅に代えて、バスバー 15 5H、 155Lの厚み (または断面積)および/または長さを調整することにより配線抵 抗を各相間で調整し、これにより駆動回路 150における抵抗成分の各相間での差を 低減または解消するようにしてもょ 、。
[0162] [4. 5 実施形態の駆動回路による作用および効果]
上記のように本実施形態によれば、駆動回路 150からモータ 9に電流を供給するた めの電流供給経路の抵抗値および駆動回路 150内の配線の抵抗値についての各 相間での差が解消または低減され、これによりモータ'駆動回路系における外部抵抗 R'の各相間での差が解消または低減される。そして、モータ 9の内部抵抗 Rやインダ クタンス Lの各相間での相違はほぼ無視できる程度であることから、上記によりモータ •駆動回路系における抵抗成分の各相間での差が解消または低減されるだけでなく 、各相についてのモータ'駆動回路系のゲインおよび位相が互 ヽにほぼ等しくなる。 その結果、 u, V, w相のいずれにおいても、同一の相電圧が印加された場合にはモ ータ 9に略同一の相電流が流れるので、モータ 9におけるトルクリップルを低減するこ とができる。例えば、従来の電動パワーステアリング装置におけるモータトルクのモー タ電気角に対する変化は、図 24において曲線 C1 (細い方の曲線)で示すような波形 となるが、本実施形態によれば、モータトルクのモータ電気角に対する変化は、図 24 にお 、て曲線 C2 (太 、方の曲線)で示すような波形となり、トルクリップルが大幅に低 減されることがわかる。なお、図 24において曲線 C2で示す波形で表されるモータト ルクを出力する例では、モータ'駆動回路系における抵抗成分の各相間での差は 1
%以下となっている。このように本実施形態によれば、モータにおけるトルクリップル を低減し、操舵操作にぉ ヽて運転者に違和感を与えな ヽよう〖こすることができる。
[0163] また、本実施形態によれば、配線のために使用されるバスバーの幅等を適切に設 定することによりモータ'駆動回路系における抵抗成分が調整されることから、相間で の抵抗調整用の抵抗器等を別途付加する必要がない。このため、コストの増大を抑 えつつモータ ·駆動回路系のゲインおよび位相の各相間での差を低減または解消す ることがでさる。
[0164] [4. 6 駆動回路の変形例]
上記実施形態では、モータ'駆動回路系における抵抗成分の各相間での差を低減 または解消すベぐ駆動回路 150からモータ 9に電流を供給するための電流供給経 路のうちリレーが挿入されていない経路に調整用の抵抗体 Raを挿入すると共に（図 2 1)、駆動回路 150内の配線を形成するバスバーの形状を調整した構成（図 22)とな つているが、これに代えて、モータ'駆動回路系における抵抗成分の相間調整のため のこれら 2つの抵抗調整手段のうちいずれか一方のみを採用した構成としてもよい。 例えば、駆動回路 150からモータ 9へ至る全ての電流供給経路にリレーが挿入され ている場合には、駆動回路 150内の配線抵抗についての相間での調整 (例えばバス バーの幅の適切な設定)を施すだけでもよい。また、モータ'駆動回路系における抵 抗成分の各相間での差を低減または解消するための抵抗調整手段であれば、上記 2つの抵抗調整手段以外の他の抵抗調整手段を更に備える構成であってもよい。
[0165] また、上記実施形態では、電動パワーステアリング装置の駆動源として 3相のブラシ レスモータ 9が使用されている力 ブラシレスモータの相数は 3に限定されるものでは なぐ 4相以上のブラシレスモータを使用する電動パワーステアリング装置にも適用可 能である。
[0166] [5.操舵感のリニアリティ]
[5. 1 トルク脈動補償]
[5. 1. 1 モータ 9のトルク脈動に関する考察]
電動モータでは、そのロータ磁石の極数やステータ卷線用のスロット数等のモータ 構成に起因して生じるコギングトルク (機械的リップル)と、誘導起電力波形が理想波 形に対し歪むことによって発生する電気リップルとに大別されるリップル (脈動）が出 力トルクに生じる。このようなモータ出力でのトルクリップルは、上記ステアリング装置 における操舵フィーリングを低下させる要因の一つであり、ゆえに当該ステアリング装 置ではトルクリップルを抑制することが強く望まれている。
そこで、従来装置には、上記スロットのロータ磁石に対向する部分の形状を変更し たり、スキュー角度を調整したりすることにより、トルクリップルを低減しょうとしたものが ある (先行技術 8参照。）。
[0167] 電動パワーステアリング装置の電動モータとして一般に用いられる 3相ブラシレスモ ータでは、歪みをもつ磁界の回転により生じる電流の高次成分に起因して、その出 力トルクにトルクリップル (電気リップル）が表れて、操舵フィーリングの低下を生じるこ とがあった。
したがって、電流高次成分に起因するトルクリップルを抑え、操舵フィーリングのリニ ァリティを向上させるには、次の構成が好ましい。
[0168] すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、操舵部材の操作に応じて電動 モータの目標電流値を決定し、そのモータ動力を操舵機構に付与して操舵補助を行 う電動パワーステアリング装置であって、前記電動モータの回転位置情報と決定され た前記目標電流値とを用いて、当該モータを流れる電流の所定の高次成分に起因 するトルクリップルを打ち消すための電流高次成分用の補償値を決定するトルクリツ プル補償決定手段と、前記トルクリップル補償決定手段力ゝらの補償値を用いて、前記 決定された目標電流値を補正する補正手段と、前記補正手段によって補正された後 の目標電流値に基づき、前記電動モータをフィードバック制御するフィードバック制 御手段とを備えたことを特徴とするものである。
[0169] 上記のように構成された電動パワーステアリング装置では、トルクリップル補償決定 手段が、電動モータの回転位置情報と、操舵部材の操作に応じて決定された目標電 流値とを用いることにより、その目標電流値の電流が当該モータに供給されたときに 、その電流の所定の高次成分によって発生するトルクリップルを予期し、この予期し たトルクリップルを打ち消すための電流高次成分用の補償値を決定して 、る。また、 上記フィードバック制御手段は、補正手段がトルクリップル補償決定手段力もの補償 値を基に補正した目標電流値に基づき電動モータをフィードバック制御するので、当 該制御手段が補正後の目標電流値の電流を供給させたときに上記所定の電流高次 成分が取り除かれた状態で当該モータへの電流供給が行われて、電流高次成分に 起因するトルクリップルを抑えることができる。
[0170] また、上記電動パワーステアリング装置にぉ 、て、前記トルクリップル補償決定手段 は、前記決定された目標電流値に応じて、前記電流高次成分用の補償値を変化さ せることが好ましい。
この場合、上記の補償値がモータ負荷に応じて変化されることとなり、モータ負荷が 変化したときでも、フィードバック制御手段はより適切な補償値にて補正された目標 電流値を用いて電動モータを制御することができ、操舵フィーリング低下をより確実 に防ぐことができる。
[0171] また、上記電動パワーステアリング装置にぉ 、て、前記トルクリップル補償決定手段 には、前記電流高次成分用の補償値を決定する電流高次歪み補償部に加えて、前 記電動モータの回転位置情報と決定された前記目標電流値とを用いて、当該モータ 内に形成される磁界の歪みに起因するトルクリップルを抑制するための磁界歪み用 の補償値を決定する磁界歪み補償部が設けられてもよい。
この場合、上記電流高次歪み補償部が決定する電流高次成分用の補償値に加え て、磁界歪み補償部が決定する磁界歪み用の補償値を用いて、目標電流値が補正 されることとなり、上記フィードバック制御手段が当該目標電流値の電流を流させたと きに電流高次成分に起因するトルクリップルだけでなく電動モータ内に形成される磁 界歪みに起因するトルクリップルを抑制することができ、これらリップルによる操舵フィ 一リング低下を防ぐことができる。
[0172] また、上記電動パワーステアリング装置において、前記電動モータ及び前記フィー ドバック制御手段を含んだ電流制御系と、前記回転位置情報を基に前記電動モータ の回転速度を検出する回転速度検出手段と、前記回転速度検出手段からの前記電 動モータの回転速度に基づいて、前記電流制御系の周波数特性に依存するゲイン 低下を補償するためのゲイン補償値を求めるゲイン補償演算手段とを備え、前記補 正手段は、前記トルクリップル補償決定手段からの補償値と、前記ゲイン補償演算手 段力ゝらのゲイン補償値とを用いて、前記決定された目標電流値を補正することが好ま しい。
この場合、上記フィードバック制御手段がトルクリップル補償決定手段力ゝらの補償値 とゲイン補償演算手段力 のゲイン補償値とを用いて補正された目標電流値に基づ いて、電動モータをフィードバック制御することとなり、上記電流制御系の周波数特性 に従って、そのモータを流れる電流のゲインがモータ回転速度の増加に応じて低下 するのを補償することができ、当該ゲイン低下に伴って操舵フィーリングが低下する のを抑制することができる。
[0173] また、上記電動パワーステアリング装置において、前記回転速度検出手段からの前 記電動モータの回転速度に基づいて、前記電流制御系の周波数特性に依存する位 相遅れを補償するための位相補償値を求める位相補償演算手段を備え、前記補正 手段は、前記トルクリップル補償決定手段からの補償値と、前記ゲイン補償演算手段 からのゲイン補償値と、前記位相補償演算手段からの位相補償値とを用いて、前記 決定された目標電流値を補正してもよ ヽ。
この場合、上記フィードバック制御手段がトルクリップル補償決定手段力ゝらの補償値 とゲイン補償演算手段力ゝらのゲイン補償値と位相補償演算手段力ゝらの位相補償値と を用いて補正された目標電流値に基づ 、て、電動モータをフィードバック制御するこ ととなり、上記電流制御系の周波数特性に従って、そのモータを流れる電流が誘起 電圧に対してモータ回転速度の増加に応じて位相遅れを生じるのを補償することが でき、当該位相遅れに伴う操舵フィーリング低下を抑制することができる。
[0174] [5. 1. 2 電動モータの構成及びその駆動制御の概要] 上記電動モータ 9は、図 26を参照して、例えば永久磁石を有するロータと、 U相、 V 相、及び W相の各相コイル (ステータ卷線）とを備え、正弦波駆動方式の 3相スター結 線のブラシレスモータにより構成されている。
ここで、このモータ 9において、所望の操舵補助力を発生させるために、各相コイル に供給すべき相電流の目標値、つまり各相コイルに対する電流指令値 i*u、 i*v、及 び i*wは、その供給電流の最大値 (振幅）を I*としたときに次の (41)〜 (43)式で表さ れる。
1 u = 丄 X sin Θ re (4丄ノ
i*v = I* X sin ( 0 re— 2 π Ζ3) —— (42)
i*w = Ι* Χ δίη ( θ Γθ-4 π /3) = —i*u— i*v —— (43)
但し、 0 reは、同図に示すように、例えば U相コイルを基準として時計方向まわりに 正回転する永久磁石（ロータ）の回転角度 (電気角）である。この電気角は、ロータの 回転位置を示す情報であり、当該ロータの実際の回転角度を示す機械角を Θ mとし 、ロータの磁極数を pとしたときに、 Θ re= (p/2) X Θ mで表される。尚、以下の説明 においては、特に明記するとき以外は、角度は電気角を表すものとする。
また、電動モータ 9は、上記 ECU105に含まれた後述のフィードバック制御部 400 によってフィードバック制御されており、さらにこのフィードバック制御では d— q座標が 用いられている。具体的には、上記 d— q座標は、永久磁石による磁束の方向を d軸 とし、この d軸に直交する方向を q軸と規定したものであり、上記磁石回転（回転界磁） と同期して回転する回転座標系である。そして、 ECU105は、電動モータ 9への印加 電圧の指令値を決定する際に、まず上記 (41)〜 (43)式に示した各相コイルでの電 流指令値 i*u、 i*v、及び i*wを、次の (44)及び (45)にそれぞれ表される d軸電流指 令値 i*d及び q軸電流指令値 i*qに変換し、これらの変換した d— q座標の電流指令値 i*d及び i*qに基づき上記印加電圧指令値を決めている。このように、 3相交流座標（ 静止座標）での電流指令値 i*u、 i*v、及び i*wを d— q座標の電流指令値 i*d及び i*q に変換することにより、モータ 9の回転時でも ECU 105はその供給電流を直流量で 制御可能となって、位相遅れの低減等を行いつつ、当該モータ 9の駆動制御を高精 度に実施して所望の操舵補助力を容易に発生させることができる。 i d = 0 —— (44)
i*q = - { /2) XI* —— (45)
[0176] また、電動モータ 9の U相、 V相、及び W相の各相コイルを実際に流れる電流につい ては、電流検出器 181, 182にて U相電流検出値 iu及び V相電流検出値 ivが検出さ れて、それらの検出値 iu及び ivを下記の（46)及び (47)式に代入することで d— q座 標に変換した後の d軸電流検出値 id及び q軸電流検出値 iqが求められるようになって いる。そして、 ECU105では、後に詳述するように、上記 d軸電流指令値 i*d及び q軸 電流指令値 i * qと d軸電流検出値 id及び q軸電流検出値 iqとを用 、たフィードバック制 御が行われる。
id = ^2{ivXsin0re-iuXsin( θ Γβ-2π/3)} (46)
iq = ^2{ivXcos 0re-iuXcos( θ Γβ-2π/3)} (47)
[0177] [5. 1.3 ECUの構成及び動作]
図 27は、 ECU105の詳細な構成例を示すブロック図である。図に示すように、上記 ECU105には、上記トルクセンサ 7からのトルク信号 Tsを入力する位相補償部 213 などの各機能が含まれて 、る
また、図 27において点線で囲む範囲は、電動モータ 9をフィードバック制御するフィ ードバック制御部 400を構成している。また、モータ位置センサ 112とロータ角度位 置検出器 235とが、電動モータ 9の回転位置情報 (電気角）を取得する回転位置情 報取得手段を構成して!/、る。
[0178] ECUのモータ制御部 120を構成するマイコンには、その内部に設けられた不揮発 性のメモリ（図示せず）に予め格納されているプログラムを実行することにより、モータ 制御に必要な所定の演算処理を行う複数の機能ブロックが設けられている。すなわ ち、このマイコンには、図 27に示すように、目標電流値演算部 214、回転方向指定部 215、収斂性補正部 216、加算器 217、磁界歪み補償部 218、電流高次歪み補償 部 219、ロータ角速度演算部 220、カロ算器 221, 222、減算器 223, 224、 d軸電流 PI制御部 225、 q軸電流 PI制御部 226、 d— qZ3相交流座標変換部 227、符号反 転加算器 228、 3相交流 Zd— q座標変換部 229、及び正弦波 ROMテーブル 230 が含まれており、車速センサ 104からの車速信号 Vs等の入力信号を基に所望の操 舵補助力を決定し、この決定した操舵補助力に対応した出力 (指示)信号を上記モ ータ駆動部に与えるモータ制御部を構成して 、る。
また、このモータ制御部 120では、上記磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補 償部 219を有するトルクリップル補償決定部 301が設けられており、この補償決定部 301の演算結果をモータ駆動部への指示信号に反映させることにより、後に詳述す るように、電動モータ 9内に形成される磁界の歪みに起因するトルクリップルと当該モ ータ 9を流れる電流の高次成分に起因するトルクリップルとを低減できるようになって いる。さらに、ロータ角速度演算部 220が、上述の回転位置情報取得手段からの回 転位置情報を基に電動モータ 9の回転速度を検出する回転速度検出手段を構成し ている。
[0179] 上記のように構成された ECU105では、トルクセンサ 7から上記トルク検出信号 Ts を入力すると、上記位相補償部 213がそのトルク検出信号 Tsに位相補償を施して目 標電流値演算部 214に出力する。また、この ECU105は、上記車速センサ 104から 所定のサンプリング周期で出力される車速信号 Vsを入力しており、その入力した車 速信号 Vsは、目標電流値演算部 214及び収斂性補正部 216に与えられている。さ らに、 ECU105では、モータ位置センサ 112からセンサ信号 Srがロータ角度位置検 出器 235に入力されると、このロータ角度位置検出器 235は入力したセンサ信号 Sr に基づいて電動モータ 9の永久磁石（ロータ）の回転位置、つまり上記電気角 0 reを 検出する。そして、ロータ角度位置検出器 235は、検出した電気角 Θ reを示す角度 信号を磁界歪み補償部 218、電流高次歪み補償部 219、ロータ角速度演算部 220 、及び正弦波 ROMテーブル 230に出力する。
[0180] 上記目標電流値演算部 214は、位相補償後のトルク検出信号 Tsと車速信号 Vsと に基づいて、電動モータ 5に供給すべき供給電流の値である目標電流値 Itを求める 。詳細には、この演算部 214には、アシストマップと呼ばれる、操舵軸 2でのトルク、こ のトルクに応じて所望の操舵補助力を発生させるための上記目標電流値 It、及び車 速の関係を示したテーブルが予め格納されている。そして、当該演算部 214は上記ト ルク検出信号 Ts及び車速信号 Vsの各値を入力パラメータとして、上記テーブルを参 照することにより、目標電流値 Itを取得し、回転方向指定部 215及び加算器 217に 出力する。
また、この目標電流値 Itは、上述の (45)式にて示された q軸電流指令値 i*qに相当 するものであり、モータ動力によるアシスト方向を示す符号を有している。つまり、目 標電流値 Itの符号は、モータロータの回転方向を指定しており、例えば正及び負の 場合にそれぞれ操舵部材 1での右方向操舵及び左方向操舵を補助するように電動 モータ 9を回動させることを示して!/、る。
[0181] 上記回転方向指定部 215は、目標電流値演算部 214から入力した目標電流値 It の符号に基づきロータ回転方向を判別し、その回転方向を指定する方向信号 Sdirを 生成して収斂性補正部 216に出力する。この収斂性補正部 216には、上記車速信 号 Vsと、方向信号 Sdirと、上記ロータ角速度演算部 220がロータ角速度位置検出器 235から入力した電気角 Θ reを基に算出したロータ角速度 co reとが入力されており、 当該補正部 216はこれらの入力信号を用いた所定演算を行うことにより、車両収斂 性を確保するための補償電流値 icを求める。そして、この補償電流値 icは、加算器 2 17にて上記目標電流値 Itに加算され、カロ算器 217は、その加算結果を q軸基本電流 指令値 i*q0として出力する。
上記 q軸基本電流指令値 i*q0は、所望の操舵補助力を発生するためのモータ負荷 (つまり、電動モータ 9が発生すべきトルク）に対応する供給電流の基本的な指令値（ 目標電流値)であり、トルクリップル補償決定部 301の磁界歪み補償部 218及び電流 高次歪み補償部 219に同時に与えられるとともに、加算器 222にも出力されて上記 磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償部 219での演算結果が反映されるよう 加算される。
一方、 d軸方向の電流はトルクに関与しないことから、その d軸電流の基本的な指令 値である d軸基本電流指令値 i* dOの値は" 0"であり、 i*dO = 0として加算器 221に設 定入力されている。
[0182] 上記磁界歪み補償部 218は、ロータ角度位置検出器 235からの電動モータ 9の回 転位置情報としての電気角 Θ reと、加算器 217からの q軸基本電流指令値 i*qOとを 用いて、そのモータ 9内に形成される磁界の歪みに起因するトルクリップルを抑制す るための磁界歪み用の補償値を決定している。つまり、磁界歪み補償部 218は、上 記 q軸基本電流指令値 i qOにて指令される電流が電動モータ 9の各相コイルに供給 されたときに、各相コイルに誘起する誘導起電力波形での理想波形に対する歪み（ モータ 9内の磁界の歪み）に起因してモータ出力トルクに表れるトルクリップルを予期 して、予期したトルクリップルが抑制されるように当該 q軸基本電流指令値 i*q0を変更 するための電流の補償値を d軸電流及び q軸電流毎に算出し d軸電流補償値 Δ idl 及び q軸電流補償値 A iqlとして決定している (詳細は後述)。そして、磁界歪み補償 部 218は、対応する加算器 221及び 222に定めた磁界歪み用の d軸電流補償値 A i dl及び q軸電流補償値 Δ iqlを出力する。
また、この磁界歪み補償部 218から出力される d軸電流補償値 Δ idl及び q軸電流 補償値 Δ iqlは、後に詳述するように、電動モータ 9を含んだ後述の電流制御系の周 波数特性に依存するゲイン低下及び位相遅れが極力生じな 、ように補正されて 、る
[0183] また、上記電流高次歪み補償部 219は、上述の電気角 Θ re及び q軸基本電流指令 値 i*q0を用いて、そのモータ 9を流れる電流の所定の高次成分に起因するトルクリツ プルを打ち消すための電流高次成分用の補償値を決定している。つまり、電流高次 歪み補償部 219は、上記 q軸基本電流指令値 i*q0にて指令される電流が電動モー タ 9の各相コイルに供給されたときに、各相コイルを流れる電流の所定の高次成分に よって発生するトルクリップルを予期して、予期したトルクリップルが打ち消されるよう に当該 q軸基本電流指令値 i*q0を変更するための電流の補償値を d軸電流及び q軸 電流毎に算出し d軸電流補償値 Δ id2及び q軸電流補償値 Δ iq2として決定して ヽる ( 詳細は後述)。そして、電流高次歪み補償部 219は、対応する加算器 221及び 222 に定めた電流高次成分用の d軸電流補償値 Δ id2及び q軸電流補償値 Δ iq2を出力 する。
また、電流高次歪み補償部 219から出力される d軸電流補償値 A id2及び q軸電流 補償値 A iq2は、後に詳述するように、電動モータ 9を含んだ上述の電流制御系の周 波数特性に依存するゲイン低下及び位相遅れが極力生じな 、ように補正されて 、る
[0184] 上記加算器 221及び 222は、対応する d軸電流及び q軸電流毎に、トルクリップル 補償決定部 301からの補償値を基に操舵部材 1の操作に応じて決定された目標電 流値を補正する補正手段を構成して!/ヽる。
具体的には、上記加算器 221では、下記の (48)式に示すように、当該加算器 221 に設定された d軸基本電流指令値 i*dOと、磁界歪み補償部 218からの磁界歪み用の d軸電流補償値 Δ idlと、電流高次歪み補償部 219からの電流高次成分用の d軸電 流補償値 A id2との和を求めることにより、トルクリップル補償決定部 301の演算結果 を反映した後の d軸電流指令値 i*dが算出されている。そして、加算器 221は、算出 した d軸電流指令値 i*dをフィードバック制御部 400の減算器 223に出力する。
また、力!]算器 222では、下記の（49)式に示すように、上記加算器 217からの q軸基 本電流指令値 i*qOと、磁界歪み補償部 218からの磁界歪み用の q軸電流補償値 A i qlと、電流高次歪み補償部 219からの電流高次成分用の q軸電流補償値 A iq2との 和を求めることにより、トルクリップル補償決定部 301の演算結果を反映した後の q軸 電流指令値 i*qが算出されている。そして、加算器 222は、算出した q軸電流指令値 i *qをフィードバック制御部 400の減算器 224に出力する。
i*d = i*dO+ A idl + A id2 —— (48)
i*q = i*qO+ A iql + A iq2 —— (49)
上記減算器 223には、加算器 221からの d軸電流指令値 i*dに加えて、電動モータ 9に実際に供給されている電流の d軸電流に換算した後の d軸電流検出値 idが 3相交 流 Zd— q座標変換部 229から入力されている。同様に、上記減算器 224には、加算 器 222からの q軸電流指令値 i*qに加えて、電動モータ 9に実際に供給されている電 流の q軸電流に換算した後の q軸電流検出値 iqが 3相交流 Zd— q座標変換部 229 力 入力されている。
詳細にいえば、 3相交流 Zd— q座標変換部 229には、上記 V相電流検出器 182 及び U相電流検出器 181によってそれぞれ検出された V相電流検出値 iv及び U相 電流検出値 iuが検出電流値補正部 250 (詳細は後述）を介して入力されて!ヽる。さら に、この変換部 229には、上記検出電流が流されているときでの上記電気角 Θ reの sin値が正弦波 ROMテーブル 230から入力されて!、る。この正弦波 ROMテーブル 2 30は、角度 Θとその角度 Θの sin値とを互いに関連付けて記憶しており、上記ロータ 角度位置検出器 235から電気角 Θ reを入力したときにその sin値を上記 d—qZ3相 交流座標変換部 227及び 3相交流 Zd—q座標変換部 229に直ちに出力するように なっている。
そして、この 3相交流 Zd— q座標変換部 229は、入力した U相電流検出値 iu、 V相 電流検出値 iv、及び sin値と、上述の（46)及び (47)式とを用いて、上記 d軸電流検 出値 id ( = 2 { iv X sin 0 re— iu X sin ( 0 re— 2 π Z3) } )及び q軸電流検出値 iq ( = 2{ivX cos 0 re— iu X cos ( 0 re— 2 π Ζ3) })を算出して対応する減算器 223、 22 4に出力する。
[0186] また、上記減算器 223は、入力した d軸電流指令値 i*dと d軸電流検出値 idとを減算 することにより、これらの入力値の偏差である d軸電流偏差 ed ( = i* d— id)を求めてい る。同様に、減算器 224は、入力した q軸電流指令値 i*qと q軸電流検出値 iqとを減算 することにより、これらの入力値の偏差である q軸電流偏差 eq ( = i* q— iq)を求めてい る。そして、これらの減算器 223、 224は、求めた d軸電流偏差 ed及び q軸電流偏差 e qを d軸電流 PI制御部 225及び q軸電流 PI制御部 226にそれぞれ出力する。
上記 d軸電流 PI制御部 225及び q軸電流 PI制御部 226は、次の（50)及び（51)式 に、対応する減算器 223、 224からの d軸電流偏差 ed及び q軸電流偏差 eqをそれぞ れ代入することにより、 d軸電圧指令値 v*d及び q軸電圧指令値 v*qを算出し、それら 算出値を d—qZ3相交流座標変換部 227に出力する。
v*d = Kp{ed+ (1/Ti) J (ed) dt} ——（50)
v*q = Kp{eq+ (1/Ti) J (eq) dt} —— (51)
但し、上記 Kp及び Tiは、それぞれ比例ゲイン及び積分時間であり、モータ特性な どに応じて d軸電流 PI制御部 225及び q軸電流 PI制御部 226に予め設定された値で ある。
[0187] 上記 d—qZ3相交流座標変換部 227には、非干渉ィ匕された d軸電流 PI制御部 22 5からの d軸電圧指令値 v*d、 q軸電流 PI制御部 226からの非干渉化された q軸電圧 指令値 v*q、及び正弦波 ROMテーブル 230からの sin値が入力されている。そして、 この変換部 27は、次に示す（52)及び（53)式を用いて、 d—q座標上の印加電圧指 令値である上記 d軸電圧指令値 v*d及び q軸電圧指令値 v*qを、 3相交流座標上の 同指令値である U相電圧指令値 v*uと V相電圧指令値 v*vとに変換して、上記 3相 P WM生成回路（3相 PWM変調回路） 140に出力する。また、この変換部 227の出力 値は符号反転加算器 228に入力されるようになっており、この符号反転加算器 228 は下記の（54)式を用いて、上記の U相電圧指令値 v*u及び V相電圧指令値 v*vか ら W相電圧指令値 v*wを求めて、 3相 PWM生成回路 140に出力する。
v*u = {2/3) {v*d X cos Θ re-v*q X sin θ re} —— (52)
ν*ν = (2/3) {v*d X cos ( θ re- 2 π /3) - v*q X sin ( Θ re- 2 π /3) }
— (53)
ν w = —v u— v v (,54；
[0188] 上記 3相 PWM生成回路 140は、上記の U相電圧指令値 v*u、 V相電圧指令値 v*v 、及び W相電圧指令値 v*wにそれぞれ対応したデューティ比の PWM信号 Su、 Sv、 及び Swを生成して、モータ駆動回路 150に出力する。
上記モータ駆動回路 150は、 MOSFETなどの電力用スイッチング素子を用いたブ リッジ回路を有する PWM電圧形インバータを含んだものであり、各スイッチング素子 を上記 PWM信号 Su、 Sv、及び Swに従ってオン Zオフ動作させることにより、電動モ ータ 9の U相、 V相、及び W相の各相コイル（図 26)にバッテリ 180からの電圧が印加 される。これにより、電動モータ 9では、その各相コイルに電流が流れて、当該モータ 9はその電流に応じたトルク Tmを生じ操舵補助力として上記操舵機構に付与する。 また、このように電動モータ 9が駆動されると、フィードバック制御部 400では、上記 d 軸電流検出値 id及び q軸電流検出値 iqがそれぞれ d軸電流指令値 i*d及び q軸電流 指令値 i*qに等しくなるように当該モータ 9をフィードバック制御することで所望の操舵 補助力にて操舵補助が行われる。
[0189] [5. 1. 4 電流制御系の構成及びその周波数特性]
また、本実施形態では、図 27において、上記フィードバック制御部 400と、その制 御対象の電動モータ 9、及びモータ位置センサ 112とにより、フィードバックループを 有する上記電流制御系が構成されている。この電流制御系では、上記モータ 9内に 設置されたコイルのインピーダンスなどに規定される周波数特性を有して 、る。また、 電流制御系では、 d軸電流指令値 i*d及び d軸電流検出値 idをそれぞれ入力及び出 力とする d軸電流のフィードバックループと、 q軸電流指令値 i*q及び q軸電流検出値 i qをそれぞれ入力及び出力とする q軸電流のフィードバックループとのいずれの閉ル ープの場合も、その伝達関数に対するボード線図は、例えば図 30にて示されるもの となる。すなわち、この電流制御系では、実用的な周波数範囲において、周波数が 増大するにつれて、図 30の実線に示すように、ゲインが l (dB = 0)力も低下する。ま た、位相遅れは、同図に点線にて示すように、周波数が増大するにつれて、大きくな る。このような電流制御系の周波数特性の影響を抑えるために、上記トルクリップル補 償決定部 301では、磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償部 219の各部に おいて、図 30に実線及び点線にて示したデータがテーブルィ匕されて、後述の周波 数特性マップとして保持されており、各部の出力補償値は、当該周波数特性に依存 するゲイン低下及び位相遅れが極力生じな 、ように補正されて 、る。
[0190] [5. 1. 5 磁界歪み補償部の構成及びその動作]
図 28は、図 27に示した磁界歪み補償部の具体的な構成例を示すブロック図である 。図に示すように、上記磁界歪み補償部 218には、周波数算出部 236、ゲイン'位相 決定部 237、減算器 238、磁界歪み補償値決定部 239、振幅決定部 240、修正率 算出部 241、及び乗算器 242、 243の機能ブロックが設定されており、マイコンがプ ログラムを実行することにより、上記ブロックは各々所定の演算処理を行うようになつ ている。また、上記周波数算出部 236、ゲイン ·位相決定部 237、及び修正率算出部 241力 電動モータ 9 (図 27)の回転速度に基づいて、上記電流制御系の周波数特 性に依存するゲイン低下を補償するためのゲイン補償値を求めるゲイン補償演算手 段を構成している。また、周波数算出部 236とゲイン'位相決定部 237とは、同モータ 9の回転速度に基づ 、て、上記電流制御系の周波数特性に依存する位相遅れを補 償するための位相補償値を求める位相補償演算手段を兼用している。
[0191] 具体的にいえば、上記周波数算出部 236は、ロータ角速度演算部 220から電動モ ータ 9の電気角換算の回転角速度である上記ロータ角速度 ω reを入力して 、る。そ して、この周波数算出部 236は、入力したロータ角速度 co reを次の（55)式に代入す ることにより、モータ出力に表れる磁界歪みに起因するトルクリップルの周波数 fを算 出する。また、この周波数 fは、電流高次成分歪みに起因するトルクリップルの基本周 波数である。
f = S X ω Γβ/ (2 π ) ——（55)
但し、 Sは、電動モータ 5内のスロット数である。
[0192] 上記ゲイン ·位相決定部 237には、上記ボード線図（図 30)に示した上記電流制御 系の周波数特性に対応した周波数特性マップ 237a (すなわち、図 30に実線及び点 線にて示した周波数とゲイン及び位相との関係を示すデータ）が保持されている。そ して、このゲイン'位相決定部 237は、周波数算出部 236から上記周波数 fを入力し たときに、周波数特性マップ 237aを参照して、入力した周波数 fに応じた電流制御系 のゲイン G及び位相差 Δ Θ eを求めて、修正率算出部 241及び減算器 238にそれぞ れ出力する。また、上述のように、電流制御系では、周波数が増大するにつれて（つ まり、ロータ角速度 co re、ひいては電動モータ 9の回転速度が速くなるにつれて）、ゲ インが 1から低下 Lf立相遅れが大きくなる。
[0193] 上記減算器 238は、上記ロータ角度位置検出器 235 (図 27)から電気角 Θ reを入 力するとともに、ゲイン'位相決定部 237からの位相補償値としての位相差 Δ Θ eを入 力しており、電気角 Θ reから位相差 Δ Θ eを減算処理している。そして、減算器 238 は、その減算処理結果である修正電気角 Θ mre ( = Θ re— Δ Θ e)を磁界歪み補償値 決定部 239に出力する。このように、減算器 238が、位相差 Δ Θ eを用いて、検出さ れた電気角 0 reを修正することにより、上記電流制御系の周波数特性に依存する位 相遅れを補償することができる。
[0194] 上記磁界歪み補償値決定部 239には、上記電気角と、 d軸電流及び q軸電流毎の 磁界歪み補償電流成分の値との関係をテーブルィ匕した磁界歪み補償マップ 239aが 格納されており、この磁界歪み補償マップ 239aを参照することで、当該補償値決定 部 239は入力した修正電気角 Θ mreに対応する磁界歪み用の d軸電流単位補償値 Δ idlO及び q軸電流単位補償値 Δ iqlOを決定して 、る。
[0195] 以下、上記磁界歪み補償マップ 239aの作成方法について、具体的に説明する。
電動モータ 9を無負荷運転したときに当該モータ 9内に形成される磁界の歪み、つ まり無負荷誘導起電力波形がその理想波形に歪みを生じて 、る場合に、各相コイル に正弦波電流である電流 iu、 iv、 iwを供給すると、そのモータ出力には磁界歪みに起 因するトルクリップルが生じる。ここで、無負荷誘導起電力の各相コイルでの瞬時値 e 0u、 e0v、 eOwが既知であれば、モータ 5の出力トルクを一定値（例えば 1 [Nm])とし 上記磁界歪みに起因するトルクリップルを生じさせないような各相コイルの電流 i0u、i 0v、 iOwを決定することができる。例えば、上記出力トルクを一定値 Tとしたときに、そ のような各相コイルの電流 i0u、 i0v、 iOwは、次の（56)、 （57)、及び（58)式にてそれ ぞれ算出することができる。
iOu = { (eOu— eOv) + (eOu— eOw) } X T
/{ (e0u-e0v) 2+ (e0u— e0w) 2+ (eOw—eOv) 2}——（56)
iOv = {T一（eOu— eOw) X iu}Z(eOv— eOw) (57)
iOw = {T- (eOu-eOv) X iu}/ (e0w-e0v) (58)
また、（56)〜（58)式で算出される各相コイルの電流 iOu、 iOv、 iOwを、電気角 Θを 変数とする次の（59)及び (60)式によって d— q座標上の値に変換することにより、上 記磁界歪みに起因するトルクリップルを生じさせずに出力トルクを一定値 Tとするよう な d軸電流値 iOd及び q軸電流値 iOqを算出することができる。
iOd = ^2{iOvX sin 0 -iOu X sin ( θ ~ 2 π /3) } (59)
iOq = ^2{i0vX cos Θ -iOu X cos ( θ ~ 2 π /3) } (60)
上記のように、 d軸電流値 iOd及び q軸電流値 iOqを算出することができるので、磁界 歪み補償マップ 239aを次のようにして作成することができる。
まず、図 31に示すように、電動モータ 9の各相コイルでの無負荷誘導起電力（誘起 電圧）について、そのモータ 9の電気角の値が変化したときでの瞬時値 eOu、 eOv、 e Owの各実測データを取得しておく。そして、これらの各実測データを用いて、モータ 9 が上記磁界歪みに起因するトルクリップルを生じさせることなく単位トルク（1 [Nm])を 出力するのに必要な d軸電流値 iOdl及び q軸電流値 iOqlを上述の（56)〜（60)式に より求める。さらに、無負荷誘導起電力波形が歪んでいない場合に当該モータ 9が上 記単位トルクを出力するのに必要な d軸電流値 i(W2及び q軸電流値 i0q2を求める（尚 、この場合では、出力トルクは q軸電流に比例し、 d軸電流は" 0"とすればよいので、 これら d軸電流値 W2及び q軸電流値 i0q2は上述の各実測データに所定演算を行う ことにより容易に求めることができる。；)。そして、電気角の値毎に、上記 d軸電流値 i Odlと d軸電流値 i0d2との差を求めて上述の d軸電流単位補償値 Δ idl0 (=i0dl -i 0d2)とし、かつ上記 q軸電流値 iOqlと q軸電流値 i0q2との差を求めて上述の q軸電流 単位補償値 Δ iqlO ( = i0ql -i0q2)として、これらの電気角と d軸電流単位補償値 Δ i dlO及び q軸電流単位補償値 A iqlOとを対応付ければよい。この結果、例えば図 32 に示すように、電気角と、この電気角に応じた d軸電流及び q軸電流に変換した後の 磁界歪みを抑制可能な電流成分である上記磁界歪み補償電流成分の値とを示す電 流波形を得ることができ、これらのデータを対応付けたテーブルを磁界歪み補償マツ プ 239aとして作成することができる。
[0197] 上記磁界歪み補償値決定部 239は、上述のように作成された磁界歪み補償マップ 239aを参照することにより、減算器 238から入力した修正電気角 Θ mreに対応する d 軸電流単位補償値 Δ idlO及び q軸電流単位補償値 Δ iqlOを決定し、振幅決定部 24 0に出力する。
上記振幅決定部 240には、磁界歪み補償値決定部 239からの d軸電流単位補償 値 Δ idlO及び q軸電流単位補償値 Δ iqlOに加えて、加算器 217 (図 27)からの所望 の操舵補助力に相当する q軸基本電流指令値 i*q0が入力されている。そして、振幅 決定部 240は、入力した q軸基本電流指令値 i*qOを基に単位トルク当たりの d軸電流 単位補償値 Δ idlO及び q軸電流単位補償値 Δ iqlOに対する乗算値を決定し、それら の乗算処理を行うことにより、上記所望の操舵補助力に応じた d軸電流補償値 Δ idl 1 及び q軸電流補償値 A iqllを求めている。振幅決定部 240は、求めた d軸電流補償 値 Δ idl 1及び q軸電流補償値 Δ iql 1を乗算器 242及び 243にそれぞれ出力する。
[0198] また、上記修正率算出部 241には、ゲイン ·位相決定部 237が決定した上記電流 制御系のゲイン Gが入力されており、この修正率算出部 241は当該ゲイン Gの逆数 1 ZGを算出し上述のゲイン補償値としての修正率 Rmを求める。そして、修正率算出 部 241は、修正率 Rmを乗算器 242及び 243に出力する。
上記乗算器 242は、振幅決定部 240からの d軸電流補償値 Δ idl 1に修正率算出 部 241からの修正率 Rmを乗じることにより、上記磁界歪み補償用の d軸電流補償値 Δ idlを求めて加算器 221 (図 27)に出力する。同様に、乗算器 243は、振幅決定部 240からの q軸電流補償値 Δ iql 1に修正率算出部 41からの修正率 Rmを乗じること により、上記磁界歪み補償用の q軸電流補償値 A iqlを求めて加算器 222 (図 27)に 出力する。このように、乗算器 242及び 243が、修正率 Rmを用いて、 d軸電流補償値 A idll及び q軸電流補償値 A iqllを修正することにより、上記電流制御系の周波数 特性に依存するゲイン低下を補償することができる。
[0199] [5. 1. 6 電流高次歪み補償部の構成及びその動作]
図 29は、図 27に示した電流高次歪み補償部の具体的な構成例を示すブロック図 である。図に示すように、電流高次歪み補償部 219には、周波数算出部 236、ゲイン •位相決定部 237、減算器 238、修正率算出部 241、電流高次歪み補償値決定部 2 44、及び乗算器 245、 246の機能ブロックが設定されており、マイコンがプログラムを 実行することにより、上記ブロックは各々所定の演算処理を行うようになっている。ま た、これらの機能ブロックのうち、周波数算出部 236、ゲイン'位相決定部 237、減算 器 238、及び修正率算出部 241は、上記磁界歪み補償部 218のものと同一演算処 理を実施するよう構成されており、上記電流制御系の周波数特性に依存する位相遅 れ及びゲイン低下を補償するための位相補償値 Δ Θ e及びゲイン補償値 Rmを算出 するようになっている。
[0200] 上記電流高次歪み補償値決定部 244は、上記 q軸基本電流指令値 i*q0と、所定の 高次成分として例えば 5次、 7次、 11次、及び 13次成分の各 1次成分に対するゲイン との関係をテーブル化した電流高次歪み補償マップ 244a、及び上記所定の高次成 分とこれらの各高次成分における 1次成分に対する位相ずれを補償するための修正 値との関係をテーブル化した位相修正マップ 244bを保持している。そして、この電 流高次歪み補償値決定部 244は、減算器 238から上記修正電気角 Θ mre及び加算 器 217 (図 27)から q軸基本電流指令値 i* q0を入力したときに、電流高次歪み補償マ ップ 244a及び位相修正マップ 244bを参照することにより、電流高次歪み用の d軸電 流基本補償値 Δ id21及び q軸電流基本補償値 Δ iq21を決定して 、る。
[0201] ここで、電流高次歪み補償マップ 244a及び位相修正マップ 244bの作成方法につ いて、具体的に説明する。電動モータ 9では、モータ駆動回路 150 (図 27)がノ ッテリ 180からの直流をチヨッパすることで正弦波状の交流を各相コイルに与えていたり、 同駆動回路 150内の上記ブリッジ回路を構成する各スイッチング素子での短絡を防 ぐために微少なデッドタイムを設けて、これらのスイッチング素子を駆動して 、るなど の要因によって、各相コイルを流れる電流では正弦波（基本波）電流成分に第 5、第 7、第 11、及び第 13高調波等の高調波電流成分が重畳している。それ故、各相コィ ルを流れる電流の実測データを予め取得するとともに、その取得した電流値に重畳 する高次成分の各実測値を把握し、それらの各高次成分の実測値に基づ!、て上記 加算器 221、 222での加算処理で各高次成分の電流が相殺されるよう d— q座標に 変換した後の高次成分毎の補償値を決定すればよい。すなわち、上記 d軸電流基本 補償値 Δ id21及び q軸電流基本補償値 Δ iq21は、下記の（61)及び (62)式にてそ れぞれ示すように、第 5次成分の電流を打ち消すための補償値 Aid2-5、 Aiq2-5と、 第 7次成分の電流を打ち消すための補償値 Aid2-7、 Aiq2-7と、第 11次成分の電流 を打ち消すための補償値 Aid2-ll、 Aiq2-llと、第 13次成分の電流を打ち消すた めの補償値 Aid2-13、 Aiq2-13とに分けることができる。
Δίά21 = Δίά2-5+ Δίά2-7+ Δίά2-11+ Δίά2-13 (61)
Aiq21 = Aiq2- 5+ Aiq2- 7+ Aiq2- 11+ Aiq2- 13 (62)
また、上記所定の電流高次成分の各重畳割合は、所望の操舵補助力であるモータ 負荷（出力トルク）、つまり上記 q軸基本電流指令値 i*q0に応じて変化するものであり 、各高次成分の電流位相もまた q軸基本電流指令値 i * q0に応じて 1次成分の電流位 相に対しずれを生じる。さらに、第 5次及び第 7次の電流高次成分は、電動モータ 9 の出力トルクでは第 6次のトルク高次成分として表れることから、上記第 5次電流用の 補償値 Aid2-5、 Aiq2-5及び第 7次電流用の補償値 Aid2-7、 Aiq2-7は、次の（63) 〜（66)式でそれぞれ示される。
Aid2-5 = i5(i*q0) Xsin[6{ Θ ΓΘ+ Θ 5(i*q0)}]—— (63)
Aiq2-5 = i5(i*q0) Xcos[6{ 0re+ Θ 5(i*q0)}]——（64)
Aid2-7 = i7(i*q0) Xsin[6{ 0re+ Θ 7(i*q0)}]——（65)
Aiq2-7 =-i7(i*q0) Xcos[6{ 0re+ Θ 7(i*q0)}]——（66)
また、第 11次及び第 13次の電流高次成分は、電動モータ 9の出力トルクでは第 12 次のトルク高次成分として表れることから、上記第 11次電流用の補償値 Aid2-ll、 Δ iq2-ll及び第 13次電流用の補償値 Aid2-13、 Aiq2-13は、次の（67)〜（70)式で 示される。
A id2-ll =ill (i*q0) X sin[12{ 0 re+ Θ ll (i*q0) }]—— (67)
A iq2-ll =ill (i*q0) X cos[12{ 0 re+ Θ ll (i*q0) }]——（68)
A id2-13=il3 (i*q0) X sin[12{ 0 re+ Θ 13 (i*q0) }]—— (69)
A iq2- 13=— il3 (i*q0) X cos[12{ 0 re+ Θ 13 (i*q0) }]—（70)
[0203] 上記の（63)〜（70)式を用いることにより、第 5、第 7、第 11、及び第 13次電流用の 各補償値を d軸電流及び q軸電流毎に算出することができるので、電流高次歪み補 償マップ 244a及び位相修正マップ 244bを次のようにして作成することができる。 まず、電動モータ 9の出力トルクが変化するようにその供給電流を変化させた場合 での各電流高次成分における 1次成分 (基本波）に対する電流高次成分ゲインにつ いて、その実測データを取得する。これにより、例えば図 34に示すように、各電流高 次成分毎の q軸基本電流指令値 i*qOと電流高次ゲインとの関係を示すグラフを得る ことができる。尚、この図において、各高次電流成分での 4個のプロットは、電動モー タ 9での出力トルクを示しており、図の左力も右側に向かって順に同出力トルクが 1. 0 、 2. 0、 3. 0、及び 4. 0[Nm]の場合を示して!/ヽる。そして、作成したグラフ【こ基づ ヽ て、例えば第 5次電流成分の振幅に相当する上記（63)及び (64)式での i5 (i*qO)の 値と、 q軸基本電流指令値 i*qOの値とを対応付けたテーブルを電流高次歪み補償マ ップ 244aとして作成することができる。
また、上記のように、出力トルク (モータ負荷)を変化させた場合でのモータ供給電 流の測定波形に基づいて、その電流波形に含まれた基本波に対する各高次成分波 の位相ずれの実測データを取得する。そして、その取得データを基に上記位相ずれ を解消するための修正値、例えば第 5次電流成分での修正値として上記（63)及び（ 64)式での 0 5 (i*qO)を決定することができる。そして、この決定した修正値と、 q軸基 本電流指令値 i*qOの値とを対応付けたテーブルを位相修正マップ 244bとして作成 することができる。
[0204] そして、電流高次歪み補償値決定部 244は、ゲイン'位相決定部 237からの位相 補償値 Δ Θ eにて修正された修正電気角 Θ mreが減算器 238から入力され、かつ加 算器 217 (図 27)から q軸基本電流指令値 i*qOが入力されると、上述のように作成さ れた電流高次歪み補償マップ 244a及び位相修正マップ 244bを参照することにより 、入力した修正電気角 Θ mre及び q軸基本電流指令値 i*q0に対応する d軸電流基本 補償値 A id21及び q軸電流基本補償値 A iq21を決定する。そして、電流高次歪み補 償値決定部 244は、 d軸電流基本補償値 Δ id21及び q軸電流基本補償値 Δ iq21を 乗算器 245及び 246にそれぞれ出力して、これらの乗算器 245及び 246にて修正率 算出部 241からのゲイン補償値 Rmが乗算されて、電流高次歪み用の d軸電流補償 値 A id2及び q軸電流補償値 A iq2として対応する加算器 221、 222に出力される。
[0205] 以上のように構成された本実施形態では、電流高次歪み補償部（トルクリップル補 償決定手段） 219が上記修正電気角 Θ mre (回転位置情報）と q軸基本電流指令値 i *q0 (目標電流値)とを用いて、上記 q軸基本電流指令値 i*q0にて指令される電流が 電動モータ 9の各相コイルに供給されたときに、そのモータ 9を流れる電流の第 5、第 7、第 11、及び第 13次成分によって発生するトルクリップルを予期して、予期したトル クリップルが打ち消されるように当該 q軸基本電流指令値 i*q0を変更するための電流 高次歪み用の d軸電流補償値 Δ id2及び q軸電流補償値 Δ iq2を決定して 、る。また 、磁界歪み補償部（トルクリップル補償決定手段） 218が上記修正電気角 Θ mreと q軸 基本電流指令値 i*q0とを用いて、上記 q軸基本電流指令値 i*q0にて指令される電流 が電動モータ 9の各相コイルに供給されたときに、当該モータ 9内の磁界の歪みに起 因してモータ出力トルクに表れるトルクリップルを予期して、予期したトルクリップルが 抑制されるように当該 q軸基本電流指令値 i*q0を変更するための磁界歪み用の d軸 電流補償値 A idl及び q軸電流補償値 A iqlを決定している。そして、加算器 221及 び 222 (補正手段）が、上述の（48)及び (49)式に示したように、決定された d軸電流 補償値 Δ idlと d軸電流補償値 Δ id2及び q軸電流補償値 Δ iqlと q軸電流補償値 Δ i q2とを用いて、対応する d軸電流及び q軸電流の指令値を変更し、フィードバック制御 部 (フィードバック制御手段) 400がこれら変更された指令値に基づき電動モータ 9を 駆動している。この結果、上記目標電流値に基づく電流がモータ 9に流されたときに 、電流高次成分に起因するトルクリップル及び磁界歪みに起因するトルクリップルを 抑制することができ、これらリップルによる操舵フィーリング低下を防ぐことができる。
[0206] また、本実施形態では、磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償部 219の各 部において、周波数算出部 236、ゲイン ·位相決定部 237、及び修正率算出部 241 力 なるゲイン補償演算手段が設けられ、この演算手段が算出したゲイン補償値 (修 正率 Rm)により、磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償部 219の各出力値が 補正されている。これにより、上記電流制御系の周波数特性に従って、そのモータを 流れる電流のゲインがモータ回転速度の増加に応じて低下するのを補償することが でき、当該ゲイン低下に伴って操舵フィーリングが低下するのを抑制することができる
[0207] また、本実施形態では、磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償部 219の各 部において、周波数算出部 236及びゲイン ·位相決定部 237からなる位相補償演算 手段が設けられ、この演算手段が算出した位相補償値 (位相差 Δ Θ e)により、検出さ れた電気角 Θ reが修正されて、上記電流制御系の周波数特性に依存する位相遅れ が補償されている。これにより、電動モータ 9の回転速度が変化したときでも、モータ 9 での供給電流が上記電流制御系の周波数特性に従って、誘起電圧に対する位相遅 れが発生するのを補償することができ、当該位相遅れに伴う操舵フィーリング低下を 抑帘 Uすることができる。
[0208] ここで、電動モータの具体的な出力トルクを示す図 35を参照して、上記トルクリップ ル補償決定手段の効果について具体的に説明する。
フィードバック制御部 400が、磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償部 219 の各出力値を用いずに上述の (48)及び (49)式での各第 1項で示した d軸基本電流 指令値 i*d0及び q軸基本電流指令値 i*q0を用いて電動モータ 9を駆動したときには 、図 35の一点鎖線にて示すように、そのモータ出力トルクには大きいトルクリップルが 表れて大幅に変動した。
また、フィードバック制御部 400が、磁界歪み補償部 218の出力値を用いたとき、つ まり上記 (48)及び (49)式での各第 1及び第 2項の和で指定される目標電流値を用 いて電動モータ 9を駆動したときには、そのモータ出力トルクのうち磁界歪みに起因 するリップル分が排除されて、当該トルクの検出波形は同図の点線に示されるものと なった。
[0209] さらに、フィードバック制御部 400が、磁界歪み補償部 218及び電流高次歪み補償 部 219の各出力値を用いたとき、つまり上記 (48)及び (49)式での各第 1〜第 3項の 和で指定される目標電流値を用いて電動モータ 5を駆動したときには、上記磁界歪 みに起因するリップル分に加え、上記第 5、第 7、第 11、及び第 13次電流成分に起 因するリップル分も取り除かれる。詳細には、モータ出力トルクから上記（63)〜（66) 式にて求められる第 6次のリップル分及び上記（67)〜（70)式にて求められる第 12 次のリップル分が排除されて、当該トルクの検出波形は同図の実線に示すように、変 動が極めて少ない安定したものとなった。すなわち、本実施形態では、図 34に示した ように、 q軸基本電流指令値 i*qO (所望の操舵補助力を発生するためのモータ負荷） が大きくなるにつれて、その電動モータ 9を流れる電流に電流高次成分が重畳し易く 、その重畳した電流高次成分に起因するトルクリップル分も増大して操舵フィーリング の低下を生じ易い装置において、上記トルクリップル分を大きく減衰させることができ る。この結果、比較的大きいアシスト力で操舵補助を行う必要があるステアリング操作 、例えば停止中の車両において、操向車輪のタイヤ角を変更する据え切り操作など のアシスト操作を安定した状態で行わせることができる。
なお、上記の説明では、所定の電流高次成分として、第 5、第 7、第 11、及び第 13 次成分に起因するトルクリップルを打ち消すための補償値を決定する構成について 説明したが、これに限定されるものではなぐ基本波（1次成分）に対し重畳され易い 高調波電流成分、例えば図 34に示したように第 5次及び第 7次電流成分を補償湘 殺)するための補償値を決定する構成でもよ!、。
また、上記の説明では、トルクリップル補償決定部 301の磁界歪み補償部 218及び 電流高次歪み補償部 219内に一部の機能ブロックを共用した上記ゲイン補償演算 手段と位相補償演算手段とを設けた場合について説明したが、これに限定されるも のではな!/、。例えば上記の演算手段をトルクリップル補償決定部 301の各補償部 21 8、 219内に設けることなぐ当該補償決定部 301とフィードバック制御部 400との間 に配置し、各補償部 218、 219がロータ角度位置検出器 235からの電気角 0 reと、 加算器 222からの q軸基本電流指令値 i*qOとを用いて磁界歪み用及び電流高次歪 み用の補償値をそれぞれ決定し、これらの決定値を上記ゲイン補償演算手段が求め たゲイン補償値と位相補償演算手段が求めた位相補償値とで補正してフィードバッ ク制御部 400に指令値として入力させる構成でもよい。
[0211] また、上記の説明では、例えば電流高次歪み補償値決定部 244内に電流高次歪 み補償マップ 244aを格納する構成にっ 、て説明した力 上記（61)〜（70)式に示し た数式をマイコン内に記憶させ、同決定部 244がこれらの数式を用いて演算すること で補償値を決定する構成でもよ 、。
また、上記の説明では、電動モータ 9に 3相ブラシレスモータを使用した場合につい て説明したが、これに限定されるものではなぐ 3相以外の相数のブラシレスモータや ブラシ付きの直流モータなどの他の形式のモータを使用した装置にも適用することが できる。
[0212] [5. 2 不感帯幅]
[5. 2. 1 不感帯に関する考察]
ここでは、操舵トルクの 0を中点とする所定範囲において電動モータを駆動しない 領域である不感帯について説明する。
前記先行技術 13は、操舵速度等の条件によって、不感帯の幅を変更する電動パ ワーステアリング装置を提案して 、る。
上述した従来の電動パワーステアリング装置では、アシスト特性 (操舵補助特性;操 舵トルクとアシストトルク (モータ電流）との関係）における不感帯の幅、及び不感帯と アシスト (操舵補助)領域との境界部での傾きの設定に関して、知見が不十分であつ た。
[0213] 本発明者らは、不感帯の幅が小さ過ぎると、直進走行時にふらつき易くなり、大き過 ぎると、各部で発生する摩擦を感じるようになり、操舵フィーリングが著しく悪くなると いう問題を見出した。また、不感帯力 アシスト領域への境界におけるアシスト特性の 傾きが大き過ぎると、アシスト開始時のトルク変動がコッンという感じでノヽンドルに伝わ り易ぐ小さ過ぎると、上記同様、摩擦による操舵フィーリングの悪ィ匕が顕著になると いう問題も見出した。これらは、電動モータ軸周りの摩擦トルク（ロストルク）力 アシス ト時及び非アシスト時において、どのように操舵フィーリングに影響するかが不明であ つた為に起きる問題である。
[0214] 直進走行時にふらつかず、摩擦感が無ぐ操舵フィーリングを良くするには、次の構 成を採用できる。
すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、操舵部材に接続された上部軸
(入力軸 22)と、舵取機構 (ステアリングギヤ 3)に伝動軸 (例えばユニバーサルジョイ ントを介して上端が下部軸に、下端が舵取機構に回動可能に結合された軸）により結 合された下部軸（出力軸 24)とが連結軸 (例えばトーシヨンバ 23)により連結され、電 動モータが歯車機構 (減速機 8)により前記下部軸（出力軸 24)に連結され、前記操 舵部材に加えられた左右の操舵トルクを前記連結軸の捩れに基づき検出し、検出し た操舵トルクに応じて前記電動モータを駆動して、操舵補助トルクを前記下部軸に与 えると共に、前記操舵トルクの 0を中点とする所定範囲を、前記電動モータを駆動し ない不感帯とする電動パワーステアリング装置において、前記不感帯の片側幅は、 前記舵取機構で生じる摩擦トルクと、前記下部軸及び伝動軸で生じる摩擦トルクとの 合計以下に設定してあることを特徴とする。この場合、直進走行時にふらつかず、摩 擦感が無ぐ操舵フィーリングが良い電動パワーステアリング装置を実現することが出 来る。
[0215] また、アシスト開始時のトルク変動が衝撃とならず、摩擦感が無ぐ操舵フィーリング を良くするには、次の構成を採用できる。すなわち、好ましい電動パワーステアリング 装置は、前記操舵トルクが前記片側幅と前記電動モータ及び歯車機構で生じるロス トルクとの合計と一致するときの操舵補助トルクは、前記ロストルク以下に設定してあ ることを特徴とする。この場合、アシスト開始時のトルク変動が衝撃とならず、摩擦感 が無ぐ操舵フィーリングが良い電動パワーステアリングを実現することが出来る。
[0216] [5. 2. 2 不感帯に関する好ましい実施の形態]
トルクセンサ 7で検出された操舵トルク Tsを受け取った目標電流演算部 124は、ァ シストマップと呼ばれる、操舵トルクと目標電流値とを対応づけるテーブルを参照して 、操舵トルク Ts等に基づいて、モータ 9に流すべき目標電流値 Itを決定する。
目標電流演算部 124 (モータ制御部 120)のアシストマップでは、図 36で示すよう に、操舵トルク信号 Tsが所定の不感帯を超えると、操舵トルク信号 Tsの増加に従つ て目標電流値 Itが比例的に増加し、さらに操舵トルク信号 Tが所定値以上になると目 標電流値 Itが飽和するような関数が、車速検出信号 Vs (Vs :Vl, V2, V3)に応じて 可変的に定められている。但し、 V1<V2<V3 である。前記関数は車速検出信号 VI, V2, V3 'が大となるに従って操舵トルク信号 Tに対する目標電流値 Itの比が小 となると共に、目標電流値 Itの飽和値が小となるようになつている。目標電流演算部 1 24が定めた目標電流値 Itは前記加算器 217へ与えられる。
[0217] 図 37は、図 1に示す電動パワーステアリング装置を模式的に簡略ィ匕して示す模式 図である。この電動パワーステアリング装置は、操舵部材 1 (ノヽンドル）に接続された 上部軸 (入力軸） 22が、下部軸（出力軸） 24とトーシヨンバー 23 (連結軸）により連結 され、出力軸 24は、伝動軸 29により舵取機構 (ステアリングギヤ） 3に結合されている 。入力軸 22、出力軸 24及びトーシヨンバー 23は、操舵軸 33を構成する。入力軸 22 は、その上部及び下部で軸受 22a, 22bにより支持され、出力軸 24は、その上部及 び下部で軸受 24a, 24bにより支持されている。電動モータ 9が、減速機 81, 82を介 して、出力軸に連結されている。減速機の駆動歯車 82は、 2つの軸受 82a, 82bによ り支持されている。
[0218] 伝動軸 29は、 2つのユニバーサルジョイント 29a, 29bにより、上端が出力軸 24に、 下端がステアリングギヤ 3のピ-オン軸 31にそれぞれ回動自在に結合されている。ピ 二オン軸 31は、 2つの軸受 31a, 31bにより支持され、ピ-オン歯 35がラック歯 36と 嚙合している。ラック軸 32は、軸受 32aにより支持され、両端（図 37では一端のみ図 示）には、タイロッド 4aの一端が回動自在に連結され、タイロッド 4aの他端には、ナツ クルアーム 4bの一端が回動自在に連結されている。ナックルアーム 4bの他端は、図 示しない車輪の軸に回動自在に連結されている。前記舵取機構は、主にステアリン グギヤ 3によって構成される力 その他に、タイロッド 4a及びナックルアーム 4bも含ま れる。
[0219] 前記アシストマップの操舵トルク信号 Ts -目標電流値 It (アシストトルク）の特性は、 上述した他、不感帯の片側幅 Tdを、 Td≤Tfl+Tf2 (操舵軸周り換算）に設定してい る。
ここで、 Tflは、舵取機構 (ステアリングギヤ 3) 34全体の摩擦トルク、 T1 は、出力軸 24 、伝動軸 29及びユニバーサルジョイント 29a, 29bの摩擦トルクである（図 37参照）。
[0220] また、アシストマップの操舵トルク信号 Ts -目標電流値 It (アシストトルク）の特性は 、図 38の特性図に示すように、操舵トルク Thが Th=Td+Tfiであるとき、アシストト ルク Taは、 Ta≤Tf3 (操舵軸周り換算）となるように設定してある。ここで、 Tf3は、減速 機 8周りの摩擦トルクを含む電動モータ 9軸周りのロストルクである（図 37参照）。
[0221] 上述した Tfl, T12, Τβ (操舵軸周り換算）は、例えば、 Tfl≤0. 6Nm, T12≤0. 3Ν m, Tf3≤0. 5Nmに設定できる。また、従来、 Td= l . 0〜1. 7Nmであった。以上の ように設定することにより、この電動パワーステアリング装置は、電動モータ 9軸周りの ロストルク Tf3を引き摺ることなぐまた、操舵トルクがタイヤ（車輪）に伝わるトルク値 (T H+T12)に達し始める前 (Tf3の範囲内）に、アシストが開始される。その為、この電動 パワーステアリング装置では、アシスト開始時のトルク変動が滑らかであり、直進走行 時にふらつかず、摩擦感が無ぐ操舵フィーリングが良い。
[0222] [5. 3 位相補償部]
[5. 3. 1 位相補償特性に関する考察]
電動パワーステアリング装置では、典型的には比例積分器により、トルクセンサから のトルク検出信号が示す操舵トルクに基づき設定される目標の電流が電動モータに 流れるように電流制御（フィードバック制御）が行われる。
[0223] この比例積分器の比例ゲインおよび積分ゲイン (以下、 PIゲインと 、う）の値は、シ ステム全体の応答性を上げるためには高い方が望ましい。しかし、電動パワーステア リング装置は、操舵トルクの検出のためにステアリングシャフトに介装されるトーシヨン バーをパネ要素とし電動モータを慣性要素とする機械的な共振系を含んでいるため
、上記 PIゲインの値を高くしすぎると、その共振系の共振周波数すなわち電動パワー ステアリング装置における機械系固有振動周波数の近傍 (具体的には 10〜25Hz近 傍)でシステムが不安定 (振動的）となりやすくなる。
[0224] このため、 PIゲインの値はあまり高く設定することなくシステム全体の応答性を犠牲 にしてシステムを安定ィ匕し、さらに実用周波数帯域における位相特性を改善するた めに、位相補償器が設けられている。具体的には、トルクセンサからのトルク検出信 号が位相補償器に与えられ、位相補償器によりトルク検出信号の位相が進められる ことにより実用周波数帯域におけるシステム全体の応答性が向上する。
[0225] ここで、位相補償器は、システムが振動系にならな!、ように、共振周波数におけるゲ インを低下させるように特性が設定される。したがって、位相補償器の特性を設定す る際には、ゲインの高い据え切りアシスト特性に合わせて共振周波数における減衰を 高くする必要がある。しかし、位相補償器の特性として、共振周波数における減衰を 高くすると、共振周波数を中心として広い周波数域において減衰が高くなり、必然的 に低周波域での減衰が高くなり、低周波域での位相遅れが大きくなる。
[0226] 減衰の高い位相補償器を採用することにより据え切り時の振動の発生は防止でき る力 逆に走行中においては、低周波域での位相遅れが大きいためハンドル中立付 近の低負荷領域で操舵フィーリングが鈍りフワフワした感じが生じ、特に車速が高くな つたときに顕著となる。し力も、この問題は、摩擦を低減した高効率の電動パワーステ ァリング装置では一層顕著になる。
[0227] 先行技術 14は、ソフトウェアで構成したソフト位相補償手段を備えた電動パワース テアリング装置である。この位相補償手段は、車速をパラメータにして、高速、中速、 低速のときの位相補償手段の特性を異ならせたものである。しかし、先行技術 14は、 単に車速に応じて特性を異ならせているだけで、据え切りと走行中とを区別しておら ず、位相補償器の特性を据え切りアシスト特性に合わせたときの上記問題を解消し ていない。
すなわち、位相補償器によって据え切り時の振動を抑えると、位相遅れによって走 行中における操舵フィーリングのフワフワ感が生じる。
[0228] 操舵フィーリングのフワフワ感を抑えるには、次の構成を採用できる。
すなわち、好ましい、電動パワーステアリング装置は、操舵トルクに応じた操舵補助 力を電動モータによって発生させる電動パワーステアリング装置において、操舵トル クを検出するトルクセンサと、トルクセンサの出力から前記電動モータの制御目標値 を生成する際に作用する位相補償手段と、操舵が車両走行中に行われた場合と、据 え切りの場合と、における前記位相補償手段の特性を異ならせる手段と、を備えてい ることを特徴とする。
[0229] 据え切りと走行中の操舵とを区別して、これらの場合における位相補償手段の特性 を異ならせることで、据え切り用の特性として振動が発生しないように走行中の特性よ りも低周波域における減衰を比較的高くしても、走行中の操舵用の特性として低周波 域における減衰を比較的小さくすることができ、走行中における操舵のフワフワ感を 低減できる。
[0230] また、前記位相補償手段として、車両走行中用の第 1位相補償器と、据え切り用の 第 2位相補償器と、をそれぞれ備え、車両が走行している場合には前記第 1位相補 償器を介して制御目標値が生成され、据え切りの場合には前記第 2位相補償器を介 して制御目標値が生成されるように各位相補償器を切り替える手段を備えているの が好ましい。走行中操舵と据え切りとで位相補償器を切り替えることで、簡単に、適切 な操舵フィーリングが得られる。
[0231] 前記位相補償手段は、下記の式の伝達関数 Gc (s)で表されるものであり、当該伝 達関数 Gc(s)のパラメータ ζ 及び ω は、当該電動パワーステアリング装置のトルク
2 2
開ループ伝達関数のゲイン特性にぉ 、て機械系固有振動と前記モータの逆起電力 とに基づき表れるピークを低減又は打ち消すような値に設定されているのが好ましい
G (s) = (s2 + 2C ω s+ω 2)/(5 2 + 2ζ ω s+ω 2)
C 2 2 2 1 1 1
•• (71)
ここで、 ζ
1は、補償後の減衰係数、 ζ
2は被補償系の減衰係数、 ω
1は補償後の自然 角周波数、 ω は被補償系の自然角周波数で、前記 G (s)のパラメータである。
2 C
[0232] 上記の場合、トルク開ループ伝達関数のゲイン特性において機械系固有振動とモ 一タの逆起電力とに基づき現れるピークが位相補償手段によって低減または打ち消 されることで、安定性を確保しつつ応答性を改善することが可能となる。なお、当該位 相補償手段の入出力定常ゲインを 1とすべぐ下記式のように、 G (s)
C においてゲイ ン補正係数として ω 2/ω 2を乗じた形態をとることもできる。
1 2
G (s)二 ω 2(s2 + 2 ω s+ω 2)/{ω 2(s2 + 2 ω s +
C 1 2 2 2 2 1 1
c^2)} -- (72)
[0233] さらに、位相補償手段の前記伝達関数 G (s)のパラメータ ζ 及び ζ は、下記の式
C 1 2
を満たすように設定されて!、るのが好まし 、。
2"1/2≤ ζ ≤1 -- (73)
0< ζ <2"1/2 ·· (74) この場合、被補償系の減衰係数となるべきパラメータ ζ 力^く ζ く 2_1/2から選定
2 2
されるので、十分な位相補償を行うことができ、補償後の減衰係数となるべきパラメ一 タ ί 力 ¾_1/2≤ ζ ≤1の範囲から選定されるので、位相補償により安定性を確保し つつ応答性を改善することができる。
[0234] 前記位相補償手段の伝達関数 G (s)のパラメータ ω および ω は、下記の式を満
C 1 2
たし、かつ、前記トルク開ループ伝達関数のゲイン特性における前記ピークの周波数 を f としたとき〖こ共〖こ 2 π X f 近傍の値となるように設定されているのが好ましい。
P P
ω = ω · ·、 ,5)
1 2
[0235] ω = ω とすることで、位相補償の設計パラメータが 1つ削減され、かつ補償後の自
1 2
然角周波数となるべきパラメータ ω 力 π X f 近傍の値となることで機械系固有振動
1 P
による不安定ィ匕が防止されるので、位相補償の設計を簡易化しつつ制御系の更なる 安定ィ匕を図ると共に応答性を改善することができる。
[0236] 前記位相補償手段の伝達関数 G (s)のパラメータ ω は、下記の式を満たすように
C 1
設定されて 、るのが好まし 、。
ω < ω - - (76)
1 m
ここで、 ω は、前記機械系固有振動の角周波数である。
補償後の自然角周波数となるべきパラメータ ω が機械系固有振動の角周波数 ω
1 m よりも小さいので、機械系の固有振動による制御系の不安定ィ匕が防止され、より確実 に安定を保持しつつ応答性を改善することが可能となる。
[0237] [5. 3. 2 位相補償手段の好ましい実施の形態]
まず、位相補償設計のための基礎的検討について説明する。
電動パワーステアリング装置の制御設計における位相補償に関する記述の従来技 術は、機械的な共振周波数である機械系固有振動周波数のピーク (以下「機械系ピ →\ t 、う）を補償するものとして提案されて 、るが、これにはモータによる逆起電力 の影響が考慮されていない。すなわち、電動パワーステアリング装置のシステムとし てのゲイン特性すなわちトルク開ループ伝達関数のゲイン特性におけるピーク（以下 「システムピーク」という）が機械系のピークであるとみなされていた。しかし、下記のシ ミュレーシヨンを行った結果、モータにおける逆起電力がシステムの特性に与えてい る影響は大きいものであり、機械系ピークとシステム全体のピーク（システムピーク）と は別の周波数であることが判明した。
[0238] このことについて図 39を参照しつつ説明する。なお、トルク開ループ伝達関数とは 、モータ 9が発生すべきトルクの目標値を入力とし、舵角を (例えばノヽンドルを中立位 置に）固定した状態でモータが実際に発生するトルク（以下「モータトルク」 t 、う）を 出力とする伝達関数をいう。そして、モータ 9が発生すべきトルクの目標値は電流制 御系における電流目標値に対応し、モータトルクはモータに実際に流れる電流に対 応するので、トルク開ループ伝達関数は、舵角を固定した状態の電動パワーステアリ ング装置にお 、て電流目標値を入力とし実際にモータに流れる電流を出力とする伝 達関数に相当する。
[0239] 図 39は、ブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置のトルク開ループ 伝達関数のボード線図（ゲイン特性図および位相特性図）をシミュレーション (数値実 験）により求めたものであって、同モータ d軸および q軸電流制御系において非干渉 化をおこなった場合と非干渉ィ匕をおこなわな力つた場合とについてのボード線図を 示している。非干渉ィ匕をおこなうことにより、逆起電力による影響を取り除き、機械系 の特性を得ることができる。なお、このシミュレーションの際の条件は下記の通りであ る。
[0240] モータ出力側の慣性： Im=7.89 X 10"5[N-m-sVrad]
モータ出力側の粘性： Cm=l. 39X10"3[N-m-s/rad]
減速器の減速比： n=9. 7
トーシヨンバーの弾性： K=162. 95[N-m/rad]
モータのトルク定数： K =5. 12X10"2[N-m/A]
T
モータのインダクタンス： L= 9. 2X10"5[H]
モータの抵抗： R=6. 1Χ10"2[Ω]
モータの極対数： Ρ=4
逆起電力定数： ίρ=4. 93X10"2[V-s/rad]
PI制御部の比例ゲイン: Kp = LX (2π X 75)
PI制御部の積分ゲイン: Ki=RX (2π Χ75) [0241] 図 39のゲイン特性を示す図に着目する。図 39において、曲線 aは非干渉ィ匕をおこ なって！/、な！/、場合のゲイン特性を示しており、そのピーク周波数すなわちシステムピ ークの周波数 (以下「システムピーク周波数」または単に「ピーク周波数」 t 、 、、記号 "fp"で表すものとする）は約 17Hzである。曲線 bは非干渉ィ匕をおこなった場合のゲイ ン特性を示しており、ピーク周波数 fpは約 22Hzである。また、曲線 cは弾性'慣性の みのゲイン特性すなわち機械的要素のみのゲイン特性を示しており、このピーク周波 数も約 22Hzとなっている。したがって、機械系ピークの周波数 (以下「機械系ピーク 周波数」といい、記号" fm"で表すものとする）は約 22Hzであり、システムピークが機 械系ピークとは異なる周波数にあることがわかる。
[0242] 次に、上記電動パワーステアリング装置において位相補償を行った場合のトルク開 ループ伝達関数のゲイン特性を示す図 40に着目する。図 40において、曲線 dは位 相補償なしの場合のゲイン特性を示しており、図 39における曲線 a (非干渉化をおこ なっていない場合のゲイン特性を示す曲線）に相当し、曲線 dが示すゲイン特性にお けるピーク Pは、前述のとおり、逆起電力の影響を反映したピークである。そして、この ピーク Pは、機械系ピーク Pm (これは図 1における曲線 bまたは曲線 cのピークに相当 する）よりも低 ヽ周波数にある。
[0243] 従来は、逆起電力の影響が考慮されていな力 たため、上記ピーク Pを機械系ピー ク Pmとみなし、このピーク Pを打ち消すべく位相補償が行われていた。このため、位 相補償器の設計によっては、位相補償後も機械系ピーク Pmの影響によってシステム 全体が不安定ィ匕する（振動的となる)ことがあった。そこで、本実施形態の電動パワー ステアリング装置では、逆起電力の影響によってシステム全体のゲインのピーク Pが 機械系ピーク Pmと異なる点を考慮して位相補償器が設計される。
[0244] 前述のように、本ステアリング装置では、主要な摩擦要素であるステアリングギヤ 3 及び減速機 8の摩擦値が低く抑えられている。すなわち、ステアリングギヤの摩擦と 前記減速機の摩擦との和が、操舵軸回り換算値において、 INm以下であり、好まし くは 0. 9Nm以下である。なお、各摩擦要素の好ましい値については前述の通りであ る。
[0245] 図 41は、 ECU105における位相補償部 213を中心とするブロック図である。位相 補償部 213は、マイクロコンピュータがプログラム処理を実行することにより、機能する ものである。
位相補償部 213には、トルクセンサ 3から出力された操舵トルク検出信号 Tが入力
S
される。
位相補償部 213は、この操舵トルク検出信号 Tに対して位相補償のためのフィルタ
S
リング処理を施し、その処理後の信号を目標電流値演算部 214に出力するものであ る。この位相補償部 213は、それぞれ特性の異なる第 1位相補償器 213a及び第 2位 相補償器 213bと、操舵トルク検出信号 Tを第 1位相補償器 213aに与えるか第 2位
S
相補償器 213bに与えるかを切り替える切替器 213cと、を備えている。
[0246] 切替器 (位相補償器の特性を異ならせる手段） 213cには、車速センサ 104からの 車速信号 Vsが与えられ、車両が走行中（Vs≠0)力据え切り（Vs = 0)かによつて、位 相補償器 (位相補償手段） 213a, 213bを選択する。切替器 213cによって、車両が 走行中の場合には走行中用である第 1位相補償器 213aが選択され、当該第 1位相 補償器 213aに操舵トルク検出信号 Tが与えられ、第 1位相補償器 213aの出力が目
S
標電流値演算部 214に与えられる。
一方、据え切りの場合には据え切り用である第 2位相補償器 213bが選択され、当 該第 2位相補償器 213bに操舵トルク検出信号 Tが与えられ、第 2位相補償器 213b
S
の出力が目標電流値演算部 214に与えられる。
[0247] 目標電流値演算部 214は、第 1位相補償器 213a又は第 2位相補償器 213bによる フィルタリング処理後の信号と、上記車速信号 Vsとに基づき、モータ 9に供給すべき 電流の目標値を算出し、目標電流値 Iとして出力する。
[0248] 以下、位相補償部 213について説明する。
電動パワーステアリング装置のシステム全体としての特性を示すトルク開ループ伝 達関数の周波数特性は、実用的な周波数帯域においては 2次遅れ系の伝達関数で 近似できることが知られている。図 40は、位相補償をおこなわない場合と位相補償を 行った場合のボード線図である。図 40においても、 2次遅れ系の伝達関数の特徴が 表れている。
[0249] まず、位相補償をおこなわな 、場合にっ 、て説明する。曲線 dは、位相補償をおこ なわない場合のゲイン特性を示しており、この曲線 dから、システム全体のトルク開ル ープ伝達関数のゲイン特性のピーク周波数 fpは約 17Hzであって、そのときのゲイン は約 9dBとなっており、安定性が低いことがわかる。また、位相補償をおこなわない場 合の特性を示す曲線はり、 20Hz〜30Hz付近で位相の遅れが大きくなつていること がわかる。 2次遅れ系の伝達関数 G (s)の一般式を次式に示す。
Figure imgf000084_0001
ただし、 sはラプラス演算子、 ζ は減衰係数、 ω は自然角周波数である。
2 η
[0250] 位相補償器 213a, 213bの伝達関数 G (s)は、被補償系を示す上記 2次遅れ系の
C
伝達関数 G (s)のゲイン特性におけるピークであるシステムピーク Pを打ち消すべく設 定されるものであって、本実施形態では次式で与えられる。
G (s) = (s2 + 2 C ω s+ ω 2) / (5 2 + 2 ζ ω s + ω 2)
C 2 2 2 1 1 1
ただし、 Sはラプラス演算子、 ζ
1は補償後の減衰係数、 ζ
2は被補償系の減衰係数、 ω
1は補償後の自然角周波数、 ω
2は被補償系の自然角周波数である。本実施形態 は、所望の周波数特性を有する制御系を実現する上で効果的にパラメータが設定さ れる位相補償器を備えた電動パワーステアリング装置を提供するものである。
[0251] ここで、被補償系のゲイン特性にぉ ヽてピークが存在する場合、その伝達関数 G (s )を表す式におけるパラメータ ζ が ζ く 2_1/2となることが知られている。したがって
2 2
、位相補償器の伝達関数 G (s)を表す式のパラメータ ζ を式 : 2_1/2< ζ く 1で示
C 2 2 される範囲カゝら選定すると、十分な位相補償をすることができず、その結果、電動パ ワーステアリング装置が制御系として不安定 (振動的な系）になりやすい。
したがって、位相補償器の伝達関数におけるパラメータ ζ は式： 2_1/2く ζ < 1で
2 2 示される範囲以外力 選定すべきである。
[0252] また、位相補償器 213による補償後の減衰係数 ζ は、式 : 0< ζ く 2_1/2で表さ れる範囲で選定されると、補償後のゲイン特性にぉ ヽてピークが存在し補償後の制 御系が不安定となりやすい。
したがって、位相補償器の伝達関数おけるパラメータ ζ は式 : 0< ζ く 2_1/2で示 される範囲以外力 選定すべきである。
[0253] そこで、本実施形態では、伝達関数 G (s)を有する位相補償器 15a, 15bのパラメ ータ ζ および ζ を、下記の式が満たされるように設定する。
1 2
2~1/2≤ ζ ≤1
0< ζ < 2"1/2
2
このように設定することにより、安定性を確保しつつ応答性を改善することができる。
[0254] また、システム全体のピーク周波数 fpと機械系ピーク周波数 fmとは異なっており、 機械系ピーク周波数 fmの方がシステムピーク周波数 fpよりも高くなつて 、る。そのた め、 ω近傍の周波数帯域で不安定 (振動的な系）とならないようにするためには、機 械系固有振動の角周波数 ω においてゲインが十分に低下している必要がある。 ω m m
< ω であれば、 ω においてゲインが十分に低下せず ω近傍の周波数帯域で振動
1 m 1
的な系となる。したがって、機械系ピークを効果的に補償するために位相補償器のパ ラメータ ω を下記の式が満たされるように設定するのが好ましい。
ω > ω
m 1
[0255] 以上のように、 ζ , ζ , ω を設定すると、図 40において、電動パワーステアリング
1 2 1
装置の特性として、曲線 eで示すようなゲイン特性および曲線 gで示すような位相特性 が得られる。また、図 42は、位相補償器の特性を示すボード線図である。これらより、 上記設定による位相補償によれば、ゲインのピークの値が大きく低下し、 20Hz付近 での位相の遅れが改善されることがわかる。
[0256] 以上の位相補償器によれば、位相補償設計の簡易化を図りつつ、制御系の安定 性を確保すると共に応答性を向上させて所望の周波数特性のトルク開ループ伝達関 数を得ることができる。
[0257] 続いて、さらに、好適な補償器設計を実現するために、まず、位相補償器の伝達関 数 G (s)における ω と ω について検討する。 ω は補償後の自然角周波数、言い換
C 1 2 1
えれば目標の自然角周波数である。ここで、 ω と ω が異なるということは、被補償系
1 2
の自然角周波数が目標の自然角周波数になって 、な 、と 、うことである。電動パヮ 一ステアリング装置の制御系における位相補償では、被補償系の自然角周波数と目 標の自然角周波数とが同じであることが望ましいので、 ω = ω
1 2とする。ここで、 ω = η ω = ω とおき、以下、これを「補償器自然角周波数」というものとする。そして、シス
1 2
テム全体のトルク開ループ伝達関数のゲイン特性におけるピーク周波数 fpに対して 、補償後の自然角周波数 ω η= 2 π 'fpと設定すれば、機械系ピーク Pmの影響によ るシステムの不安定化 (振動的となること）が回避される。なお、記述のように、機械系 ピーク Pmの影響によって振動的な系とならないように ω > ω とするのが好ましい。
m 1
[0258] そこで、より好ましくは、位相補償器の伝達関数のパラメータは、下記の式が満たさ れるように設定する。
ω > ω = ω = ω
m 1 2 η
ω = 2 π · f ρ
2~1/ ≤ ζ ≤1
0< ζ < 2~1/2
2
[0259] このように、 ω と ω を同じ値に設定することにより、設計パラメータが 1つ削減され、
1 2
効果的かつ簡単に応答性と安定性を満足させることができる。
また、 ω = 2 π ·ίρの fp (以下、これをシステムピーク周波数 fpと区別するために記 号" fn"で表し、「補償器自然周波数」という）については、ピーク周波数 fpと同一の値 でなくてもピーク周波数 fpの近傍の値であれば十分に実用的である。したがって、補 償器自然角周波数 ω は次式のように設定できる。
2 π Χ (ίρ - α )≤ω ≤2 π X (fp + j8 )
[0260] 本実施形態では、車両走行中用である第 1位相補償器 213aも、据え切り用である 第 2位相補償器 213bも、上記式 G (s)で表される伝達関数を持つ。第 1位相補償器
C
213aと第 2位相補償器 213bは、 G (s)のパラメータの値がお互いに異なる力 その
C
値は、上記範囲で選定されている。
例えば、走行中用の第 1位相補償器 213aのパラメータとして、 ω = 2 π X 21Hz, ζ = 1, ζ =0. 2を選定した場合、据え切り用の第 2位相補償器 213bのパラメータ
1 2
として 0) =0. 2を選定して、両位ネ目ネ 償器 213a， 213 n
Figure imgf000086_0001
bの特性を異ならせることができる。
[0261] 上記の例の場合、据え切り用の第 2位相補償器 213bの ωの値が第 1位相補償器 213aに比べて小さいので、第 2位相補償器 213bの減衰のピークは、第 1位相補償 器 15bの減衰ピークに比べて低周波域側となる。この結果、第 2位相補償器 213bは 、低周波域での減衰度が全体的に高くなる。 一方、第 1位相補償器 213aの ω ηの値が第 2位相補償器 213bよりも大きいため、 走行中にぉ ヽては低周波域での減衰及び位相遅れが比較的小さくなり、操舵フィー リングのフワフワ感が低下する。
[0262] 第 1位相補償器 213aでは、さらに車速に応じてパラメータの値を異ならせてもよぐ 例えば、低速時には、パラメータを、 ω = 2 π Χ 21Ηζ, ζ = 1, ζ =0. 2とし、中 η 1 2
速以上の時には、パラメータを、 ω = 2 π X 23Hz, ζ = 1, ζ =0. 3とすること力 S n 1 2
できる。 ω を大きくすることで、減衰ピークの周波数を高周波域側へずらすことがで き、 ζ
2を大きくすることで減衰度を低くすることができる。これにより、操舵フィーリング を一層向上させることができる。
[0263] 本実施形態では、位相補償器として第 1位相補償器 213aと第 2位相補償器 213b をそれぞれ別々に設けて両補償器 213a, 213bを切替器 213cで切り替えている力 2つの位相補償器に代えて単一の位相補償器を設けておき、走行中か据え切りかで 位相補償器の G (s)のパラメータ（ω , ζ , ζ )として異なる値が与えられるようにし
C η 1 2
ておいてもよい。
なお、位相補償器の伝達関数及びその特性は、上記のものに限定されない。
[0264] [5. 4 車両左右流れ補償]
[5. 4. 1 車両左右流れに関する考察]
電動パワーステアリング装置では、ステアリングギヤや、車両側の足回りの機械的 効率、摩擦などの回転方向差により、操舵トルクを中立 (操舵トルク 0位置）に保持し ようとしても、車両がわずかに右又は左に流れるという現象が起こる。このため、車両 を直進させようとすると、車両が流れる方向とは逆に運転者が操舵トルクを加え続け なくてはならず、そのため操舵フィーリングが悪ィ匕する。
ここで、先行技術 15は、車両の操舵負荷の左右差を相殺するようにアシスト特性に 左右差を設けたものであるが、この先行技術 15では、操舵トルク中立状態で、車両 が流れるのを防止するアシストトルクが加わっていないため、車両が左右に流れること を防止することはできず、車両の流れを防止するには、車両が流れる方向とは逆の 操舵トルクが必要で操舵フィーリングが悪 、。
[0265] 車両が左右に流れるのを防止して操舵フィーリングを向上させるには、次の構成を 採用できる。
すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、トルクセンサによって検出した 操舵トルクに応じたアシストトルクをモータ 9に発生させるためのアシスト制御電流値（ モータ目標電流値)を求める手段を備えた電動パワーステアリング装置において、車 両が流れるのを抑えるためのトルクを前記モータに発生させるための流れ補償電流 値を、（オフセットとして)前記アシスト制御電流値に加算することを特徴とする電動パ ワーステアリング装置である。
この構成によれば、アシスト制御電流値には、車両が左又は右に流れるのを抑える ためのトルクに相当する補償電流値が加わっているため、流れを抑えるための操舵ト ルクを運転者が加えなくとも車両の流れを防止でき、操舵フィーリングが向上する。
[0266] また、流れ補償電流は、車速に応じて変化させてもよい。例えば、車速 =0の場合 のように車速流れが生じない場合には、流れ補償電流を付加せずに、車両走行中の ときに流れ補償電流を付加するようにしてもよい。あるいは、車速の増加に応じて徐 々に (連続的に)流れ補償電流が増加するように変化させてもょ 、。
[0267] [5. 4. 2 車両左右流れ抑制のための好ましい形態]
車両流れ抑制のための処理は、 ECU105 (目標電流値演算部 214)においてコン ピュータプログラムを実行することにより行われる。
図 43に示すように、車速センサ 104によって車速 Vsが検出される（ステップ S1)とと もに、トルクセンサ 7によって操舵トルク Tsが検出される (ステップ S2)と、目標電流値 演算部 14では、モータ目標電流値であるアシスト制御電流の演算を行う（ステップ S 3)。この演算は、操舵トルク Tsとモータ目標電流値 Isとの関係を (車速毎に)示すァ シストマップ（図 36参照）を用いて行われる。図 36のアシストマップ 32では、操舵トル ク中立位置 (0トルク位置)付近が不感帯とされ、対応するアシストトルク（目標電流値 I s)は 0である。
[0268] ECU105では、更に流れ補償電流演算を行う（ステップ S4)。ここでは、補償電流 は、実測又はチューニングにより操舵フィーリング上違和感のな 、値に設定された一 定値である。
流れ補償電流値は、オフセットとしてアシスト電流制御値に加算される (ステップ S5 ) ,図 36のアシストマップにおける特性力 上下方向（Is軸方向）にシフトした特性が 得られる。
補償電流値がアシスト制御電流値に加算されることで、車両の左右流れを抑制する トルクがモータ 9によって発生するため、運転者が流れる方向とは逆に操舵トルクをカロ えなくても、車両流れを抑制でき、操舵フィーリングを抑制できる。
なお、補償電流値が加算されたアシスト制御電流値は、モータ 9のフィードバック制 御に用いられ、フィードバック制御部 400によってモータ電流制御演算が行われ (ス テツプ S6)るとともに、モータ 9への制御量出力が行われる (ステップ S7)。
[0269] 図 44にも示すように、補償電流値は、車速 =0ときには加算されないようにして、走 行時にだけ加算されるようにしてもよい。すなわち、図 44のステップ S14に示すように 車速が 0であれば、流れ補償電流演算 (ステップ S 15)、流れ補償電流加算 (ステップ S16)を行わずに、ステップ S13 (前記ステップ S3と同様）で求めたアシスト制御電流 値を用いて制御し、車速が 0でなければ、図 43と同様に流れ補償電流に関する処理 (ステップ S15, S 16)を行うことができる。車両停止時では、摩擦要素などの回転方 向差などがなく車両の流れが問題とならないときには、流れ補償電流が加算されない ようにすることで、より適切な制御が行われる。
[0270] 前記補償電流値は、車速の関数であってもよい。すなわち、図 45に示すような車速 に対応する車速ゲイン G (v)を設定しておき、補償電流値 =Ic 'G (v) (ただし、 Icは 一定の電流値）とすることができる。図 45では、車速 0又は 0付近では車速ゲインが 0 とされ、車速の増加に従って連続的に車速ゲインが増加し、所定速度以上では車速 ゲインを 1としたものである。
[0271] [5. 5 電流検出器の温度特性補償]
[5. 5. 1 電流検出器の温度特性に関する考察]
電動パワーステアリング装置には、操舵のための操舵手段であるハンドルに加えら れる操舵トルクを検出するトルクセンサが設けられており、トルクセンサで検出される 操舵トルクに基づき電動モータに供給すべき電流の目標値 (以下「目標電流値」 、 う）が設定される。そして、この目標電流値と電動モータに実際に流れる電流の値との 偏差に基づいて比例積分演算により電動モータの駆動手段に与えるべき指令値が 生成される。電動モータの駆動手段は、その指令値に応じたデューティ比のパルス 幅変調信号 (以下「PWM信号」 t 、う）を生成する PWM信号生成回路と、その PW M信号のデューティ比に応じてオン Zオフするパワートランジスタを用いて構成され るモータ駆動回路とを備え、そのデューティ比に応じた電圧を電動モータに印加する 。この電圧印加によって電動モータに流れる電流は電流検出器によって検出され、 目標電流値と検出された検出電流値との差が上記指令値を生成するための偏差とし て使用される。
[0272] 3相のブラシレスモータが使用されている電動パワーステアリング装置では、電流検 出器はいずれかの 2相に備えられているのが一般的である。例えば、 U相と V相とに 電流検出器が備えられており、モータの U相および V相に流れる電流が検出される。
[0273] 上記のような構成において、モータに流すべき電流が零であるにも拘わらず、実際 には電流検出器で電流が検出されることがある。このような電流はオフセット電流と呼 ばれており、モータの動作中、電流検出器によって検出される検出電流値は、当該 モータに流れている電流にオフセット電流が重畳されたものとなる。また、上記のよう なオフセット電流の値は、各相の電流検出器ごとに異なっている。オフセット電流の 影響を考慮せずにモータ制御が行われた場合、本来モータの各相に流すべき電流 と実際にモータの各相に流れる電流との間に誤差が生じる。これにより、トルクリップ ルが発生し、運転者はハンドル操舵に違和感を感じて 、た。
[0274] 従来、上述のようなオフセット電流の影響を解消するため、オフセット電流に相当す る補正値 (以下「オフセット補正値」という）を保持し、電流検出器で検出された検出 電流値力 オフセット補正値を減算することにより検出電流値が補正されている。具 体的には、イダ-ッシヨンスィッチがオンされたときに電流検出器で検出される検出電 流値をオフセット補正値として保持し、モータの動作中には、電流検出器で検出され た検出電流値力 当該オフセット補正値を減算することにより検出電流値を補正し、 その補正後の電流値によってモータ制御が行われる。
[0275] ところが、モータの動作中には、温度変化の影響により、電流検出器で生じるオフ セット電流は変動する。また、温度変化の影響により、電流検出器の測定値 (入力値 )に対する出力値の比率であるゲインも変動する。このゲインは、測定値と出力値との 対応関係を示す直線の傾きに相当する。従来の構成では、イダ-ッシヨンスィッチが オンされたときに検出されるオフセット電流を考慮したモータ制御が行われている力 温度変化によりオフセット電流やゲインの変動が大きくなると、当初のオフセット補正 値による補正だけでは十分な効果が得られな 、。
[0276] 動作中に温度変化により電流検出器におけるオフセット電流やゲインの変動が生じ るときにも、トルクリップルが生じることなぐ違和感のない操舵感が得られるようにする には次の構成が採用できる。
[0277] すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、車両操舵のための操作に応じ て決定される目標電流値に基づきブラシレスモータを駆動することにより、当該車両 のステアリング機構 (操舵機構）に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置 であって、前記ブラシレスモータに流れる電流を検出し、その検出電流値を出力する モータ電流検出手段と、前記モータ電流検出手段近傍の温度を検出する温度検出 手段と、前記検出温度に応じて前記検出電流値を補正する補正手段と、前記目標 電流値と前記補正手段により補正された補正後の検出電流値との偏差に基づき前 記ブラシレスモータを駆動するための指令値を生成するモータ制御手段と、前記指 令値に応じて前記ブラシレスモータを駆動するモータ駆動回路とを備えることを特徴 とする。
上記構成によれば、モータ電流検出手段によって検出された電流値を温度に応じ て補正することにより、実際にモータに流れる電流値が求められる。このため、温度変 化の影響によりモータ電流検出手段によって検出された電流値が変動しても、モータ に流れる電流値が正しく求められる。これにより、トルクリップルの発生が防止され、運 転者に違和感のな 、操舵感を与えることができる。
[0278] 前記補正手段は、前記モータ電流検出手段に生じるオフセット電流を補正するた めの所定のオフセット補正値を前記検出温度に応じて設定するオフセット補正値設 定手段と、前記オフセット補正値に基づき前記検出電流値を補正する電流値補正手 段とを含むのが好ましい。
この構成によれば、所定のオフセット補正値を温度に応じて設定し、モータ電流検 出手段によって検出された電流値力 例えば上記オフセット補正値を減算するなど の所定の補正を行うことにより、実際にモータに流れる電流値が求められる。このため 、温度変化の影響によりモータ電流検出手段で生じるオフセット電流が変動しても、 モータに流れる電流値が正しく求められる。これにより、オフセット電流の変動によるト ルクリップルの発生が防止され、運転者に違和感のな 、操舵感を与えることができる
[0279] 前記補正手段は、前記モータ電流検出手段における入力値に対する出力値の比 率であるゲインの変動を補正するためのゲイン補正係数を前記検出温度に応じて設 定する係数設定手段をさらに含み、前記電流値補正手段は、前記オフセット補正値 および前記ゲイン補正係数に基づき前記検出電流値を補正するのが好ましい。 上記構成によれば、所定のオフセット補正値を温度に応じて設定するとともに温度 に応じて所定のゲイン補正係数を設定し、モータ電流検出手段によって検出された 電流値力 例えば上記オフセット補正値を減算して得られた値に上記ゲイン補正係 数を乗算するなどの所定の補正処理を行うことにより、実際にモータに流れる電流値 が求められる。
このため、温度変化の影響によりモータ電流検出手段で生じるオフセット電流ゃモ ータ電流検出手段のゲインが変動しても、モータに流れる電流値が正しく求められる 。これにより、オフセット電流およびゲインの変動によるトルクリップルの発生が防止さ れ、運転者に違和感のな 、操舵感を与えることができる。
[0280] [5. 5. 2 温度特性補償に関する好ましい実施の形態]
図 27に示すように、温度検出器 240は、 U相電流検出器 181および V相電流検 出器 182近傍に設けられており、 U相電流検出器 181および V相電流検出器 182の 温度を検出し、当該温度を示す温度値 hを出力する。
[0281] 検出電流値補正部 250は、 U相検出電流値 iu、 V相検出電流値 iv、温度値 hなど に基づいて、所定のオフセット補正値およびゲイン補正係数を更新する。ここで、ォ フセット補正値とは、モータに流すべき電流が零であるにもかかわらず電流検出器で 検出されるオフセット電流の影響を解消するための補正値である。また、ゲイン値とは 、電流検出器の測定値 (入力値）に対する出力値の比率であって、測定値と出力値と の対応関係を示す直線の傾きに相当する値であり、ゲイン補正係数とは、後述するよ うに温度変化によるこのゲイン値の変化を補正するため、温度に応じて設定される係 数であって、具体的には補正時の温度における基準となるゲイン値に対するゲイン 値の比率の逆数である。
[0282] また、検出電流値補正部 250は、 U相検出電流値 iuと V相検出電流値 ivとからそれ ぞれオフセット補正値を減算するとともに、これらの減算により得られた値に対してそ れぞれゲイン補正係数を乗算することにより U相検出電流値 iuおよび V相検出電流 値 ivを補正し、補正されたこれらの電流値を U相モータ電流値 imuおよび V相モータ 電流値 imvとして出力する。このように検出電流値力 オフセット補正値を減算するこ とにより、温度変化によるオフセット電流値の変化が補正され、上記減算値に対して ゲイン補正係数が乗算されることにより、温度変化によるゲイン値の変化が補正され る。なお、検出電流値補正部 250における上記補正処理動作の詳しい説明は後述 する。
[0283] 3相交流 Zd—q座標変換部 229は、ロータの電気角 Θ reに基づいて、 U相モータ 電流値 imuおよび V相モータ電流値 imvを、 d— q座標上の値である d軸モータ電流 値 idおよび q軸モータ電流値 iqに変換する。この d軸モータ電流値 idおよび q軸モー タ電流値 iqは、減算器 223および減算器 224にそれぞれ入力される。
[0284] 次に、検出電流値補正部 250の補正処理について説明する。図 46は検出電流値 の補正手順を示すフローチャートである。なお、図 27の検出電流値補正部 250の機 會は、このフローチャートにおける、ステップ S120、ステップ S130、ステップ S140、 ステップ S150、ステップ S170、ステップ S180、ステップ S190で示すステップにより 実現される。
[0285] この電動パワーステアリング装置にお!、て、イダ-ッシヨンスィッチがオンされると (ス テツプ S110)、マイコン (ECU105)にて動作するプログラムで参照するパラメータ（変 数)の初期値を設定する (ステップ S 120)。具体的には、 U相オフセット補正値 iou、 V相オフセット補正値 iovに零を設定し、 U相ゲイン補正係数 guおよび V相ゲイン補 正係数 gvに 1を設定する。これら U相オフセット補正値 iou、 V相オフセット補正値 iov 、 U相ゲイン補正係数 gu、および V相ゲイン補正係数 gv (以下これらの値を「補正値」 と総称する）の初期値を設定すると、ステップ S 130の処理に進む。 [0286] ステップ S130では、 U相電流検出器 181によって検出された U相検出電流値 と V相電流検出器 182によって検出された V相検出電流値 ivとをそれぞれ U相オフセ ット補正値 iou、 V相オフセット補正値 iovに設定する。すなわち、イダ-ッシヨンスイツ チがオンされた直後に U相電流検出器 181および V相電流検出器 182で生じて 、る オフセット電流の値力 U相オフセット補正値 iouおよび V相オフセット補正値 iovにそ れぞれ設定される。また、ステップ S130では、温度検出器 240によって検出された 温度 hに対応するゲイン補正係数を U相ゲイン補正係数 guおよび V相ゲイン補正係 数 gvに設定する。この温度 hに対応するゲイン補正係数は、温度 hとゲイン補正係数 との対応関係を示すテーブルまたは算出式に基づき算出される。このテーブルまた は算出式は、例えば温度変化によるゲイン値の変化を測定することにより得られる所 定値に基づき検出電流値補正部 170に予め記憶される。以上のように補正値を設定 すると、ステップ S140の処理に進む。
[0287] ステップ S140では、温度検出器 240によって検出された温度 hに対応する所定の オフセット基準値に対する U相オフセット補正値 iouおよび V相オフセット補正値 iov の差分値 (ずれ量)をそれぞれ U相オフセット差分値 douおよび V相オフセット差分値 dovとして算出する。このオフセット基準値は、基準となる所定の電流検出器のオフセ ット電流を各種温度で測定することにより得られる値であって、当該電流検出器の温 度と一意に対応する。この温度とオフセット基準値との対応関係は、所定のテーブル または算出式として検出電流値補正部 250に予め記憶される。なお、上記基準とな る電流検出器は、 U相電流検出器 181および V相電流検出器 182とは異なる電流検 出器であり、 U相電流検出器 181によって検出された U相検出電流値 iuおよび V相 電流検出器 182によって検出された V相検出電流値 ivは、基準となる電流検出器に よって検出された電流値力 検出器の個体差に応じた所定量のずれを生じている。 このずれ量である上記差分値は後述するステップ S180の処理において利用される。 なお、上記オフセット基準値は、複数の電流検出器のオフセット電流を各種温度で 測定することにより得られるそれぞれの値の平均値であってもよい。
[0288] ステップ S150では、温度検出器 240によって検出された温度 hを設定時温度とし て記憶する。その後、リレーが閉じられ (オン状態にされ)る (ステップ S 160)。 [0289] ステップ S170では、温度検出器 240によって検出された現在の温度 hと、ステップ S 150において記憶された設定時温度とを比較し、その温度差が所定の閾値を超え た力否かを判定する。閾値を超えた場合、ステップ S 180の処理に進む。閾値を超え ていない場合、ステップ S180, S190の処理は省略され、ステップ S200の処理に進 む。
[0290] ステップ S180では、上述した所定のテーブルまたは算出式に基づき、温度検出器 240によって検出された現在の温度 hに対応するオフセット基準値を算出する。この 算出されたオフセット基準値に対しステップ S140において算出された U相オフセット 差分値 douおよび V相オフセット差分値 dovをそれぞれ加算することにより新たな U 相オフセット補正値 iouおよび V相オフセット補正値 iovを算出する。また、ステップ S1 80では、ステップ S130において説明した上記所定のテーブルまたは算出式に基づ き、温度検出器 240によって検出された温度 hに対応するゲイン補正係数を U相ゲイ ン補正係数 guおよび V相ゲイン補正係数 gvに再び設定する。以上のように補正値を 更新すると、ステップ S 190の処理に進む。
[0291] ステップ S190では、記憶されている設定時温度を破棄し、温度検出器 240によつ て検出された現在の温度 hを設定時温度として新たに記憶することにより設定時温度 を更新し、ステップ S 200の処理に進む。
[0292] ステップ S200では、検出電流値補正部 250により、 U相検出電流値 iuから U相ォ フセット補正値 iouを減算し、減算により得られた値に対して U相ゲイン補正係数 gu を乗算することにより U相検出電流値 iuを補正し、この補正後の値を U相モータ電流 値 imuとして出力する。また、 V相検出電流値 ivから V相オフセット補正値 iovを減算 し、減算により得られた値に対して V相ゲイン補正係数 gvを乗算することにより V相検 出電流値 ivを補正し、この補正後の値を V相モータ電流値 imvとして出力する。そし て、これらの出力電流値に基づいて記述のモータ駆動処理が行われる。
[0293] ステップ S210では、イダニッシヨンスィッチがオフされたか否かを判定する。オフさ れた場合、以上の処理は終了し電動パワーステアリング装置の動作が停止する。ォ フされていない場合、ステップ S170の処理に戻り、ステップ S170力らステップ S210 までの処理が、この電動パワーステアリング装置の動作中、繰り返される。 以上のように、本実施形態に係る電動パワーステアリング装置では、イダ-ッショ ンスィッチがオンされたときに検出されるオフセット補正値をモータの動作中に変化 する温度に応じて更新するとともにゲイン補正係数を温度に応じて更新し、電流検出 器によって検出された電流値から上記オフセット補正値を減算して得られた値に上 記ゲイン補正係数を乗算することにより、実際にモータに流れる電流値が求められる 。このため、温度変化の影響により電流検出器で生じるオフセット電流や電流検出器 のゲインが変動しても、モータに流れる電流値が正しく求められる。これにより、オフ セット電流およびゲインの変動によるトルクリップルの発生が防止され、運転者に違和 感のな ヽ操舵感を与えることができる。
[0294] [5. 5. 3 変形例]
上記一実施形態では、上記オフセット補正値およびゲイン補正係数を温度に応じ て更新し、電流検出器によって検出された電流値から上記オフセット補正値を減算し て得られた値に上記ゲイン補正係数を乗算することにより実際にモータに流れる電流 値を求めるが、上記ゲインの変動を考慮することなぐ上記オフセット補正値のみを温 度に応じて更新し、電流検出器によって検出された電流値力 上記オフセット補正値 を減算することにより実際にモータに流れる電流値を求めてもよい。この構成では、 電流検出器のゲインの変動に対する補正が行われな 、が、ゲイン値の変動量が少な い場合には、オフセット電流の変動によるトルクリップルの発生が防止され、運転者に 違和感のな 、操舵感を与えることができる。
[0295] また、上記一実施形態では、 U相電流検出器 181および V相電流検出器 182によ り U相および V相の電流が検出される力 さらに W相電流検出器を新たに設けること により W相の電流が検出されてもよい。さらに、上記一実施形態におけるモータ 9は 3 相のブラシレスモータである力 n相（nは 4以上の整数）のブラシレスモータであって もよい。この場合、電流検出器は各相に対して (n— 1)個以上が設けられる。
[0296] [5. 6 減速機の位相合わせ]
[5. 6. 1 減速機の歯の嚙み合いとトルク変動に関する考察]
電動パワーステアリング装置においては、運転時における特に中立状態での操舵 フィーリングの滑らかさが重要な性能の一つになっている。 一方、電動モータに生じる出力トルクのリプル (脈動）は、モータにおける極数ゃス ロット数等の構造上の要因で発生するコギングトルクと、モータにおける誘導起電力 波形が理想波形からずれることに伴う電気リプルとに大別される。そして、これらのリ プルのうち、電動モータのコギングトルクは前記中立状態での操舵フィーリングを大き く阻害することから、この種の電動パワーステアリング装置においては、従来より、モ 一タの極数とスロット数の組み合わせを改善したり（先行技術 7)、或いはティース形 状を改善したりして (先行技術 18)、電動モータに生じるコギングトルクそのものを低 下させるようにしている。
[0297] しかし、従来のように電動モータの内部構造を改善してそのコギングトルクを低下さ せる手段では、電動モータ自体の構造が複雑になって価格が高騰ィ匕するため、電動 ノ ワーステアリング装置の製造コストが高くなるという欠点がある。
一方、この種の電動パワーステアリング装置において、トルクリプルが発生するのは 電動モータだけではなぐ例えば、モータの出力軸の回転を減速して被補助軸（出力 軸 24)に伝達する減速機においても発生している。すなわち、力かる減速機には、ギ ャ同士の嚙み合い度合いに応じたトルクの変動が生じており、このトルク変動はギヤ 間のバックラッシを防止すべく一方のギヤを他方のギヤに押し付けている場合に特に 著しい。
[0298] 従って、この種の電動パワーステアリング装置にぉ 、て、電動モータ自体のコギン グトルクを低下させるだけでは、仮に減速機でトルク変動が生じている場合には当該 変動が被補助軸に伝達されてしまうので、操舵フィーリングの悪ィ匕をそれほど有効に 防止することができない。
したがって、電動モータのコギングトルクそのものを低下させなくても被補助軸のト ルク変動を簡単に抑制できるようにして、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリ ングの悪ィ匕をより低コストで防止するには、次の構成を採用できる。
[0299] すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、操舵部材に連動連結されてい る動力補助対象である被補助軸 (例えば、出力軸)と、前記操舵部材の相対的な回 転変位に基づく操舵トルクを検出するトルクセンサと、このセンサの検出結果に基づ いて前記被補助軸を補助的に回転駆動させる電動モータと、このモータの出力軸の 回転を減速して前記被補助軸に伝達する減速機とを備えている電動パワーステアリ ング装置において、前記減速機は、その回転によって生じるトルク変動が前記電動 モータのコギングトルクとほぼ同周期でかつ逆の位相となるように設定されていること を特徴としている。
[0300] この場合、減速機でのトルク変動が電動モータのコギングトルクとほぼ同周期でか つ逆の位相となっているので、これら双方のリプルが互いに相殺される。このため、電 動モータのコギングトルクそのものを低下させなくても、被補助軸のトルク変動を簡単 に抑制することができる。
ところで、後の実施形態でも述べる通り、永久磁石の SN各極が周方向に並ぶロー タを内部に有するブラシレスモータの場合には、そのロータを極めて低速で回転させ ると一回転当たりで極数 (S極と N極とを合わせた合計数)と同じ数の波数を含むリブ ルが発生することが知られている。他方、ノ ックラッシがほぼ零の状態で互いに嚙み 合っている第一及び第二ギヤの場合には、第二ギヤ側力も見た第一ギヤのトルク変 動は、当該第一ギヤの歯数と同じ波数のリプルとなる。
[0301] そこで、前記減速機は、具体的には、電動モータの出力軸に同軸心状に連結され かつ同モータの極数と同じ歯数を有する第一ギヤ (駆動歯車)と、この第一ギヤと嚙 み合うように被補助軸（出力軸）に設けられた第二ギヤ (従動歯車)とから構成するこ とが好ましい。この場合、電動モータの出力軸に同軸心状に連結された第一ギヤが 同モータの極数と同じ歯数を有して 、るので、電動モータのコギングトルクが最大と なる時に第一ギヤの歯底と第二ギヤの歯先が一致する嚙み合い状態 (この時に第一 ギヤのトルク変動が最小となる。）となるように設定しておけば、減速機でのトルク変動 と電動モータのコギングトルクを確実に相殺することができる。
[0302] [5. 6. 2 トルク変動を小さくするための好ましい実施形態]
図 1に示すように、前記減速機 8は、電動モータ 9の出力軸 91に連結されたインボリ ユートはすば歯車よりなる駆動歯車である第一ギヤ 82と、動力補助の対象となる被補 助軸（出力軸 24)に一体回転可能に嵌合された従動歯車である第二ギヤ 81とを備え ている。この第二ギヤ 81は、第一ギヤ 82と平行な軸心回りに回転する同第一ギヤ 82 よりも歯数の大きいインボリユートはすば歯車よりなり、第一ギヤ 82の軸方向ほぼ中 央部に嚙み合っている。従って、電動モータ 9の出力軸 91の回転運動は、第一ギヤ 82と第二ギヤ 81の嚙み合 、を介して減速して出力軸 24に伝達される。
第 1ギヤ 82は、 2つの軸受 82a, 82bにより回転自在に支持されている。これらの軸 受 82a, 82bには、弾性リング (Oリング) 84が外嵌され、軸受 82a, 82bは当該弹性リ ング 84を介して減速機ハウジング 85に取り付けられている。これらの弾性リング 84, 84は、第 1ギヤ 82と第 2ギヤ 81が互いに近づく方向に弹性的に押し付けるためのも のであり、長期間の使用によって第一ギヤ 82及び第二ギヤ 81の歯面が摩耗した場 合でも、この摩耗に追従して両ギヤ 81, 82間の接触が有効に確保され、これによつ てバックラッシが生じるのを防止することができる。
[0303] 前記電動モータ 9は、永久磁石の SN各極が周方向に並ぶロータを内部に有する ブラシレスモータよりなる。本実施形態では、当該電動モータ 9として、 SN各極が 5対 (合計 10極)でかつステータが 4対 (UVW3相で合計 12)のものが採用されており、 かかる電動モータ 9は、そのロータ（出力軸 91)を極めて低速で回転させると、図 l (a )に示すように、一回転当たりでその極数 (本実施形態では 10)と同じ数の歯数を含 むリプル (コギングトルク T1)が発生する。
[0304] 他方、本実施形態の減速機 8では、弾性リング 84の付勢力によって第一ギヤ 82と 第二ギヤ 81をバックラッシがほぼ零の状態で互いに嚙み合わせている力 この場合 には、第二ギヤ 81側から見たトルク変動として、図 47 (b)に示すように、一回転当たり で第一ギヤ 82の歯数と同じ数だけの歯数を含むリプル（トルク変動 T2)が発生する。 そして、力かる第一ギヤ 82によるトルク変動 T2は、第一ギヤ 82の歯先 82Aが第二ギ ャ 81の歯底 81Bと一致する図 48 (a)の嚙み合い状態の時に最大となり、逆に、第一 ギヤ 82の歯底 82Bが第二ギヤ 81の歯先 81Aと一致する図 48 (b)の嚙み合い状態 の時に最小となる。
[0305] そこで、本実施形態では、電動モータ 9の出力軸 91に同軸心状に連結される第一 ギヤ 82として、当該電動モータ 9の極数と同じ 10個の歯数を有するギヤを採用するこ とにより、電動モータ 9のコギングトルク T1と第一ギヤ 82のトルク変動 T2の一回転当 たりの波数を合わせるとともに、電動モータ 9のコギングトルク T1が最大となる時に第 一ギヤ 82の歯底 82Bと第二ギヤ 81の歯先 81Aがー致する嚙み合い状態となるよう に、第一ギヤ 82と出力軸 91との回転軸心回りの連結角度を調整することにより、電 動モータ 9のコギングトルク T1と第一ギヤ 82のトルク変動 T2とがほぼ同周期でかつ 逆の位相となるように設定されて 、る。
[0306] このため、本実施形態に係る電動パワーステアリング装置によれば、図 47 (c)に示 すように、電動モータ 9と減速機 8にお 、て発生する双方のリプル（図 1 (a)の T1と図 1 (b)の T2)が互いに相殺され、これによつて被補助軸である第二操舵軸 24に発生 するトルク変動 T3をほぼ零にすることができる。従って、電動モータ 9のコギングトル ク T1が生じていても、第二操舵軸 24に発生するトルク変動 T3を簡単に抑制すること ができる。
[0307] [6.非干渉化制御]
[0308] 図 27に示すように、 ECU105は、モータ 9を非干渉制御するための非干渉化演算 部 450を備えている。
ここで、干渉とは、複数の制御系において、一方の制御系の操作量を変化させた場 合に、他の制御系の制御量に変化が生じることをいい、非干渉ィ匕制御とは、干渉す る制御間の干渉を防止して、干渉のな 、独立した制御系として取り扱うための制御で ある。
前述のようにブラシレスモータ 9の d軸電流及び q軸電流のそれぞれの目標値に対 して、 d軸電流及び q軸電流の実測値をフィードバックする制御を行う場合、モータ 9 の誘起電力によって、 d軸の制御系と q軸の制御系には干渉が生じる。つまり、 d軸電 流の目標値を変化させると q軸電流の実測値に影響が生じ、 q軸電流の目標値を変 化させると d軸電流の実測値に影響が生じる。 q軸電流と d軸電流の相互干渉は、電 気的な粘性として現れ、モータ効率を低下させる要素となる。
非干渉化演算部 (非干渉化制御手段) 450は、 q軸と d軸の相互干渉を回避するた めのものであり、実測値である dq軸電流 (id, iq)と、モータの回転角度をもとに算出 したモータ角速度とに基づいて非干渉ィ匕演算を行う。
検出した d軸電流 idは、 q軸に係る制御系の影響を受けており、検出した q軸電流 iq は、 d軸に係る制御系の影響を受けている力 非干渉ィ匕演算によってこのような干渉 が打ち消される。 つまり、 PI制御部 225, 226によって生成された dq軸目標電圧は、非干渉化演算 部 450によって、非干渉化された dq軸目標電圧 (V*d, V*q)に補正され、 d— q/3 相交流座標変換部 227に与えられる。
ブラシレスモータ 9の制御において、 q軸と d軸の非干渉ィ匕制御を行うことにより、電 気的な粘性項を低下させることができ、モータ効率を上昇させることができる。
[0309] [7. ラック軸におけるロードノイズ減衰]
[7. 1 ロードノイズに関する考察]
ステアリング装置では、操舵フィーリングの低下を防ぐために、走行路面などに応じ て操向車輪から操舵機構側に逆入力される外乱 (路面ノイズ;ロードノイズ)を抑える ことが要求されている。
そこで、従来装置には、電動モータの制御系において、上記路面ノイズのうち、不 必要な周波数帯域をカットすることにより、操舵機構に対する外乱の悪影響を抑えよ うとしたものがある (先行技術 2参照。 )0
また、従来装置には、例えば先行技術 19のように、操舵機構側に含まれたラック軸 と操向車輪側に連結されたボールジョイントとの間にダンパーとしてのゴム状弾性体 力もなるブッシュ組立部を設け、このダンパーにて路面ノイズを減衰しょうとしたものも ある。
[0310] し力しながら、上述の外乱には、ドライバーが操舵部材を介して体感すべき路面情 報 (路面と操向車輪との間のすべり具合等)が含まれており、所望の周波数帯域だけ を遮断することは非常に困難なものであり、故に従来装置では、不必要な路面ノイズ が操舵機構側に逆入力されて、そのノイズによる振動や操舵フィーリングの低下を発 生した。具体的にいえば、先行技術 2のように不必要な周波数帯域を制御的にカット する従来装置では、カットオフ周波数の設定などが不適切なものとなり易く路面ノイズ の悪影響を確実に抑制することができな力つた。また、先行技術 19のようにブッシュ 組立部 (ダンパー）を使用する従来装置では、そのダンパーによって必要な路面情 報まで減衰されて操舵フィーリングが低下した。し力も、この先行技術 19の装置では 、そのブッシュ組立部での振動吸収性の低下を防ぐために、ブッシュ組立部とボール ジョイントとの間に空気排出が可能な円筒軸部を設け、この円筒軸部に当該組立部 を連結しており、装置構成が複雑で大型化するという問題もあった。
[0311] そこで、操舵機構に対する路面ノイズの悪影響を簡単な構成で確実に抑制し、操 舵フィーリングの低下を抑えるには次の構成を採用できる。
すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、操舵部材力 操向車輪に至る 操舵機構に、電動モータの動力を付与して操舵補助を行う電動パワーステアリング 装置であって、前記操舵機構が、前記操向車輪が左右の両端側に連結されたラック 軸と、所定の粘性及び弾性を有する粘弾性部材とを具備するとともに、前記粘弾性 部材の粘性及び弾性が前記ラック軸に対して作用するように当該粘弾性部材を設け たことを特徴とするものである。
[0312] 上記のように構成された電動パワーステアリング装置では、ラック軸に対し粘性及び 弾性が作用するよう上記粘弾性部材を設けることにより、発明者等はラック軸に連結 された操向車輪から逆入力される外乱 (路面ノイズ)のうち、不必要な周波数帯域を カットすることができることを見出した。すなわち、発明者等は、上記先行技術 19のよ うに弾性や摩擦を作用させた場合と異なり、粘性及び弾性をラック軸に作用させるこ とにより、そのラック軸に操向車輪側力ゝら逆入力される路面ノイズに周波数依存性を 持たせることができることに着目した。さらに、発明者等は、路面ノイズの周波数帯域 のうち、必要な帯域及び不必要な帯域がそれぞれ低周波帯域 (例えば 10Hz未満） 及び高周波帯域 (例えば 10Hz以上)であることに着目し、かつその高周波帯域の路 面ノイズだけを粘弾性部材からの粘性及び弾性によって遮断できることを見出した。
[0313] また、上記電動パワーステアリング装置にぉ 、て、前記粘弾性部材の粘性定数じが 、その粘弾性部材の弾性定数を Kとし、前記ラック軸の前記操向車輪側の慣性を Jと したときに、下記の不等式 (81)
2 (KJ) 1 2 ≤ C (81)
を満足して 、ることが好まし 、。
この場合、上記粘弾性部材の粘性及び弾性によってラック軸と操向車輪との間〖こ 形成される 2次振動系での振動（共振)を確実に防ぐことができ、この振動に起因する 操舵フィーリングの低下をより効果的に防止することができる。
[0314] また、上記電動パワーステアリング装置において、前記粘弾性部材は、内筒部と、 その内筒部を隙間を有して包囲する外筒部と、前記内筒部と前記外筒部とを連結す るとともに前記弾性定数 κを有する弾性体と、前記内筒部及び前記外筒部の間の前 記隙間内に入れられるとともに前記粘性定数 Cを有する粘性体とを備えて 、てもよ ヽ この場合、上記弾性体及び粘性体を備えた一体的な粘弾性部材が使用されること となり、当該部材の装置への組付作業を容易に行えるとともに、簡単な構成にて操舵 機構での振動を抑制して操舵フィーリングの低下を容易に防止することができる。
[0315] また、上記電動パワーステアリング装置にぉ 、て、前記ラック軸と前記粘弾性部材と の間に、高粘着性の潤滑剤を介在させることが好ま 、。
この場合、高粘着性の潤滑剤がラック軸と粘弾性部材との間に存在しているので、 上記粘弾性部材の粘性及び弾性による不必要な路面ノイズの遮断性を高めることが でき、操舵機構での路面ノイズの悪影響をより効果的に抑えた装置を容易に構成す ることがでさる。
[0316] [7. 2 粘弾性部材に関する好ましい実施の形態]
図 1に示すように、ラック軸 32を収納するラックハウジング 33の内部には、ラック軸 3 2に対して粘性及び弾性が作用するように、所定の粘性及び弾性を有する筒状の粘 弾性部材 500が設けられている。また、この粘弾性部材 500は、ラック軸 32上に塗布 された高粘着性の潤滑剤を介在させて当該ラック軸 32に連結されて 、る。この潤滑 剤は、ラック軸 32が比較的高速で動こうとするときに当該ラック軸 32に対し抵抗となり 、ラック軸 32が比較的低速で動こうとするときに当該ラック軸 32に対し抵抗とならない ように、その粘着性が選択されており、粘弾性部材 500の粘性及び弾性によるモータ 制御に不必要な路面ノイズの遮断性を高めて 、る。
[0317] 具体的にいえば、上記粘弾性部材 500は、図 49も参照して、内筒部 51 laと、その 内筒部 511aと隙間を有して包囲する外筒部 511bとを有する二重筒形状の金属製 の容器 511により一体的に構成されている。また、この容器 511では、内筒部 51 la 及び外筒部 51 lbを一体的に連結する梁 511cが例えば容器 511の軸方向中央部 分で周方向に沿って例えば 90° 間隔で複数設けられている。また、この梁 511cは、 例えば板バネ材にて構成されたものであり、粘弾性部材 500の弾性体を構成すると ともに、上記内筒部 51 la及び外筒部 51 lbがー体的に連結されて容器 511全体が 剛体となるのを阻止している。また、容器 511内では、粘弾性部材 500の粘性体を構 成する、例えば合成ゴムからなる粘性材 512が内筒部 51 laと外筒部 51 lbとの間で 梁 511cに区画された各隙間内に入れられている。そして、粘弾性部材 500では、上 記潤滑剤を介して内筒部 51 laの内周面をラック軸 32の外周面に密接させ、外筒部 51 lbの外周面をラックハウジング 33の内面に固定させることにより、当該部材 500が ラック軸 32上に配置されて、操舵部材 1へのステアリング操作や操向車輪 5側力 逆 入力された外乱 (路面ノイズ)などに応じて図の左右方向に移動するラック軸 32に弹 性及び粘性を作用させるようになつている。尚、上記説明以外に、容器 511の各部を 同一の金属材により構成し、その梁の厚さを薄くすることで当該梁に弾性を付与した ものでもよい。
[0318] また、この粘弾性部材 500では、その粘性及び弾性をラック軸 32に作用させて 、る ので、操向車輪 5側から当該ラック軸 32に逆入力される上記路面ノイズに周波数依 存性を持たせることができ、この路面ノイズの周波数帯域のうち、例えば 10Hz以上 の不必要な高周波帯域をカットすることができる。詳細には、操舵部材 1に加えられ たステアリング操作やドライバーが操舵部材 1を介して体感すべき路面情報、例えば 路面と操向車輪 5との間のすべり具合に応じてラック軸 32が動く場合では、当該ラッ ク軸 32は比較的低速で、長い周期で移動する。このような比較的遅いラック軸 32の 動きに対しては、粘弾性部材 500からの粘性及び弾性は抵抗としてほとんど作用せ ずにそのラック軸 32の動きを許容する。
これに対して、電動モータ 9のアシスト制御に不必要な上記高周波帯域の外乱によ つてラック軸 32が動くときには、当該ラック軸 32は比較的高速で、短い周期で移動す る。このような比較的速いラック軸 32の動きに対しては、粘弾性部材 500からの粘性 及び弾性は抵抗として働いてラック軸 32の動きを抑えることにより、当該ラック軸 32か ら操舵機構 A側に上記外乱が伝えられるのを遮断する。
[0319] また、上記粘弾性部材 500では、その粘性材 512の粘性定数 Cがその材質 (配合） などを適宜変更することにより下記の不等式 (81)を満足するよう設定されており、ラッ ク軸 32と操向車輪 5との間に形成される振動系の振動を容易に抑制可能に構成され ている。
2(KJ)1 2 ≤ C (81)
但し、（81)式において、 Jはラック軸 32の操向車輪 4側の慣性であり、 Kは粘弾性 部材 500 (梁 1 lc)の弾性定数である。このような粘性定数 Cを有する粘弾性部材 50 0を用いることにより、ラック軸 32に対して適切な値の粘性及び弾性を付与することが でき、上記振動系の振動を抑えることができる。
[0320] 詳細にいえば、上記振動系は、ラプラス演算子を sとしたときに、上述の慣'^ [と、粘 弾性部材 10の弾性定数 K及び粘性定数 Cとを用いた次の 2次振動系の伝達関数、 lZ(Js2+Cs+K)で表される。この伝達関数は、次の（82)及び (83)式のように展 開することができること力 、上記振動系の固有角周波数 ωη及び減衰係数 ζは、 (8 2)及び (83)式の分母項の等価条件によって下記の（84)及び (85)式でそれぞれ 示される。
1/Qs2 + Cs+K) = (1/J)/(S2 + CS/J+K/J)
— (82)
= (l/j)/(s2+2C ωη5+ωη2)
— (83)
ωη = (K/J)1 2 — (84)
Figure imgf000105_0001
ここで、上記減衰係数 ζにおいて、その値が 1以上であれば、その 2次振動系での 振動（共振)が確実に防がれることから、上記 (85)式から上述の不等式 (81)を得る ことができる。
[0321] また、上記減衰係数 ζについては、その適正な範囲として次の不等式 (86)により 規定してちょい。
0.4 ≤ ζ ≤ 2 —— (86)
詳細には、上記（86)式にて規定される減衰係数 ζでは、 0.4以上の値を選ぶこと によって 0. 8 (KJ) 1/2以上の上記粘性定数 Cが選択されて、粘弾性部材 500はその 粘性及び弾性を最低限必要な負荷 (抵抗)としてラック軸 32に与えることができ、例 えば操向車輪 5側カゝら外乱が入力したときでも、上記高粘着性の潤滑剤を使用した 点とも相まって、そのラック軸 32での振動とこれに伴う操舵フィーリングの変化がドラ ィバーに認識されない程度に、粘弾性部材 500からの抵抗がラック軸 32に付与され て当該振動を抑制することができる。
[0322] また、上記のような 2次振動系にお 、て、ステップ応答が定常状態に対してオーバ シュートしないための条件は、理論上、減衰係数 ζを 2— 1/2以上とすることである。すな わち、粘性定数 Cが、好ましくは上記 (85)式より（2 (KJ) 1/2/21/2)以上に設定される ことにより、上記振動系の固有振動数においてゲインがピークをもたずに比較的安定 した系を構成することができる点で好まし 、。
また、 2以下の減衰係数 ζを選ぶことにより、粘弾性部材 500からラック軸 32に与え られる粘性及び弾性を制限して、ラック軸 32、ひいては操舵機構 Αでの応答性が低 下するのを抑えることができる。し力も、粘弾性部材 500からラック軸 32に加えられる 粘性及び弾性 (抵抗)を制限して ヽるので、操舵部材 1に対するステアリング操作が 過剰に重くなるのを防ぐことができる。
[0323] 尚、 0. 4未満の減衰係数 ζを選択したときには、粘弾性部材 500からラック軸 32に 付与される粘性及び弾性が不足してそのラック軸 32を含んだ上記振動系が安定せ ずに、この振動系での振動に起因する操舵フィーリングの低下などを招き易い。 また、 2よりも大きい減衰係数 ζを選んだときには、粘弾性部材 500からの粘性及び 弾性が不必要に大きくなつて、ステアリング操作を比較的行い難くなつたりして、操舵 フィーリングが比較的低下する。
[0324] 以上のように構成された本実施形態の電動パワーステアリング装置では、ラック軸 3 2に対して粘弾性部材 500が粘性及び弾性を作用させることにより、ラック軸 32に連 結された操向車輪 5から逆入力される外乱 (路面ノイズ)のうち、不必要な周波数帯域 をカットしている。これにより、路面ノイズの不必要な周波数帯域が操舵機構 Α側に逆 入力されるのを防ぐことができ、当該操舵機構 Aに対する路面ノイズの悪影響を簡単 な構成で確実に抑制して、操舵フィーリングの低下を抑えることができる。また、粘弹 性部材 500がラック軸 32とラックハウジング 33との間の空きスペースに配置されてい るので、装置構成を大型化する必要がない。
また、本実施形態では、ラック軸 32と粘弾性部材 50との間に高粘着性の潤滑剤を 介在させることにより、粘弾性部材 50の粘性及び弾性による不必要な路面ノイズの 遮断性を高めているので、操舵機構 Aでの路面ノイズの悪影響をより効果的に抑え た装置を容易に構成することができる。
[0325] 尚、上記の説明では、ラック軸 32とラックハウジング 33との間に粘弾性部材 500を 設けた場合について説明したが、本発明は所定の粘性及び弾性をラック軸 32に作 用させるものであればよぐ粘弾性部材の構成、形状、設置数あるいは高粘着性の 潤滑剤の有無などは上述のものに何等限定されない。但し、図 49に示したように、粘 性体と弾性体とが一体化された部材 500を用いる場合の方が、当該部材 500の装置 への組付作業を容易に行える点で好ましい。さらに、このような簡単な構成により、装 置での振動を抑制して操舵フィーリングの低下を容易に防止することができ、し力も 装置部品点数を削減できる点で好ましい。
[0326] [8. 操舵機構での振動抑制 (収斂性向上) ]
[8. 1 操舵機構での振動抑制に関する考察]
ステアリング装置では、トーシヨンバー 23の弾性 (パネ）によって振動し易ぐ例えば 操舵部材 1を手放しにしたときでの収斂性が悪くなることがあった。従来装置には、上 記入出力軸の間に介在させた巻きブッシュ力 摩擦 (抵抗)を付与して、上記収斂性 の悪ィ匕を抑えたものがある（先行技術 20参照。；)。
また、従来装置には、先行技術 21のように、操舵部材の操舵角速度に応じて定め た粘性補償値を、車速を基に補正することにより、上記振動による操舵フィーリングの 低下を制御的に抑制しょうとしたものもある。
[0327] し力しながら、先行技術 20のように摩擦を付与する従来装置では、上記トルクセン サの出力にヒステリシスが生じて操舵部材の中点を判別しにくいなどの不具合が発生 し、この不具合に起因して操舵フィーリングが低下することがあった。また、先行技術 21の装置では、高車速時に粘性が大きくなるよう補正するとともに、低車速時に粘性 を打ち消すような補正を行っていた力 つまるところ例えばそれら補正の区切りとなる 車速にお 、てアシストトルクのリニアリティが損なわれ、操舵フィーリングが低下した。
[0328] そこで、操舵機構での振動を容易に抑制し、操舵フィーリングの低下を抑えるには 次の構成を採用できる。 すなわち、好ましい電動パワーステアリング装置は、操舵部材力 操向車輪に至る 操舵機構に、電動モータの動力を付与して操舵補助を行う電動パワーステアリング 装置であって、前記操舵機構は、前記操舵部材側及び前記操向車輪側にそれぞれ 連結される入力軸及び出力軸と、これら入出力軸に一端側及び他端側が連結された トーシヨンバーとを備え、前記入力軸と前記出力軸との間または前記トーシヨンバーと 前記入出力軸の一方の軸との間に粘弾性部材を設けるとともに、前記トーシヨンバー の弾性定数を K1とし、前記粘弾性部材の弹性定数を K2とし、前記トーシヨンバーの 前記操舵部材側の慣性を Jとしたときに、前記粘弾性部材は、その粘性定数 Cが下記 の不等式（91)
0. 8 ( (K1 +K2)J) 1 2 ≤ C (91)
を満足するように設定されて ヽることを特徴とするものである。
[0329] 上記のように構成された電動パワーステアリング装置では、不等式（91)を満足した 粘性定数 Cを有する粘弾性部材を操舵機構内の上記入出力軸間またはトーシヨンバ 一と入出力軸の一方との間に設けることにより、発明者等は、当該粘弾性部材から適 切な粘性を操舵機構に付与させることができる知見を得た。そして、上記粘弾性部材 力もの粘性により、トーシヨンバーの弾性による操舵機構での振動を容易に抑制でき ることを見出した。
[0330] また、上記電動パワーステアリング装置にぉ 、て、前記粘弾性部材は、その粘性定 数 Cが下記の不等式（92)
0. 8 ( (K1 +K2)J) 1 2 ≤ C ≤ 4 ( (K1 +K2)J) 1 2
— (92)
を満足するように設定されて 、ることが好ま 、。
この場合、粘弾性部材から操舵機構に付与される粘性が不等式 (92)の右辺項に よって制限されることとなり、当該操舵機構での応答性が低下するのを抑制すること ができる。
[0331] また、上記電動パワーステアリング装置において、前記粘弾性部材は、内筒部と、 その内筒部を隙間を有して包囲する外筒部と、前記内筒部と前記外筒部とを連結す るとともに前記弾性定数 K2を有する弾性体と、前記内筒部及び前記外筒部の間の 前記隙間内に入れられるとともに前記粘性定数 cを有する粘性体とを備えてもよい。 この場合、上記弾性体及び粘性体を備えた一体的な粘弾性部材が使用されること となり、当該部材の操舵機構への組付作業を容易に行えるとともに、簡単な構成にて 操舵機構での振動を抑制して操舵フィーリングの低下を容易に防止することができる
[0332] [8. 2 粘弾性部材に関する好ましい実施の形態]
図 1に示すように、入力軸 22と出力軸 24との間には、筒状の粘弾性部材 600が設 けられている。この粘弾性部材 600は、図 50も参照して、内筒部 61 laと、その内筒 部 611aを隙間を有して包囲する外筒部 611bとを有する二重筒形状の金属製の容 器 611により一体的に構成されている。また、この容器 611では、内筒部 61 la及び 外筒部 61 lbを一体的に連結する梁 611cが周方向に沿って例えば 120° 間隔で複 数設けられている。また、この梁 611cは、例えば板バネ材にて構成されたものであり 、粘弾性部材 600の弾性体を構成している。また、容器 611内では、粘弾性部材 60 0の粘性体を構成する、例えば合成ゴムからなる粘性材 612が内筒部 61 laと外筒部 611bとの間で梁 611cに区画された各隙間内に入れられている。そして、粘弾性部 材 600では、内筒部 611aの内周面を入力軸 22の外周面に密接させ、外筒部 611b の外周面を出力軸 24の内周面に密接させることにより、当該部材 600は入出力軸 2 2、 24間に配置されて、操舵部材 1へのステアリング操作などに応じて周方向に回動 する入出力軸 22、 24に弾性及び粘性を作用させるようになつている。尚、上記説明 以外に、容器 11の各部を同一の金属材により構成し、その梁の厚さを薄くすることで 当該梁に弾性を付与したものでもよ ヽ。
[0333] また、上記粘弾性部材 600では、その粘性材 612の粘性定数 Cがその材質 (配合） などを適宜変更することにより、下記の不等式 (91)好ましくは不等式 (92)を満足す るよう設定されており、トーシヨンバー 23の弾性 (パネ）による操舵機構 Aでの振動を 容易に抑制可能に構成されて 、る。
0. 8 ( (K1 +K2)J) 1 2 ≤ C (91)
0. 8 ( (K1 +K2)J) 1 2 ≤ C ≤ 4 ( (K1 +K2)J) 1 2
— (92) 但し、 (91)
Figure imgf000110_0001
、て、 Jはトーシヨンバー 23の操舵部材 1側 (パネ上） の慣性であり、 K1はトーシヨンバー 23の弾性定数であり、 K2は梁 611cの弾性定数 である。このような粘性定数 Cを有する粘弾性部材 600を用いることにより、操舵軸 2 に対して適切な値の粘性を付与することができ、操舵機構 Aでの振動を抑えることが できる。また、（92)式の右辺項の値により、粘性定数 Cの上限を規定することにより、 当該操舵機構 Aでの応答性が低下するのを抑制することができる。尚、上記パネ上 の慣' は、主に操舵部材 1の慣性である。
[0334] 詳細にいえば、上記操舵機構 Aでの振動系は、ラプラス演算子を sとしたときに、上 述のパネ上の慣' 、弾性定数 K1と K2との和 KO、及び粘性定数 Cとを用いた次の 2 次振動系の伝達関数、 lZ(Js2 + Cs+KO)で表される。この伝達関数は、次の（93) 及び（94)式のように展開することができることから、上記振動系の固有角周波数 ω η 及び減衰係数 ζは、（93)及び（94)式の分母項の等価条件によって下記の（95)及 び（96)式でそれぞれ示される。
l/(js2 + Cs+KO) = (1/J)/(S2 + CS/J+KO/J)
一 (93)
= (l/j)/(s2+2C ωη5+ωη2)
一 (94)
ωη = (K0/J)1 2 — (95)
Figure imgf000110_0002
[0335] ここで、上記減衰係数 ζは、その適正な範囲として次の不等式（97)により規定され ている。続いて、この不等式（97)に上記（96)式を代入し順次変形すると、上記慣性 J及び弾性定数 Κ0(=Κ1+Κ2)にて粘性定数 Cを規定する上述の（91)及び（92) 式を得ることができる。
0.4 ≤ ζ ≤ 2 —— (97)
詳細には、上記（97)式にて規定される減衰係数 ζでは、 0.4以上の値を選ぶこと により、粘弾性部材 600はその粘性を最低限必要な負荷 (抵抗)として入出力軸 22、 24の間、つまり操舵機構 Αの操舵軸 2に与えることができ、操向車輪 5側カゝら外乱な どが入力したときでも、その操舵軸 2での振動とこれに伴う操舵フィーリングの変化が ドライバーに認識されない程度に、粘弾性部材 600からの抵抗が操舵軸 2に付与さ れて当該振動を抑制することができる。
[0336] また、上記のような 2次振動系にお 、て、ステップ応答が定常状態に対してオーバ シュートしないための条件は、理論上、減衰係数 ζを 2— 1/2以上とすることである。すな わち、粘性定数 Cが、好ましくは上記 (96)式より（2 (KOJ) 1/2/21/2)以上に設定され ることにより、上記振動系の固有振動数においてゲインがピークをもたずに比較的安 定した系を構成することができる点で好ましい。つまり、例えば車両旋回状態から直 進状態に移行する際に操舵部材 1を手放し状態にしたときに、粘弾性部材 60は適切 な粘性を操舵軸 2に与えることができ、操舵部材 1が中立位置に戻る際に、行き過ぎ ( オーバーシュート）が生じるのを防ぐことができる。この結果、操舵部材 1の収斂性が 悪ィ匕するのを防ぐことができるとともに、上記トルクセンサ 7の検出結果にヒステリシス が生じるのを防いで、操舵部材 1の中立位置を判別できないなどの不具合を防ぐこと ができる。さらに、減衰係数 ζの値を 1以上、つまり粘性定数 Cを (2 (KOJ) 1/2)以上と 設定することにより、上記振動系での振動（共振)を防げる点で好ましい。
また、 2以下の減衰係数 ζを選ぶことにより、粘弾性部材 600から操舵機構 Α側に 与えられる粘性を制限して、当該操舵機構 Aでの応答性が低下するのを抑えること ができ、ヒステリシスが上記トルクセンサ 7の検出結果に表れるのを確実に防ぐことが できる。し力も、粘弾性部材 600から操舵軸 2に加えられる粘性 (抵抗)を制限してい るので、操舵部材 1に対するステアリング操作が過剰に重くなるのを防ぐことができる
[0337] 尚、 0. 4未満の減衰係数 ζを選択したときには、粘弾性部材 600から操舵機構 A 側に付与される粘性が不足してその機構 A内の上記振動系が安定せずに、この振 動系での振動に起因する操舵フィーリングの低下などを招き易い。
また、 2よりも大きい減衰係数 ζを選んだときには、粘弾性部材 600からの粘性が不 必要に大きくなつて、ステアリング操作を比較的行い難くなつたりして、操舵フィーリン グが比較的低下する。
[0338] ここで、上記粘性定数 Cの具体的な数値例を示すと、トーシヨンバー 23の弾性定数 K1の設計値は、操舵軸 2周りの換算値で Kl = 29 (kgf' cmZdeg) = 29 X 9. 8 X 10 Χ 180/ π (NmZrad) = 162. 8 (NmZrad)である。また、粘弾性部材 600の弹 性定数 K2の設計値は、操舵軸 2周りの換算値で K2く 1 (kgf-cm/deg) = 5. 6 (Nm Zrad)程度である。それ故、これら弾性定数 Kl、 Κ2の和 ΚΟは、 163〜169 (NmZ rad)となる。また、トーシヨンバー 23の操舵部材 1側のパネ上慣' ^[の実測値例は、 J =0. 020〜0. 025 (kg- m2)程度である。
以上の弾性定数 KO及び慣'^ [の具体値を上記不等式 (92)に代入すると、好まし い粘性定数 Cの具体的な範囲として、 1. 44≤C≤8. 22が得られる。
[0339] 以上のように構成された本実施形態の電動パワーステアリング装置では、上記不等 式（91)で規定される粘性定数 Cを有する粘弾性部材 600を入出力軸 22、 24の間に 設けて、操舵機構 Aの操舵軸 2に適切な粘性を付与しているので、当該操舵機構 A での振動を容易に抑制することができ、振動に起因する操舵フィーリングの低下を抑 えることができる。また、（92)式の右辺項の値により、粘性定数 Cを規定することによ り、入出力軸 22、 24間に作用する粘弾性部材 600の粘性を制限して、操舵機構 Aで の応答性が低下するのを抑制することができ、例えば操舵部材 1の戻し操作が過剰 に遅くなるのをより確実に抑えて操舵フィーリングの低下も抑えることができる。また、 トルクセンサ 7の検出結果にヒステリシスが現れるのを防ぐことができるので、操舵部 材 1の中立位置を判別できな ヽなどの不具合が生じるのを防 、で操舵フィーリングの 低下も防ぐことができる。さら〖こ、操舵機構 Aでの振動を粘弾性部材 600により抑制し ているので、同振動によるフィーリング低下をアシスト制御にて抑えようとした上記先 行技術 2と異なり、電動モータ 9の駆動制御を煩雑ィ匕する必要がない。また、操舵機 構 Aでの振動を容易に抑制することができるので、油圧式パワーステアリング装置に 比べて、トーシヨンバー周りの摩擦が遙かに低い（例えば、 0. 05N程度）の電動パヮ 一ステアリング装置を搭載した車両の乗り心地や操作性などを簡単に向上させること ができる。
[0340] 以下、発明者等が実施した評価試験での試験結果について、図 51を参照して具 体的に説明する。
この評価試験では、入出力軸 22、 24間に上記粘弾性部材 600を配置した実施例 品と、入出力軸 22、 24間に摩擦体 (卷ブッシュ)を配置した従来相当品と、これらの 粘弾性部材 600及び摩擦体を全く介在させていない比較品とを用意した。そして、こ れらの各操舵機構に対し、その操向車輪側からインパルスを加え操舵部材側に設置 した振動計により、その応答波形を検出した。この結果、図 51 (a)に示すように、実施 例品では、入力インパルスに対し 1回振動しただけで、その振動は直ちに収束した。 これに対して、上記従来相当品では、図 51 (b)に示すように、 2〜3回程度振動し てその収束時間が本発明品よりも長くなるとともに、摩擦体の摩擦定数などで定まる 定常偏差 (操舵部材 1での中立位置力もずれ)が生じていた。
さらに、上記比較品では、図 51 (c)に示すように、 6〜7回程度振動し、本発明品に 比べて、その振動が収まるまでに遙かに長い時間を要した。
尚、上記の説明では、入出力軸 22、 24の間に粘弾性部材 600を介在させた場合 について説明したが、本発明は、これに限定されるものではなく粘性定数 Cが不等式 (91)を満足するよう設定された粘弾性部材をトーシヨンバー 23と入力軸 22との間、 またはトーシヨンバー 23と出力軸 24との間に配置するものであればよい。
また、上記の説明では、容器 611内に梁 (弾性体) 611c及び粘性材 (粘性体) 612 を設けた粘弾性部材 600について説明したが、本発明は上記粘性定数 C及び弾性 定数 K2を有する粘弾性部材であればよぐその構成、形状、設置数などは上述のも のに何等限定されない。但し、図 50に示したように、容器 611内で粘性体と弾性体と が一体化された粘弾性部材 600を用いる場合の方が、当該部材 600の操舵機構 A への組付作業を容易に行える点で好ましい。さらに、このような簡単な構成により、操 舵機構 Aでの振動を抑制して操舵フィーリングの低下を容易に防止することができる 点で好ましい。

Claims

請求の範囲
[1] 操舵機構に対して操舵アシスト用モータの動力を付与して操舵補助を行う電動パヮ ーステアリング装置において、
ロードインフォメーションに相当する周波数領域よりも高い周波数領域にあるロード ノイズ相当周波数領域におけるトルク伝達を減衰させるように前記操舵アシスト用モ ータを制御するロードノイズ抑制制御手段を備え、
前記操舵機構の摩擦値は、前記操舵機構の固有振動が現出する程度にまで低く 抑えられ、
前記操舵アシスト用モータのロータ慣性値は、前記固有振動の周波数が、前記口 ードノイズ抑制制御手段によってトルク伝達が減衰される周波数領域に存在する程 度に小さく設定されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
[2] ステアリングギヤを含む操舵機構に対して、操舵アシスト用モータのトルクが減速機 を介して付与されるとともに、前記ステアリングギヤの摩擦及び前記減速機の摩擦が
、前記アシスト用モータのトルク伝達を低下させる抵抗として作用する電動パワーステ ァリング装置において、
前記操舵アシスト用モータとして、そのロータ慣性が、操舵軸回り換算値において、
0. 012kgm2以下のものを採用するとともに、
前記ステアリングギヤの摩擦及び前記減速機の摩擦の和を、操舵軸回り換算値に ぉ 、て、 INm以下としたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
[3] ロードノイズに相当する周波数領域のトルク伝達を減衰させるように前記操舵アシス ト用モータを制御する手段を備えていることを特徴とする請求項 2記載の電動パワー ステアリング装置。
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