KR20040023745A

KR20040023745A - 하이 패스 필터 및 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 및이들을 사용한 적층 모듈 복합 부품과 통신 기기

Info

Publication number: KR20040023745A
Application number: KR10-2004-7002040A
Authority: KR
Inventors: 후카마치게이스케; 겜모치시게루; 와타나베미츠히로; 다케타쓰요시; 다이히로유키; 요코치사토루
Original assignee: 히타치 긴조쿠 가부시키가이샤
Priority date: 2001-08-10
Filing date: 2002-08-12
Publication date: 2004-03-18
Also published as: EP1418680A4; KR100906356B1; KR20080104389A; US7057472B2; WO2003015301A1; CN1541454A; CN1309178C; KR100902296B1; US20040266378A1; EP1418680A1

Abstract

안테나 단자에 접속된 통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 다이플렉서로 분파된 고주파수측과 저주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제1 및 제2 스위치 회로와, 다이플렉서와 송신 단자 사이 또는 제1 및 제2 의 스위치 회로와 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 및 제2 의 로우 패스 필터를 포함하며, 다이플렉서와 제1 또는 제2 의 스위치 회로의 사이의 적어도 한쪽에 노치 필터가 설치되어 있는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로. 적어도 다이플렉서와 안테나 단자 사이에, 입력 단자 및 출력 단자를 포함하며, 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 입력 단자와 출력 단자 사이에 접속된 제1 콘덴서와, 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 제2 인덕터와 그라운드의 사이에 접속된 제2 콘덴서로 이루어지는 하이 패스 필터가 설치되어 있다.

Description

하이 패스 필터 및 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 및 이들을 사용한 적층 모듈 복합 부품과 통신 기기{BYPASS FILTER, MULTI-BAND ANTENNA SWITCH CIRCUIT, AND LAYERED MODULE COMPOSITE PART AND COMMUNCATION DEVICE USING THEM}

휴대 무선 통신 시스템으로는, 예를 들면 주로 유럽에서 번성한 EGSM(Extended Global System for Mobile Communications) 방식 및 DCS(Digital Cellular System) 방식, 미국에서 번성한 PCS(Personal Communication Service) 방식, 일본에서 채용되어 있는 PDC(Personal Digital Cellular) 방식 등의 시분할다중접속(TDMA:Time Divsion Multiple Access)을 사용한 여러 가지 시스템이 있지만, 요즈음의 휴대 전화의 급격한 보급에 수반해서, 특히 선진국의 주요 대도시에 있어서는 각 시스템에 할당된 주파수대로서는 시스템 이용자를 조달하지 못하여, 접속이 곤란하거나 통화 도중에 접속이 끊기는 등의 문제가 생기고 있다. 그래서, 이용자가 복수의 시스템을 이용 가능하도록 하여, 실질적으로 이용 가능한 주파수의 증가를 도모하고 또한 서비스 구역의 확충이나 각 시스템의 통신 인프라를 유효하게 활용하는 것이 제창되어 있다.

상기 이용자가 복수의 시스템을 이용하는 경우에는, 각 시스템에 대응한 휴대 통신기를 필요한 만큼 가지든가, 또는 복수의 시스템으로 통신할 수 있는 소형경량의 휴대 통신기를 가질 필요가 있다. 후자의 경우, 1대의 휴대 통신기로 복수의 시스템을 이용 가능하게 하는 경우에는, 시스템마다 부품을 사용하여 휴대 통신기를 구성하면 되지만, 신호의 송신계에 있어서는, 예를 들면 희망하는 송신 주파수의 송신 신호를 통과시키는 필터, 송수신 회로를 전환하는 고주파 스위치나 송수신 신호를 입방사하는 안테나, 또한 신호의 수신계에서는, 상기 고주파 스위치를 통과한 수신 신호의 희망하는 주파수를 통과시키는 필터 등의 고주파 회로 부품이 각각의 시스템마다 필요하다. 그러므로, 휴대 통신기가 고가로 되는 것과 동시에, 체적 및 중량 모두 증가해 버려 휴대용으로서는 부적당하였다.

거기서 복수의 시스템에 대응한 소형 경량의 고주파 회로 부품이 필요하게 되었다. 예를 들면 특개평11-225088호(EP 0921642A3)는, EGSM 및 DCS에 대응한 듀얼 밴드 대응의 안테나 스위치 모듈을 개시하고 있다. 도 30은, EGSM 방식(송신 주파수: 880 ~ 915 MHz, 수신 주파수: 925 ~ 960 MHz)와 DCS 방식(송신 주파수: 1710 ~ 1785 MHz, 수신 주파수: 1805 ~ 1880 MHz)에 대응한 듀얼 밴드 안테나 스위치 모듈의 회로 블록도를 도시한다. 다이플렉서 Dip는 0.9 GHz대의 EGSM의 신호와 1.8 GHz대의 DCS의 신호를 분파(分波)하고, 제1 고주파 스위치 SW1는 EGSM 송신 단자(Tx)와 EGSM 수신 단자(Rx)를 전환하고, 제2 고주파 스위치 SW2는 DCS 송신 단자(Tx)와 DCS 수신 단자(Rx)를 전환한다. 로우 패스 필터 LPF1, LPF2는 송신측의 파워업으로 발생하는 고조파 왜곡량을 저감한다.

특개2000-165288호(EP 0998035A3)는, EGSM, DCS 및 PCS의 3개의 시스템에 대응한 휴대 통신기에 사용하는 트리플 밴드 대응의 안테나 스위치 모듈을 개시하고 있다.

차세대 휴대 무선 시스템으로서, W-CDMA(Wide-band Code Division Muhiple Access) 방식의 서비스가 개시되어 있어, 데이터 전송 레이트의 고속화, 통신 채널의 다중화 등을 기대할 수 있기 때문에, 급속히 보급될 것이 예상된다. 그러므로 현재 휴대 전화 통신 지스템으로 큰 비중을 차지하고 있는 EGSM, DCS, PCS 등과 아울러, W-CDMA에도 대응한 휴대 무선기가 필요해지고 있다.

EGSM 방식과 DCS 방식 및 W-CDMA 방식(송신 주파수: 1920 ~ 1980 MHz, 수신 주파수: 2110 ~ 2170 MHz)에 대응한 트리플 밴드 대응의 안테나 스위치 모듈의 회로 블록도를 도 31에 도시한다. 다이플렉서 D에 의해 EGSM의 주파수대의 신호와 DCS/W-CDMA의 주파수대의 신호를 분파하고, 역방향으로는 합성하지만, 본 명세서에서는 간단화를 위해서「분파」에 대해서만 설명한다. 제1 고주파 스위치 SW1는 EGSM 송신 단자(Tx)와 EGSM 수신 단자(Rx)를 전환하고, 제2 고주파 스위치 SW2는 DCS 송신 단자(Tx)와 DCS 수신 단자(Rx)와 WCDMA의 송수신 단자를 전환한다. 로우 패스 필터 LPF1, LPF2는 송신측의 파워업으로 발생하는 고조파 왜곡량을 저감한다.

그러나, 이상의 종래 기술에 있어서 다음과 같은 문제가 있었다.

(l) 정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴

도 30이나 도 31의 고주파 스위치 회로로 사용되는 PIN 다이오드, FET 스위치 등의 고주파 부품은 정전기에 약하고, 특히 휴대 전화의 경우, 인체로부터의 정전 서지가 안테나에 입력되는 경우에 상기 고주파 부품이 파괴된다고 하는 문제가 있었다. 또 안테나 스위치 모듈은 파괴까지는 이르지 않아도, 송신 단자에 접속되는 파워업이나, 수신 단자에 접속되는 로우 노이즈 앰프 등의 안테나 스위치 모듈의 후단에 접속되는 회로를 파괴할 가능성도 있어, 정전 서지에 대한 대책을 강구하는 것이 중요했다.

정전 서지 제거에 관한 기술로서, 종래부터 특개2001-186047호에 개시된 도 32a에 도시하는 회로가 알려져 있다. 이것은 2개의 다이플렉서의 일부에 그라운드에 접속된 인덕터를 추가한 것이다. 이 회로로 고주파 부품을 정전 서지로부터 보호하기 위해서는, 그라운드로 떨어지는 인덕터를 5 nH 이하로 설정할 필요가 있다. 그러나, 안테나탑에 5 nH 이하의 인덕터를 접속한 경우, 900 MHz 대역으로부터 1.8 GHz 대역까지의 광대역에서의 정합을 취하는 것이 곤란하게 된다. 또 실제 이 회로에서는 300 MHz 부근에서의 감쇠량은 5 dB 이하로 약간 밖에 얻지 못하여, 정전 서지 제거에는 불충분했다.

특개2001-44883호는 도 32b에 도시하는 회로를 개시하고 있다. 이것은 안테나 단자 ANT, 송신 단자 Tx, 수신 단자 Rx의 각각의 신호 라인에 그라운드에 접속된 인덕터와 콘덴서를 삽입한 것이다. 그러나, 이와 같이 안테나 단자, 송신 단자, 수신 단자의 각각에 인덕터 L1와 콘덴서 C1으로 이루어지는 LC 필터를 삽입하면, 고주파 스위치의 소형화 및 저비용화의 방해밖에 되지 않으며, 삽입 손실의 열화의원인으로도 된다. 실제 이 회로에서는 300 MHz 부근에서의 감쇠량은 5 dB 정도로 약간 밖에 얻지 못하여, 정전 자지 제거에는 불충분했다.

배리스터나 제너 다이오드를 정전 서지 제거 부품으로서 사용하는 일도 고려되지만, 이 경우는 단자간 용량을 크게 취할 필요 있어, 신호 라인으로 사용하면 삽입 손실의 열화를 피할 수 없다. 이 때문에, 배리스터나 제너 다이오드를 고주파 스위치를 구비하는 고주파 회로에서의 정전 서지 제거로서 사용할 수 없다.

(2) 고조파 발생량(PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로의 경우)

도 31의 회로에 있어서, W-CDMA의 송신 신호가 제2 고주파 스위치 SW2를 통과할 때에 고조파 왜곡이 발생한다고 하는 문제가 있다. 일반적으로 PIN 다이오드나 GaAs 스위치 등의 비선형 디바이스에 고전력의 고주파 신호를 투입하면, 고조파 왜곡이 발생하는 것이 알려져 있다. 특히 PIN 다이오드의 경우, 0FF 상태 시에 고조파 왜곡이 현저하다. 이 이유는, 도 33에 도시하는 다이오드의 V-I 특성으로부터 명백한 바와 같이, (a) 0N 상태에서는 컨트롤 전원의 전압 Vc에 의해 비교적 선형성의 양호한 동작점으로 다이오드가 구동하고 있으므로, 고주파 신호에 의한 전압 변동에 대해서도 선형적인 응답을 하기 위한 고조파 발생량은 적지만, (b) OFF 상태에서는 V=0 부근이 동작점이 되어, 고주파 신호에 의한 전압 변동에 대해서도 비선형적인 응답을 하기 위한 고조파 발생량이 크기 때문이다.

도 34는 도 31에 도시하는 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 트리플 밴드 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도시한다. 표 1은 각 동작 모드에서의 컨트롤 전원과 PIN 다이오드의 ON/OFF 상태를 도시한다. 여기서 컨트롤 전원의 High는 +1V ~+5V, Low는 0.5V ~ +0.5V가 바람직하다.

표 1

도 34의 회로에 있어서 각 동작모드의 PIN 다이오드의 ON/OFF 상태

모드	콘트롤 전원	PIN 다이오드의 ON/OFF 상태
모드	VC1	VC2	VC3	D1	D2	D3	D4	D5	D6
EGSM Tx	High	Low	Low	ON	ON	OFF	OFF	OFF	OFF
DCS Tx	Low	High	Low	OFF	OFF	ON	ON	OFF	OFF
EGSM Rx	Low	Low	Low	OFF	OFF	OFF	OFF	OFF	OFF
DCS Rx	Low	Low	High	OFF	OFF	OFF	OFF	ON	ON
W-CDMA	Low	Low	Low	OFF	OFF	OFF	OFF	OFF	OFF

이상으로부터, EGSM 송신(Tx) 모드 시에는 EGSM TX 단자로부터 안테나 ANT의 경로에는 ON 상태의 다이오드 D1, D2가 접속되고, OFF 상태의 다이오드 D3, D4, D5, D6는 회로적으로 떨어져 있으므로, 고조파 발생량이 적다는 것을 이해할 수 있다.

DCS 송신(Tx) 모드 시도 마찬가지로 DCS TX 단자로부터 안테나 ANT의 경로에는 ON 상태의 다이오드 D3, D4가 접속되고, OFF 상태의 다이오드 D1, D2, D5, D6는 회로적으로 떨어져 있으므로, 고조파 발생량은 적다.

이것에 대해, W-CDMA 모드 시에는 W-CDMA 단자로부터 안테나 ANT의 경로에는 OFF 상태의 다이오드 D3, D4, D5, D6가 접속되어 있고, 고전력의 신호가 W-CDMA 단자로부터 입력되면 안테나 ANT 단자로부터 큰 고조파 신호가 방사된다. 이것은 휴대 전화의 안테나로부터 본래 발신해서는 안 되는 신호가 발신되는 것을 의미하고, 종래 기술에서는 회피할 수 없는 문제였다.

(3) 소형화 및 전력 절약화와 고조파 발생량(FET 스위치를 사용한 경우)

도 30의 고주파 스위치 모듈에서는 PIN 다이오드가 합계 4개 필요하고, 도 31의 고주파 스위치 모듈에서는 PIN 다이오드가 합계 6개 필요하다. 따라서, 소형화와 전력 절약화의 방해로 되어 있었다. 일반적으로 PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로보다 GaAs 스위치 편이 저소비 전력이다.

거기서 미국 특허 제5815804호는, 도 35에 도시하는 바와 같이 EGSM 송신 단자(Tx)와 DCS 송신 단자(Tx)를 분파하는 송신측의 다이플렉서 Dip1와 EGSM 수신 단자(Rx)와 DCS 수신 단자(Rx)를 분파하는 수신측의 다이플렉서 Dip2를 포함하며, 다이플렉서 Dip1와 Dip2를 전환하는 스위치 회로 SW으로서 GaAs 스위치 등의 FET 스위치 1개를 사용한 예를 나타내고 있다. 이 경우, PIN 다이오드를 이용한 스위치 회로에 비해 소형화와 소비전력의 저감도 가능하다. 그러나, EGSM 송신 모드에 있어서 스위치 회로 SW가 송신측의 다이플렉서 Dipl에 접속되어 있기 때문에, DCS 송신 단자(Tx)로부터 입력되는 DCS 대역의 신호도 통과된다는 문제가 있다. EGSM 송신 모드의 경우는 DCS측의 파워업은 동작하지 않게 설정 되어 있지만, EGSM 송신 신호의 2배 고조파에 의한 발진 및 EGSM측의 앰프와의 크로스토크 때문에 DCS측의 파워업으로부터도 약간의 신호를 발생한다. 이 현상은 특히 EGSM와 DCS의 2개의 파워업을 1개의 패키지에 모은 듀얼 파워업의 경우에 현저하고, -15 dBm 정도의 신호가 DCS측의 파워업으로부터 출력되는 일이 있다. 즉, EGSM 송신 모드에 있어서 EGSM 송신 대역의 2배의 주파수에 상당하는 1.8 GHz대의 신호가 DCS 송신 단자에 입력되고, 또한 다이플렉서 Dip1 및 스위치 SW는 1.8 GHz 대역의 신호를 그대로 통과시켜 버리기 때문에, EGSM 송신의 2배 고조파 왜곡이 안테나로부터 방사되어 문제로 된다. 이 안테나로부터 방사되는 2배 고조파 발생량은 -36 dBm 이하가 바람직하다.

EGSM 수신 단자(Rx)와 DCS 송신 단자(Tx)를 분파하는 다이플렉서 Dip1와 EGSM 송신 단자(Tx)와 DCS 수신 단자(Rx)를 분파하는 다이플렉서 Dip2를 설치하고, Dip1와 Dip2를 전환하는 스위치 회로 SW를 마찬가지로 1개의 GaAs 스위치에 의해 구성한 예도 있다. 기본적으로 GaAs 스위치는 PIN 다이오드를 사용한 회로와 비교하면 고조파 왜곡이 발생하기 쉽다고 하는 문제가 있다. 특히 EGSM 송신에서는 최대 +36 dBm의 전력이 GaAs 스위치에 투입되는 경우가 있어, 2배 고조파 발생량을 -36 dBm 이하로 억제하는 데는 GaAs 스위치 자체에서 발생하는 EGSM 송신 신호의 2배 고조파 발생량을 -72 dBc 이하로 할 필요가 있다. 그러나, 이와 같은 고조파 발생량의 적은 GaAs 스위치를 입수하는 것은 현상황에서는 곤란하다. 왜냐하면 GaAs 스위치의 고조파 발생량을 저감하는 데는 전원 전압을 증가시킴으로써 용이하게 실현 가능하지만, 휴대 전화에 사용하는 부품으로서 전원 전압의 증가는 배터리의 전원 전압의 증가를 필요로 하기 때문이다.

다이플렉서를 이용하지 않고 복수의 주파수의 송수신 신호를 GaAs 스위치에 의해 직접 전환하는 회로의 경우, PIN 다이오드보다도 정전 서지에 의한 파괴에 대해서 약하다고 하는 문제가 있다. GaAs 스위치를 정전 서지로부터 보호하기 위해서는 그라운드에 떨어지는 인덕터를 5 nH 이하로 설정할 필요가 있다. 그러나, 안테나탑에 5 nH 이하의 인덕터를 접속한 경우, 900 MHz 대역으로부터 1.8 GHz 대역까지의 광대역에서의 정합을 취하는 것이 곤란하게 된다. 이로부터도 종래의 정전 서지 제거 회로는 안테나탑에 사용할 수가 없었다.

본 발명은 1개의 안테나를 공용해서 2개 이상의 상이한 주파수의 신호를 송수신하는 무선 통신 시스템에 관한 것이며, 특히 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 및 이들을 사용한 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품 및 통신 장치에 관한 것이다.

도 1은 본 발명의 일실시 형태에 의한 정전 서지 제거용 하이 패스 필터의 회로도.

도 2는 본 발명의 다른 실시 형태에 의한 정전 서지 제거용 하이파스피르크의 회로도.

도 3은 도 1에 도시하는 정전 서지 제거용 하이 패스 필터를 포함하는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 일례를 도시하는 블록도.

도 4는 정전 서지를 재현하는 Human Body Model 시험기의 등가회로를 도시하는 도면.

도 5는 정전 서지 전압 파형을 도시하는 그래프.

도 6은 정전 서지 파형의 주파수 스펙트럼을 도시하는 그래프.

도 7은 종래의 정전 서지 제거 회로와 본 발명의 정전 서지 제거 회로의 감쇠 특성을 도시하는 그래프.

도 8은 종래의 정전 서지 제거 회로와 본 발명의 정전 서지 제거 회로의 반사 특성을 도시하는 그래프.

도 9는 본 발명의 일실시 형태에 의한 다이플렉서와 스위치 회로 사이에 노치 필터를 설치한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 10은 도 9의 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도시하는 도면.

도 11은 본 발명의 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 12는 본 발명의 다른 실시 형태에 의한 안테나탑에 노치 필터를 설치한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 13은 본 발명의 다른 실시 형태에 의한 듀플렉서를 설치한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 14a는 노치 필터 회로의 일례를 도시하는 도면.

도 14b는 노치 필터 회로 이외의 예를 도시하는 도면.

도 15는 본 발명의 일실시 형태에 의한 FET 스위치와 가변 노치 필터를 사용한 EGSM 및 DCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 16은 도 15의 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도시하는 도면.

도 17은 실시예 6에 사용한 가변 노치 필터의 특성을 도시하는 그래프.

도 18은 본 발명의 또 다른 실시 형태에서의 역전압 인가형 가변 노치 필터를 사용한 EGSM 및 DCS에 대응하는 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도시하는 도면.

도 19는 PIN 다이오드의 동작점을 도시하는 그래프.

도 20은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 PCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 21은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DAMPS, DCS 및 PCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 22는 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 EGSM, W-CDMA, DCS, PCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 23은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DAMPS, DCS 및 PCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 24는 도 23의 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도시하는 도면.

도 25는 본 발명의 일실시 형태에 의한 정전 서지 제거 회로를 설치한 EGSM, DAMPS, DCS, PCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 26은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 27은 본 발명의 또 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 PCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 28은 본 발명의 적층 모듈의 일례이며, 도 10의 등가회로를 포함하는 안테나 스위치 복합 부품의 적층체를 구성하는 그린시트의 전극 패턴을 도시하는 도면.

도 29는 도 28의 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 도시하는 사시도.

도 30은 종래의 EGSM, 및 DCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 31은 종래의 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

도 32a는 종래의 정전 서지 제거 회로의 일례를 도시하는 등가회로를 도시하는 도면.

도 32b는 종래의 정전 서지 제거 회로의 다른 일례를 도시하는 등가회로를 도시하는 도면.

도 33은 PIN 다이오드의 동작점을 도시하는 도면.

도 34는 종래의 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도시하는 도면.

도 35는 종래의 EGSM과 DCS를 다이플렉서와 스위치 회로 1개로 분파합성하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도.

따라서 본 발명의 목적은 상기의 (1) 정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴의 문제, (2) 고조파 발생량의 문제, 및 (3) 소형화 및 전력 절약화와 고조파 발생량의 문제를 해결하는 것으로, 정전 서지 제거용 하이 패스 필터와 고조파 발생량을 억제한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로, 및 소형화 및 전력 절약화를 위해 FET 스위치를 사용한 경우의 고조파 발생의 문제를 해결한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로, 그리고 이들을 사용한 적층 모듈 및 통신 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 정전 서지 제거용 하이 패스 필터는 입력 단자와, 출력 단자와, 직렬 공진 회로를 포함하며, 상기 직렬 공진 회로는 상기 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 제1 콘덴서와, 상기 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 상기 제2 인덕터와 그라운드에 접속된 제2 콘덴서에 의해 구성되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 정전 서지 제거용 하이 패스 필터는 상기 제2 인덕터와 상기 출력 단자 사이에 제3 인덕터 및 제3 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로를 설치하여도 양호하다.

상기 정전 서지 제거용 하이 패스 필터는 적어도 안테나탑에 설치하는 것이 바람직하다. 또한 이 하이 패스 필터를 스위치 회로의 수신 단자와 수신용의 SAW 필터 사이에 설치하는 것도 바람직하다.

본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 안테나 단자에 접속된 통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 상기 송신 단자 사이 또는 상기 제1 스위치 회로와 상기 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 상기 송신 단자 사이 또는 상기 제2 스위치 회로와 상기 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 상기 제1 스위치 회로 사이 또는 상기 다이플렉서와 상기 제2 스위치 회로 사이의 적어도 한쪽에 노치 필터가 설치되어 있는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제1 실시예에 의한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 안테나 단자에 접속된 통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 제1 송신 단자 및 제1 수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 제2 송신 단자, 제2 수신 단자 및 제3 송수신 단자에 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 상기 제1 송신 단자 사이 또는 상기 제1 스위치 회로와 상기 제1 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 상기 제2 송신 단자 사이 또는 상기 제2 스위치 회로와 상기 제2 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 상기 제2 스위치 회로는 노치 필터를 통하여 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 실시예의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서 제3 송수신단자에 듀플렉서를 접속하는 것이 바람직하다.

본 발명의 제2 실시예에 의한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자에 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자에 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 송신 단자 사이 또는 제1 스위치 회로와 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 송신 단자 사이 또는 제2 스위치 회로와 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 안테나 단자 사이에 노치 필터가 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제3 실시예에 의한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 제1 송신 단자 및 제2 수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 제2 송신 단자, 제2 수신 단자 및 제3 송수신 단자로 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 제1 송신 단자 사이 또는 제1 스위치 회로와 제1 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 제2 송신 단자 사이 또는 제2 스위치 회로와 제2 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 안테나 단자 사이에 노치 필터가 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 실시예의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서, 제3 송수신 단자에 듀플렉서를 접속하는 것이 바람직하다.

상기 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 바람직한 일례에 있어서는, 입력 단자 및 출력 단자를 포함하며, 상기 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 제1 콘덴서와, 상기 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 상기 제2 인덕터와 그라운드에 접속된 제2 콘덴서로 이루어지는 하이 패스 필터가, 적어도 상기 다이플렉서와 안테나 단자 사이에 설치되어 있다.

상기 하이 패스 필터의 제2 인덕터와 상기 출력 단자 사이에 제3 인덕터 및 제3 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로를 삽입하여도 양호하다.

본 발명의 제4 실시예에 의한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 (a) 제1 송신 단자와, 제2 수신 단자와, 제1 공통 단자를 포함하는 제1 다이플렉서와, (b) 제2 송신 단자와, 제2 수신 단자와, 제2 공통 단자를 포함하는 제2 다이플렉서와, (c) 제1 송수신 단자와, 제2 송수신 단자와, 안테나 단자를 포함하며, 상기 제1 송수신 단자와 상기 제2 송수신 단자 중 어느 한쪽이 상기 안테나 단자로 전환하여 접속되는 스위치 회로와, (d) 상기 스위치 회로와 상기 안테나 단자 사이에 설치된 노치 필터를 포함하며, 상기 제1 공통 단자가 상기 제1 송수신 단자에 접속되고, 상기 제2 공통 단자가 상기 제2 송수신 단자에 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 노치 필터는 바람직하게는 인덕터, 다이오드, 콘덴서, 저항 및 전원 단자를 포함하며, 상기 전원 단자에 인가하는 전압에 의해 공진 주파수가 가변이다.

상기 노치 필터는 상기 다이오드에 역전압을 인가하기 위한 역전압 단자를 포함하는 있는 것이 바람직하다.

상기 멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서, 적어도 상기 노치 필터와 상기 안테나 단자 사이에 하이 패스 필터를 포함하며, 상기 하이 패스 필터는 입력 단자와, 출력 단자와, 상기 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 제1 콘덴서와, 상기 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 상기 제2 인덕터 및 그라운드에 접속된 제2 콘덴서로 이루어지는 것이 바람직하다.

상기 하이 패스 필터의 제2 인덕터와 상기 출력 단자 사이에 제3 인덕터 및 제3 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로가 삽입되어 있는 것이 바람직하다.

본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 상기 제1 송신 단자에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 제2 송신 단자에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하는 것이 바람직하다. 상기 스위치 회로는 GaAs 반도체로 이루어지는 것이 바람직하다.

본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품은 복수의 기판으로 이루어지는 적층체를 구비하고, 상기 어느 것의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구성하는 전송 선로 및 콘덴서의 일부는 상기 적층체 내의 기판 상에 형성되어 있고, 상기 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 일부를 구성하는 스위치 소자, 저항, 콘덴서 및 인덕터는 칩 부품으로서 상기 적층체 상에 탑재되어 있는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 통신 장치는 상기 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 또는 상기 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 사용한 것을 특징으로 한다.

[1] 정전 서지 제거용 하이 패스 필터

도 1은 본 발명의 정전 서지 제거용 하이 패스 필터 회로의 일례를 도시한다. 도 1에 있어서, 제1 인덕터 L1는 입력 단자 P1와 그라운드 사이에 접속되고, 제1 콘덴서 Cl는 입력 단자 P1와 출력 단자 P2사이에 삽입되고, 제2 인덕터 L2와 제2 콘덴서 C2로 이루어지는 직렬 공진 회로는 출력 단자 P2와 그라운드 사이에 접속되어 있다. 제1 인덕터 L1과 제1 콘덴서 C1의 값을 적당하게 선택함으로써, 정전 서지는 그라운드로 떨어지고, 고주파 신호는 저손실로 전달하도록 하이 패스 필터가 구성된다. 여기서 제1 인덕터 L1는 50 nH 이하, 제1 콘덴서 C1는 10 pF 이하가 바람직하다. 이로써 약 200 MHz 이하의 정전 서지를 그라운드로 떨어뜨릴 수 있다.

제2 인덕터 L2 및 제2 콘덴서 C2로 이루어지는 직렬 공진 회로에 있어서, 그공진 주파수가 100 MHz ~ 500 MHz로 되도록, 제2 인덕터 L2 및 제2 콘덴서 C2의 값을 설정한다. 이 경우, 제2 콘덴서 C2는 l0 pF 이상, 제2 인덕터 L2는 50 nH 이하가 바람직하다. 이로써 공진 주파수 전후의 주파수의 정전 서지를 그라운드로 떨어뜨릴 수가 있다. 이상의 구성에 의해, 200 MHz 이하와 100 MHz ~ 500 MHz 전후의 서지 효과를 합성할 수 있고, 정전 파괴로 문제가 되는 약 500 MHz 이하에서의 정전 서지를 충분히 그라운드로 떨어뜨릴 수 있어 정전 서지 제거를 효율적으로 행할 수 있다. 또한, 제1 인덕터 L1, 제1 콘덴서 C1, 제2 인덕터 L2, 제2 콘덴서 C2의 정수값을 조정함으로써, 900 MHz 대역으로부터 1.8 GHz 대역까지의 광대역에서의 정합을 취할 수 있다.

정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴는 인체가 대전한 상태로 휴대 단말기의 안테나에 접촉했을 경우에 일어날 수 있다. 이 상황을 실험적으로 재현하는 방법으로서, Human Body Model이 일반적으로 이용된다. 구체적으로는 인체의 대전 상황을 도 4에 도시한 바와 같은 등가회로로 옮겨놓아 콘덴서 C에 충전된 전하가, 저항 R를 통하여 피시험물인 고주파 부품에 방전하는 장치를 사용한다.

Human Body Model에 있어서 콘덴서 C를 150 pF로 하고, 저항 R를 330Ω으로 한 경우의 방전 서지 파형은 도 5에 도시한 바와 같이 된다. 이 방전 서지 파형을 푸리에 변환하고, 방전 서지 파형의 주파수 성분을 구하면, 도 6과 같은 스펙트럼을 얻을 수 있다. 이 주파수 스펙트럼보다 인체로부터의 서지 파형은 DC ~ 300 MHz까지의 주파수 성분이 지배적이며, 정전 서지 제거 부품으로서는 DC ~ 300 MHz까지를 제거할 수 있고 또한 고주파 신호를 저손실로 전송할 수 있는 하이 패스 필터가이상적이다라고 하는 것을 추정할 수 있다.

그래서, 도 32a 및 32b에 도시하는 종래의 정전 서지 제거 회로와 도 1에 도시하는 본 발명의 정전 서지 제거 회로에 대하여, DC ~ 2 GHz에서의 감쇠 특성을 측정했다. 도 7에 감쇠 특성을, 도 8에 반사 특성을 각각 도시한다. 감쇠 특성을 비교하기 위해서, 통과시키는 신호를 900 MHz 대역 및 l800 MHz 대역으로 상정하고, 도 8에 도시한 바와 같이 각각의 대역에서의 반사 특성 V. S. W. R을 1.5 이하로 설정했다. 도 7에 도시한 바와 같이, 얻어진 감쇠 특성은 제1 인덕터 L1 및 제1 콘덴서 Cl에 의한 약 200 MHz 이하의 감쇠 특성과 제2 인덕터 L2 및 제2 콘덴서 C2에 의한 100 MHz ~ 500 MHz의 사이의 감쇠 특성이 합성된 것이며, 정전 파괴로 문제가 되는 300 MHz 이하의 주파수대에서의 감쇠량은 충분하다. 구체적으로는 도 32a, 32b의 정전 서지 제거 회로에서는 감쇠량은 5 dB 이하인데 반해, 본 발명의 정전 서지 제거 회로에서는 감쇠량은 30 dB 이상이며, 본 발명의 정전 서지 제거 회로가 25 dB 이상의 감쇠량을 얻을 수 있다는 것을 이해할 수 있다. 즉 본 발명에 의한 정전 서지 전압의 감쇠량(정전 서지 제거 효과)은, 종래 기술의 25 dB 이상(17배 이상)이다.

도 2는 본 발명의 정전 서지 제거용 하이 패스 필터 회로의 다른 예이다. 도 2에 있어서, 제1 인덕터 L1, 제2 인덕터 L2, 제1 콘덴서 C1, 및 제2 콘덴서 C2의 역할은 상기한 것과 같다. 도 2의 예는 제1 콘덴서 C1와 출력 단자 P2 사이에 제3 콘덴서 C3와 제3 인덕터 L3으로 구성되는 병렬 공진 회로가 삽입되어 있다는 점에서 도 1의 예와 다르다. 이 병렬 공진 회로는 노치 필터로서 기능시킬 수가 있어통과하는 신호의 N배(N는 2 이상의 자연수)의 주파수에 감쇠극을 가지도록 설정함으로써, 안테나로부터 발신하는 고조파 노이즈 신호를 제거하는 기능을 한다. 또 인덕터 L1, L2 및 콘덴서 C1, C2에 부가해서, 콘덴서 C3 및 인덕터 L3도 정합 회로의 일부로 해서 기능시키기 위해, 조정 개소가 증가하게 되어 회로 전체의 정합이로부터 용이하게 된다.

본 발명의 상기 정전 서지 제거용 하이 패스 필터에 의해, GaAs 스위치나 PIN 다이오드 등의 고주파 부품의 정전 서지에 의한 파괴의 방지를 도모할 수 있다.

실시예 1

도 3은 본 발명의 정전 서지 제거용 하이 패스 필터를 사용한 트리플 밴드 안테나 스위치 회로의 일례를 도시하는 블록도이다. 이 예에서는, 다이플렉서 Dip는 EGSM 대역 880 ~ 960 MHz의 신호와 DCS/PCS 대역(DCS: 1710 ~ 1880 MHz, PCS: 1850 ~ 1990 MHz)의 신호를 분파하는 역할을 담당한다. 또 스위치 회로 SW1는 EGSM 송신 신호와 수신 신호의 전환, 스위치 회로 SW2는 DCS/PCS 송신 신호, DCS 수신 신호 및 PCS 수신 신호의 변경을 각각 행한다. 로우 패스 필터 LPF1는 EGSM TX 단자로부터 입력되는 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 감쇠하는 역할을 담당하고, LPF2는 DCS/PCS TX 단자로부터 인력 되는 송신 신호에 포함되는 N차 고조파왜를 감쇠하는 역할을 담당한다. SAW 필터 SAW1, SAW2, SAW3는 각각 EGSM 수신 신호, DCS 수신 신호 및 PCS 수신 신호에 포함되는 수신 대역 바깥의 노이즈를 제거하는 역할을 담당한다.

정전 서지 제거 회로는 안테나 단자 ANT와 다이플렉서 Dip의 사이에 삽입되고, 안테나 단자 ANT로부터 입력된 정전 서지를 그라운드로 흡수하는 역할을 담당한다. 이로써, 스위치 회로를 구성하는 DIP 다이오드 스위치, GaAs 등의 FET 스위치, 수신용 SAW 필터, 송신 단자에 접속되는 파워업, 수신 단자에 접속되는 로우 노이즈 앰프 등의 회로를 정전 서지로부터 보호할 수 있다.

도 3에 있어서, 인덕터 L3와 콘덴서 C3으로 구성되는 점선 범위 내의 병렬 공진 회로는 옵션으로 부가할 수 있는 회로이다. 이 병렬 공진 회로를 설치한 경우, 이것을 노치 필터로 해서, 감쇠극을 DCS/PCS 송신 주파수의 2배의 주파수(3420 MHz ~ 3820 MHz)로 조정함으로써, EGSM 송신 주파수의 4배의 주파수(3520 MHz ~ 3660 MHz)도 동시에 감쇠시킬 수 있으므로, DCS/PCS 송신의 2배 주파수, EGSM 송신의 4배 주파수를 동시에 감쇠시킬 수가 있다. 또 제3 인덕터 L3와 제3 콘덴서 C3는 정합 회로로서의 기능도 겸비하고 있으므로, 안테나 스위치 전체의 매칭 조정용으로서 유용하다.

상기 정전 서지 제거 회로를 사용한 다른 예는, 고조파 발생량 대책 회로와 GaAs 스위치 등을 사용한 소형화 및 전력 절약화 회로의 예에 추가해서 후술한다.

[2] 멀티 밴드 안테나 스위치 회로

(A) 고조파 발생량을 억제한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로

고조파 발생의 대책으로서 본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로에서는다이플렉서와 스위치 회로의 사이 또는 다이플렉서와 안테나 단자의 사이에 노치 필터가 삽입되어 있다. 이 노치 필터는 각각의 스위치 회로의 송신 단자에 입력되는 고조파 송신 신호의 주파수에 감쇠극을 가지도록 설정한 것으로, 예를 들면 송신 신호가 W-CDMA 송신 신호(1920 MHz ~ 1980 MHz)인 경우는 W-CDMA 송신 신호의 2배 또는 3배의 주파수에 감쇠극을 가지는 노치 필터로 한다. 이에 의해 스위치 회로에서 발생한 고조파 왜곡이 노치 필터에 의해 차단되기 때문에, 안테나로부터 방사되는 고조파 발생량은 억제된다. 노치 필터를 삽입하는 장소에 의해, 회로 전체의 정합이 상이한 경우가 있다. 그러므로 다이플렉서와 스위치 회로의 사이 또는 다이플렉서와 안테나 단자 사이 중, 전체의 정합을 취하기 쉬운 편을 적당히 선택하는 것이 바람직하다.

다이플렉서와 송신 단자 사이 또는 스위치 회로와 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 로우 패스 필터는 송신 신호의 증폭을 행하는 파워업으로 발생하는 고조파의 양을 억제하는 기능을 가지므로, 노치 필터와 로우 패스 필터의 양쪽 모두가 삽입된 경로에서는 고조파 발생량의 억제가 또한 강화된다.

스위치 회로에, GSM, DCS 등의 제1 및 제2 송수신 단자에 부가해서, W-CDMA 등의 시스템에 대응한 제3 송수신용의 공통 단자를 구비하고, 이 송수신 공통 단자에 송수신 신호의 주파수 차이를 이용하여 송신 신호와 수신 신호를 분파하는 듀플렉서 Dup를 접속함으로써, GSM, DCS 등의 GSM계의 시스템 및 W-CDMA계의 시스템에 대응한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있다. GSM계의 시스템은 TDMA 방식(Time Division Multiple Access : 시분할다중접속)을 채용하고, W-CDMA계의 시스템은 W-CDMA 방식(Code Division Multiple Access : 부호분할다중접속)을 채용하고 있으므로, 본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는 멀티 모드 대응으로 된다.

실시예 2

도 9는 본 발명의 일실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 트리플 밴드 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 다이플렉서 Dip는 EGSM계(송신 주파수: 880 ~ 915 MHz, 수신 주파수: 925 ~ 960 MHz)의 880 MHz ~ 960 MHz대의 신호와 DCS계(송신 주파수: l710 ~ 1785 MHz, 수신 주파수: 1805 ~ 1880 MHz) 및 W-CDMA계(송신 주파수: 1920 ~ 1980 MHz, 수신 주파수: 2l10 ~ 2170 MHz)의 1710 MHz ~ 2170 MHz대의 안테나로부터의 신호를 분파한다.

스위치 회로 SW1는 다이플렉서 Dip로 분파된 EGSM계의 신호를 송신 단자 EGSM TX와 수신 단자 EGSM Rx로 전환한다. 스위치 회로 SW2는 다이플렉서 Dip로 분파된 DCS계 및 W-CDMA계의 신호를 송신 단자 DCS TX, 수신 단자 DCS Rx 및 송수신 단자 W-CDMA로 전환한다. 제1 로우 패스 필터 LPF1는 EGSM측의 파워업으로부터 입력되는 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 억제하기 위해, EGSM 송신 신호를 통과시켜, EGSM 송신 신호의 2배 이상의 주파수를 충분히 감쇠하도록 한 특성의 필터를 구비한다. 마찬가지로 제2 로우 패스 필터 LPF2는 DCS측의 파워업으로부터 입력되는 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 억제하기 위해, DCS 송신 신호를 통과시켜, DCS 송신 신호의 2배 이상의 주파수를 충분히 감쇠하도록 한 특성의 필터를 구비한다. 따라서, 파워업으로 발생하는 고조파 왜곡은 제1 및 제2 로우 패스 필터 LPF1, LPF2에 의해 저감된다.

안테나 스위치 회로는 또한 노치 필터 NF를 구비한다. 이것은 제2 고주파 스위치 SW2로 발생하는 고조파 왜곡을 저감하기 위해, W-CDMA 송신 신호의 2배 또는 3배의 주파수에 감쇠극을 가지는 노치 필터로 이루어지고, 스위치 회로로부터의 고조파 발생량을 저감한다. 이들에 의해, 안테나 ANT로부터 방사되는 고조파 발생량을 저감할 수 있다.

도 10에 이 실시 형태의 등가회로의 일례를 도시한다. EGSM, DCS 및 W-CDMA의 각 동작 모드와 컨트롤 전원의 관계는 표 1에 도시하는 대로이다.

다이플렉서 Dip는 전송 선로 L1 ~ L4 및 콘덴서 C1 ~ C4에 의해 구성된다. 전송 선로 L2와 콘덴서 C1는 직렬 공진 회로를 형성하고, DCS 및 W-CDMA 대역에 공진 주파수를 가지도록 설계하는 것이 바람직하다. 본 실시예에서는 1.9 GHz에 감쇠극을 대면시켰다. 또 전송 선로 L4와 콘덴서 C3는 직렬 공진 회로를 형성하고, EGSM 대역에 공진 주파수를 가지도록 설계하는 것이 바람직하다. 본 실시예에서는 0.9 GHz에 감쇠극을 대면시켰다. 이 회로에 의해, EGSM계의 신호와 DCS계의 신호와 W-CDMA계의 신호를 분파 합성할 수 있다. 전송 선로 L1, L3는 DCS계의 신호 및 W-CDMA계의 신호의 주파수에 있어 고임피던스로 되도록 어느 정도의 길이로 설정하는 것이 바람직하다. 이로써 DCS계 및 W-CDMA계의 신호가 EGSM계의 경로에 전송하기 어려워진다. 역으로 콘덴서 C2, C4, 는 EGSM계의 신호의 주파수에 있어 고임피던스 로 되도록 비교적 작은 용량치로 설정되는 것이 바람직하다. 이로써 EGSM계의 신호가 DCS/W-CDMA계의 경로에 전송하기 어려워진다.

제1 스위치 회로 SW1는 콘덴서 C5, C6, 전송 선로 L5, L6, PIN 다이오드 D1, D2 및 저항 R1에 의해 구성된다. 전송 선로 L5, L6의 길이는 EGSM의 송신 주파수대에 있어서 λ/4 공진기로 되도록 설정한다. 단, 전송 선로 L5는 EGSM의 송신 주파수에 있어서 그라운드 레벨이 오픈(고임피던스 상태)으로 보이는 정도의 초크 코일에서도 대용 가능하다. 이 경우 인덕턴스는 10 ~ 00 nH 정도가 바람직하다. 저항 R1는 컨트롤 전원 VC1가 High 상태에서의 제1 및 제2 다이오드 Dl, D2에 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는 저항 R1를 100Ω ~ 200Ω으로 하였다. 콘덴서 C5, C6는 컨트롤 전원의 직류분을 컷 하기 위해서 필요하다. 컨트롤 전원 VC1가 High 시에는 PIN 다이오드 D2에는 접속 와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 때문에, 이것을 소거하도록 콘덴서 C6와 직렬 공진시킨다. 콘덴서 C6의 용량치는 적당하게 설정한다.

이상에 의해 컨트롤 전원 VC1가 High 시에는 제1 및 제2 다이오드 D1, D2는 모두 ON으로 되고, 제2 다이오드 D2와 전송 선로 L6의 접속점이 그라운드 레벨이 되어, λ/4 공진기인 전송 선로 L6의 반대측의 임피던스가 무한대로 된다. 따라서 컨트롤 전원 VC1가 High 시에는 다이플렉서 Dip와 EGSM 수신 단자 EGSM Rx 사이의 경로에서는 신호가 통과하지 못하고, 다이플렉서 Dip와 EGSM 송신 단자 EGSM TX 사이의 경로에서는 신호가 통과하기 쉬워진다. 한편, 컨트롤 전원 VC1가 Low 시에는, 제1 다이오드 Dl도 OFF가 되어, 다이플렉서 Dip와 EGSM 송신 단자 EGSM TX 사이의 경로에서는 신호는 통과하지 못하고, 또 제2 다이오드 D2도 OFF이므로, 다이플렉서Dip와 EGSM 수신 단자 EGSMRx 사이의 경로에서는 신호가 통과하기 쉬워진다. 이상의 구성에 의해, EGSM 신호의 송수신의 변경이 가능해진다.

제2 스위치 회로 SW2는 콘덴서 C7 ~ C10, 전송 선로 L7 ~ Ll0, PIN 다이오드 D3 ~ D6 및 저항 R2, R3에 의해 구성된다. 전송 선로 L7 ~ Ll0는 DCS 내지 W-CDMA의 신호의 주파수에 있어서 λ/4 공진기로 되는 같은 길이를 가진다. 단, 전송 선로 L7, L9는 각각 DCS의 송신 주파수 및 W-CDMA의 송신 주파수에 있어서 그라운드 레벨이 오픈(고임피던스 상태)으로 보이는 정도의 초크 코일에서도 대용 가능하다. 이 경우 인덕턴스는 5 ~ 60 nH 정도가 바람직하다.

저항 R2는 컨트롤 전원 VC2가 High 상태에서의 제3 및 제4 다이오드 D3, D4에 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는 저항 R2를 100Ω ~ 200Ω으로 하였다. 저항 R3는 컨트롤 전원 VC3가 High 상태에서의 제5 및 제6 의 다이오드 D5, D6에 흐르는 전류를 결정한다. 본 실시예에서는 저항 R3를 100Ω ~ 2kΩ로 하였다. 콘덴서 C7, C8, C10는 컨트롤 전원의 DC 컷을 위해서 필요하다. 또 컨트롤 전원 VC2가 Hi 시에는 PIN 다이오드 D4에는 접속 와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 때문에, 기생 인덕턴스와 콘덴서 C7가 직렬 공진하도록 콘덴서 C7의 용량치를 설정한다.

이상에 의해 컨트롤 전원 VC2가 High 시에는, 제3 및 제4 다이오드 D3, D4는 모두 ON이 되고, 제4 다이오드 D4와 전송 선로 L8의 접속점이 그라운드 레벨이 되어, λ/ 4 공진기인 전송 선로 L8의 반대측의 임피던스가 무한대로 된다. 따라서, 컨트롤 전원 VC2가 High 시에는, 다이플렉서 Dip와 DCS 수신 단자 DCS Rx 사이의경로, 및 다이플렉서 Dip와 W-CDMA 송수신 단자 W-CDMA 사이의 경로에서는 신호가 통과하지 못하고, 다이플렉서 Dip와 DCS 송신 단자 DCS TX 사이의 경로에서는 신호가 통과하기 쉽다. 한편, 컨트롤 전압 VC2가 Low 시에는, 제3 다이오드 D3도 OFF가 되어, 다이플렉서 Dip와 DCS 송신 단자 DCS TX 사이의 경로에서는 신호는 통과하지 못하고, 또 제4 다이오드 D4도 OFF이므로 다이플렉서 Dip와 DCS 수신 단자 DCS Rx 사이의 경로 및 다이플렉서 Dip와 W-CDMA 송수신 단자 사이의 경로에서는 신호가 통과하기 쉽다.

컨트롤 전압 VC8가 High 시에는, PIN 다이오드 D6에는 접속 와이어 등의 기생 인덕턴스가 존재하기 때문에, 콘덴서 C10와 직렬 공진 하도록 콘덴서 C10의 용량치를 설정한다. 이로써 컨트롤 전압 VC3가 High 시에는, 제5 및 제6 의 다이오드 D5, D6는 모두 ON가 되어, 제6 의 다이오드 D6와 전송 선로 Ll0의 접속점이 그라운드 레벨이 되어, λ/4 공진기인 전송 선로 Ll0의 반대측의 임피던스가 무한대로 된다. 따라서, 컨트롤 전압 VC3가 High 시에는, 다이플렉서 Dip와 W-CDMA 송수신 단자 사이의 경로에는 신호는 통과하지 못하고, 다이플렉서 Dip와 DCS 수신 단자 DCS Rx 사이의 경로에서는 신호가 통과하기 쉬워진다. 역으로 컨트롤 전압 VC3가 Low 시에는 제5 및 제6 의 다이오드 D5, D6는 모두 OFF가 되어, 다이플렉서 Dip와 DCS 수신 단자 DCS Rx 사이의 경로에는 신호는 통과하지 못하고, 다이플렉서 Dip와 W-CDMA 송수신 단자 W-CDMA 사이의 경로에서는 신호가 통과하기 쉬워진다.

이상의 구성에 의해, 컨트롤 전압 VC2가 High 시에는 DCS 송신 단자 DCS TX에, 컨트롤 전압 VC2가 Low로 컨트롤 전압 VC3가 High 시에는 DCS 수신 단자 DCSRx에, 컨트롤 전압 VC2 및 컨트롤 전압 VC3가 Low 시에는 W-CDMA 송수신 단자 W-CDMA로의 변경이 가능해진다.

제1 로우 패스 필터 LPF1는 전송 선로 Lll 및 콘덴서 C11 ~ C13으로부터 구성되는 π형의 로우 패스 필터이다. 여기서 Ll1와 C11는 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진 주파수는 EGSM의 송신 주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정한다. 본 실시예에서는 3배의 2.7 GHz로 설정했다. 이상의 구성에 의해 파워앰프로부터 입력되는 EGSM측의 송신 신호에 포함되는 고조파 왜곡을 제거할 수 있다.

도 10에 있어서, 제1 로우 패스 필터 LPF1는 제1 고주파 스위치 SW1의 제1 다이오드 D1와 전송 선로 L5 사이에 배치되어 있지만, 이것은 다이플렉서 Dip와 제1 고주파 스위치 SW1사이에 배치하여도 되고, 전송 선로 L5와 EGSM 송신 단자 EGSM Tx 사이에 배치하여도 양호하다. 제1 로우 패스 필터 LPF1의 그라운드에 접속되는 콘덴서를 전송 선로 L5와 병렬로 배치하면, 병렬 공진 회로를 구성하게 되어, 전송 선로 L5의 선로장을 λ/4보다도 짧게 할 수 있고 또 초크 코일의 인덕턴스를 작게 할 수 있다.

제2 로우 패스 필터 LPF2는 전송 선로 L12 및 콘덴서 C14 ~ C16로 구성되는 π형의 로우 패스 필터이다. 전송 선로 L12와 콘덴서 C14는 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진 주파수는 DCS 송신 주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정한다. 본 실시예에서는 2배의 3.6GHz로 설정했다. 이상의 구성에 의해 파워업으로부터 입력되는 DCS측의 송신 신호에 포함되는 고조파 왜곡을 제거할 수 있다.

제2 로우 패스 필터 LPF2도 제1 로우 패스 필터 LPF1와 마찬가지로, 다이플렉서 Dip와 제2 고주파 스위치 SW2 사이에 배치하여도 되고, 전송 선로 L7와 DCS 송신 단자 DCS TX 사이에 배치하여도 양호하다. 도 10에 도시한 예에서는, 제1 및 제2 로우 패스 필터 LPF1, LPF2는 다이오드 D1와 전송 선로 L5 사이, 및 다이오드 D3와 전송 선로 L7 사이에 배치 되어 있고, 스위치 회로 중에 설치되어 있다. 이것은 회로설계상 바람직하지만 필수는 아니다. 로우 패스 필터는 송신 신호가 통과하는 다이플렉서와 송신 단자 사이의 송신 경로의 어딘가의 위치에 설치하여 있으면 양호하다.

다이플렉서 Dip와 제2 스위치 회로 SW2의 사이에 접속된 노치 필터 NF는 전송 선로 L13 및 콘덴서 C17로 구성된다. 전송 선로 L13와 콘덴서 C17는 병렬 공진 회로를 구성하고, 그 공진 주파수는 W-CDMA 송신 주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정한다. 본 실시예에서는 2배의 3.9 GHz로 설정했다. W-CDMA 모드에 있어서는 컨트롤 전원 VC2 및 컨트롤 전원 VC3가 Low가 되어, W-CDMA의 경로에는 OFF 상태의 다이오드 D3 ~ D6가 접속된 상태로 된다. 따라서, 고전력의 W-CDMA 송신 신호가 입력되면 다이오드의 비선형성보다 큰 고조파 왜곡이 발생한다. 그러나, 본 실시예에서는 다이플렉서 Dip와 고주파 스위치 SW2의 사이에 접속된 노치 필터 NF에 의해 고조파 왜곡이 제거되기 때문에, 안테나로부터의 고조파 발생량을 억제할 수 있다.

또한, DCS의 송신 주파수의 2배의 주파수가 3.5 GHz인데 대해, 노치 필터 NF의 공진 주파수가 3.9 GHz와 비교적 가까운 곳에 감쇠극이 있기 때문에, DCS의 송신 주파수의 2배 고조파 발생량도 동시에 억제할 수 있다. 표 2에 도 34의 종래의 회로와 도 10에 도시하는 본 발명의 회로와의 특성의 비교를 도시한다. DCS의 송신주파수의 2배 및 3배 고조파 발생량 및 W-CDMA의 송신 주파수의 2배 및 3배 고조파 발생량의 어딘가에 두어도, 본 실시예는 종래 기술로부터 15 dBc 이상 개선되었다.

표 2

본 발명의 회로와 종래의 회로의 특성비교

모드	발생량	종래의 회로(도 34)	본 발명의 회로(도 10)	투입전력
GSM	2배고조파	-85 dBc	-85 dBc	37 dBm
GSM	3배고조파	-90 dBc 이하	-90 dBc 이하	37 dBm
DCS	2배고조파	-70 dBc	-85 dBc	34 dBm
DCS	3배고조파	-85 dBc	-90 dBc 이하	34 dBm
W-CDMA	2배고조파	-60 dBc	-80 dBc	29 dBm
W-CDMA	3배고조파	-75 dBc	-90 dBc 이하	29 dBm

도 9의 노치 필터 NF는 도 14a와 같은 전송 선로와 콘덴서의 병렬 공진 회로 만이 아니고, 도 14b에 도시하는 전송 선로와 콘덴서의 직렬 공진에서도 실현 가능하다. 본 실시예에서는 매칭의 관계로 병렬 공진 회로를 적용했지만, 직렬 공진 회로가 통과 대역의 신호의 통과 경로에 직렬에 전송 선로가 추가되는 것이 없고, 저항 손실에 수반하는 삽입 손실의 열화가 적다.

실시예 3

도 11은 본 발명의 다른 실시형태에 의한 EGSM, DCS 및 W모 DMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 이 예는, 도 9의 회로에 있어서 다이플렉서 Dip와 제1 스위치 회로 SW1의 사이에 제1 노치 필터 NFl가 삽입 된 구성이다. 노치 필터 NF1으로서, 도 14a 및 14b에 각각 도시하는 병렬 공진 회로 및/또는 직렬 공진 회로를 사용할 수 있다.

이 경우, 공진 주파수는 EGSM의 송신 주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정하는 것이 바람직하다. 본 실시예로부터 제1 고주파 스위치 SW1로 발생하는 고조파 왜곡을 노치 필터 NF1가 제거하기 때문에, 안테나로부터의 고조파 발생량을 또한 억제할 수 있다.

실시예 4

도 12는 안테나 단자 ANT와 다이플렉서 Dip 사이에 노치 필터 NF를 삽입한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로 외에, 제1 스위치 회로 SW1으로서 SPDT(Single Pole Dual Throw)로 불리는 GaAs 스위치를 사용할 수 있고, 또 제2 스위치 회로 SW2로서 SP3T(Single Pole 3 Throw)로 불리는 GaAs 스위치를 사용할 수 있다. 노치 필터 NF는 도 14a 및 14b에 각각 도시하는 병렬 공진 회로 또는 직렬 공진 회로를 사용할 수 있다. 이 경우, 공진 주파수는 W-CDMA의 송신 주파수의 2배 또는 3배의 주파수로 설정하는 것이 바람직하다.

본 실시예에 있어서, 제2 고주파 스위치 SW2로 발생하는 W-CDMA 신호의 고조파 왜곡은 노치 필터 NF에 의해 제거되기 때문에, 안테나로부터의 고조파 발생량을 억제할 수 있다. 노치 필터 NF의 공진 주파수를 W-CDMA 송신 주파수의 2배의 주파수 3.9 GHz로 설정했을 경우, DCS 송신 주파수의 2배의 주파수 3.6 GHz 및 EGSM 송신 주파수의 4배의 주파수 3.4 GHz 의 비교적 근처에 감쇠극을 설치할 수 있다. 그러므로, W-CDMA 송신 주파수의 2배, DCS 송신 주파수의 2배, 및 EGSM 송신 주파수의 4배의 고차 고조파 발생량을 동시에 억제할 수 있다.

또한 노치 필터 NF에 배랙터 다이오드 등의 가변 용량이나 PIN 다이오드 등을 내장한 감쇠극을 외부 신호로 코스트롤 할 수 있는 아래와 같은 가변 노치 필터를 사용하는 것도 가능하다. 이로써 노치 필터의 감쇠극을 EGSM, DCS 및 W-CDMA의 각각의 동작 모드에 최적인 주파수에 조정 가능해지기 때문에, 고조파 발생량을 최소한으로 억제할 수 있다.

실시예 5

도 13은 본 발명의 실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 이 실시예에서는, W-CMAM 송수신 단자에 W-CDMA의 송수신 신호를 주파수적으로 전환하는 듀플렉서 Dup가 접속되어 있다. 이 예에서는, 듀플렉서 Dup는 W-CDMA 대역 (1920 MHz ~ 2170 MHz)의 송수신 신호를 송신 신호와 수신 신호의 주파수로 분파하고, W-CDMA의 송신과 수신을 전환할 수 있다. 즉 SW2를 하단의 W-CDMA에 접속했을 때는 W-CDMA의 송수신의 변경은 Dup로 가능해지며, 그 이외의 접속에서는 EGSM 또는 DCS의 송수신이 선택된다. 이로써 TDMA계와 CD계의 상이한 시스템에도 대응한 휴대 전화 단말기에 적합한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구축할 수 있다.

(B) FET 스위치의 고조파 발생량을 억제한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로

일반적으로 PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로는 GaAs 등의 FET 스위치와 비교해서 저비용으로 회로를 구축할 수 있다고 하는 이점이 있지만, 소형화 전력절약화에는 적합하지 않다. 역으로 FET 스위치는 PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로와 비교하면 소형으로 저소비 전력이 가능하게 된다고 하는 이점이 있다. 본 발명의 추가적인 하나의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 기본 구성은 1개의 FET 스위치에 의해 2개의 다이플렉서를 전환하는 구성을 가진다.

제1 다이플렉서는 주파수 대역의 상이한 신호를 제1 송신 단자 및 제2 수신 단자로 분파하고, 제2 다이플렉서는 주파수의 상이한 대역의 신호를 제2 송신 단자 및 제1 수신 단자로 분파한다. 또한 스위치 회로는 안테나 단자와 상기 제1 다이플렉서 사이 또는 안테나 단자와 상기 제2 다이플렉서 사이의 접속을 전환한다. 따라서, 제1 송신 단자와 안테나 단자가 접속되어 있는 사이, 제2 송신 단자는 상기 스위치 회로에 의해 차단되기 때문에, OFF 상태로 파워업으로부터 출력되는 고조파 왜곡이 안테나 단자에 이른다고 하는 종래 기술의 문제가 해소된다. 마찬가지로 제2 송신 단자와 안테나 단자가 접속되어 있는 사이, 제1 송신 단자는 상기 스위치 회로에 의해 차단되기 때문에, OFF 상태로 파워업으로부터 출력되는 고조파 왜곡이 안테나 단자에 이른다고 하는 종래 기술의 문제가 해소된다.

제1 송신 단자에 접속된 제1 로우 패스 필터는 제1 송신 단자에 입력되는 파워업으로부터 출력된 송신 신호에 대해서, 기본 주파수의 신호만을 통과시켜, 고차 고조파 왜곡을 저감하는 기능을 가진다. 마찬가지로 제2 송신 단자에 접속된 제2 로우 패스 필터는 제2 송신 단자에 입력되는 파워업으로부터 출력된 송신 신호에 대해서, 기본 주파수의 신호만을 통과시켜, 고차 고조파 왜곡을 저감하는 기능을 가진다. 스위치 회로와 안테나 사이에 접속된 노치 필터는 송신 신호의 2배 또는 3배의 주파수에 감쇠극을 가지도록 조정되어 있다. 따라서 이들 필터를 접속함으로써, 상기 스위치 회로로 발생하는 2차 또는 3차 고조파 왜곡도 효과적으로 저감할 수 있다.

노치 필터는 인덕터, 다이오드 스위치, 콘덴서, 저항 및 전원 단자에 의해 구성되며, 상기 전원 단자에 인가하는 전압에 의해 노치 필터의 공진 주파수를 변화시킬 수 있다. 따라서, 제1 송신 단자가 안테나 단자에 접속되는 경우에는 노치 필터의 감쇠극을 제1 송신 신호의 2배 또는 3배 고조파의 주파수에 설정하고, 또 제2 송신 단자가 안테나 단자에 접속되는 경우에는 노치 필터의 감쇠극을 제2 송신 신호의 2배 또는 3배 고조파의 주파수에 설정함으로써, 양쪽 모두의 대역의 고조파 발생량을 동시에 저감할 수 있다. 노치 필터를 구성하는 다이오드 스위치에 전압이 인가되어 있지 않은 상태에서는, 노치 필터 자체가 고조파 왜곡을 발생한다. 이것을 회피하기 위해서, 상기 다이오드 스위치에 역전압을 인가하기 위한 역전압 단자를 설치하는 것이 유효하다.

상기 스위치 회로에서는 다이플렉서에 입출력되는 저주파수 및 고주파수의 신호를 저손실로 통과시킬 필요가 있기 때문에, 통과 대역의 넓은 GaAs FET 스위치 등을 사용한다. 그러나, GaAs FET 스위치는 PIN 다이오드 등과 비교하면, 정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴에 대해서 약하다고 하는 결점이 있다. 이 문제는, 스위치 회로와 안테나 사이에 정전 서지 전압을 그라운드로 흡수시키는 전술한 하이 패스 필터를 설치함으로써 해소할 수 있다.

이상에서와 같이, GaAs FET 스위치 등을 사용한 경우라도, 파워업 및 스위치회로에서의 고조파 발생의 억제, GaAs FET 스위치의 정전 서지에 의한 정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴로부터의 보호, 및 안테나 스위치 회로의 소형화, 저비용화 및 저소비 전력화를 도모할 수 있다.

실시예 6

도 15는 본 발명의 일실시 형태에 의한 EGSM 및 DCS에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 제1 다이플렉서 Dip1는 EGSM 송신 신호(880 MHz ~ 915 MHz)와 DCS 수신 신호(1805 MHz ~ 1880 MHz)를 분파 합성한다. 제2 다이플렉서 Dip2는 EGSM 수신 신호(925 MHz ~ 960 MHz)와 DCS 송신 신호(1710 MHz ~ 1785 MHz)를 분파 합성한다. 스위치 회로 SW는 제1 다이플렉서 Dip1 및 제2 다이플렉서 Dip2에 접속되고, 안테나 단자 ANT와 제1 다이플렉서 Dip1 사이, 또는 ANT 단자와 제2 다이플렉서 Dip2의 사이의 접속을 전환한다.

이 경우, 스위치 회로는 EGSM 대역 및 DCS 대역의 신호를 저손실로 통과시킬 필요가 있고, 통과 대역의 넓은 SPDT(Single Pole Dual Throw)로 불리는 GaAs FET 스위치 등이 이용된다. 따라서, ANT 단자와 제1 다이플렉서 Dip1가 접속하고, EGSM 송신 단자와 ANT 단자가 접속되는 동안, DCS 송신 단자는 SPTD SW에 의해 차단된다. EGSM 송신 모드의 경우, DCS측의 파워업은 동작하지 않게 설정되어 있지만, EGSM 송신 신호의 2배 고조파에 의한 발진 및 EGSM측의 앰프와의 크로스토크 때문에 DCS측의 파워업으로부터도 약간의 신호가 발생한다. 즉, EGSM측의 파워업으로 발생한 EGSM 송신 신호의 2배 고조파(1760 MHz ~ 1830 MHz)가, EGSM와 DCS의 파워업 사이의 크로스토크에 의해 DCS 송신 단자로부터 입력되고, 제2 다이플렉서 Dip2를 통과한다. 그러나 스위치 SW에 의해 ANT 단자와 제2 다이플렉서 Dip2의 사이가 차단되기 때문에, ANT 단자측에는 통과할 수 없다. 이것에 대해, 도 35에 도시하는 종래 기술에서는, EGSM 송신 모드에 있어서 DCS 송신 단자와 ANT 단자 사이가 접속되어 있기 때문에, EGSM 송신 신호의 2배 고조파는 ANT 단자에 통과하여 버린다고 하는 문제가 있다.

이와 같이 본 발명의 회로 구성에 의해, EGSM 송신 모드에서의 EGSM 송신 신호의 2배 고조파 발생량을 저감할 수 있다.

제1 로우 패스 필터 LPF1는 EGSM 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 억제하기 위하여, EGSM 송신 신호만을 통과시켜, EGSM 송신 신호의 2배 이상의 주파수를 감쇠하도록 한 특성의 필터를 구비한다. 마찬가지로 제2 로우 패스 필터 LPF2는 DCS 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 억제하기 위하여, DCS 송신 신호만을 통과시켜, DCS 송신 신호의 2배 이상의 주파수를 감쇠하도록 한 특성의 필터를 구비한다. 따라서 파워업으로 발생하는 고조파 왜곡은 LPF1 및 LPF2에 의해 저감되기 때문에, 안테나로부터 방사되는 고조파 발생량을 저감할 수 있다.

GaAs FET 스위치로 발생하는 고조파의 양을 저감하기 위해서, 가변 노치 필터 VNF는, EGSM 송신 모드에서는 EGSM 송신 신호의 2배 또는 3배의 주파수에 감쇠극을 가지고, DCS 송신 모드에서는 DCS 송신 신호의 2배 또는 3배의 주파수에 감쇠극을 가지는 것이 바람직하다. 본 예에서는 EGSM 및 DCS의 각 모드에 있어서 상기와 같이 공진 주파수가 변화하는 가변 노치 필터 VNF를 채용해서, GaAs FET 스위치로 발생하는 고조파 왜곡을 저감했다. 또한 본 발명은 가변 노치 필터 VNF의 사용에 한정하는 것이 아니고, 통상의 노치 필터 NF를 사용해도 되는 것은 말할 필요도 없다.

도 16은 도 15의 회로의 구체적인 등가회로의 일례를 도시한다. 다이플렉서 Dip1는 전송 선로 또는 인덕터 L7 ~ L9 및 콘덴서 C8 ~ C11에 의해 구성된다. L8와 C8는 직렬 공진 회로를 형성하고, DCS 수신 대역에 공진 주파수를 가지도록 설계하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 그 공진 주파수를 1.8 GHz에 감쇠극을 대면시켰다. 한편, L9와 C10는 직렬 공진 회로를 형성하고, EGSM 송신 대역에 공진 주파수를 가지도록 설계하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 그 공진 주파수를 0.9 GHz에 감쇠극을 대면시켰다. 이 회로에 의해, EGSM 송신 신호와 DCS 수신 신호를 분파 합성할 수 있다.

다이플렉서 Dip2는 전송 선로 또는 인덕터 L4 ~ L6 및 콘덴서 C4 ~ C7에 의해 구성된다. L5와 C4는 직렬 공진 회로를 형성하고, DCS 송신 대역에 공진 주파수를 가지도록 설계하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 그 공진 주파수를 1.8 GHz에 감쇠극을 대면시켰다. 한편, L6와 C6는 직렬 공진 회로를 형성하고, EGSM 수신 대역에 공진 주파수를 가지도록 설계하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 그 공진 주파수를 0.9 GHz에 감쇠극을 대면시켰다. 이 회로에 의해, DCS 송신 신호와 EGSM 수신 신호를 분파 합성할 수 있다.

로우 패스 필터 LPF1는 전송 선로 또는 인덕터 Lll 및 콘덴서 C15 ~ C17에 의해 구성된다. 이 때 Ll1와 C15는 병렬 공진 회로를 형성하고, 그 공진 주파수는EGSM 송신 주파수의 2배 또는 3배로 설정하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 그 공진 주파수를 3배의 2.7 GHz로 설정하였다. 이 회로에 의해 파워업으로 발생하는 EGSM 송신의 3배 고조파 발생량의 저감이 가능해진다.

로우 패스 필터 LPF2는 전송 선로 또는 인덕터 Ll0 및 콘덴서 C12 ~ C14에 의해 구성된다. 이 때 Ll0와 C12는 병렬 공진 회로를 형성하고, 그 공진 주파수는 DCS 송신 주파수의 2배 또는 3배로 설정하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 그 공진 주파수를 2배의 3.6 GHz로 설정했다. 이 회로에 의해 파워앰프에서 발생하는 DCS 송신의 2배 고조파 발생량의 저감이 가능해진다.

가변 노치 필터 VNF는 전송 선로 또는 인덕터 L1, 초크 코일 L2, 콘덴서 C1 ~ C3, 다이오드 스위치 D 및 저항 R에 의해 구성된다. L1, D 및 C3는 직렬 공진 회로를 형성하고, 그 공진 주파수는 다이오드 D의 0N/0FF 상태에 의해 변화한다. 통상 다이오드는 ON 상태에서는 쇼트에 가깝고, OFF 상태에서는 0.1 ~ 1.0 pF의 용량치를 가진다. 그러므로, ON 상태에서는 L1과 C3의 직렬 공진 회로, OFF 상태에서는 L1와 C3 및 다이오드의 용량치와의 직렬 공진 회로를 형성한다. 본 실시예에서 사용한 VNF의 특성을 도 17에 도시한다.

다이오드가 ON 상태에서는 EGSM 송신 신호의 3배의 주파수 약 2.7 GHz에 감쇠극을 가지며, 다이오드가 OFF 상태에서는 DCS 송신 신호의 2배의 주파수 약 3.6 GHz에 감쇠극을 가지는 특성을 얻을 수 있다. 또한 다이오드가 ON인 경우의 공진 주파수, 및 OFF인 경우의 공진 주파수는 L1 및 C3의 조합에 의해 임의로 조정 가능하다. 다이오드 D가 ON 상태로 되기 위해서는 다이오드에 약 0.7V 이상의 전압을인가해서 직류 전류를 흐르게 할 필요가 있고, 초크 코일 L2는 이 직류 전류를 흐르게 하는 위해 필요하다. 또 L2는 EGSM 및 DCS 대역의 신호에 대해, 임피던스가 커지도록 20 nH ~ 100 nH의 범위 내인 것이 바람직하다. 본 예에서는 L2의 임피던스를 27 nH로 하였다. 저항 R는 다이오드 D에 흐르는 전류치를 제한한다. 본 예에서는 저항 R를 1kΩ로 하였다.

또한 초크 코일 L2는 안테나 바로 아래에, 또한 그라운드에 접속되어 있기 때문에, 외부로부터 정전 서지가 더해진 경우라도 L2에 의해 서지가 그라운드로 떨어지기 쉬워진다. 그러므로 본 발명의 안테나 스위치 회로는 SW회로 및 그 이후에 접속되는 SAW 필터, 파워업, 로우 노이즈 앰프 등의 정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴에 대해서 약한 부품의 보호라고 하는 기능도 겸비하고 있다. 그러나 보다 만전을 기하기 위해서는 전술한 하이 패스 필터 회로를 사용하는 것이 바람직하다.

스위치 회로 SW는 제1 및 제2 다이플렉서 Dip1, Dip2 및 가변 노치 필터 VNF에 접속되어 있다. 따라서, VC1가 High인 경우, UVF와 Dip1 사이는 접속되고, VNF와 Dip2 사이는 차단된다. 역으로 VC2가 High인 경우, VIVF와 Dip2 사이는 접속되고, VNF와 Dip1 사이는 차단된다. 콘덴서 C1, C2, C18, C19는 스위치 회로 SW의 전환 및 다이오드 D의 ON노 OFF를 위해서 필요한 DC 컷 콘덴서이다.

표 3은 본 실시예의 동작 모드와 전원 전압의 관계를 도시한다. 표 3의 전원 전압 레벨의 High는 +1V ~ +5V이며, Low는 0.5V ~ +0.5V인 것이 바람직하다.

표 3

동작모드와 전원전압의 관계

모드	전원전압	VNF의 감쇠량
모드	VC1	VNF의 감쇠량	VC2	VC3
EGSM Tx	High	Low	High	2.7 GHz
DCS Tx	Low	High	Low	3.6 GHz
EGSM Rx	Low	High	Low	3.6 GHz
DCS Rx	High	Low	Low	3.6 GHz

ESGM 송신모드에 있어서는, VC1 및 VC3가 High로 VC2가 Low로 되며, SW는 ANT와 Dip1 사이를 접속하고, ANT와 Dip2는 오픈이 된다. 또 노치 필터 VNF의 공진 주파수는 다이오드 D가 ON 상태로 되기 때문에, EGSM 송신 신호의 3배의 주파수 약 2.7 GHz가 된다.

DCS 송신 모드에 있어서는, VC2가 High로 VC1 및 VC3가 Low가 되어, SW는 ANT와 Dip2 사이를 접속하고, ANT와 Dipl는 오픈이 된다. 아직 노치 필터 VNF의 공진 주파수는 다이오드 D가 OFF 상태가 되기 때문에, DCS 송신 신호의 2배의 주파수 약 3.6 GHz가 된다.

EGSM 수신 모드에 있어서는, VC2가 ON로 VC1 및 VC3가 Low가 되어, SW는 ANT와 Dip2 사이를 접속하고, ANT와 Dip1는 오픈이 된다. 또 노치 필터 VNF의 공진 주파수는 다이오드 D가 OFF 상태가 되기 때문에, 약 3.6 GHz가 된다.

DCS 수신 모드에 있어서는, VC1가 ON로 VC2 및 VC3가 Low가 되어, SW는 ANT와 Dip1 사이를 접속하고, ANT와 Dip2는 오픈이 된다. 또 노치 필터 VNF의 공진 주파수는 다이오드 D가 OFF 상태가 되기 때문에, 약 3.6 GHz가 된다.

본 실시예에 의한 고조파 억제 효과에 대한 측정 결과를 표 4에 도시한다. 본 실시예(도 15)의 경우와 노치 필터 VNF와 로우 패스 필터 LPF1, LPF2가 없는 경우(도 35)에 대하여, 2배, 3배 고조파(2f, 3f)의 감쇠량(dB)의 특성치를 측정했다. 이들 결과로부터 명백한 바와 같이, 본 발명에 의해 20dB 이상의 억제 효과를 얻을 수 있었다. 이것으로부터, 본 발명의 안테나 스위치 회로에 의해 파워업 및 스위치 회로에서의 고조파 발생량의 저감이 가능하다는 것이 명백하다.

표 4

고조파	노치 필터
고조파	있다(도 15)	없다(도 35)
2f	-75 dBc	-53 dBc
3f	-80 dBc	-60 dBc

실시예 7

본 발명의 다른 실시 형태에 의한 EGSM 및 DCS에 대응하는 안테나 스위치 회로의 등가회로를 도 18에 도시한다. 이 예는 도 16에 도시하는 가변 노치 필터 VNF를 변경한 것이다. 본 예의 VNF는 전송 선로 또는 인덕터 L1, 초크 코일 L2, L3, 콘덴서 C1 ~ C3, 다이오드 스위치 D 및 저항 R에 의해 구성된다. L1, D 및 C3는 직렬 공진 회로를 형성하고, 그 공진 주파수는 다이오드 D의 ON/OFF 상태에 의해 변화한다. 본 실시예의 VNF는 다이오드 D에 역전압이 인가 가능하다는 것이 특징이다.

일반적으로 다이오드 등의 비선형 디바이스에 고전력의 고주파 신호를 투입 하면, 고조파 왜곡이 발생하는 것이 알려져 있다. 특히 PIN 다이오드의 경우, 0FF상태 시에 있어서 고조파 왜곡의 발생은 현저하다. 이 이유는 도 19에 도시하는 다이오드의 V-I 특성으로부터 분명하고, 0N 상태에서는 컨트롤 전원의 전압 Vc에 의해 비교적 선형성의 양호한 동작점으로 다이오드가 구동하고 있으므로, 고주파 신호에 의한 전압 변동에 대해서도 선형적인 응답을 하고, 고조파 발생량은 적다. 이것에 대해, OFF 상태에서는 V=0 부근이 동작점이 되어, 고주파 신호에 의한 전압 변동에 대해서도 비선형적인 응답을 한다. 그러므로 고조파 발생량이 커진다. 본 실시예의 동작 모드와 전원 전압의 관계는 표 3에 도시한 것과 마찬가지이다. 실시예 6과의 차이는, DCS 송신 모드에 있어서 VC2가 High로 VC3가 Low가 되어, 다이오드 D에 역전압을 인가할 수 있는 것이다. 다이오드에 역전압을 인가했을 경우, 도 19에 도시한 바와 같이 고주파 신호에 의한 전압 변동에 대해서도 선형적인 응답을 하기 때문에, 노치 필터에서의 고조파 발생량을 저감할 수 있다. DCS 송신 모드에 있어서는 VC2가 High로 VC1 및 VC3가 Low가 되어, SW는 ANT와 Dip2 사이를 접속하고, ANT와 Dip1는 오픈이 된다. 또 노치 필터 VNF의 공진 주파수는 다이오드 D가 OFF 상태가 되지만, 역전압이 걸린다. EGSM 및 DCS 대역의 신호에 대한 초크 코일 L3의 임피던스는 20 nH ~ 100nH로 큰 것이 바람직하다. 본 예에서는 임피던스가 27 nH의 L3를 사용했다. 또한 저항 R는 다이오드 D에 흐르는 전류치를 제한한다. 본 예에서는 1kΩ의 저항 R를 사용했다. 또한 인덕터 L2를 ANT의 바로 아래에 접속함으로써, 고주파 부품을 정전 서지로부터 보호하는 기능도 얻어진다. 이상의 구성에 의해, 다이오드 D가 OFF 상태로 고조파 발생량이 많다고 하는 실시예 6의 문제점을 해소한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있다.

실시예 8

도 20은 본 발명의 다른 실시 형태에 의한 EGSM, DCS 및 PCS에 대응하는 트리플 밴드 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 이 실시예의 안테나 스위치 회로는 실시예 6의 안테나 스위치 회로에 PCS 수신 단자를 더한 것이다. 본 발명은 GaAs 스위치 등의 FET 스위치 1개로 다이플렉서 2개를 가지는 기본 구성을 구비한 안테나 스위치 회로에 관한 것이며, 이 기본 구성을 구비하는 것에 한해, 복수의 다른 송수신계 시스템이 더해져도 본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 범위 내이다. 이하의 실시예에 붙어도 마찬가지이다.

본 실시예에서는, 이 스위치로서 SP3T(Single Pole 3 Throw)라고 불리는 GaAs FET 스위치를 사용하였다. 또한 DCS 송신 단자와 PCS 송신 단자를 공통으로 함으로써, 회로의 간략화가 가능해진다. 이 경우, DCS 송신의 주파수(1710 MHz ~ 1785 MHz)와 PCS 송신의 주파수(1850 MHz ~ 1910 MHz)가 비교적 가깝기 때문에, 파워업도 공통화 가능하다. 이외의 점은 상기 실시예와 마찬가지이므로, 상세한 설명은 생략한다. 본 실시예의 안테나 스위치 회로에 의하면, EGSM, DCS 및 PCS에 대응하는 트리플 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있다.

실시예 9

도 21은 다른 실시 형태에 의한 EGSLI 및 DAMPS(송신 주파수: 824 ~ 849 MHz, 수신 주파수: 869 ~ 894 MHz), DCS, 및 PCS에 대응하는 쿼드 밴드 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 이 실시예의 안테나 스위치 회로는, 실시예 8의안테나 스위치 회로에 제3 다이플렉서 Dip3를 접속하는 동시에 DAMPS 수신 단자를 추가한 것이다. EGSM 송신 단자와 DAMPS 송신 단자를 공통으로 함으로써, 회로의 간략화가 가능해진다. 이 경우, EGSM 송신의 주파수(880 MHz ~ 915 MHz)와 DAMPS 송신의 주파수(824 MHz ~ 849 MHz)가 비교적 가깝기 때문에, 파워업도 공통화 가능하다. 본 실시예에로부터, EGSM, DAMPS, DCS 및 PCS에 대응하는 쿼드 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있다.

실시예 10

도 22는 다른 실시형태에 의한 EGSM, DCS, PCS 및 W-CDMA에 대응하는 쿼드 밴드 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 본 예의 스위치으로서 SP4T(Single Pole 4 Throw)라고 불리는 GaAs FET 스위치를 사용했다. 또한 W-CDMA 송수신 단자의 후단에 듀플렉서 Dup를 접속햐였다. 듀플렉서 Dup는 W-CDMA 대역(1920 MHz ~ 2170 MHz)의 송수신 신호를 분파 합성하고, W-CDMA의 송신과 수신을 전환할 수 있어 TDMA계와 CDMA계의 상이한 시스템에도 대응할 수 있다. 본 실시예에로부터, EGSM, DCS, PCS 및 W로 DMA에 대응하는 쿼드 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있다.

실시예 11

일반적으로 GaAs 스위치는 다이오드 스위치로 고가이고, 또 실시예 8 및 9에서 사용한 SP3T형의 GaAs 스위치, 및 실시예 10에서 사용한 SP4T형의 GaAs 스위치는 실시예 6 및 7에서 사용한 SPDT형의 GaAs 스위치로 또한 고가이고, 휴대 전화 단말기에 사용하는 부품으로서는 적합하지 않다. 그 개량으로서, 도 23은 본 발명의 다른 실시형태에 의한 EGSM, DAMPS, DCS 및 PGS에 대응하는 쿼드 밴드 안테나 스위치 회로를 도시한다. 본 실시예의 안테나 스위치 회로는 실시예 6의 안테나 스위치 회로에서의 제1 다이플렉서 Dip1에 위상 분파기 PS2를 접속하고, 제2 다이플렉서 Dip2에 위상 분파기 PS1를 접속하는 구성을 가진다. 이 실시예에서 사용하는 GaAs 스위치는 SPDT이므로, SP3T 및 SP4T를 사용했을 경우와 비교하면 부품을 저비용화할 수 있다. 도 24는 본 실시예의 등가회로를 도시한다. Dip1, Dip2, SW, LPF1, LPF2 및 VNF는 실시예 6의 것과 같으므로, 설명은 생략한다.

위상 분파기 pS1는 전송 선로 Ll2, L13, DAMPS 수신용의 SAW 필터 SAW1, 및 EGSM 수신용의 SAW 필터 SAW2로부터 구성된다. 전송 선로 L13는 DAMPS 수신 주파수(869 MHz ~ 894 MHz)로 공진하도록 전송 선로의 길이가 조절된 λ/ 4 공진기이다. 전송 선로 L12는 EGSM 수신 주파수(925 MHz ~ 960 MHz)로 공진하도록 전송 선로의 길이가 조절된 λ/4 공진기이다. λ/ 4 공진기는 종단 조건에 의해 임피던스가 크게 변화하는 특성을 가지고, 구체적으로는 50Ω 종단의 경우는 50Ω, 쇼트 종단의 경우는 오픈, 오픈 종단의 경우에는 쇼트의 임피던스를 가진다. 한쪽 SAW 필터의 특성은 통과 대역에서는 50Ω, 통과 대역 근방의 주파수에서는 쇼트에 가까운 임피던스를 가진다. 따라서, DAMPS 수신 대역에 있어서는, 제2 다이플렉서 Dip2로부터 본 EGSM 수신 단자의 임피던스는 오픈이며, DAMPS 수신 단자의 임피던스는 50Ω이므로, DAMPS 수신 신호는 DWPS 수신 단자측으로 분파된다. 역으로 EGSM 수신대역에 있어서는, 제2 다이플렉서 Dip2로부터 본 DAMPS 수신 단자의 임피던스는 오픈이며, EGSM 수신 단자의 임피던스는 50Ω이므로, EGSM 수신 신호는 EGSM 수신 단자측으로 분파된다. 이상의 동작으로, 제1 위상 분파기 PS1는 DAMPS 수신 신호와 EGSM 수신 신호를 분파할 수 있다.

제2 위상 분파기 PS2는 전송 선로 L14, L15, DCS 수신용의 SAW 필터 SAW3, 및 PCS 수신용의 SAW 필터 SAW4로 구성된다. 전송 선로 Ll5는 DCS 수신 주파수(1805 MHz ~ 1880 MHz)로 공진하도록 전송 선로의 길이가 조절된 λ/4 공진기이다. 전송 선로 L14는 PCS 수신 주파수(1930 MHz ~ 1990 MHz)로 공진하도록 전송 선로의 길이가 조절된 λ/4 공진기이다. λ/4 공진기는 종단 조건에 의해 임피던스가 크게 변화하는 특성을 가지고, 50Ω 종단의 경우는50Ω, 쇼트 종단의 경우는 오픈, 오픈 종단의 경우에는 쇼트의 임피던스를 가진다. 한쪽 SAW 필터의 특성은 통과 대역에서는 50Ω, 통과 대역 근방의 주파수에서는 쇼트에 가까운 임피던스를 가진다. 따라서, DCS 수신 대역에 있어서는 다이플렉서 Dip1로부터 본 PCS 수신 단자의 임피던스는 오픈, DCS 수신 단자의 임피던스는 50Ω이 되어, DCS 수신 신호는 DCS 수신 단자측으로 분파된다. 역으로 PCS 수신 대역에 있어서는, 다이플렉서 Dip1로부터 본 DCS 수신 단자의 임피던스는 오픈, PCS 수신 단자의 임피던스는 50Ω이 되어, PCS 수신 신호는 PCS 수신 단자측으로 분파된다. 이상의 동작으로 PS2는 DGS 수신 신호와 PCS 수신 신호를 분파할 수 있다.

또한 EGSM 송신 단자와 DMMPS 송신 단자를 공통으로 함으로써, 회로의 간략화가 가능해진다. 이 경우, EGSM 송신의 주파수(880 MHz ~ 915 MHz)와 DAMPS 송신의 주파수(824 MHz ~ 849 MHz)와는 비교적 가깝기 때문에, 파워업도 공통화 가능하다. 마찬가지로 DCS 송신 단자와 PCS 송신 단자를 공통으로 함으로써, 회로의 간략화가 가능해진다. 이 경우, DCS 송신의 주파수(1710 MHz ~ 1785 MHz)와 PCS 송신의 주파수(1850 MHz ~ 1910 MHz)와는 비교적 가깝기 때문에, 파워업도 공통화 가능하다.

이상의 실시예로부터, SPDT의 GaAs 스위치 1개를 사용하는 것만으로 EGSM, DAMPS, DCS 및 PCS에 대응하는 쿼드 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있어 소형화, 저비용화가 도모된다.

(C) 정전 서지 제거 회로를 사용한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로

전술한 PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로 및 GaAs FET 스위치를 사용한 스위치 회로를 가지는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서, 정전 서지가 대책을 세우는 것이 바람직한 것은 말할 필요도 없다. 이하, 그 실시예에 대해 설명한다.

실시예 12

도 25는 본 발명의 일실시 형태에 의한 EGSM, DAMPS, DCS, PCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로를 도시하는 블록도이다. 제1 스위치 회로 SW1는 EGSM 및 DAMPS의 송신 단자, EGSM의 수신 단자, 및 DAMPS의 수신 단자에 변경을 행한다. 또한 제2 스위치 회로 SW2는 DCS 및 PCS의 송신 단자, DCS의 수신 단자, PCS의 수신 단자, 및 W-CDMA의 송수신 단자에 변경을 행한다. 노치 필터 NF2는 DCS, PCS 및 W-CDMA의 송신 대역의 2배 또는 3배의 주파수로 설정하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 2배의 주파수으로서 3.7 GHz에 감쇠극을 가지는 노치 필터 NF를 채용하였다. 이로써, DCS/PCS/W-CDMA의 3개의 송신 모드에 있어서, 안테나로부터의 고조파 발생량을 동시에 저감할 수 있다. 노치 필터 NF1는 EGSM 및 DAMPS의 송신 대역의 2배 또는 3배의 주파수로 설정하는 것이 바람직하다. 본 예에서는 2배의 주파수로서 1.7 GHz에 감쇠극을 가지는 노치 필터 NF를 채용하였다. 또한 스위치 SW1, SW2는 PIN 다이오드를 사용한 스위치로도 되지만, 본 예에서는 SW1으로서 SP3T를 사용 하고, SW2으로서 SP4T의 GaAs 스위치를 사용하였다.

정전 서지 제거 회로는 안테나 단자 ANT와 다이플렉서 Dip의 사이에 삽입되고, 안테나로부터 입력된 정전 서지를 그라운드로 흡수한다. 점선범위 내에 도시하는 제3 인덕터 L3와 콘덴서 C3로 구성되는 병렬 공진 회로는 오프 션이다. 이 병렬 공진 회로를 설치한 경우, 감쇠극을 DCS와 PCS의 송신 주파수의 2배의 주파수(3420 MHz ~ 3820 MHz)에 조정함으로써, EGSM 송신 주파수의 4배의 주파수(3520 MHz ~ 3660 MHz)와 DAMPS 송신 주파수의 4배의 주파수(3296 MHz ~ 3396 MHz)도 대략 동시에 감쇠시킬 수가 있다. 이 때문에, DCS와 PCS 송신 주파수의 2배파 감쇠량, EGSMG/DAMPS의 송신 신호의 4배파 감쇠량을 동시에 감쇠시킬 수 있다.

실시예 13

도 26은 본 발명의 다른 실시 형태에 의해 EGSM, DCS 및 W-CDMA에 대응하는 안테나 스위치 회로에 정전 서지 제거 회로를 삽입한 것이다. 이 실시예에서는, 제3 인덕터 L3와 콘덴서 C3로 구성되는 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 W-CDMA의송신 주파수의 2배의 주파수 3.9 GHz에 설정하고, 이것을 노치 필터 NF로 한다. 따라서, 제1 인덕터 L1와 콘덴서 C1 및 제2 인덕터 L2와 콘덴서 C2로 이루어지는 회로에 의해, 500 MHz 이하의 주파수의 정전 서지를 저감하고, 제3 인덕터 L3와 콘덴서 C3의 병렬 공진 회로에 GHz 대의 노치 필터의 기능도 갖게 한 것이다.

실시예 14

도 27은 본 발명의 다른 실시 형태에 의해 EGSM, DCS 및 PCS에 대응하는 안테나 스위치 회로에 정전 서지 제거 회로를 삽인한 것이다. SP3T 스위치를 사용하고 있고 안테나 단자로부터 입출력된 신호 중 EGSM 송신 신호, DCS 수신 신호를 분파기 Dip1로 전환하고, DCS/PCS 송신 신호, EGSM 수신 신호를 분파기 Dip2로 전환하고, PCS 수신 신호를 PCS 수신의 SAW3으로 각각 변경을 행한다. 제1 로우 패스 필터 LPF1는 EGSM TX 단자로부터 입력되는 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 감쇠하는 역할을 담당하며, 제2 로우 패스 필터 LPF2는 DCS/PCS TX 단자로부터 입력되는 송신 신호에 포함되는 N차 고조파 왜곡을 감쇠하는 역할을 담당한다. SAW 필터 SAW1, SAW2, SAW3는 각각 EGSM 수신 신호, DCS 수신 신호 및 PCS 수신 신호에 포함되는 수신 대역 바깥의 노이즈를 제거하는 역할을 담당한다. 분파기 Dip1는 LPF1 및 SAW2에 접속되고, 분파기 Dip2는 LPF2 및 SAW1에 접속된다.

정전 서지 제거 회로는 안테나 단자 ANT와 SP3T 스위치의 사이에 삽입되고, 안테나로부터 입력된 정전 서지를 그라운드로 흡수한다. 점선범위 내에 도시하는 제3 인덕터 L3와 제3 콘덴서 C3로 구성되는 병렬 공진 회로는 옵션이다. 이 병렬공진 회로를 설치한 경우, 감쇠극을 DCS/PCS Tx의 2배의 주파수(3420 MHz ~ 3820 MHz)에 조정함으로써, EGSM 송신의 4배의 주파수(3520 MHz ~ 3660MHz)도 동시에 감쇠시킬 수가 있다. 그러므로, DCS노 PCS 송신의 2배 주파수, 및 EGSM 송신의 4배 주파수를 동시에 감쇠시킬 수가 있다. 또 병렬 공진 회로 L3, C3는 정합 회로로서의 기능도 겸비하고 있으므로, 안테나 스위치 전체의 매칭 조정용으로서도 이용할 수 있다.

전술한 다른 실시예에서도, 정전 서지 제거 회로를 삽인할 수 있다. 정전 서지 제거 회로를 안테나탑에 접속하는 경우를 상정해서 서술하고 있지만, 이 정전 서지 제거 회로는(900 MHz ~ 2 GHz까지 충분히 넓은 대역으로 정합이 된다라고 하는 이점을 가지며, 안테나탑뿐만이 아니라 복수의 장소에 삽입할 수 있다. 예를 들면 다이플렉서 Dip와 노치 필터 NF의 사이, 다이플렉서 Dip와 고주파 스위치 SW의 사이, 고주파 스위치 SW와 로우 패스 필터 LPF의 사이, 고주파 스위치 SW와 듀플렉서 Dup 사이, 또는 다이플렉서 Dip와 탄성 표면파 필터 SAW 사이 등에, 정전 서지 제거 회로를 적당하게 삽입하여도 된다.

[3] 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품

본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품은 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구성하는 다이플렉서와 스위치 회로의 전송 선로 및 콘덴서의 일부를 적층 기판에 내장해서 일체화하기 때문에, 다이플렉서와 스위치 회로의 배선도 적층 기판의 표면 또는 내부에 형성되고, 배선에 의한 손실을 저감할 수 있으며또 양자 사이의 정합 조정이 용이해진다. 한편, 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 일부를 구성하는 PIN 다이오드나 GaAs 스위치 등의 스위치 소자, 저항, 콘덴서 및 인덕터 등의 칩 부품은 적층 기판 상에 탑재함으로써, 소형이고 염가의 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 얻을 수 있다.

또 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품과 듀플렉서를 조합함으로써, W-CDMA의 송수신의 변경에도 대응할 수 있어 GSM계 시스템과 CDMA계의 상이한 다중접속에도 대응하는 휴대 전화 단말기에 적합한 멀티 모드의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구축할 수 있다. 이들 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 또는 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 사용한 통신 장치는 소형이어 저소비전력사양이다.

실시예 15

도 28은 실시예 2의 등가회로를 가지는 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 구성하는 그린시트 및 전극 패턴을 도시한다. 그린 시트1 ~ 12는 위로부터 차례로 적층되어 있다. 그린 시트1에는, 다이오드, 칩 저항 및 칩 콘덴서를 탑재하기 위한 랜드 전극(14) 및 메탈시드(금속 케이스)를 탑재하기 위한 랜드 전극(16)이 인쇄되어 있다. 또 상이한 그린시트에 형성된 전극 패턴끼리를 접속하는 비어 홀 전극(15)(도면 중 검은 동그라미로 표시)이 형성되어 있다. 그린시트12의 저면(13)에는 그라운드 단자(61 ~ 67), 안테나 단자(68), EGSM 송신 단자(69), DCS 송신 단자(70), W-CDMA 송수신 단자(71), DCS 수신 단자(72), EGSM 수신 단자(73), 및 전원 단자(74 ~ 76)가 형성되어 있다. 그린시트(2, 3, 4, 9, 10)에는 주로 전송 선로로 되는 라인 전극 패턴이 인쇄되어 있고, 그린 시트(5, 6, 7, 8, 11)에는 주로 콘덴서를 형성하는 전극 패턴이 인쇄되어 있다. 또 그린 시트(6, 8, 12)에는 그라운드 전극(17 ~ 19)이 인쇄되어 있다.

상기 적층 구조와 도 10의 등가회로와의 대응을 이하 상세하게 설명한다. 도 28에 있어서, 참조 번호 20 ~ 28은 다이플렉서 Dip를 구성하는 전송 선로용의 전극 패턴을 도시한다. 전극 패턴(21)과 (23)으로 전송 선로 L1를 형성하고, 전극 패턴(25)와 (27)로 전송 선로 L2를 형성하고, 전극 패턴(20)과 (22)로 전송 선로 L3를 형성하고, 전극 패턴(26)과 (28)로 전송 선로 L4를 형성한다.

참조 번호 45 ~ 50은 다이플렉서 Dip를 구성하는 콘덴서용의 전극 패턴을 도시한다. 전극 패턴(45)과 (46)으로 콘덴서 C2를 형성하고, 전극 패턴(47)과 (48)로 콘덴서 C4를 형성하고, 전극 패턴(49)과 그라운드 전극(17)로 콘덴서 C1를 형성하고, 전극 패턴파타지(50)과 그라운드 전극(17)로 콘덴서 C3를 형성한다.

참조 번호 29 ~ 34는 스위치 회로 SW1를 구성하는 전송 선로용의 전극 패턴을 도시한다. 전극 패턴(29)과 (30)으로 전송 선로 L11를 형성하고, 전극 패턴(31)과 (32)로 전송 선로 L5를 형성하며, 전극 패턴(33)과 (34)로 전송 선로 L6를 형성한다.

참조 번호(51 ~ 54)는 스위치 회로 SW1를 구성하는 콘덴서용의 전극 패턴을 도시한다. 전극 패턴(51)과 (52)로 콘덴서 C11를 형성하고, 전극 패턴(53)과 그라운드 전극(18)로 콘덴서 C12를 형성하고, 전극 패턴(52)과 그라운드 전극(18)로 콘덴서 C13를 형성하며, 전극 패턴(54)과 그라운드 전극(18)로 콘덴서 C6를 형성한다.

참조 번호(35 ~ 43)은 스위치 회로 SW2를 구성하는 전송 선로용의 전극 패턴을 도시한다. 전극 패턴(35)과 (36)으로 전송 선로 L12를 형성하고, 전극 패턴(37)로 전송 선로 L7를 형성하고, 전극 패턴(38)과 (41)로 전송 선로 Ll0을 형성하고, 전극 패턴(39)과 (42)로 전송 선로 L9를 형성하며, 전극 패턴(40)과 (43)으로 전송 선로 L8를 형성한다.

참조 번호(55 ~ 59)는 스위치 회로 SW2를 구성하는 콘덴서용의 전극 패턴을 도시한다. 전극 패턴(55)과 (58)로 콘덴서 C14를 형성하고, 전극 패턴(56)과 그라운드 전극(19)로 콘덴서 C10를 형성하고, 전극 패턴(57)과 그라운드 전극(19)로 콘덴서 C7를 형성하고, 전극 패턴(58)과 그라운드 전극(18)로 콘덴서 C15를 형성하고, 전극 패턴(59)과 그라운드 전극(17)으로 콘덴서 C16를 형성한다. 전극 패턴(44)은 노치 필터 NF를 구성하는 전송 선로를 형성하고, 전극 패턴(60)은 노치 회로 NF를 구성하는 콘덴서를 형성한다. 스루홀 전극(15)은 각 시트 사이의 전기적인 접속을 행한다.

본 실시예에서 사용하는 그린시트는 950℃ 이하의 저온 소성이 가능한 세라믹 유전재료이며, 전송 선로 및 콘덴서용의 전극 패턴 및 그라운드 전극을 형성하기 쉽게, 시트 두께는 40 ~ 200μm인 것이 바람직하다. 세라믹 그린 시트(1 ~ 12)를 적층하고, 측면 전극(77)을 인쇄한 후에, 950℃에서 소성함으로써, 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품용의 적층체를 얻을 수 있다. 도 29에 도시한 바와 같이,적층체 상에 다이오드(78), 칩 저항(79), 및 칩 콘덴서(80)를 실장함으로써, 도 10에 도시하는 등가회로를 가지는 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 얻을 수 있다.

이상 EGSM, DCS, DAMPS, PCS 및 W-CDMA에 대응하는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구체적으로 설명했지만, 이 외에도 PDC 800대역(810 ~ 960 MHz), GPS 대역(1575.42 MHz), PHS 대역(1895 ~ 1920 MHz), Bluetooth 대역(2400 ~ 2484 MHz)이나, 미국에서 보급이 전망되는 CDMA2000, 중국에서 보급이 전망되는 TD-SCDMA 등을 조합한 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 경우도 마찬가지의 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 본 발명에 의해 고조파 발생량을 억제해서 정전 서지에 의한 고주파 부품의 파괴를 방지한 듀얼 밴드, 3밴드, 4밴드, 5밴드 등의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 얻을 수 있다. 이들 기능은 적층체 내에 집약할 수 있고, 이와 같은 적층체 모듈을 사용한 휴대 전화 등의 통신 기기는 소형으로 저소비 전력화가 가능해진다.

본 발명의 정전 서지 제거 회로를 사용함으로써, 안테나 단자로부터의 정전 서지를 그라운드로 떨어뜨리고, 또한 광범위의 주파수대에 대해서 정전 서지를 흡수하여, 충분한 정전 파괴 대책이 생긴다. 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구성하는 PlN 다이오드 스위치 또는 GaAs FET 스위치, 수신용의 SAW 필터, 송신 단자에 접속되는 파워업, 수신 단자에 접속되는 로우 노이즈 앰프 등의 회로를 정전 서지로부터 보호할 수 있으며, 안테나의 후단의 이들 고주파 전자 부품을 파괴하지 않는다.

본 발명의 멀티 밴드 안테나 스위치 회로는, 효과적으로 고조파 발생량을 억제할 수 있다. 또 다이플렉서와 스위치 회로의 전송 선로 및 콘덴서의 일부를 적층 기판에 내장해 일체화하고 있기 때문에, 다이플렉서와 스위치 회로와의 배선도 적층 기판의 표면 또는 내부에 형성되고, 배선에 의한 손실을 저감하며, 또 양자 사이의 정합 조정이 용이해진다. 스위치 소자, 저항, 콘덴서 및 인덕터 등의 칩 부품은 적층 기판 상에 탑재하므로, 정전 서지 제거 회로를 내장 일체화한 소형으로 고성능인 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 얻을 수 있다.

이들 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 또는 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 사용한 통신 장치는 소형으로 저소비 전력 사양이다.

Claims

하이 패스 필터에 있어서,

입력 단자와, 출력 단자와, 직렬 공진 회로를 포함하며,

상기 직렬 공진 회로는 상기 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 제1 콘덴서와, 상기 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 상기 제2 인덕터와 그라운드에 접속된 제2 콘덴서에 의해 구성되는

하이 패스 필터.
제1항에 있어서,

상기 제2 인덕터와 상기 출력 단자 사이에, 제3 인덕터 및 제3 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로를 구비하는 하이 패스 필터.
멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서,

안테나 단자에 접속된 통과 대역의 상이한 신호를 분파(分波)하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 상기 송신 단자 사이 또는 상기 제1 스위치 회로와 상기 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 상기 송신 단자 사이 또는 상기 제2 스위치 회로와 상기 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 상기 제1 스위치 회로 사이 또는 상기 다이플렉서와 상기 제2 스위치 회로 사이의 적어도 한쪽에 노치 필터가 형성되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서,

안테나 단자에 접속된 통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 제1 송신 단자 및 제1 수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 제2 송신 단자, 제2 수신 단자 및 제3 송수신 단자로 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 상기 제1 송신 단자 사이 또는 상기 제1 스위치 회로와 상기 제1 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 상기 제2 송신 단자 사이 또는 상기 제2 스위치 회로와 상기 제2 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 상기 제2 스위치 회로는 노치 필터를 통하여 접속되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서,

통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 복수의 송수신 단자로 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 송신 단자 사이 또는 제1 스위치 회로와 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 송신 단자 사이 또는 제2 스위치 회로와 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 안테나 단자 사이에 노치 필터가 접속되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서,

통과 대역의 상이한 신호를 분파하는 다이플렉서와, 상기 다이플렉서로 분파된 저주파수측의 신호를 제1 송신 단자 및 제1 수신 단자로 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 다이플렉서로 분파된 고주파수측의 신호를 제2 송신 단자, 제2 수신 단자 및 제3 송수신 단자로 전환하는 제2 스위치 회로와, 상기 다이플렉서와 제1 송신 단자 사이 또는 제1 스위치 회로와 제1 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 다이플렉서와 제2 송신 단자 사이 또는 제2 스위치 회로와 제2 송신 단자 사이의 송신 경로에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하며, 상기 다이플렉서와 안테나 단자 사이에 노치 필터가 접속되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제4항 또는 제6항에 있어서,

상기 제3 송수신 단자에 듀플렉서가 접속되어 있는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제3항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,

입력 단자 및 출력 단자를 포함하며, 상기 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 제1 콘덴서와, 상기 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 상기 제2 인덕터와 그라운드에 접속된 제2 콘덴서로 이루어지는 하이 패스 필터가, 적어도 상기 다이플렉서와 안테나 단자 사이에 설치되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제8항에 있어서,

상기 하이 패스 필터의 제2 인덕터와 상기 출력 단자 사이에 제3 인덕터 및 제3 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로가 삽입되어 있는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
멀티 밴드 안테나 스위치 회로에 있어서,

(a) 제1 송신 단자와, 제2 수신 단자와, 제1 공통 단자를 포함하는 제1 다이플렉서와, (b) 제2 송신 단자와, 제1 수신 단자와, 제2 공통 단자를 포함하는 제2다이플렉서와, (c) 제1 송수신 단자와, 제2 송수신 단자와, 안테나 단자를 포함하며, 상기 제1 송수신 단자와 상기 제2 송수신 단자 중 어느 한쪽이 상기 안테나 단자로 전환 접속되는 스위치 회로와, (d) 상기 스위치 회로와 상기 안테나 단자 사이에 설치된 노치 필터를 포함하며, 상기 제1 공통 단자가 상기 제1 송수신 단자에 접속되며, 상기 제2 공통 단자가 상기 제2 송수신 단자에 접속되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제10항에 있어서

상기 노치 필터가 인덕터, 다이오드, 콘덴서, 저항 및 전원 단자를 포함하며, 상기 전원 단자에 인가되는 전압에 의해 공진 주파수가 가변되는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제10항 또는 제11항에 있어서,

상기 노치 필터가 상기 다이오드에 역전압을 인가하기 위한 역전압 단자를 포함하는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제10항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,

적어도 상기 노치 필터와 상기 안테나 단자 사이에 하이 패스 필터를 포함하며, 상기 하이 패스 필터는 입력 단자와, 출력 단자와, 상기 입력 단자와 그라운드 사이에 접속된 제1 인덕터와, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 접속된 제1콘덴서와, 상기 출력 단자에 접속된 제2 인덕터와, 상기 제2 인덕터 및 그라운드에 접속된 제2 콘덴서로 이루어지는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제13항에 있어서,

상기 하이 패스 필터의 제2 인덕터와 상기 출력 단자 사이에 제3 인덕터 및 제3 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로가 삽입되어 있는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제10항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제1 송신 단자에 접속된 제1 로우 패스 필터와, 상기 제2 송신 단자에 접속된 제2 로우 패스 필터를 포함하는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
제10항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스위치 회로가 GaAs 반도체로 이루어지는 멀티 밴드 안테나 스위치 회로.
복수의 기판의 적층체로 이루어지는 멀티 밴드 안테나 스위치의 적층 모듈 복합 부품에 있어서,

제3항 내지 제16항 중 어느 한 항에 기재된 멀티 밴드 안테나 스위치 회로를 구성하는 전송 선로 및 콘덴서의 일부는 상기 적층체 내의 기판 상에 형성되어 있고, 상기 멀티 밴드 안테나 스위치 회로의 일부를 구성하는 스위치 소자, 저항, 콘덴서 및 인덕터는 칩 부품으로서 상기 적층체 상에 탑재되어 있는

멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품.
제3항 내지 제16항 중 어느 한 항에 기재된 멀티 밴드 안테나 스위치 회로 또는 제17항에 기재된 멀티 밴드 안테나 스위치 적층 모듈 복합 부품을 사용하는

통신 장치.