CN110999081A - 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

Info

Publication number
CN110999081A
CN110999081A CN201880049640.8A CN201880049640A CN110999081A CN 110999081 A CN110999081 A CN 110999081A CN 201880049640 A CN201880049640 A CN 201880049640A CN 110999081 A CN110999081 A CN 110999081A
Authority
CN
China
Prior art keywords
filter
frequency
circuit
band
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201880049640.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110999081B (zh
Inventor
野阪浩司
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Priority to CN202311040641.5A priority Critical patent/CN117060880A/zh
Publication of CN110999081A publication Critical patent/CN110999081A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110999081B publication Critical patent/CN110999081B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
    • H03H7/0161—Bandpass filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6403—Programmable filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6436—Coupled resonator filters having one acoustic track only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/66—Phase shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/703—Networks using bulk acoustic wave devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H03H7/19—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/66—Phase shifters
    • H03H9/68—Phase shifters using surface acoustic waves

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

将第1频带作为通带的高频滤波器(10)具备：第1电路，与节点(X1)以及节点(X2)连接；以及第2电路，与节点(X1)以及节点(X2)连接，第1电路具有：滤波器(11)，将第2频带作为通带，第2频带是包含第1频带的一部分的频率的频带，具有比第1频带窄的带宽，第2电路具有：滤波器(12)，将第3频带作为通带，第3频带是包含第1频带的一部分的频率的频带，具有比第1频带窄的带宽，且位于比第2频带的中心频率靠高频率侧；移相器(21)，与滤波器(12)的一个端子连接；以及移相器(22)，与滤波器(12)的另一个端子连接。

Description

高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
作为宽带的高频滤波器，已知如下的无线接收电路，其具备：相互并联连接的具有不同的通带的多个带通滤波器；以及与并联连接的多个带通滤波器连接的开关元件(例如，参照专利文献1)。根据该无线接收电路的结构，在开关元件导通(接通)的情况下，成为通带的频率不同的多个带通滤波器相互并联连接的电路，能够实现通带被宽带化的滤波器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2008-160629号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，在专利文献1公开的结构中，在使开关元件导通而选择了由多个带通滤波器构成的宽带的滤波器的情况下，会在通带内产生纹波(插入损耗偏差)，因此存在通带内的插入损耗变大这样的问题。
因此，本发明的目的在于，提供一种降低了通带内的纹波(插入损耗偏差)的低损耗且宽带的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的技术方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的高频滤波器是将第1频带作为通带的高频滤波器，具备：第1电路，与第1节点以及第2节点连接，所述第1节点设置在连结第1输入输出端子和第2输入输出端子的路径上，所述第2节点设置在所述路径上的所述第1节点与所述第2输入输出端子之间；以及第2电路，与所述第1节点以及所述第2节点连接，所述第1电路具有：第1滤波器，将第2频带作为通带，所述第2频带是包含所述第1频带的一部分频率的频带，具有比所述第1频带窄的带宽，所述第2电路具有：第2滤波器，将第3频带作为通带，所述第3频带是包含所述第1频带的一部分频率的频带，具有比所述第1频带窄的带宽，且位于比所述第2频带的中心频率靠高频率侧；第1移相器，与所述第2滤波器的一个端子连接；以及第2移相器，与所述第2滤波器的另一个端子连接。
在将第1滤波器和第2滤波器并联配置在第1节点与第2节点之间而通过第1滤波器和第2滤波器的合成电路来实现将宽带的第1频带作为通带的高频滤波器的情况下，可设想，由于两个滤波器的振幅差、相位差、以及阻抗之差而在第1频带内产生纹波。
相对于此，根据上述结构，在第2滤波器的两端配置第1移相器以及第2移相器，因此能够与两个滤波器的振幅差对应地调整相位差以及阻抗。因而，能够实现将第1频带作为通带且降低了该通带内的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器。
此外，也可以是，对所述第1移相器以及第2移相器的相位进行调整，使得在从所述第1节点以及所述第2节点中的至少一者以单体观察所述第2电路的情况下，所述第2电路的阻抗成为极大的奇点中成为最大的阻抗的频率包含于从所述第2频带的低频端的频率到所述第2滤波器的通带低频侧的截止频率的范围。
由此，能够实现降低了第1频带中的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器。
此外，也可以是，在从所述第1节点以及所述第2节点中的至少一者以单体观察所述第2电路的情况下，在所述第2频带中，所述第1电路和所述第2电路成为相同相位的频率有至少一处，在所述第3频带中，所述第1电路和所述第2电路成为相同相位的频率有至少一处。
由此，能够实现降低了第1频带中的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器。
此外，也可以是，在所述第3频带的低频端的频率处，对所述第1移相器以及所述第2移相器的移相进行调整，使得所述第1滤波器和所述第2滤波器的相位差与所述第1移相器和所述第2移相器的移相和之和成为312°以上且362°以下。
由此，能够实现降低了第1频带中的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器。
此外，也可以是，所述路径包含：第1路径，经由所述第1节点、所述第1电路、以及所述第2节点；以及第2路径，经由所述第1节点、所述第2电路、以及所述第2节点，所述第1滤波器具有：第1串联臂电路，设置在所述第1路径上；以及第1并联臂电路，与设置在所述第1路径上的节点和接地连接，所述第2滤波器具有：第2串联臂电路，设置在连结所述第1移相器和所述第2移相器的所述第2路径上；以及第2并联臂电路，与设置在所述第2路径上的节点和接地连接，所述第1串联臂电路、所述第1并联臂电路、所述第2串联臂电路以及所述第2并联臂电路中的至少一个具有弹性波谐振器，所述弹性波谐振器中的至少一个具有：IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极，形成在具有压电性的基板上；以及反射器，在将由所述弹性波谐振器的至少一个中的所述IDT电极的电极周期决定的弹性波的波长设为λ的情况下，所述IDT电极与所述反射器的间距为0.42λ以上且不足0.50λ。
具有IDT电极以及反射器的弹性波谐振器由周期性地排列的电极指所构成的周期构造构成，具有以高的反射系数对特定的频率区域的声表面波进行反射的频带。该频带一般被称为阻带，由上述周期构造的重复周期等规定。此时，在阻带的高频端处产生反射系数局部性地变大的纹波。进而，若将IDT电极与反射器的间距(I-R间距)设为0.5λ以上，则阻带的高频端处的纹波变大，滤波器的通带内的纹波变大，插入损耗变大。另一方面，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够降低阻带的高频端处的纹波。根据上述观点，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够减小高频滤波器的通带内的插入损耗。
此外，也可以是，所述第1电路还具有：第1开关元件，连接在所述第1节点与所述第1滤波器之间；以及第2开关元件，连接在所述第2节点与所述第1滤波器之间，通过所述第1开关元件以及所述第2开关元件的导通以及非导通的切换，对所述第1频带和所述第3频带进行切换。
由此，能够实现能够通过第1开关元件以及第2开关元件的导通以及非导通的切换对第1频带和第3频带进行切换的频率可变型的高频滤波器(可调谐滤波器)。
此外，也可以是，所述第1电路还具有：第3开关元件，连接在所述第1开关元件与所述第1滤波器之间的连接节点和接地之间，与所述第1开关元件排他性地切换导通以及非导通；以及第4开关元件，连接在所述第2开关元件与所述第1滤波器之间的连接节点和接地之间，与所述第2开关元件排他性地切换导通以及非导通。
由此，能够降低切换为第3频带的情况下的通带(第3频带)内的纹波，并且能够提高通带低频侧的衰减特性。
此外，也可以是，所述第2电路还具有：第5开关元件，连接在所述第1节点与所述第1移相器之间；以及第6开关元件，连接在所述第2节点与所述第2移相器之间，通过所述第5开关元件以及所述第6开关元件的导通以及非导通的切换，对所述第1频带和所述第2频带进行切换。
由此，能够实现能够通过第5开关元件以及第6开关元件的导通以及非导通的切换对第1频带和第2频带进行切换的频率可变型的高频滤波器(可调谐滤波器)。
此外，也可以是，所述第2电路还具有：第7开关元件，连接在所述第5开关元件与所述第1移相器之间的连接节点和接地之间，与所述第5开关元件排他性地切换导通以及非导通；以及第8开关元件，连接在所述第6开关元件与所述第2移相器之间的连接节点和接地之间，与所述第6开关元件排他性地切换导通以及非导通。
由此，能够降低切换为第2频带的情况下的通带(第2频带)内的纹波，并且能够提高通带高频侧的衰减特性。
此外，也可以是，还具备与所述第1节点以及所述第2节点连接的第3电路，所述第3电路具有：第3滤波器，将第5频带作为通带，所述第5频带是包含与所述第1频带不同的第4频带的一部分频率的频带，具有比所述第4频带窄的带宽，且位于比所述第2频带的中心频率靠高频率侧，且与所述第3频带不同；第3移相器，与所述第3滤波器的一个端子连接；以及第4移相器，与所述第3滤波器的另一个端子连接。
由此，通带的切换的变化形式(variation)增加。
此外，也可以是，所述第1移相器是低通型滤波器电路或高通型滤波器电路，所述低通型滤波器电路具有：一个以上的电感器，配置在连结所述第1节点和所述第2滤波器的一个端子的串联臂路径；以及电容器，连接在所述串联臂路径上的节点与接地之间，所述高通型滤波器电路由配置在所述串联臂路径的一个以上的电容器以及与所述串联臂路径上的节点以及接地连接的电感器构成。
由此，能够根据所要求的衰减特性，将第1移相器的电路结构适当地选择为低通型滤波器电路以及高通型滤波器电路中的任一种。
此外，也可以是，所述第2移相器是低通型滤波器电路或高通型滤波器电路，所述低通型滤波器电路由配置在连结所述第2节点和所述第2滤波器的另一个端子的串联臂路径的一个以上的电感器以及与所述串联臂路径上的节点以及接地连接的电容器构成，所述高通型滤波器电路由配置在所述串联臂路径的一个以上的电容器以及与所述串联臂路径上的节点以及接地连接的电感器构成。
由此，能够根据所要求的衰减特性，将第2移相器的电路结构适当地选择为低通型滤波器电路以及高通型滤波器电路中的任一种。
此外，也可以是，所述第1移相器以及所述第2移相器为由电容器或电感器构成的阻抗元件。
由此，能够简化高频滤波器的电路结构，小型化成为可能。
此外，也可以是，所述第1滤波器以及第2滤波器中的至少一者具有：串联臂电路，配置在连结所述第1节点和所述第2节点的所述路径上；以及并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一者具有谐振器以及第9开关元件，通过所述第9开关元件的导通以及非导通的切换，对所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一者的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者的频率进行切换。
由此，通带的切换的变化形式增加。
此外，也可以是，所述第1滤波器以及所述第2滤波器中的至少一者为声表面波滤波器、声边界波滤波器、以及使用了体弹性波(BAW：Bulk Acoustic Wave，体声波)的弹性波滤波器中的任一种。
由此，能够实现选择度高的高频滤波器。
此外，也可以是，所述第1滤波器以及所述第2滤波器中的至少一者具有纵向耦合型谐振器。
由此，在通带低频侧，陡峭性提高，并且能够提高衰减量。
此外，也可以是，第1移相器的相位与第2移相器的相位不同。
此外，本发明的一个方式涉及的多工器具备包含上述任一项记载的高频滤波器的多个滤波器，所述多个滤波器的输入端子或输出端子与公共端子直接或间接地连接。
由此，能够实现具有降低了通带内的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器的多工器。
此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备：上述任一项记载的高频滤波器或上述记载的多工器；以及放大电路，与所述高频滤波器或所述多工器直接或间接地连接。
由此，能够实现具有降低了通带内的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器的高频前端电路。
此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述记载的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够实现具有降低了通带内的纹波的低损耗且宽带的高频滤波器的通信装置。
发明效果
根据本发明，能够提供一种降低了通带内的纹波(插入损耗偏差)的低损耗且宽带的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置。
附图说明
图1A是实施方式1涉及的高频滤波器的电路框图。
图1B是表示实施方式1涉及的高频滤波器的宽带化的概念的图。
图2是实施例1涉及的高频滤波器的电路结构图。
图3A是比较例1涉及的高频滤波器的电路框图。
图3B是比较例2涉及的高频滤波器的电路框图。
图4A是表示比较例1涉及的高频滤波器的通过特性、振幅特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。
图4B是表示比较例2涉及的高频滤波器的通过特性、振幅特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。
图5是表示实施例1涉及的高频滤波器的通过特性、振幅特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。
图6是说明实施例1涉及的高频滤波器的宽带化的主要原因的曲线图。
图7是表示使实施例1涉及的高频滤波器的移相器的相位变化了的情况下的通过特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。
图8是表示实施例1涉及的高频滤波器的移相器的相位与插入损耗以及最大阻抗的关系的曲线图。
图9是实施例1a、1b、1c、1d、1e涉及的高频滤波器的电路结构图。
图10是示意性地表示实施方式1中的并联臂谐振器的构造的图的一个例子。
图11A是比较了实施例1a以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性以及反射特性的曲线图。
图11B是比较了实施例1a以及实施例1e涉及的串联臂谐振器的阻抗特性以及反射特性的曲线图。
图12A是比较了实施例1b以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性的曲线图。
图12B是比较了实施例1b以及实施例1e涉及的并联臂谐振器的阻抗特性以及反射特性的曲线图。
图13A是比较了实施例1c以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性的曲线图。
图13B是比较了实施例1c以及实施例1e涉及的并联臂谐振器的阻抗特性以及反射特性的曲线图。
图14是比较了实施例1d以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性以及反射特性的曲线图。
图15A是表示在典型例的谐振器中使I-R间距在0.40λ～0.50λ中变化的情况下的特性的变化的曲线图。
图15B是表示在典型例的谐振器中使I-R间距在0.50λ～0.60λ中变化的情况下的特性的变化的曲线图。
图16是实施方式2涉及的高频滤波器的电路框图。
图17A是实施例2涉及的高频滤波器的电路结构图。
图17B是表示实施例2涉及的高频滤波器的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。
图18是说明实施例2涉及的高频滤波器的宽带化的主要原因的曲线图。
图19是表示使实施例2涉及的高频滤波器的开关断开电容变化了的情况下的通过特性的曲线图。
图20是实施例3涉及的高频滤波器的电路框图。
图21是表示实施例3涉及的高频滤波器的通过特性的曲线图。
图22A是实施方式2的变形例1涉及的高频滤波器的电路结构图。
图22B是实施方式2的变形例2涉及的高频滤波器的电路结构图。
图23是比较了实施方式2的变形例1以及2涉及的高频滤波器的通过特性的曲线图。
图24A是实施例4涉及的高频滤波器的电路结构图。
图24B是表示实施例4涉及的高频滤波器的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。
图25是说明实施例4涉及的高频滤波器的第1频带中的宽带化的主要原因的曲线图。
图26是说明实施例4涉及的高频滤波器的第1a频带中的宽带化的主要原因的曲线图。
图27A是实施例5涉及的高频滤波器的电路结构图。
图27B是表示实施例5涉及的高频滤波器的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。
图28是说明实施例5涉及的高频滤波器的宽带化的主要原因的曲线图。
图29A是实施例6涉及的高频滤波器的电路结构图。
图29B是表示实施例6涉及的高频滤波器的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。
图30是说明实施例6涉及的高频滤波器的第1频带中的宽带化的主要原因的曲线图。
图31是说明实施例6涉及的高频滤波器的第1b频带中的宽带化的主要原因的曲线图。
图32A是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例1的电路结构图。
图32B是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例2的电路结构图。
图32C是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例3的电路结构图。
图32D是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例4的电路结构图。
图33A是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例5的电路结构图。
图33B是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例6的电路结构图。
图33C是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例7的电路结构图。
图33D是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例8的电路结构图。
图33E是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例9的电路结构图。
图33F是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例10的电路结构图。
图33G是构成实施例6涉及的高频滤波器的各滤波器的变形例11的电路结构图。
图34是实施方式6涉及的通信装置及其周边电路的结构图。
具体实施方式
以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。此外，关于谐振器等的电路元件，能够根据要求规格等而适当地调整常数。因此，关于电路元件，即使是相同的附图标记，常数有时也不同。
此外，所谓谐振器或电路中的谐振频率，只要没有特别声明，就是用于形成包含该谐振器或该电路的滤波器的通带或通带附近的衰减极的谐振频率，是作为该谐振器或该电路的阻抗成为极小的奇点(理想地，阻抗成为0的点)的“谐振点”的频率。
此外，所谓谐振器或电路中的反谐振频率，只要没有特别声明，就是用于形成包含该谐振器或该电路的滤波器的通带或通带附近的衰减极的反谐振频率，是作为该谐振器或该电路的阻抗成为极大的奇点(理想地，阻抗成为无限大的点)的“反谐振点”的频率。
另外，在以下的实施方式中，串联臂(谐振)电路以及并联臂(谐振)电路像以下那样定义。
并联臂(谐振)电路是配置在连结第1输入输出端子以及第2输入输出端子的路径上的一个节点与接地之间的电路。
串联臂(谐振)电路是如下的电路，即，配置在第1输入输出端子或第2输入输出端子与连接并联臂(谐振)电路的上述路径上的节点之间的电路，或者配置在连接一个并联臂(谐振)电路的上述路径上的一个节点与连接另一个并联臂(谐振)电路的上述路径上的另一个节点之间的电路。
此外，以下，“通带低频端”意味着“通带内的最低的频率”。此外，“通带高频端”意味着“通带内的最高的频率”。此外，以下，“通带低频侧”意味着“通带外且比通带靠低频率侧”。此外，“通带高频侧”意味着“通带外且比通带靠高频率侧”。此外，以下，存在将“低频率侧”称为“低频侧”、将“高频率侧”称为“高频侧”的情况。
(实施方式1)
[1.1实施方式1涉及的高频滤波器10的基本结构]
图1A是实施方式1涉及的高频滤波器10的电路框图。该图所示的高频滤波器10具备滤波器11以及12、移相器21以及22、和输入输出端子110以及120。
滤波器11是构成第1电路的第1滤波器。第1电路与节点X1(第1节点)和节点X2(第2节点)连接，节点X1(第1节点)设置在连结输入输出端子110(第1输入输出端子)和输入输出端子120(第2输入输出端子)的路径上，节点X2(第2节点)设置在节点X1与输入输出端子120之间。
滤波器12是与移相器21以及22一同构成第2电路的第2滤波器。第2电路与节点X1以及X2连接。
移相器21是与滤波器12的一个端子连接的第1移相器。此外，移相器22是与滤波器12的另一个端子连接的第2移相器。也就是说，移相器21、滤波器12、以及移相器22依次串联连接在节点X1与节点X2之间。
图1B是表示实施方式1涉及的高频滤波器10的宽带化的概念的图。在该图中概念性地示出了滤波器11以及12和高频滤波器10的通带。高频滤波器10将宽带的第1频带作为通带。滤波器11将第2频带作为通带，第2频带是包含第1频带的一部分的频率的频带，具有比第1频带窄的带宽。滤波器12将第3频带作为通带，第3频带是包含第1频带的一部分的频率的频带，具有比第1频带窄的带宽，且位于比第2频带的中心频率靠高频侧。
另外，所谓第1频带，并不是由多个离散的频带构成的频带，而是定义为在频率上连续的一个频带。
[1.2实施例1涉及的高频滤波器10A的电路结构]
图2是实施例1涉及的高频滤波器10A的电路结构图。该图所示的高频滤波器10A具备滤波器11A以及12A、移相器21以及22、和输入输出端子110以及120。高频滤波器10A是实施方式1涉及的高频滤波器10的具体的电路结构例，滤波器11A是滤波器11的具体的电路结构例，滤波器12A是滤波器12的具体的电路结构例。
滤波器11A具备配置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的串联臂谐振器s11、s12以及s13、配置在该第1路径上的各节点与接地之间的并联臂谐振器p11、p12、p13以及p14、和与并联臂谐振器p13以及接地连接的电感器Lp13。由此，滤波器11A构成梯型的带通型滤波器。
滤波器12A具备配置在连结节点X1和节点X2的第2路径上的串联臂谐振器s21以及s22、和配置在该第2路径上的各节点与接地之间的并联臂谐振器p21、p22以及p23。由此，滤波器12A构成梯型的带通型滤波器。
在表1示出实施例1涉及的高频滤波器10A的电路参数。
[表1]
Figure BDA0002378361100000121
实施方式1涉及的高频滤波器10以及实施例1涉及的高频滤波器10A以如下的结构作为特征，即，在第2滤波器的一端配置移相器21，在第2滤波器的另一端配置移相器22。以下，为了说明本结构的特征以及效果，首先，对比较例涉及的高频滤波器的特征以及问题点进行说明。
[1.3比较例涉及的高频滤波器的电路结构以及滤波器特性]
图3A是比较例1涉及的高频滤波器500的电路框图。此外，图3B是比较例2涉及的高频滤波器600的电路框图。
图3A所示的比较例1涉及的高频滤波器500具备滤波器11以及12和输入输出端子110以及120。图3A所示的高频滤波器500与实施方式所示的高频滤波器10相比较，作为结构，不同点仅在于未配置移相器21以及22。另外，构成高频滤波器500的滤波器11以及12是与构成高频滤波器10的滤波器11以及12相同的结构，高频滤波器500的滤波器11将第2频带作为通带，高频滤波器500的滤波器12将第3频带作为通带。
图3B所示的比较例2涉及的高频滤波器600具备滤波器11以及12、移相器21、和输入输出端子110以及120。图3B所示的比较例2涉及的高频滤波器600与实施方式所示的高频滤波器10相比较，作为结构，不同点仅在于未配置移相器22。另外，构成高频滤波器600的滤波器11以及12是与构成高频滤波器10的滤波器11以及12相同的结构，高频滤波器500的滤波器11将第2频带作为通带，高频滤波器500的滤波器12将第3频带作为通带。
以下，在实施例1、比较例1以及比较例2涉及的高频滤波器中，将第2频带设为LTE(LongTermEvolution，长期演进)的Band3接收通带(1805-1880MHz)，将第3频带设为LTE的Band39通带(1880-1920MHz)，将第1频带设为(Band3接收通带+Band39通带)(1805-1920MHz)。
图4A是表示比较例1涉及的高频滤波器500的通过特性、振幅特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。在图4A的(a)以及(f)示出了高频滤波器500的通过特性。在图4A的(b)以及(c)分别示出了节点X1-X2间的第1电路单体与节点X1-X2间的第2电路单体的振幅差以及相位差。在图4A的(d)示出了从节点X1观察第1电路单体以及第2电路单体的阻抗特性。在图4A的(e)示出了从节点X2观察第1电路单体以及第2电路单体的阻抗特性。在图4A的(g)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在图4A的Ch)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。
另外，在本实施方式以及以后的实施方式中，所谓电路的“阻抗”，是指反射的阻抗，所谓电路的“相位”，表示通过的相位。
首先，如图4A的(a)所示，比较例1涉及的高频滤波器500在作为通带的第1频带内可观察到大的纹波(插入损耗偏差)，使第1频带内插入损耗劣化。作为上述纹波的主要原因，可列举以下的两个原因。
(1)在滤波器12A的通带低频侧的出现衰减极的频率(图4A的(1))处，如图4A的(d)以及(e)所示，相对于滤波器11A的阻抗，滤波器12A(第2电路)的阻抗低。此外，在出现上述衰减极的频率处，如图4A的(b)所示，第1电路与第2电路的振幅差大。由于这些，出现上述衰减极的频率的高频信号从第2电路的滤波器12A(经由并联臂谐振器)流入到接地。由此，在包含于高频滤波器500的第1频带的、出现上述衰减极的频率处，使第1频带内产生纹波。
(2)在包含于第1频带的两个频率(图4A的(2))处，如图4A的(c)所示，滤波器11A(第1电路)与滤波器12A(第2电路)的相位差成为-180°。此外，如图4A的(b)所示，在上述两个频率处，滤波器11A(第1电路)与滤波器12A(第2电路)的振幅差成为大致0dB。也就是说，在包含于第1频带的上述两个频率处，滤波器11A(第1电路)和滤波器12A(第2电路)成为相反相位且相同振幅。因此，包含于第1频带的上述两个频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后会相互抵消。由此，在包含于高频滤波器500的第1频带的上述两个频率处，使第1频带内产生纹波。
图4B是表示比较例2涉及的高频滤波器600的通过特性、振幅特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。在图4B的(a)以及(f)示出了高频滤波器600的通过特性。在图4B的(b)以及(c)分别示出了节点X1-X2间的第1电路单体与节点X1-X2间的第2电路单体的振幅差以及相位差。在图4B的(d)示出了从节点X1观察第1电路单体以及第2电路单体的阻抗特性。在图4B的(e)示出了从节点X2观察第1电路单体以及第2电路单体的阻抗特性。在图4B的(g)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在图4B的(h)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。
如图4B的(a)所示，比较例2涉及的高频滤波器600在作为通带的第1频带内可观察到大的纹波(插入损耗偏差)，使第1频带内插入损耗劣化。在比较例2涉及的高频滤波器600中，因为配置了移相器21，所以降低了在比较例1涉及的高频滤波器500观察到的那样的起因于上述(2)的纹波，但是产生了起因于下述(1)的纹波。
(1)在滤波器12A的通带低频侧的出现衰减极的频率(图4B的(1))处，如图4B的(e)所示，从滤波器12A(第2电路)的节点X2观察的阻抗|Z22|低。此外，在出现上述衰减极的频率处，如图4B的(b)所示，第1电路与第2电路的振幅差大。由于这些，出现上述衰减极的频率的高频信号从第2电路的滤波器12A(经由并联臂谐振器)流入到接地。由此，在包含于高频滤波器600的第1频带的、出现上述衰减极的频率处，使第1频带内产生纹波。
[1.4实施例1涉及的高频滤波器10A的滤波器特性]
图5是表示实施例1涉及的高频滤波器10A的通过特性、振幅特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。在图5的(a)以及(f)示出了高频滤波器10A的通过特性。在图5的(b)以及(c)分别示出了节点X1-X2间的第1电路单体与节点X1-X2间的第2电路单体的振幅差以及相位差。在图5的(d)示出了从节点X1观察第1电路单体以及第2电路单体的阻抗特性。在图5的(e)示出了从节点X2观察第1电路单体以及第2电路单体的阻抗特性。在图5的(g)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在图5的(h)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。
像实施例1涉及的高频滤波器10A那样，通过在滤波器12A的双方的输入输出端子(前级以及后级)连接移相器21以及22，从而如图5的(a)以及(f)所示，在作为高频滤波器10A的通带的第1频带中，可降低纹波，由此插入损耗降低。
关于实施例1涉及的高频滤波器10A与比较例1涉及的高频滤波器500以及比较例2涉及的高频滤波器600相比较，降低通带内纹波以及通带内插入损耗的主要原因，以下进行说明。
图6是说明实施例1涉及的高频滤波器10A的宽带化的主要原因的曲线图。为了说明上述主要原因，在该图示出了图5的(c)、(d)、(e)、(g)、(h)。
在实施例1涉及的高频滤波器10A中，调整移相器21以及22的相位，使得从节点X1观察第2电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21以及22的相位，使得从节点X2观察第2电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。
另外，所谓滤波器的通带低频侧的截止频率，是从该滤波器的通带低频端的插入损耗增加了给定的插入损耗的通带低频侧的频率中的、最靠近通带低频端的频率。在本实施方式以及以后的实施方式中，将通带低频侧的截止频率定义为从通带低频端的插入损耗增加了10dB的通带低频侧的频率。
在滤波器12A的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11A的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21以及22的相位调整，使第2电路的阻抗极大的奇点的频率与从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2电路的滤波器12A。也就是说，能够抑制在第2电路衰减的频带中信号向第2电路的绕入。由此，能够消除在比较例1以及2中观察到的上述(1)的主要原因，能够抑制高频滤波器10A的第1频带内的纹波。
另外，在滤波器11A的通带(第2频带)高频侧的衰减极的频率处，也同样地，滤波器11A与第2电路的振幅差以及相位差变大，但是该衰减极由构成滤波器11A的串联臂电路的反谐振频率构成。因此，滤波器11A的阻抗成为极大，因此即使没有移相器，也不会成为高频滤波器10A的通带(第1频带)内的纹波。
另外，在本实施方式以及以后的实施方式中，串联臂谐振器、并联臂谐振器、串联臂电路以及并联臂电路的阻抗|Z|成为极小的频率为谐振频率，阻抗|Z|成为极大的频率为反谐振频率。
进而，关于在比较例1中观察到的上述(2)的主要原因，通过对移相器21以及22进行相位调整使得在第1电路与第2电路的振幅差小的频带中成为相同相位，从而包含于第1频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后不会相互抵消。由此，在包含于高频滤波器10A的第1频带的频率处，能够降低第1频带内的纹波。
在本实施例中，也可以是，如图6的(c)所示，在从第2电路的节点X1以及X2以单体观察第2电路的情况下，在第2频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：三处)，在第3频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：两处)。
图7是表示使实施例1涉及的高频滤波器10A的移相器21以及22的相位变化了的情况下的通过特性、相位特性以及阻抗特性的曲线图。此外，图8是表示实施例1涉及的高频滤波器10A的移相器21以及22的相位与插入损耗以及最大阻抗的频率的关系的曲线图。另外，所谓上述最大阻抗的频率，是阻抗成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率。更具体地，图7示出了使移相器21以及22的相位在0°～150°(与180°～330°同义)中变化的情况下的通过特性、相位特性以及阻抗特性的变化。此外，图8示出了使移相器21以及22的相位在0°～175°(与180°～355°同义)中以5°为步长进行变化的情况下的插入损耗以及最大阻抗的变化。
首先，作为当然的结果，由于使移相器21以及22的相位变化，从而第2电路的相位在全部频率处变化。因此，如图7的(a)以及(b)所示，在作为通带的第1频带的振幅差小的频带中，若第1电路和第2电路的相位成为反相(180°的相位差)，则纹波变大，若成为同相(0°或360°的相位差)，则纹波变小。因而，在作为通带的第1频带的振幅差小的频带中，通过消除第1电路与第2电路的相位差，从而高频滤波器10A的第1频带内的纹波降低，能够降低通带内插入损耗。
在实施例1涉及的高频滤波器10A中，在滤波器12A的通带(第3频带)低频端的频率处，根据图4A的(h)，滤波器11A以及12A的相位差(A)为152.2°。另一方面，根据图5的(h)，第1电路与第2电路的相位差(B)为349.2°。此外，根据表1，移相器21以及22的相位分别为98.9°以及98.1°，因此移相器21以及22的相位之和(C)为197°。
在此，(A)+(C)＝(B)的关系成立。
相对于此，根据图8的(a)，高频滤波器10A的纹波成为3dB以下的是移相器21以及22各自的相位成为80～105°的情况。通过将该移相器21以及22的相位范围代入到上述(C)，从而可规定第1电路以及第2电路的相位差(B)的范围。即，对移相器21以及22进行了调整，使得第1电路以及第2电路的相位差(B)成为312.2°(152.2°+80°×2)～362.2°(152.2°+105°×2°)。
另一方面，通过使移相器21以及22的相位变化，从而第2电路的节点X1的阻抗|Z11|、以及第2电路的节点X2侧的阻抗|Z22|成为最大的频率变化。因此，若第2电路的阻抗成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率脱离从第2频带的低频端的频率到滤波器12A的通带低频侧的截止频率的频带，则第2电路的阻抗变低，在第2电路的低频侧衰减带中信号绕入到第2电路侧，成为高频滤波器的第1频带中的纹波，使通带内插入损耗劣化。另一方面，若在上述低频侧衰减带存在成为阻抗最大的频率，则第2电路的阻抗变高，在第2电路的低频侧衰减带中信号不绕入到第2电路侧，因此高频滤波器的通带内纹波被抑制，通带内插入损耗降低，或者，通带中的纹波被抑制，插入损耗降低。
根据以上，最好调整移相器21以及22的相位，使得在从第2电路的至少一个输入输出端子以单体观察第2电路的情况下，第2电路的阻抗成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率包含于从第2频带的低频端的频率到滤波器12A的通带低频侧的截止频率的频带。特别是，在本实施例中，通过对滤波器12A的通带低频侧的移相器21以及22的相位进行调整，从而能够使高频滤波器10A的纹波为3dB以内。
[1.5实施例1a-1e涉及的高频滤波器10B的结构]
图9是实施例1a、1b、1c、1d、1e涉及的高频滤波器10B的电路结构图。该图所示的高频滤波器10B具备滤波器11D以及12D、移相器21以及22、和输入输出端子110以及120。高频滤波器10B是实施方式1涉及的高频滤波器10的具体的电路结构例，滤波器11D是滤波器11的具体的电路结构例，滤波器12D是滤波器12的具体的电路结构例。
滤波器11D具备配置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的串联臂谐振器s11以及s12、和配置在连结串联臂谐振器s11和串联臂谐振器s12的路径上的节点与接地之间的并联臂谐振器p11。由此，滤波器11D构成梯型的带通型滤波器。
滤波器12D具备配置在连结节点X1和节点X2的第2路径上的串联臂谐振器s21、和配置在该第2路径上的各节点与接地之间的并联臂谐振器p21以及p22。由此，滤波器12D构成梯型的带通型滤波器。
以下，着眼于并联臂谐振器p11，对构成高频滤波器10B的各谐振器的构造更详细地进行说明。另外，关于其它谐振器，除了I-R间距以弹性波的波长λ的0.5倍左右来构成等方面以外，具有与并联臂谐振器p11大概相同的构造，因此省略详细的说明。
图10是示意性地表示实施方式1中的并联臂谐振器p11的构造的图的一个例子，(a)是俯视图、(b)是(a)的剖视图。另外，图10所示的并联臂谐振器p11用于说明构成高频滤波器10B的各谐振器的典型的构造。因此，构成高频滤波器10B的各谐振器的IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极的电极指的根数、长度等并不限定于该图所示的IDT电极的电极指的根数、长度。
如该图的(a)以及(b)所示，并联臂谐振器p11具备构成IDT电极321以及反射器322的电极膜301、形成了该电极膜301的压电基板302、以及覆盖该电极膜301的保护层303。以下，对这些构成要素进行详细说明。
如图10的(a)所示，在压电基板302上形成有构成IDT电极321的相互对置的一对梳齿电极301a以及301b。梳齿电极301a由相互平行的多个电极指310a和将多个电极指310a连接的汇流条电极311a构成。此外，梳齿电极301b由相互平行的多个电极指310b和将多个电极指310b连接的汇流条电极311b构成。多个电极指310a以及310b沿着与弹性波的传播方向正交的方向形成，并沿着该传播方向周期性地形成。
像这样构成的IDT电极321激励由构成该IDT电极321的多个电极指310a以及310b的电极间距等规定的特定的频率区域的声表面波。
另外，梳齿电极301a以及301b有时分别以单体被称为IDT电极。但是，以下为了方便起见，设由一对梳齿电极301a以及301b构成一个IDT电极321而进行说明。
反射器322相对于IDT电极321配置在弹性波的传播方向上。具体地，一组反射器322配置为从弹性波的传播方向两侧夹着IDT电极321。反射器322由相互平行的多个电极指410、和由将多个电极指410的一端部连接的汇流条电极411以及将多个电极指410的另一端部连接的汇流条电极411构成的一组汇流条电极411构成。多个电极指410与构成IDT电极321的多个电极指310a以及310b同样地，沿着与弹性波的传播方向正交的方向形成，并沿着该传播方向周期性地形成。
像这样构成的反射器322在由构成该反射器322的多个电极指410的电极间距等规定的频带(阻带)中，以高的反射系数对声表面波进行反射。也就是说，在IDT电极321的电极间距与反射器322的电极间距相等的情况下，反射器322以高的反射系数对由IDT电极321激励的声表面波进行反射。
通过具有这样的反射器322，从而并联臂谐振器p11能够将激励的声表面波陷获在内部而使得不易泄漏到外部。因而，并联臂谐振器p11能够使由IDT电极321的电极间距、对数以及交叉宽度等规定的谐振点以及反谐振点的Q提高。
另外，反射器322只要具有电极指410即可，也可以不具有汇流条电极411。此外，电极指410的根数只要为一个以上即可，并没有特别限定。但是，若电极指410的根数过少，则弹性波的泄漏变多，因此滤波器特性可能会劣化。另一方面，若电极指410的根数过多，则反射器322变得大型化，因此高频滤波器10B整体有可能大型化。因此，电极指410的根数能够考虑高频滤波器10B所要求的滤波器特性以及尺寸等而适当地决定。
这些IDT电极321以及反射器322由图10的(b)所示的电极膜301构成。在本实施例中，如图10的(b)所示，电极膜301成为密接层301g和主电极层301h的层叠构造。另外，虽然在本实施例中，IDT电极321和反射器322由相同的电极膜301构成，但是它们也可以由构造或组成等相互不同的电极膜构成。
密接层301g是用于使压电基板302与主电极层301h的密接性提高的层，作为材料，例如可使用Ti。密接层301g的膜厚例如为12nm。
主电极层301h使用例如含有1％的Cu的Al作为材料。主电极层301h的膜厚例如为162nm。
压电基板302是形成了电极膜301(即，IDT电极321以及反射器322)的基板，例如由LiTaO3压电单晶、LiNbO3压电单晶、KNbO3压电单晶、石英、或压电陶瓷构成。
保护层303形成为覆盖梳齿电极301a以及301b。保护层303是以保护主电极层301h不受外部环境影响、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。
另外，高频滤波器10B具有的各谐振器的构造并不限定于图10记载的构造。例如，电极膜301也可以不是金属膜的层叠构造，而是金属膜的单层。此外，构成密接层301g、主电极层301h以及保护层303的材料并不限定于上述的材料。此外，电极膜301例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等金属或合金构成，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层303。
在像以上那样构成的并联臂谐振器p11中，通过IDT电极321的设计参数等来规定被激励的弹性波的波长。以下，对IDT电极321的设计参数，即，梳齿电极301a以及梳齿电极301b的设计参数进行说明。
上述弹性波的波长由构成图10所示的梳齿电极301a以及301b的多个电极指310a或310b的重复周期λ来规定。此外，所谓电极间距(电极周期)，是该重复周期λ的1/2，在将构成梳齿电极301a以及301b的电极指310a以及310b的线宽度设为W，并将相邻的电极指310a与电极指310b之间的间隔宽度设为S的情况下，用(W+S)定义。此外，所谓IDT电极321的交叉宽度L，如图10的(a)所示，是从弹性波的传播方向观察梳齿电极301a的电极指310a和梳齿电极301b的电极指310b的情况下的重复的电极指长度。此外，所谓电极占空比(dutyratio)，是多个电极指310a以及310b的线宽度占有率，是多个电极指310a以及310b的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，用W/(W+S)定义。此外，所谓对数，是梳齿电极301a以及301b中的成对的电极指310a以及电极指310b的数目，是电极指310a以及电极指310b的总数的大概一半。例如，若将对数设为N，并将电极指310a以及电极指310b的总数设为M，则满足M＝2N+1。此外，所谓IDT电极321的膜厚，是多个电极指310a以及310b的厚度h。
接下来，对反射器322的设计参数进行说明。
所谓反射器322的电极间距(电极周期)，在将电极指410的线宽度设为WREF，并将相邻的电极指410间的间隔宽度设为SREF的情况下，用(WREF+SREF)定义。此外，反射器422的电极占空比(duty ratio)是多个电极指410的线宽度占有率，是电极指410的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，用WREF/(WREF+SREF)定义。此外，所谓反射器322的膜厚，是多个电极指410的厚度。
在本实施例中，反射器322的电极间距以及电极占空比与IDT电极321的电极间距以及电极占空比相等。此外，反射器322配置为，在从弹性波的传播方向观察的情况下，一组汇流条电极411与IDT电极321的汇流条电极311a以及311b重叠。
另外，从抑制弹性波的泄漏的观点出发，反射器322优选上述结构，但是也可以是与上述结构不同的结构。
接着，对与IDT电极321和反射器322的相对的配置相关的设计参数进行说明。
IDT电极321与反射器322之间的间距(I-R间距)用(i)构成IDT电极321的多个电极指310a或310b中的最靠反射器322侧的电极指和(ii)构成反射器322的多个电极指410中的最靠IDT电极321侧的电极指410的、中心间距离定义。该I-R间距能够利用构成梳齿电极301a以及301b的多个电极指310a或310b的重复周期λ(即，由IDT电极321的电极间距决定的弹性波的波长λ)来表示，例如，在该重复周期λ的0.50倍的情况下，可表示为0.50λ。
本实施例涉及的高频滤波器10B具备滤波器11D以及12D。滤波器11D具有：设置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的第1串联臂电路(串联臂谐振器s11或s12)；以及与设置在第1路径上的节点和接地连接的第1并联臂电路(并联臂谐振器p11)。滤波器12D具有：设置在连结移相器21和移相器22的第2路径上的第2串联臂电路(串联臂谐振器s21)；以及与设置在第2路径上的节点和接地连接的第2并联臂电路(并联臂谐振器p21或p22)。第1串联臂电路、第1并联臂电路、第2串联臂电路、以及第2并联臂电路中的至少一个具有弹性波谐振器，该弹性波谐振器中的至少一个具有形成在具有压电性的基板上的IDT电极和反射器。在此，在将由上述弹性波谐振器中的至少一个中的IDT电极的电极周期决定的弹性波的波长设为λ的情况下，IDT电极与反射器的间距最好为0.42λ以上且不足0.50λ。
像上述的那样，具有IDT电极321以及反射器322的弹性波谐振器由周期性地排列的电极指所构成的周期构造构成，具有以高的反射系数对特定的频率区域的声表面波进行反射的频带。该频带一般被称为阻带，由上述周期构造的重复周期等规定。此时，在阻带的高频端处，产生反射系数局部性地变大的纹波。进而，若使IDT电极321和反射器322的间距(I-R间距)为0.5λ以上，则阻带的高频端处的纹波变大，滤波器的通带内的纹波变大，插入损耗变大。另一方面，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够降低阻带的高频端处的纹波。根据上述观点，在构成高频滤波器10B的滤波器11D以及12D中，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够进一步减小高频滤波器10B的通带内的插入损耗。
以下，对实施例1a～1d涉及的高频滤波器10B和实施例1e涉及的高频滤波器进行比较。
另外，实施例1a～1d涉及的高频滤波器10B以及实施例1e涉及的高频滤波器10B全部具有图9所示的电路结构，但是I-R间距的结构变得如下。
(1)实施例1e：全部的弹性波谐振器(串联臂谐振器s11、s12、s21以及并联臂谐振器p11、p21、p22)的I-R间距为0.50λ。
(2)实施例1a：串联臂谐振器s11以及s12的I-R间距为0.44λ，除此以外的弹性波谐振器的I-R间距为0.50λ。
(3)实施例1b：并联臂谐振器p11的I-R间距为0.44λ，除此以外的弹性波谐振器的I-R间距为0.50λ。
(4)实施例1c：并联臂谐振器p21以及p22的I-R间距为0.44λ，除此以外的弹性波谐振器的I-R间距为0.50λ。
(5)实施例1d：全部的弹性波谐振器(串联臂谐振器s11、s12、s21以及并联臂谐振器p11、p21、p22)的I-R间距为0.44λ。
[1.6实施例1a-1e涉及的高频滤波器10B的滤波器特性]
图11A是比较了实施例1a以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性以及反射特性的曲线图。此外，图11B是比较了实施例1a以及实施例1e涉及的串联臂谐振器s11以及s12单体的阻抗特性以及反射特性的曲线图。另外，在图11A的左侧示出了实施例1a以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性。此外，在图11A的中央以及右侧示出了实施例1a以及实施例1e涉及的滤波器11D单体的通过特性以及反射特性。
首先，如图11B所示，在实施例1e涉及的高频滤波器的串联臂谐振器s11以及s12中，在阻带的高频端处，产生反射损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1a涉及的高频滤波器10B的串联臂谐振器s11以及s12中，在阻带的高频端处，反射损耗的上述纹波降低(图中的区域A4以及A5)。
与此相伴地，如图11A的右侧的放大曲线图所示，在实施例1e涉及的滤波器11D中，在阻带的高频端处，产生反射损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1a涉及的滤波器11D中，在阻带的高频端处，反射损耗的上述纹波降低(图中的区域A2以及A3)。
其结果是，如图11A的左侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的高频滤波器10B中，在通带高频端处产生插入损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1a涉及的高频滤波器10B中，在通带高频端处，插入损耗降低(图中的区域A1)。
即，实施例1a涉及的高频滤波器10B具备滤波器11D以及12D。滤波器11D具有：设置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的第1串联臂电路(串联臂谐振器s11或s12)；以及与设置在第1路径上的节点和接地连接的第1并联臂电路(并联臂谐振器p11)。滤波器12D具有：设置在移相器21以及22第2路径上的第2串联臂电路(串联臂谐振器s21)；以及与设置在第2路径上的节点和接地连接的第2并联臂电路(并联臂谐振器p21或p22)。第1串联臂电路具有弹性波谐振器，该弹性波谐振器具有形成在具有压电性的基板上的IDT电极和反射器。在此，上述弹性波谐振器的IDT电极与反射器的间距为0.42λ以上且不足0.50λ。
滤波器11D的串联臂电路中的串联臂谐振器s11以及s12在滤波器11D的通带内具有谐振频率，在滤波器11D的通带高频侧的滤波器12D的通带具有反谐振频率。而且，串联臂谐振器s11以及s12的阻带成为滤波器12D的通带。相对于此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够降低阻带的高频端处的纹波。因此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够进一步减小高频滤波器10B的通带内的插入损耗。
图12A是比较了实施例1b以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性的曲线图。此外，图12B是比较了实施例1b以及实施例1e涉及的并联臂谐振器p11以及单体的阻抗特性及反射特性的曲线图。另外，在图12A的左侧示出了实施例1b以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性。此外，在图12A的右侧示出了实施例1b以及实施例1e涉及的滤波器11D单体的通过特性。
首先，如图12B所示，在实施例1e涉及的高频滤波器10B的并联臂谐振器p11中，在阻带的高频端处产生反射损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1b涉及的高频滤波器10B的并联臂谐振器p11中，在阻带的高频端处，反射损耗的上述纹波降低(图中的区域B3)。
与此相伴地，如图12A的右侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的滤波器11D中，在相当于阻带的高频端的通带内，产生插入损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1b涉及的滤波器11D中，在相当于阻带的高频端的通带内，插入损耗的上述纹波降低(图中的区域B2)。
其结果是，如图12A的左侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的高频滤波器10B中，在通带内产生插入损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1b涉及的高频滤波器10B中，在通带内，插入损耗降低(图中的区域B1)。
即，实施例1b涉及的高频滤波器10B具备滤波器11D以及12D。滤波器11D具有：设置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的第1串联臂电路(串联臂谐振器s11或s12)；以及与设置在第1路径上的节点和接地连接的第1并联臂电路(并联臂谐振器p11)。滤波器12D具有：设置在移相器21以及22第2路径上的第2串联臂电路(串联臂谐振器s21)；以及与设置在第2路径上的节点和接地连接的第2并联臂电路(并联臂谐振器p21或p22)。第1并联臂电路具有弹性波谐振器，该弹性波谐振器具有形成在具有压电性的基板上的IDT电极和反射器。在此，上述弹性波谐振器的IDT电极与反射器的间距为0.42λ以上且不足0.50λ。
滤波器11D的并联臂电路中的并联臂谐振器p11在滤波器11D的通带低频侧具有谐振频率，在滤波器11D的通带内具有反谐振频率。而且，并联臂谐振器p11的阻带位于滤波器11D的通带内或滤波器11D的通带高频率侧。相对于此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够降低阻带的高频端处的纹波。因此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够进一步减小高频滤波器10B的通带内的插入损耗。
图13A是比较了实施例1c以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性以及反射特性的曲线图。此外，图13B是比较了实施例1c以及实施例1e涉及的并联臂谐振器p21以及p22单体的阻抗特性以及反射特性的曲线图。另外，在图13A的左侧示出了实施例1c以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性。此外，在图13A的右侧示出了实施例1c以及实施例1e涉及的滤波器12D单体的通过特性。
首先，如图13B所示，在实施例1e涉及的高频滤波器的并联臂谐振器p21以及p22中，在阻带的高频端处，产生反射损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1c涉及的高频滤波器10B的并联臂谐振器p21以及p22中，在阻带的高频端处，反射损耗的上述纹波降低(图中的区域C3以及C4)。
与此相伴地，如图13A的右侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的滤波器12D中，在相当于阻带的高频端的通带内，产生插入损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1c涉及的滤波器12D中，在相当于阻带的高频端的通带内，插入损耗的上述纹波降低(图中的区域C2)。
其结果是，如图13A的左侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的高频滤波器10B中，在通带内产生插入损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1c涉及的高频滤波器10B中，在通带内，插入损耗降低(图中的区域C1)。
即，实施例1c涉及的高频滤波器10B具备滤波器11D以及12D。滤波器11D具有：设置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的第1串联臂电路(串联臂谐振器s11或s12)；以及与设置在第1路径上的节点和接地连接的第1并联臂电路(并联臂谐振器p11)。滤波器12D具有：设置在移相器21以及22第2路径上的第2串联臂电路(串联臂谐振器s21)；以及与设置在第2路径上的节点和接地连接的第2并联臂电路(并联臂谐振器p21或p22)。第2并联臂电路具有弹性波谐振器，该弹性波谐振器具有形成在具有压电性的基板上的IDT电极和反射器。在此，上述弹性波谐振器的IDT电极与反射器的间距为0.42λ以上且不足0.50λ。
滤波器12D的并联臂电路中的并联臂谐振器p21以及p22在滤波器12D的通带低频侧具有谐振频率，在滤波器12D的通带内具有反谐振频率。而且，并联臂谐振器p21以及p22的阻带位于滤波器12D的通带内或滤波器12D的通带高频侧。相对于此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够降低阻带的高频端处的纹波。因此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够进一步减小高频滤波器10B的通带内的插入损耗。
图14是比较了实施例1d以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性以及反射特性的曲线图。另外，在图14的左侧示出了实施例1d以及实施例1e涉及的高频滤波器的通过特性。此外，在图14的中央示出了实施例1d以及实施例1e涉及的滤波器11D单体的通过特性以及反射特性。此外，在图14的右侧示出了实施例1d以及实施例1e涉及的滤波器12D单体的通过特性以及反射特性。
首先，如图14的中央的曲线图所示，在实施例1e涉及的滤波器11D的串联臂谐振器以及并联臂谐振器中，在阻带的高频端处，产生反射损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1d涉及的高频滤波器10B的串联臂谐振器以及并联臂谐振器中，在阻带的高频端处，反射损耗的上述纹波降低(图中的区域D5以及D6)。
此外，如图14的右侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的滤波器12D的串联臂谐振器以及并联臂谐振器中，在阻带的高频端处，产生反射损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1d涉及的高频滤波器10B的串联臂谐振器以及并联臂谐振器中，在阻带的高频端处，反射损耗的上述纹波降低(图中的区域D9以及D10)。
其结果是，如图14的左侧的曲线图所示，在实施例1e涉及的高频滤波器中，在通带内以及高频端处，产生插入损耗局部性地变大的纹波。相对于此，在实施例1d涉及的高频滤波器10B中，在通带内以及高频端处，插入损耗降低(图中的区域D1以及D2)。
即，实施例1d涉及的高频滤波器10B具备滤波器11D以及12D。滤波器11D具有：设置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的第1串联臂电路(串联臂谐振器s11或s12)；以及与设置在第1路径上的节点和接地连接的第1并联臂电路(并联臂谐振器p11)。滤波器12D具有：设置在移相器21以及22第2路径上的第2串联臂电路(串联臂谐振器s21)；以及与设置在第2路径上的节点和接地连接的第2并联臂电路(并联臂谐振器p21或p22)。第1串联臂电路、第2串联臂电路、第1并联臂电路、以及第2并联臂电路各自具有弹性波谐振器，该弹性波谐振器具有形成在具有压电性的基板上的IDT电极和反射器。在此，上述弹性波谐振器的IDT电极与反射器的间距为0.42λ以上且不足0.50λ。通过将构成高频滤波器10B的全部的弹性波谐振器的I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够降低阻带的高频端处的纹波。因此，通过将I-R间距设为0.42λ以上且不足0.50λ，从而能够进一步减小高频滤波器10B的通带内的插入损耗。
另外，关于滤波器12D的串联臂谐振器s21的I-R间距，虽然不会直接影响高频滤波器10B的插入损耗，但是在由高频滤波器10B和具有比该高频滤波器10B靠高频侧的通带的滤波器(高频滤波器10B的阻带纹波的产生频率和通带重复的滤波器)构成多工器的情况下，能够降低该滤波器的插入损耗。
在此，对I-R间距与弹性波谐振器特性的关系进行详细说明。
图15A是表示在典型例的谐振器中使I-R间距在0.40λ～0.50λ中变化的情况下的特性的变化的曲线图。此外，图15B是表示在典型例的谐振器中使I-R间距在0.50λ～0.60λ中变化的情况下的特性的变化的曲线图。
在图15A以及图15B的双方中，(a)为表示阻抗的绝对值的曲线图，(b)为表示相位特性的曲线图，(c-1)是对阻抗进行了史密斯圆图标记的曲线图，(c-2)是表示反射损耗(回波损耗)的曲线图。具体地，在图15A中，如图中的范例所示，示出了以0.02λ刻度使I-R间距从0.40λ变化至0.50λ的情况下的谐振器的特性。此外，在图15B中，如图中的范例所示，示出了以0.02λ刻度使I-R间距从0.50λ变化至0.60λ的情况下的谐振器的特性。
如图15B所示，可知I-R间距从0.5λ起变得越大，则阻带高频端(具体地，反谐振频率的高频侧)的纹波(该图的(b)、(c-1)以及(c-2)的虚线框内)变得越大。
相对于此，如图15A所示，可知I-R间距从0.5λ起变得越小，则越可抑制阻带高频端(具体地，反谐振频率的高频侧)的纹波(该图的(b)、(c-1)以及(c-2)的实线框内)。但是，另一方面，可知若I-R间距变小，则在谐振频率高频侧(具体地，谐振频率与反谐振频率之间)产生新的纹波(该图的(b)、(c-1)以及(c-2)的虚线框内)，I-R间距变得越窄则该纹波变得越大。
也就是说，通过将谐振器的I-R间距设为0.42λ以上且0.50λ以下，从而能够抑制在谐振器的谐振频率的高频侧可能产生的纹波，因此能够抑制由该纹波造成的通带的插入损耗的劣化。
此外，通过将谐振器的I-R间距设为0.44λ以上且0.46λ以下，从而能够抑制(i)阻带高频端的纹波、以及(ii)在谐振频率的高频侧有可能产生的纹波这两者，因此能够抑制由这两者的纹波造成的通带内的插入损耗。
(实施方式2)
在本实施方式中，说明对实施方式1涉及的高频滤波器10附加了如下的功能的高频滤波器，该功能是，通过开关元件的导通(接通)以及非导通(断开)的切换，使通带可变。
[2.1实施方式2涉及的高频滤波器20的基本结构]
图16是实施方式2涉及的高频滤波器20的电路框图。该图所示的高频滤波器20具备滤波器11以及12、移相器21以及22、开关SW1、SW2、SW5以及SW6、和输入输出端子110以及120。本实施方式涉及的高频滤波器20与实施方式1涉及的高频滤波器10相比较，作为结构，不同点在于，第1电路以及第2电路具有开关元件。以下，关于本实施方式涉及的高频滤波器20，对与实施方式1涉及的高频滤波器10相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
第1电路还具有开关SW1和开关SW2。
第2电路还具有开关SW5和开关SW6。
开关SW1是连接在节点X1与滤波器11之间的第1开关元件。开关SW2是连接在节点X2与滤波器11之间的第2开关元件。开关SW5是连接在节点X1与移相器21之间的第5开关元件。开关SW6是连接在节点X2与移相器22之间的第6开关元件。
[2.2实施例2涉及的高频滤波器20A的电路结构]
图17A是实施例2涉及的高频滤波器20A的电路结构图。该图所示的高频滤波器20A具备滤波器11A以及12A、移相器21以及22、开关SW1、SW2、SW5以及SW6、和输入输出端子110以及120。高频滤波器20A是实施方式2涉及的高频滤波器20的具体的电路结构例，滤波器11A是滤波器11的具体的电路结构例，滤波器12A是滤波器12的具体的电路结构例。本实施例涉及的高频滤波器20A与实施例1涉及的高频滤波器10A相比较，作为结构，不同点在于，在第1电路与节点X1以及X2之间、以及在第2电路与节点X1以及X2之间，配置有开关元件。以下，关于本实施例涉及的高频滤波器20A，对与实施例1涉及的高频滤波器10A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
第1电路还具有开关SW1和开关SW2。
第2电路还具有开关SW5和开关SW6。
开关SW1是连接在节点X1与滤波器11之间的第1开关元件。开关SW2是连接在节点X2与滤波器11之间的第2开关元件。开关SW5是连接在节点X1与移相器21之间的第5开关元件。开关SW6是连接在节点X2与移相器22之间的第6开关元件。
在表2示出实施例2涉及的高频滤波器20A的电路参数。
[表2]
Figure BDA0002378361100000311
以下，在实施例2以及后述的实施例3涉及的高频滤波器中，将第2频带设为LTE的Band3接收通带(1805-1880MHz)，将第3频带设为LTE的Band39通带(1880-1920MHz)，将第1频带设为(Band3接收通带+Band39通带)(1805-1920MHz)。
也就是说，高频滤波器20A具有将第2频带设为Band3接收通带的滤波器11A、以及将第3频带设为Band39通带的滤波器12A这两个滤波器，在滤波器12A与节点X1之间配置有移相器21，在滤波器12A与节点X2之间配置有移相器22。
[2.3实施例2涉及的高频滤波器20A的滤波器特性]
图17B是表示实施例2涉及的高频滤波器20A的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。如图17B的(a)所示，在将开关SW1、SW2、SW5以及SW6的全部设为导通的情况下，高频滤波器20A成为将第1频带(Band3接收通带+Band39通带)作为通带的滤波器。此外，如图17B的(b)所示，在将开关SW1以及SW2设为导通并将SW5以及SW6设为非导通的情况下，成为将第2频带(Band3接收通带)作为通带的滤波器。此外，如图17B的(c)所示，在将开关SW1以及SW2设为非导通并将SW5以及SW6设为导通的情况下，成为将第3频带(Band39通带)作为通带的滤波器。
另外，虽然在本实施例中，设为了在第1电路侧配置开关SW1以及SW2并在第2电路侧配置了开关SW5以及SW6的电路结构，但是也可以是仅在第1电路侧连接了开关的结构，还可以是仅在第2电路侧连接了开关的结构。在仅在第1电路侧连接了开关的结构的情况下，高频滤波器成为对第1频带和第3频带进行切换的滤波器。此外，在仅在第2电路侧连接了开关的结构的情况下，高频滤波器成为对第1频带和第2频带进行切换的滤波器。
在实施例2涉及的高频滤波器20A中，也与实施例1涉及的高频滤波器10A同样地，通过在滤波器12A的双方的输入输出端子连接移相器21以及22，从而在高频滤波器20A的第1频带中，纹波降低，由此插入损耗降低。
以下对实施例2涉及的高频滤波器20A降低通带内纹波以及通带内插入损耗的主要原因进行说明。
图18是说明实施例2涉及的高频滤波器20A的宽带化的主要原因的曲线图。在该图的(a)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在该图的(b)示出了开关SW1为导通状态的情况下的从节点X1观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW5为导通状态的情况下的从节点X1观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(c)示出了开关SW2为导通状态的情况下的从节点X2观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW6为导通状态的情况下的从节点X2观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(d)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。在该图的(e)示出了第1电路与第2电路的相位差。
在实施例2涉及的高频滤波器20A中，调整移相器21以及22的相位，使得从节点X1观察第2电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21以及22的相位，使得从节点X2观察第2电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。
在滤波器12A的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11A的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21以及22的相位调整，使第2电路的阻抗极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11以及f22与从频率fA到截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2电路的滤波器12A。也就是说，能够抑制在第2电路衰减的频带中信号向第2电路的绕入。由此，可抑制高频滤波器20A的第1频带内的纹波，能够降低插入损耗。
进而，通过移相器21以及22的相位调整，调整为在第1电路和第2电路的振幅差小的频带中成为相同相位，由此包含于第1频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后不会相互抵消。由此，能够降低第1频带内的纹波，能够降低插入损耗。
像以上那样，在高频滤波器20A通过开关SW1、SW2、SW5以及SW6的导通状态将第1频带设为通带的情况下，能够降低第1频带的插入损耗。
在本实施例中，也可以是，如图18的(e)所示，在开关SW5以及SW6为导通状态的情况下，在从节点X1以及X2以单体观察第2电路的情况下，在第2频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：三处)，在第3频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：一处)。
根据上述结构，在能够对第1频带、第2频带、以及第3频带进行切换的频率可变型的高频滤波器20A中，能够抑制第1频带内的纹波，降低插入损耗。
[2.4实施例3涉及的高频滤波器30的滤波器特性]
图19是表示使实施例2涉及的高频滤波器20A的开关的断开电容Coff变化了的情况下的通过特性的曲线图。在开关元件为非导通的情况下，该开关元件的阻抗理想地为无限大，但是，实际上由于构成开关元件的半导体元件(FET等)的寄生电容，非导通的开关元件具有电容分量。随着断开电容Coff变大，开关元件的阻抗变低。
因此，如图19的(a)所示，受到配置在成为断开状态的开关SW5以及SW6一侧的第2电路的影响，第1电路的通带(第2频带)以及通带高频侧附近的衰减带的特性劣化。更具体地，在将开关SW1以及SW2设为导通并将开关SW5以及SW6设为非导通而选择了将第2频带作为通带的滤波器11的情况下，断开电容Coff变得越大，则信号越绕入到第2电路。因此，第2频带高频侧的衰减特性劣化，并且在第2频带内产生纹波而使插入损耗劣化。
此外，如图19的(b)所示，受到配置在成为断开状态的开关SW1以及SW2一侧的第1电路的影响，第2电路的通带(第3频带)以及通带低频侧附近的衰减带的特性劣化。更具体地，在将开关SW1以及SW2设为非导通并将开关SW5以及SW6设为导通而选择了将第3频带作为通带的滤波器12的情况下，断开电容Coff变得越大，则信号越绕入到第1电路。因此，第3频带低频侧的衰减特性劣化，并且在第3频带内产生纹波而使插入损耗劣化。
另外，关于开关SW1、SW2、SW5以及SW6全部导通的情况，因为没有断开电容Coff的影响，所以未记载。
作为抑制由上述那样的开关元件的断开电容Coff造成的滤波器特性的劣化的结构，可列举图20所示的结构。
图20是实施例3涉及的高频滤波器30的电路框图。该图所示的高频滤波器30具备滤波器11以及12、移相器21以及22、开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6、SW7以及SW8、和输入输出端子110以及120。高频滤波器30与实施方式2涉及的高频滤波器20相比较，作为结构，不同点在于，配置有开关SW3、SW4、SW7以及SW8。以下，关于本实施例涉及的高频滤波器30，对与实施方式2涉及的高频滤波器20相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
第1电路还具有开关SW3和开关SW4。
第2电路还具有开关SW7和开关SW8。
开关SW3是与滤波器11和开关SW1的连接节点以及接地连接并与开关SW1排他性地切换导通以及非导通的第3开关元件。开关SW4是与滤波器11和开关SW2的连接节点以及接地连接并与开关SW2排他性地切换导通以及非导通的第4开关元件。开关SW7是与移相器21和开关SW5的连接节点以及接地连接并与开关SW5排他性地切换导通以及非导通的第7开关元件。开关SW8是与移相器22和开关SW6的连接节点以及接地连接并与开关SW6排他性地切换导通以及非导通的第8开关元件。
高频滤波器30具有将第2频带设为Band3接收通带的滤波器11、以及将第3频带设为Band39通带的滤波器12这两个滤波器，在滤波器12与节点X1之间配置有移相器21，在滤波器12与节点X2之间配置有移相器22。
图21是表示实施例3涉及的高频滤波器30的通过特性的曲线图。
如该图的(a)所示，即使开关SW5以及SW6成为断开状态，通过开关SW7以及SW8成为接通状态，从而也能够抑制信号绕入到第2电路。因此，配置有开关SW7以及SW8的高频滤波器30(有SW7和SW8)成为与理想SW(无Coff)相同的通过特性。也就是说，可降低开关SW5以及SW6为非导通的第2电路的影响，抑制第2频带内的纹波并降低插入损耗，并且能够提高第2频带附近的衰减特性。
此外，如该图的(b)所示，即使开关SW1以及SW2成为断开状态，通过开关SW3以及SW4成为接通状态，从而也能够抑制信号绕入到第1电路。因此，配置有开关SW3以及SW4的高频滤波器30(有SW3和SW4)成为与理想SW(无Coff)相同的通过特性。也就是说，可降低开关SW1以及SW2为非导通的第1电路的影响，抑制第3频带内的纹波并降低插入损耗，并且能够提高第3频带附近的衰减特性。
[2.5移相器21以及22的电路结构例]
在实施例1以及实施例2中，设移相器21以及22为理想元件，在此，对移相器21以及22的具体的结构进行例示。
图22A是实施方式2的变形例1涉及的高频滤波器20B的电路结构图。该图所示的高频滤波器20B具备滤波器11A以及12A、移相器21B以及22B、开关SW1、SW2、SW5以及SW6、和输入输出端子110以及120。本变形例涉及的高频滤波器20B与实施例2涉及的高频滤波器20A相比较，不同点在于，示出了移相器的具体的电路结构。以下，关于本变形例涉及的高频滤波器20B，对与实施例2涉及的高频滤波器20A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
移相器21B是由配置在连结节点X1和滤波器12A的一个端子的串联臂路径的两个电感器Ls21、以及与该串联臂路径上的节点以及接地连接的电容器Cp21构成的T型的第1移相器。移相器22B是由配置在连结节点X2和滤波器12A的另一个端子的串联臂路径的两个电感器Ls22、以及与该串联臂路径上的节点以及接地连接的电容器Cp22构成的T型的第2移相器。移相器21B以及移相器22B构成低通型滤波器电路(LPF型移相器)。另外，两个电感器Ls21的电感值也可以不同。此外，电感Ls21也可以不配置两个，也可以是一个。
图22B是实施方式2的变形例2涉及的高频滤波器20C的电路结构图。该图所示的高频滤波器20C具备滤波器11A以及12A、移相器21C以及22C、开关SW1、SW2、SW5以及SW6、和输入输出端子110以及120。本变形例涉及的高频滤波器20C与实施例2涉及的高频滤波器20A相比较，不同点在于，示出了移相器的具体的电路结构。以下，关于本变形例涉及的高频滤波器20C，对与实施例2涉及的高频滤波器20A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
移相器21C是由配置在连结节点X1和滤波器12A的一个端子的串联臂路径的两个电容器Cs21、以及与该串联臂路径上的节点以及接地连接的电感器Lp21构成的T型的第1移相器。移相器22C是由配置在连结节点X2和滤波器12A的另一个端子的串联臂路径的两个电容器Cs22、以及与该串联臂路径上的节点以及接地连接的电感器Lp22构成的T型的第2移相器。移相器21C以及移相器22C构成高通型滤波器电路(HPF型移相器)。另外，两个电容器Cs21的电容值也可以不同。此外，电容器Cs21也可以不配置两个，也可以是一个。
在变形例1涉及的高频滤波器20B以及变形例2涉及的高频滤波器20C中，也可得到与将移相器21以及22设为理想元件的实施例2涉及的高频滤波器20A同样的通带内特性。也就是说，第2电路的移相器21B以及22B和移相器21C以及22C对相位进行了调整，使得在第2频带中阻抗成为最大的频率位于作为第1频带的振幅差大的频带的第2电路的第3频带低频侧的衰减带，即，从第2电路中最低的衰减极的频率到第2频带低频侧的10dB截止频率的范围内。
图23是比较了实施方式2的变形例1以及2涉及的高频滤波器的通过特性的曲线图。
在作为移相器而应用了高通型滤波器电路的情况下，如图23的(a)以及(c)所示，在第1频带以及第3频带选择时，通带低频侧的衰减特性提高。
另一方面，在作为移相器而应用了低通型滤波器电路的情况下，如图23的(a)以及(c)所示，在第1频带以及第3频带选择时，通带高频侧(例如，中心频率的2倍以及3倍的频率)的衰减特性提高。
根据变形例1以及2涉及的高频滤波器，能够根据所要求的高频滤波器的特性适当地选择移相器的电路结构。
另外，也可以是，在变形例1涉及的高频滤波器20B以及变形例2涉及的高频滤波器20C中，第1移相器以及第2移相器中的一者为低通型滤波器电路，另一者为高通型滤波器电路。
此外，虽然在实施例1以及2中，设为了T型的移相器，但是也可以是在串联臂电路具有电容器或电感器的一者并在并联臂电路具有电容器或电感器的另一者的、π型的移相器。也就是说，第1移相器以及第2移相器只要由两个元件(二阶)以上的元件构成即可。此外，第1移相器以及第2移相器也可以是由带状线或微带线等构成的延迟线。
(实施方式3)
在本实施方式中，对除了第1电路以及第2电路以外还有由第3滤波器以及开关元件构成的电路与节点X1以及节点X2连接的高频滤波器进行说明。
[3.1实施例4涉及的高频滤波器40A的电路结构]
图24A是实施例4涉及的高频滤波器40A的电路结构图。该图所示的高频滤波器40A具备滤波器11A、12A以及12Aa、移相器21、22、21a以及22a、开关SW1、SW2、SW5、SW6、SW35以及SW36、和输入输出端子110以及120。本实施例涉及的高频滤波器40A与实施例2涉及的高频滤波器20A相比较，作为结构，不同点在于，具有滤波器12Aa、开关SW35以及SW36的第2a电路(第3电路)并联附加在节点X1与节点X2之间。以下，关于本实施例涉及的高频滤波器40A，对与实施例2涉及的高频滤波器20A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
滤波器12Aa是与移相器21a以及22a一同构成第2a电路的第3滤波器。
开关SW35是连接在节点X1与移相器21a之间的开关元件。开关SW36是连接在节点X2与移相器22a之间的开关元件。
由滤波器12Aa、移相器21a以及22a、和开关SW35以及SW36构成的第2a电路与节点X1以及X2连接。
移相器21a是与滤波器12Aa的一个端子连接的第3移相器。此外，移相器22a是与滤波器12Aa的另一个端子连接的第4移相器。也就是说，开关SW35、移相器21a、滤波器12Aa、移相器22a、以及开关SW36依次串联连接在节点X1与节点X2之间。
滤波器12Aa具备：配置在连结节点X1和节点X2的路径上的串联臂谐振器s31以及s32；以及配置在该路径上的各节点与接地之间的并联臂谐振器p31、p32以及p33。由此，滤波器12Aa构成梯型的带通型滤波器。滤波器12Aa将第3a频带(第5频带)作为通带，第3a频带(第5频带)是包含频率与第1频带不同的第1a频带(第4频带)的一部分的频率的频带，具有比第1a频带窄的带宽，且位于比第2频带的中心频率靠高频侧，且频率与第3频带不同。
在表3示出实施例4涉及的高频滤波器40A的电路参数。
[表3]
Figure BDA0002378361100000391
以下，在实施例4涉及的高频滤波器中，将第2频带设为LTE的Band3接收通带(1805-1880MHz)，将第3频带设为LTE的Band39通带(1880-1920MHz)，将第3a频带设为1880-1950MHz)，将第1频带设为(Band3接收通带+Band39通带)(1805-1920MHz)，将第1a频带设为1805-1950MHz)。
[3.2实施例4涉及的高频滤波器40A的滤波器特性]
图24B是表示实施例4涉及的高频滤波器40A的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。高频滤波器40A成为如下的频率可变型的高频滤波器，即，通过适当地切换开关SW1、SW2、SW5、SW6、SW35以及SW36的导通以及非导通，从而能够可变为多个带宽的滤波器。另外，在本实施例中，能够对五个带宽进行切换。
如图24B的(a)所示，在将开关SW1、SW2、SW5以及SW6设为导通并将开关SW35以及SW36设为非导通的情况下，高频滤波器40A成为将第1频带作为通带的滤波器。此外，如图24B的(b)所示，在将开关SW1、SW2、SW35以及SW36设为导通并将开关SW5以及SW6设为非导通的情况下，成为将第1a频带作为通带的滤波器。此外，如图24B的(c)所示，在将开关SW1以及SW2设为导通并将开关SW5、SW6、SW35以及SW36设为非导通的情况下，成为将第2频带作为通带的滤波器。此外，如图24B的(d)所示，在将开关SW5以及SW6设为导通并将开关SW1、SW2、SW35以及SW36设为非导通的情况下，成为将第3频带设为通带的滤波器。此外，如图24B的(e)所示，在将开关SW35以及SW36设为导通并将开关SW1、SW2、SW5以及SW6设为非导通的情况下，成为将第3a频带作为通带的滤波器。
在实施例4涉及的高频滤波器40A中，通过在滤波器12A的双方的输入输出端子连接移相器21以及22，并在滤波器12Aa的双方的输入输出端子连接移相器21a以及22a，从而在高频滤波器40A的第1频带以及第1a频带中，纹波降低，由此插入损耗降低。
以下对实施例4涉及的高频滤波器40A在第1频带以及第1a频带中降低纹波以及插入损耗的主要原因进行说明。
图25是说明实施例4涉及的高频滤波器40A的第1频带中的宽带化的主要原因的曲线图。另外，在作为高频滤波器40A的通带而选择了第1频带的情况下，开关SW1、SW2、SW5以及SW6为导通状态，且开关SW35以及SW36为非导通状态。在该图的(a)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在该图的(b)示出了开关SW1为导通状态的情况下的从节点X1观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW5为导通状态的情况下的从节点X1观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(c)示出了开关SW5为导通状态的情况下的从节点X2观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW6为导通状态的情况下的从节点X2观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(d)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。在该图的(e)示出了第1电路与第2电路的相位差。
在实施例4涉及的高频滤波器40A中，调整移相器21以及22的相位，使得在选择了第1频带的情况下，从节点X1观察第2电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21以及22的相位，使得从节点X2观察第2电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。
在滤波器12A的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11A的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21以及22的相位调整，使第2电路的阻抗极大的奇点与从滤波器12A的通带低频侧的衰减极的频率fA到低频率侧10dB截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2电路的滤波器12A。也就是说，能够在第2电路衰减的频带中抑制信号向第2电路的绕入。由此，能够抑制高频滤波器40A的第1频带内的纹波并降低插入损耗。
进而，通过移相器21以及22的相位调整，调整为在第1电路与第2电路的振幅差小的频带中成为相同相位，由此，包含于第1频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后不会相互抵消。由此，在包含于高频滤波器40A的第1频带的频率处，能够抑制第1频带内的纹波并降低插入损耗。
在本实施例中，也可以是，如图25的(e)所示，在开关SW5以及SW6为导通状态的情况下，在从节点X1以及X2以单体观察第2电路的情况下，在第2频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：三处)，在第3频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：一处)。
根据上述结构，在能够对第1频带、第2频带、以及第3频带进行切换的频率可变型的高频滤波器40A中，能够抑制第1频带内的纹波。
图26是说明实施例4涉及的高频滤波器40A的第1a频带中的宽带化的主要原因的曲线图。另外，在作为高频滤波器40A的通带而选择了第1a频带的情况下，开关SW1、SW2、SW35以及SW36为导通状态，且开关SW5以及SW6为非导通状态。在该图的(a)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2a电路单体的通过特性。在该图的(b)示出了从节点X1观察开关SW1为导通状态的情况下的第1电路单体以及开关SW35为导通状态的情况下的第2a电路单体的阻抗特性。在该图的(c)示出了从节点X2观察开关SW2为导通状态的情况下的第1电路单体以及开关SW36为导通状态的情况下的第2a电路单体的阻抗特性。在该图的(d)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2a电路单体的相位特性。在该图的(e)示出了第1电路与第2a电路的相位差。
在实施例4涉及的高频滤波器40A中，调整移相器21a以及22a的相位，使得在选择了第1a频带的情况下，从节点X1观察第2a电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21a以及22a的相位，使得从节点X2观察第2a电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。
在滤波器12Aa的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11A的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21a以及22a的相位调整，使第2a电路的阻抗极大的奇点与从滤波器12Aa的通带低频侧的衰减极的频率fA到低频率侧10dB截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2a电路的滤波器12Aa。也就是说，能够抑制在第2a电路衰减的频带中信号向第2a电路的绕入。由此，能够抑制高频滤波器40A的第1a频带内的纹波并降低插入损耗。
进而，通过移相器21a以及22a的相位调整，调整为在第1电路与第2a电路的振幅差小的频带中成为相同相位，由此，包含于第1a频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2a电路之后不会相互抵消。由此，在包含于高频滤波器40A的第1a频带的频率处，能够抑制第1a频带内的纹波并降低插入损耗。
在本实施例中，也可以是，如图26的(e)所示，在开关SW35以及SW36为导通状态的情况下，在从节点X1以及X2以单体观察第2a电路的情况下，在第2频带中，第1电路和第2a电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：三处)，在第3频带中，第1电路和第2a电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：一处)。
根据上述结构，在能够对第1a频带、第2频带以及第3频带进行切换的频率可变型的高频滤波器40A中，能够抑制第1a频带内的纹波。
根据本实施例涉及的高频滤波器40A，能够在使通带的切换的变化形式(variation)增加的同时，使第1频带内以及第1a频带内的纹波降低并使插入损耗降低。
(实施方式4)
在本实施方式中，对由具有纵向耦合型谐振器的滤波器构成的高频滤波器进行说明。
[4.1实施例5涉及的高频滤波器50A的电路结构]
图27A是实施例5涉及的高频滤波器50A的电路结构图。该图所示的高频滤波器50A具备滤波器11B以及12A、移相器21D以及22D、开关SW1、SW2、SW5以及SW6、和输入输出端子110以及120。本实施例涉及的高频滤波器50A与实施例2涉及的高频滤波器20A相比较，第1电路以及移相器的电路结构不同。以下，关于本实施例涉及的高频滤波器50A，对与实施例2涉及的高频滤波器20A相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
滤波器11B具备：配置在连结节点X1和节点X2的第1路径上的串联臂谐振器s11、s12以及s13；配置在该第1路径上的各节点与接地之间的并联臂谐振器p11以及p12；以及与串联臂谐振器s12以及s13连接的纵向耦合型谐振器15A。由此，滤波器11B构成带通型滤波器。纵向耦合型谐振器15A由五个IDT电极和配置在该五个IDT电极的排列方向的两端的反射器构成。另外，纵向耦合型谐振器的IDT电极的数目只要为两个以上即可。
移相器21D是与滤波器12A的一个端子连接的第1移相器。此外，移相器22D是与滤波器12A的另一个端子连接的第2移相器。也就是说，移相器21D、滤波器12A、以及移相器22D依次串联连接在节点X1与节点X2之间。
移相器21D由配置在连结节点X1和滤波器12A的一个端子的串联臂路径的一个电容器Cs21、以及与该串联臂路径上的节点以及接地连接的一个电感器Lp21构成。移相器22D由配置在连结节点X2和滤波器12A的另一个端子的串联臂路径的一个电容器Cs22、以及与该串联臂路径上的节点以及接地连接的一个电感器Lp22构成。
在表4示出实施例5涉及的高频滤波器50A的电路参数。
[表4]
Figure BDA0002378361100000441
在本实施例中，滤波器11B具有纵向耦合型谐振器15A，因此滤波器11B成为对衰减特性有利的滤波器特性。因此，对移相器21D以及22D并不要求高的衰减特性。根据该观点，移相器21D以及22D分别能够由一个电容器以及一个电感器构成。
另外，移相器21D以及22D的电路结构并不限定于上述结构。电容器以及电感器也可以分别配置有多个，T型以及π型等连接结构也是任意的。
[4.2实施例5涉及的高频滤波器50A的滤波器特性]
图27B是表示实施例5涉及的高频滤波器50A的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。如图27B的(a)所示，在将开关SW1、SW2、SW5以及SW6全部设为导通的情况下，高频滤波器50A成为将第1频带(Band3接收通带+Band39通带)作为通带的滤波器。此外，如图27B的(b)所示，在将开关SW1以及SW2设为导通并将SW5以及SW6设为非导通的情况下，成为将第2频带(Band3接收通带)作为通带的滤波器。此外，如图27B的(c)所示，在将开关SW1以及SW2设为非导通并将SW5以及SW6设为导通的情况下，成为将第3频带(Band39通带)作为通带的滤波器。
另外，虽然在本实施例中，设为了在第1电路侧配置开关SW1以及SW2并在第2电路侧配置了开关SW5以及SW6的电路结构，但是也可以是仅在第1电路侧连接了开关的结构，还可以是仅在第2电路侧连接了开关的结构。在仅在第1电路侧连接了开关的结构的情况下，高频滤波器成为对第1频带和第3频带进行切换的滤波器。此外，在仅在第2电路侧连接了开关的结构的情况下，高频滤波器成为对第1频带和第2频带进行切换的滤波器。
在实施例5涉及的高频滤波器50A中，也与实施例2涉及的高频滤波器20A同样地，通过在滤波器12A的双方的输入输出端子连接移相器21D以及22D，从而在高频滤波器50A的第1频带中，纹波降低，由此插入损耗降低。
以下对降低实施例5涉及的高频滤波器50A的第1频带中的纹波以及插入损耗的主要原因进行说明。
图28是说明实施例5涉及的高频滤波器50A的宽带化的主要原因的曲线图。在该图的(a)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在该图的(b)示出了开关SW1为导通状态的情况下的从节点X1观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW5为导通状态的情况下的从节点X1观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(c)示出了开关SW2为导通状态的情况下的从节点X2观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW6为导通状态的情况下的从节点X2观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(d)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。在该图的(e)示出了第1电路与第2电路的相位差。
在实施例5涉及的高频滤波器50A中，调整移相器21D以及22D的相位，使得从节点X1观察第2电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21D以及22D的相位，使得从节点X2观察第2电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12A的通带低频侧的截止频率fC的频带。
在滤波器12A的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11B的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21D以及22D的相位调整，使第2电路的阻抗极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11以及f22与从滤波器12A的通带低频侧的衰减极的频率fA到低频率侧10dB截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2电路的滤波器12A。也就是说，能够在第2电路衰减的频带中抑制信号向第2电路的绕入。由此，能够抑制高频滤波器50A的第1频带内的纹波并降低插入损耗。
进而，通过移相器21D以及22D的相位调整，调整为在第1电路与第2电路的振幅差小的频带中成为相同相位，由此包含于第1频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后不会相互抵消。由此，在包含于高频滤波器50A的第1频带的频率处，能够抑制第1频带内的纹波并降低插入损耗。
像以上那样，在高频滤波器50A通过开关SW1、SW2、SW5以及SW6的导通状态而将第1频带作为通带的情况下，能够降低第1频带的插入损耗。
在本实施例中，也可以是，如图28的(e)所示，在开关SW5以及SW6为导通状态的情况下，在从节点X1以及X2以单体观察第2电路的情况下，在第2频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：两处)，在第3频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：一处)。
根据上述结构，在能够对第1频带、第2频带、以及第3频带进行切换的频率可变型的高频滤波器50A中，能够抑制第1频带内的纹波。此外，因为滤波器11B由纵向耦合型谐振器15A构成，所以在高频滤波器50A的通带低频侧，陡峭性提高，并且能够提高衰减量。
(实施方式5)
在本实施方式中，对由具有并联臂电路的第1滤波器以及第2滤波器构成的高频滤波器进行说明，该并联臂电路附加了具有开关元件的阻抗电路。
[5.1实施例6涉及的高频滤波器60A的电路结构]
图29A是实施例6涉及的高频滤波器60A的电路结构图。该图所示的高频滤波器60A具备滤波器11C以及12B、移相器21C以及22C、开关SW1、SW2、SW5以及SW6、和输入输出端子110以及120。本实施例涉及的高频滤波器60A与实施方式2的变形例2涉及的高频滤波器20C相比较，第1滤波器以及第2滤波器的电路结构不同。以下，关于本实施例涉及的高频滤波器60A，对与实施方式2的变形例2涉及的高频滤波器20C相同的点省略说明，以不同点为中心进行说明。
滤波器11C具备三个串联臂电路(串联臂谐振器s11、s12以及s13)和并联臂电路101、102、103以及104。
串联臂谐振器s11～s13设置在连结节点X1以及X2的第1路径上。
并联臂电路101～104各自为与连结节点X1以及X2的第1路径上的各节点以及接地连接的并联臂电路。
并联臂电路101具有并联臂谐振器p11和与并联臂谐振器p11串联连接的阻抗电路111。阻抗电路111具有电容器Cp11和开关SW11。开关SW11是与电容器Cp11并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路111由电容器Cp11与开关SW11的并联电路构成，所以通过开关SW11从导通切换为非导通，从而并联臂电路101的谐振频率向高频侧被切换。
并联臂电路102具有并联臂谐振器p12和与并联臂谐振器p12串联连接的阻抗电路112。阻抗电路112具有电容器Cp12和开关SW12。开关SW12是与电容器Cp12并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路112由电容器Cp12与开关SW12的并联电路构成，所以通过开关SW12从导通切换为非导通，从而并联臂电路102的谐振频率向高频侧被切换。
并联臂电路104具有并联臂谐振器p14和与并联臂谐振器p14串联连接的阻抗电路114。阻抗电路114具有电容器Cp14和开关SW14。开关SW14是与电容器Cp14并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路114由电容器Cp14与开关SW14的并联电路构成，所以通过开关SW14从导通切换为非导通，从而并联臂电路104的谐振频率向高频侧被切换。
并联臂电路103具有并联臂谐振器p13和与并联臂谐振器p13串联连接的阻抗电路113。阻抗电路113具有电感器Lp13和开关SW13。开关SW13是与电感器Lp13并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路113由电感器Lp13与开关SW13的并联电路构成，所以通过开关SW13从导通切换为非导通，从而并联臂电路103的谐振频率向低频侧被切换。
并联臂电路的谐振频率规定梯型滤波器中的通带低频侧的衰减极，因此滤波器11C通过开关SW11、SW12、SW13、SW14的导通以及非导通的切换，使通带低频侧的陡峭度以及通带低频端的频率可变。
滤波器12B具备两个串联臂电路(串联臂谐振器s21以及s22)和并联臂电路201、202以及203。
串联臂谐振器s21以及s22设置在连结节点X1以及X2的第2路径上。
并联臂电路201～203各自为与连结节点X1以及X2的第2路径上的各节点以及接地连接的并联臂电路。
并联臂电路201具有并联臂谐振器p21和与并联臂谐振器p21串联连接的阻抗电路211。阻抗电路211具有电容器Cp21和开关SW21。开关SW21是与电容器Cp21并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路211由电容器Cp21与开关SW21的并联电路构成，所以通过开关SW21从导通切换为非导通，从而并联臂电路201的谐振频率向高频侧被切换。
并联臂电路202具有并联臂谐振器p22和与并联臂谐振器p22串联连接的阻抗电路212。阻抗电路212具有电容器Cp22和开关SW22。开关SW22是与电容器Cp22并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路212由电容器Cp22与开关SW22的并联电路构成，所以通过开关SW22从导通切换为非导通，从而并联臂电路202的谐振频率向高频侧被切换。
并联臂电路203具有并联臂谐振器p23和与并联臂谐振器p23串联连接的阻抗电路213。阻抗电路213具有电容器Cp23和开关SW23。开关SW23是与电容器Cp23并联连接的第9开关元件。因为阻抗电路213由电容器Cp23与开关SW23的并联电路构成，所以通过开关SW23从导通切换为非导通，从而并联臂电路203的谐振频率向高频侧被切换。
滤波器12B通过开关SW21、SW22、SW23的导通以及非导通的切换，从而使通带低频侧的陡峭度以及通带低频端的频率可变。
在表5示出实施例6涉及的高频滤波器60A的电路参数。
[表5]
Figure BDA0002378361100000491
[5.2实施例6涉及的高频滤波器60A的滤波器特性]
图29B是表示实施例6涉及的高频滤波器60A的由开关的切换造成的通过特性的变化的曲线图。高频滤波器60A成为如下的频率可变型的高频滤波器，即，通过适当地切换开关SW1、SW2、SW5、SW6、SW11～SW14、以及SW21～SW23的导通以及非导通，从而能够可变为多个带宽的滤波器。另外，在本实施例中，能够对六个通带进行切换。
如图29B的(a)所示，在将开关SW1、SW2、SW11、SW12、SW14、SW21～SW23设为导通并将开关SW13设为非导通的情况下，高频滤波器60A成为将第1频带(Band3接收通带以及Band39通带)作为通带的滤波器。此外，如图29B的(b)所示，在将开关SW1、SW2、SW11、SW12、SW14、以及SW21～SW23设为导通并将开关SW5、SW6以及SW13设为非导通的情况下，成为将第2频带(Band3接收通带)作为通带的滤波器。此外，如图29B的(c)所示，在将开关SW5、SW6、SW11、SW12、SW14、以及SW21～SW23设为导通并将开关SW1、SW2以及SW13设为非导通的情况下，成为将第3频带(Band39通带)作为通带的滤波器。此外，如图29B的(d)所示，在将开关SW1、SW2、SW5、SW6、SW13、SW21～SW23设为导通并将开关SW11、SW12、SW14设为非导通的情况下，成为将通带低频侧的衰减极以及通带低频端相对于第1频带向高频侧移动的第1b频带作为通带的滤波器。另外，在该情况下，第2电路未被选择，因此无论SW21-SW23是导通还是非导通，对滤波器特性都没有影响。此外，如图29B的(e)所示，在将开关SW1、SW2、SW13设为导通并将开关SW5、SW6、SW11、SW12、SW14设为非导通的情况下，成为将通带低频侧的衰减极以及通带低频端相对于第2频带向高频侧移动的第2b频带作为通带的滤波器。另外，在该情况下，第1电路为被选择，因此无论SW11-SW14是导通还是非导通，对滤波器特性都没有影响。此外，如图29B的(f)所示，在将开关SW5、SW6设为导通并将开关SW1、SW2、SW21～SW23设为非导通的情况下，成为将通带低频侧的衰减极以及通带低频端相对于第3频带向高频侧移动的第3b频带作为通带的滤波器。
在实施例6涉及的高频滤波器60A中，通过在滤波器12B的双方的输入输出端子连接移相器21C以及22C，从而在高频滤波器60A的第1频带以及第1b频带中，纹波降低，由此插入损耗降低。
以下对实施例6涉及的高频滤波器60A在第1频带以及第1b频带中降低纹波以及插入损耗的主要原因进行说明。
图30是说明实施例6涉及的高频滤波器60A的第1频带中的宽带化的主要原因的曲线图。在该图的(a)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在该图的(b)示出了开关SW1为导通状态的情况下的从节点X1观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW5为导通状态的情况下的从节点X1观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(c)示出了开关SW2为导通状态的情况下的从节点X2观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW6为导通状态的情况下的从节点X2观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(d)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。在该图的(e)示出了第1电路与第2电路的相位差。
在实施例6涉及的高频滤波器60A中，调整移相器21C以及22C的相位，使得在选择了第1频带的情况下，从节点X1观察第2电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12B的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21C以及22C的相位，使得从节点X2观察第2电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12B的通带低频侧的截止频率fC的频带。
在滤波器12B的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11C的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21C以及22C的相位调整，使第2电路的阻抗极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11以及f22与从频率fA到截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2电路的滤波器12B。也就是说，能够抑制在第2电路衰减的频带中信号向第2电路的绕入。由此，能够抑制高频滤波器60A的第1频带内的纹波并降低插入损耗。
像以上那样，在高频滤波器60A通过开关SW1、SW2、SW5以及SW6的导通状态而将第1频带作为通带的情况下，能够降低第1频带的插入损耗。
进而，通过移相器21C以及22C的相位调整，调整为在第1电路与第2电路的振幅差小的频带中成为相同相位，由此，包含于第1频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后不会相互抵消。由此，能够抑制第1频带内的纹波并降低插入损耗。
在本实施例中，也可以是，如图30的(e)所示，在从第2电路的节点X1以及X2以单体观察第2电路的情况下，在第2频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：两处)，在第3频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：一处)。
根据上述结构，在能够对第1频带、第2频带、以及第3频带进行切换的频率可变型的高频滤波器60A中，能够抑制第1频带内的纹波。
图31是说明实施例6涉及的高频滤波器60A的第1b频带中的宽带化的主要原因的曲线图。在该图的(a)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的通过特性。在该图的(b)示出了开关SW1为导通状态的情况下的从节点X1观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW5为导通状态的情况下的从节点X1观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(c)示出了开关SW2为导通状态的情况下的从节点X2观察第1电路单体的阻抗特性以及开关SW6为导通状态的情况下的从节点X2观察第2电路单体的阻抗特性。在该图的(d)示出了节点X1-X2间的第1电路单体以及第2电路单体的相位特性。在该图的(e)示出了第1电路与第2电路的相位差。
在实施例6涉及的高频滤波器60A中，调整移相器21C以及22C的相位，使得在选择了第1b频带的情况下，从节点X1观察第2电路单体的阻抗|Z11|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12B的通带低频侧的截止频率fC的频带。此外，调整移相器21C以及22C的相位，使得从节点X2观察第2电路单体的阻抗|Z22|成为极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f22包含于从第2频带的低频端的频率fA到滤波器12B的通带低频侧的截止频率fC的频带。
在滤波器12B的衰减极的频率fA处，相位变化大，与滤波器11C的相位差变大，并且振幅差也变大。因此，通过移相器21C以及22C的相位调整，使第2电路的阻抗极大的奇点中的成为最大的阻抗的频率f11以及f22与从频率fA到截止频率fC的频率范围匹配，由此能够抑制上述频率范围的高频信号流入到第2电路的滤波器12B。也就是说，能够在第2电路衰减的频带中抑制信号向第2电路的绕入。由此，能够抑制高频滤波器60A的第1b频带内的纹波并降低插入损耗。
像以上那样，在高频滤波器60A通过开关SW1、SW2、SW5以及SW6的导通状态而将第1b频带作为通带的情况下，能够降低第1b频带的插入损耗。
进而，通过移相器21C以及22C的相位调整，调整为在第1电路与第2电路的振幅差小的频带中成为相同相位，由此，包含于第1b频带的频率的高频信号在经由了第1电路以及第2电路之后不会相互抵消。由此，能够抑制第1b频带内的纹波并降低插入损耗。
在本实施例中，也可以是，如图31的(e)所示，在从第2电路的节点X1以及X2以单体观察第2电路的情况下，在第2b频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：两处)，在第3b频带中，第1电路和第2电路成为相同相位(0°或-360°)的频率有至少一处(该图的虚线圆标记：一处)。
根据上述结构，在能够对第1b频带、第2b频带以及第3b频带进行切换的频率可变型的高频滤波器60A中，能够抑制第1b频带内的纹波。
根据本实施例涉及的高频滤波器60A，能够在使通带的切换的变化形式增加的同时，使第1频带内以及第1b频带内的纹波降低并使插入损耗降低。
另外，串联臂谐振器的数目以及并联臂电路的数目可根据滤波器特性的要求规格而适当地决定。此外，也可以代替串联臂谐振器而配置有电感器、电容器等电路元件。
此外，在本实施例涉及的高频滤波器60A中，作为构成滤波器11C以及12B各自的、由一个串联臂谐振器以及与该串联臂连接的一个并联臂电路构成的单位电路，可列举像图32A～图32D、以及图33A～图33G那样的变形例。
图32A是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例1的电路结构图。该图所示的滤波器13A由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有相互串联连接的并联臂谐振器p1以及阻抗电路。阻抗电路具有相互并联连接的开关(第9开关元件)以及电容器。通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率进行切换。
图32B是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例2的电路结构图。该图所示的滤波器13B由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有相互串联连接的并联臂谐振器p1以及阻抗电路。阻抗电路具有相互并联连接的开关(第9开关元件)以及电感器。通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率进行切换。
图32C是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例3的电路结构图。该图所示的滤波器13C由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有相互串联连接的并联臂谐振器p1以及阻抗电路。阻抗电路具有相互并联连接的开关(第9开关元件)与电感器的串联电路以及电容器。通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率进行切换。
图32D是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例4的电路结构图。该图所示的滤波器13D由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有相互串联连接的并联臂谐振器p1以及阻抗电路。阻抗电路具有相互并联连接的开关(第9开关元件)与电容器的串联电路以及电感器。通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率进行切换。
图33A是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例5的电路结构图。该图所示的滤波器14A由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有并联臂谐振器p1和相互串联连接的并联臂谐振器p2以及开关(第9开关元件)。并联臂谐振器p1的谐振频率设定得比并联臂谐振器p2的谐振频率低，并联臂谐振器p1的反谐振频率设定得比并联臂谐振器p2的反谐振频率低。通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者进行切换。
图33B是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例6的电路结构图。该图所示的滤波器14B由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有并联臂谐振器p1和相互串联连接的并联臂谐振器p2以及阻抗电路。并联臂谐振器p1的谐振频率与并联臂谐振器p2的谐振频率不同，并联臂谐振器p1的反谐振频率与并联臂谐振器p2的反谐振频率不同。阻抗电路具有相互并联连接的开关(第9开关元件)以及电容器。并联臂电路具有两个谐振频率和两个反谐振频率，通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率中的至少一个和反谐振频率中的至少一个一起进行切换。
图33C是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例7的电路结构图。该图所示的滤波器14C由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有相互串联连接的并联臂谐振器p1以及第1阻抗电路和相互串联连接的并联臂谐振器p2以及第2阻抗电路。并联臂谐振器p1的谐振频率与并联臂谐振器p2的谐振频率不同，并联臂谐振器p1的反谐振频率与并联臂谐振器p2的反谐振频率不同。第1阻抗电路具有相互并联连接的开关SW1(第9开关元件)以及电容器。第2阻抗电路具有相互并联连接的开关SW2(第9开关元件)以及电容器。并联臂电路具有两个谐振频率和两个反谐振频率，通过各个开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率中的至少一个和反谐振频率中的至少一个一起进行切换。
图33D是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例8的电路结构图。该图所示的滤波器14D由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有相互串联连接的并联臂谐振器p1以及阻抗电路。阻抗电路具有相互并联连接的开关SW1(第9开关元件)以及并联臂谐振器p2。并联臂谐振器p1的谐振频率与并联臂谐振器p2的谐振频率不同，并联臂谐振器p1的反谐振频率与并联臂谐振器p2的反谐振频率不同。通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率的频率和个数进行切换。
图33E是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例9的电路结构图。该图所示的滤波器14E由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有将并联连接了并联臂谐振器p1以及p2的电路和阻抗电路进行了串联连接的结构。并联臂谐振器p1的谐振频率设定得比并联臂谐振器p2的谐振频率低，并联臂谐振器p1的反谐振频率设定得比并联臂谐振器p2的反谐振频率低。阻抗电路具有相互并联连接的开关SW1(第9开关元件)以及电容器。并联臂电路具有两个谐振频率和两个反谐振频率，通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的两个谐振频率进行切换。
图33F是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例10的电路结构图。该图所示的滤波器14F由串联臂电路151和并联臂电路构成。并联臂电路具有将并联连接了并联臂谐振器p1以及p2的电路和阻抗电路进行了串联连接的结构。并联臂谐振器p1的谐振频率设定得比并联臂谐振器p2的谐振频率低，并联臂谐振器p1的反谐振频率设定得比并联臂谐振器p2的反谐振频率低。阻抗电路具有相互并联连接的开关SW1(第9开关元件)以及电感器。并联臂电路具有两个谐振频率和两个反谐振频率，通过开关的导通以及非导通的切换，对并联臂电路的两个谐振频率进行切换。
图33G是构成实施例6涉及的高频滤波器60A的各滤波器的变形例11的电路结构图。该图所示的滤波器14G由串联臂电路和并联臂电路161构成。串联臂电路具有并联连接了串联臂谐振器s1和电容器以及开关(第9开关元件)的串联电路的结构。通过开关的导通以及非导通的切换，对串联臂电路的反谐振频率进行切换。
(实施方式6)
在以上的实施方式1～6中说明的高频滤波器还能够应用于应对使用频段数多的系统的多工器以及高频前端电路。因此，在本实施方式中，对这样的多工器以及高频前端电路以及通信装置进行说明。
图34是实施方式6涉及的通信装置9及其周边电路的结构图。
如该图所示，通信装置9具备：由多个开关构成的开关组210；由多个滤波器构成的滤波器组220；发送侧开关231；接收侧开关251、252以及253；开关271以及272；发送放大电路241、242以及243；接收放大电路261、262、263以及264；RF信号处理电路(RFIC)7；基带信号处理电路(BBIC)8；以及天线元件5。
开关组210按照来自控制部(未图示)的控制信号将天线元件5和对应于给定的频段的信号路径连接，例如由多个SPST型的开关构成。另外，与天线元件5连接的信号路径并不限于一个，也可以是多个。也就是说，通信装置9也可以应对载波聚合。
滤波器组220例如由在通带具有以下的频带的多个滤波器(包含双工器)构成。具体地，该频带为(i-Tx)Band3、4以及66的发送频带、(i-Rx)Band3或Band3、39的接收频带、(ii-Tx)Band25的发送频带、(ii-Rx)Band25的接收频带、(iii-Tx)Band1或65的发送频带、(iii-Rx)Band1、4、65、66的接收频带、(iv-Tx)Band30的发送频带、(iv-Rx)Band30的接收频带、(v)Band7的发送频带、(vi)Band7或Band7、38的接收频带、(vii)Band39的收发频带、(viii)Band34的收发频带、(ix)Band40的收发频带、(x)Band41或38的收发频带。
发送侧开关231是具有与滤波器组220的中心频率低的低频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子和与发送放大电路241连接的公共端子的开关电路。
接收侧开关251是具有与多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路261连接的公共端子的开关电路。接收侧开关252是具有与多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路262连接的公共端子的开关电路。接收侧开关253是具有与接收侧信号路径以及开关271的选择端子连接的多个选择端子和与接收放大电路263连接的公共端子的开关电路。
开关271是具有与给定的频段(在此为Band39)的收发路径连接的公共端子和与接收侧开关253的选择端子以及发送放大电路242连接的两个选择端子的开关电路。开关272是具有与多个收发路径连接的多个选择端子和与发送放大电路243、接收放大电路264连接的两个选择端子的开关电路。
这些开关设置在滤波器组220的后级(在此为接收侧信号路径中的后级)，按照来自控制部(未图示)的控制信号对连接状态进行切换。
发送放大电路241、242以及243分别是对给定的频带的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。
接收放大电路261、262、263以及264分别是对给定的频带的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
RF信号处理电路(RFIC)7是对由天线元件5收发的高频信号进行处理的电路。具体地，RF信号处理电路(RFIC)7通过下变频等对从天线元件5经由接收侧信号路径输入的高频信号(在此，为高频接收信号)进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路(BBIC)8输出。此外，RF信号处理电路(RFIC)7通过上变频等对从基带信号处理电路(BBIC)8输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频信号(在此，为高频发送信号)输出到发送侧信号路径。
像这样构成的通信装置9具备实施方式1～5中的任一个涉及的滤波器来作为在通带具有上述(i-Tx)～(x)中的任一个的滤波器中的至少一个。
另外，在通信装置9之中，开关组210、滤波器组220、发送侧开关231、接收侧开关251、252以及253、开关271以及272、发送放大电路241、242以及243、接收放大电路261、262、263以及264、和上述控制部构成高频前端电路6。此外，开关组210和滤波器组220构成多工器。另外，关于本发明涉及的多工器，可以像本实施方式那样，滤波器组220经由开关组210与公共端子连接，也可以是实施方式1～5中的任一个涉及的多个滤波器与公共端子直接连接的结构。
在此，虽然在图34未图示，但是上述控制部也可以由RF信号处理电路(RFIC)具有，也可以与由控制部进行控制的各开关一同构成开关IC。
根据像以上那样构成的高频前端电路6以及通信装置9，通过具备上述实施方式1～5中的任一个涉及的滤波器，从而能够实现降低了通带内的纹波(插入损耗偏差)的低损耗且宽带的高频前端电路以及通信装置。
此外，根据本实施方式涉及的高频前端电路6，具备设置在滤波器组220(多个高频滤波器)的前级或后级的发送侧开关231、接收侧开关251、252以及253、和开关271以及272(开关电路)。由此，能够将传递高频信号的信号路径的一部分公共化。因而，例如，能够将对应于多个高频滤波器的发送放大电路241、242以及243、和接收放大电路261、262、263以及264(放大电路)公共化。因此，能够实现高频前端电路的小型化以及低成本化。
另外，发送侧开关231、接收侧开关251、252以及253、和开关271以及272只要设置有至少一个即可。此外，发送侧开关的个数和接收侧开关的个数并不限于上述说明的个数，例如，也可以设置有一个发送侧开关和一个接收侧开关。此外，发送侧开关以及接收侧开关的选择端子等的个数也不限于本实施方式，也可以分别为两个。
(其它实施方式)
以上，列举实施方式1～6对本发明涉及的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但是本发明并不限定于上述实施方式。将上述实施方式中的任意的构成要素进行组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置的各种没备也包含于本发明。
例如，虽然在上述实施方式1～6中示出了如下的例子，即，将第2频带应用于LTE的Band3接收通带(1805-1880MHz)，将第3频带应用于LTE的Band39通带(1880-1920MHz)，将第1频带应用于包含Band3接收通带和Band39通带的频带(1805-1920MHz)，但是并不限于此。
也可以将第2频带应用于LTE的Band28A接收通带(758-788MHz)，将第3频带应用于LTE的Band20接收通带(791-821MHz)，将第1频带应用于包含Band28A接收通带和Band20接收通带的频带(758-821MHz)。
此外，也可以将第2频带应用于LTE的Band38通带(2570-2620MHz)，将第3频带应用于LTE的Band7接收通带(2620-2690MHz)，将第1频带应用于包含Band38通带和Band7接收通带的频带(2570-2690MHz)。
此外，构成各滤波器的串联臂谐振器以及并联臂谐振器各自并不限于一个谐振器，也可以由将一个谐振器进行了分割的多个分割谐振器构成。
此外，实施方式1～6中所示的移相器具有相位变换的功能，并且还具有阻抗变换的功能，也可以改读为“阻抗变换器”。
此外，例如，控制部也可以设置在RF信号处理电路(RFIC)7的外部，例如，可以设置在高频前端电路6。也就是说，高频前端电路6并不限于上述说明的结构，也可以具备实施方式1～5中的任一个涉及的高频滤波器和对该高频滤波器具备的开关元件的接通以及断开进行控制的控制部。
此外，例如，在高频前端电路6或通信装置9中，也可以在各构成要素之间连接有电感器、电容器。另外，电感器也可以包含由将各构成要素间相连的布线构成的布线电感器。
此外，关于实施方式1～5中的任一个涉及的高频滤波器具备的各开关元件，例如可列举由GaAs或CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor，互补金属氧化物半导体)构成的FET(Field EffectTransistor，场效应晶体管)开关或二极管开关。这样的开关是小型的，因此能够将实施方式1～5中的任一个涉及的高频滤波器小型化。
此外，实施方式1～5中的任一个涉及的高频滤波器具备的串联臂谐振器以及并联臂谐振器是使用了弹性波的弹性波谐振器，例如是利用了SAW(Surface Acoustic Wave，声表面波)的谐振器、利用了BAW(BulkAcoustic Wave，体声波)的谐振器、或者FBAR(FilmBulk AcousticResonator，薄膜体声波谐振器)等。另外，SAW不仅包含表面波，还包含边界波。进而，并联臂谐振器只要是可用由电感分量以及电容分量构成的等效电路模型(例如，BVD模型等)表现的谐振器或电路且具有谐振频率以及反谐振频率的谐振器或电路即可。
产业上的可利用性
本发明作为宽带且低损耗的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛地利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
5：天线元件；
6：高频前端电路；
7：RF信号处理电路(RFIC)；
8：基带信号处理电路(BBIC)4；
9：通信装置；
10、10A、10B、20、20A、20t3、20C、30、40A、50A、60A、500、600：高频滤波器；
11、11A、11B、11C、11D、12、12A、12Aa、12B、12D、13A、13B、13C、13D、14A、14B、14C、14D、14E、14F、14G：滤波器；
15A：纵向耦合型谐振器；
21、21a、21B、21C、21D、22、22a、22B、22C、22D：移相器；
101、102、103、104、161、201、202、203：并联臂电路；
110、120：输入输出端子；
111、112、113、114、211、212、213：阻抗电路；
151：串联臂电路；
210：开关组；
220：滤波器组；
231：发送侧开关；
241、242、243：发送放大电路；
251、252、253：接收侧开关；
261、262、263、264：接收放大电路；
271、272：开关；
321：IDT电极；
301a、301b：梳齿电极；
322：反射器；
301：电极膜；
302：压电基板；
301g：密接层；
301h：主电极层；
303：保护层；
310a、310b、410：电极指；
311a、311b、411：汇流条电极；
Cp11、Cp12、Cp14、Cp21、Cp22、Cp23、Cs21、Cs22：电容器；
Lp13、Lp21、Lp22、Ls21、Ls22：电感器；
p11、p12、p13、p14、p21、p22、p23、p31、p32、p33：并联臂谐振器；
s11、s12、s13、s21、s22、s31、s32：串联臂谐振器；
SW1、SW11、SW12、SW13、SW14、SW2、SW21、SW22、SW23、SW3、SW35、SW36、SW4、SW5、SW6、SW7、SW8：开关。

Claims (20)

1.一种高频滤波器，将第1频带作为通带，具备：
第1电路，与第1节点以及第2节点连接，所述第1节点设置在连结第1输入输出端子和第2输入输出端子的路径上，所述第2节点设置在所述路径上的所述第1节点与所述第2输入输出端子之间；以及
第2电路，与所述第1节点以及所述第2节点连接，
所述第1电路具有：第1滤波器，将第2频带作为通带，所述第2频带是包含所述第1频带的一部分频率的频带，具有比所述第1频带窄的带宽，
所述第2电路具有：
第2滤波器，将第3频带作为通带，所述第3频带是包含所述第1频带的一部分频率的频带，具有比所述第1频带窄的带宽，且位于比所述第2频带的中心频率靠高频率侧；
第1移相器，与所述第2滤波器的一个端子连接；以及
第2移相器，与所述第2滤波器的另一个端子连接。
2.根据权利要求1所述的高频滤波器，其中，
对所述第1移相器以及第2移相器的相位进行调整，使得在从所述第1节点以及所述第2节点中的至少一者以单体观察所述第2电路的情况下，所述第2电路的阻抗成为极大的奇点中成为最大的阻抗的频率包含于从所述第2频带的低频端的频率到所述第2滤波器的通带低频侧的截止频率的范围。
3.根据权利要求1或2所述的高频滤波器，其中，
在从所述第1节点以及所述第2节点中的至少一者以单体观察所述第2电路的情况下，
在所述第2频带中，所述第1电路和所述第2电路成为相同相位的频率有至少一处，
在所述第3频带中，所述第1电路和所述第2电路成为相同相位的频率有至少一处。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的高频滤波器，其中，
在所述第3频带的低频端的频率处，
对所述第1移相器以及所述第2移相器的移相进行调整，使得所述第1滤波器和所述第2滤波器的相位差与所述第1移相器和所述第2移相器的移相和之和成为312°以上且362°以下。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述路径包含：
第1路径，经由所述第1节点、所述第1电路、以及所述第2节点；以及
第2路径，经由所述第1节点、所述第2电路、以及所述第2节点，
所述第1滤波器具有：
第1串联臂电路，设置在所述第1路径上；以及
第1并联臂电路，与设置在所述第1路径上的节点和接地连接，
所述第2滤波器具有：
第2串联臂电路，设置在连结所述第1移相器和所述第2移相器的所述第2路径上；以及
第2并联臂电路，与设置在所述第2路径上的节点和接地连接，
所述第1串联臂电路、所述第1并联臂电路、所述第2串联臂电路以及所述第2并联臂电路中的至少一个具有弹性波谐振器，
所述弹性波谐振器中的至少一个具有：
IDT电极，即，叉指换能器电极，形成在具有压电性的基板上；以及
反射器，
在将由所述弹性波谐振器的至少一个中的所述IDT电极的电极周期决定的弹性波的波长设为λ的情况下，所述IDT电极与所述反射器的间距为0.42λ以上且不足0.50λ。
6.根据权利要求1～5中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第1电路还具有：
第1开关元件，连接在所述第1节点与所述第1滤波器之间；以及
第2开关元件，连接在所述第2节点与所述第1滤波器之间，
通过所述第1开关元件以及所述第2开关元件的导通以及非导通的切换，对所述第1频带和所述第3频带进行切换。
7.根据权利要求6所述的高频滤波器，其中，
所述第1电路还具有：
第3开关元件，连接在所述第1开关元件与所述第1滤波器之间的连接节点和接地之间，与所述第1开关元件排他性地切换导通以及非导通；以及
第4开关元件，连接在所述第2开关元件与所述第1滤波器之间的连接节点和接地之间，与所述第2开关元件排他性地切换导通以及非导通。
8.根据权利要求1～7中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第2电路还具有：
第5开关元件，连接在所述第1节点与所述第1移相器之间；以及
第6开关元件，连接在所述第2节点与所述第2移相器之间，
通过所述第5开关元件以及所述第6开关元件的导通以及非导通的切换，对所述第1频带和所述第2频带进行切换。
9.根据权利要求8所述的高频滤波器，其中，
所述第2电路还具有：
第7开关元件，连接在所述第5开关元件与所述第1移相器之间的连接节点和接地之间，与所述第5开关元件排他性地切换导通以及非导通；以及
第8开关元件，连接在所述第6开关元件与所述第2移相器之间的连接节点和接地之间，与所述第6开关元件排他性地切换导通以及非导通。
10.根据权利要求8或9所述的高频滤波器，其中，
还具备：第3电路，与所述第1节点以及所述第2节点连接，
所述第3电路具有：
第3滤波器，将第5频带作为通带，所述第5频带是包含与所述第1频带不同的第4频带的一部分频率的频带，具有比所述第4频带窄的带宽，且位于比所述第2频带的中心频率靠高频率侧，且与所述第3频带不同；
第3移相器，与所述第3滤波器的一个端子连接；以及
第4移相器，与所述第3滤波器的另一个端子连接。
11.根据权利要求1～10中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第1移相器是低通型滤波器电路或高通型滤波器电路，
所述低通型滤波器电路具有：一个以上的电感器，配置在连结所述第1节点和所述第2滤波器的一个端子的串联臂路径；以及电容器，连接在所述串联臂路径上的节点与接地之间，
所述高通型滤波器电路由配置在所述串联臂路径的一个以上的电容器以及与所述串联臂路径上的节点以及接地连接的电感器构成。
12.根据权利要求1～11中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第2移相器是低通型滤波器电路或高通型滤波器电路，
所述低通型滤波器电路由配置在连结所述第2节点和所述第2滤波器的另一个端子的串联臂路径的一个以上的电感器以及与所述串联臂路径上的节点以及接地连接的电容器构成，
所述高通型滤波器电路由配置在所述串联臂路径的一个以上的电容器以及与所述串联臂路径上的节点以及接地连接的电感器构成。
13.根据权利要求1～10中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第1移相器以及所述第2移相器为由电容器或电感器构成的阻抗元件。
14.根据权利要求1～13中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第1滤波器以及第2滤波器中的至少一者具有：
串联臂电路，配置在连结所述第1节点和所述第2节点的所述路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一者具有谐振器以及第9开关元件，
通过所述第9开关元件的导通以及非导通的切换，对所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一者的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者的频率进行切换。
15.根据权利要求1～14中的任一项所述的高频滤波器，其中，
所述第1滤波器以及所述第2滤波器中的至少一者是声表面波滤波器、声边界波滤波器、以及使用了体弹性波即体声波BAW的弹性波滤波器中的任一种。
16.根据权利要求15所述的高频滤波器，其中，
所述第1滤波器以及所述第2滤波器中的至少一者具有纵向耦合型谐振器。
17.根据权利要求16所述的高频滤波器，其中，
第1移相器的相位与第2移相器的相位不同。
18.一种多工器，其中，
具备：多个滤波器，包含权利要求1～17中的任一项所述的高频滤波器，
所述多个滤波器的输入端子或输出端子与公共端子直接或间接地连接。
19.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～17中的任一项所述的高频滤波器或权利要求18所述的多工器；以及
放大电路，与所述高频滤波器或所述多工器直接或间接地连接。
20.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及
权利要求19所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
CN201880049640.8A 2017-07-25 2018-07-23 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置 Active CN110999081B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311040641.5A CN117060880A (zh) 2017-07-25 2018-07-23 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-143985 2017-07-25
JP2017143985 2017-07-25
PCT/JP2018/027433 WO2019021983A1 (ja) 2017-07-25 2018-07-23 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202311040641.5A Division CN117060880A (zh) 2017-07-25 2018-07-23 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110999081A true CN110999081A (zh) 2020-04-10
CN110999081B CN110999081B (zh) 2023-08-08

Family

ID=65040863

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202311040641.5A Pending CN117060880A (zh) 2017-07-25 2018-07-23 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置
CN201880049640.8A Active CN110999081B (zh) 2017-07-25 2018-07-23 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202311040641.5A Pending CN117060880A (zh) 2017-07-25 2018-07-23 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11283428B2 (zh)
CN (2) CN117060880A (zh)
WO (1) WO2019021983A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114337723A (zh) * 2020-09-28 2022-04-12 诺基亚技术有限公司 无线电通信

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6889423B2 (ja) * 2018-02-05 2021-06-18 株式会社村田製作所 フィルタ装置、高周波フロントエンド回路、および通信装置
WO2019150688A1 (ja) * 2018-02-05 2019-08-08 株式会社村田製作所 フィルタ装置、高周波フロントエンド回路、および通信装置
US20220321099A1 (en) * 2021-04-02 2022-10-06 Resonant Inc. Tiled transversely-excited film bulk acoustic resonator high power filters
JP2020014206A (ja) 2018-07-18 2020-01-23 スカイワークス ソリューションズ, インコーポレイテッドSkyworks Solutions, Inc. 高調波抑制を備えたハイブリッド弾性ｌｃフィルタ
US10848126B2 (en) * 2018-10-30 2020-11-24 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Band pass filter having parallel connected notch filter circuits
DE102018131054B4 (de) * 2018-12-05 2020-10-08 RF360 Europe GmbH Mikroakustisches HF-Filter
KR20200078084A (ko) * 2018-12-21 2020-07-01 삼성전기주식회사 프론트 엔드 모듈
US10790563B1 (en) * 2019-03-04 2020-09-29 Qualcomm Incorporated Reconfigurable phase-shifting networks
JP7249246B2 (ja) * 2019-08-28 2023-03-30 京セラ株式会社 受信装置
JP2021082910A (ja) * 2019-11-18 2021-05-27 株式会社村田製作所 複合フィルタ装置
US20220200639A1 (en) * 2020-12-18 2022-06-23 Skyworks Solutions, Inc. Capacitor substitution in a stacked resonator based antennaplexer
WO2023026353A1 (ja) * 2021-08-24 2023-03-02 三菱電機株式会社 周波数選択切り替え回路
CN117981222A (zh) * 2021-09-29 2024-05-03 株式会社村田制作所 弹性波滤波器装置以及多工器
CN115833789B (zh) * 2023-02-09 2023-05-02 成都湖山电子科技有限公司 一种开关滤波系统

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08321738A (ja) * 1995-05-24 1996-12-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd 二周波数帯域通過フィルタ及び二周波数分波器及び二周波数合成器
US5926466A (en) * 1995-05-16 1999-07-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Time division multiple access FDD wireless unit and time division multiple access FDD/TDD dual mode wireless unit
JP2004166258A (ja) * 2002-10-25 2004-06-10 Hitachi Metals Ltd 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール
US20060044080A1 (en) * 2002-10-25 2006-03-02 Hitachi Metals, Ltd. Balanced-unbalanced type multiband filer module
CN101662267A (zh) * 2008-08-27 2010-03-03 株式会社瑞萨科技 分路滤波器、半导体集成电路器件和通信移动终端
US20110169589A1 (en) * 2008-09-08 2011-07-14 Bosse Franzon reconfigurable filter apparatus
US20120313731A1 (en) * 2010-12-10 2012-12-13 Burgener Mark L Method, System, and Apparatus for Resonator Circuits and Modulating Resonators
CN103597744A (zh) * 2011-06-17 2014-02-19 株式会社村田制作所 分波器
US20140049340A1 (en) * 2012-08-17 2014-02-20 Taiyo Yuden Co., Ltd. Acoustic wave filter, duplexer, and module
CN104737447A (zh) * 2012-10-24 2015-06-24 株式会社村田制作所 滤波器装置
CN105514547A (zh) * 2016-01-27 2016-04-20 华南理工大学 一种基于新型频率分离结构的低通-带通五工器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI106894B (fi) * 1998-06-02 2001-04-30 Nokia Mobile Phones Ltd Resonaattorirakenteita
GB2346049A (en) * 1999-01-19 2000-07-26 Roke Manor Research Duplex filtering
JP2005184143A (ja) * 2003-12-16 2005-07-07 Murata Mfg Co Ltd 弾性表面波分波器、通信機
JP2008160629A (ja) 2006-12-26 2008-07-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線受信回路、無線受信装置及び無線受信装置の切替方法
US9837983B2 (en) * 2015-03-13 2017-12-05 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Acoustic filter device with combined passband
JP6430974B2 (ja) * 2016-01-27 2018-11-28 太陽誘電株式会社 共振回路およびフィルタ回路
WO2019150688A1 (ja) * 2018-02-05 2019-08-08 株式会社村田製作所 フィルタ装置、高周波フロントエンド回路、および通信装置

Patent Citations (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5926466A (en) * 1995-05-16 1999-07-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Time division multiple access FDD wireless unit and time division multiple access FDD/TDD dual mode wireless unit
JPH08321738A (ja) * 1995-05-24 1996-12-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd 二周波数帯域通過フィルタ及び二周波数分波器及び二周波数合成器
JP2004166258A (ja) * 2002-10-25 2004-06-10 Hitachi Metals Ltd 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール
US20060044080A1 (en) * 2002-10-25 2006-03-02 Hitachi Metals, Ltd. Balanced-unbalanced type multiband filer module
CN101662267A (zh) * 2008-08-27 2010-03-03 株式会社瑞萨科技 分路滤波器、半导体集成电路器件和通信移动终端
US20110169589A1 (en) * 2008-09-08 2011-07-14 Bosse Franzon reconfigurable filter apparatus
US20120313731A1 (en) * 2010-12-10 2012-12-13 Burgener Mark L Method, System, and Apparatus for Resonator Circuits and Modulating Resonators
JP2014502803A (ja) * 2010-12-10 2014-02-03 ペレグリン セミコンダクター コーポレイション 共振器回路及び共振器の調整のための方法、システム、及び装置
CN103597744A (zh) * 2011-06-17 2014-02-19 株式会社村田制作所 分波器
US20140049340A1 (en) * 2012-08-17 2014-02-20 Taiyo Yuden Co., Ltd. Acoustic wave filter, duplexer, and module
CN104737447A (zh) * 2012-10-24 2015-06-24 株式会社村田制作所 滤波器装置
CN105514547A (zh) * 2016-01-27 2016-04-20 华南理工大学 一种基于新型频率分离结构的低通-带通五工器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114337723A (zh) * 2020-09-28 2022-04-12 诺基亚技术有限公司 无线电通信
US11888457B2 (en) 2020-09-28 2024-01-30 Nokia Technologies Oy Radio communications

Also Published As

Publication number Publication date
US20200153412A1 (en) 2020-05-14
WO2019021983A1 (ja) 2019-01-31
US11283428B2 (en) 2022-03-22
CN110999081B (zh) 2023-08-08
CN117060880A (zh) 2023-11-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110999081B (zh) 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置
US10812048B2 (en) Acoustic wave filter device, radio-frequency front-end circuit, and communication apparatus
CN109643987B (zh) 弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置
CN111034042B (zh) 滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置
CN109690946B (zh) 弹性波滤波器装置、多工器、高频前端电路及通信装置
US10720903B2 (en) Acoustic wave filter device, radio-frequency front-end circuit, and communication apparatus
CN109196777B (zh) 高频滤波电路、多工器、高频前端电路以及通信装置
US10958242B2 (en) Acoustic wave filter device, multiplexer, radio-frequency front end circuit, and communication device
CN109196778B (zh) 高频滤波电路、高频前端电路以及通信装置
US20190267969A1 (en) Acoustic wave filter device, multiplexer, radio-frequency front end circuit, and communication device
CN109661777B (zh) 弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
US10530335B2 (en) Acoustic wave filter device, radio-frequency front-end circuit, and communication apparatus
CN109792238B (zh) 弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置
WO2018097203A1 (ja) 弾性波フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2018151218A1 (ja) フィルタ装置、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
CN111133678B (zh) 滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置
US11394368B2 (en) Acoustic wave filter, multiplexer, radio frequency front-end circuit, and communication device
WO2019003619A1 (ja) 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
WO2018186227A1 (ja) 弾性波フィルタ装置、デュプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置
CN110383687B (zh) 高频滤波器、多工器、高频前端电路以及通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant