CN110800211B

CN110800211B - 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

Info

Publication number: CN110800211B
Application number: CN201880042763.9A
Authority: CN
Inventors: 野阪浩司
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2017-06-28
Filing date: 2018-04-26
Publication date: 2023-06-13
Anticipated expiration: 2038-04-26
Also published as: CN110800211A; US20200136592A1; WO2019003619A1; US10911027B2

Abstract

滤波器(10)具备串联臂电路(11)、与节点(x1)及地连接的并联臂电路(21)、以及与节点(x2)及地连接的并联臂电路(22)，其中，并联臂电路(21)具有并联臂谐振器(p1)以及与并联臂谐振器(p1)串联连接的开关电路(31)，并联臂电路(22)具有并联臂谐振器(p2)以及与并联臂谐振器(p2)串联连接的开关电路(32)，开关电路(31)具有由1个以上的晶体管构成的开关(SW1)，开关电路(32)具有由1个以上的晶体管构成的开关(SW2)，构成开关(SW2)的1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成开关(SW1)的1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

Description

高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

技术领域

本发明涉及一种具有谐振器的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置。

背景技术

以往，作为支持多频段化的高频滤波器，提出了一种具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

这种具有频率可变功能的高频滤波器由基于多个串联臂电路和多个并联臂电路的梯型的电路构成。而且，作为上述并联臂电路，已知以下的结构：电容器同开关元件并联连接而成的电路与并联臂谐振器进行串联连接(例如，参照专利文献1)。

根据上述以往的结构，通过开关的导通(接通(On))和非导通(断开(Off))的切换，并联臂电路的阻抗成为极小的奇异点即谐振频率发生切换，因此能够对由该谐振频率构成的衰减极点的频率进行切换。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利申请公开第2009/0251235号说明书

发明内容

发明要解决的问题

在将如专利文献1中公开那样的高频滤波器例如应用为发送用滤波器的情况下，要求该高频滤波器的功率耐受性。为了提高高频滤波器的功率耐受性，需要提高并联臂电路的功率耐受性。在提高并联臂电路的功率耐受性时，重要的是不仅提高并联臂谐振器的功率耐受性、还提高构成并联臂电路的开关的功率耐受性。

然而，以往在将上述高频滤波器应用于多频段的系统的情况下，以上述开关元件的小型化和在该开关元件导通时的低损耗性为优先课题，没有针对使与上述开关元件的小型化及低损耗性处于权衡关系的功率耐受性提高的结构进行研究。

因此，本发明的目的在于，针对具有频率可变功能的高频滤波器以及具备该高频滤波器的多工器、高频前端电路及通信装置，在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

用于解决问题的方案

为了实现上述目的，本发明的一个方式所涉及的高频滤波器具备：串联臂电路，其设置在将输入端子与输出端子连结的路径上；第一并联臂电路，其连接于所述输入端子与所述串联臂电路之间的所述路径上的第一节点以及地；以及第二并联臂电路，其连接于所述串联臂电路与所述输出端子之间的所述路径上的第二节点以及地，其中，所述第一并联臂电路具有第一并联臂谐振器以及与该第一并联臂谐振器串联连接的第一开关电路，所述第一开关电路具有由1个以上的晶体管构成的第一开关元件，所述第二并联臂电路具有第二并联臂谐振器以及与该第二并联臂谐振器串联连接的第二开关电路，所述第二开关电路具有由1个以上的晶体管构成的第二开关元件，构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成所述第二开关元件的所述1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

在这样构成的高频滤波器中，为了满足对该高频滤波器要求的功率耐受性，需要确保开关元件的电流耐受性。关于此，越是靠近输入端子地连接的并联臂电路的开关元件，在导通时流通的电流越大。因此，构成第一开关元件的1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成第二开关元件的1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度，由此，能够在使第一开关元件和第二开关元件的总尺寸小的同时，确保第一开关元件和第二开关元件的满足对高频滤波器要求的功率耐受性的电流耐受性。另外，第一开关元件的栅极宽度相对大，由此能够使第一开关元件的导通时的电阻(接通电阻)小。因此，能够减少在第一开关元件导通时的高频滤波器的通带内的插入损耗。也就是说，关于具有频率可变功能的高频滤波器，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，也可以是，在将晶体管的串联连接数设为堆叠数的情况下，所述第二开关元件的堆叠数比所述第一开关元件的堆叠数少。

通过像这样使第二开关元件的堆叠数比第一开关元件的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的第二开关元件也能够使导通时的电阻小。另外，能够通过减少第二开关元件的堆叠数来使第二开关元件小型化。因此，能够减少高频滤波器的在第二开关元件导通时的通带内插入损耗，并且能够实现高频滤波器的小型化。

另外，也可以是，所述第一开关电路还具有第一阻抗元件，所述第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方，与所述第一开关元件连接，所述第二开关电路还具有第二阻抗元件，所述第二阻抗元件是电感器和电容器中的一方，与所述第二开关元件连接。

由此，通过第一开关元件的导通和非导通的切换，第一并联臂电路的谐振频率被切换。同样地，通过第二开关元件的导通和非导通的切换，第二并联臂电路的谐振频率被切换。第一并联臂电路的谐振频率和第二并联臂电路的谐振频率构成高频滤波器的衰减极点，因此高频滤波器能够通过第一开关元件和第二开关元件的导通和非导通的切换来切换衰减极点。

另外，也可以是，所述第一开关电路是所述第一阻抗元件与所述第一开关元件并联连接而成的电路，所述第二开关电路是所述第二阻抗元件与所述第二开关元件并联连接而成的电路。

由此，能够通过第一开关元件的导通和非导通的切换来使通带低频侧的衰减极点的频率进行切换(可变)。

另外，也可以是，所述第一开关电路还具有第三阻抗元件，所述第三阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，与所述第一开关元件串联连接，所述第二开关电路还具有第四阻抗元件，所述第四阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，与所述第二开关元件串联连接，所述第三阻抗元件与所述第一开关元件串联连接而成的电路并联连接于所述第一阻抗元件，所述第四阻抗元件与所述第二开关元件串联连接而成的电路并联连接于所述第二阻抗元件。

由此，能够扩大通带低频侧的衰减极点的频率的切换范围。

另外，也可以是，所述第一开关电路具有多组由所述第三阻抗元件与所述第一开关元件串联连接而成的电路，所述第二开关电路具有多组由所述第四阻抗元件与所述第二开关元件串联连接而成的电路。

由此，能够精细地切换通带低频侧的衰减极点的频率。

另外，也可以是，所述第一并联臂电路还具有第三并联臂谐振器，所述第三并联臂谐振器并联连接于所述第一并联臂谐振器与所述第一开关电路串联连接而成的电路，所述第二并联臂电路还具有第四并联臂谐振器，所述第四并联臂谐振器并联连接于所述第二并联臂谐振器与所述第二开关电路串联连接而成的电路，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第三并联臂谐振器的谐振频率低，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第三并联臂谐振器的反谐振频率低，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第四并联臂谐振器的谐振频率低，所述第二并联臂谐振器的反谐振频率比所述第四并联臂谐振器的反谐振频率低。

由此，能够不使通带低频端的插入损耗恶化地切换通带低频侧的衰减极点的频率。

另外，也可以是，所述第一并联臂电路和所述第二并联臂电路分别还具有第三并联臂谐振器，所述第三并联臂谐振器并联连接于所述第一并联臂谐振器与所述第一开关电路串联连接而成的电路，所述第二并联臂电路还具有第四并联臂谐振器，所述第四并联臂谐振器并联连接于所述第二并联臂谐振器与所述第二开关电路串联连接而成的电路，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第三并联臂谐振器的谐振频率高，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第三并联臂谐振器的反谐振频率高，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第四并联臂谐振器的谐振频率高，所述第二并联臂谐振器的反谐振频率比所述第四并联臂谐振器的反谐振频率高。

由此，能够不使通带高频端的插入损耗恶化地切换通带高频侧的衰减极点的频率。

另外，也可以是，所述第一并联臂电路还具有第三并联臂谐振器以及与该第三并联臂谐振器串联连接的第三开关电路，所述第二并联臂电路还具有第四并联臂谐振器以及与该第四并联臂谐振器串联连接的第四开关电路，所述第三开关电路具有：第五阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及第三开关元件，其与所述第五阻抗元件连接，且由1个以上的晶体管构成，所述第四开关电路具有：第六阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及第四开关元件，其与所述第六阻抗元件连接，且由1个以上的晶体管构成，所述第一并联臂谐振器与所述第一开关电路串联连接而成的电路同所述第三并联臂谐振器与所述第三开关电路串联连接而成的电路进行并联连接，所述第二并联臂谐振器与所述第二开关电路串联连接而成的电路同所述第四并联臂谐振器与所述第四开关电路串联连接而成的电路进行并联连接。

由此，能够不使通带端的插入损耗恶化地切换通带低频侧和通带高频侧的衰减极点的频率。

另外，也可以是，构成所述第三开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成所述第四开关元件的所述1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

关于这样构成的高频滤波器，也如上所述那样，越是靠近输入端子地连接的并联臂电路的开关元件，在导通时流通的电流越大。因此，构成第三开关元件的1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成第四开关元件的1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度，由此，可以说第三开关元件和第四开关元件也与上述的第一开关元件和第二开关元件同样。即，能够在使第三开关元件和第四开关元件的总尺寸小的同时，确保第三开关元件和第四开关元件的满足对高频滤波器要求的功率耐受性的电流耐受性。另外，能够减少在第三开关元件导通时的高频滤波器的通带内的插入损耗。也就是说，关于能够不使通带端的插入损耗恶化地改变频率的高频滤波器，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，也可以是，在将晶体管的串联连接数设为堆叠数的情况下，所述第四开关元件的堆叠数比所述第三开关元件的堆叠数少。

通过像这样使第四开关元件的堆叠数比第三开关元件的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的第四开关元件也能够使导通时的电阻小。因此，能够减少高频滤波器的在第四开关元件导通时的通带内插入损耗，并且能够实现高频滤波器的小型化。

另外，也可以是，所述高频滤波器具有梯型的滤波器结构，所述梯型的滤波器结构由以下构件构成：包括所述串联臂电路在内的、设置在所述路径上的2个以上的串联臂电路；以及包括所述第一并联臂电路和所述第二并联臂电路在内的3个以上的并联臂电路，所述3个以上的并联臂电路具有第三并联臂电路，所述第三并联臂电路连接于所述路径上的所述第一节点与所述输出端子之间的节点以及地，所述第三并联臂电路具有第五并联臂谐振器以及与该第五并联臂谐振器串联连接的第五开关电路，所述第五开关电路具有由1个以上的晶体管构成的第五开关元件，构成所述第五开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度小于构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度。

由此，在包括3个以上的并联臂电路的结构中也是，能够在使第一开关元件、第二开关元件以及第五开关元件的总尺寸小的同时，确保第一开关元件、第二开关元件以及第五开关元件的满足对高频滤波器要求的功率耐受性的电流耐受性。另外，通过适当地切换第一开关元件、第二开关元件以及第五开关元件的导通和非导通，能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量。因而，关于能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量的高频滤波器，能够确保小型化和要求的功率耐受性。

另外，本发明的一个方式所涉及的多工器具备包括第一滤波器在内的多个滤波器，所述第一滤波器是上述任一个高频滤波器，所述多个滤波器各自的输入端子或输出端子直接地或间接地连接于公共端子。

根据这种多工器，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，也可以是，所述多工器具备切换电路，所述切换电路切换所述多个滤波器中的与公共端子连接的滤波器，所述切换电路具有第六开关元件，所述第六开关元件对所述第一滤波器的所述输入端子或所述输出端子与所述公共端子之间的导通和非导通进行切换，所述第六开关元件由1个以上的晶体管构成，构成所述第六开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

在构成这种多工器的开关元件中，需要确保满足对该多工器要求的功率耐受性的电流耐受性。关于此，第六开关元件串联地设置在从公共端子输入或输出的高频信号的主路径上，因此相比于设置在将主路径与地连结的路径上的并联臂电路的开关元件而言，要求更高的电流耐受性。另外，第六开关元件如上所述那样设置在主路径上，因此相比于并联臂电路的开关元件而言，导通时的电阻对通带整体的插入损耗影响更大。因此，通过使第六开关元件的栅极宽度比第一开关元件的栅极宽度大，能够确保第六开关元件的满足对多工器要求的功率耐受性的电流耐受性，且减少第六开关元件的导通时的电阻。因而，关于具备具有频率可变功能的高频滤波器的多工器，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，也可以是，所述切换电路还具有第七开关元件，所述第七开关元件对将所述第六开关元件同所述第一滤波器的所述输入端子或所述输出端子连接的节点与地之间的导通和非导通进行切换，所述第六开关元件和所述第七开关元件在一方为导通的情况下另一方为非导通，所述第七开关元件由1个以上的晶体管构成，构成所述第七开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度小于构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度。

换言之，将第六开关元件与第七开关元件的导通和非导通排他地进行切换。通过像这样具有与第六开关元件排他地切换导通和非导通的第七开关元件，能够提高在第六开关元件为非导通的情况下的、公共端子与第一滤波器之间的隔离度。另外，能够在通带与第一滤波器的通带不同的滤波器的衰减带中抑制第一滤波器的通带的衰减量的恶化。另外，第七开关元件无论是在导通时和非导通时都几乎不流通电流，且导通时的电阻难以影响通带的插入损耗。因此，构成第七开关元件的1个以上的晶体管各自的栅极宽度小于构成第一开关元件的1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度，由此能够确保第七开关元件的满足对多工器要求的功率耐受性的电流耐受性，且使第七开关元件小型化。

另外，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备：作为上述任一个高频滤波器的第一滤波器、或者上述任一个多工器；以及放大电路，其直接地或间接地连接于所述高频滤波器或所述多工器。

根据这种高频前端电路，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，也可以是，所述放大电路是放大高频发送信号的功率放大器，由所述功率放大器放大后的所述高频发送信号被输入到所述第一滤波器的所述输入端子。

根据这种发送系统的高频前端电路，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，也可以是，所述放大电路是放大高频接收信号的低噪声放大器，由所述低噪声放大器放大的所述高频接收信号从所述第一滤波器的所述输出端子被输出。

根据这种接收系统的高频前端电路，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及上述任一个高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。

根据这种通信装置，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

发明的效果

根据本发明，关于具有频率可变功能的高频滤波器以及具备该高频滤波器的多工器、高频前端电路及通信装置，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

附图说明

图1A是实施方式1所涉及的滤波器的电路框图。

图1B是实施方式1所涉及的滤波器的电路结构图。

图1C是实施方式1的变形例所涉及的滤波器的电路结构图。

图2A是表示开关的结构的示意图。

图2B是构成开关的晶体管的电路结构图。

图3A是表示实施方式1所涉及的开关的栅极宽度与开关特性之间的关系的图表。

图3B是表示实施方式1所涉及的开关的堆叠数与开关特性之间的关系的图表。

图4是并联臂电路的等效电路图。

图5是表示并联臂电路的阻抗特性、电流特性以及电压特性的图表。

图6A是并联臂电路的电路结构图。

图6B是开关为断开状态的情况下的并联臂电路的等效电路图。

图6C是开关为断开状态的情况下的并联臂电路的谐振频率下的等效电路图。

图6D是开关为断开状态的情况下的并联臂电路的谐振频率下的等效电路图。

图6E是并联臂电路的电路结构图。

图6F是开关为断开状态的情况下的并联臂电路的谐振频率下的等效电路图。

图7是实施方式1的实施例所涉及的滤波器的电路结构图。

图8是表示与实施例1所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图9是表示与实施例2所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图10是表示与比较例1所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图11是说明图7所示的实施例和比较例所涉及的滤波器的结构的俯视图。

图12是实施例3所涉及的滤波器的电路结构图。

图13是表示与实施例3所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图14A是表示实施例2所涉及的滤波器的带通特性的图表。

图14B是表示实施例3所涉及的滤波器的带通特性的图表。

图15A是实施例4所涉及的滤波器的电路结构图。

图15B是表示实施例4所涉及的滤波器的带通特性的图表。

图16是实施例5所涉及的滤波器的电路结构图。

图17是表示与实施例5所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图18是表示与比较例2所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图19是表示与实施例6所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图20是表示与比较例3所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图21是实施例7所涉及的滤波器的电路结构图。

图22A是表示在使用Band28a-Tx时与实施例7所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图22B是表示在使用Band28b-Tx时与实施例7所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图23A是表示在使用Band28a-Tx时与比较例4所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图23B是表示在使用Band28b-Tx时与比较例4所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

图24是实施方式2所涉及的多工器的电路结构图。

图25A是在梯型滤波器中在串联臂谐振器上串联连接有电阻的情况下的电路结构图。

图25B是表示在图25A所示的电路结构中改变电阻的电阻值的情况下的对滤波器特性的影响的图表。

图26A是在梯型滤波器中在并联臂谐振器上串联连接有电阻的情况下的电路结构图。

图26B是表示在图26A所示的电路结构中改变电阻的电阻值的情况下的对滤波器特性的影响的图表。

图27是实施例8所涉及的多工器的一部分电路结构图。

图28A是表示在使用Band27-Rx时与实施例8所涉及的多工器有关的各种特性的图表。

图28B是表示在使用Band26-Rx时与实施例8所涉及的多工器有关的各种特性的图表。

图29是表示有无对滤波器的输入输出端子与地之间的导通和非导通进行切换的开关所引起的对滤波器特性的影响的图表。

图30是实施方式3所涉及的通信装置的结构图。

具体实施方式

下面，使用实施例和附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示总括性或具体性的例子。下面的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。将下面的实施方式的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素作为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比未必是严格的。另外，在各图中，对实质上相同的结构标注相同的标记，有时省略或简化重复的说明。

另外，下面，“通带低频端”是指“通带内的最低频率”。另外，“通带高频端”是指“通带内的最高频率”。另外，下面，“通带低频侧”是指“通带外且频率比通带的频率低的一侧”。另外，“通带高频侧”是指“通带外且频率比通带的频率高的一侧”。另外，下面有时将“低频率侧”称为“低频侧”、将“高频率侧”称为“高频侧”。

另外，除非另有说明，否则谐振器或电路中的谐振频率是指用于形成包括该谐振器或该电路的滤波器的通带或者通带附近的衰减极点的谐振频率，是该谐振器或该电路的阻抗成为极小的奇异点(理想地说，阻抗为0的点)即“谐振点”的频率。

另外，除非另有说明，否则谐振器或电路中的反谐振频率是指用于形成包括该谐振器或该电路的滤波器的通带或者通带附近的衰减极点的反谐振频率，是该谐振器或该电路的阻抗成为极大的奇异点(理想地说，阻抗无限大的点)即“反谐振点”的频率。

此外，在下面的实施方式中，如下面那样定义串联臂电路和并联臂电路。

并联臂电路是配置在地与将第一输入输出端子同第二输入输出端子连结的路径上的一个节点之间的电路。

串联臂电路是配置在第一输入输出端子或第二输入输出端子与上述路径上的连接并联臂电路的节点之间的电路，或者是配置在上述路径上的连接一个并联臂电路的一个节点与上述路径上的连接另一个并联臂电路的另一个节点之间的电路。

(实施方式1)

[1.高频滤波器的基本结构]

图1A是实施方式1所涉及的滤波器10的电路框图。该图所示的滤波器10具备串联臂电路11、并联臂电路21及22、以及输出端子101及输入端子102。

该滤波器10是使输入到输入端子102的高频信号中的期望的频率的高频信号通过后从输出端子101输出的高频滤波器。换言之，输入端子102是被施加高频功率的端子。

此外，在滤波器10例如被用作多工器或TDD(Time Division Duplex：时分双工)滤波器的情况下，也有时输出端子101被施加高频功率。也就是说，存在以下情况：在一个期间向输入端子102输入高频信号，且从输出端子101输出高频信号，在另一个期间向输出端子101输入高频信号，且从输入端子102输出高频信号。但是，即使是该情况，若将在一个期间向输入端子102施加的高频功率与在另一个期间向输出端子101施加的高频功率进行比较，则也是前者大于后者。即，在该情况下，滤波器10的输入端子102是可能被施加高频功率的输出端子101和输入端子102中的被施加更大的高频功率的端子。

串联臂电路11设置在将输出端子101与输入端子102连结的路径上。串联臂电路11例如既可以由作为弹性波谐振器的串联臂谐振器构成，或者也可以是由纵向耦合谐振器等多个谐振器构成的谐振电路。另外，串联臂电路11既可以是LC谐振电路，也可以不限于谐振电路，而是电感器或电容器等阻抗元件。

并联臂电路21是与节点x1及地连接的第二并联臂电路，该节点x1是上述路径上的输出端子101与串联臂电路11之间的第二节点。并联臂电路22是与节点x2及地连接的第一并联臂电路，该节点x2是输入端子102与串联臂电路11之间的路径上的第一节点。这些并联臂电路21及22分别具有后述的并联臂谐振器以及与该并联臂谐振器串联连接的后述的开关电路。

具体地说，并联臂电路21具有作为第二并联臂谐振器的并联臂谐振器p1以及作为第二开关电路的开关电路31。并联臂电路22具有作为第一并联臂谐振器的并联臂谐振器p2以及作为第一开关电路的开关电路32。在此，开关电路31具有作为第二开关元件的开关SW1。开关电路32具有作为第一开关元件的开关SW2。

并联臂电路21与并联臂电路22除了所连接的节点和电路常数不同以外，其余具有同样的结构。具体地说，并联臂电路21中的并联臂谐振器p1和开关电路31分别与并联臂电路22中的并联臂谐振器p2和开关电路32相当。另外，开关电路31中的后述的开关SW1与开关电路32中的后述的开关SW2相当。因此，下面说明并联臂电路21，简略地说明并联臂电路22。

此外，并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2的谐振器分割数也可以互不相同。另外，并联臂电路21和并联臂电路22也可以通过至少一方具有后述的电路结构以外的某种元件而成为互不相同的结构。这些事项在以后的电路结构的说明中也同样。

并联臂谐振器p1是使用弹性波的弹性波谐振器，例如，是利用SAW(SurfaceAcoustic Wave：声表面波)的谐振器、利用BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)的谐振器、或者FBAR(Film Bulk Acoustic Resonator：薄膜体声波谐振器)等。此外，SAW不仅包括表面波，还包括界面波。并且，并联臂谐振器p1及p2表现为由电感成分和电容成分构成的等效电路模型(例如，BVD(Butterworth Van Dyke)模型等)。此外，以后，不限于谐振器，对于谐振电路也将阻抗成为极小的频率称为“谐振频率”、将阻抗成为极大的频率称为“反谐振频率”。

开关电路31与并联臂谐振器p1串联连接，在本实施方式中，在并联臂谐振器p1与地之间与并联臂谐振器p1串联连接。此外，开关电路31也可以在节点x1与并联臂谐振器p1之间与并联臂谐振器p1串联连接，但是从小型化的观点出发，优选的是按本实施方式的连接顺序来进行连接。关于这一点，使用实施例来在后面叙述。

开关SW1是由作为半导体元件的晶体管构成的SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关元件。开关SW1具体地说由FET(FieldEffect Transistor：场效应晶体管)构成，例如由GaAs或CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)形成。这种使用半导体的开关是小型的，因此能够使滤波器10小型化。

开关SW1由1个以上的晶体管构成，在本实施方式中，由多个晶体管构成。此外，开关SW1的结构的详情与开关SW2的结构的详情一并在后面叙述。

图1B是实施方式1所涉及的滤波器10X的电路结构图。该图所示的滤波器10X是滤波器10的具体的电路结构例。滤波器10X具备串联臂电路11、并联臂电路21X及22X、以及输出端子101及输入端子102。下面，关于滤波器10X，省略与滤波器10相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。

并联臂电路21X是上述的并联臂电路21的一例，具有作为开关电路31的一例的开关电路31X。并联臂电路22X是上述的并联臂电路22的一例，具有作为开关电路32的一例的开关电路32X。具体地说，开关电路31X具有开关SW1(第二开关元件)和作为第二阻抗元件的一例的电容器C1，该第二阻抗元件是电感器和电容器中的一方，与开关SW1连接。开关电路32X具有开关SW2(第一开关元件)和作为第一阻抗元件的一例的电容器C2，该第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方，与开关SW2连接。

开关电路31X与开关电路32X除了所连接的并联臂谐振器不同以外，其余具有同样的结构。具体地说，开关电路31X中的开关SW1和电容器C1分别与开关电路32X中的开关SW2和电容器C2相当。因此，下面说明开关电路31X，简略地说明开关电路32X。

如图1B所示，开关电路31X是电容器C1与开关SW1并联连接而成的电路。按照来自RFIC(RadioFrequency IntegratedCircuit：射频集成电路)等控制部(未图示)的控制信号来对开关SW1的接通和断开进行切换，由此切换该开关电路31的阻抗。

具有开关电路31X的并联臂电路21X的谐振频率形成滤波器10X的通带低频侧的衰减极点。滤波器10X的通带低频侧的衰减极点的频率可变宽度取决于电容器C1的元件值，例如电容器C1的元件值越小则频率可变宽度越大。因此，能够根据对滤波器10X要求的频率规格来适当决定电容器C1的元件值。另外，电容器C1也可以是变容二极管和DTC(DigitallyTunable_Capacitor：数字可调电容器)等可变电容器。

根据上述电路结构，通过对开关SW1的接通和断开进行切换，开关电路31X的阻抗被切换，由此，并联臂电路21X的谐振频率被切换。具体地说，并联臂电路21X具有谐振频率和反谐振频率，与开关SW1的接通(导通)和断开(非导通)相应地，该谐振频率向低频侧或高频侧切换。

在滤波器10X中，开关电路31X由电容器C1与开关SW1的并联电路构成，因此通过开关SW1从接通切换为断开，并联臂电路21X的谐振频率被切换到高频侧。滤波器10X的通带和衰减带由串联臂电路11的谐振频率和反谐振频率以及并联臂电路21X及22X的谐振频率和反谐振频率规定，因此通过对开关SW1及SW2的接通和断开进行切换，能够使滤波器10X的通带和衰减带的频率可变。

此外，本实施方式所涉及的滤波器10也可以如滤波器10X那样是开关电路具有电容器的结构。

图1C是实施方式1的变形例所涉及的滤波器10Y的电路结构图。该图所示的滤波器10Y是滤波器10的具体的电路结构例。滤波器10Y具备串联臂电路11、并联臂电路21Y及22Y、以及输出端子101及输入端子102。下面，关于滤波器10Y，省略与滤波器10相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。

并联臂电路21Y是上述的并联臂电路21的另一例，具有作为开关电路31的另一例的开关电路31Y。开关电路31Y与开关电路31X相比在不具有电容器C1这一点上不同。并联臂电路22Y是上述的并联臂电路22的另一例，具有作为开关电路32的另一例的开关电路32Y。开关电路32Y与开关电路32X相比在不具有电容器C2这一点上不同。

根据上述电路结构，通过对开关SW1的导通和非导通进行切换，开关电路31Y的阻抗被切换。另外，通过对开关SW2的导通和非导通进行切换，开关电路32Y的阻抗被切换。更具体地说，在开关SW1及SW2为非导通的情况下，滤波器10Y的带通特性为仅串联臂电路11做出贡献的特性(例如，由串联臂电路11构成的陷波特性)。另一方面，在开关SW1及SW2为导通的情况下，滤波器10Y的带通特性为由串联臂电路11和并联臂谐振器p1及p2构成的梯型滤波器的特性。也就是说，通过对开关SW1及SW2的导通和非导通进行切换，能够使滤波器10Y的通带和衰减带的频率可变。

下面，使用开关IC 50来详细说明滤波器10所具有的开关SW1及SW2的结构。

[2.开关元件的结构和特性]

图2A是表示实施方式1所涉及的开关IC 50的结构的示意图。另外，图2B是构成开关IC 50的晶体管111的电路结构图。在图2A的(a)中，示出了具备包括实施方式1所涉及的滤波器10所具有的2个开关SW1及SW2在内的4个开关SW1～SW4的开关IC的安装方式。此外，图1A的滤波器10中使用的开关IC 50不限于图2A所示的结构，也可以是仅具有图2A所示的开关SW1～SW4中的开关SW1及SW2的结构。

如图2A的(a)所示，开关SW1～SW4形成于基板51。在基板51的背面设置有电源端子P_VCC、控制端子P_CTRL、3个地端子P_GND、开关端子P_SW1、P_SW2、P_SW3、P_SW4、P_SW5及P_SW6。开关SW1连接于开关端子P_SW1及P_SW6之间，开关SW2连接于开关端子P_SW2及P_SW6之间，开关SW3连接于开关端子P_SW3及P_SW5之间，开关SW4连接于开关端子P_SW4及P_SW5之间。

另外，在基板51例如设置有控制电路CTRL，该控制电路CTRL利用从电源管理IC等电源电路提供的电源电压VCC来进行动作，例如根据从RFIC输入的控制信号来生成独立地接通和断开开关SW1～SW4的多个开关驱动电压。

开关SW1～SW4分别由1个以上的晶体管111构成，在此，具有多个晶体管111串联连接而成的结构。

如图2A的(b)所示，构成开关SW1的晶体管111_1例如是由源极电极、漏极电极以及栅极电极构成的FET，该源极电极由多个源极电极指111_1s构成，该漏极电极由多个漏极电极指111_1d构成，该栅极电极由多个栅极电极指111_1g构成。另外，如图2A的(c)所示，构成开关SW2的晶体管111_2例如是由源极电极、漏极电极以及栅极电极构成的FET，该源极电极由多个源极电极指111_2s构成，该漏极电极由多个漏极电极指111_2d构成，该栅极电极由多个栅极电极指111_2g构成。换言之，晶体管111(111_1及111_2)并联(梳齿状)地配置有多组单位FET，1组单位FET是源极电极指、漏极电极指以及栅极电极指相互面对而构成的。

在这样构成的开关SW1～SW4中，将构成1个晶体管111的电极指的重叠的长度称为指长L_F，将指长L_F与指数N_F相乘所得的结果称为栅极宽度W。并且，将构成1个开关的晶体管111的串联连接的数量称为堆叠数Ns。

在此，构成作为第一开关元件的开关SW2的1个以上(在此为多个)的晶体管111_2各自的栅极宽度W2大于构成作为第二开关元件的开关SW1的1个以上(在此为多个)的晶体管111_1中的至少1个晶体管的栅极宽度W1。下面，简明起见，设为开关SW2由具有相同的结构的多个晶体管111_2构成、开关SW1由具有相同的结构的多个晶体管111_1构成来进行说明。此时，构成开关SW2的多个晶体管111_2各自的栅极宽度W2大于构成开关SW1的多个晶体管111_1中的任一个晶体管的栅极宽度W1。此外，下面，有时将构成开关的晶体管的栅极宽度仅称为“开关的栅极宽度”。

例如，如图2A的(b)及(c)所示，在开关SW1的指数N_F1与开关SW2的指数N_F2相同的情况下，开关SW2的指长L_F2比开关SW1的指长L_F1长。此外，不限于此，开关SW2的指长L_F2也可以与开关SW1的指长L_F1相同，在该情况下，开关SW2的指数N_F2比开关SW1的指数N_F1多。另外，在开关SW1和开关SW2中，只要栅极宽度成为上述关系即可，也可以是指长和指数分别互不相同。

另外，如图2A的(a)所示，构成开关SW2的晶体管111_2的堆叠数Ns2(在此为9个)比构成开关SW1的晶体管111_1的堆叠数Ns1(在此为6个)多。换言之，并联臂电路21(第二并联臂电路)中的作为第一开关元件的开关SW1的堆叠数Ns1比并联臂电路22(第一并联臂电路)中的作为第一开关元件的开关SW2的堆叠数Ns2少。此外，下面，有时将构成开关的晶体管的堆叠数仅称为“开关的堆叠数”。

在像这样通过并联臂电路21的开关SW1和并联臂电路22的开关SW2来实现频率可变功能的滤波器10中，如下那样设计开关SW1及SW2。即，靠近输入端子102地连接的并联臂电路22的开关SW2的栅极宽度W2被设计成比并联臂电路21中的开关SW1的栅极宽度W1大。另外，开关SW1的堆叠数Ns1被设计成比开关SW2的堆叠数Ns2少。

由此，滤波器10能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。对此，使用栅极宽度W与开关特性之间的关系以及堆叠数Ns与开关特性之间的关系来进行说明。

图3A是表示由晶体管111构成的开关的堆叠数Ns固定的情况下的栅极宽度W与开关特性之间的关系的图表。另外，图3B是表示由晶体管111构成的开关的栅极宽度W固定的情况下的堆叠数Ns与开关特性之间的关系的图表。

如图3A的左列所示，在堆叠数Ns固定的情况下，开关的栅极宽度W越大则接通电阻Ron越小。在此，接通电阻是指开关的导通时的电阻。另外，如图3A的中央列所示，在该情况下，无论栅极宽度W如何，耐受电压(断开时的最大容许电压)都是一定的。另外，如图3A的右列所示，在该情况下，开关的栅极宽度W越大则耐受电流(接通时的最大容许电流)越大。并且，如图3A的左列、中央列以及右列所示，在该情况下，开关的栅极宽度W越大则尺寸越大。

此外，在堆叠数Ns固定的情况下，晶体管111的耐受电压和耐受电流取决于源极电极指111s和漏极电极指111d的宽度以及电极指之间的间隙，因此受晶体管111的加工极限和材料所限制。1个晶体管111的耐受电压例如为2.5V左右，相对于栅极宽度的耐受电流为318mA/mm左右。

另外，如图3B的左列和中央列所示，在栅极宽度W固定的情况下，开关的堆叠数Ns越多则接通电阻Ron和耐受电压越大。另外，如图3B的右列所示，在该情况下，无论堆叠数Ns如何，耐受电流都是一定的。并且，如图3B的左列、中央列以及右列所示，在该情况下，堆叠数Ns越多则尺寸越大。

即，由晶体管111构成的开关存在以下的权衡关系：随着栅极宽度W变大，接通电阻变小，但另一方面，尺寸变大。另外，该开关存在以下的权衡关系：随着堆叠数Ns变大，耐受电压提高，但另一方面，接通电阻变大并且尺寸变大。

此外，即使栅极宽度W相同，也是指长L_F越短且指数Nf越多则接通电阻越小。这是由于，指长L_F越短则电极指的长边方向的电阻成分越小。因而，在栅极宽度W固定的情况下，与使指长L_F长并减少指数的结构相比，使指长L_F短并增多指数的结构能够使接通电阻小并且能够提高电流耐受性。

根据这些关系，关于通过并联臂电路21及22的开关SW1及SW2来具有频率可变功能的高频滤波器，本申请发明人得到如下的见解。

即，与并联臂电路21的开关SW1相比，靠近输入端子102地连接的并联臂电路22的开关SW2在接通时流通更多的电流。也就是说，对开关SW2要求高的电流耐受性，但另一方面，对开关SW1要求的电流耐受性不高。因而，通过使开关SW2的栅极宽度W2比开关SW1的栅极宽度W1大，能够在确保滤波器10的电流耐受性的同时使滤波器10小型化。并且，能够减少开关SW2的接通电阻，因此能够实现在开关SW2接通的情况下的低损耗化。

另外，与并联臂电路21的开关SW1相比，靠近输入端子102地连接的并联臂电路22的开关SW2有时在断开时被施加更大的电压。这是基于以下结构：如滤波器10X那样，开关SW1与电容器C1并联连接，开关SW2与电容器C2并联连接。因此，在该情况下，对开关SW2要求高的电压耐受性，但另一方面，对开关SW1要求的电压耐受性不高。因而，通过使开关SW1的堆叠数Ns1比开关SW2的堆叠数Ns2少，能够在确保滤波器10的电压耐受性的同时使滤波器10小型化。另外，与开关SW2相比，开关SW1由于栅极宽度小而平均每个晶体管111的接通电阻大，但另一方面，堆叠数少。由此，能够减少以平均每个晶体管111的接通电阻与堆叠数的相乘值表示的开关SW1整体的接通电阻。因此，能够实现在开关SW1接通的情况下的低损耗化。

此外，以后有时将向开关施加的电压称为“开关的两端电压”或“开关元件的两端电压”。

[3.开关元件的两端电压与开关元件结构之间的关系]

开关SW1的两端电压Vs1和开关SW2的两端电压Vs2的大小与向滤波器10施加的高频功率的大小成正比。特别是，在开关SW1与电容器C1并联连接、开关SW2与电容器C2并联连接的结构中，在开关SW1及SW2断开的情况下，开关SW1及SW2的阻抗变高，因此两端电压Vs1及Vs2变大。

在一般的开关元件中，将多个晶体管进行堆叠(串联连接)后将施加于各晶体管的电压进行分割。但是，当增加堆叠数时尺寸大型化，并且开关元件的接通电阻变大。

也就是说，当增加晶体管的堆叠数时，滤波器的功率耐受性提高，但是尺寸大型化并且接通电阻变大，因此开关元件接通时的通带内插入损耗恶化。另一方面，当减少晶体管的堆叠数时，滤波器的功率耐受性恶化，但是能够小型化并且能够使接通电阻小，因此开关元件接通时的通带内插入损耗减少。即，对构成开关元件的晶体管的堆叠数进行调整使得在功率耐受性与尺寸及通带内插入损耗之间具有权衡关系。

根据上述观点，当为了满足具有频率可变功能的高频滤波器所需的功率耐受性而使各并联臂电路的开关元件的堆叠数相同时，存在功率耐受性与尺寸及通带内插入损耗中的某一方恶化的问题。

在本实施方式所涉及的滤波器10中，开关SW1的两端电压Vs1的大小取决于从输出端子101和输入端子102中的哪一方被施加高频功率(高频功率施加方向)以及并联臂谐振器p1的谐振频率。另外，开关SW2的两端电压Vs2的大小取决于上述高频功率施加方向以及并联臂谐振器p2的谐振频率。例如，关于与向输入端子102施加高频功率相伴的高频施加电压，越接近输入端子102则该高频施加电压越大。也就是说，关于从输入端子102侧被施加高频功率的情况下的高频施加电压，并联臂电路22的该高频施加电压比并联臂电路21的该高频施加电压大。另外，通过并联臂谐振器p2和开关电路32对施加于并联臂电路22的高频电压进行分压，分压比率取决于并联臂谐振器p2和开关电路32的阻抗。并联臂谐振器p2的阻抗由于谐振频率和反谐振频率而大幅变化，因此施加于并联臂电路22的高频电压中的向开关电路32施加的高频电压由于并联臂谐振器p2的谐振特性而发生变化。

也就是说，开关SW1及SW2的两端电压Vs1及Vs2的大小取决于从输出端子101和输入端子102中的哪一方被施加高频功率(高频功率施加方向)以及并联臂谐振器p1及p2(并联臂电路21及22)的谐振频率。

根据上述结构，在开关SW1的两端电压Vs1小于开关SW2的两端电压Vs2的结构中，开关SW1的堆叠数Ns1被设计成比开关SW2的堆叠数Ns2少。

据此，在具有上述电路结构的滤波器10中，与为了确保针对高频输入功率的耐受电压而使全部开关元件为相同的结构、也就是说设为相同的堆叠数的以往的结构相比，在使开关SW1的堆叠数Ns1比开关SW2的堆叠数Ns2小的情况下，起到如下那样的效果。即，与上述以往的结构相比，随着堆叠数Ns1减少，能够使电路小型化。另外，通过使开关SW1的堆叠数Ns1相对减少，能够使开关SW1的接通电阻小，因此能够减少在开关SW1接通的情况下的滤波器10的通带内插入损耗。另一方面，两端电压相对大的开关SW2的堆叠数Ns2比开关SW1的堆叠数Ns1多，由此滤波器10的功率耐受性得以确保。也就是说，能够在实现并联臂电路21及22的开关导通时的低损耗性和小型化的同时确保功率耐受性。

[4.施加于开关的电压的分析]

在此，说明对构成上述并联臂电路的开关的两端电压如何影响电路参数进行分析所得到的结果。

图4是与后述的并联臂电路Py(参照图6A)及并联臂电路Pz(参照图6E)相当的并联臂电路Px的等效电路图。在图4中，并联臂电路Px为谐振器reso与电容器Cx串联连接而成的结构。电容器Cx相当于并联臂电路Py中的开关的断开电容、或者相当于并联臂电路Pz中的开关的断开电容以及与该开关并联连接的电容器的合成电容。在此，“开关的断开电容”是指该开关为非导通(断开)的情况下的电容成分。

图5是表示并联臂电路Px的阻抗特性、电流特性以及电压特性的图表。此外，在该图中，不限于表示并联臂电路Px的上述特性，有时也表示构成并联臂电路Px的谐振器reso和电容器Cx的上述特性。

如图5的上层所示，并联臂电路Px的谐振频率比谐振器reso的谐振频率高。另外，如图5的中层所示，流过并联臂电路Px的电流I在并联臂电路Px的谐振频率下最大。这是由于，在并联臂电路Px的谐振频率下，并联臂电路Px的阻抗成为极小。另外，如图5的下层所示，施加于并联臂电路Px的电压V₀在并联臂电路Px的谐振频率下成为极小，但是施加于电容器Cx的电压V_C(的绝对值)和施加于谐振器reso的电压V_r(的绝对值)成为极大。这样，在并联臂电路Px的谐振频率下，电容器Cx的电压V_C和电流I成为最大。换言之，被说明为与同谐振器reso串联连接的电容器Cx相当的上述断开电容和上述合成电容的电压和电流会在并联臂电路Px的谐振频率下成为最大。

图6A是并联臂电路Py的电路结构图。另外，图6B是开关为断开状态的情况下的并联臂电路Py的等效电路图。另外，图6C是开关为断开状态的情况下的并联臂电路Py的谐振频率下的等效电路图。

如图6A所示，并联臂电路Py是谐振器reso与开关SW串联连接而成的电路。如图6B所示，谐振器reso以电感器L₁、电容C₁及R₁的串联电路与谐振器reso的静电电容C₀并联连接而成的电路表示。另外，开关SW以电阻R_off与断开电容C_off串联连接而成的电路表示。在此，“电阻R_off”是开关为非导通(断开)的情况下的电阻成分。另外，并联臂电路Py的谐振频率下的等效电路如图6C那样以电感器L₁与电阻R_z与电容C_z串联连接而成的电路表示。在此，电阻R_z和电容C_z分别以式1和式2表示。

[数式1]

R_Z＝R₁+R_off (式1)

[数式2]

另外，根据图6C的等效电路，并联臂电路Py的谐振频率下的阻抗Zp为式3，对并联臂电路Py施加基准电压Vp时的流过并联臂电路Py的电流Ip为式4。

[数式3]

[数式4]

在此，在并联臂电路Py的谐振频率下，式5成立。

[数式5]

由此，在并联臂电路Py的谐振频率下流动的电流Ipr为式6。

[数式6]

另外，并联臂电路Py的谐振频率下的施加于电容器Cz的电压Vc为式7。

[数式7]

在并联臂电路Py的谐振频率下，ωr＝1/√(L₁C_Z)，因此当将其代入到式7时，电压Vc为式8。

[数式8]

此外，谐振的锐度(Q值)以式9表示。

[数式9]

根据式8和式9，电压Vc为式10。

[数式10]

V_C＝Q·V_p (式10)

因此，根据式10，施加于电容器Cz的电压Vc为并联臂电路Py的基准电压Vp的Q倍，在开关SW断开时的并联臂电路Py中，对开关SW施加超过基准电压Vp的电压。

图6D是开关SW为断开状态的情况下的并联臂电路Py的谐振频率下的等效电路图。图6D所示的等效电路是将电容器Cz分解为开关SW的断开电容C_off而得到的。在该情况下，施加于断开电容C_off的电压V_Coff以式11表示，开关SW的断开电容C_off越小，则对开关SW的断开电容C_off施加的电压越低。另外，谐振频率下的Q值越低，则对开关SW的断开电容C_off施加的电压越低。

[数式11]

在此，对于并联臂电路Py，考虑对开关SW并联连接电容器C_p1而成的电路。

图6E是并联臂电路Pz的电路结构图。另外，图6F是开关SW为断开状态的情况下的并联臂电路Pz的谐振频率下的等效电路图。

根据谐振器的等效电路模型，谐振器reso的谐振频率fr和反谐振频率fa分别如式12和式13那样表示。

[数式12]

[数式13]

根据将式11的C_off变更为(C_off+C_p1)所得到的式子以及式12、式13，对并联臂电路Pz中的断开电容C_off施加的电压V_Coff以式14表示。

[数式14]

根据式14，关于断开电容C_off的电压V_Coff，可以知道以下情况。

(1)谐振器reso的静电电容C₀越大，则开关SW的断开电容C_off的电压V_Coff越低。

(2)电容器C_p1越大，则开关SW的断开电容C_off的电压V_Coff越低。

(3)并联臂电路Pz的频率可变宽度越小，则开关SW的断开电容C_off的电压V_Coff越低。

(4)谐振器reso的相对带宽(fa-fr)/fr越大，开关SW的断开电容C_off的电压V_Coff越低。

在本实施方式中，开关SW的两端电压Vs的大小取决于高频功率施加方向以及并联臂谐振器的谐振频率。然而，如上述分析结果那样，开关SW的两端电压Vs的大小也取决于并联臂谐振器的静电电容、开关SW的等效电容C_p1、并联臂电路的频率可变宽度、以及并联臂谐振器的相对带宽。

[5.实施例和比较例]

根据以上说明的本实施方式，关于具有频率可变功能的滤波器10，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。下面，使用实施例(实施例1及2)并与其比较例(比较例1)进行比较来说明该效果。此外，比较例1所涉及的滤波器除设计参数不同以外，其余与实施例1及2所涉及的滤波器同样地构成。

图7是实施方式1的实施例所涉及的滤波器10A的电路结构图。该图所示的滤波器10A与实施方式1所涉及的滤波器10相比，并联臂电路的数量不同。下面，关于实施方式1的实施例所涉及的滤波器10A，省略与实施方式1所涉及的滤波器10相同的方面的说明，以不同的方面为中心来进行说明。

如图7所示，滤波器10A具备串联臂电路S1、S2、S3、S4及S5、并联臂电路P1、P2、P3及P4、以及输出端子101及输入端子102。也就是说，滤波器10A具有由3个以上(在本实施方式中为4个)并联臂电路以及设置在将输出端子101与输入端子102连结的路径上的2个以上(在本实施例中为5个)串联臂电路构成的梯型的滤波器结构。

串联臂电路S1～S5设置在将输出端子101与输入端子102连结的路径上。串联臂电路S1、S2、S3、S4及S5分别由串联臂谐振器s1a、s2a、s3a、s4a及s5a构成。

并联臂电路P1连接于串联臂电路S1及S2之间的路径上的节点x1(第二节点)以及地，相当于实施方式1中的并联臂电路21(第二并联臂电路)。并联臂电路P2连接于串联臂电路S2及S3之间的路径上的节点x2以及地。并联臂电路P3连接于串联臂电路S3及S4之间的路径上的节点x3以及地。并联臂电路P4连接于串联臂电路S4及S5之间的路径上的节点x4(第一节点)以及地，相当于实施方式1中的并联臂电路22(第一并联臂电路)。也就是说，并联臂电路P2及P3分别是连接于节点x4与输出端子101之间的节点以及地的第三并联臂电路。

并联臂电路P1具有并联臂谐振器p1a(第二并联臂谐振器)以及与并联臂谐振器p1a串联连接的开关电路Z1(第二开关电路)。并联臂电路P2具有作为第五并联臂谐振器的一例的并联臂谐振器p2a以及与并联臂谐振器p2a(第五并联臂谐振器)串联连接的作为第五开关电路的一例的开关电路Z2。并联臂电路P3具有作为第五并联臂谐振器的另一例的并联臂谐振器p3a以及与并联臂谐振器p3a(第五并联臂谐振器)串联连接的作为第五开关电路的另一例的开关电路Z3。并联臂电路P4具有并联臂谐振器p4a(第一并联臂谐振器)以及与并联臂谐振器p4a串联连接的开关电路Z4(第一开关电路)。

开关电路Z1具有电容器Cp1a和开关SW1a，相当于实施方式1中的开关电路31。开关SW1a与相当于实施方式1中的电容器C1(第二阻抗元件)的电容器Cp1a并联连接，相当于实施方式1中的开关SW1(第二开关元件)。开关电路Z2具有电容器Cp2a和开关SW2a。开关SW2a与电容器Cp2a并联连接，且由串联连接的1个以上的晶体管(在本实施例中为多个晶体管)构成。开关电路Z3具有电容器Cp3a和开关SW3a。开关SW3a与电容器Cp3a并联连接，且由串联连接的1个以上的晶体管(在本实施例中为多个晶体管)构成。开关电路Z4具有电容器Cp4a和开关SW4a，相当于实施方式1中的开关电路32。开关SW4a与相当于实施方式1中的电容器C2(第一阻抗元件)的电容器Cp4a并联连接，相当于实施方式1中的开关SW2(第一开关元件)。

在滤波器10A中，各开关电路(Z1～Z4)由电容器(Cp1a～Cp4a)与开关(SW1a～SW4a)的并联电路构成，因此通过开关SW1a～SW4a从接通切换为断开，各并联臂电路(P1～P4)的谐振频率被切换到高频侧(Fron→Froff)。滤波器10A的通带和衰减带由串联臂电路S1～S4的谐振频率及反谐振频率以及并联臂电路P1～P4的谐振频率及反谐振频率规定，因此通过对开关SW1a～SW4a的接通和断开进行切换，滤波器10A的通带低频侧的衰减极点的频率切换，能够使通带和衰减带可变。

在此，在实施例1、2及比较例1中均以确保在从输入端子102施加+36dBm的高频功率的情况下开关SW1a～SW4a所需的电流耐受性和电压耐受性的方式设计了开关SW1a～SW4a。下面，具体说明实施例1、2及比较例中的开关SW1a～SW4a的设计。

另外，实施例1、2及比较例1所涉及的滤波器是如下的高频滤波器：通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换，来在以Band27-Rx(852MHz～869MHz)为第一通带且以Band27-Tx(807MHz～824MHz)为第一衰减带的第一滤波器特性与以Band26-Rx(859MHz～894MHz)为第二通带且以Band26-Tx(814MHz～849MHz)为第二衰减带的第二滤波器特性之间切换。也就是说，这些滤波器是通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换来在支持Band27的接收滤波器与支持Band26的接收滤波器之间切换的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

[5.1实施例1]

在实施例1中，配合流过开关SW1a～SW4a的电流来独立地设定构成开关SW1a～SW4a的晶体管的栅极宽度，具体地说，满足下面的关系。也就是说，独立地设定了开关SW1a～SW4a的晶体管的栅极宽度以确保开关SW1a～SW4a所需的电流耐受性。此外，配合向开关SW1a～SW4a施加的最大电压，来将构成开关SW1a～SW4a的晶体管的堆叠数设定为同一数量。也就是说，配合开关SW1a～SW4a中的需要最高的电压耐受性的开关来将开关SW1a～SW4a的堆叠数设定为同一数量。

开关SW1a的栅极宽度<开关SW4a的栅极宽度

开关SW2a、3a的栅极宽度＝开关SW4a的栅极宽度

在表1中示出实施例1所涉及的滤波器的设计参数、流过开关的电流(以后称为“开关电流”)和向开关施加的电压(以后称为“开关电压”)等。具体地说，在该表中，作为设计参数，示出了并联臂电路中的开关的栅极宽度W_F及堆叠数Ns、以及在该开关接通和断开的情况下的并联臂电路的谐振频率Fr1及反谐振频率Fa1。另外，作为开关电流Is，示出了衰减带和通带中的开关电流，作为开关电压Vs，示出了衰减带和通带中的开关电压。并且，在该表中，示出了衰减带和通带中的开关电流的最大值Is_max、衰减带和通带中的开关电压的最大值Vs_max、以及接通电阻Ron。这在以后同样的表中也是同样的。另外，在表2中示出实施例1所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表3中示出实施例1所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图8是表示与实施例1所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。具体地说，在该图中，在上数第一层(以后称为“第一层”)示出了滤波器的带通特性。另外，在上数第二层(以后称为“第二层”)示出了并联臂电路P1～P4的阻抗特性。另外，在上数第三层(以后称为“第三层”)示出了开关电流特性。另外，在上数第四层(以后称为“第四层”)示出了开关电压特性。这些对于以后的表示与滤波器有关的各种特性的图表而言也是同样的。

此外，通常，接收滤波器的通带不会被施加大功率。但是，在接收滤波器被使用于双工器等包含发送滤波器的多工器的情况下，接收滤波器的衰减带被施加大功率，因此在接收滤波器中，确保功率耐受性也是重要的。另外，在此，作为滤波器10A，采用了发送滤波器、TDD滤波器，在这些情况下仅考虑通带即可，但是也有时被用作接收系统滤波器，因此以通带和衰减带这两方来进行评价。

[表1]

[表2]

[表3]

[5.2实施例2]

在实施例2中，与实施例1同样地，配合流过开关SW1a～SW4a的电流来独立地设定开关SW1a～SW4a的栅极宽度。并且，在实施例2中，配合向开关SW1a～SW4a施加的电压来独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数，具体地说，满足下面的关系。也就是说，独立地设定了开关SW1a～SW4a的堆叠数以确保所需的电压耐受性。

开关SW1a的栅极宽度<开关SW4a的栅极宽度

开关SW2a、3a的栅极宽度<开关SW4a的栅极宽度

开关SW1a的堆叠数<开关SW4a的堆叠数

开关SW2a、3a的堆叠数<开关SW4a的堆叠数

在表4中示出实施例2所涉及的滤波器的设计参数。另外，在表5中示出实施例2所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表6中示出实施例2所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图9是表示与实施例2所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表4]

[表5]

[表6]

[5.3比较例1]

在比较例1中，配合开关SW1a～SW4a中的流通最大的电流的开关的最大电流来将开关SW1a～SW4a的栅极宽度设定为同一宽度。另外，配合开关SW1a～SW4a中的被施加最大的电压的开关的最大电压来将开关SW1a～SW4a的堆叠数设定为同一数量。也就是说，配合开关SW1a～SW4a中的需要最高的电流耐受性的开关来将开关SW1a～SW4a的晶体管的栅极宽度设定为同一宽度，且配合开关SW1a～SW4a中的需要最高的电压耐受性的开关来将开关SW1a～SW4a的堆叠数设定为同一数量。

在表7中示出比较例1所涉及的滤波器的设计参数。另外，在表8中示出比较例1所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表9中示出比较例1所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图10是表示与比较例1所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表7]

[表8]

[表9]

[5.4实施例1及2与比较例1的比较]

如图8～图10和表1、表4、表7所示，在实施例1、实施例2以及比较例1所涉及的滤波器中，并联臂电路P1～P4的谐振特性(谐振频率和反谐振频率)大致相同。在这些滤波器中，如图8～图10的第一层所示，在支持Band27的第一滤波器特性与支持Band26的第二滤波器特性之间切换。

具体地说，如图8～图10的左列第二层所示，在并联臂电路P1～P4中，在开关SW1a～SW4a接通的情况下，各开关SW1a～SW4a的阻抗非常低(理想地说为零)，电容器Cp1a～Cp4a被短路，并联臂谐振器p1a～p4a的特性占主导。因此，在该情况下，图8～图10的左列第二层所示的并联臂电路P1～P4的特性与并联臂谐振器p1a～p4a的单体特性大致相同。也就是说，该情况下的并联臂电路P1～P4的谐振频率(图中的“Fr_on”)分别与并联臂谐振器p1a～p4a的谐振频率大致相同。

另一方面，在开关SW1a～SW4a断开的情况下，各开关SW1a～SW4a的阻抗非常高(理想地说为无限大)，并联臂电路P1～P4分别为将并联臂谐振器(p1a～p4a)与电容器(Cp1a～Cp4a)串联连接而成的电路。因此，在该情况下，如图8～图10的右列第二层所示，并联臂电路(P1～P4)的谐振频率(图中的“Fr_off”)分别被切换到比开关SW1a～SW4a接通的情况下的并联臂电路(P1～P4)的谐振频率靠高频率侧的位置。

因此，通过对开关SW1a～SW4a的接通和断开进行切换，能够切换通带低频侧的衰减极点的频率，从而能够在第一滤波器特性与第二滤波器特性之间切换。

在此，将实施例1与比较例1进行比较，在实施例1中使开关SW4a的栅极宽度大于开关SW1a的栅极宽度。由此，根据实施例1，与比较例1相比，能够就开关SW1a～SW4a的总尺寸而言实现相同的尺寸(57600μm²：参照表2和表8)、并且减少在开关SW4a接通的情况下(即，使用Band27-Rx时)的通带内插入损耗(2.74dB：参照表3，2.76dB：参照表9)。

另外，将实施例2与比较例1进行比较，在实施例2中，使开关SW4a的栅极宽度大于开关SW1a的栅极宽度，且使开关SW1a的堆叠数少于开关SW4a的堆叠数。并且，使开关SW2a及SW3a各自的栅极宽度也小于开关SW4a的栅极宽度，且使开关SW2a及SW3a各自的堆叠数也少于开关SW4a的堆叠数。由此，根据实施例2，与比较例1相比，能够使开关SW1a～SW4a的总尺寸小(25700μm²：参照表5，57600μm²：参照表8)、并且减少在开关SW4a接通的情况下(即，使用Band27-Rx时)的通带内插入损耗(2.40dB：参照表6，2.76dB：参照表9)。

具体地说，在比较例1中，配合开关电流最大、开关电压也最大的开关SW4a来设计全部的开关SW1a～SW4a。也就是说，就全部开关SW1a～SW4a而言，将栅极宽度设计得大，将堆叠数设计得多。因此，构成各开关SW1a～SW4a的平均每个晶体管的接通电阻小，但是由于堆叠数多，开关整体上的接通电阻Ron会大至1.86Ω。并且，在比较例1中，全部开关SW1a～SW4a的栅极宽度大且堆叠数多，因此开关SW1a～SW4a的总尺寸也会变大。

另一方面，在实施例2中，对于开关SW1a～SW4a中的开关电流最大且开关电压也最大的开关SW4a，将栅极宽度设计得大，将堆叠数设计得多，因此接通电阻Ron会如1.81Ω这样比较大。但是，与开关SW4a相比，开关SW1a～SW3a的开关电流小，开关电压也小。因此，与开关SW4a相比，能够使开关SW1a～SW3a的栅极宽度小且减少开关SW1a～SW3a的堆叠数。因而，与开关SW4a相比，开关SW1a～SW3a虽然平均每个晶体管的接通电阻变大但是能够减少堆叠数。

因此，与比较例1相比，在实施例2中，能够使开关SW1a～SW3a各自的开关整体上的接通电阻Ron小至0.60Ω～1.20Ω。另外，能够使开关SW1a～SW3a各自的栅极宽度小且减少开关SW1a～SW3a各自的堆叠数，因此能够使开关SW1a～SW4a的总尺寸小。

另外，与实施例1相比，在实施例2中，通过使开关SW1a～SW3a的堆叠数比开关SW4a的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1a～SW3a，也能够使接通电阻Ron小。因此，能够进一步减少在开关SW1a～SW4a接通的情况下(即，使用Band27-Rx时)的通带内插入损耗(2.74dB：参照表3，2.40dB：参照表6)。

[5.5结构例]

图11是说明图7所示的实施例和比较例所涉及的滤波器的结构的俯视图。串联臂谐振器s1a～s5a和并联臂谐振器p1a～p4a是形成在具有压电性的基板41上的具有IDT(Inter Digital Transducer：叉指换能器)电极的声表面波谐振器或者形成在基板41上的体声波谐振器，构成在1个封装内。另外，开关SW1a～SW4a和电容器Cp1a～Cp4a构成在与串联臂谐振器s1a～s5a和并联臂谐振器p1a～p4a不同的封装42内。这2个封装安装在布线基板43上，通过形成于布线基板43的布线进行连接。

在本结构中，电容器Cp1a～Cp4a形成于开关侧的封装42内，但是在使用梳齿电容电极、MIM电容电极来形成电容器Cp1a～Cp4a的情况下，电容器Cp1a～Cp4a也可以构成在构成各谐振器的基板41上。但是，从小型化的观点出发，期望的是，电容器Cp1a～Cp4a形成于开关侧的封装42内。这是由于，在将电容器Cp1a～Cp4a形成于包含各谐振器的封装的情况下，需要增加该封装的端子数，尺寸会变大。

另外，在本结构例中，由电容器和开关构成的开关电路配置在将输出端子101与输入端子102连结的路径上的节点侧和地侧中的地侧。与此相对，当将开关电路配置在上述节点侧时，在包含谐振器的封装和包含开关的封装这两方均需要增加端子数，尺寸会变大。从该观点出发，开关电路相对于并联臂谐振器而言配置于节点侧和地侧中的地侧，由此能够使滤波器10A小型化。

[6.总结]

以上，根据以实施例1和实施例2为例来说明的实施方式1所涉及的滤波器10，起到下面的(1)～(4)的效果。

(1)通过使并联臂电路22中的开关SW2(在实施例1及2中相当于开关SW4a)的栅极宽度比并联臂电路21中的开关SW1(在实施例1及2中相当于开关SW1a)的栅极宽度大，能够确保对滤波器10要求的功率耐受性，并且实现小型化以及减少在开关导通时的通带内插入损耗。

(2)通过开关的导通和非导通的切换，能够使通带低频侧的衰减极点的频率进行切换(可变)。

(3)通过在开关SW2的两端电压小于开关SW1的两端电压的结构中使开关SW1的堆叠数小于开关SW2的堆叠数，能够确保对滤波器10要求的功率耐受性，并且实现进一步的小型化以及开关导通时的通带内插入损耗的进一步减少。

(4)通过将开关电路相对于并联臂谐振器而言配置于节点侧和地侧中的地侧，能够使滤波器10A小型化。

也就是说，根据实施方式1，在滤波器10中，为了满足对该滤波器10要求的功率耐受性，需要确保开关SW1及SW2的电流耐受性。关于此，在向输入端子102施加了高频功率的情况下，越是靠近输入端子102地连接的并联臂电路22的开关SW2，在导通时流通的电流越大。因此，构成开关SW2的1个以上的晶体管各自的栅极宽度比构成开关SW1的1个以上的晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度大，由此，能够在使开关SW1及SW2的总尺寸小的同时，确保开关SW1及SW2的满足对滤波器10要求的功率耐受性的电流耐受性。另外，开关SW1的栅极宽度相对大，由此能够使开关SW1的导通时的电阻(接通电阻)小。因此，能够减少在开关SW1导通时的滤波器10的通带内的插入损耗。也就是说，关于具有频率可变功能的高频滤波器，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，通过使开关SW1的堆叠数比开关SW2的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1也能够使导通时的电阻小。另外，能够通过减少开关SW1的堆叠数来使开关SW1小型化。因此，能够减少滤波器10的在开关SW1导通时的通带内插入损耗，并且能够实现滤波器10的小型化。

并且，根据实施例1及2，即使在包括3个以上的并联臂电路(在此为4个并联臂电路P1～P4)的结构中，也能够在使开关SW4a(第一开关元件)、开关SW1a(第二开关元件)以及开关SW2a、SW3a(均为第五开关元件)的总尺寸小的同时，确保开关SW4a、开关SW1a以及开关SW2a、SW3a的满足对滤波器10A要求的功率耐受性的电流耐受性。另外，通过适当地切换开关SW1a～SW4a的接通和断开，能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量。因而，关于能够精细地调整衰减极点的频率和衰减极点的数量的滤波器10A，能够确保小型化和要求的功率耐受性。

此外，并联臂电路的结构不限于本实施方式中说明的结构。因此，下面说明与实施方式1相比并联臂电路的结构不同的滤波器来作为实施方式1的变形例。

[7.实施方式1的变形例1(实施例3)]

在上述实施方式1中，第一开关电路是第一阻抗元件与第一开关元件并联连接而成的电路，该第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方。另外，第二开关电路是第二阻抗元件与第二开关元件并联连接而成的电路，该第二阻抗元件是电感器和电容器中的一方。与此相对，在本变形例中，第一开关电路还具有与第一开关元件串联连接的第三阻抗元件，该第三阻抗元件是电感器和电容器中的另一方。另外，第三阻抗元件与第一开关元件串联连接而成的电路并联连接于第一阻抗元件。另外，第二开关电路还具有与第二开关元件串联连接的第四阻抗元件，该第四阻抗元件是电感器和电容器中的另一方。另外，第四阻抗元件与第二开关元件串联连接而成的电路并联连接于第二阻抗元件。

下面，使用实施例(实施例3)来说明实施方式1的变形例1所涉及的滤波器。

图12是实施例3所涉及的滤波器10B的电路结构图。该图所示的滤波器10B与实施例1及2所涉及的滤波器10A相比，开关电路的结构不同。下面，关于实施例3所涉及的滤波器10B，省略与实施例1及2所涉及的滤波器10A相同的方面的说明，以不同的方面为中心来进行说明。

如图12所示，滤波器10B具备串联臂电路S1、S2、S3、S4及S5、并联臂电路P1、P2、P3及P4、以及输出端子101及输入端子102。

并联臂电路P1具有并联臂谐振器p1a(第二并联臂谐振器)以及与并联臂谐振器p1a串联连接的开关电路Z1(第二开关电路)。并联臂电路P2具有并联臂谐振器p2a以及与并联臂谐振器p2a串联连接的开关电路Z2。并联臂电路P3具有并联臂谐振器p3a以及与并联臂谐振器p3a串联连接的开关电路Z3。并联臂电路P4具有并联臂谐振器p4a(第一并联臂谐振器)以及与并联臂谐振器p4a串联连接的开关电路Z4(第一开关电路)。

开关电路Z1是具有电容器Cp1a(第二阻抗元件)、开关SW1a(第二开关元件)以及电感器Lp1a(第四阻抗元件)的第二开关电路。电感器Lp1a与开关SW1a串联连接，电感器Lp1a与开关SW1a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp1a。开关电路Z2具有电容器Cp2a、开关SW2a以及电感器Lp2a。电感器Lp2a与开关SW2a串联连接，电感器Lp2a与开关SW2a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp2a。开关电路Z3具有电容器Cp3a、开关SW3a以及电感器Lp3a。电感器Lp3a与开关SW3a串联连接，电感器Lp3a与开关SW3a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp3a。开关电路Z4是具有电容器Cp4a(第一阻抗元件)、开关SW4a(第一开关元件)以及电感器Lp4a(第三阻抗元件)的第一开关电路。电感器Lp4a与开关SW4a串联连接，电感器Lp4a与开关SW4a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp4a。

在本实施例所涉及的滤波器10B中，各开关电路(Z1～Z4)由开关(SW1a～SW4a)及电感器(Lp1a～Lp4a)的串联电路与电容器(Cp1a～Cp4a)的并联电路构成，因此通过开关SW1a～SW4a从接通切换为断开，各并联臂电路(P1～P4)的谐振频率被切换到高频侧(Fron→Froff)。另外，在开关SW1a～SW4a为接通状态的情况下，能够通过与各开关串联连接的电感器(Lp1a～Lp4a)来使开关SW1a～SW4a为接通状态的情况下的并联臂电路的谐振频率Fron位于比并联臂谐振器(p1a～p4a)的谐振频率靠低频率侧的位置。因此，通过对开关SW1a～SW4a的接通和断开进行切换，与实施方式1的实施例所涉及的滤波器10A相比，能够使通带低频侧的衰减极点的频率的可变宽度大。此外，在开关SW1a～SW4a断开的情况下，为与实施方式1的实施例所涉及的滤波器10A相同的特性。

具体地说，实施例3所涉及的滤波器10B与实施例1、2及比较例1所涉及的滤波器同样地，是通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换来在支持Band27的接收滤波器与支持Band26的接收滤波器之间切换的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

在实施例3中，与实施例2同样地，以确保在从输入端子102施加+36dBm的高频功率的情况下开关SW1a～SW4a所需的电流耐受性和电压耐受性的方式设计了开关SW1a～SW4a。具体地说，配合流过开关SW1a～SW4a的电流来独立地设定开关SW1a～SW4a的栅极宽度，配合向开关SW1a～SW4a施加的电压来独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。也就是说，以确保所需的电流耐受性的方式独立地设定开关SW1a～SW4a的晶体管的栅极宽度，以确保所需的电压耐受性的方式独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。

在表10中示出实施例3所涉及的滤波器10B的设计参数。另外，在表11中示出实施例3所涉及的滤波器10B的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表12中示出实施例3所涉及的滤波器10B的通带内插入损耗。

另外，图13是表示与实施例3所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表10]

[表11]

[表12]

在此，流过开关SW4a的电流Is4a大于流过开关SW1a的电流Is1a，构成开关SW4a的晶体管的栅极宽度Ws4a大于构成开关SW1a的晶体管的栅极宽度Ws1a。由此，能够确保对滤波器10B要求的功率耐受性，并且实现小型化以及减少在开关导通时的通带内插入损耗。

另外，开关SW1a的两端电压Vs1a小于开关SW4a的两端电压Vs4a，构成开关SW1a的多个晶体管的串联连接数即堆叠数Ns1a小于构成开关SW4a的多个晶体管的串联连接数即堆叠数Ns4a。由此，能够确保对滤波器10B要求的功率耐受性，并且实现小型化以及减少在开关导通时的通带内插入损耗。

在实施例3所涉及的滤波器10B中，如图13的第一层所示，在开关SW1a～SW4a为接通状态的情况下，实现了以Band27-Rx为第一通带、以Band27-Tx为第一衰减带的第一滤波器特性。另外，在开关SW1a～SW4a为断开状态的情况下，实现了以Band26-Rx为第二通带、以Band26-Tx为第二衰减带的第二滤波器特性。

具体地说，如图13的左列第二层所示，在并联臂电路P1～P4中开关SW1a～SW4a为接通状态的情况下，开关电路(Z1～Z4)为电容器Cp1a～Cp4a与电感器(Lp1a～Lp4a)并联连接而成的电路，各并联臂电路为电容器Cp1a～Cp4a同电感器(Lp1a～Lp4a)并联连接而成的电路与并联臂谐振器(p1a～p4a)串联连接而成的电路。并且，电容器Cp1a～Cp4a与电感器(Lp1a～Lp4a)并联连接而成的电路中的阻抗成为极大的频率被设定成比并联臂谐振器(p1a～p4a)的谐振频率高，因此在并联臂谐振器(p1a～p4a)的谐振频率下，开关电路(Z1～Z4)为感性的阻抗。因此，各并联臂电路的谐振频率Fron位于比并联臂谐振器(p1a～p4a)的谐振频率靠低频率侧的位置。

另一方面，在开关SW1a～SW4a为断开状态的情况下，各开关的阻抗非常高(理想地说，无限大)，电感器(Lp1a～Lp4a)不发挥功能。因此，并联臂电路P1～P4分别为将并联臂谐振器(p1a～p4a)与电容器(Cp1a～Cp4a)串联连接而成的电路。因此，如图13的右列第二层所示，各并联臂电路的谐振频率Froff被切换到比并联臂谐振器(p1a～p4a)的谐振频率靠高频率侧的位置。

图14A是表示实施例2所涉及的滤波器10A的带通特性的图表。另外，图14B是表示实施例3所涉及的滤波器10B的带通特性的图表。图14A和图14B中分别示出了开关SW1a～SW4a的接通和断开的切换所引起的滤波器10A及10B的带通特性的变化。如上所述，与实施例2所涉及的滤波器10A相比，在实施例3所涉及的滤波器10B中，能够通过与开关(SW1a～SW4a)串联连接的电感器(Lp1a～Lp4a)来使通带低频侧的衰减极点的频率的可变宽度变大。因此，如图14A和图14B所示，与滤波器10A相比，滤波器10B能够确保通带的大的可变宽度。

[8.实施方式1的变形例2(实施例4)]

此外，第一开关电路也可以还具有多组由第三阻抗元件与第一开关元件串联连接而成的电路。另外，第二开关电路也可以还具有多组由第四阻抗元件与第二开关元件串联连接而成的电路。因此，下面使用实施例(实施例4)来说明这样构成的实施方式1的变形例2所涉及的滤波器。

图15A是实施例4所涉及的滤波器10C的电路结构图。该图所示的滤波器10C与实施例3所涉及的滤波器10B相比，开关电路结构不同。更具体地说，在各开关电路中，对电容器并联连接有多个由开关与电感器串联连接而成的电路。下面，关于实施例4所涉及的滤波器10C，省略与实施例3所涉及的滤波器10B相同的方面的说明，以不同的方面为中心来进行说明。

如图15A所示，滤波器10C具备串联臂电路S1、S2、S3、S4及S5、并联臂电路P1、P2、P3及P4、以及输出端子101及102。

开关电路Z1是具有电容器Cp1a(第二阻抗元件)、开关SW1a、SW1b及SW1c(均为第二开关元件)、以及电感器Lp1a、Lp1b及Lp1c(均为第四阻抗元件)的第二开关电路。电感器Lp1a与开关SW1a串联连接，电感器Lp1a与开关SW1a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp1a。电感器Lp1b与开关SW1b串联连接，电感器Lp1b与开关SW1b串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp1a。电感器Lp1c与开关SW1c串联连接，电感器Lp1c与开关SW1c串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp1a。电感器Lp1a、Lp1b及Lp1c具有互不相同的电感值。

开关电路Z2具有电容器Cp2a、开关SW2a、SW2b及SW2c、以及电感器Lp2a、LP2b及Lp2c。电感器Lp2a与开关SW2a串联连接，电感器Lp2a与开关SW2a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp2a。电感器Lp2b与开关SW2b串联连接，电感器Lp2b与开关SW2b串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp2a。电感器Lp2c与开关SW2c串联连接，电感器Lp2c与开关SW2c串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp2a。电感器Lp2a、Lp2b及Lp2c具有互不相同的电感值。

开关电路Z3具有电容器Cp3a、开关SW3a、SW3b及SW3c、以及电感器Lp3a、Lp3b及Lp3c。电感器Lp3a与开关SW3a串联连接，电感器Lp3a与开关SW3a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp3a。电感器Lp3b与开关SW3b串联连接，电感器Lp3b与开关SW3b串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp3a。电感器Lp3c与开关SW3c串联连接，电感器Lp3c与开关SW3c串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp3a。电感器Lp3a、Lp3b及Lp3c具有互不相同的电感值。

开关电路Z4是具有电容器Cp4a(第一阻抗元件)、开关SW4a、SW4b及SW4c(均为第一开关元件)、以及电感器Lp4a、Lp4b及Lp4c(均为第三阻抗元件)的第一开关电路。电感器Lp4a与开关SW4a串联连接，电感器Lp4a与开关SW4a串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp4a。电感器Lp4b与开关SW4b串联连接，电感器Lp4b与开关SW4b串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp4a。电感器Lp4c与开关SW4c串联连接，电感器Lp4c与开关SW4c串联连接而成的电路并联连接于电容器Cp4a。电感器Lp4a、Lp4b及Lp4c具有互不相同的电感值。

在此，流过开关SW4a的电流Is4a、流过开关SW4b的电流Is4b以及流过开关SW4c的电流Is4c小于流过开关SW1a的电流Is1a、流过开关SW1b的电流Is1b以及流过开关SW1c的电流Is1c。在该结构中，构成开关SW4a的晶体管的栅极宽度Ws4a、构成开关SW4b的晶体管的栅极宽度Ws4b以及构成开关SW4c的晶体管的栅极宽度Ws4c小于构成开关SW1a的晶体管的栅极宽度Ws1a、构成开关SW1b的晶体管的栅极宽度Ws1b以及构成开关SW1c的晶体管的栅极宽度Ws1c。由此，能够确保对滤波器10C要求的功率耐受性，并且实现小型化以及减少在开关导通时的通带内插入损耗。

另外，开关SW1a的两端电压Vs1a、开关SW1b的两端电压Vs1b以及开关SW1c的两端电压Vs1c小于开关SW4a的两端电压Vs4a、开关SW4b的两端电压Vs4b以及开关SW4c的两端电压Vs4c。在该结构中，开关SW1a的堆叠数Ns1a、开关SW1b的堆叠数Ns1b以及开关SW1c的堆叠数Ns1c少于开关SW4a的堆叠数Ns4a、开关SW4b的堆叠数Ns4b以及开关SW4c的堆叠数Ns4c。由此，能够确保对滤波器10C要求的功率耐受性，并且实现小型化以及减少在开关导通时的通带内插入损耗。

图15B是表示实施例4所涉及的滤波器10C的带通特性的图表。在本实施例所涉及的滤波器10C中，在各开关电路(Z1～Z4)中，对电容器并联连接了多个的、开关与电感器的串联电路。在该结构中，通过独立地切换开关电路内的3个开关的导通和非导通，能够如图14B所示那样扩大通带低频侧的衰减极点的频率切换范围且精细地切换衰减极点的频率。

此外，在实施例4中，设为1个开关电路中包括的3个电感器的电感值全部不同，但是也可以是全部相同的电感值。即使这样，也能够通过改变开关的导通个数来改变开关电路的电感值。与此同时，在将多个开关设为导通的情况下，能够提高电感器的Q值，并且，由于存在多个并联的开关，因此能够提高并联臂电路的谐振频率的Q值，从而能够使高频滤波器低损耗化。

[9.实施方式1的变形例3(实施例5)]

此前，说明了1个并联臂电路具有1个并联臂谐振器的结构，但是也可以是，1个并联臂电路具有2个并联臂谐振器。因此，下面使用实施例(实施例5)，与比较例(比较例2)进行比较来说明这样构成的实施方式1的变形例3所涉及的滤波器。

[9.1实施例5]

图16是实施例5所涉及的滤波器10D的电路结构图。该图所示的滤波器10D与实施方式1的实施例(实施例1及2)所涉及的滤波器10A相比，并联臂电路的结构不同。更具体地说，1个并联臂电路包括2个并联臂谐振器。下面，关于滤波器10D，省略与滤波器10A相同的方面的说明，以不同的方面为中心来进行说明。

如图16所示，滤波器10D具备串联臂电路S1、S2、S3、S4及S5、并联臂电路P1、P2、P3及P4、以及输出端子101及输入端子102。

并联臂电路P1是连接于串联臂电路S1及S2之间的路径上的节点x1(第二节点)以及地的第二并联臂电路。并联臂电路P2连接于串联臂电路S2及S3之间的路径上的节点x2以及地。并联臂电路P3连接于串联臂电路S3及S4之间的路径上的节点x3以及地。并联臂电路P4是连接于串联臂电路S4及S5之间的路径上的节点x4(第一节点)以及地的第一并联臂电路。

并联臂电路P1具有并联臂谐振器p1a(第二并联臂谐振器)及p1b(第四并联臂谐振器)以及与并联臂谐振器p1a串联连接的开关电路Z1(第二开关电路)。并联臂谐振器p1a及开关电路Z1串联连接而成的电路与并联臂谐振器p1b并联连接于节点x1与地之间。

并联臂电路P2具有并联臂谐振器p2a及p2b以及与并联臂谐振器p2a串联连接的开关电路Z2。并联臂谐振器p2a及开关电路Z2串联连接而成的电路与并联臂谐振器p2b并联连接于节点x2与地之间。

并联臂电路P3具有并联臂谐振器p3a及p3b以及与并联臂谐振器p3a串联连接的开关电路Z3。并联臂谐振器p3a及开关电路Z3串联连接而成的电路与并联臂谐振器p3b并联连接于节点x3与地之间。

并联臂电路P4具有并联臂谐振器p4a(第一并联臂谐振器)及p4b(第三并联臂谐振器)以及与并联臂谐振器p4a串联连接的开关电路Z4(第一开关电路)。并联臂谐振器p4a及开关电路Z4串联连接而成的电路与并联臂谐振器p4b并联连接于节点x4与地之间。

在此，并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a比并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b低，并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a比并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b低。另外，并联臂谐振器p2a的谐振频率frp2a比并联臂谐振器p2b的谐振频率frp2b低，并联臂谐振器p2a的反谐振频率fap2a比并联臂谐振器p2b的反谐振频率fap2b低。另外，并联臂谐振器p3a的谐振频率frp3a比并联臂谐振器p3b的谐振频率frp3b低，并联臂谐振器p3a的反谐振频率fap3a比并联臂谐振器p3b的反谐振频率fap3b低。另外，并联臂谐振器p4a的谐振频率frp4a比并联臂谐振器p4b的谐振频率frp4b低，并联臂谐振器p4a的反谐振频率fap4a比并联臂谐振器p4b的反谐振频率fap4b低。

本实施例所涉及的开关电路Z1～Z4与实施例1及2所涉及的开关电路Z1～Z4在电路结构上相同，因此省略关于电路结构的说明。

本实施例所涉及的滤波器10D是如下的高频滤波器：通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换，来在以Band11-Rx(1475.9MHz～1495.9MHz)为第一通带且以Band11-Tx(1427.9MHz～1447.9MHz)为第一衰减带的第一滤波器特性与以Band21-Rx(1495.9MHz～1510.9MHz)为第二通带且以Band21-Tx(1447.9MHz～1462.9MHz)为第二衰减带的第二滤波器特性之间切换。也就是说，这些滤波器是通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换来在支持Band11的接收滤波器与支持Band21的接收滤波器之间切换的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

在本实施例中，与实施例2及3同样地，以确保在从输入端子102施加+36dBm的高频功率的情况下开关SW1a～SW4a所需的电流耐受性和电压耐受性的方式设计了开关SW1a～SW4a。具体地说，配合流过开关SW1a～SW4a的电流来独立地设定开关SW1a～SW4a的栅极宽度，配合向开关SW1a～SW4a施加的电压来独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。也就是说，以确保所需的电流耐受性的方式独立地设定开关SW1a～SW4a的晶体管的栅极宽度，以确保所需的电压耐受性的方式独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。

在表13中示出实施例5所涉及的滤波器10D的设计参数。另外，在表14中示出实施例5所涉及的滤波器10D的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表15中示出实施例5所涉及的滤波器10D的通带内插入损耗。

另外，图17是表示与实施例5所涉及的滤波器10D有关的各种特性的图表。

[表13]

[表14]

[表15]

[9.2比较例2]

比较例2所涉及的滤波器除了设计参数不同这方面以外，其余构成为与实施例5所涉及的滤波器同样的结构。具体地说，在比较例2中，与比较例1同样地，配合开关SW1a～SW4a中的流通最大的电流的开关的最大电流来将开关SW1a～SW4a的栅极宽度设定为同一宽度。另外，配合开关SW1a～SW4a中的被施加最大的电压的开关的最大电压来将开关SW1a～SW4a的堆叠数设定为同一数量。

在表16中示出比较例2所涉及的滤波器的设计参数。另外，在表17中示出比较例2所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表18中示出比较例2所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图18是表示与比较例2所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表16]

[表17]

[表18]

[9.3实施例5与比较例2的比较]

如图17、图18和表13、表16所示，在实施例5和比较例2所涉及的滤波器中，并联臂电路P1～P4的谐振特性(谐振频率和反谐振频率)大致相同。在这些滤波器中，如图17和图18的第一层所示，在支持Band11的第一滤波器特性与支持Band21的第一滤波器特性之间切换。

在此，使用图17和图18的第二层，特别例示并联臂电路P1来说明并联臂电路P1～P4的阻抗特性。在开关SW1a接通的情况下，电容器Cp1a被开关SW1a短路，并联臂电路P1的阻抗特性为不受电容器Cp1a的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1a及p1b)的合成特性(图17和图18的左列第二层的并联臂电路P1的特性)成为并联臂电路P1的阻抗特性。

具体地说，在开关SW1a接通的情况下，并联臂电路P1具有如下阻抗特性。并联臂电路P1具有2个谐振频率Fr1on及Fr2on(此时，满足Fr1on≈并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a、Fr2on≈并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b)。也就是说，并联臂电路P1的阻抗在与并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a大致相同的频率以及与并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b大致相同的频率下极小。

另外，并联臂电路P1具有2个反谐振频率Fa1on及Fa2on(此时，满足Fr1on<Fa1on<Fr2on<Fa2on、且Fa1on<并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a、且Fa2on<并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b)。也就是说，并联臂电路P1的阻抗在并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a与并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b之间的频率、以及并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a与并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b之间的频率下极大。

在此，Fa1on<fap1a的原因在于，在并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a附近的频带中，对于并联臂谐振器p1a，并联臂谐振器p1b作为并联电容器发挥作用。另外，Fa2on<fap1b的原因在于，在并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b附近的频带中，对于并联臂谐振器p1b，并联臂谐振器p1a作为并联电容器发挥作用。

在利用梯型的滤波器结构来构成带通滤波器时，使并联臂电路P1的反谐振频率Fa1on与串联臂谐振器s1a的谐振频率frs1a接近。由此，在开关SW1a接通的情况下，并联臂电路P1的阻抗接近0的谐振频率Fr1on附近成为低频侧阻带。另外，当频率进一步变高时，在反谐振频率Fa1on附近并联臂电路P1的阻抗变高，且在谐振频率frs附近串联臂谐振器s1a的阻抗接近0。由此，在反谐振频率Fa1on和谐振频率frs1a的附近，成为信号通带。并且，当频率变高且变为谐振频率Fr2on和反谐振频率fas1a附近时，串联臂谐振器s1a的阻抗变高，并联臂电路P1的阻抗接近0，因此成为高频侧阻带。

也就是说，在开关SW1a接通的情况下，滤波器10D具有以下的第一滤波器特性：由反谐振频率Fa1on和谐振频率frs1a来规定通带，由谐振频率Fr1on来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率Fr2on和反谐振频率fas1a来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。

另一方面，在开关SW1a断开的情况下，电容器Cp1a不被开关SW1a短路，并联臂电路P1的阻抗特性为受到电容器Cp1a的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1a及p1b)与串联连接于并联臂谐振器p1a的电容器Cp1a的合成特性(图17和图18的右列第二层的并联臂电路P1的合成特性)成为并联臂电路P1的阻抗特性。

具体地说，在开关SW1a断开的情况下，并联臂电路P1具有如下阻抗特性。并联臂电路P1具有2个谐振频率Fr1off及Fr2off以及2个反谐振频率Fa1off及Fa2off(此时，满足Fr1off<Fa1off<Fr2off<Fa2off、Fa1off<fap1a、frp1a<Fr1off、且Fa2off<fap1b)。也就是说，并联臂电路P1的阻抗在比并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a高的频率以及并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b下极小。另外，并联臂电路P1的阻抗在并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a与并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b之间的频率以及并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a与并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b之间的频率下极大。

在此，Fa1off<fap1a的原因在于，在并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a附近的频带中，对于并联臂谐振器p1a，并联臂谐振器p1b作为并联电容器发挥作用。另外，frp1a<Fr1off的原因在于，在并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a附近的频带中，发生并联臂谐振器p1a与电容器Cp1a的谐振。另外，Fa2off<fap1b的原因在于，对于并联臂谐振器p1b，并联臂谐振器p1a与电容器Cp1a的合成特性作为并联电容器发挥作用。

也就是说，在开关SW1a断开的情况下，滤波器10D具有以下的第二滤波器特性：由反谐振频率Fa1off和谐振频率frs1a来规定通带，由谐振频率Fr1off来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率Fr2off和反谐振频率fas1a来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。

如图17和图18的第二层所示，当开关SW1a～SW4a从接通切换为断开时，并联臂电路P1～P4的阻抗特性如下那样切换。即，在并联臂电路P1～P4中，2个谐振频率中的低频侧的谐振频率以及2个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧切换。在本实施例中，只有并联臂谐振器p1a是与电容器Cp1a及开关SW1a串联连接的，因此2个谐振频率中的低频侧的谐振频率从Fr1on向高频侧切换至Fr1off。另外，低频侧的反谐振频率从Fa1on向高频侧切换至Fa1off。

在此，并联臂电路P1～P4的低频侧的反谐振频率和低频侧的谐振频率规定滤波器10D的通带低频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧切换。因而，如图17和图18的第一层所示，通过开关SW1a从接通切换为断开，在实施例5和比较例2所涉及的滤波器的带通特性中，通带低频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧切换。换言之，该滤波器能够将通带低频侧的衰减极点向高频侧切换，并且抑制通带低频端的插入损耗的增大，并且将通带低频端的频率向高频侧切换。

在此，将实施例5与比较例2进行比较，在实施例5中，使开关SW4a的栅极宽度大于开关SW1a的栅极宽度，且使开关SW1a的堆叠数少于开关SW4a的堆叠数。并且，使开关SW2a及SW3a各自的栅极宽度也小于开关SW4a的栅极宽度，且使开关SW2a及SW3a各自的堆叠数也少于开关SW4a的堆叠数。

也就是说，与比较例2相比，实施例5能够使开关SW1a～SW3a各自的栅极宽度小且减少开关SW1a～SW3a各自的堆叠数，因此能够使开关SW1a～SW4a的总尺寸小(19950μm²：参照表14，65800μm²：参照表17)。另外，通过使开关SW1a～SW3a的堆叠数比开关SW4a的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1a～SW3a也能够使接通电阻Ron小。因此，能够进一步减少在开关SW1a～4a接通的情况下(即，使用Band11-Rx时)的通带内插入损耗(1.64dB：参照表15，1.66dB：参照表18)。

以上，根据实施例5所涉及的滤波器10D，起到下面的(1)～(3)的效果。

(1)通过使开关SW4a的栅极宽度W4a大于开关SW1a的栅极宽度W1a，能够确保对滤波器10D要求的功率耐受性，并且实现小型化以及减少在开关导通时的通带内插入损耗。

(2)通过开关的导通和非导通的切换，能够不使通带低频端的插入损耗恶化地切换通带低频侧的衰减极点的频率。

(3)通过在开关SW1a的两端电压V1a小于开关SW4a的两端电压V4a的结构中使开关SW1a的堆叠数Ns1小于开关SW4a的堆叠数Ns4，能够确保对滤波器10D要求的功率耐受性，并且实现进一步的小型化以及开关导通时的通带内插入损耗的进一步减少。

[10.实施方式1的变形例4(实施例6)]

在实施方式1的变形例3中，在第一并联臂电路和第二并联臂电路的各并联臂电路中，设为第二并联臂谐振器的谐振频率比第一并联臂谐振器的谐振频率高、第二并联臂谐振器的反谐振频率比第一并联臂谐振器的反谐振频率高。但是，不限于此，也可以是，第二并联臂谐振器的谐振频率比第一并联臂谐振器的谐振频率低，第二并联臂谐振器的反谐振频率比第一并联臂谐振器的反谐振频率低。因此，下面使用实施例(实施例6)，与比较例(比较例3)进行比较来说明这样构成的实施方式1的变形例4所涉及的滤波器。

[10.1实施例6]

与实施例5所涉及的滤波器相比，实施例6所涉及的滤波器除了设计参数不同这方面以外，其余具有同样的电路结构。因此，省略关于实施例6所涉及的滤波器的电路结构的说明。

本实施例所涉及的滤波器是如下的高频滤波器：通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换，来在以Band28a-Tx(703MHz～733MHz)为第一通带且以Band28a-Rx(758MHz～788MHz)为第一衰减带的第一滤波器特性与以Band28b-Tx(718MHz～748MHz)为第二通带且以Band28b-Rx(773MHz～803MHz)为第二衰减带的第二滤波器特性之间切换。也就是说，这些滤波器是通过对开关SW1a～SW4a的导通和非导通进行切换来在支持Band28a的发送滤波器与支持Band28b的发送滤波器之间切换的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

在本实施例中，与实施例5同样地，以确保在从输入端子102施加+36dBm的高频功率的情况下开关SW1a～SW4a所需的电流耐受性和电压耐受性的方式设计了开关SW1a～SW4a。具体地说，配合流过开关SW1a～SW4a的电流来独立地设定开关SW1a～SW4a的栅极宽度，配合向开关SW1a～SW4a施加的电压来独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。也就是说，以确保所需的电流耐受性的方式独立地设定开关SW1a～SW4a的晶体管的栅极宽度，以确保所需的电压耐受性的方式独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。

在实施例6中，并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a比并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b高，并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a比并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b高。另外，并联臂谐振器p2a的谐振频率frp2a比并联臂谐振器p2b的谐振频率frp2b高，并联臂谐振器p2a的反谐振频率fap2a比并联臂谐振器p2b的反谐振频率fap2b高。另外，并联臂谐振器p3a的谐振频率frp3a比并联臂谐振器p3b的谐振频率frp3b高，并联臂谐振器p3a的反谐振频率fap3a比并联臂谐振器p3b的反谐振频率fap3b高。另外，并联臂谐振器p4a的谐振频率frp4a比并联臂谐振器p4b的谐振频率frp4b高，并联臂谐振器p4a的反谐振频率fap4a比并联臂谐振器p4b的反谐振频率fap4b高。

在表19中示出实施例6所涉及的滤波器的设计参数。另外，在表20中示出实施例6所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表21中示出实施例6所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图19是表示与实施例6所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表19]

[表20]

[表21]

[10.2比较例3]

比较例3所涉及的滤波器除了设计参数不同这方面以外，其余构成为与实施例6所涉及的滤波器同样的结构。具体地说，在比较例3中，与比较例1及2同样地，配合开关SW1a～SW4a中的流通最大的电流的开关的最大电流来将开关SW1a～SW4a的栅极宽度设定为同一宽度。另外，配合开关SW1a～SW4a中的被施加最大的电压的开关的最大电压来将开关SW1a～SW4a的堆叠数设定为同一数量。

在表22中示出比较例3所涉及的滤波器的设计参数。另外，在表23中示出比较例3所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表24中示出比较例3所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图20是表示与比较例3所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表22]

[表23]

[表24]

[10.3实施例6与比较例3的比较]

如图19、图20和表19、表22所示，在实施例6和比较例3所涉及的滤波器中，并联臂电路P1～P4的谐振特性(谐振频率和反谐振频率)大致相同。在这些滤波器中，如图19和图20的第一层所示，在开关SW1a～SW4a为接通状态的情况下，实现了以Band28a-Tx为第一通带、以Band28a-Rx为第一衰减带的第一滤波器特性。另外，在这些滤波器中，在开关SW1a～SW4a为断开状态的情况下，实现了以Band28b-Tx为第二通带、以Band28b-Rx为第二衰减带的第二滤波器特性。也就是说，这些滤波器是通过对开关SW1a～SW4a的接通和断开进行切换来在Band28a-Tx与Band28b-Tx之间切换通带的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

在此，使用图19和图20的第二层，特别例示并联臂电路P1来说明并联臂电路P1～P4的阻抗特性。在开关SW1a接通的情况下，电容器Cp1a被开关SW1a短路，并联臂电路P1的阻抗特性为不受电容器Cp1a的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1a及p1b)的合成特性(图19和图20的左列第二层的并联臂电路P1的特性)成为并联臂电路P1的阻抗特性。

具体地说，在开关SW1a接通的情况下，并联臂电路P1具有如下阻抗特性。并联臂电路P1具有2个谐振频率Fr1on及Fr2on(此时，满足Fr1on≈并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b、Fr2on≈并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a)。也就是说，并联臂电路P1的阻抗在与并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b大致相同的频率以及与并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a大致相同的频率下极小。

另外，并联臂电路P1具有2个反谐振频率Fa1on及Fa2on(此时，Fr1on<Fa1on<Fr2on<Fa2on、且Fa1on<并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b、且Fa2on<并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a)。也就是说，并联臂电路P1的阻抗在并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b与并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a之间的频率以及并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b与并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a之间的频率下极大。

在此，Fa1on<fap1b的原因在于，在并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b附近的频带中，对于并联臂谐振器p1b，并联臂谐振器p1a作为并联电容器发挥作用。另外，Fa2on<fap1a的原因在于，在并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a附近的频带中，对于并联臂谐振器p1a，并联臂谐振器p1b作为并联电容器发挥作用。

也就是说，在开关SW1a接通的情况下，滤波器10E具有以下的第一滤波器特性：由反谐振频率Fa1on和谐振频率frs1a来规定通带，由谐振频率Fr1on来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率Fr2on和反谐振频率fas1a来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。

另一方面，在开关SW1a断开的情况下，电容器Cp1a不被开关SW1a短路，并联臂电路P1的阻抗特性为受到电容器Cp1a的影响的特性。也就是说，在该情况下，2个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1b及p1a)与串联连接于并联臂谐振器p1a的电容器Cp1a的合成特性(图19和20右列第二层的并联臂电路P1的合成特性)成为并联臂电路P1的阻抗特性。

具体地说，在开关SW1a断开的情况下，并联臂电路P1具有如下阻抗特性。并联臂电路P1具有2个谐振频率Fr1off及Fr2off以及2个反谐振频率Fa1off及Fa2off(此时，满足Fr1off<Fa1off<Fr2off<Fa2off、Fa1off<fap1b、frp1a<Frp2off、且Fa2off<fap1a)。也就是说，并联臂电路P1的阻抗在比并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b高的频率下以及在比并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a高的频率下极小。另外，并联臂电路P1的阻抗在并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b与并联臂谐振器p1a的谐振频率frp1a之间的频率以及并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b与并联臂谐振器p1a的反谐振频率fap1a之间的频率下极大。

在此，Fa1off<fap1b的原因在于，在并联臂谐振器p1b的反谐振频率fap1b附近的频带中，对于并联臂谐振器p1b，并联臂谐振器p1a作为并联电容器发挥作用。另外，frp1b<Fr1off的原因在于，在并联臂谐振器p1b的谐振频率frp1b附近的频带中，发生并联臂谐振器p1b与电容器Cp1a的谐振。另外，Fa2off<fap1a的原因在于，对于并联臂谐振器p1a，并联臂谐振器p1b与电容器Cp1a的合成特性作为并联电容器发挥作用。

也就是说，在开关SW1a断开的情况下，滤波器10E具有以下的第二滤波器特性：由反谐振频率Fa1off和谐振频率frs1a来规定通带，由谐振频率Fr1off来规定通带低频侧的极点(衰减极点)，由谐振频率Fr2off和反谐振频率fas1a来规定通带高频侧的极点(衰减极点)。

如图19及20的第二层所示，当开关SW1a～SW4a从接通切换为断开时，并联臂电路P1～P4的阻抗特性如下那样切换。即，在并联臂电路P1～P4中，2个谐振频率中的高频侧的谐振频率以及2个反谐振频率中的高频侧的反谐振频率一起向高频侧切换。在本实施例中，只有并联臂谐振器p1a是与电容器Cp1a及开关SW1a串联连接的，因此2个谐振频率中的高频侧的谐振频率从Fr2on向高频侧切换至Fr2off。另外，低频侧的反谐振频率从Fa2on向高频侧切换至Fa2off。

在此，并联臂电路P1～P4的高频侧的反谐振频率和高频侧的谐振频率规定滤波器10E的通带高频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧切换。因而，如图19和图20的第一层所示，通过开关SW1a从接通切换为断开，在实施例6和比较例3所涉及的滤波器的带通特性中，通带高频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧切换。换言之，该滤波器能够将通带高频侧的衰减极点向高频侧切换，并且抑制通带高频端的插入损耗的增大，并且将通带高频端的频率向高频侧切换。

在此，将实施例6与比较例3进行比较，在实施例6中，使开关SW4a的栅极宽度大于开关SW1a的栅极宽度，且使开关SW1a的堆叠数少于开关SW4a的堆叠数。并且，使开关SW2a及SW3a各自的栅极宽度也小于开关SW4a的栅极宽度，且使开关SW2a及SW3a各自的堆叠数也少于开关SW4a的堆叠数。

也就是说，与比较例3相比，实施例6能够使开关SW1a～SW3a各自的栅极宽度小且减少开关SW1a～SW3a各自的堆叠数，因此能够使开关SW1a～SW4a的总尺寸小。另外，通过使开关SW1a～SW3a的堆叠数比开关SW4a的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1a～SW3a也能够使接通电阻Ron小。因此，能够不使在开关SW1a～4a接通的情况下(即，使用Band28-Tx时)的通带内插入损耗恶化(1.53dB：参照表21，1.53dB：参照表24)地减小开关SW1a～SW4a的总尺寸(42100μm²：参照表20，61600μm²：参照表23)。

以上，根据实施例6所涉及的滤波器，起到下面的(1)～(3)的效果。

(1)通过使开关SW4a的栅极宽度W4a大于开关SW1a的栅极宽度W1a，能够确保对滤波器要求的功率耐受性，并且实现小型化以及开关导通时的通带内插入损耗的减少。

(2)通过开关的导通和非导通的切换，能够不使通带高频端的插入损耗恶化地切换通带高频侧的衰减极点的频率。

(3)通过在开关SW1a的两端电压V1a小于开关SW4a的两端电压V4a的结构中使开关SW1a的堆叠数Ns1小于开关SW4a的堆叠数Ns4，能够确保对滤波器要求的功率耐受性，并且实现进一步的小型化以及开关导通时的通带内插入损耗的进一步减少。

[11.实施方式1的变形例5(实施例7)]

实施方式1的变形例3和变形例4中说明的第一并联臂电路和所述第二并联臂电路的各并联臂电路也可以还具有第二并联臂谐振器以及与该第二并联臂谐振器串联连接的第二开关电路。因此，下面使用实施例(实施例7)，与比较例(比较例4)进行比较来说明这样构成的实施方式1的变形例5所涉及的滤波器。

[11.1实施例7]

图21是实施例7所涉及的滤波器10E的电路结构图。该图所示的滤波器10E与实施方式1的实施例(实施例1及2)所涉及的滤波器10A、实施例5所涉及的滤波器10D相比，并联臂电路的结构不同。更具体地说，1个并联臂电路包括2个并联臂谐振器和2个开关电路，具有2组由并联臂谐振器与开关电路串联而成的电路，它们并联连接。下面，关于实施例6所涉及的滤波器10E，省略与滤波器10A及滤波器10D相同的方面的说明，以不同的方面为中心来进行说明。

如图21所示，滤波器10E具备串联臂电路S1、S2、S3、S4及S5、并联臂电路P1、P2、P3及P4、以及输出端子101及输入端子102。

并联臂电路P1具有并联臂谐振器p1a(第二并联臂谐振器)及p1b(第四并联臂谐振器)、与并联臂谐振器p1a串联连接的开关电路Z11(第二开关电路)以及与并联臂谐振器p1b串联连接的开关电路Z12(第四开关电路)。并联臂谐振器p1a及开关电路Z11串联连接而成的电路与并联臂谐振器p1b及开关电路Z12串联连接而成的电路并联连接于节点x1与地之间。

并联臂电路P2具有并联臂谐振器p2a及p2b、与并联臂谐振器p2a串联连接的开关电路Z21以及与并联臂谐振器p2b串联连接的开关电路Z22。并联臂谐振器p2a及开关电路Z21串联连接而成的电路与并联臂谐振器p2b及开关电路Z22串联连接而成的电路并联连接于节点x2与地之间。

并联臂电路P3具有并联臂谐振器p3a及p3b、与并联臂谐振器p3a串联连接的开关电路Z31以及与并联臂谐振器p3b串联连接的开关电路Z32。并联臂谐振器p3a及开关电路Z31串联连接而成的电路与并联臂谐振器p3b及开关电路Z32串联连接而成的电路并联连接于节点x3与地之间。

并联臂电路P4具有并联臂谐振器p4a(第一并联臂谐振器)及p4b(第三并联臂谐振器)、与并联臂谐振器p4a串联连接的开关电路Z41(第一开关电路)以及与并联臂谐振器p4b串联连接的开关电路Z42(第三开关电路)。并联臂谐振器p4a及开关电路Z41串联连接而成的电路与并联臂谐振器p4b及开关电路Z42串联连接而成的电路并联连接于节点x4与地之间。

开关电路Z11是具有电容器Cp1a(第二阻抗元件)和开关SW1a(第二开关元件)的第二开关电路。开关SW1a与电容器Cp1a并联连接。开关电路Z12是具有电容器Cp1b(第六阻抗元件)和开关SW1b(第四开关元件)的第四开关电路。开关SW1b与电容器Cp1b并联连接。

开关电路Z21具有电容器Cp2a和开关SW2a。开关SW2a与电容器Cp2a并联连接。开关电路Z22具有电容器Cp2b和开关SW2b。开关SW2b与电容器Cp2b并联连接。

开关电路Z31具有电容器Cp3a和开关SW3a。开关SW3a与电容器Cp3a并联连接。开关电路Z32具有电容器Cp3b和开关SW3b。开关SW3b与电容器Cp3b并联连接。

开关电路Z41是具有电容器Cp4a(第一阻抗元件)和开关SW4a(第一开关元件)的第一开关电路。开关SW4a与电容器Cp4a并联连接。开关电路Z42是具有电容器Cp4b(第五阻抗元件)和开关SW4b(第三开关元件)的第三开关电路。开关SW4b与电容器Cp4b并联连接。

本实施例所涉及的滤波器是如下的高频滤波器：通过对开关SW1a～SW4a及SW1b～SW4b的导通和非导通进行切换，来在以Band28a-Tx(703MHz～733MHz)为第一通带且以Band28a-Rx(758MHz～788MHz)为第一衰减带的第一滤波器特性与以Band28b-Tx(718MHz～748MHz)为第二通带且以Band28b-Rx(773MHz～803MHz)为第二衰减带的第二滤波器特性之间切换。也就是说，这些滤波器是通过对开关SW1a～SW4a及SW1b～SW4b的导通和非导通进行切换来在支持Band28a的发送滤波器与支持Band28b的发送滤波器之间切换的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。此外，在第二滤波器特性中，还以DTV(470MHz～710MHz)为第三衰减带。

在本实施例中，以确保在从输入端子102施加+36dBm的高频功率的情况下开关SW1a～SW4a及SW1b～SW4b所需的电流耐受性和电压耐受性的方式设计了开关SW1a～SW4a及SW1b～SW4b。具体地说，配合流过开关SW1a～SW4a的电流来独立地设定开关SW1a～SW4a的栅极宽度，配合向开关SW1a～SW4a施加的电压来独立地设定开关SW1a～SW4a的堆叠数。另外，配合流过开关SW1b～SW4b的电流来独立地设定开关SW1b～SW4b的栅极宽度，配合向开关SW1b～SW4b施加的电压来独立地设定开关SW1b～SW4b的堆叠数。

在表25和表26中示出实施例7所涉及的滤波器10E的设计参数。另外，在表27中示出实施例7所涉及的滤波器10E的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表28中示出实施例7所涉及的滤波器10E的通带内插入损耗。

另外，图22A和图22B是表示与实施例7所涉及的滤波器10E有关的各种特性的图表。具体地说，图22A是表示在使用Band28a-Tx时与实施例7所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。图22B是表示在使用Band28b-Tx时与实施例7所涉及的滤波器10E有关的各种特性的图表。

[表25]

[表26]

[表27]

[表28]

[11.2比较例4]

比较例4所涉及的滤波器除了设计参数不同这方面以外，其余构成为与实施例7所涉及的滤波器同样的结构。具体地说，在比较例4中，与比较例1～3同样地，配合开关SW1a～SW4a中的流通最大的电流的开关的最大电流来将开关SW1a～SW4a的栅极宽度设定为同一宽度。另外，配合开关SW1a～SW4a中的被施加最大的电压的开关的最大电压来将开关SW1a～SW4a的堆叠数设定为同一数量。并且，在比较例4中，配合开关SW1b～SW4b中的流通最大的电流的开关的最大电流来将开关SW1b～SW4b的栅极宽度设定为同一宽度。另外，还在比较例4中配合开关SW1b～SW4b中的被施加最大电压的开关的最大电压来将开关SW1b～SW4b的堆叠数设定为同一数量。

在表29和表30中示出比较例4所涉及的滤波器的设计参数。另外，在表31中示出比较例4所涉及的滤波器的各开关的容许输入电流、容许输入电压及尺寸、以及开关的总尺寸。另外，在表32中示出比较例4所涉及的滤波器的通带内插入损耗。

另外，图23A和图23B是表示与比较例4所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。具体地说，图22A是表示在使用Band28a-Tx时与实施例7所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。图22B是表示在使用Band28b-Tx时与实施例7所涉及的滤波器有关的各种特性的图表。

[表29]

[表30]

[表31]

[表32]

[11.3实施例7与比较例4的比较]

如图22A～图23B和表25、表29所示，在实施例7和比较例4所涉及的滤波器中，并联臂电路P1～P4的谐振特性(谐振频率和反谐振频率)大致相同。在这些滤波器中，如图22A和图23A的第一层所示，在开关SW1a～SW4a为接通状态且开关SW1b～SW4b为接通状态的情况下，实现了以Band28a-Tx为第一通带、以Band28a-Rx为第一衰减带的第一滤波器特性。另外，在这些滤波器中，如图22B和图23B的第一层所示，在开关SW1a～SW4a为断开状态且开关SW1b～SW4b为断开状态的情况下，实现了以Band28b-Tx为第二通带、以Band28b-Rx和DTV(470MHz-710MHz)为第二衰减带的第二滤波器特性。也就是说，这些滤波器是通过对开关SW1a～SW4a的接通和断开进行切换来在Band28a-Tx与Band28b-Tx之间切换通带的、具有频率可变功能的高频滤波器(可调谐滤波器)。

在此，使用图22A～图23B的第二层来说明并联臂电路P1～P4的阻抗特性。

如图22A～图23B的第二层所示，当开关SW1a～SW4a从接通切换为断开时，并联臂电路P1～P4的阻抗特性如下那样切换。即，在并联臂电路P1～P4中，2个谐振频率中的低频侧的谐振频率以及2个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率一起向高频侧切换。在本实施例中，只有并联臂谐振器p1a是与电容器Cp1a及开关SW1a串联连接的，因此2个谐振频率中的低频侧的谐振频率从Fr1on向高频侧切换至Fr1off。另外，低频侧的反谐振频率从Fa1on向高频侧切换至Fa1off。

在此，并联臂电路P1～P4的低频侧的反谐振频率和低频侧的谐振频率规定滤波器10E的通带低频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧切换。因而，如图23B的上层所示，通过开关SW1a从接通切换为断开，在滤波器10E的带通特性中，通带低频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧切换。换言之，滤波器10E能够将通带低频侧的衰减极点向高频侧切换，并且抑制通带低频端的插入损耗的增大，并且将通带低频端的频率向高频侧切换。

另外，如图22A～图23B的第二层所示，当开关SW1b～SW4b从接通切换为断开时，并联臂电路P1～P4的阻抗特性如下那样切换。即，在并联臂电路P1～P4中，2个谐振频率中的高频侧的谐振频率以及2个反谐振频率中的高频侧的反谐振频率一起向高频侧切换。在本实施例中，只有并联臂谐振器p1b是与电容器Cp1b及开关SW1b串联连接的，因此2个谐振频率中的高频侧的谐振频率从Fr2onn向高频侧切换至Fr2off。另外，低频侧的反谐振频率从Fa2on向高频侧切换至Fa2off。

在此，并联臂电路P1～P4的高频侧的反谐振频率和高频侧的谐振频率规定滤波器10E的通带高频侧的衰减坡，如上所述，它们一起向高频侧切换。因而，如图23B的上层所示，通过开关SW1b从接通切换为断开，在滤波器10E的带通特性中，通带高频侧的衰减坡在维持陡度的同时向高频侧切换。换言之，滤波器10E能够将通带高频侧的衰减极点向高频侧切换，并且抑制通带高频端的插入损耗的增大，并且将通带高频端的频率向高频侧切换。

也就是说，在滤波器10E的带通特性中，通过开关SW1a～SW4a从接通切换为断开，且开关SW1b～SW4b从接通切换为断开，在通带低频侧和通带高频侧的衰减坡维持陡度的同时，通带向高频侧切换。换言之，在滤波器10E中，通过各开关从接通切换为断开，能够在将通带低频侧的衰减极点向高频侧切换且将通带高频侧的衰减极点向高频侧切换的同时，抑制通带低频端的插入损耗的增大，并且将通带向高频侧切换。另一方面，通过各开关从断开切换为接通，能够在将通带低频侧的衰减极点向低频侧切换且将通带高频侧的衰减极点向低频侧切换的同时，抑制通带高频端的插入损耗的增大，并且将通带向低频侧切换。

在此，将实施例7与比较例4进行比较，在实施例7中，使开关SW4a的栅极宽度大于开关SW1a的栅极宽度，且使开关SW1a的堆叠数少于开关SW4a的堆叠数。并且，使开关SW2a及SW3a各自的栅极宽度也小于开关SW4a的栅极宽度，且使开关SW2a及SW3a各自的堆叠数也少于开关SW4a的堆叠数。另外，还设为：开关SW4b的栅极宽度比开关SW1b的栅极宽度大，且开关SW4b的堆叠数比开关SW1b的堆叠数多。

也就是说，与比较例4相比，实施例7能够使开关SW1a～SW3a各自的栅极宽度小且减少开关SW1a～SW3a各自的堆叠数，因此能够使开关SW1a～SW4a的总尺寸小。另外，通过使开关SW1a～SW3a的堆叠数比开关SW4a的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1a～SW3a也能够使接通电阻Ron小。

并且，与比较例4相比，实施例7能够使开关SW1b～SW3b各自的栅极宽度小且减少开关SW1b～SW3b各自的堆叠数，因此能够使开关SW1b～SW3b的总尺寸小。另外，通过使开关SW1b～SW3b的堆叠数比开关SW4b的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1b～SW3b也能够使接通电阻Ron小。

因此，能够在减少在开关SW1a～SW4a接通且开关SW1b～SW4b接通的情况下(即，使用Band28-Tx时)的通带内插入损耗(1.89dB：参照表28，2.21dB：参照表32)的同时使开关SW1a～SW4a及SW1b～SW4b的总尺寸小型化(62350μm²：参照表27，125000μm²：参照表31)。

以上，根据实施例7所涉及的滤波器10E，起到下面的(1)～(3)的效果。

(1)通过使开关SW4a的栅极宽度W4a比开关SW1a的栅极宽度W1a大、使开关SW4b的栅极宽度W4b比开关SW1b的栅极宽度W1b大，能够确保对滤波器10E要求的功率耐受性，并且实现小型化以及开关导通时的通带内插入损耗的减少。

(2)通过开关的导通和非导通的切换，能够不使通带端的插入损耗恶化地切换通带低频侧的衰减极点的频率和通带高频侧的衰减极点的频率。

(3)在开关SW1a的两端电压V1a小于开关SW4a的两端电压V4a、开关SW1b的两端电压V1b小于开关SW4b的两端电压V4b的结构中，通过使开关SW1a的堆叠数Ns1a比开关SW4a的堆叠数Ns4a少、使开关SW1b的堆叠数Ns1b比开关SW4b的堆叠数Ns4b少，能够确保对滤波器10E要求的功率耐受性，并且实现进一步的小型化以及开关导通时的通带内插入损耗的进一步减少。

也就是说，根据本实施例所涉及的滤波器10E，在向输入端子102施加了高频功率的情况下，越是靠近输入端子102地连接的并联臂电路的开关，在导通时流通的电流越大。因此，构成开关SW4b的1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成开关SW1b的1个以上的晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度，由此，可以说开关SW4b和开关SW1b也与上述的开关SW4a和开关SW1a同样。即，能够在使开关SW4b和开关SW1b的总尺寸小的同时，确保开关SW4b和开关SW1b的满足对滤波器10E要求的功率耐受性的电流耐受性。另外，能够减少在开关SW4b导通时的滤波器10E的通带内的插入损耗。也就是说，关于能够不使通带端的插入损耗恶化地改变频率的高频滤波器，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

另外，通过使开关SW1b的堆叠数比开关SW4b的堆叠数少，即使是栅极宽度相对小的开关SW1b也能够使导通时的电阻小。因此，能够减少滤波器10E的在开关SW1b导通时的通带内插入损耗，并且能够实现滤波器10E的小型化。

(实施方式2)

以上的实施方式1及其实施例(实施例1及2)以及实施方式1的变形例及其实施例(实施例3～7)中说明的滤波器能够应用于支持使用频段数量多的系统的多工器。

[12.多工器的基本结构]

图24是本实施方式所涉及的多工器MPX的电路结构图。

如该图所示，多工器MPX是具备多个滤波器(在此为实施方式1所涉及的滤波器10X以及滤波器20共计2个滤波器)、切换电路30、多个独立端子(在此为2个独立端子211及212)以及公共端子213的发送用的多工器，其中，高频信号被输入到多工器MPX的公共端子213。在该多工器MPX中，通过按照来自控制部(未图示)的控制信号对切换电路30进行切换，来使输入到公共端子213的高频信号通过多个滤波器中的某一个。

此外，多工器MPX的结构不限于此。例如，多工器MPX所具备的滤波器的个数也可以是3个以上。另外，多工器MPX不限于发送用，也可以是接收用，还可以是具备发送用的滤波器和接收用的滤波器的双工器等。另外，切换电路30既可以设置于输出端子101侧，也可以分别设置于输出端子101和输入端子102这两方。

多个滤波器各自的输入端子或输出端子直接或间接地与公共端子213连接，在本实施方式中，经由切换电路30来间接地与公共端子213连接。具体地说，滤波器10X的输入端子102间接地与公共端子213连接，输出端子101直接地与独立端子211连接。同样地，滤波器20的输入端子间接地与公共端子213连接，输出端子直接地与独立端子212连接。

切换电路30对多个滤波器(在此为滤波器10X及20共计2个滤波器)中的与公共端子213连接的滤波器进行切换。例如，切换电路30设置于发送用的功率放大器的后级，是切换多个滤波器的SPnT(Single Pole n Throw：单刀n掷)型的开关。

该切换电路30具有开关SWA，该开关SWA是对滤波器10X的输入端子102或输出端子101与公共端子213之间的导通和非导通进行切换的第六开关元件。

开关SWA与滤波器10X的开关SW1及SW2同样地由1个以上的晶体管构成，在本实施方式中，由多个晶体管构成。这种使用半导体的开关是小型的，因此能够使切换电路30小型化，从而能够使多工器MPX整体小型化。

在这种多工器MPX中，为了满足对该多工器MPX要求的功率耐受性，需要确保各开关的电流耐受性。关于此，开关SWA串联地设置在所输入的高频信号的主路径上，因此相比于设置在将该主路径与地连结的路径上的并联臂电路21及22的开关SW1及SW2，要求更高的电流耐受性。特别是，在如本实施方式那样切换电路30设置于滤波器10X的输入端子102侧的情况下，与施加于公共端子213的高频功率相当的所有电流流过开关SWA，另一方面，被并联臂电路22和串联臂电路11分流后的电流流过开关SW2，进一步分流后的电流流过开关SW1。因此，在本实施方式中，开关SWA要求更高的电流耐受性。

在本实施方式中，开关SWA(第六开关元件)的栅极宽度大于滤波器10X的开关SW2(第一开关元件)的栅极宽度。由此，本实施方式所涉及的多工器MPX能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。下面，详细说明起到这种效果的原因。

[13.栅极宽度对滤波器特性的影响]

在说明起到上述效果的原因时，说明在由串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1构成的梯型滤波器中串联臂谐振器s11串联连接有电阻Rs的情况以及并联臂谐振器p11串联连接有电阻Rp的情况下的对滤波器特性的影响。

图25A是在上述梯型滤波器中串联臂谐振器s11串联连接有电阻Rs的情况下的电路结构图。图25B是表示在图25A所示的电路结构中在0Ω～8Ω的范围内改变电阻Rs的电阻值的情况下的对滤波器特性的影响的图表。具体地说，在图25B中，(a)是表示滤波器特性的图表，(b)是将(a)的一部分放大后的图表，(c)是表示串联臂电路的阻抗特性的图表，(d)是表示该阻抗特性的史密斯圆图，(e)是表示串联臂电路的反射系数(以后有时称为|Γ|)的图表。在此，串联臂电路是指串联臂谐振器s11与电阻Rs的串联电路。

图26A是在上述梯型滤波器中并联臂谐振器p11串联连接有电阻Rp的情况下的电路结构图。图26B是表示在图26A所示的电路结构中在0Ω～8Ω的范围内改变电阻Rs的电阻值的情况下的对滤波器特性的影响的图表。具体地说，在图26B中，(a)是表示滤波器特性的图表，(b)是将(a)的一部分放大后的图表，(c)是表示并联臂电路的阻抗特性的图表，(d)是表示该阻抗特性的史密斯圆图，(e)是表示并联臂电路的反射系数的图表。在此，并联臂电路是指并联臂谐振器p11与电阻Rp的串联电路。

若将图25B的(b)与图26B的(b)进行比较，则可以明确的是，与在并联臂电路中设置有电阻Rp的情况相比，在串联臂电路中设置有电阻Rs的情况下，对通带内插入损耗的影响更大。

具体地说，根据图25B的(d)、(e)和图26B的(d)、(e)可以明确的是，无论在串联臂电路还是在并联臂电路中，反谐振频率附近的|Γ|都不会由于与谐振器串联连接的电阻而恶化，但是在除此以外的频带中|Γ|由于与谐振器串联连接的电阻而恶化。因此，与串联臂谐振器s11串联连接的电阻Rs招致通带整体的插入损耗的增大，与并联臂谐振器p11串联连接的电阻Rp几乎不影响通带中心的插入损耗，而是招致通带端处的插入损耗的增大。因此，在包括梯型滤波器的多工器等中，从减少插入损耗的观点出发，相比于与串联臂谐振器串联连接的电阻Rp的电阻值，需要使与并联臂谐振器串联连接的电阻Rs的电阻值减少。

在此，在本实施方式所涉及的多工器MPX中，与并联臂谐振器p2串联连接的开关SW2的栅极宽度大于与并联臂谐振器p2串联连接的开关SW2的栅极宽度。由此，相比于开关SW2的接通电阻，能够使开关SWA的接通电阻减少，因此能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。

[14.多工器的实施例(实施例8)]

接着，使用实施例8来更详细地说明本实施方式所涉及的多工器MPX。

图27是实施例8所涉及的多工器的一部分电路结构图。具体地说，在该图中示出了作为滤波器10的实施例2的滤波器10A以及作为切换电路30的实施例的切换电路30A中的与滤波器10A有关的结构。下面，关于切换电路30A，省略与上述的切换电路30相同的方面的说明，以不同的方面为中心来进行说明。此外，实施例2所涉及的滤波器10A正如上述说明的那样，因此省略说明。

如图27所示，与切换电路30相比，切换电路30A还具有开关SWB，该开关SWB是对作为第一滤波器的一例的滤波器10A的输入端子102与地之间的导通和非导通进行切换的第七开关元件。开关SWB与开关SWA同样地由1个以上的晶体管构成，在本实施方式中，由多个晶体管构成。

图28A是表示在对滤波器10A进行了支持Band27的切换的情况下与实施例8所涉及的多工器有关的各种特性的图表。图28B是表示在对滤波器10A进行了支持Band26的切换的情况下与实施例8所涉及的多工器有关的各种特性的图表。在这些图中，在左列示出了与滤波器10A的开关SW1a～SW4a有关的特性，在右列示出了与切换电路30A的开关SWA及SWB有关的特性。另外，在第一层示出了开关SWA接通且开关SWB断开的情况下的开关电流特性，在第二层示出了该情况下的开关电压特性。另外，在第三层示出了开关SWA断开且开关SWB接通的情况下的开关电流特性，在第四层示出了该情况下的开关电压特性。

关于各开关(开关SWA、SWB、SW1a～SW4a)，通带和衰减带(Band27-Tx、Band27-Rx、Band26-Tx、Band26-Rx)中的最大电压及最大电流如下。

开关SWA…………最大电压＝39.9V，最大电流＝681mA

开关SWB…………最大电压＝30.4V，最大电流<1mA

开关SW1a～SW4a…最大电压＝19.4V，最大电流＝534mA

即，开关SWA在接通的情况下电流最大，在断开的情况下电压最大，与构成滤波器10A的并联臂电路P1～P4的开关SW1a～SW4a相比，为高电压、大电流。因此，使开关SWA的堆叠数多，且使开关SWA的栅极宽度大。由此，能够确保开关SWA的电压耐受性和电流耐受性。

另外，开关SWA的接通电阻影响到在开关SWA接通的情况下的通带整体的损耗，因此要求使接通电阻Ron小。从该观点出发，也需要进行使开关SWA的栅极宽度大的设计。

开关SWB虽然在断开的情况下电压最大，但是在接通的情况和断开的情况下均几乎不流通电流。因此，使开关SWB的堆叠数多。由此，能够确保开关SWB的电压耐受性。另外，由于开关SWB不影响滤波器特性，因此即使开关SWB的接通电阻Ron变大，从小型化的观点出发也期望开关SWB的栅极宽度小。

并联臂电路P1～P4的开关SW1a～SW4a与切换电路30A的开关SWA相比，被施加的电压低，流通的电流也小。因此，从小型化的观点出发，需要设计成以下的关系。

开关SW1a～SW4a栅极宽度<开关SWA栅极宽度

开关SW1a～SW4a堆叠数<开关SWA堆叠数

另外，并联臂电路P1～P4的开关SW1a～SW4a与切换电路30A的开关SWB相比，被施加的电压低，流通的电流大。因此，从兼顾电压耐受性和小型化的观点出发，需要设计成以下的关系。

开关SW1a～SW4a的堆叠数<开关SWB的堆叠数

开关SW1a～SW4a的栅极宽度>开关SWB的栅极宽度

如以上所说明的那样，通过设计成使以下的关系成立，关于切换电路30A，能够在实现通带内的插入损耗的减少和小型化的同时确保功率耐受性。即，具备这种切换电路30A的多工器也起到同样的效果。

开关SW1a～SW4a的栅极宽度<开关SWA的栅极宽度

开关SW1a～SW4a的栅极宽度>开关SWB的栅极宽度

开关SW1a～SW4a的堆叠数<开关SWA的堆叠数

开关SW1a～SW4a的堆叠数<开关SWB的堆叠数

图29是表示有无对滤波器10A的输入端子102与地之间的导通和非导通进行切换的开关SWB所引起的对滤波器特性的影响的图表。具体地说，在该图中分别针对有开关SWB的情况和没有开关SWB的情况示出了在开关SWA断开(即滤波器10A与公共端子213处于非连接)且开关SW1a～SW4a接通的情况或断开的情况下公共端子213-独立端子211之间的衰减特性(插入损耗的频率特性)。

根据该图可以明确的是，与没有开关SWB的情况相比，在有开关SWB的情况下，能够提高滤波器10A与公共端子213处于非连接的情况下的隔离度。

此外，在开关SWB接通的情况下开关SWA断开，因此开关SWB的接通电阻不对隔离度造成影响。

(实施方式3)

另外，实施方式1及其实施例中说明的滤波器也能够应用于支持使用频段数量更多的系统的多工器和高频前端电路。因此，在本实施方式中，说明这种多工器、高频前端电路以及通信装置。

图30是实施方式3所涉及的通信装置5的结构图。

如该图所示，通信装置5具备：由多个开关构成的开关组310、由多个滤波器构成的滤波器组320、发送侧开关331、332及接收侧开关351、352及353、发送放大电路341、342及接收放大电路361、362、RF信号处理电路(RFIC)3、基带信号处理电路(BBIC)4以及天线元件2。

开关组310按照来自控制部(未图示)的控制信号将天线元件2与支持规定的频段的信号路径进行连接，开关组310例如由多个SPST型开关构成。此外，与天线元件2连接的信号路径不限于1个，也可以是多个。也就是说，通信装置5也可以支持载波聚合(carrieraggregation)。

滤波器组320例如由多个滤波器(包括双工器)构成，所述多个滤波器的通带包括下面的频带。具体地说，该频带是(i)Band12的发送带、(ii)Band13的发送带、(iii)Band14的发送带、(iv)Band27的发送带、(v)Band26的发送带、(vi)Band29和Band14的接收带或者Band12、Band67和Band13的接收带、(vii-Tx)Band68或者Band28a或者Band28b的发送带、(vii-Rx)Band68或者Band28a或者Band28b的接收带、(viii-Tx)Band20的发送带、(viii-Rx)Band20的接收带、(ix-Tx)Band27或者Band26的发送带、(x-Tx)Band8的发送带、以及(x-Rx)Band8的接收带。

发送侧开关331是具有与滤波器组320的中心频率低的低频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子以及与发送放大电路341连接的公共端子的开关电路。发送侧开关332是具有与滤波器组320的中心频率高的高频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子以及与发送放大电路342连接的公共端子的开关电路。这些发送侧开关331、332是设置于滤波器组320的前级(在此为发送侧信号路径上的前级)、且连接状态按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换的开关电路。由此，被发送放大电路341、342放大的高频信号(在此为高频发送信号)经由滤波器组320的规定的滤波器后被输出到天线元件2。

接收侧开关351是具有与低频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子以及与接收放大电路361连接的公共端子的开关电路。接收侧开关352是具有与规定的频段(在此为Band20)的接收侧信号路径连接的公共端子以及与接收侧开关351的公共端子及接收侧开关352的公共端子连接的2个选择端子的开关电路。接收侧开关353是具有与高频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子以及与接收放大电路362连接的公共端子的开关电路。这些接收侧开关351～353设置于滤波器组320的后级(在此为接收侧信号路径上的后级)，其连接状态按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换。由此，被输入到天线元件2的高频信号(在此为高频接收信号)经由滤波器组320的规定的滤波器后被接收放大电路361、362放大，之后被输出到RF信号处理电路(RFIC)。此外，也可以将支持低频段的RF信号处理电路(RFIC)和支持高频段的RF信号处理电路(RFIC)独立地设置。

发送放大电路341是对低频段的高频发送信号进行功率放大的功率放大器，发送放大电路342是对高频段的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。

接收放大电路361是对低频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路362是对高频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。

RF信号处理电路(RFIC)3是对利用天线元件2发送接收的高频信号进行处理的电路。具体地说，RF信号处理电路(RFIC)3对从天线元件2经由接收侧信号路径输入的高频信号(在此为高频接收信号)通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到基带信号处理电路(BBIC)4。另外，RF信号处理电路(RFIC)3对从基带信号处理电路(BBIC)4输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的高频信号(在此为高频发送信号)输出到发送侧信号路径。

这样构成的通信装置5具备实施方式1及其实施例中的任一个所涉及的滤波器，来作为(vi)通带包括Band29和Band14或者Band12、Band67和Band13的接收带的滤波器、(vii-Tx)通带包括Band68或者Band28a或者Band28b的发送带的滤波器、(vii-Rx)通带包括Band68或者Band28a或者Band28b的接收带的滤波器、(ix-Tx)通带包括Band27或者Band26的发送带的滤波器中的至少一个。也就是说，该滤波器按照控制信号来对通带的频率和衰减带的频率进行切换。

此外，通信装置300中的开关组310、滤波器组320、发送侧开关331、332及接收侧开关351、352、353、发送放大电路341、342及接收放大电路361、362以及上述控制部构成高频前端电路1。另外，开关组310和滤波器组320构成多工器。此外，本发明所涉及的多工器既可以如本实施方式那样滤波器组320经由开关组310来与公共端子连接，也可以是实施方式1所涉及的多个滤波器与公共端子直接连接的结构。

在此，虽然在图30中没有图示，但是也可以是RF信号处理电路(RFIC)3具有上述控制部，上述控制部也可以与控制部所控制的各开关一起构成开关IC。

根据如以上那样构成的高频前端电路1及通信装置5，通过具备上述实施方式1及其实施例所涉及的滤波器，能够实现能够确保所要求的功率耐受性、并且实现小型化以及减少在各开关接通时的通带内插入损耗的高性能的高频前端电路以及通信装置。另外，与按频段来设置滤波器的情况相比，能够削减滤波器的个数，因此能够小型化。

另外，根据本实施方式所涉及的高频前端电路1，该高频前端电路具备设置于滤波器组320(多个高频滤波器)的前级或后级的发送侧开关331、332以及接收侧开关351～353(开关电路)。由此，能够使传递高频信号的信号路径的一部分公共化。因此，例如，能够使与多个高频滤波电路对应的发送放大电路341、242或者接收放大电路361、362(放大电路)公共化。因而，能够实现高频前端电路的小型化和低成本化。

此外，关于发送侧开关331、332以及接收侧开关351～353，设置至少1个即可。另外，发送侧开关331、332的个数以及接收侧开关351～353的个数不限于上述说明的个数，例如也可以设置有1个发送侧开关和1个接收侧开关。另外，发送侧开关和接收侧开关的选择端子等的个数也不限于本实施方式，也可以分别为2个。

(其它实施方式)

以上列举了实施方式1及2来对本发明所涉及的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但是本发明不限定于上述实施方式。将上述实施方式中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式实施本领域技术人员在不脱离本发明的宗旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有本发明所涉及的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置的各种设备也包括在本发明中。

另外，例如，并联臂电路的个数只要为2个以上即可，也可以是5个以上。

另外，上述说明的串联臂谐振器和并联臂谐振器中的各谐振器不限于1个谐振器，也可以由将1个谐振器进行分割而得到的多个分割谐振器构成。

另外，在上述说明中，设为第一阻抗元件和第二阻抗元件是电容器来进行说明，但是它们只要是电感器和电容器中的一方即可，也可以是电感器。同样地，设为第五阻抗元件和第六阻抗元件是电容器来进行说明，但是它们只要是电感器和电容器中的一方即可，也可以是电感器。另外，在上述说明中，设为第三阻抗元件和第四阻抗元件是电感器来进行说明，但是它们是电感器和电容器中的另一方，也有时是电容器。

另外，电感器例如也可以是使用MEMS(Micro Electro Mechanical Systems：微电子机械系统)的可变电感器。

另外，在上述说明中，简明起见，设为各开关元件由包括同一结构的多个晶体管(具体地说为FET)构成，在一个开关元件和其它开关元件中对栅极宽度的大小进行比较。但是，各开关元件的结构不限于上述，也可以是，至少1个晶体管的结构与其它晶体管的结构不同。即，在各开关元件中，多个晶体管的栅极宽度不限于为同一宽度，也可以不同。

通过针对栅极宽度使上述说明的关系成立，即使是具有这种开关元件的结构，也能够起到与上述说明同样的效果。

具体地说，通过串联连接多个晶体管来构成的开关元件的电流耐受性受该多个晶体管中的栅极宽度最小的晶体管的电流耐受性所限制(即制约)。因此，为了满足对由多个晶体管构成的开关元件要求的电流耐受性，需要满足该多个晶体管各自的该电流耐受性。

因而，例如，对于相比于第二开关元件而言要求更高的电流耐受性的第一开关元件，使构成第一开关元件的多个晶体管各自的栅极宽度大于构成第二开关元件的多个晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。由此，能够在使第一开关元件和第二开关元件的总尺寸小的同时，确保第一开关元件和第二开关元件的满足对高频滤波器等要求的功率耐受性的电流耐受性。

另外，在通过串联连接多个晶体管来构成的开关元件中，即使使不同于栅极宽度最小的晶体管的其它晶体管的栅极宽度大，也无助于开关元件整体的电流耐受性的提高，不仅如此还有碍小型化。因此，为了使开关元件小型化，需要避免使其它晶体管的栅极宽度过大。

因而，例如，对于不要求像第一开关元件那样高的电流耐受性的第二开关元件，也可以使构成第二开关元件的多个晶体管各自的栅极宽度小于构成第一开关元件的多个晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度。由此，能够在确保第二开关元件的满足对高频滤波器等要求的功率耐受性的电流耐受性的同时，使第二开关元件进一步小型化。也就是说，关于具备第二开关元件的高频滤波器等，能够在实现通带内的插入损耗的减少和功率耐受性的确保的同时进一步小型化。

另外，关于各开关元件(第一开关元件～第七开关元件)，在上述说明中，以由多个晶体管构成的情况为例来进行了说明，但是也可以由1个晶体管构成。

另外，例如，控制部也可以设置于RF信号处理电路(RFIC)3的外部，例如也可以设置于高频前端电路1。也就是说，高频前端电路1不限于上述说明的结构，也可以具备：高频滤波器，其具有频率可变电路；以及控制部，其对该频率可变电路的开关元件的接通和断开进行控制。根据这样构成的高频前端电路1，能够抑制通带端的插入损耗的增大并且根据所要求的频率规格来对通带进行切换。

另外，在上述说明中，说明了具备切换电路30的多工器MPX，但是多工器不限于该结构。即，多工器只要具备包括实施方式1及其变形例中说明的具有频率可变功能的滤波器在内的多个滤波器即可。另外，该多个滤波器的一方的输入输出端子既可以经由切换电路30、移相器或循环器等来间接地与公共端子213连接，也可以不经由电路元件来直接地与公共端子213连接。

另外，多工器MPX不限于发送用，也可以是接收用，还可以是具备发送用的滤波器和接收用的滤波器的双工器等。另外，多工器MPX所具备的滤波器的个数也可以是3个以上。

另外，例如也可以是，在高频前端电路1或通信装置5中，在各结构要素之间连接有电感器、电容器。此外，电感器也可以包括由将各结构要素之间连接的布线形成的布线电感。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于多频段系统的小型的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

附图标记说明

1：高频前端电路；2：天线元件；3：RF信号处理电路(RFIC)；4：基带信号处理电路(BBIC)；5：通信装置；10、10A、10B、10C、10D、10E、20：滤波器；11：串联臂电路；21、22、P1、P2、P3、P4：并联臂电路；31、32、Z1、Z11、Z12、Z2、Z21、Z22、Z3、Z31、Z32、Z4、Z41、Z42：开关电路；41：基板；42：封装；43：布线基板；50：开关IC；51：基板；101：输出端子；102：输入端子；111、111_1、111_2：晶体管；111d：漏极电极指；111g：栅极电极指；111s：源极电极指；211、212：独立端子；213：公共端子；310：开关组；320：滤波器组；331、332：发送侧开关；341、342：发送放大电路；351、352、353：接收侧开关；361、362：接收放大电路；C1、C2、Cp1a、Cp1b、Cp2a、Cp2b、Cp3a、Cp3b、Cp4a、Cp4b：电容器；Lp1a、Lp1b、Lp1c、Lp2a、Lp2b、Lp2c、Lp3a、Lp3b、Lp3c、Lp4a、Lp4b、Lp4c：电感器；p1、p11、p1a、p1b、p2、p2a、p2b、p3a、p3b、p4a、p4b：并联臂谐振器；Rp、Rs：电阻；S1、S2、S3、S4、S4：串联臂电路；s11、s1a、s2a、s3a、s4a、s5a：串联臂谐振器；SW1、SW1a、SW1b、SW1c、SW2、SW2a、SW2b、SW2c、SW3、SW3a、SW3b、SW3c、SW4、SW4a、SW4b、SW4c、SWA、SWB：开关；MPX：多工器。

Claims

1.一种高频滤波器，具备：

串联臂电路，其设置在将输入端子与输出端子连结的路径上；

第一并联臂电路，其连接于所述输入端子与所述串联臂电路之间的所述路径上的第一节点以及地；以及

第二并联臂电路，其连接于所述串联臂电路与所述输出端子之间的所述路径上的第二节点以及地，

其中，所述第一并联臂电路具有第一并联臂谐振器以及与该第一并联臂谐振器串联连接的第一开关电路，

所述第一开关电路具有由1个以上的晶体管构成的第一开关元件，

所述第二并联臂电路具有第二并联臂谐振器以及与该第二并联臂谐振器串联连接的第二开关电路，

所述第二开关电路具有由1个以上的晶体管构成的第二开关元件，

构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成所述第二开关元件的所述1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

2.根据权利要求1所述的高频滤波器，其特征在于，

在将晶体管的串联连接数设为堆叠数的情况下，

所述第二开关元件的堆叠数比所述第一开关元件的堆叠数少。

3.根据权利要求1或2所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一开关电路还具有第一阻抗元件，所述第一阻抗元件是电感器和电容器中的一方，与所述第一开关元件连接，

所述第二开关电路还具有第二阻抗元件，所述第二阻抗元件是电感器和电容器中的一方，与所述第二开关元件连接。

4.根据权利要求3所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一开关电路是所述第一阻抗元件与所述第一开关元件并联连接而成的电路，

所述第二开关电路是所述第二阻抗元件与所述第二开关元件并联连接而成的电路。

5.根据权利要求3所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一开关电路还具有第三阻抗元件，所述第三阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，与所述第一开关元件串联连接，

所述第二开关电路还具有第四阻抗元件，所述第四阻抗元件是电感器和电容器中的另一方，与所述第二开关元件串联连接，

所述第三阻抗元件与所述第一开关元件串联连接而成的电路并联连接于所述第一阻抗元件，

所述第四阻抗元件与所述第二开关元件串联连接而成的电路并联连接于所述第二阻抗元件。

6.根据权利要求5所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一开关电路具有多组由所述第三阻抗元件与所述第一开关元件串联连接而成的电路，

所述第二开关电路具有多组由所述第四阻抗元件与所述第二开关元件串联连接而成的电路。

7.根据权利要求3所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一并联臂电路还具有第三并联臂谐振器，所述第三并联臂谐振器并联连接于所述第一并联臂谐振器与所述第一开关电路串联连接而成的电路，

所述第二并联臂电路还具有第四并联臂谐振器，所述第四并联臂谐振器并联连接于所述第二并联臂谐振器与所述第二开关电路串联连接而成的电路，

所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第三并联臂谐振器的谐振频率低，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第三并联臂谐振器的反谐振频率低，

所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第四并联臂谐振器的谐振频率低，所述第二并联臂谐振器的反谐振频率比所述第四并联臂谐振器的反谐振频率低。

8.根据权利要求3所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一并联臂电路和所述第二并联臂电路分别还具有第三并联臂谐振器，所述第三并联臂谐振器并联连接于所述第一并联臂谐振器与所述第一开关电路串联连接而成的电路，

所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第三并联臂谐振器的谐振频率高，所述第一并联臂谐振器的反谐振频率比所述第三并联臂谐振器的反谐振频率高，

所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第四并联臂谐振器的谐振频率高，所述第二并联臂谐振器的反谐振频率比所述第四并联臂谐振器的反谐振频率高。

9.根据权利要求3所述的高频滤波器，其特征在于，

所述第一并联臂电路还具有第三并联臂谐振器以及与该第三并联臂谐振器串联连接的第三开关电路，

所述第二并联臂电路还具有第四并联臂谐振器以及与该第四并联臂谐振器串联连接的第四开关电路，

所述第三开关电路具有：

第五阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及

第三开关元件，其与所述第五阻抗元件连接，且由1个以上的晶体管构成，

所述第四开关电路具有：

第六阻抗元件，其是电感器和电容器中的一方；以及

第四开关元件，其与所述第六阻抗元件连接，且由1个以上的晶体管构成，

所述第一并联臂谐振器与所述第一开关电路串联连接而成的电路同所述第三并联臂谐振器与所述第三开关电路串联连接而成的电路进行并联连接，

所述第二并联臂谐振器与所述第二开关电路串联连接而成的电路同所述第四并联臂谐振器与所述第四开关电路串联连接而成的电路进行并联连接。

10.根据权利要求9所述的高频滤波器，其特征在于，

构成所述第三开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成所述第四开关元件的所述1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

11.根据权利要求9或10所述的高频滤波器，其特征在于，

在将晶体管的串联连接数设为堆叠数的情况下，

所述第四开关元件的堆叠数比所述第三开关元件的堆叠数少。

12.根据权利要求1或2所述的高频滤波器，其特征在于，

所述高频滤波器具有梯型的滤波器结构，所述梯型的滤波器结构由以下构件构成：

包括所述串联臂电路在内的、设置在所述路径上的2个以上的串联臂电路；以及

包括所述第一并联臂电路和所述第二并联臂电路在内的3个以上的并联臂电路，

所述3个以上的并联臂电路具有第三并联臂电路，所述第三并联臂电路连接于所述路径上的所述第一节点与所述输出端子之间的节点以及地，

所述第三并联臂电路具有第五并联臂谐振器以及与该第五并联臂谐振器串联连接的第五开关电路，

所述第五开关电路具有由1个以上的晶体管构成的第五开关元件，

构成所述第五开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度小于构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度。

13.一种多工器，

具备包括第一滤波器在内的多个滤波器，所述第一滤波器是根据权利要求1～12中的任一项所述的高频滤波器，

所述多个滤波器各自的输入端子或输出端子直接地或间接地连接于公共端子。

14.根据权利要求13所述的多工器，其特征在于，

所述多工器具备切换电路，所述切换电路切换所述多个滤波器中的与公共端子连接的滤波器，

所述切换电路具有第六开关元件，所述第六开关元件对所述第一滤波器的所述输入端子或所述输出端子与所述公共端子之间的导通和非导通进行切换，

所述第六开关元件由1个以上的晶体管构成，

构成所述第六开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度大于构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管中的至少1个晶体管的栅极宽度。

15.根据权利要求14所述的多工器，其特征在于，

所述切换电路还具有第七开关元件，所述第七开关元件对将所述第六开关元件同所述第一滤波器的所述输入端子或所述输出端子连接的节点与地之间的导通和非导通进行切换，

所述第六开关元件和所述第七开关元件在一方为导通的情况下另一方为非导通，

所述第七开关元件由1个以上的晶体管构成，

构成所述第七开关元件的所述1个以上的晶体管各自的栅极宽度小于构成所述第一开关元件的所述1个以上的晶体管中的任一个晶体管的栅极宽度。

16.一种高频前端电路，具备：

作为根据权利要求1～12中的任一项所述的高频滤波器的第一滤波器、或者根据权利要求13～15中的任一项所述的多工器；以及

放大电路，其直接地或间接地连接于所述高频滤波器或所述多工器。

17.根据权利要求16所述的高频前端电路，其特征在于，

所述放大电路是放大高频发送信号的功率放大器，

由所述功率放大器放大后的所述高频发送信号被输入到所述第一滤波器的所述输入端子。

18.根据权利要求16所述的高频前端电路，其特征在于，

所述放大电路是放大高频接收信号的低噪声放大器，

由所述低噪声放大器放大的所述高频接收信号从所述第一滤波器的所述输出端子被输出。

19.一种通信装置，具备：

RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及

根据权利要求16～18中的任一项所述的高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。